JP2009526489A - 電気的補償／等化機能を備えるフィードバック制御式コヒーレント光学レシーバ - Google Patents

Abstract

本発明の光学コヒーレントレシーバは、ある実施形態ではヘテロダイン方式を用い、その他の実施形態ではホモダイン方式を用いる。どちらの方式においても、複数のフィードバック信号とアナログ／デジタル処理を採用している。これにより、変調光学入力信号への応答性を最適化する。また、各ＲＦのＩチャネル及びＲＦのＱチャネル出力の両方を提供する。
【選択図】図２

Description

本発明は、全体として光学的通信システムに関連し、より詳しくは、光学信号を検知する光学的コヒーレントレシーバに関する。
尚、本出願は、係属中の米国仮特許出願第60/781,233（出願日：２００６年３月１０日 発明の名称：「Optical Coherent Receiver System」）及び米国特許出願（代理人整理番号849.1.032 発明の名称：「Feedback-Controlled Coherent Optical Receiver With Electrical Compensation/Equalization」 出願日：２００７年２月２７日）に関連するものであり、本出願はこれらの出願に基づく優先権を主張するとともに、本出願の内容と矛盾しない範囲で、これら出願の内容を参照として組み込むものである。関連出願それぞれは本出願と同一の発明者並びに承継人を有する。
米国政府は、本発明に対して、対価を支払い、実施権を有し、限定的な範囲で、特許権者に対して第三者に対して合理的な期間実施権を設定することを要求する権利を有する。尚、正当な期間とは、NSA (National Security Agency：国家安全保障局)により許可された許可番号MDA904-03C-0462の期間である。

８０年代及び９０年代において、光ファイバに対して、コヒーレント光学検知は深く研究されていた。しかしながら、光学的増幅器の登場により、この変動性が高く非常に感度の高いレシーバ技術は、あまり取り上げられなくなってしまった。この間、光学的構成部品の面において、大きな改良が成し遂げられてきた。これら改良として、レーザ出力、線幅安定性、ノイズ並びに帯域幅、出力処理能力及び（平衡）光検出器のコモンモード阻止を挙げることができる。電子マイクロ波素子の進歩は、光学的コヒーレント検知の直接的な検知に対する有利な点として用いられるという改良をもたらした。本発明者は、このことが、コヒーレント光検知を将来的な通信リンクに対して魅力的なものとなることを見出している。

自由空間光通信リンクに対して、コヒーレント検知は常に興味深いものであった。なぜなら、コヒーレント検知は、高出力レーザ並びに感度の高いレシーバ技術に依存する必要があるからである。一の用途として、光衛星リンクを挙げることができる。光衛星リンクは、完全な一式のマイクロ波トランスポンダのデータスループットと同等或いはそれ以上のものとなる。更には、光学システムは、全てのＲＦシステムと比して、非常に狭いビームサイズを有し、光学システムは、本質的により安全なものである。完全な一式のＲＦトランスポンダを単一の光学通信システムに置き換えることの可能性を鑑みると、宇宙船（Spacecraft: SC）の複雑性の程度並びにこれに関連する重量及び電力消費など全てを低減可能である。

光学コヒーレント検知器は、従来の輝度変調／直接検知に対して多数の有利な点をもたらす。例えば、光学コヒーレントレシーバの使用により、従来の光学レシーバが検知する信号よりも、非常に低い強度の信号を検知することが可能となる。このことは、低ノイズ光学増幅器が利用できない光波長の信号を検知するのに特に重要である。更に、コヒーレント検知器は、光信号の位相情報を保存することを可能にする。このことは、電磁波の位相内に情報が含まれる場合に光信号を検知するのに役立つ。このことは、受信される光信号とコヒーレントレシーバ内で用いられる光学的ローカルオシレータとの間の安定した位相及び／又は周波数ロックを必要とする。

コヒーレントレシーバの構造において、受信した光信号は、光学的ローカルオシレータ（LO: Local Oscillator）からの光と合成される。この方法において、信号は、光学的搬送周波数（１．５５μｍの波長において、〜２００ＴＨｚ）からマイクロ波搬送周波数（一般的には、数ギガヘルツ）にダウンコンバートされる。光検知後に結果として生ずるビート信号は、中心周波数を表し、この中心周波数は、中間周波数f_IF(IF)に対応する。中間周波数は、信号周波数とLO周波数との間の差異である。

信号周波数とLO周波数が同一である場合を、検知技術の分野では、「ホモダイン」と称する。信号の中心周波数とLOの中心周波数が相違する場合（f_IF=f_c-f_LO）を、検知システムは、「ヘテロダイン」と称する。尚、f_cは受信した信号の中心周波数を意味し、f_LOはLOの中心周波数を意味する。ヘテロダインシステムにおいて、IFは、光学信号の少なくとも２倍のデータレートである必要がある。これにより、ダブルサイドデータスペクトルの受信が可能となる。ホモダイン受信は、LO（一般的には、レーザにより作り出される）が進入してくる光信号に対して位相ロックされることを必要とする。一方でヘテロダイン検知は、受信された信号に対して周波数ロックすることを必要とする。

多くの伝送形態において、ホモダインシステムは、ヘテロダインシステムよりも高い感度をもたらす。ホモダイン検知は、伝送されるデータレートに略等しいＲＦ帯域幅を必要とする一方で、ヘテロダイン検知器は、伝送されるデータレートの２倍から３倍に略等しいＲＦ帯域幅を必要とする。純粋に帯域幅の観点から述べると、ホモダイン方式は、ヘテロダイン検知と比して、要求の程度が低いといえる。しかしながら、ホモダイン検知は、ヘテロダインと比して、実施の面において、多くの要求項目を有する。なぜなら、ホモダイン検知は、位相ロックに対して厳格な要求項目を有するからである。

コヒーレントレシーバの主要な構成要素には、光学的ローカルオシレータ、光学的カプラ、平衡光検知器、位相／周波数ロック要素、偏波コントロールループ及び電気信号処理機がある。これら要素には、高いレシーバ感度を達成するのに必要とされる要求項目がある。
１．低い相対強度雑音（RIN: Relative Intensity Noise）であり、低いレーザ線幅を有し、高い光分離特性を有する高出力の光学ローカルオシレータ
２．信号とLOレーザ間の偏波整合
３．出力ポート上において５０／５０のカップリング比を有する光ミキサ
４．平衡光検知器へ向かう光学的経路長の等化
５．高い応答性能、高い光学的出力ハンドリング能力、良好なコモンモード阻止比（CMRR: common-mode rejection ratio）を有する平衡光検知器
６．IFの位相ノイズ並びに周波数ノイズを低減させる位相／周波数ロック器

従来のコヒーレント光学レシーバを図１に示す。上記の要求項目は、設計の中で行なわれる改良の中に反映されている。しかしながら、下記の操作性に係る欠点がこれらシステムの中に存在する。
１．偏波制御が、本質的に手動で実行されるか、複雑な偏波ダイバシティ設定（多数の光電装置（O/E device: opto-electronic device）の複製並びにＲＦ要素を含む）を介して実行される。
２．光経路長等化がなされたとしても、それは、レシーバの製造工程内でなされるものであり、フィードバック制御されるものではない。
３．光ミキサのカップリング比がフィードバック制御されない。
４．フォトダイオードの応答整合が可能となると、フリーランモードになる（即ち、フィードバック制御が存在しなくなる）。
５．位相／周波数ロックが実行不能となり、精密制御並びに最適化ができなくなる。
従来のコヒーレントレシーバが有するこれらの欠点は、レシーバの本質的性能並びに操作の容易性に対して悪影響を与えるものである。

本発明の目的は、高い信頼性を有するとともに低コストの多機能光学コヒーレントレシーバを提供することを目的とする。
本発明の他の目的は、軽量型の光学コヒーレントレシーバを提供することであり、このレシーバは、１つのモジュール内に全ての必要とされる光学発生器／管理器並びにＯ／Ｅ回路及びＲＦ回路を備える。
本発明の他の目的は、ファイバを主体とする光学発生サブシステム／管理サブシステム及び一体化された光学制御回路を主体とする設計を提供することである。これにより、重量及び体積を最小限化できるとともに関連する光学コヒーレントレシーバの信頼性を向上させることが可能となる。
本発明の他の目的は、一体化された回路を主体とする設計を提供することである。これにより、光電サブシステム及びＲＦサブシステムの重量並びに体積を最小限化でき、且つ、関連する光学コヒーレントレシーバの信頼性を向上させることができる。
これらの本発明の目的並びに他の目的は、本発明のいくつかの実施形態を通じて説明される。本発明の実施形態には、光学発生サブシステム／管理システムが含まれ、一体化された回路、特定の機能を発揮する光学、光電、ＲＦ制御ボードが提供される。異なる機能を有するコヒーレントレシーバは、このようにして、適切な光学サブシステム及び制御ボードにより作り出される。

本発明を通じて、上記した従来のコヒーレントレシーバの欠点の解消に対して、独特の取り組みがなされている。このため、本発明の実施形態は、以下の手段を備える。

１．フィードバック制御されるアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）を用いて、操作の間の完全な整合が達成される。
２．位相／周波数ロックの精密制御がなされる。
３．光ファイバストレッチャ、偏波制御器及び光学カップリング比に対する内部に実装されたフィードバックループを備える。
４．オートスキャンを用いて、光学信号入力に対する分析、検知、トラッキング及びロックがなされる。

本発明の様々な実施形態において、本発明は、光学コヒーレントレシーバを提供する。このレシーバは、エルビウム添加ファイバ増幅（EDFA: erbium doped fiber amplification）に依存することなく高い感度を達成する手段を備える。結果として、本発明の光学コヒーレントレシーバは、自由空間リンク及びファイバ光学リンクの両方を達成することができる。
本発明のレシーバは更に、様々な変調フォーマット（例えば、ASK, (D)PSK及びFSKなど）を検知する手段を備える。更にレシーバは、多くの異なる波長（例えば、980nm, 1064nm, 1310nm及び光学Ｓバンドなど）で操作可能とする手段を備える。レシーバは更に、2.5Gb/s及び10Gb/sにて操作するための手段を備える。

図面を参照しつつ、本発明の様々な実施形態が説明される。図において、同様の構成に対して、同一の符号が付されている。
図１に示す従来のコヒーレントレシーバシステムが有する操作性の欠陥について、簡単に上述された。図１を更に参照しつつ、図１の概略構成図に示される既知のコヒーレントレシーバシステムについて説明する。
図示の如く、従来のコヒーレントレシーバ（１００）は、光学ローカルオシレータ（ＬＯ）（１）を備える。ローカルオシレータ（１）は、光学信号を光学オシレータプロセッサシステム（２）に出力する。この結果、プロセッサシステム（２）は、光学カプラ（３）を駆動することとなる。光学カプラ（３）は、変調された光学的入力信号（１０）を受け、この入力信号（１０）をカプラ下流側光学処理回路或いはネットワーク（４）に供給或いは接続する。その後、回路或いはネットワーク（４）は、処理された信号を平衡フォトダイオード並びにＲＦ（高周波）増幅器（５）に接続する。平衡フォトダイオード増幅器（５）からのＲＦ出力信号は、ＲＦ処理回路（６）に供給される。その後、ＲＦ処理回路（５）は出力信号をベースバンドＲＦ処理回路（７）に供給する。ＲＦ処理回路（７）の出力は、ＲＦ出力端末（即ち、コネクタ（１２））と周波数ロック回路（８）の両方に接続される。ロック回路（８）の出力は、光学ＬＯ（１）に入力される。

光学ＬＯ（１）は、高出力の光学的連続波を発する。この連続波は、一定の割合で、受信した信号周波数に関連付けられる。光学ＬＯプロセッサ（２）は、光学ＬＯ（１）からの出力信号を分離、増幅、フィルタ処理並びに偏波安定化する役割を担う。光学カプラ（３）は、光学ＬＯプロセッサ（２）の出力と変調光学入力信号（１０）を結合させる。カプラ下流側光学プロセッサ（４）は、光学カプラ（３）と平衡フォトダイオード変換器（５）のカップリング比を最適化する役割を担う。平衡フォトダイオード変換器（５）は、合成された光学信号をＲＦ領域に変換する。ＲＦプロセッサ（６）は、ベースバンドＲＦプロセッサ（９）と協働して、復調されたＲＦ出力信号（１２）を生じさせる役割を担う。更に、周波数ロック器（８）を駆動するフィードバック信号を潜在的に供給する。このフィードバック信号は、変調入力信号（１０）の周波数に関連して、光学ＬＯ（１）の周波数を制御する役割を担う。

図２は、本発明の第１の実施形態に係るコヒーレントレシーバ（２００）の構成要素の概略図である。
本発明の第１の実施形態は、図１に示す従来のコヒーレントレシーバに関連するものであるが、本発明の第１の実施形態は、ベースバンドＲＦプロセッサ（７）に代えて、ベースバンドＲＦ／ＥＤＣ（高周波／電子分散補償／等化（RF/electronic dispersion compensation/equilization）プロセッサ（９）を用いている。また、周波数ロック回路（８）に代えて、周波数位相ロック回路（１１）を用いている。更に、オートスキャンを追加している。また、ＲＦフィードバック制御信号は、ＲＦプロセッサ（６）の出力からピーク検知器（１７）、周波数及び位相ロック器（１１）、オートスキャン（１３）及び平衡Ｏ／Ｅ変換器（１４）それぞれに接続される。

レシーバ（２００）において、光学ＬＯプロセッサ（２）は、光学ＬＯ信号（１）を分離、増幅、フィルタ処理及び偏波安定化する役割を担い、これは、レシーバ（１００）と同様である。カプラ下流側光学プロセッサ（４）は、光学カプラ（３）のカップリング比を最適化するとともに光学カプラと平衡Ｏ／Ｅ変換器（１４）の間の経路長を等化する役割を担う。平衡Ｏ／Ｅ変換器（１４）は、平衡アバランシェフォトダイオード（APD: avalanche photodiode）対或いは平衡化された従来のフォトダイオード対（PD: photodiode）の何れかからなる。これらフォトダイオード対のうち一方は、４つの光学出力をＲＦ信号に変換する役割を担う。ベースバンドＲＦ／ＥＤＣプロセッサモジュール（９）は、伝送劣化の電子補償、ベースバンドフィルタリング、差分変調処理及びベースバンド信号の増幅を可能とする機能を発揮する。周波数及び位相に対するロックモジュール（１１）は、光学ＬＯ（１）を、変調光学入力信号（１０）に対して制御する機能を発揮する。この制御は、光学ＬＯ（１）の波長を変化させることによりなされる。オートスキャンモジュール（１３）は、変調光学入力信号（１０）の波長を突き止める役割を担い、これは、光学ＬＯ（１）の波長を変化させることによりなされる。ピーク検知器（１７）は、制御信号を発し、この制御信号によりカプラ下流側光学プロセッサ（４）の作動を最適化する役割を担う。

光学カプラ（３）は、フィードバック駆動型変動比２×２光学カプラ或いは２×４ハイブリッド光学カプラとすることができる。光学的フィードバック信号は、光学プロセッサ（４）から光学カプラ（３）に接続される。これにより、光学カプラ（３）の最適な作動を補償する制御信号が作り出される。

平衡コヒーレントレシーバの出力電流は、下式により与えられる。

尚、Ｒは、平衡Ｏ／Ｅ装置の応答度（アンペア／ワット）である。他のパラメータ並びに変数を以下に示す。
図２並びに数式１を更に参照し、光学レシーバの性能に対して、以下の条件が維持される必要がある。

１．ＬＯ（１）を作り出すレーザからの相対強度雑音（ＲＩＮ）に対して直流キャンセレーションを完全に行なうこと
２．信号（出力は、P_sigで示される）とLO1（出力はP_LOで示される）との間の整合した偏波状態
３．光学カプラ（３）の完璧な５０／５０カップリング
４．光学カプラ（３）、平衡ＡＰＤのＲＦ増幅器（１４）の間の経路長差をゼロとすること
５．平衡ＡＰＤ（１４）のＡＣ応答度とＤＣ応答度を整合させること
６．ＬＯ（１）と位相ロックループ（PLL: phase locked loop）（位相ロックループは、モジュール（１１）とオートスキャンモジュール（１３）から構成される）を介した信号との間の位相差（△φ）と波長差（ω_IF）を一定とすること

コヒーレントレシーバ（２００）は、これら条件の下、最適な性能となる。コヒーレントレシーバ（２００）の性能を発揮させる方法の１つは、高いビットレートのデジタルデータ流を検知した後、アイダイアグラムと呼ばれる評価を実行することである。アイダイアグラムが上下方向に広がる開口検知部を有するならば、信号は非常に低いビットエラーを有するか、ビットエラーが存在しない状態であることが分かる。
図３は、３１dBm以下の信号入力パワーの１０Gb/sでのコヒーレントレシーバ（２００）を用いて検知されたアイダイアグラムを示す。対応するビットエラー比の測定値は１・１０^−９である（１０億ビット分の１のエラーである）。

図１に示す従来のコヒーレントレシーバ（１００）と図２に示す本発明のコヒーレントレシーバの間には、いくつかの差異がある。本発明のコヒーレントレシーバは、下記の事項をもたらす。

・本発明においては、高出力を取扱うことができるとともに高いＣＭＲＲ（コモンモード阻止比）を有する平衡光検知器（１４）或いは平衡アバランシェ光検知器を使用する。平衡光検知器（１４）は、高い変調速度の光学的搬送信号を取扱うことができる必要がある。図４は、コヒーレントレシーバ（２００）の試作品におけるDSC740平衡光検知器（１４）（Discovery Semiconductors社製（ニュージャージ州エウィング））の周波数応答を示す。
・ヘテロダイン受信の同期復調が適合可能な変調フォーマットである。
・中長距離光学ネットワーク内での光学歪みを適切に見出すために補償電子素子を利用する。
・位相ロック／オートスキャン（１１，１３）インターフェースが、ＬＯ（１）の温度を調整し、所望のＩＦビート周波数を維持する。この特徴は、異なる光学伝送波長のデータ流が存するWDM(wave division multiplex（波長分割多重）)システムの分析にとって重要である。周波数ロックモジュール（１１）は、全ての変調に対するレシーバの性能を最適化するのに役立つ。位相ロックする部分は、全ての位相のシフト変調並びにホモダイン受信に不可欠である。ＲＦ或いは光学スペクトル分析器を必要とせずに位相ロック部分は作動する。重要な点として、周波数ロック器（１１）は、システム内のいかなるドリフトも防止する。この結果、レシーバに対して長期的な安定性をもたらすことができる。システムの安定性を説明するために、図５は、ＩＦ線幅を示す。線幅は約２ＭＨｚ（ＰＬＬ（phase lock loop:位相ロックループ）が使用されない場合）から約１００Ｈｚ（ＰＬＬ（１１，１３）が閉じた場合）に低減する。レシーバ（２００）は、自立式現場配置システムとして利用可能となる。
・下記のシステムサブモジュールを駆動し、システム性能を最大限化させる多数のフィードバックループを使用する。

１．ＬＯレーザ（１）と変調された光学入力信号の偏波制御
２．可変レシオ光学カプラ（３）
３．光学経路長等化器（２８）（図６乃至図９を参照しつつ、後述される）
４．平衡ＡＰＤ（１４）のバイアス電圧

本発明の全ての実施形態では、軽量且つ低電力消費型のコヒーレントレシーバを想定している。このレシーバは、これらシステムサブモジュールを最適化された設定に維持し、最良のレシーバ性能を発揮する。本発明は、広い範囲の光学波長を網羅することを想定している。光学ＬＯサブモジュール（１）は広範囲に調整可能であり、オートスキャンサブモジュール（１３）は、連続的にＬＯ波長を調整可能であり、確実に多数の光学信号（１０）の波長を検知する。この検知には、外部の光学装置或いはＲＦ装置を使用しない。レシーバは、このようにして、現場配備されるのに適したものとなる。

上述の如く、図２の構成要素の概略図は、コヒーレントレシーバ（２００）の本発明の第１の実施形態の主要なモジュール並びにサブモジュールを示す。
図６は、コヒーレントレシーバ（２００）の更に詳細な構成要素概略図であり、図２に全体的に示された様々なモジュールの設計のより詳細部分を示す。
図６において、レシーバ（２００）の部品或いはモジュールは、本発明の実施形態に基づき構築され、限定するものではないが、ヘテロダイン検出型コヒーレントレシーバ（３００）が示されている。レシーバ（３００）において、ＲＦプロセッサ（６）は、中間周波数（IF: intermediate frequency）域を提供する。図２のモジュールの代替的な設計の実施例であることを当業者であれば理解可能である。

図６において、変調された光学入力（１０）は、入力光学信号を信号光学分離器（１６）にもたらす。信号光学分離器（１６）は、変調された光学入力に対して信号分離処理を行う。低ノイズ指数かつ高ゲインの信号光学増幅器（１８）は必要に応じて、信号光学分離器（１６）の出力を増幅する。帯域幅に対する適切な信号光学バンドパスフィルタが信号光学増幅器（１８）の出力から帯域幅外の光学的ノイズを取り除く。光学信号偏波安定器（２２）は、信号光学バンドパスフィルタ（２０）の出力の偏波状態を安定させる。調整可能なローカルオシレータ（ＬＯ）レーザ（１）は、光学的入力をＬＯ光学分離器（５０）にもたらす。低ノイズ指数かつ高ゲインの信号光学増幅器（３８）は必要に応じて、信号光学分離器（５０）の出力を増幅する。ＬＯ光学分離器（５０）は、ＬＯ入力（１）に対して光学分離を実行する。挟帯域のＬＯ光学バンドパス増幅自然放出光（ASE: amplified spontaneous emission）フィルタ（４０）がＬＯ光学増幅器（３８）の光学的ノイズを除去する。追加的なＬＯ偏波安定器（４２）は、ＬＯ光学バンドパスフィルタ（４０）の出力の偏波状態を安定させる。可変レシオの光学カプラ（３／２４）は、信号偏波安定器（２２）と追加的なＬＯ偏波安定器（４２）の出力を受ける。カプラ（３／２４）の２つの出力は、下記の数２で示される。

光学タップ（２６，４４）は個別に、可変レシオ光学カプラ（３／２４）からの出力を受け取る。各タップは、入力を９９／１に分割したものを出力する。ここで、９９％は、フィードフォワード信号であり、１％はフィードバック信号である。光学差分比較器（５２）は、光学タップ（２６，４４）からフィードバック信号を受け取り、電気的なＤＣ信号を出力する。可変レシオの光学カプラ（３／２４）は、光学差分比較器（５２）から出力信号を受け取る。光学差分比較器（５２）は、カプラ（３／２４）の２つの出力に対して、完璧な５０／５０カップリング比を可能とする。ファイバストレッチャ（２８）は、光学タップ（２６）のフィードフォワード出力を受け取り、光学タップ（２６，４４）のファイバ出力間の光学経路の等化を可能とする。
平衡アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）対（３１，３３）は、ＲＦ筐体（１４／３０）内に収容されている。このフォトダイオード対（３１，３３）は、それぞれ、ファイバストレッチャ（２８）と光学タップ（４４）の光学出力を受け取り、多数のＲＦ信号を出力する。広帯域バイアスティー（３４）は、平衡ＡＰＤ（１４／３４）からのＲＦ出力信号を受け取り、増幅器（３６）にＲＦ出力信号を送り、ＤＣフィードバックＤＣ信号をＡＰＤ（３１）に送る。これにより、ＡＰＤ（３１，３３）の間でＡＣ応答度の平衡を図ることができる。温度制御ループ（TCL: Temperature Control Loop）（３２）は、ＲＦ装置筐体（１４／３０）内のＡＰＤ（３１）（正方向にバイアスされたＡＰＤ）とＡＰＤ（３３）（負方向にバイアスされたＡＰＤ）の温度安定性を高精度で維持する。光電流モニタループ（PML: photocurrent monitor loop）（４６）は、負方向にバイアスされたＡＰＤ（３３）の電圧を作り出し、最適化された作動に寄与する。インピーダンス整合がなされた広帯域ＲＦ増幅器（３６）は、広帯域バイアスティー（３４）のフィードフォワード出力を受け取り、後に行なわれるＲＦ処理のために受信したＲＦ信号を増幅する。ピーク検知回路（１７）は、ＲＦ増幅器（３６）のＲＦ出力の一部を受け取る。ピーク検知回路装置の出力は、ファイバストレッチャ（２８）を作動させる。これにより、光学タップ（２６／４４）のファイバ出力間の等経路長を維持することが可能となる。バンドパスフィルタ（５８）は、ＲＦ増幅器（３６）からの出力の一部を受け取り、ＩＦビートノートを出力する。ＩＦ検知モジュール（６８）は、バンドパスフィルタ（５８）からの出力を受け取り、特定の基準周波数を有するＲＦ信号を出力するという前述の機能を発揮する。
オートスキャンモジュール（１３）は、ＩＦ検知モジュール（６８）からのＲＦ出力を受け取り、ＬＯレーザ（１）の波長調整を行うことが可能となる。

本発明の様々な実施形態を記載するために「任意に」という用語が使用される。この用語が使用された場合は、光学部材と称されるものが使用されて好適な実施形態が形成されることを意味し、この光学部材は、特定の応用には使用される必要がないものである。

バンドパスフィルタ（５８）の出力は分割されて、「Ｉ」データ同期処理ループを供給する。この同期処理ループは、二重平衡ミキサ（６２）からなり、これにより、ＲＦ増幅器（３６）のＲＦ出力の一部を受信し、バンドパスフィルタ（５８）の出力の一部を受信する。ローパスフィルタ（７４）は、ミキサ（６２）の出力のうち信号バンドノイズを除いたものをフィルタ処理する。ダブル平衡ミキサ（６６）は、ＲＦ増幅器（３６）のＲＦ出力の一部を受信する。９０°遅延モジュール（６４）は、バンドパスフィルタ（５８）の出力を受信して、二重平衡ミキサ（６６）内へ遅延出力を供給する。ローパスフィルタ（７６）は、ミキサ（６６）の出力のうち信号バンドノイズを除いたものをフィルタ処理する。２つの判断ブロック（Ｆ９０，Ｆ９６）は夫々、ローパスフィルタ（７４，７６）のＲＦ出力部分をデジタル信号に変換する。２つのサンプル・ホールドＲＦモジュール（Ｇ８６，Ｇ９８）は、１クロック持続時間の時間遅延を引き起こす。サンプル・ホールドＲＦモジュール（Ｇ８６）は、ローパスフィルタ（７４）のＲＦ出力の第２部分を受信する。サンプル・ホールドＲＦモジュール（Ｇ９８）は、ローパスフィルタ（７６）のＲＦ出力の第２部分を受信する。マルチプライア（１００）は、（Ｇ９８）及び（Ｆ９０）の出力を受信する。マルチプライア（８８）は、（Ｇ８６）及び（Ｆ９６）の出力を受信する。サブトラクションモジュール（９４）は、マルチプライア（１００，８８）のＲＦ出力を受信する。ループフィルタ（７８）は、サブトラクションモジュール（９４）からエラー信号出力を受信する。ループフィルタ（７８）の出力は、調整可能なＬＯレーザ（１）を駆動して、一定周波数及び／又は変調された光学入力（１０）調整可能なＬＯレーザ（１）との間の位相差を維持する。電気的補償モジュールは、任意の差分デコーディング回路（１０４）と組み合わせることにより、ローパスフィルタ（７４）のＲＦ出力の一部を受信する。任意の差分デコーディング回路（１０６）と組み合わせられた電気的補償モジュールは、ローパスフィルタ（７６）のＲＦ出力の一部を受信する。ＩチャネルＲＦ出力ポート（８２）は、差分デコーディング回路（１０４）の出力を受信する。ＱチャネルＲＦ出力ポート（８４）は、デコーディング回路（１０６）の出力を受信する。

図６を参照して、前述したとおり、一般的なヘテロダイン検出型コヒーレントレシーバ（３００）に対する変調された入力光学信号（１０）は、まず光学分離器（１６）へ入力される。それから、任意で低ノイズの光学増幅器（１８）を通って供給される。そして、光学増幅器（１８）の出力は、光学バンドパスフィルタ（２０）の入力と連結しており、この出力は、データに適した帯域幅を有する。フィルタ処理された光学信号は、それから偏波安定器（２２）内へ供給される。この安定器（２２）は、シングルモードファイバ入力を用いて操作し、低レベルの光学信号を受け入れることに適応する。偏波安定器（２２）からの出力は、偏波維持（ＰＭ）ファイバであり、偏波状態が、適切な偏波状態（ＳＯＰ）に維持されることを保証する。

ＬＯレーザ（１）は、固定の偏波状態を有するＰＭファイバ・ピッグテール・デバイスであって、本実施形態において、このレーザ（１）はＰＭ２段階光学分離器（５０）内へ接続される。レーザは、フィードバック駆動回路に影響を受けやすい状態で、最も低いＲＩＭ（相対強度雑音）と線幅で選択される。この分離器（５０）からの出力は、ＰＭファイバで送られ、任意に低ノイズ光学増幅器（３８）及び光学増幅自然放出光（ASE: amplified spontaneous emission）フィルタ（４０）へ供給される。ＡＳＥフィルタ（４０）の出力は、それから、選択された出力ＳＯＰとともに偏波安定器（４２）へ供給される。ヘテロダインに応用するときは、光学信号とＬＯレーザ（１）の両方が、ＳＯＰを調整する。

任意のＬＯ偏波安定器（２２，４２）からのファイバ出力或いは光学信号は、可変レシオ光学カプラ（ＶＲＯＣ）（３／２４）に入力される。カプラ（３／２４）のカップリング比は、フィードバック制御される。この制御は、光学差分比較器（５２）からのＲＦ出力を介して行われる。これにより、最も高いシステム性能を維持することができる。前述のとおり、ＶＲＯＣ（３／２４）の２つの光学出力は両方とも、９９：１で光学タップカプラ（ＯＴ）（２６，４４）にそれぞれ供給される。各タップ（２６，４４）への入力電力の９９％は、本実施形態において、平衡アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）（１４／３０）を介して供給される。この（ＡＰＤ）（１４／３０）は、正方向にバイアスされたＡＰＤ（３１）と負方向にバイアスされたＡＰＤ（３３）からなる。タップ・カプラ（２６，４４）への入力の１％は、光学差分比較器（５２）へ供給される。この光学差分比較器（５２）は、その内部が平衡フォトダイオードにより構成され、アナログ比較器がそれに接続されている。この比較器は、所定の交換周波数で作動する。光学差分比較器（５２）のＲＦ出力信号は、示されるように電圧制御されたＶＲＯＣ（３／２４）を駆動する。ＶＲＯＣ（３／２４）が５０／５０で設定されている場合、ＶＲＯＣ（３／２４）はゼロ電圧により駆動する。このループは、＜０．０５ｄBという極わずかの挿入損失をもって、ＶＲＯＣ（３／２４）へ、実時間電圧制御されたカップリング安定性を付与する。

光学タップ（２６，４４）からの、２つの出力ファイバ或いは光学出力信号が存在する。光学タップ（２６）からの前記光学出力信号は、（＜０．５ｄB）という低い損失で、圧電制御ファイバストレッチャ（FS:Fiber Stretcher）（２８）と連結する。ストレッチャ（２８）は、ストレッチャ（２８）と近接した位置にあるピーク検知器（１７）からＲＦ信号により駆動されるアナログ入力フィードバックポートを備える。このフィードバックループは、最も高いシステム性能を維持できるよう設計されており、活性型光学遅延制御ループを示す。ファイバ・ストレッチャ（２８）と光学タップ（４４）からの光学出力信号は、光学ファイバにより運ばれる。この光学ファイバは、Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）の平衡アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）（３１，３３）内へ直接ピグテール化されている。光学カプラ（３／２４）と平衡ＡＰＤ（１４／３０）の間で、均等な光学経路長が維持されることにより、最適なレシーバ性能が実現する。

アバランシェフォトダイオード（３１，３３）対は、実際、それぞれアバランシェフォトダイオードからなる対であり、互いに独立しており、別々にバイアスされている。前記アバランシェフォトダイオードのそれぞれは、十分な帯域幅を有し、これにより[ＩＦ−０．７*（ビットレート）]から[ＩＦ＋０．７*（ビットレート）]までのＲＦ周波数を処理することができる。ＡＰＤ（１４／３０）は、光学入力電力の広範囲にわたり動作するように設計され、ＡＰＤ（１４／３０）は、大きな平均光学入力のための線形の条件下で動作することが可能である。典型的には、Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）等のＡＰＤ装置の発達により、＜２ｄＢという低い過剰雑音指数を達成している。アバランシェフォトダイオード（３１，３３）対からなるＢ−ＡＰＤ（１４／３０）は、マイクロ波筐体内に確立される。これにより、ＲＦ信号の帯域幅の必要とされる範囲内に対応するＲＦ応答度をつくりだすことができる。入力光学電力が高いと、Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）は、Ｍ＝１．５の増倍率を達成する。Ｍの正確な値は、Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）のアバランシェフォトダイオード（３１，３３）対を超えて適応される逆バイアスと、これらの温度に依存する。前記装置の典型例において、Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）は、ＲＦ筐体の内部のサーミスタとともに熱電冷却器（TEC: Thermoelectric cooler）上に組み立てられる。追加の回路と並ぶこれら成分は、筐体内でＢ−ＡＰＤ（１４／３０）の精密温度安定性を高く保つように設計され、これにより、温度制御ループ（ＴＣＬ）を提供する。

ＡＰＤ（３３）は、逆電圧が予め設定されて、光電流モニタループ（ＰＭＬ）（４６）を介した最適操作を可能とする。これは、活性型Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）ゲイン設定の制御ループである。このＢ−ＡＰＤ（１４／３０）の出力信号は、広帯域バイアスティー（BT: Bias tee）（３４）のＤＣポートを介して接続される。ＢＴ３４により駆動されるフィードバック回路は、ＡＰＤ（３１）のバイアスが制御されるように設計され、これによりＲＦシグナルの周波数幅の間において整合されたＡＣ応答を実現することができる。この電圧は、多くのビットパターン・サイクルにおいて積分されて、「スレーブ」ＡＰＤ（３１）に印加されて、完璧に近い平衡となるよう絶えず調整される。このＢ−ＡＰＤ（１４／３０）のアバランシェフォトダイオード（３１、３３）対の夫々、及び関連したフィードバック回路（４６）を備えることにより、平衡チャネル間の正確な平衡が実現する。これは、Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）平衡制御ループである。バイアスティーを介したフェードバック電圧駆動がゼロにされた場合、Ｂ−ＡＰＤ(１４／３０)内においてアバランシェフォトダイオード（３１、３３）のＤＣ応答性は釣り合う。そしてレーザ１ＲＩＮ（RIN; relative intensity noise）を最小限に抑えることにより最適なレシーバの性能を実現する。

Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）は、最適な入力信号をＲＦ出力信号へ変換する。平衡Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）のＲＦ出力信号はアバランシェフォトダイオード（３１，３３）からなるが、この信号は、ＢＴ（バイアスティー（BT: bias tee））（３４）を介して、十分に分離した５０−オームインピーダンスの低雑音増幅器チェーン（３６）へ供給される。この増幅器チェーン（３６）は、ＲＦ受信通過帯域上に小さな群遅延の均一なゲインを供給する。この増幅器チェーン（３６）は、さらに十分な非圧縮ＲＦ電力を提供して、次に続くＲＦミキサ（６２，６６）を適切に駆動する。

増幅ＲＦ信号は、４つの経路に分割される。前述のとおり、第１の経路はピーク検出器（１７）への入力を提供する。第２の経路は、バンドパスフィルタ（５８）を駆動し、このバンドパスフィルタ（５８）は、ＩＦ検出回路（６８）に信号を供給する。前記ＩＦ検出回路（６８）は、オートスキャン回路（１３）に信号を供給して、このオートスキャン回路（１３）は、調整可能なローカルオシレータ（１）を駆動する。第３及び第４の経路は二重平衡ミキサ（６６）と（６２）それぞれへ入力を供給する。これら二重平衡ミキサ（６６）と（６２）は、変調された入力の同相（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の情報を処理するために使用される。任意の光学変調のために、光学信号の同相及び直交成分は独立データ流で変調されることができる。これは、一般的に直交振幅変調（QAM :quadrature amplitude modulation）と称される。Ｉ及びＱ処理構造は、如何なるデータ変調も光学信号のＩ及びＱ成分上で検索することを可能とする。Ｉチャネル処理成分は、ミキサ（６２）、ＬＰＦ（７４）、判断ブロック（８６）、ミキサ（８８）、サブトラクタ（９４）、及びＦ判断ブロック（９０）を含む。Ｑチャネル処理成分は、ミキサ（６６）、ＬＰＦ（７６）、Ｆ判断ブロック（９６）、Ｇ判断ブロック（９８）、ミキサ（１００）、サブトラクタ（９４）を含む。バンドパスフィルタ（５８）の出力は２つの経路に分割される。このうち１つは、ＩＦ検出モジュール（６８）に供給されて、もう１つは、さらに分割されて、Ｉチャネル二重平衡ミキサ（６２）と９０度遅延モジュール（６４）に供給される。ミキサ（６２）は、「Ｉ」データ流の同期ダウンコンバーションを実施する。ミキサ（６２）からの出力は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）（７４）内へ供給される。ＬＰＦ（７４）の出力は３つの経路に分割される。ＬＰＦ（７４）の第１の出力は、任意の差分デコーダ（ＥＣＭ／ＤＤ）（１０４）を用いて電気的補償モジュール内へ供給される。（ＥＣＭ／ＤＤ）（１０４）の出力は、ＲＦ・Ｉチャネル出力端末（８２）であり、この出力端末（８２）は、如何なる光学変調フォーマットの同相部分においても変調されたデータを検出する。この動作は一般に、直交振幅変調（QAM：quadrature amplitude modulation）と言われている。ＥＣＭ／ＤＤ（１０４）の差分デコーダ区分は操作されて、差分符号化された変調フォーマットを復調することができる。フィルタ処理されたＩデータの他の２つの部分は、エラー信号処理に使用可能である。これらの信号は、デジタルのＲＦ判断ブロックＦ（９０）及び判断ブロックＧ（８６）を通って送られる。ブロックＦ（９０）の出力は、マルチプライア（１００）へ入力される。ブロックＧ（８６）の出力はマルチプライア（８８）へ供給される。

９０°遅延モジュール（６４）の出力は、ＤＢＭ（６６）へ供給される。ＤＢＭ（６６）は「Ｑ」データ流の同期ダウンコンバーションを実施する。（６６）の出力は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）（７６）へ供給される。ＬＰＦ（７６）の出力は、「Ｑ」データであって、３つの枝路に分割される。1つの枝路の出力は、任意の差分デコーダ（ＥＣＭ／ＤＤ）（１０６）を用いて電気的補償モジュールへ供給される。ＥＣＭ／ＤＤ（１０６）の出力は、ＲＦのＱチャネル出力端末（８４）であり、この出力端末（８４）は、如何なる光学変調フォーマットの直角位相部分においても変調されたデータを検出する。この動作は一般に、直交振幅変調（QAM：quadrature amplitude modulation）と言われている。ＥＣＭ／ＤＤ（１０６）の差分デコーダ区分は操作されて、差分符号化された変調フォーマットを復調することができる。

フィルタ処理されたＱデータの他の２つの部分はエラー信号処理に使用可能である。これらの信号は、デジタルのＲＦ判断ブロックＦ（９６）及び判断ブロックＧ（９８）を通って送られる。ブロックＦ（９６）の出力は、マルチプライア（８８）へ入力される。ブロックＧ（９８）の出力はマルチプライア（１００）へ供給される。

マルチプライア（８８）と（１００）の出力は、ＲＦサブトラクションモジュール（９４）へ供給される。モジュール（９４）の出力は、エラー信号であり、このエラー信号は、ループフィルタ（７８）を駆動する。フィルタ（７８）の出力は、調整可能なレーザＬＯ（１）を駆動し、正確な周波数を確保して、ＬＯ（１）の位相ロックが維持される。

オートスキャン（１３）は、温度制御を介して、レーザＬＯ（１）を自動でスキャンする。これにより、ＬＯ（１）と入力信号（１０）の間の周波数ロックがＩＦビート周波数で維持される。レーザＬＯ（１）は、温度を変えることにより、その波長が粗同調される。低温から高温へ変化させることにより、レーザＬＯ（１）の波長は増加する。デジタル／アナログ変換器（DAC ：digital-analog converter）を使用することにより、この温度が低温でも高温でもレーザＬＯ（１）がスキャンされる。これは、クロック設定を用いて、レーザＬＯ（１）の制御スキャン或いは同調に適した速度でデジタル・カウンタ（図示せず）により行われる。図５を参照すると、未知信号の「ビート」は、低温の範囲でスキャンを開始して、高温度の範囲までスキャンを続けることにより検索することができる。バンドパスフィルタ（５８）は、中間周波数（IF：Intermediate Frequency）領域に設定される。このバンドパスフィルタ（５８）は、最終的に、LO（１）と未知信号の間のヘテロダイン（又はビート）と関連する搬送波を送る。この「搬送波」はオートスキャン回路で検知され、この搬送波により、LOレーザを入力光学信号に対しロックすることができる。

２つのレーザ間で「ビート」を「検出」することにより、コヒーレント／ヘテロダインシステムを用いてIFを生成するが、この実験的方法は、通常、多少の高価な装備を必要とする。一般的には、光学ベンチ上で、実験的セットアップにおいて使用されている２つのレーザは、光スペクトルアナライザ（OSA：optical spectrum analyzer）と接続される必要がある。この機器は、２つの異なるレーザ波長を同時に与えることができる。１つのレーザは、それから同調されてもう一方の波長と近づくように移動する。OSAの分解能は、大抵１組のレーザを信号出力「ブリップ」として確認することができるようにされている。しかしながら、RFスペクトラムアナライザにより波長／周波数の詳細な程度まで決定される必要がある。レーザ出力は、ファイバカプラと光学的に混合され、ついでO/E（Optical-to-electrical）変換が行われ、これは通常広帯域幅フォトダイオードによりなされる。もし、スペクトラムアナライザの波長領域内において、例えば４０ＧＨz未満で、レーザ波長が十分接近して同調されたなら、RF信号（IF）は確認される。微細に同調する方法、またレーザの波長の安定性を維持する方法は役立つし、また必要とされる。本発明のこの実施形態に使用される応用は、IF「ビート」を微細に調整及び安定するために温度や電流調整を要するレーザを使用するというものであるが、本発明はこれに限定されるものではない。

図６のオートスキャン（１３）（図１１により詳細に示す）は、差分増幅器（２０４）、オシレータ（２１４）、D／A（２０６）、クロック（２０８）、増幅器（２１０）、ショットキーダイオード（２３２）、BPファイバ（２２４）、ANDゲート（２２２）、SPSTスイッチ（２３４）、光FETスイッチ（２３０）、PLLループフィルタ（２１８）、サイクルスリップ検出器（２２０）及びマルチプライア（２１６）から構成される。図６のIF検出モジュール（６８）は、電圧制御されたオシレータ（２２８）、マルチプライア（２２６）及びBPフィルタ（２２４）から構成されている（図１１に示す）。オートスキャン（１３）区分或いはモジュールは、ＬＯレーザ（１）の波長をスキャンする。これは、一連の温度制御による調整、及び電流制御による位相ロックの調整を行いながらなされる。使用可能なレーザの種類の１つは、小型の密封デバイスで供給される。パッケージされているため、光学LO（１）のレーザは、サーミスタ「T」とともに備わる熱電冷却器（図示せず）上の内部に組み込まれ、これにより、温度を容易に監視することができる（図１１に示す）。光学LO（１）のためのレーザ筐体のTE入力は、差分増幅器（２０４）によりなされる。TEループフィルタ（２０５）は、増幅器（２０４）のためのフィードバックループに含まれている。LO（１）から感知される温度は、サーミスタ「T」により提供される。このサーミスタ「T」は増幅器（２０４）に接続して、正確な温度調節のためにフィードバックを提供する。増幅器（２０４）のため温度の参照設定点は、D／Ａ変換器「ＤＡＣ」（２０６）により決定される。このD／Ａ変換器「ＤＡＣ」（２０６）は、当業者により知られる設計で、アップダウンカウンタと接続して、アップダウンカウンタによりデジタル処理して選択される。温度分解能は、ＬＯレーザ（１）同調の周波数分解能に関与する。この温度分解能は、ＤＡＣ（２０６）のビット数、ＤＡＣ（２０６）の参照電圧、及びレジスタＲＥＦ温度（ＴＥＭＰ）（２０７）、レジスタオフセット・バイアス（２０９）により設定される。オフセットバイアス回路を用いると、使用されているＬＯレーザ（１）の温度条件内に、ＤＡＣ（２０６）同調範囲を集めることができる。例えば、＋５ボルト基準に限定されないが、１２ビットＤＡＣ（２０６）は、名目上６０ＭＨｚのＤＡＣ（２０６）ビットに対する典型的な分解のために使用される。

オートスキャン（１３）回路は、ＤＡＣ（２０６）アップダウンカウンタをデジタル・クロッキングすることにより機能する。これは、ＬＯ（１）のレーザ温度を高める或いは低くすることができる。これはオシレータＬＯ（１）の波長／周波数を同調し、これにより、ビートが検知されてデジタルカウントを停止することができる。

オートスキャン（１３）は次のように起動する。ＤＡＣとアップダウンカウンタ（２０６）が「ゼロに設定される」。これは、温度基準をレーザ・オシレータ（ＬＯ）（１）のための最も低い温度に設定することである。手動始動で、同調クロック（２０８）を「早く或いは遅く」で選択された速度でカウントアップさせることができる。レーザＬＯ（１）と変調された光学入力（１０）の間の「ビート」が、バンドパスフィルタ（２２４）からの信号出力により認識される。ショットキーダイオード（２３２）、及びレジスタ（２１１）とキャパシタ（２１３）を備えるフィルタネットワークは、「ビート」の振幅を検出する。ショットキーダイオード（２３２）、フィルタネットワーク（２１１，２１３）の出力は、搬送波検出比較増幅器（２１０）と接続する。搬送波検出比較器（２１０）の出力は、ＡＮＤゲート（２２２）と同調クロック（２０８）入力と接続する。停止クロック信号は、温度が同調することをとめる。これは、ＤＡＣ（２０６）のアップ・ダウンカウンタクロックを停止することにより行われる。増幅器（２１０）は、非反転ターミナルを有し、このターミナルは、レジスタを用いてアースして停止されている。フィードバック・レジスタ（２２５）は、非反転ターミナルと出力ターミナル間で連結し、これによりヒステリシスを提供する。

温度同調は非常に遅い。これは、ＬＯ（１）のレーザ筐体特有の熱時定数によるものである。「同調」を早くするためには、例えば、これに限定されるものではないが、２０Ｈｚでの早いクロック設定が選択されてスキャン／同調され、所望の信号に、より早くアクセスする。しかしながら、ビート検出が行われ、ＤＡＣ（２０６）カウンタが停止すると、温度は、バンドパスフィルタ（２２４）検出回路範囲外でオーバーシュートする。それから「ダウン」スロー・クロックは、これに限定されないが１Ｈｚに設定されて、ビートをオーバーシュートすることなく検出回路領域内に正確にもたらす。結論として、レーザＬＯ（１）の温度制御は、アンプ／ループ（amp/loop）フィルタと温度によりフィードバック制御される。これにより、温度制御するために、ＤＡＣ（２０６）によりレーザＬＯ（１）の波長／周波数が同調されるように設定される。

ＬＯ（１）のレーザ筐体のための電流入力は、位相ロックのための、略最大の光学出力と詳細な電流調整の制御を可能とするような電流を必要とする。レーザ筐体のレーザＬＯ（１）の電流入力は、レーザ・バイアス電圧により供給される。この電圧はレジスタＲ_Ｌと接続している。典型的には、これに限定されるものではないが、バイアス電圧は−３．５ボルト、そしてレジスタＲ_Ｌは１０オームである。ＰＬＬ（PLL:Phase Lock Loop）は、最適ループゲインのために選択された増幅器（２１８）、ＰＬＬループフィルタ（２１９）、レジスタ（Ｒ_ＰＬＬ）を介してレーザ駆動する。増幅器（２１８）、ＰＬＬループフィルタ（２１９）は、光ＦＥＴスイッチ（２３０）によりリセットされてゼロボルトにされる。

以下、位相ロックループ（１１）に焦点をあてた実施形態に基づきオートスキャン（１３）トポロジーの操作を示す。図６のヘテロダイン構成において、ＲＦ増幅器チェーン（３６）の出力は、４つの経路に分割される。ＢＰＦ（５８）へ供給される部分は、搬送波チャネルと呼ばれる。ここでは搬送波チャネルを扱うものとする。

［二重変換搬送波チャネル］
搬送波チャネルは、これに限定されるものではないが、２７ＧＨzのＩＦ（中間周波数）を有する。このIF周波数は、信号の見地からも理想的であるが、位相ロックに使用される搬送波区分のためには理想的ではないかもしれない。図１１を参照する。ミキサ（２２６）と電圧制御可変発振器（オシレータ）（VOC：voltage-controlled oscillator）（２２８）を使用し、該オシレータは、例えば、これに限定されないが１７GHzに設定されている。こうすることで、１０ＧＨzへのダウン変換が可能となる。これは、１０ＧＨzバンドパスフィルタ（２２４）に供給された後、PLL（１１）回路に与えられる。この二重変換搬送波チャネルにより、システムが、例えば、１０ＧＨzの搬送波チャネルPLL（１１）設計を使用しながらも、信号チャネルに適したIFを選択することが可能となる。様々な信号IF周波数に対応する多目的システムを備えると、夫々異なる理想的な信号IF周波数に応じて、異なるPLL（１１）チャネルを再設計する必要のないので便利である。
例えば、これに限定されないが１０ＧＨz信号IFを必要とする応用のために、より簡便な実施形態がある。この実施形態によると、二重変換区分が排除されている。搬送波チャネルは直接的にバンドパスフィルタ（２２４）に挿入され、これによりVCO（２２８）とミキサ（２２６）の使用が省略される。

搬送波チャネルは、上述の如く製造されて、バンドパスフィルタ（２２４）と接続し、この実施形態のために整えられている。尚、この実施形態はこれに限定されないが１０ＧＨzに対応するものである。バンドパスフィルタ（２２４）の出力は、ショットキーダイオード（２３２）及びフィルタ回路（２１１，２１３）、及び２００分割デジタル分割器（２１２）の両方向に供給される。

以下、まずは、デジタル分割器（２１２）区分回路経路をたどる。デジタル分割器（２１２）は、公知の設計のものである。本実施形態において、デジタル分割器（２１２，２１３）は、これに限定されないが、前述したとおり、２００分割されるよう設定されている。結果として、この実施形態の１０ＧＨz搬送波チャネルは、例えば、排他的ORミキサ／位相比較器（２１６）を介した５０MHｚ REF OSC（２１４）と比べて、５０ＭＨzの周波数に落とすように分割されてもよい。

ミキサ／位相比較器（２１６）の出力は、カップリングレジスタ（２１７）、増幅器（２１８）とPLLループフィルタ（２１９）を通って導かれる。それから、ミキサ／位相比較器（２１６）の出力は、レジスタR_PLLを通り、レーザLO（２）のためのレーザ筐体の「電流入力」駆動する。この位相ロックループ（１１）がロックされると、LO１は、「ローカル・オシレータ・レーザ出力」の波長／周波数値を生成して、変調された光学入力（１０）の波長／周波数でビートする。さらに、LO（１）は、例えば、これに限定されないが、２７GHzのＩＦを生成する。このIFは、周波数であり、位相ロックの５０ＭＨz REF OSC（参照オシレータ）（２１４）である。尚、この実施形態で、レジスタR_Lは、レーザ・バイアス電圧と、光学レーザ・オシレータLO（１）の電流入力を連結する。レジスタ（２２１）はループフィルタ（７８）の出力と光学レーザ・オシレータLO（１）を連結する。

以下の記述は、好適な回路の実施形態のロックの判断と「ビート」を特定しようとするものである。ここ１０年、多くの、上出来な便利なPLLシングル・チップデバイスが使用可能である。これらは、周波数基準に位相ロックする電圧制御オシレータ（VCO）駆動することにより機能する。前記駆動は、ループフィルタ処理した位相比較器からの適切な極性を用いてなされる。ミキサ／位相比較器の２つの特徴的な種類や型がある。１つの型は、エッジ感受性タイプであり、デジタルフリップ・フロップ回路を含む。このデジタルフリップ・フロップ回路は、周波数弁別と言われる周波数／位相比較器或いは検出器のためのものである。これは、周波数基準の調波の上にロックしない点で有利であるが、ノイズの影響を受けやすい点で不利である。ノイズの影響を受けやすいのは、比較器／検出器のための信号のエッジを使用するためである。２つめのタイプは、ミキサ／比較器の直交型である。これは、アナログ構造であってもよく、この構造は、典型的には、ギルバート・セルと呼ばれる。或いは、前記直交型は、アップ・サイド・ダウンクリスマスツリー構造であっても良い。又は、排他的ORゲートを用いたデジタル構造で設計されてもよい。これら代替構造は、調波上にロックされてもよい。また、この構造は、非常に高い雑音排除性を得るような構造を有する点で有利である。これらのミキサと比較器の構造のタイプのいずれかは、標準的なPLL構造をセットアップする時にロックされていないと、ループフィルタ（２１９）の出力がゼロボルトにならず、また、１の電力供給レール（図示せず）に対しクリップされる。

ＰＬＬ（位相ロックループ）（１１）のトポロジーとして、ロックを成功させる間に監視しておくべき３つの特定の項目が存在する。一般的な利用において、監視すべき３つの項目とは、第１は基準周波数に有利な信号の位相ロッキング、第２はループが位相ロックされた後ロックインジケータが含まれること、第３は振幅検出器も含まれることである。本発明の位相ロックループ（１１）の実施形態では、調波のロッキングを識別する能力をを結合させて、高い雑音排除性を得る。ロック無しの場合、ＰＬＬ（１１）は、１の電力供給レールに対して「クリッピング」を行うよりむしろループフィルタ振幅器（２１８）をゼロ電圧にする。このことは、上述した監視順序における３つの項目順序を逆にすることでなしうる。第１ショットキーダイオード（２３２）及びフィルタネットワーク（２１１，２１３）は、「ビート」の振幅を検知する。ショットキーダイオード（２３２）及びフィルタネットワーク（２１１，２１３）の出力は、搬送波検出比較増幅器（２１０）に接続される。搬送波検出比較増幅器（２１０）の出力は、ANDゲート（２２２）及び調整クロック（２０８）の停止クロック入力に接続される。停止クロック入力は、上述した如く「調整」を停止する。搬送波振幅の代表であるＤＣ電圧に変換される搬送波振幅が、搬送波検出比較増幅器（２１０）（及び関連回路）によって設定された閾値より高い場合は、その出力は「ＨＩ（高）」となる。出力が「ＨＩ」であることは、バンドパスフィルタ（２２４）が検知した範囲内の適切な振幅の搬送波であることを示す。この搬送波は、バンドパスフィルタ（２２４）を通過する。これにより、搬送波の周波数は周知になり、「ビート」が所望のＩＦに極めて近いことを意味する。次に、この段階で「ビート」が所望のIFに極めて近くなり、５０MHｚのＲＥＦのＯＳＣ（２１４）と２００分割のデジタル分割器（２１２）がサイクルスリップ検知器（２２０）に接続される。

基本のサイクルスリップ検知器（２２０）の操作は、１の入力部が１のクロック信号を受信し、その他の入力部がその他のクロック信号を受信するようになされる。また、この操作は、１のクロック信号とその他のクロック信号の間の位相、又は１のクロック信号とその他のクロック信号のどちらが先着したかにかかわらない。そして、本実施形態においては、出力は「ＨＩ（高）」となることより使用可能となる。言い換えると、２つの信号は同じ周波数を有するが、２つの信号の位相関係は本回路とは関連しない。いずれかの入力が、その他の入力がクロック信号を受信する前に、１を超えるクロックパルス又はクロック信号を得ている場合は、出力は機能しない又は本実施形態では「ＬＯ」（低）となる。これは、同じ周波数の検出器ではあるが、位相検出器ではない。これは、一般的なＰＬＬの使用時に用いられる回路と同型であり、ループがロックされていることを示している。サイクルスリップ検知器は、当業者にとって公知であるフリップフロップ及びロジックゲートを備えるように設計されてもよい。ＡＮＤゲート（２２２）が、サイクルスリップ検知器（２２０）からの入力と、増幅器（２１０）の出力部からの入力を個別に受信する場合には、その出力はスイッチ（２３４）を用いて「ＨＩ」となり、「自動ＰＬＬ使用可能」を設定する。これにより、「光FETスイッチ」（２３０）を回路開放させる。したがって、増幅器（２１８）及びＰＬＬループフィルタ（２１９）が、レジスタＲ_ＰＬＬを通って光学的ＬＯ（１）の電流入力に接続することが可能となる。これにより、ＰＬＬがロックすることが可能となる。スイッチ（２３４）の「PＬＬオフ」／「ＰＬＬ使用可能」は、手動でＰＬＬの機能を無効にするために用いられることも可能である。尚、レジスタ（２２３）は、＋５ＶＤＣと光FETスイッチ（２３０）に接続する。

従来技術では、ＬＯレーザ波長及び未知信号の波長を突き止めるためには、光スペクトルアナライザ（OSA）を用いる必要がある。次に、ＬＯレーザの温度は、２つの波長が略同様になるまで変更されなければならない。ＯＳＡは十分な波長分解能を有していないため、さらに温度を微調整するためには、ＲＦスペクトルアナライザはO／E変換器の後の時点で使用しなければならない。これにより所望のＩＦに非常に近くなる。これらの機器はどちらも体積及び重量が大きく、また高価である。様々な波長分割多重（WDM）伝送チャネルは、この特性を用いて研究及び解析が可能となる。

尚、図６の実施形態に示すコヒーレントレシーバの特徴であるＲＦコンポーネントは、光ヘテロダイン信号を最適な方法で処理するために適切に選択される。

図７を参照して、レシーバ（２００）のモジュールを設定するための本発明の追加機能を示す。この追加機能は、平衡フォトダイオード（B−PD）（１４／１１２）を備えるヘテロダイン監視レシーバ（４００）を提供する。平衡ＰＩＮフォトダイオード（１１３，１１５）は、Ｂ−ＰＤ（１４／１１２）用のＲＦ筐体内に存在し、［ＩＦ−０．７*（ビットレート）］から［ＩＦ＋０．７*（ビットレート）］へのＲＦ周波数を処理するために十分なＲＦ帯域幅を有している。図６に示すＢ−ＡＰＤ（１４／３０）が十分なＲＦ帯域幅を有さない場合には、フォトダイオード対（１１３，１１５）は、高いＩＦ値又は高いビットレートデジタル伝送を得るために必要とされてもよい。ディスカバリーセミコンダクターズ社製のＤＳＣ７４０は、平衡フォトダイオードを用いるとともに３５ＧＨｚの帯域幅を有しており、本発明の１０Ｇｂ／ｓのヘテロダインレシーバに用いることが可能である。平衡フォトダイオード（１１３，１１５）のＤＣ応答度は約０．７A／Wである。その一方、Ｂ−ＡＰＤ（１４／３０）のＤＣ応答度は約１．５A／Wが可能である。平衡ＰＩＮダイオード（１１３，１１５）のDC応答度が低くなると、図７に示す本発明の第２の実施形態において性能感度の劣化を引き起こすことになる。また、Ｂ−ＰＤ筐体（１４／１１２）にはフィードバックループが適用されない。したがって、レシーバ（４００）の性能は、図６に示す本発明の実施形態の好適なレシーバ（３００）と比較すると僅かに劣る可能性がある。このことは、平衡ＡＰＤ対に適用されたフィードバックループが２つのＡＰＤ（３１，３３）のDC応答度を等化するという目的を果たすという事実に基づく。これにより、ＬＯレーザ（１）のＲＩＮを完全にキャンセルする。そして、好適な実施形態である図６のレシーバの性能感度が、第２の実施形態である図７に基づくＢ−ＰＤ筐体（１４／１１２）の性能を超えて向上する。その他の点では、図７のレシーバ（４００）は図６のレシーバ（３００）と同じ方法で機能する。

図８を参照して、本発明のその他の実施形態として、レシーバ（２００）のモジュールがホモダイン監視コヒーレントレシーバ（５００）を備える設定とされていることを示す。ヘテロダイン監視コヒーレントレシーバ（３００，４００）それぞれとは対照的に、可変レシオカプラ（３／２４）の代わりとして可変レシオ９０°光学ハイブリッド（３／１２２）が用いられている。ホモダインを用いた本発明で用いられる汎用可変レシオ９０°光学ハイブリッド（３／１２２）の詳細図は、図１０に示されている。ハイブリッド（３／１２２）は同相（I）及び直角位相（Q）の光学データを発生させる。Ｑデータは、本ホモダインレシーバ（５００）のＬＯレーザ（１）を位相ロッキングするための入力として必要である。Ｉ及びＱデータ流は、光学ハイブリッド（３／１２２）を介して発生されるため、図６及び図７のヘテロダインレシーバ（３００，４００）それぞれでなされていた如く、これらの状態をＲＦ領域内で発生させる必要はない。変調された光学的入力信号（１０）及びＬＯレーザ（１）の偏波状態は、例えば円形／線形等の固定された偏波状態に設定する必要がある。また、ホモダインプラットフォーム（５００）においては、Ｂ−ＡＰＤ（１２６）からのＲＦ出力はベースバンドに存在し、同期復調は必要としない。ＲＦ出力の一部は分離してオートスキャンモジュール（１３）に送り込まれる。オートスキャンモジュール（１３）からの出力はＬＯレーザ（１）の温度を制御する。ホモダイン操作はこのようにして維持される。

さらに図８を参照すると、汎用ホモダイン監視レシーバ（５００）への入力光学信号（１０）は、まず光分離器（１６）に入力され、その後、任意で低ノイズ光増幅器（１８）を通って送られ、そしてデータに適した帯域幅を用いて光学バンドパスフィルタ（２０）を通って送信される。その後フィルタ処理された信号は、偏波安定器（２２）に送り込まれる。安定器（２２）はシングルモードファイバ入力を用いて操作し、低レベルの光学信号を受け入れるように適合される。偏波安定器（２２）からの出力信号は、偏波維持（PM）ファイバであり、この偏波状態は、好適な偏波状態（SOP）で維持される。出力信号は、光学ハイブリッド（３／１２２）に入力される。

ＬＯレーザ（１）は、固定した偏波状態を備えるピグテールＰＭファイバ装置であり、ＰＭの２段階の光分離器（５０）に接続される。レーザは、ＲＩＮ及び線幅が最も低いものであるにもかかわらずフィードバック駆動回路の影響を受けやすいものが選択される。本分離器（５０）からの出力信号は、ＰＭファイバ上で、任意で低ノイズ光増幅器（３８）に送り込まれる。この光増幅器（３８）は、光増幅された自然放出（ASE）フィルタ（４０）を駆動するものである。その後、このフィルタ処理された出力信号は、選択された出力ＳＯＰを用いて偏波安定器（４２）に送り込まれる。ホモダインの応用として、信号及びＬＯレーザ（１）の偏波状態は、例えば円形／線形等の固定された偏波状態に設定する必要がある。

信号及び任意のＬＯ偏波安定器（２２，２４）それぞれからのファイバ出力は、可変レシオ９０°光学ハイブリッド（VROH）（３／１２２）に接続される。図１０の光学ハイブリッドを参照すると、ハイブリッド（３／１２２）の内部のカプラ１（１４３）とカプラ２（１４５）のカップリング比はフィードバック制御される。これにより、最高のシステム性能を維持することが可能となる。内部のカプラ３（１４７）とカプラ４（１４９）のカップリング比もまた、電圧制御される。しかしながら、カプラ３（１４７）とカプラ４（１４９）は通常５０／５０のカップリング比を維持している。ＶＲＯＨ（可変レシオ光学ハイブリッド）（３／１２２）からは任意の４つの光学出力が存在する。ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ３（１４７）からの２つの光学出力は、どちらも光学タップカプラ（OT）（２６）及び光学タップカプラ（４４）に９９：１で送り込まれる（図８参照）。光学タップ（OT）（２６，４４）それぞれへの入力電力の約９９％は、Iチャネル平衡ＡＰＤ（１２６）へと送り込まれる。このIチャネル平衡ＡＰＤ（１２６）は、正方向にバイアスされたＡＰＤ（１２７）と負方向にバイアスされたＡＰＤ（１２９）から構成されるものである。光学タップカプラ（２６，４４）への入力の約１％は、光学差分比較器（５２）へと送り込まれる。この光学差分比較器（５２）は、電圧制御されるＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ３（１４７）を駆動させる。光学比較器（５２）からの出力は、タップ（２６）とタップ（４４）両方からの光学情報を、交互に所定の整流周波数で伝送し、ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ３（１４７）を駆動させる。ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ３（１４７）が効率的な５０／５０で設定されている場合、ゼロ電圧がＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ３（１４７）を駆動させる。このループは、ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ３（１４７）に、無視出来る程低い挿入損失（＜０．０５ｄB）を備える実時間電圧制御カップリング安定性をもたらす。

ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ３（１４７）からは２つの出力ファイバが存在する。ファイバの１つは、ＯＴ（２６）を介して低損失（＜０．５ｄB）の圧電制御ファイバストレッチャ（FS）（２８）に接続している。ストレッチャ（２８）は、アナログ入力のフィードバックポートを有する。このフィードバックポートは、ストレッチャ（２８）のすぐ近くのＲＦ増幅チェーン（１２８）の増幅された出力から、ピーク検知器（１７）を介して駆動される。そして、フィードバックループは最高のシステム性能を維持するように設定されている。これは活性型光遅延制御ループである。ファイバストレッチャ（２８）からの出力ファイバ及びその他のＯＴ（４４）出力ファイバからの出力ファイバは直接的に平衡ＡＰＤ（１２６）内にピグテール化される。この平衡ＡＰＤ（１２６）はＡＰＤダイオード対（１２７，１２９）で構成されているものである。これらの手順により、ＶＲＯＨ（３／１２２）と平衡ＡＰＤ（１２６）との間の均等な光学経路長は最適なレシーバ（５００）の性能のために維持される。

平衡O／E部（１２７，１２９）は、アバランシェフォトダイオード対（APD）であって、上記に示した如く、十分なＲＦ帯域幅と名目上７０％のデータ伝送速度を有しており、これにより効率的にホモダイン光学信号（１０）を処理することになる。これらのＡＰＤ（１２７，１２９）は、広範囲の光学入力にわたって動作するとともに大きな平均光学入力のための線形条件下で動作可能となるように設計されている。ＡＰＤ装置（１２７，１２９）は、＜２ｄBという低い過剰雑音指数を達成している。Ｂ−ＡＰＤ対（１２６）はマイクロ波筐体に蓄積され、これによりＲＦ信号の必要な帯域幅範囲にわたって、整合されたＲＦ応答を生み出す。高い入力光電力では、ＡＰＤ（１２７，１２９）は増倍率Ｍ＝１．５を達成することができる。Ｍの厳密値はＡＰＤ（１２６）に印加された逆バイアス及び温度に依存する。ＡＰＤ（１２７，１２９）は、Ｂ−ＡＰＤ（１２６）のＲＦ筐体内のサーミスタ（図示せず）に沿って熱電冷却器（TEC）（図示せず）上に組み立てられる。追加的な回路に沿ったこれらの部材は、制御ループ内に設計され、これにより筐体内のＡＰＤ装置の高精密温度安定性が維持される。これは温度制御ループ（TCL）（３２）である。

尚、ＡＰＤ（１２６）又はＡＰＤ（１２９）のどちらかが、光電流モニタループ（PML）（４６）を介して最適な操作を行うためのバイアス電圧初期設定を有する。この光電流モニタループ（PML）（４６）は活性型ＡＰＤゲイン設定の制御ループである。

ＩチャネルＡＰＤ対（１２６）の出力電圧は広帯域バイアスティー（BT）（３４）のＤＣポートに接続される。ＢＴ（３４）の出力によって駆動されるフィードバック回路は、ＲＦ信号の周波数範囲にわたって整合したＡＣ応答性を達成するために、第２のＡＰＤ（１２７）のバイアスを制御するように設計される。この電圧は、多数のビットパターン周期にわたって積分され、「スレーブ」ＡＰＤ（１２７）に印加し、これにより略完璧な平衡状態を得るために常に調整を行っている。ＡＰＤ（１２７，１２９）のＡＰＤ筐体（１２６）及び関連のフィードバック回路においては、平衡チャネル間の厳密な平衡が達成される。これはＡＰＤ平衡制御ループである。バイアスティー（３４）を通り抜けるフィードバック電圧駆動がゼロである場合、ＡＰＤ（１２７）とＡＰＤ（１２９）のＤＣ応答性は整合性が取れており、そしてレーザＬＯ（１）のＲＩＮは最適なレシーバ（５００）の性能のために最小化される。

平衡ＡＰＤ対（１２７，１２９）のＲＦ出力は、十分に分離された５０オームインピーダンスの低ノイズ増幅チェーン（１２８）に送り込まれる。このチェーン（１２８）は均一なゲインを供給するとともに、ＲＦ受信通過帯域での群遅延が低い。このチェーン（１２８）は十分な非圧縮ＲＦ電力を供給することにより、後に続くＲＦコンポーネントを適切に駆動する。また、チェーンはベースバンドホモダイン信号（＞０．７*ビットレート）のための十分なＲＦ帯域幅を有する。

増幅されたＲＦのＩ信号は４つの経路に分割される。増幅チェーン（１２８）からの第１の経路は、ピーク検知器（１７）への入力である。増幅チェーン（１２８）からの第２の出力は、任意の差分デコーダ（ECM／DD）（１０４）を備える電子補償モジュールに送り込まれる。増幅チェーン（１２８）のその他の２つの部分は、エラー信号処理に利用される。これらの信号は、デジタル処理に基づくＲＦ判断ブロックＦ（９６）とＧ（９８）を通って送信される。F（９６）の出力はマルチプライア（８８）に入力される。Ｇ（９８）の出力はマルチプライア（１００）に送り込まれる。

ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ４（１４９）からの２つの任意の出力はどちらも、９９：１で光学タップカプラ（OT）（１１８）と（１２０）にそれぞれ送り込まれる。各ＯＴ（１１８，１２０）それぞれへの入力の約９９％は、平衡ＡＰＤ（１３０）のQチャネルを通って送り込まれる。この平衡ＡＰＤ（１３０）は、正方向にバイアスされたＡＰＤ（１３１）と負方向にバイアスされたＡＰＤ（１３３）から構成されるものである。タップカプラ（２６，４４）への入力の約１％は、光学差分比較器（１１４）へと送り込まれる。この光学差分比較器（１１４）は、電圧制御されるＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ４（１４９）を駆動させるものである。光学比較器（１１４）からの出力は、タップ（１１８）とタップ（１２０）両方からの光学情報を、交互に所定の整流周波数で伝送し、ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ４（１４９）を駆動させる。ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ４（１４９）が効率的な５０／５０で設定されている場合、ゼロ電圧はＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ４（１４９）を駆動する。このループは、ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ４（１４９）に、無視出来る程低い挿入損失（＜０．０５ｄB）を備える実時間電圧制御カップリング安定性をもたらす。

ＶＲＯＨ（３／１２２）のカプラ４（１４９）からの２つの出力ファイバが存在する。そのファイバの1つは、低損失（＜０．５ｄB）の圧電制御ファイバストレッチャ（FS）（１２４）に接続している。ＦＳ（１２４）は、アナログ入力のフィードバックポートを有する。このフィードバックポートは、FS（１２４）のすぐ近くにあるＲＦ増幅チェーン（１３２）の増幅された出力から駆動される。そして、フィードバックループは最高のシステム性能を維持するように設定されている。これは活性型光遅延制御ループである。標準のピーク検出器（１７）がストレッチャ又はＦＳ（１２４）を駆動させる。ファイバストレッチャ（１２４）からの出力ファイバ及びカプラ４（１４９）出力ファイバからの出力ファイバは、直接的に平衡ＡＰＤ（１３０）内にピグテール化される。この平衡ＡＰＤ（１３０）はＡＰＤ対（１３１，１３３）で構成されている。これらの手順により、ＶＲＯＨ（３／１２２）と平衡ＡＰＤ（１３０）との間の均等な光学経路長は最適なレシーバ（５００）の性能のために維持される。

平衡O／E部（１３１，１３３）は、アバランシェフォトダイオード対（APD）であって、十分なＲＦ帯域幅と名目上７０％のデータ伝送速度を有しており、これにより効率的にホモダイン光学信号（１０）を処理することになる。これらのＡＰＤ（１３１，１３３）は、広範囲の光学入力電力にわたって動作するとともに大きな平均光学入力のための線形条件下で動作可能となるように設計されている。ＡＰＤ装置（１３１，１３３）は、
＜２ｄBという低い過剰雑音指数を達成している。ＡＰＤ対（１３０）はマイクロ波筐体に蓄積され、これによりＲＦ信号の必要な帯域幅範囲にわたって、整合されたＲＦ応答を生み出す。高い入力光電力では、ＡＰＤ（１３１，１３３）は増倍率Ｍ＝１．５を達成することができる。Ｍの厳密値はＡＰＤ（１３１，１３３）に印加された逆バイアス及び温度に依存する。ＡＰＤ（１３１，１３３）は、ＡＰＤのＲＦ筐体（１３０）内のサーミスタ（図示せず）に沿って熱電冷却器（TEC）（図示せず）上に組み立てられる。追加的な回路に沿ったこれらの部材は制御ループ内に設計され、これにより筐体（１３９）内のＡＰＤ装置（１３１，１３３）の高精密温度安定性が維持される。これは温度制御ループ（TCL）（３２）である。

尚、ＡＰＤ（１３３）の電圧が、光電流モニタループ（PML）（４６）を介して最適な操作を行うためのバイアス電圧初期設定を有する。これは活性型ＡＰＤゲイン設定の制御ループである。

QチャネルＡＰＤのＲＦ筐体（１３０）の出力電圧は、広帯域バイアスティー（BT）（３４）のＤＣポートを通って接続される。ＢＴ（３４）の出力によって駆動されるフィードバック回路は、ＲＦ信号の周波数範囲にわたって整合したＡＣ応答性を達成するために、第２のＡＰＤ（１３１）のバイアスを制御するように設計される。この電圧は、多数のビットパターン周期にわたって積分され、「スレーブ」ＡＰＤ（１３１）に印加し、これにより、略完璧な平衡状態を得るために常に調整を行っている。ＡＰＤのＲＦ筐体（１３０）及び関連のフィードバック回路においては、平衡チャネル間の厳密な平衡が達成される。これはＡＰＤ平衡制御ループである。バイアスティー又はＢＴ（３４）を通り抜けるフィードバック電圧駆動がゼロである場合、ＡＰＤ（１３１）とＡＰＤ（１３３）のＤＣ応答性は整合性が取れており、そしてレーザ（１）のＲＩＮは最適なレシーバ（５００）の性能のために最小化される。

平衡ＡＰＤ対（１３１）（１３３）のＲＦ出力は、十分に分離された５０オームのインピーダンスの低ノイズ増幅チェーン（１３２）に送り込まれる。この増幅チェーン（１３２）は均一なゲインを供給するとともに、ＲＦ受信通過帯域での群遅延が低い。この増幅チェーン（１３２）は十分な非圧縮ＲＦ電力を供給することにより、後に続くＲＦコンポーネントを適切に駆動する。また、チェーンはベースバンドのホモダイン信号（＞０．７*ビットレート）のために十分なＲＦ帯域幅を有する。

増幅されたＲＦのＱ信号は、増幅チェーン（１３２）から５つの経路に分割される。増幅チェーン（１３２）の第１の経路は、Ｑチャネルピーク検知ブロック（１７）への入力である。増幅チェーン（１３２）の第２の出力は、任意の差分デコーダ（ECM／DD）（１０６）を備える電子補償モジュールに送り込まれる。そして、低パスフィルタ（１０２）に送り込まれ、その後にＲＦのQチャネル出力端末（８４）が続く。増幅チェーン（１３２）のその他の２つの部分は、エラー信号処理に利用される。これらの信号は、デジタル処理に基づくＲＦ判断ブロックＦ（９０）とＧ（８６）を通って送信される。Ｆ（９０）の出力はマルチプライア（１００）に入力される。Ｇ（８６）の出力はマルチプライア（８８）に送り込まれる。増幅チェーン（１３２）からの第５の出力は、調整可能なＬＯレーザ（１）を駆動するオートスキャンモジュール（１３）に送り込まれる。

マルチプライア（８８）と（１００）のＲＦ出力はＲＦサブトラクションモジュール（９４）に送り込まれる。モジュール（９４）の出力は、ループフィルタ（７８）を駆動するエラー信号である。フィルタ（７８）の出力は調整可能なＬＯレーザ（１）を駆動させて、ＬＯ（１）の厳密な周波数を確実にし、位相ロッキングが維持される。

オートスキャン回路（１３）は、温度制御を介して自動的にＬＯレーザ（１）をスキャンする。これにより、ＬＯレーザ（１）と信号伝送との間の周波数ロックがホモダインで維持される。ＬＯレーザ（１）は、温度変更により波長が粗同調される。低温から高温へ変更することは、ＬＯレーザ（１）の波長を増加させる。

オートスキャン（１３）は、デジタルからアナログへの変換器（DAC）（図示せず）を使用する。この変換器は、クロック設定を備えるデジタルカウンタを、スキャンを制御する又はレーザ（１）を「調節する」ために適した速度で使用することによって、低温から高温の温度をスキャンするためのものである。図５を参照すると、未知信号の「ビート」は、低温でスキャンを開始して高温にすることによって検知が可能となる。スキャンは、最終的にはＬＯレーザ（１）と未知信号との間のホモダイン状態に関連した信号を通過する。信号が検出されると、追加的な回路がデジタルカウンタを停止させ、ＰＬＬ位相比較器及びロックを未知信号に対して有効にする。追加的な比較器回路は、ＰＬＬループフィルタ（７８）の出力を監視するために利用される。正又は負の極値が接近して潜在的なロック損失（ロック範囲からの逸脱）を示す場合、この回路は、温度を適切に調整することにより、ループフィルタ（７８）をロッキング範囲の中心付近に戻して位置付ける。この監視システムにおいては、一度ループがロックされると、未知信号が殆どの温度制御領域でドリフトしているのであれば未知信号が追跡可能となる。これにより、システムのロッキング範囲は大幅に拡大することになる。

従来技術では、ＬＯレーザー（１）の波長と未知信号の波長を検出するために光スペクトルアナライザ（OSA）を用いる必要がある。そして、ＬＯレーザ（１）の温度は、２つの波長が略同様になるまで変更されなければならない。ＯＳＡは十分な波長分解能を有していないため、さらに温度を微調整するためには、ＲＦスペクトルアナライザはO／E変換器の後の時点で使用しなければならない。これによりホモダイン操作と非常に近くなる。これらの機器はどちらも体積及び重量が大きく、また高価である。様々な波長分割多重（WDM）伝送チャネルは、この特性を用いて研究及び解析が可能となる。

尚、本発明のコヒーレントレシーバ（５００）の特徴であるＲＦコンポーネントは、光ヘテロダイン信号（１０）を最適な方法で処理するために適切に選択される。

図９を参照して、図２のレシーバ（２００）のモジュールが、ＲＦ筐体（１３４）内の平衡フォトダイオード（１３５，１３７）とＲＦ筐体（１３６）内の平衡フォトダイオード（１３９，１４１）とを備えるホモダイン監視コヒーレントレシーバ（６００）を提供するように設定されている。このレシーバ（６００）は高ビットレートのデジタルホモダイン伝送を提供することが可能である。例えば、ＰＩＮに基づくＤＳＣ（７４０）は３５ＧＨｚの帯域幅を有しており、筐体（１３４，１３６）のための最適な平衡フォトダイオードとなり得る。この筐体（１３４，１３６）は４０Ｇｂ／ｓのホモダイン処理を提供しており、ＲＦ帯域幅２８ＧＨｚを必要とする。平衡フォトダイオード対のＤＣ応答性は約０．７Ａ／Ｗである。その一方、ＡＰＤ対のＤＣ応答性は約１．５Ａ／Ｗが可能である。筐体（１３４，１３６）用の平衡ＰＩＮダイオードの使用を通じてＤＣ応答度が低くなると、図９に示す本発明の第２の実施形態において性能感度の劣化を引き起こすことになる。また、B−PD筐体（１３４，１３６）にはフィードバックループが適用されない。したがって、レシーバの性能は、図８に示す本発明の好適な実施形態と比較すると僅かに劣る可能性がある。このことは、平衡ＡＰＤに適用されたフィードバックループが、筐体（１２６）の２つのＡＰＤ（１２７，１２９）と筐体（１３０）の２つのＡＰＤ（１３１，１３３）のＤＣ応答度を等化するという目的を果たすという事実に基づく。したがって、この結果は、さらに完全にＬＯレーザ（１）のＲＩＮをキャンセルすることになり、好適な実施形態であるレシーバ（５００）の性能感度が、第２の実施形態であるＢ−ＰＤに基づくレシーバ（６００）の性能を超えて向上する。

図７を参照すると、複数の部材が試作品のコヒーレント１０Ｇｂ／ｓのＡＳＫ変調へテロダインレシーバに実装されており、下記表１に示す如く２７ＧＨｚのＩＦで操作している。

図７に示す残りの部材は概念的には上述されているが、まだ実現はしていない。

本発明の様々な実施形態が示されるとともに記載されているが、これら実施形態は何ら本発明を制限するためのものではない。当業者であれば理解できることであるが、実施形態に特定の変更をなすことは可能であり、このような変更は、添付する請求の範囲の精神と範囲によって網羅されているものとする。

従来技術に係るコヒーレントレシーバの設計のブロック概略図である。 本発明の一実施形態に係るコヒーレント光学レシーバのブロック概略図である。 本発明の一実施形態に係るコヒーレント光学レシーバにより作り出された１０Gb/sのNRZ-OOKアイダイアグラムを示す図である。 Discovery Semiconductors社製のDSC740平衡光検知器のRF応答度とCMRR曲線を示し、この光検知器は本発明の実施形態にて用いられている。 本発明のコヒーレント光学レシーバを用いて得られる130 HzのIF線幅のＲＦスペクトルを示す。 本発明の好適な実施形態であるヘテロダイン監視コヒーレントレシーバのブロック概略線図であり、このレシーバは、B-APD(Balanced Avalanche Photodiode：平衡アバランシェフォトダイオード)を備える。 本発明の好適な他の実施形態である第２のヘテロダイン監視コヒーレントレシーバのブロック概略線図であり、このレシーバは、B-PD(Balanced Photodiode：平衡フォトダイオード)を備える。 本発明の好適な実施形態であるホモダイン監視コヒーレントレシーバのブロック概略線図であり、このレシーバは、B-APDを備える。 本発明の他の実施形態のホモダイン監視コヒーレントレシーバのブロック概略線図であり、このレシーバは、B-PDを備える。 本発明の他の実施形態を示す図であり、図８及び図９のホモダインレシーバに用いられる可変レシオ９０°光学ハイブリッドを示す。 光学レーザオシレータとともに用いられるＩＦ検知器及びオートスキャンモジュールの詳細を示すブロック概略図である。

Claims (29)

1. 光学的コヒーレントレシーバであって、
   入力信号プロセッサ、光学カプラ、カプラ下流側光学プロセッサ、平衡光電（ＯＥ）変換器、ＲＦプロセッサ及びベースバンドＲＦ／ＥＤＣ（電子分散補償／等化）プロセッサが連続的に接続されてなる連結サブシステムを備え、
   前記入力信号プロセッサは、前記光学カプラを駆動し、
   該光学カプラは、前記カプラ下流側光学プロセッサを駆動し、
   該カプラ下流側光学プロセッサは、前記平衡光電変換器を駆動し、
   該平衡光電変換器は、前記ＲＦプロセッサを駆動し、
   該ＲＦプロセッサは、前記ベースバンドＲＦ／ＥＤＣ（電子分散補償／等化）プロセッサを駆動し、
   該ベースバンドＲＦ／ＥＤＣプロセッサは、前記レシーバからＲＦ出力信号を生じさせ、
   前記光学コヒーレントレシーバは更に、第１の閉ループサブシステムを備え、
   該第１の閉ループサブシステムは、前記ＲＦプロセッサと前記カプラ下流側光学プロセッサの間に接続されるピーク検知器を備え、
   前記光学コヒーレントレシーバは更に、第２の閉ループサブシステムを備え、
   該第２の閉ループサブシステムは、前記ＲＦプロセッサにより駆動される周波数と位相に対するロックネットワーク（ＦＰＬ）、前記ＦＰＬにより駆動される光学ローカルオシレータ（ＬＯ）及び前記光学ＬＯにより駆動される光学ＬＯプロセッサを備え、
   該光学ＬＯプロセッサは、前記光学カプラを駆動し、
   前記光学コヒーレントレシーバは更に、第３の閉ループサブシステムを備え、
   該第３の閉ループサブシステムは、オートスキャンを駆動する前記ＲＦプロセッサを含み、
   前記オートスキャンは、前記光学ＬＯを駆動し、
   前記入力信号プロセッサは、変調された光学入力信号を受信するとともに処理し、安定した偏波光学出力信号Ｅ_ｓｉｇを発生させ、
   前記光学カプラは、前記Ｅ_ｓｉｇと光学参照信号Ｅ_ＬＯを独立して受信し、複数の出力信号を作り出し、該複数の出力信号は、前記Ｅ_ｓｉｇと前記Ｅ_ＬＯとを結合させたものであり、且つ、一の前記出力信号は他の前記出力信号に対して位相シフトされ、
   前記カプラ下流側光学プロセッサは、前記光学カプラからの前記複数の出力信号をそれぞれ独立して受信し、前記カプラ下流側光学プロセッサが備えるとともにファイバの経路長を等化するファイバ伸長手段を介してこれら信号を処理し、経路長等化処理を施された光学出力信号と同一の信号を発生させ、光学的に生じたＲＦフィードバック信号を前記光学カプラに提供し、該光学カプラは、複数の出力信号のうち２つの間のレシオを任意の値とし、
   前記平衡光電変換器は、前記経路長等化処理を施された複数の光学出力信号を受け取り、これら信号を少なくとも１つのＲＦ出力信号に変換し、
   前記ＲＦプロセッサは、前記少なくとも１つのＲＦ出力信号を受け取り、第１のＲＦフィードバック信号を生じ、該第１のＲＦフィードバック信号は、前記ピーク検知器を介して、そのピークを検知され、これにより、前記ＲＦプロセッサは、前記カプラ下流側光学プロセッサの前記ファイバ伸長手段を駆動し、前記経路長等化処理を施された複数の光学信号の等化状態を維持し、前記ＲＦプロセッサは更に、第２のＲＦフィードバック信号を前記オートスキャンにもたらし、該オートスキャンを作動させ、温度を修正する前記光学ＬＯに出力信号を作り出し、前記ＲＦプロセッサは、第３のＲＦフィードバック信号を作り出し、前記周波数及び位相に対するロックモジュールを作動させ、前記光学ＬＯの位相並びに周波数を制御し、前記光学ＬＯの位相は、前記光学入力信号の位相にロックされ、前記ＲＦプロセッサは、ベースバンド出力信号を発生させ、
   前記ベースバンドＲＦ／ＥＤＣプロセッサは、前記ベースバンド出力信号を受け取り、該ベースバンド出力信号を処理し、この信号のノイズと伝送劣化に対して補償処理を行うとともに前記レシーバのＲＦ出力信号を作り出し、
   前記ピーク検知器は、前記ＲＦプロセッサからＲＦ信号を受け取り、前記ＲＦ出力信号のピークの制御出力信号代表値を作り出すとともに前記カプラ下流側光学プロセッサを制御し、最適化されたカップリング比を保証し、
   前記ＦＰＬは、前記ＲＦプロセッサからＲＦエラー信号を受け取り、駆動出力信号を作り出し、前記光学ＬＯを制御して、該光学ＬＯの周波数／位相を前記変調された入力信号に合せ、
   前記光学ＬＯは、光学出力信号を作り出し、前記光学ＬＯプロセッサを作動させ、前記参照信号Ｅ_ＬＯを作り出し、
   前記オートスキャンは、前記ＲＦプロセッサからのフィルタ処理されたＩＦ信号を受け取り、前記光学入力信号に対して検知、トラッキング及びロック処理を行うことを特徴とする光学的コヒーレントレシーバ。
2. 前記第１の平衡ＯＥ変換器が、少なくとも１つのアバランシェフォトダイオードの対からなることを特徴とする請求項１記載の光学コヒーレントレシーバ。
3. 前記入力信号プロセッサが、光学的に前記Ｅ_ｓｉｇを分離する手段を備えることを特徴とする請求項１記載の光学コヒーレントレシーバ。
4. 前記入力信号プロセッサが、前記Ｅ_ｓｉｇを増幅並びにフィルタ処理する手段を備えることを特徴とする請求項１記載の光学コヒーレントレシーバ。
5. 前記入力信号プロセッサが更に、前記Ｅ_ｓｉｇを増幅並びにフィルタ処理する手段を備えることを特徴とする請求項３記載の光学コヒーレントレシーバ。
6. 前記入力信号プロセッサが光学的に前記入力信号を分離、増幅、フィルタ及び偏波し、前記Ｅ_ｓｉｇを作り出すことを特徴とする請求項１記載のコヒーレントレシーバ。
7. 前記ＲＦプロセッサが更に、第４のＲＦフィードバック信号を作り出し、これにより、前記平衡ＯＥ変換器を作動させ、前記平衡ＯＥ変換器の応答度を制御することを特徴とする請求項２記載の光学コヒーレントレシーバ。
8. 前記ＲＦプロセッサが、前記レシーバをスーパーヘテロダイン方式のレシーバとする手段を備えることを特徴とする請求項１記載の光学コヒーレントレシーバ。
9. 前記ＲＦプロセッサが、前記レシーバをホモダイン方式のレシーバとする手段を備えることを特徴とする請求項１記載の光学コヒーレントレシーバ。
10. 前記光学カプラが、可変レシオ光学カプラからなることを特徴とする請求項８記載の光学コヒーレントレシーバ。
11. 前記光学カプラが可変レシオの９０°光学ハイブリッドカプラからなることを特徴とする請求項９記載の光学コヒーレントレシーバ。
12. 前記カプラ下流側光学プロセッサが、前記可変レシオ光学カプラから第１の出力信号を受け取る第１の光学タップを備え、該第１の光学タップは前記信号を９９％の第１のフィードフォワード信号と１％の第１のフィードバック信号に分割し、
    前記カプラ下流側光学プロセッサは更に、前記可変レシオ光学カプラから第２の出力信号を受信する第２の光学タップを備え、該第２の光学タップは、前記信号を９９％の第２のフィードフォワード信号と１％の第２のフィードバック信号に分割し、
    前記カプラ下流側光学プロセッサは更に、前記第１のフィードフォワード信号を受け取るファイバストレッチャを備え、該ファイバストレッチャは、このフィードフォワード信号に対して、前記第１のフィードフォワード信号と第２のフィードフォワード信号の間で光学経路等化処理を実行し、ファイバ伸長処理されたフィードフォワード信号を作り出し、
    前記カプラ下流側光学プロセッサは更に、前記第１の１％フィードバック信号と第２の１％フィードバック信号を受け取る光学差分比較器を備え、該光学差分比較器は、電気的な直流（ＤＣ）出力信号を作り出し、該直流出力信号は、前記フィードバック信号間の振幅差異の表す電圧レベルを備え、
    前記可変レシオ光学カプラが、前記ＤＣ出力信号を前記差分比較器から受け取り、前記カプラの前記第１の出力信号と前記第２の出力信号の５０／５０のカップリング比を保証することを特徴とする請求項８記載の光学コヒーレントレシーバ。
13. 前記平衡ＯＥ変換器が、それぞれ正方向及び負方向にバイアスされたアバランシェフォトダイオードからなる対を備え、該ダイオードは個別に前記経路長を等化処理された光学出力信号を受け取り、それぞれ、前記少なくとも１つのＲＦ出力信号を作り出すことを特徴とする請求項１記載の光学コヒーレントレシーバ。
14. 前記平衡ＯＥコンバータが、それぞれ、正方向にバイアスされた第１のアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）と負方向にバイアスされた第２のアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）を備え、前記ファイバ伸長処理を受けたフィードフォワード信号をと前記９９％の第２のフィードフォワード信号を受け取り、前記少なくとも１つのＲＦ出力信号を作り出すことを特徴とする請求項１２記載の光学コヒーレントレシーバ。
15. 前記ＲＦプロセッサは、前記一のＲＦ出力信号を受け取る広帯域バイアスティーを備え、該バイアスティーは、前記第１のＡＰＤに向かうＤＣフィードバック信号を作り出し、前記第１のＡＰＤと前記第２のＡＰＤ間のＡＣ応答度の平衡を図るとともに、前記少なくとも１つのＲＦ出力信号に類似するフィードフォワードＲＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記バイアスティーからの前記フィードフォワードＲＦ出力信号を受け取るインピーダンス整合された広帯域ＲＦ増幅器を備え、該ＲＦ増幅器は、前記ピーク検知器に増幅されたＲＦ出力信号を供給し、
    前記ＲＦプロセッサは更に、前記増幅されたＲＦ出力信号を受け取るバンドパスフィルタを備え、該バンドパスフィルタは、中間周波数（ＩＦ）のビートノート信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは更に、前記ＩＦビートノート信号を受け取るＩＦ検知モジュールを備え、該検知モジュールは、ＩＦ・ＲＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは更に、前記増幅されたＲＦ出力信号と前記ＩＦビートノート信号の両方を個別に受け取る第１の二重平衡ミキサを備え、該ミキサは、これら信号を合成し、第１のミキサ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは更に、前記第１のミキサ出力信号を受け取る第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ）を備え、該ローパスフィルタは、第１のＬＰＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは更に、前記ＩＦビートノート信号を受け取る９０％遅延モジュールを備え、該遅延モジュールは、遅延ビートノート信号を出力し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記増幅されたＲＦ出力信号と前記遅延されたビートノート信号の両方を個別に受け取る第２の二重平衡ミキサを備え、該平衡ミキサは、第２のミキサ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第２のミキサ出力信号を受け取る第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ）を備え、該ローパスフィルタは、第２のＬＰＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第１のＬＰＦ出力信号を受け取る第１のサンプル・ホールドＲＦモジュールを備え、第１のＬＰＦ出力信号に対して時間遅延処理を施し、要求に応じて、第１のサンプル化ＲＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第１のＬＰＦ出力信号を受け取る第１の判断ブロックを備え、該判断ブロックは、前記第１のＬＰＦ出力信号をデジタル化し、第１の判断ブロック出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第２のＬＰＦ出力信号を受け取る第２の判断ブロックを備え、該判断ブロックは、前記第２のＬＰＦ出力信号をデジタル化し、第２の判断ブロック出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第２のＬＰＦ出力信号を受け取る第２のサンプル・ホールドＲＦモジュールを備え、第２のＬＰＦ出力信号に対して時間遅延処理を施し、要求に応じて、第２のサンプル化ＲＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第１のサンプル化ＲＦ出力信号と前記第２の判断ブロック出力信号を受け取る第１のマルチプライアを備え、該マルチプライアは、前記２つの信号を乗算処理し、第１のマルチプライア出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第２のサンプル化ＲＦ出力信号と前記第１の判断ブロック出力信号を受け取る第２のマルチプライアを備え、該マルチプライアは、前記２つの信号を乗算処理し、第２のマルチプライア出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第１のマルチプライア出力信号と前記第２のマルチプライア出力信号を受け取るサブトラクションモジュールを備え、該サブトラクションモジュールは、これら信号の差異を表すＲＦエラー信号を作り出し、
    前記第１のＬＰＦ出力信号と前記第２のＬＰＦ出力信号が組み合わされて、前記ベースバンド出力信号を表すことを特徴とする請求項１３記載の光学コヒーレントレシーバ。
16. 前記平衡ＯＥ変換器が、正方向にバイアスされた第１のフォトダイオードと負方向にバイアスされた第２のフォトダイオードを備え、各フォトダイオードが、個別に前記経路長等化処理を施された光学出力信号を受け取り、各フォトダイオードそれぞれが、前記少なくとも１つのＲＦ出力信号を作り出すことを特徴とする請求項１記載の光学コヒーレントレシーバ。
17. 前記負方向にバイアスされた第２のＡＰＤの電圧を作動させ最適な操作をもたらす光電流モニタループと、
    前記第１のＡＰＤと前記第２のＡＰＤの高精度の温度安定性を維持する温度制御ループを更に備えることを特徴とする請求項１５記載の光学コヒーレントレシーバ。
18. 前記ＲＦプロセッサが、前記一のＲＦ出力信号を受け取る広帯域のバイアスティーを備え、該バイアスティーは、前記第１のフォトダイオードにＤＣフィードバック信号を作り出し、前記第１のフォトダイオードと前記第２のフォトダイオードの間でＡＣ応答度の平衡をもたらすとともに、前記少なくとも１つのＲＦ出力信号に類似するフィードフォワードＲＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記バイアスティーからの前記フィードフォワードＲＦ出力信号を受け取るインピーダンス整合がなされた広帯域ＲＦ増幅器を備え、該広帯域ＲＦ増幅器は、前記ピーク検知器に増幅されたＲＦ出力信号をもたらし、
    前記ＲＦプロセッサは、前記増幅されたＲＦ出力信号を受け取るバンドパスフィルタを備え、該バンドパスフィルタが、中間周波数（ＩＦ）のビートノート信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは更に、前記ＩＦビートノート信号を受け取るＩＦ検知モジュールを備え、該検知モジュールは、ＩＦ・ＲＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは更に、前記増幅されたＲＦ出力信号と前記ＩＦビートノート信号の両方を個別に受け取る第１の二重平衡ミキサを備え、該ミキサは、これら信号を合成し、第１のミキサ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは更に、前記第１のミキサ出力信号を受け取る第１のローパスフィルタ（ＬＰＦ）を備え、該ローパスフィルタは、第１のＬＰＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは更に、前記ＩＦビートノート信号を受け取る９０％遅延モジュールを備え、該遅延モジュールは、遅延ビートノート信号を出力し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記増幅されたＲＦ出力信号と前記遅延されたビートノート信号の両方を個別に受け取る第２の二重平衡ミキサを備え、該平衡ミキサは、第２のミキサ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第２のミキサ出力信号を受け取る第２のローパスフィルタ（ＬＰＦ）を備え、該ローパスフィルタは、第２のＬＰＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第１のＬＰＦ出力信号を受け取る第１のサンプル・ホールドＲＦモジュールを備え、第１のＬＰＦ出力信号に対して時間遅延処理を施し、要求に応じて、第１のサンプル化ＲＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第１のＬＰＦ出力信号を受け取る第１の判断ブロックを備え、該判断ブロックは、前記第１のＬＰＦ出力信号をデジタル化し、第１の判断ブロック出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第２のＬＰＦ出力信号を受け取る第２の判断ブロックを備え、該判断ブロックは、前記第２のＬＰＦ出力信号をデジタル化し、第２の判断ブロック出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第２のＬＰＦ出力信号を受け取る第２のサンプル・ホールドＲＦモジュールを備え、第２のＬＰＦ出力信号に対して時間遅延処理を施し、要求に応じて、第２のサンプル化ＲＦ出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第１のサンプル化ＲＦ出力信号と前記第２の判断ブロック出力信号を受け取る第１のマルチプライアを備え、該マルチプライアは、前記２つの信号を乗算処理し、第１のマルチプライア出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第２のサンプル化ＲＦ出力信号と前記第１の判断ブロック出力信号を受け取る第２のマルチプライアを備え、該マルチプライアは、前記２つの信号を乗算処理し、第２のマルチプライア出力信号を作り出し、
    前記ＲＦプロセッサは、前記第１のマルチプライア出力信号と前記第２のマルチプライア出力信号を受け取るサブトラクションモジュールを備え、該サブトラクションモジュールは、これら信号の差異を表すＲＦエラー信号を作り出し、
    前記第１のＬＰＦ出力信号と前記第２のＬＰＦ出力信号が組み合わされて、前記ベースバンド出力信号を表すことを特徴とする請求項１６記載の光学コヒーレントレシーバ。
19. 前記カプラ下流側光学プロセッサが、前記光学カプラからの第１の光学出力信号から第４の出力信号をそれぞれ受け取る第１から第４の光学タップを備え、第１から第４の出力信号を作り出し、各出力信号が関連する受信信号の９９％のレベルであり、前記光学タップは更に、第１から第４のフィードバック信号を作り出し、フィードバック信号それぞれが関連する受信信号の１％のレベルであり、
    前記カプラ下流側光学プロセッサが、前記第２の９９％出力信号と前記ＲＦプロセッサからのフィードバック信号を受け取るピーク検知器と、
    前記第１と第３の９９％出力信号を受け取る第１と第２のファイバストレッチャを備え、
    前記第２のファイバストレッチャは、更に、前記ピーク検知器からの出力信号を受け取り、前記第１と第２のファイバストレッチャは、前記第１と第２の９９％出力信号の光学経路長と前記第３と第４の９９％出力信号の光学経路長それぞれを等化処理し、
    前記カプラ下流側光学プロセッサが、前記第１と第２の１％フィードバック信号をそれぞれ受け取るとともに前記光学カプラに戻される出力信号を作り出す第１の光学差分比較器と、前記第３と第４の１％フィードバック信号をそれぞれ受け取るとともに前記光学カプラに戻される出力信号を作り出す第２の光学差分比較器とを備え、
    前記第１のファイバストレッチャ、第２の光学タップ、第２のファイバストレッチャ及び第４の光学タップが、前記カプラ下流側光学プロセッサからの第１から第４の出力信号を作り出すことを特徴とする請求項１１記載の光学コヒーレントレシーバ。
20. 前記平衡ＯＥ変換器が、フォトダイオードの第１の対を備え、各フォトダイオードがそれぞれ正方向と負方向にバイアスされるとともに前記カプラ下流側光学プロセッサからの前記第１と第２の出力信号を受け取り、これら信号を光学信号から第１のＲＦ（高周波数）出力信号に変換し、
    前記平衡ＯＥ変換器が、フォトダイオードの第２の対を備え、各フォトダイオードがそれぞれ正方向と負方向にバイアスされるとともに前記カプラ下流側光学プロセッサからの前記第３と第４の出力信号を受け取り、これら信号を光学信号から第２のＲＦ出力信号に変換することを特徴とする請求項１９記載の光学コヒーレントレシーバ。
21. 前記ＲＦプロセッサが、前記平衡ＯＥ変換器からの前記第１と第２のＲＦ出力信号を個別に受け取るとともに前記第１と第２のフォトダイオード対に戻るバイアス電圧を作り出し、前記第１と第２のＲＦ出力信号を通過する第１と第２のバイアスティーと、
    前記第１と第２のバイアスティーからの前記第１と第２のＲＦ出力信号をそれぞれ受け取るとともに第３と第４のＲＦ出力信号を作り出す第１と第２の増幅器と、
    前記第３と第４のＲＦ出力信号を受け取り、前記第１と第２のファイバストレッチャそれぞれにフィードバック信号を作り出す第１と第２のピーク検知器と、
    前記第３と第４のＲＦ出力信号を受け取るとともに時間遅延された第４と第４のＲＦ出力信号を表す第５と第６のＲＦ出力信号を作り出す第１と第２の時間遅延モジュールと、
    前記第３と第４のＲＦ出力信号を受け取り、これら信号を第１と第２のデジタル化処理されたＲＦ出力信号にそれぞれ変換する第１と第２のアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、
    前記第５のＲＦ出力信号と前記第２のデジタル化ＲＦ出力信号を受け取り、これら２つの信号の積算値たる第７のＲＦ出力信号を作り出す第１のマルチプライアと、
    前記第６のＲＦ出力信号と第１のデジタル化ＲＦ出力信号を受け取るとともに積算し、第８のＲＦ出力信号を作り出す第２のマルチプライアと、
    前記第７と第８のＲＦ出力信号を受け取り、前記ＦＰＬを作動させる前記エラー信号を作り出すＲＦサブトラクションモジュールとを備え、
    前記第３と第４のＲＦ出力信号が、前記ベースバンドＲＦ／ＥＤＣプロセッサ及び前記オートスキャンそれぞれを作動させるために作り出されることを特徴とする請求項２０記載の光学コヒーレントレシーバ。
22. 前記ベースバンドＲＦ／ＥＤＣプロセッサが、前記第３のＲＦ出力信号を受け取るとともに第１のデコードされた信号を作り出す第１の差分デコーダと、
    前記第１のデコード化信号を受け取るとともにＲＦＩチャネル出力信号を作り出す第１のローパスフィルタと、
    前記第４のＲＦ出力信号を受け取るとともに第２のデコード化された信号を作り出す第２の差分デコーダと、
    前記第２のデコード化信号を受け取るとともにＲＦＱチャネル出力信号を作り出す第２のローパスフィルタを備えることを特徴とする請求項２１記載の光学コヒーレントレシーバ。
23. 前記第１と第２のフォトダイオード対がそれぞれ、正方向にバイアスされたアバランシェフォトダイオードと負方向にバイアスされたアバランシェフォトダイオードからなることを特徴とする請求項２１記載の光学コヒーレントレシーバ。
24. 前記第１のＡＰＤと前記第２のＡＰＤの高精度の温度安定性を維持する温度制御ループと、
    前記負方向にバイアスされた第２のＡＰＤの電圧を作動させ最適な操作をもたらす光電流モニタループを更に備えることを特徴とする請求項２３記載の光学コヒーレントレシーバ。
25. 前記ベースバンドＲＦ／ＥＤＣプロセッサが更に、前記第１のＬＰＦ出力信号を受け取るとともに第１のデコードされた信号を作り出し、ＲＦＩチャネル出力信号を提供する第１の差分デコーダと、
    前記第２のＬＰＦ出力信号を受信し、第２のデコードされた信号を作り出すとともにＲＦＱチャネル出力信号を提供する第２の差分デコーダを備えることを特徴とする請求項１５記載の光学コヒーレントレシーバ。
26. 前記ベースバンドＲＦ／ＥＤＣプロセッサが更に、前記第１のＬＰＦ出力信号を受け取るとともに第１のデコードされた信号を作り出し、ＲＦＩチャネル出力信号を提供する第１の差分デコーダと、
    前記第２のＬＰＦ出力信号を受信し、第２のデコードされた信号を作り出すとともにＲＦＱチャネル出力信号を提供する第２の差分デコーダを備えることを特徴とする請求項１８記載の光学コヒーレントレシーバ。
27. 前記ＦＰＬが前記エラー信号を受信し、
    前記光学ＬＯが、調整可能なローカルオシレータ（ＬＯ）レーザ装置を備え、
    該レーザ装置は、前記ＦＰＬと前記オートスキャン両方から出力信号を受け取り、前記ＴＬＯからの光学出力の周波数及び位相を変調された光学入力信号の周波数と位相にロックし、前記変調された光学入力信号は、前記入力信号プロセッサに入力され、
    前記光学ＬＯプロセッサは、前記ＴＬＯからの光学出力信号を受け取るとともに光学的に分離された出力信号を作り出す光学分離器と、
    前記光学的に分離された出力信号を受信する増幅器と、
    前記増幅器からの光学出力信号を受信するＡＳＥフィルタと、
    前記ＡＳＥフィルタからの出力信号を受信するとともに偏波が安定化された光学出力信号を作り出して前記光学カプラを作動させる偏波安定器を備えることを特徴とする請求項１５記載の光学コヒーレントレシーバ。
28. 前記ＦＰＬが前記エラー信号を受信し、
    前記光学ＬＯが、調整可能なローカルオシレータ（ＬＯ）レーザ装置を備え、
    該レーザ装置は、前記ＦＰＬと前記オートスキャン両方から出力信号を受け取り、前記ＴＬＯからの光学出力の周波数及び位相を変調された光学入力信号の周波数と位相にロックし、前記変調された光学入力信号は、前記入力信号プロセッサに入力され、
    前記光学ＬＯプロセッサは、前記ＴＬＯからの光学出力信号を受け取るとともに光学的に分離された出力信号を作り出す光学分離器と、
    前記光学的に分離された出力信号を受信する増幅器と、
    前記増幅器からの光学出力信号を受信するＡＳＥフィルタと、
    前記ＡＳＥフィルタからの出力信号を受信するとともに偏波が安定化された光学出力信号を作り出して前記光学カプラを作動させる偏波安定器を備えることを特徴とする請求項１８記載の光学コヒーレントレシーバ。
29. 前記入力信号プロセッサが、前記変調された光学入力信号を受け取るとともに光学的に分離された変調光学出力信号を作り出す光学分離器と、
    前記光学出力信号を受け取るとともに該信号を修正する増幅器と、
    前記増幅器からの出力信号から帯域外の光学ノイズをフィルタ除去処理する光学バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）と、
    前記ＢＰＦからフィルタ処理された出力信号を受け取るとともに前記安定化された偏波光学出力信号Ｅ_ｓｉｇを作り出す偏波安定器を備えることを特徴とする請求項１記載の光学コヒーレントレシーバ。

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