CN101944957A - 光学零差接收机的同步电路及光学零差接收机 - Google Patents

Abstract

本发明提供光学零差接收机的同步电路及光学零差接收机，使局部振荡光与所输入的光BPSK调制信号同步，其特征在于，具有：相位同步用信号形成单元，得到能够成为光BPSK调制信号的解调信号的电气上的相位同步用信号；强度调制光形成单元，得到把相位同步用信号作为调制信号的光强度调制信号；平方检波单元，把光强度调制信号进行光电变换，并进行平方检波；和局部振荡光生成单元，把平方检波信号作为相位误差信号使用，改变所生成的局部振荡光的相位或频率。即使在载波频率非常高的情况下，也能够生成精度良好的局部振荡光。

Description

光学零差接收机的同步电路及光学零差接收机

技术领域

本发明涉及光学零差接收机的同步电路及光学零差接收机，例如，能够应用于接收按着二进制相位调制方式(BPSK方式)所调制的调制光(光调制信号)的装置。

背景技术

随着近来的光通信的大容量化，与以往的强度调制方式比较，S/N比良好的相位调制方式(NRZ-BPSK方式等)得到广泛的研究。这些与以往的强度调制方式那样的把光直接进行强度调制的方式不同，着眼于光的相干性，把应该发送的信息在相位上叠加进行发送。

在基于相干通信方式的接收方法中，主要提出了外差检波、零差检波等方法。外差检波和零差检波是在接收端预备与所输入的接收信号(被调制信号)相位严格地同步的载波，利用各种干涉作用进行解调的方式。外差检波方式是通过检测出利用频率少许不同的局部振荡光(以下，把“局部振荡”称作“局振”」)和载波之间的干涉所生成的差频信号，取出解调所需要的接收信号的相位状态的方式。零差检波方式是，在接收端生成频率、相位都与接收信号严格一致的载波，同样地利用干涉作用取出解调所需要的接收信号的相位状态的方式。能够通过使用所输入的接收信号光和局振光的相位同步来实现这些。在外差检波方式中，由于不需要所输入的接收信号光和局振光的严格的相位同步，所以实现性很高，但是，若与零差检波方式相比较，则存在3dB左右的劣化(参照非专利文献1)。

从前，较多地报导了基于零差检波方式及外差检波方式的相干通信方式，对于接收信号和在接收端侧配置的局振光源的频率同步及相位同步，一直使用光相位同步回路技术(例如，参照非专利文献2)。

使用这样的光相位同步回路，例如，在解调调制度100％的BPSK调制信号的情况下，由于BPSK调制信号本身不包含载波的频谱成分，所以需要设法使用一些装置抽出局振光和载波的相位差。作为这样的能够抽出局振光和载波的相位差的方法，在无线通信领域很久以来一直使用倍增法和边环法。

例如，在BPSK调制方式中，在为了对载波以相位错位π的方式按照二值实施相位调制，而应用简单地倍增载波的倍增法的情况下(在此采用2倍增)，使调制信号中的载波的二值的开始相位0或π成为2倍，二值的各个时隙的相位差成为2π。因此，利用三角函数的周期性，2倍增后的信号中的二值的相位成为同形状，结果，能够通过利用倍增法抽出具有载波的2倍增的频率的稳定的信号。

在边环法的情况下，能够抽出载波和局振光的相位差的2倍。作为把边环法的方法应用于光通信的情况下的电路构成，能够例举非专利文献3的图1所示的构成。在是该方法的情况下，设，从I轴输出cos(θ+d)，从Q轴输出sin(θ+d)。在此，θ表示相位差，d表示数据串，按每个信号周期取0或者π。通过把这些进行乘法运算，把其信号变化消除，输出sin2θ(＝sin(2θ+2d)，2d是0或2π)，所以能够把此作为相位同步回路的控制信号。

非专利文献

非专利文献1：大越考敬、菊池和朗共著、“相干光通信工学”、p158、オ一ム社、1989年发行

非专利文献2：Stefano Camadel et al.，“10 GBIT/S2-PSKTRANSMISSION AND HOMODYNE COHERENT DETECTION USINGCOMMERCIAL OPTICAL COMPONENTS，”ECOC2003，Vol.3，We.P.122，pp.800 801

非专利文献3：Y.Chiou and L.Wang，“Effect of opticalamplifier noise on laser linewidth requirements inlong haul optical fiber communication systems withCostas PLL receivers，”Journal of Lightwave Technology，Vol.14，No.10，pp.2126-2134(1996)

但是，与光通信相比较，在载波频率使用极其低的频带的无线通信中，这些方法是有效的，但是在使用数百THz的载波频率的光通信中，按原样使用这些方法是困难的。

在是倍增法的情况下，需要按原样对在数百THz的载波中叠加了信息的BPSK调制信号进行倍增，但是使用现有的电气设备进行这些处理，在构成电路的元件的物理性质极限上是困难的。另外，有可能由于非线性光学作用而产生高次谐波，但是关于波长范围和变换效率等应该研究的项目有很多，另外，对于直接将信息叠加于绝对相位的BPSK调制方式，若使用了利用非线性作用等相位调制作用对光信号进行加工的方法，则存在接收信号光本身的相位信息发生变化的可能性等，由于这些原因，在实际上使用是困难的。

在是边环法的情况下，在电路的构成上成为瓶颈的是把I轴信号和Q轴信号进行乘法运算的乘法器。需要把错开π/2相位的I轴和Q轴的输出进行严格的乘法运算。该乘法运算的结果是相位差。现在，存在能够在频率较低的频带进行高精度乘法运算的乘法器和在数十GHz的较高的高频区域进行乘法运算的乘法器。

在是无线通信的情况下，使用较低的低频区域的乘法器。在乘法器的功能上，能够对DC信号(直流信号)进行乘法运算的乘法器基本上不存在，接近于DC信号的范围的相位误差被忽略。该被忽略的部分成为与实际的相位误差之间的差部分，相位差产生波动。特别地，在是无线通信的情况下，因为振荡器的稳定度极其优良，所以能够实现稳定的解调而不会发生这样的波动明显化的情况。

但是，在是光通信的情况下，作为信号的光源而使用的激光器，就连市场销售的最稳定的商品在阿伦方差(Allan Variance)中存在数十MHz的频率波动，相位误差的波动与无线通信相比较大得不得了，在乘法器中被求出，作为此方法，希望尽可能地直到接近DC成分的低频能够恰当地进行乘法运算。另外，在光通信中，因为使用数十GBps的高速信号，所以需要使由乘法器求出的输入频带的上限也与此相应地变高。例如，在是40Gbps的BPSK调制信号的情况下，这是因为上述的cos(θ+d)、sin(θ+d)包含了基于40GHz的时钟进行变动的信号成分d。在该上限频带较低的情况下，因为来自I轴和Q轴的输出在乘法器中去除了高频区域，所以信号本身被平滑化了，乘法运算后的结果成为该平滑化后的信号彼此之间的乘法运算结果，不能忠实地反映相位误差，难以稳定地维持动作。

根据以上，当在光通信中使用边环法的情况下，需要对从无限接近直流成分的范围的频率到与信号的时钟大致相同的数十GHz为止的超宽频带的信号可进行精度良好的乘法运算的乘法器。但是，根据当前状况的电气设备技术，构成这样的乘法器是困难的。即使以往的光通信的研究中，很久以来也有使用边环法的研究例，但是对于数十bps以上的高比特率的BPSK调制信号稳定地进行动作的光PLL(相位同步回路)的报告例等于完全没有。因此，需要利用一些装置不给电气设备增加负担或使用不借助于乘法器的回路构成。

进而，在是边环法的情况下，当在I轴和Q轴中传播的信号的相位不严格相等时，因为乘法结果不能反映相位误差，所以，需要使该部分的长度严格地一致，同时，因为插入该部分的放大器等的群延迟特性也带来不良影响，所以也需要避免。因此，把这样的对称电路的输出结果进行乘法运算的方法使实际设计更为困难，会妨碍在光相干通信中具有最高性能的零差方式的普及。

发明内容

本发明是鉴于以上的点完成的，其目的在于，提供即使在载波频率非常高(例如，数百THz)情况下，也能生成精度良好的局振光，并能够提高解调精度的光学零差接收机的同步电路及光学零差接收机。

本发明之1是光零差接收机的同步电路，使局部振荡光与所输入的光BPSK调制信号同步，其特征在于，具有：(1)相位同步用信号形成单元，得到能够成为上述光BPSK调制信号的解调信号的电气上的相位同步用信号；(2)强度调制光形成单元，得到把上述相位同步用信号作为调制信号的光强度调制信号；(3)平方检波单元，把光强度调制信号进行光电变换，并进行平方检波；(4)局部振荡光生成单元，把平方检波信号作为相位误差信号使用，改变所生成的上述局部振荡光的相位或频率。

本发明之2的光学零差接收机，其特征在于，应用本发明之1的同步电路作为使局部振荡光与所输入的光BPSK调制信号同步的同步电路。

根据本发明，因为构成为，形成把所得到的解调信号或与解调信号相同的信号作为调制信号的光强度调制信号，通过把该光强度调制信号进行光电变换，进行平方检波以形成相位误差信号，所以，不用使用电气上的乘法器，而能够得到相位误差信号。其结果，即使是应用了电气上的乘法器不能应对的非常高的载波频率的调制信号，也能够生成精度良好地同步的局部振荡光，能够提高解调精度。另外，在边环法等中，需要把来自严格对称的电路的输出进行乘法运算，需要进行I轴和Q轴的长度调整等，但是，本发明能够使需要严格的调整的地方不需要或尽量减少。

附图说明

图1是表示第1实施方式的光学零差接收机的主要部分构成的方框图。

图2是表示第1实施方式中的光VCO的内部构成例的方框图。

图3是表示第2实施方式的光学零差接收机的主要部分构成的方框图。

图4是表示第3实施方式的光学零差接收机的主要部分构成的方框图。

100…光学零差接收机、102…3dB耦合器、103…平衡光检测器、105…调制器驱动电路、106…CW光源(连续波光源)、107…强度调制器、109…光电变换器、110…环形滤波器、112…光VCO(光电压控制振荡器)、200…光学零差接收机、201…90°混合耦合器、202、203…平衡光检测器、300…光学零差接收机、301…光电变换器、302…平衡光检测器。

具体实施方式

(A)第1实施方式

以下，参照附图详述根据本发明的光学零差接收机的同步电路及光学零差接收机的第1实施方式。第1实施方式涉及的光学零差接收机接收并解调光BPSK调制信号。

(A-1)第1实施方式的构成

图1是表示第1实施方式涉及的光学零差接收机的主要部分构成的方框图。所接收的作为解调对象的光BPSK调制信号(以下，称作被解调BPSK信号)输入到第1实施方式的光学零差接收机100，对该信号进行解调得到发送侧要发送的信息，但是，在图1中，主要表示使局振光的相位与被解调BPSK信号的载波成分一致的同步构成。

在图1中，第1实施方式的光学零差接收机100具有偏振波控制器101、3dB耦合器102、平衡光检测器103、驱动放大器104、调制器驱动电路105、CW光源(连续光光源)106、强度调制器107、光放大器108、光电变换器109、环形滤波器110、偏置加法计算电路111、光VCO(光电压控制振荡器)112及光放大器113。

偏振波控制器101用于使所接收的被解调BPSK信号的偏振波面与由光VCO112内在的局振光源所输出的局振光的偏振波面保持一致。

3dB耦合器102把被解调BPSK信号和局振光进行合波，输出2个合波光。若省略了振幅的变化，则从3dB耦合器102一方的输出端S1输出被解调BPSK信号和对局振光赋予了π/2的相位偏移后的局振光的合波光(第1合波光)，从3dB耦合器102的另一方的输出端S2输出对被解调BPSK信号赋予了π/2的相位偏移后的信号和局振光的合波光(第2合波光)。

平衡光检测器103输出从把第1合波光进行平方后的信号中减去把第2合波光进行平方后的信号后而得到的电信号。在此，在被解调BPSK信号和局振光已同步时，来自平衡光检测器103的输出信号具有与被插入到被解调BPSK信号中的信息(0或π(符号“0”或“1”))相应的振幅。这样的信号(概略的解调信号)，例如，由没有图示的后级的符号识别电路，在眼图的中间的时刻与符号识别用的阈值进行比较，成为最终的解调数据。

驱动放大器(RF放大器)104去除DC成分，放大其他的频带成分。例如，也可以使用电容等DC模块等进行AC耦合(换言之，只是起到去DC成分的功能)。

CW光源106生成规定波长的连续光，并向强度调制器107入射。CW光源106生成的连续光，因为作为向强度调制器107输入的载波而发挥功能，所以与向强度调制器107输入的信号相比，是频率足够高的连续光。CW光源106生成的连续光与所接收的被解调BPSK信号和局振光不同步(未被执行同步化)。

强度调制器107把来自CW光源106的连续光的强度根据来自调制器驱动电路105的信号的振幅进行调制。作为强度调制器107，例如，可以使用马赫策德尔型强度调制器等。

调制器驱动电路105在改变来自驱动放大器104的信号的偏置后，驱动强度调制器107。偏置的改变是为了适于在强度调制器107中把来自CW光源106的连续光进行强度调制。具体地，为了精度良好且线性地进行强度调制，而使偏置值最优化。

光放大器108放大从强度调制器107输出的光强度调制信号。

光电变换器109对被放大的光强度调制信号进行光电变换，这时，把被放大的光强度调制信号进行平方检波。如果可以忽略功率损耗和增益等，来自光电变换器109的输出信号与将来自驱动放大器104的输出信号进行平方后的信号相同。如在动作的项中进行详述的那样，通过平方检波，使在从光电变换器109输出的输出信号中不存在被解调BPSK信号中的信息要素。

环形滤波器110是具有低通特性的滤波器，除去来自光电变换器109的输出信号中的高频成分，形成相位误差信号。环形滤波器110的低通特性规定了第1实施方式中的相位同步回路的跟随速度。

偏置加法计算电路111改变包含了DC成分的相位误差信号的偏置值，改变光VCO112内部具有的电气VCO的振荡频率范围。

光VCO112根据偏置值被改变后的相位误差信号，形成相位被控制的局振光并输出。

光放大器113放大反映了相位误差的局振光，并向3dB耦合器102中的局振光的输入端子输入。

图2是表示光VCO112的内部构成例的方框图。在非专利文献2中记载了光VCO的构成例，但是，图2所示的所应用的光调制器与在非专利文献2中所记载的不同。

在图2中，光VCO112具有电气VCO150、CW光源(连续光光源)151及相位调制器152。

电气VCO150根据从偏置加法计算电路111输出的偏置值被改变的相位误差信号(电压信号)，改变自身的振荡频率。

CW光源151生成具有被解调BPSK信号的载波频率的连续光，并向相位调制器152入射。

相位调制器152把来自CW光源151的连续光根据来自电气VCO150的振荡信号进行相位调制，形成反映了相位误差的局振光。

(A-2)第1实施方式的动作

接着，对第1实施方式所涉及的光学零差接收机中的解调动作及同步动作进行说明。

被接收的被解调BPSK信号，在通过偏振波控制器101使偏振波面与局振光的偏振波面一致后，被输入到3dB耦合器102。从光VCO112输出的局振光，在通过光放大器113放大后，也被输入到3dB耦合器102。据此，被解调BPSK信号和局振光在3dB耦合器102中被合波，从3dB耦合器102一方的输出端S1输出被解调BPSK信号和对局振光赋予了π/2的相位偏移后的局振光的合波光(第1合波光)，从3dB耦合器102另一方的输出端S2输出对被解调BPSK信号赋予了π/2的相位偏移后的信号和局振光的合波光(第2合波光)。

而且，从平衡光检测器103输出从把第1合波光进行平方后的信号中减去把第2合波光进行平方后的信号而得到的电信号。

在此，能够以(1)式表示被解调BPSK信号e₁，能够以(2)式表示局振光e₂。因为角频率成分两者相同，故省略了记载。θ_s及θ_LO表示由于光源的不稳定性等产生的波动。E_s及E_LO是表示各个振幅成分的参数。d是插入到被解调BPSK信号中的信息要素，即由0或π组成的数据串。

数学公式1

$e_1=\frac{1}{2}\sqrt{E_S}\exp \left\{({\mathrm{\θ}}_S+d)j\right\}\·\·\·\·\·\·\left(1\right)$

$e_2=\frac{1}{2}\sqrt{E_{\mathrm{LO}}}\exp \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}j\right)\·\·\·\·\·\·\left(2\right)$

从3dB耦合器102输出的第1及第2合波光S1、S2能够分别利用(3)式及(4)式表示，从平衡光检测器103输出的信号E_OUT能够利用(5)式表示。在(3)式或(4)式中，e₁(π/2)表示把信号e₁进行π/2相位偏移后的信号，e₂(π/2)表示把信号e₂进行π/2相位偏移后的信号。

数学公式2

$S1=e_1/\sqrt{2}+e_2(\mathrm{\π}/2)/\sqrt{2}\·\·\·\·\·\·\left(3\right)$

$S2=e_1(\mathrm{\π}/2)/\sqrt{2}+e_2/\sqrt{2}\·\·\·\·\·\·\left(4\right)$

$E_{\mathrm{OUT}}=\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\sin ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)\·\·\·\·\·\·\left(5\right)$

从平衡光检测器103输出的信号E_OUT，在相位同步已确立的状态下，成为与插入到被解调BPSK信号中的信息要素相应的振幅调制信号，该振幅调制信号作为概略的解调信号，例如，被提供给没有图示的后级的符号识别电路，从而，得到发送侧要发送的符号串(最终的解调数据)。

另外，从平衡光检测器103输出的信号E_OUT通过驱动放大器(RF放大器)，被除去DC成分，并被放大了其他的频带成分，提供给调制器驱动电路105，在调制器驱动电路105中，改变了输入信号的偏置后，驱动强度调制器107。据此，在强度调制器107中，将来自CW光源106的连续光的强度根据来自调制器驱动电路105的信号的振幅进行调制。

从强度调制器107输出的光强度调制信号，在通过光放大器108被放大后，由光电变换器109进行光电变换的同时进行平方检波。利用(6)式表示平方检波信号E_O/E。平方检波信号E_O/E的振幅，因为通过光放大器108等而发生变化，但是，因为不伤害第1实施方式的方法的一般性，在(6)式中，忽略功率损耗和增益等进行描述。

数学公式3

$E_{O/E}={E_{\mathrm{OUT}}}^2=E_S{E}_{\mathrm{LO}}{\sin }^2({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)$

$=E_S{E}_{\mathrm{LO}}\{1-\cos 2({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)\}/2$

$=\frac{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}{2}\{1-\cos 2({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}})\}$

$=\frac{1}{2}{E}_S{E}_{\mathrm{LO}}[1-\sin \{2({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}})-\frac{\mathrm{\π}}{2}\left\}\right]$

$=\frac{1}{2}{E}_S{E}_{\mathrm{LO}}[1-\sin \{2({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}-\frac{\mathrm{\π}}{4})\left\}\right]\·\·\·\·\·\·\left(6\right)$

因为d是由0或π构成的数据串，所以2d成为0或2π，依据三角函数上的性质，2d的要素等于没有，得到不包含插入到如(6)式所示那样的被解调BPSK信号中的信息要素d的信号E_O/E，该信号E_O/E表示被解调BPSK信号和局振光的角频率的不同(若使载波频率相等，则相位不同)。

在(6)式的最终行的右边，第1项是取固定值的直流成分，第2项是反映了相位误差的交流成分。通过使之通过具有低通特性的环形滤波器110，对第2项进行积分，把交流成分直流化。第1项不变化地通过环形滤波器110。与一般的PLL同样，为了使向光VCO112输入的相位误差信号的偏置电压进行最优化，并在光VCO112的最佳振荡范围内输入信号，通过在偏置加法计算电路111中进行DC电压的加减运算，消除第1项。

也就是说，在进行相位同步动作时起到支配性作用的是第2项，能够利用(7)式表示向光VCO112输入的相位误差信号E_VCO。

数学公式4

$E_{\mathrm{VCO}}=-\frac{1}{2}{E}_S{E}_{\mathrm{LO}}\sin \left\{2({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}-\frac{\mathrm{\π}}{4})\right\}\·\·\·\·\·\·\left(7\right)$

在光VCO112中，根据偏置值被改变的相位误差信号E_VCO，形成相位被控制的局振光，通过光放大器113，向3dB耦合器102中的局振光的输入端子输入。

通过以上那样的相位同步回路的动作，使被解调BPSK信号和局振光的相位同步。

对于上述的(5)式，可知与以往的边环法(参照非专利文献3)比较相位偏移了π/4。也就是说，在使相位同步回路动作的情况下，一般地，以使相位误差成为0的方式进行控制，但是，在第1实施方式的情况下，以使相位误差成为π/4的方式进行控制。因此，对于从锁定确立时的平衡光检测器103输出的信号E_OUT，根据上述的(5)式可知能够利用(8)式表示。通过对(8)式中的d代入d可能取的0或π，得到(9)式及(10)式。

数学公式5

$E_{\mathrm{OUT}}=\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\sin (\frac{\mathrm{\π}}{4}+d)\·\·\·\·\·\·\left(8\right)$

$E_o=\frac{\sqrt{2}}{4}\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\·\·\·\·\·\·\left(9\right)$

$E_n=-\frac{\sqrt{2}}{4}\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\·\·\·\·\·\·\left(10\right)$

根据(9)式及(10)式可知，能够将从相位同步已确立的状态(锁定状态)下的平衡光检测器103输出的信号E_OUT，作为与发送侧要发送的符号“0”、“1”相应而取正或负的解调信号进行处理。

在此，通过调整光放大器113的增益，能够使眼图开口率达到与边环法相同的程度。

(A-3)第1实施方式的效果

根据第1实施方式，因为利用所得到的解调信号对连续光进行强度调制，并对该光强度调制信号进行光电变换，由此进行平方检波并形成相位误差信号，故不用使用电气的乘法器，而能够得到相位误差信号。

其结果，即使是应用了电气的乘法器不能应对的非常高的频率(例如，数百THz)的载波频率的调制信号，也能够生成精度良好地同步的局振光，能够提高解调精度。

另外，在边环法等中，需要把来自严格对称的电路的输出进行乘法运算，需要进行I轴和Q轴的长度调整等，但是，根据第1实施方式，因为不需要2系统的信号的乘法运算，所以能够不要或尽量减少需要严格的调整的地方。

(B)第2实施方式

接着，参照附图详述本发明的光学零差接收机的同步电路及光学零差接收机的第2实施方式。第2实施方式所涉及的光学零差接收机也接收、解调光BPSK调制信号。

图3是表示第2实施方式所涉及的光学零差接收机的主要部分构成的方框图，对与上述的第1实施方式的图1的相同、对应的部分赋予相同的符号进行表示。

在图3中，第2实施方式的光学零差接收机200具有偏振波控制器101、90°混合耦合器201、第1及第2平衡光检测器202及203、驱动放大器204、驱动放大器104、调制器驱动电路105、CW光源(连续光光源)106、强度调制器107、光放大器108、光电变换器109、环形滤波器110、偏置加法计算电路111、光VCO(光电压控制振荡器)112以及光放大器113。

偏振波控制器101、驱动放大器104、调制器驱动电路105、CW光源(连续光光源)106、强度调制器107、光放大器108、光电变换器109、环形滤波器110、偏置加法计算电路111、光VCO(光电压控制振荡器)112及光放大器113起到与第1实施方式同样的功能，省略其功能说明。

90°混合耦合器201、第1及第2平衡光检测器202及203与在非专利文献3的图1中记载的是同样的。

90°混合耦合器201，省略图示，但是在其内部，具备第1及第2光束组合器和90°移相器，第1光束组合器把被解调BPSK信号和局振光进行合波，得到它们的和的成分和差的成分，并且，第2光束组合器把被解调BPSK信号和把局振光进行π/2(＝90°)相移后的光信号进行合波，得到它们的和的成分和差的成分。

第1平衡光检测器202，在内部具备2个光检测器，在把来自第1光束组合器的和的成分及差的成分分别进行光电变换后，把从和的成分的光电变换信号中减去差的成分的光电变换信号后而得到的信号作为I轴的信号成分进行输出。

第2平衡光检测器203，在内部具备2个光检波器，在把来自第2光束组合器的和的成分及差的成分分别进行光电变换后，把从差的成分的光电变换信号中减去和的成分的光电变换信号后而得到的信号作为Q轴的信号成分进行输出。

在此，若与第1实施方式的情况同样地把被解调BPSK信号e₁利用(1)式进行表示，并且把局振光e₂利用(2)式进行表示，则能够分别利用(11)式及(12)式表示I轴的信号成分E_I及Q轴的信号成分E_Q。

数学公式6

$E_I=\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\cos ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)\·\·\·\·\·\·\left(11\right)$

$E_{\mathrm{OUT}}=E_Q=\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\sin ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)\·\·\·\·\·\·\left(12\right)$

如果比较在第1实施方式的说明中使用的(5)式和(12)式，显然，Q轴的信号成分E_Q等于从第1实施方式的平衡光检测器103输出的解调信号E_OUT，在第2实施方式中也作为向外部输出的解调信号，也就是说，将第2平衡光检测器203的输出信号通过驱动放大器204进行放大，并作为解调信号输出。

对于I轴的信号成分E_I及Q轴的信号成分E_Q，根据(11)式和(12)式的比较，显然，相位稳定地差π/2。也就是说，也能够把I轴的信号成分E_I看做解调信号，在该第2实施方式中，设，作为在相位同步回路中利用的解调信号，使用I轴的信号成分E_I。

在这样构成的情况下，上述的(8)式中的π/4的部分改变为3π/4，但是，通过代入d可能取的0或π，能够得到与发送侧要发送的符号“1”、“0”相应而取正或负的解调信号，此点不变。

根据第2实施方式，也不用使用电气的乘法器，而能够得到相位误差信号。另外，不需要对来自对称的电路的输出进行乘法运算，而能够不要或尽量减少需要严格的调整的地方。

并且，在第1实施方式中，从相位同步回路上的信号中进行分岐，抽出了解调信号，而在第2实施方式中，能够从与相位同步回路无关系的位置得到解调信号。

(C)第3实施方式

接着，参照附图详述本发明的光学零差接收机的同步电路及光学零差接收机的第3实施方式。第3实施方式所涉及的光学零差接收机也接收并解调光BPSK调制信号。

(C-1)第3实施方式的结构

图4是表示第3实施方式所涉及的光学零差接收机的主要部分构成的方框图，对上述的第1实施方式的图1和第2实施方式的图3的相同、对应的部分赋予相同符号进行表示。

在图4中，第2实施方式的光学零差接收机300具有偏振波控制器101、90°混合耦合器201、光电变换器301、平衡光检测器302、驱动放大器303、驱动放大器104、调制器驱动电路105、CW光源(连续光光源)106、强度调制器107、光放大器108、光电变换器109、环形滤波器110、偏置加法计算电路111、光VCO(光电压控制振荡器)112以及光放大器113。

光电变换器301、平衡光检测器302及驱动放大器303以外的构成要素起到与第1实施方式和第2实施方式的对应要素同样的功能，故省略其功能说明。

在第3实施方式中，对于90°混合耦合器201，也省略了图示，但是在内部具备第1及第2光束组合器和90°移相器，第1光束组合器把被解调BPSK信号和局振光进行合波，得到它们的和的成分和差的成分，并且，第2光束组合器把被解调BPSK信号和将局振光进行了π/2(＝90°)移相后的光信号进行合波，得到它们的和的成分和差的成分。在图4中，把来自第1光束组合器的和的成分的输出端口记为a端口，把来自第1光束组合器的差的成分的输出端口记为b端口，把来自第2光束组合器的和的成分的输出端口记为c端口，把来自第2光束组合器的差的成分的输出端口记为d端口。

光电变换器301通过对从90°混合耦合器201的a端口输出的光信号进行光电变换来进行平方检波，把平方检波信号作为针对相位同步回路的信号，向驱动放大器104输出。

平衡光检测器302通过对从混合耦合器201的b端口输出的光信号进行光电变换来进行平方检波，并且，通过对从混合耦合器201的d端口输出的光信号进行光电变换来进行平方检波，通过驱动放大器303将从前者的平方检波信号中减去后者的平方检波信号而得到的信号进行放大，作为解调信号输出。

从90°混合耦合器201的c端口输出的光信号被作为解调光信号(通过光学处理被进行PSK/OOK变换后的光信号)输出。

(C-2)第3实施方式的动作

接着，对第3实施方式所涉及的光学零差接收机中的解调动作及同步动作进行说明。

与第1实施方式的情况同样，若利用(1)式表示被解调BPSK信号e₁，并且利用(2)式表示局振光e₂，则能够分别利用(13)式～(16)式表示把来自90°混合耦合器201的a端口～d端口的光信号进行平方检波而得到的信号E_a～E_d。

数学公式7

$E_a=\frac{1}{4}\{E_S+E_{\mathrm{LO}}-2\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\cos ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)\}\·\·\·\·\·\·\left(13\right)$

$E_b=\frac{1}{4}\{E_S+E_{\mathrm{LO}}+2\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\cos ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)\}\·\·\·\·\·\·\left(14\right)$

$E_c=\frac{1}{4}\{E_S+E_{\mathrm{LO}}+2\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\sin ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)\}\·\·\·\·\·\·\left(15\right)$

$E_d=\frac{1}{4}\{E_S+E_{\mathrm{LO}}-2\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\sin ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)\}\·\·\·\·\·\·\left(16\right)$

(13)式所示的信号E_a，如上述那样，成为来自光电变换器301的输出信号。信号E_a((13)式的右边)利用受角频率θ_s及θ_LO和被插入到被解调BPSK信号的信息要素d影响的支配项和除此以外的项构成。若考虑了利用驱动放大器104除去DC成分的情况(但是，不考虑振幅的不同)，则也可以将信号E_a与利用(5)式表示的针对第1实施方式中的相位同步回路的信号和利用(11)式表示的针对第2实施方式中的相位同步回路的信号同样地进行处理。也就是说，对于在向驱动放大器104输入了信号E_a时从偏置加法计算电路111输出的相位误差信号E_VCO，也能够如(18)式所示那样表示。此外，在(18)式中使用利用(17)式定义的参数φ进行表示。

数学公式8

$\mathrm{\φ}={\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}-\frac{\mathrm{\π}}{4}\·\·\·\·\·\·\left(17\right)$

$E_{\mathrm{VCO}}=-\frac{1}{2}{E}_S{E}_{\mathrm{LO}}\sin \left(2\mathrm{\φ}\right)\·\·\·\·\·\·\left(18\right)$

如上述那样，平衡光检测器302输出从由混合耦合器201的b端口输出的光信号的平方检波信号中减去由混合耦合器201的d端口输出的光信号的平方检波信号后而得到的信号，该信号通过驱动放大器303被放大，并作为解调信号输出。因为供于减法运算的前者是(14)式所示的信号Eb，后者是(16)式所示的信号Ed，故能够利用(19-1)式～(19-3)式表示从平衡光检测器302输出的输出信号E_OUT。此外，在把(19-1)式中的余弦部分使用π/2改变为正弦的表达方式后，应用将2个正弦的和变换为正弦和余弦的积的公式，因为正弦和余弦的积中的余弦部分不包含变量，所以通过进行向数值的置换，得到了(19-2)式。在(19-2)式中，应用利用(17)式定义的参数φ并得到了(19-3)式。

数学公式9

$E_{\mathrm{OUT}}=E_b-E_d=\frac{1}{2}\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\{\sin ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)+\cos ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+d)\}\·\·\·\·\·\·(19-1)$

$=\frac{\sqrt{2}}{4}\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\sin ({\mathrm{\θ}}_S-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{LO}}+\frac{\mathrm{\π}}{4}+d)\·\·\·\·\·\·(19-2)$

$=\frac{\sqrt{2}}{4}\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\cos (\mathrm{\φ}+d)\·\·\·\·\·\·(19-3)$

从平衡光检测器302输出的解调信号E_OUT如(19-3)式所示那样，具有与用于以往的边环法的解调中的I轴成分相同的cos(φ+d)成分，另一方面，相位误差信号E_VCO如(18)式所示那样，具有在以往的边环法中使用的sin(2φ)成分。也就是说，第3实施方式中的相位同步回路的动作也包含解调动作，进行与边环法完全相同的动作。

也就是说，进行了参数φ收敛于0的相位控制，这时的解调信号，对于d＝0及π，分别如(20)式及(21)式所示那样。

数学公式10

$E_0=\frac{\sqrt{2}}{4}\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\·\·\·\·\·\·\left(20\right)$

$E_n=-\frac{\sqrt{2}}{4}\sqrt{E_S{E}_{\mathrm{LO}}}\·\·\·\·\·\·\left(21\right)$

该第3实施方式的一个特征在于：利用通过把来自b端口及d端口的输出进行平衡检波而出现的解调信号的π/4的相位偏移，将在第1实施方式中反映在相位误差信号中的π/4的相位偏移，完全抵消。

接着，考虑输入到90°混合耦合器201的被解调BPSK信号和局振光具有相同功率的情况。把来自90°混合耦合器201的c端口的输出信号(光信号)进行平方检波而得到的信号，可由上述的(15)式表示，把d＝0或d＝π代入该式而得到的信号分别如(22)式及(23)式所示那样。

数学公式11

$E_{\mathrm{co}}=\frac{1}{4}(2+\sqrt{2})E_S\·\·\·\·\·\·\left(22\right)$

$E_{\mathrm{c\π}}=\frac{1}{4}(2-\sqrt{2})E_S\·\·\·\·\·\·\left(23\right)$

来自90°混合耦合器201的c端口的输出信号(光信号)，假设在利用光电变换器进行了平方检波时，与d＝0或d＝π相应，取E_CO或E_{C π}，所以也可以叫做OOK信号。也就是说，来自90°混合耦合器201的c端口的输出信号(光信号)，不是变换为电信号，而是将BPSK调制信号变换为OOK信号后的信号，这也是第3实施方式的1个特征。

例如，作为光放大器113应用可控制放大率的单元，把向90°混合耦合器201输入的被解调BPSK信号进行分支并监控功率，并且，把来自光VCO112的局振光进行分支并监控功率，为了使两功率一致，而控制光放大器113的放大率，由此，可以使输入到90°混合耦合器201的被解调BPSK信号和局振光具有相同功率。

(C-3)第3实施方式的效果

根据第3实施方式，因为利用与所得到的解调信号相同的信号对连续光进行强度调制，把该光强度调制信号进行光电变换，由此来进行平方检波并形成相位误差信号，故不用使用电气的乘法器，而能够得到相位误差信号，其结果，即使是应用了电气的乘法器不能应对的非常高的频率(例如，数百THz)的载波频率的调制信号，也能够生成精度良好地同步的局振光，能够提高解调精度。另外，在是边环法等时，需要把来自严格对称的电路的输出进行乘法运算，需要进行I轴和Q轴的长度调整等，但是，本发明能够不要或尽量减少需要严格的调整的地方。

除了与以上那样的第1实施方式同样的功能以外，第3实施方式能够得到如下的效果：能够得到与以往同样的针对所输入的被解调BPSK信号的解调信号和相位同步信号之间的关系。另外，能够得到如下的效果：对于所输入的被解调BPSK信号，能够得到电气的解调信号及光解调信号，在解调BPSK信号和局振光具有相同功率的情况下，光解调信号成为通过光学处理而被进行了BPSK/OOK变换后的信号。

(D)他的实施方式

上述各实施方式，实现了进行应用了非常高的频率(例如，数百THz)的载波频率的BPSK调制信号的解调，但是，在比此低的载波频率的BPSK调制信号的解调中能够应用本发明。

在上述各实施方式中，表示了通过强度调制器107调制来自CW光源106的连续光的强度，来得到光强度调制信号，但是，也可以通过其他的方法得到光强度调制信号。例如，半导体激光器能够通过利用高频信号和脉冲信号对用于振动的驱动电流进行调制，来直接调制振荡光强度，也可以利用该半导体激光器的特征，得到与解调信号(或与该信号相位不同的信号)相应的光强度调制信号。

在上述第2实施方式中，表示了，将I轴成分输入到相位同步回路，并且，将Q轴成分作为解调信号取出的方式，但是相反，也可以将Q轴成分输入到相位同步回路，并且，将I轴成分作为解调信号取出。另外，也可以将I轴成分输入到相位同步回路，并且，作为解调信号取出，还可以将Q轴成分输入到相位同步回路，并且，作为解调信号取出。

在上述各实施方式的说明中没有言及，但是根据各实施方式所涉及的附图可知，显然，上述各实施方式可以应用市场销售的商品作为全部的要素来构建。

Claims (7)

1.一种光学零差接收机的同步电路，使局部振荡光与所输入的光BPSK调制信号同步，其特征在于，具有：

相位同步用信号形成单元，得到能够成为上述光BPSK调制信号的解调信号的电气上的相位同步用信号；

强度调制光形成单元，得到把上述相位同步用信号作为调制信号的光强度调制信号；

平方检波单元，把光强度调制信号进行光电变换，并进行平方检波；和

局部振荡光生成单元，把平方检波信号作为相位误差信号使用，改变所生成的上述局部振荡光的相位或频率。

2.根据权利要求1记载的光学零差接收机的同步电路，其特征在于，

上述相位同步用信号形成单元具有：输入上述光BPSK调制信号及上述局部振荡光的3dB耦合器；和输入上述3dB耦合器的2个输出信号的平衡光检测器，

其中，把上述平衡光检测器的输出信号作为上述相位同步用信号使用。

3.根据权利要求1记载的光学零差接收机的同步电路，其特征在于，

上述相位同步用信号形成单元具有：输入上述光BPSK调制信号及上述局部振荡光的90°混合耦合器；和根据上述90°混合耦合器的输出信号，形成I轴成分或Q轴成分的至少一方的直交成分形成部，

其中，把上述I轴成分或Q轴成分作为上述相位同步用信号使用。

4.根据权利要求3记载的光学零差接收机的同步电路，其特征在于，

把上述I轴成分作为上述相位同步用信号使用，并且，把上述Q轴成分作为解调信号取出。

5.根据权利要求1记载的光学零差接收机的同步电路，其特征在于，上述相位同步用信号形成单元具备：

90°混合耦合器，具有第1及第2光束组合器和90°移相器，第1光束组合器把所输入的光BPSK调制信号和局部振荡光进行合波，得到它们的和的成分和差的成分，并且，第2光束组合器把光BPSK调制信号和利用上述90°移相器进行了π/2相移后的局部振荡光进行合波，得到它们的和的成分和差的成分；和

平衡光检测器，输入来自上述第1光束组合器的差的成分和来自上述第2光束组合器的差的成分，并得到它们的平方检波的差的成分，

其中，把来自上述第1光束组合器的和的成分作为上述相位同步用信号使用，并且，把上述平衡光检测器的输出信号作为解调信号取出。

6.根据权利要求1记载的光学零差接收机的同步电路，其特征在于，

上述相位同步用信号形成单元具备90°混合耦合器，该90°混合耦合器，具有第1及第2光束组合器和90°移相器，第1光束组合器把所输入的光BPSK调制信号和局部振荡光进行合波，得到它们的和的成分和差的成分，并且，第2光束组合器把光BPSK调制信号和利用上述90°移相器进行了π/2相移后的局部振荡光进行合波，得到它们的和的成分和差的成分，

还具备功率调整单元，该功率调整单元使向上述90°混合耦合器输入的光BPSK调制信号和局部振荡光的功率一致；

其中，把来自上述第1光束组合器的和的成分作为上述相位同步用信号使用，并且，把来自上述第2光束组合器的和的成分作为把所输入的上述光BPSK调制信号通过全光学处理返还后的光OOK信号输出。

7.一种光学零差接收机，其特征在于，

应用权利要求1～6中任意一项所记载的同步电路，作为使局部振荡光与所输入的光BPSK调制信号同步的同步电路。

Images