CN103078680A - 一种基于双平行mz调制器的四倍频毫米波的产生方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及ROF领域，本发明实施例公开了一种基于双平行MZ调制器(DPMZM)的四倍频毫米波的产生方法。该方法的主要步骤是：以激光源为载波加载在主调制器的两臂；集成调制器的两个MZ子调制器被同一个射频本振源所驱动但相位相差为π；经EDFA放大后由PD进行拍频得到四倍于射频源频率的毫米波信号。

Description

一种基于双平行MZ调制器的四倍频毫米波的产生方法

技术领域

本发明涉及ROF领域，尤其涉及一种基于双平行MZ调制器(DPMZM)的四倍频毫米波的产生方法。

背景技术

无线通信在近几年尤其是进入3G时代后，取得了巨大的发展。随着用户数量的增加，传统的蜂窝结构将很难实现高速大容量与高覆盖率的要求，为此应改进或采用新的结构。

由仙农公式可以证明，低载频提供低带宽，所以窄带无线接入系统提供有限容量。增加系统容量有两个方法，一个是缩小区域覆盖范围，增加频带利用率，但是由于低频系统存在大的同频干扰，因此这种方法很难达到；另一个增加无线通信系统容量的方法就是提高载频频率，避免与ISM频段相冲突。高频载波提供大的调制带宽，但同时会增加系统的链路成本，因为用一般的电学器件产生高频的毫米波信号成本非常高，而且高频信号在链路中传输损耗很大。为此，ROF系统的运用将成为必然趋势。

ROF是微波通信与光通信结合的技术，它有效地利用光纤链路低损耗、高带宽及抗电磁干扰等特点，通过光纤链路来传输无线信号。这种技术很好地提供了无线接入网的带宽，解决了移动通信系统而临的高系统容量和高传输速率的问题。并且具有传输距离长、易安装低损耗、低成本等优点，很好地解决了一般链路成本高损耗大的限制，因而是未来通信的必然选择。那么运用ROF系统的另一个关键技术就落在了如何产生高频毫米波信号上。使用毫米波段频率(30-300GHz)的光纤无线混合网络可以为链路提供超高带宽，可以避开低频区域的频谱拥塞并且提供高容量的网络传输。

为减小毫米波产生的开销并提高毫米波的质量，利用光学方法产生毫米波的技术应用越来越广泛。从本质上讲，光学毫米波产生的方法有三种：光外差调制、直接强度调制和外调制。对于直接强度调制而言，由于直接激光器的带宽有限，难以产生40-60GHz的光毫米波。而光外差的方法是传输两个频率差等于所需要的毫米波频率的窄线宽光波，其中之一携带了需要传输的基带数据，在基站通过外差产生毫米波载波信号，在传输光纤中两光波的光谱都很窄，色散效应很小，但是需要两个性能很好的激光源，增加了系统成本。

综上所述，出于系统成本及更高频率的考虑，使用外调制方法产生30GHz以上的毫米波信号是最简单、最有效的方法，也是被认为最有前景的毫米波产生技术。

发明内容

本发明实施例解决的技术问题是提供一种基于双平行MZ调制器(DPMZM)的四倍频毫米波产生方法，通过对双平行MZ调制器上下两臂的子MZ(MZ-A和MZ-B)加载的射频信号的偏置设计，上下两臂存在固有相位差Π/2，令MZ-A和MZ-B的射频输入幅度相等，MZ-B射频信号相位经过移相器后相对MZ-A相移Π，实现抑制载波，4n+1和4n+3边带的效果。

本发明通过对MZ调制器原理的充分应用，精心设计DPMZM偏置参数，利用MZ调制器的固有特性实现简单易操作的四倍频毫米波产生方案，大大降低了毫米波产生的开销，并且提高了产生毫米波的稳定性。

本发明在实现过程中，具体包括：

根据本发明，四倍频毫米波产生方案的结构主要是连续激光器产生光信号当载波注入双平行结构的MZ调制器中，两个子MZ调制器用同一个射频信号源驱动，并且另一路经过移相器相移Π，合路后经过EDFA放大最后再经PD拍频得到四倍于射频源频率的四倍毫米波信号。

根据本发明，方案产生四倍频的原理是通过设置两个子MZ的射频输入偏置，实现抑制载波、4n+1和4n+3阶边带的效果，这样就只剩4n+2阶边带，而2阶边带的功率比6阶以上的边带功率大得多，对于系统而言可以忽略，因而在进入PD之前的信号就只剩2阶边带。经PD拍频之后，两个2阶边带拍频就产生4阶信号，即我们所需要的四倍毫米波。

根据本发明，通过改变DPMZM的两个子调制器射频偏置和直流偏置，我们可以得到其他产生毫米波的方法，如四倍频、六倍频等。这些优点将在后面的阐述中相继做出解释。

附图说明

结合描述了本发明的各种实施例的附图，根据以下对本发明的各发明的详细描述，将更易于理解本发明的这些和其它特征，其中：

图1示意性示出了ROF链路实现的基本结构；

图2示意性示出了单个MZ调制器的基本结构；

图3描述了MZ调制器的传递函数与两臂驱动电压的差值的关系曲线；

图4示意性示出了两种平行MZ调制器的结构；

图5给出了本发明中实现四倍频光生毫米波的方案示意图；

图6给出了输入射频为10GHz下集成调制器的输出光谱图；

图7给出了PD拍频后得到的四倍频毫米波信号频谱图；

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的实施方式进行详细描述。

图1示意性示出了ROF链路实现的基本结构。主要分为调制、传输、解调三部分。调制是利用调制器将射频信号调制到光载频上，以光的形式发送出去并在光纤链路中传输，光纤链路传输实现了低损耗、长距离和抗电磁干扰的特点。然后通过接收机将光载的射频信号接收下来进行相应的解调，从而得到原始的数字信号。

图2示意性示出了单个MZ调制器的基本结构。MZ调制器的每个臂都等效为一个相位调制器，调制过程是外加电压下两臂产生不同的相位，两臂输出是相干光，因而在合路的时候是两个光光场的叠加。在外加电压引起的电光效应的作用下，MZ调制器两臂的输出光的附加相位分别为：

${\mathrm{\φ}}_1=\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{c}{n}_{\mathrm{eff}}L+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2c}{n}_{\mathrm{eff}}^3{\mathrm{\γ}}_{33}\frac{V_1}{G}\mathrm{\ΓL}=\frac{2\mathrm{\π}{n}_{\mathrm{eff}}L}{\mathrm{\λ}}+\mathrm{\π}\frac{V_1}{V_{\mathrm{\π}}}---\left(1\right)$

${\mathrm{\φ}}_2=\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{c}{n}_{\mathrm{eff}}L+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{2c}{n}_{\mathrm{eff}}^3{\mathrm{\γ}}_{33}\frac{V_2}{G}\mathrm{\ΓL}=\frac{2\mathrm{\π}{n}_{\mathrm{eff}}L}{\mathrm{\λ}}+\mathrm{\π}\frac{V_2}{V_{\mathrm{\π}}}---\left(2\right)$

其中G是电极间的间隔，L是电极长度，n_eff是铌酸锂光波导的有效折射率，Г是电场与光场之间的重叠因子，ω₀是光载波频率，c真空光速，γ₃₃为线性电光张量的第九个分量，λ为真空中的光波长，V₁、V₂分别为加在两臂上的调制电压，V_π是半波电压，

此外，上式中还利用了MZM输出端光场为：

$E_{\mathrm{out}}\left(t\right)=j{E}_{\mathrm{in}}[\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_1(1-{\mathrm{\ρ}}_2)}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_1}+\sqrt{{\mathrm{\ρ}}_2(1-{\mathrm{\ρ}}_1)}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_2}]---\left(3\right)$

其中，ρ₁、ρ₂为两个Y分支器的功率分配比，理想情况下 ${\mathrm{\ρ}}_1={\mathrm{\ρ}}_2=\frac{1}{2},$ 则

$E_{\mathrm{out}}\left(t\right)=j\frac{1}{2}{E}_{\mathrm{in}}\left(t\right)[\exp \left(j{\mathrm{\φ}}_1\right)+\exp \left(j{\mathrm{\φ}}_2\right)]---\left(4\right)$

把φ₁、φ₂代入上式，并令

可得：

$E_{\mathrm{out}}\left(t\right)=j\frac{1}{2}{E}_{\mathrm{in}}\left(t\right)[\exp \left(j{\mathrm{\φ}}_1\right)+\exp \left(j{\mathrm{\φ}}_2\right)]$

$=j{E}_{\mathrm{in}}\left(t\right)\exp \left(\mathrm{j\βL}\right)\exp \left[j\frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{(V_1+V_2)}{V_{\mathrm{\π}}}\right]\cos \left[\frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{(V_1-V_2)}{V_{\mathrm{\π}}}\right]---\left(5\right)$

从而得到输出光强为：

$I_{\mathrm{out}}=E_{\mathrm{out}}{E}_{\mathrm{out}}^{*}=I_{\mathrm{in}}{\cos }^2\left(\frac{{\mathrm{\φ}}_1-{\mathrm{\φ}}_2}{2}\right)=I_{\mathrm{in}}{\cos }^2\left[\frac{\mathrm{\π}}{2}\frac{(V_1-V_2)}{V_{\mathrm{\π}}}\right]---\left(6\right)$

由上式可知，当(V₁-V₂)＝0时，输出光强最大I_out＝I_in；当

时，输出光强为输入光强的一半，

而当(V₁一V₂)＝V_π时输出光强最小，为0。所以常常把(V₁-V₂)＝0的情形当作最大输出点，

的情形当作正交偏置点，(V₁-V₂)＝V_π的情形当作最小输出点。具体的可以分为单驱动MZ调制和双驱动MZ调制。

双驱动调制下假设电压幅度和频率完全相同：

令则输出光场为：

在调制深度较小的情况下(m＜0.5)，可忽略二阶及高于二阶的项，则：

A.当 $V_{\mathrm{DC}1}-V_{\mathrm{DC}2}=\frac{V_{\mathrm{\π}}}{2}$ 时，偏置在正交偏置点，

此时为双边带调制，输出光场为：

B.当V_DC1-V_DC2＝V_π时，偏置在最小输出点，且

此时为抑制载波调制，输出光场为：

C.当 $V_{\mathrm{DC}1}-V_{\mathrm{DC}2}=\frac{V_{\mathrm{\π}}}{2},$ 且

偏置在正交偏置点，此时为单边带调制，输出光场为：

1)

抑制上边带：

2)

抑制下边带：

D.当V_DC1-V_DC2＝0时，且

偏置在最大输出点，此时所有奇数边带被抑制，输出光场为：

E.当V_DCl-V_DC2＝±V_π时，且偏置在最小输出点，此时抑制所有偶数边带，输出光场为：

由此可见，设置不同的输入直流偏置以及两端射频信号的相位差可以对调制过程产生不同的作用，这样可供我们利用的选项的就比较多，通过组合不同的输入偏置方式可以达到我们想要的抑制效果。单驱动调制情况下可假设：

则输出光场为：

同样的，通过改变直流偏置和射频输入也能够达到抑制效果。

图3描述了MZ调制器的传递函数与两臂驱动电压的差值的关系曲线。图中横坐标以(V₁-V₂)为变量，单位是

纵坐标为归一化的输出光强。从图中可以看出最大输出点、正交偏置点和最小输出点的位置与理论分析的结论契合。此传输曲线适合所有类型的MZ调制器。

图4示意性示出了两种平行MZ调制器的结构。单个MZ调制器难以实现多倍频产生毫米波，若使用多个MZ调制器并通过串联并联的方式，则可以实现更加优化的光生毫米波。图中两种并联结构的集成MZ调制器，第一种是两个相同的MZ调制器并联起来，因为输出光是相干的，并联输出光场是两个MZ调制器输出光场的叠加；第二种DPMZM由集成在单个芯片上的两个子调制器(MZ—A和MZ-B)组成，它相当于在一个主调制器(MZ-C)的两臂上嵌入两个子调制器。这两个子调制器具有同样的结构和性能。每个子调制器具有独立的射频输入端口和偏置端口。另外还有一个主偏置端口Bias-C，可用来调节两个子调制器的输出信号的相位差。因此，该调制器一共有两个射频输入端口和三个偏置端口。主调制器结合两个子调制器的输出，当两个子调制器的输出信号的相位完全一致时，发生建设性的线性相长(两个子调制器的输出线性相加)；而当输出信号的相位完全相反时，发生破坏性的线性相消(两个子调制器的输出线性相减)。主调制器的输出电场可以表示为：

$E_{\mathrm{out}\_\mathrm{MZ}-C}\left(t\right)=E_{\mathrm{out}\_\mathrm{MZ}-A}\exp (j\frac{\mathrm{\π}}{2}\·V_{\mathrm{bias}-c}/V_{\mathrm{\π}-c})$

$+E_{\mathrm{out}\_\mathrm{MZ}-B}\exp (-j\frac{\mathrm{\π}}{2}\·V_{\mathrm{bias}-c}/V_{\mathrm{\π}-c})---\left(16\right)$

其中E_{out_MZ-A}和E_{out_MZ-B}分别为两个子调制器的输出光场，V_bias-c和V_π-c分别代表主调制器偏置电压和半波电压。两种结构的集成调制器目前在市场上都已经有做得比较完善的成品，应用起来也比较方便。

图5给出了本发明中实现四倍频光生毫米波的方案示意图。该集成调制器是由嵌入到主调制器的两个臂上的两个MZ子调制器MZ-A和MZ-B构成，MZ-A和MZ-B都是双臂MZ调制器。集成调制器的两个MZ子调制器被同一个射频本振源所驱动。假设连续激光器输出的光频率为ω_c，对应的光场幅度为E₀。如果每个MZ子调制器都偏置在最大输出点，每个子调制器的两电极间的射频信号相位差为这样，如果忽略MZ集成调制器的插入损耗，且设每个MZ子调制器的消光比为无穷大，那么MZ-A调制器的输出光场表达式为：

$E_{\mathrm{out}\_\mathrm{MZ}-A}=\frac{E_0}{4}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}[e^{\mathrm{j\π}\frac{V_{\mathrm{RF}}}{2V_{\mathrm{\π}}}\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t+{\mathrm{\φ}}_0)}-e^{\mathrm{j\π}\frac{V_{\mathrm{RF}}}{2V_{\mathrm{\π}}}\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t+{\mathrm{\φ}}_0+\frac{\mathrm{\π}}{2})}]---\left(17\right)$

加在MZ-B上的射频信号是原射频信号经过一个相移为φ的相移器，因此MZ-B调制器的输出光场表达式为：

$E_{\mathrm{out}\_\mathrm{MZ}-B}\left(t\right)=\frac{E_0}{4}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}[e^{\mathrm{j\π}\frac{V_{\mathrm{RF}}}{2V_{\mathrm{\π}}}\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t+{\mathrm{\φ}}_0+\mathrm{\φ})}-e^{\mathrm{j\π}\frac{V_{\mathrm{RF}}}{2V_{\mathrm{\π}}}\sin ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t+{\mathrm{\φ}}_0+\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\φ})}]---\left(18\right)$

经过合路后，MZ集成调制器的输出光场为：

$E\left(t\right)=E_{\mathrm{out}\_\mathrm{MZ}-A}\left(t\right)+E_{\mathrm{out}\_\mathrm{MZ}-B}\left(t\right)$

$=E_0{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\left\{\begin{array}{c}{J}_{4n+1}\left(m\right)e^{j(4n+1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}[1+e^{j(4n+1)\mathrm{\φ}}]\\ +J_{4n+2}\left(m\right)e^{j(4n+2){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}[1+e^{j(4n+2)\mathrm{\φ}}]\\ +J_{4n+3}\left(m\right)e^{j(4n+3){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}[1+e^{j(4n+3)\mathrm{\φ}}]\end{array}\right\}---\left(19\right)$

上式中，V_RF为加载在MZ子调制器每个电极上的射频电压的幅度，φ₀为加载到MZ调制器上的射频驱动信号的初相位，φ为两个MZ子调制器间的射频驱动信号的相位差，m是调制系数，且J_n(m)为参数为m，阶数为n的第一类贝赛尔函数。从式中可见，4n阶边带被抑制。

当满足如下条件时：

1+e^j(4n+1)φ＝0

1+e^j(4n+3)φ＝0

4n+1和4n+3阶边带也会得到抑制。此时φ＝π。在这种情况下，只有4n+2阶边带存在，这样，MZ集成调制器的输出的光场变为：

$E\left(t\right)=\frac{1}{2}{E}_0{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{4n+2}\left(m\right)e^{j(4n+2){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}---\left(20\right)$

因此可将其他边带忽略，只考虑二阶边带，上式简化为：

$E\left(t\right)=\frac{1}{2}{E}_0{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}{J}_2\left(m\right)(e^{j2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}+e^{j2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t})---\left(21\right)$

当这两个二阶边带通过PD进行拍频时，上下二阶边带就会产生频率为射频本振信号四倍频率的毫米波信号。

图6给出了输入射频为10GHz下集成调制器的输出光谱图。此频谱图使用Optisystem仿真软件，按照系统结构搭建产生四倍频毫米波的仿真系统。连续激光器输出光波波长为1550nm，线宽10MHz，输出功率为0dBm。MZ集成调制器的射频驱动信号频率为10GHz。从光谱图中可以看出，两个子MZ合路后输出的光谱主要是两个二阶边带，其他冗余边带被抑制或者它们的强度相对两个二阶边带而言非常小，几乎可以忽略。可见，仿真的结果与理论分析的结果符合，证明了方案的可行性。

图7给出了PD拍频后得到的四倍频毫米波信号频谱图。该图为根据产生四倍频毫米波系统搭建的Optisystem仿真系统PD输出频谱图。从频谱图中可以看出，经过PD拍频之后两个主要的二阶边带拍出非常纯净的四倍频，图中频谱的中心频率为40GHz，是射频本振源频率的四倍。这个频谱图进一步证明了本发明的正确性。

本发明不限于上述实施例，在脱离本发明范围的情况下，可以进行各种变形和修改。

Claims (6)

1.一种基于双平行MZ调制器的四倍频毫米波产生方法，其特征在于包括以下内容：

四倍频毫米波产生系统的设备结构；

四倍频毫米波产生系统对MZM结构的理论推导的结论；

四倍频毫米波产生系统对DPMZM结构的理论推导方法及结论；

四倍频毫米波产生系统产生四倍频毫米波的仿真效果及结论；

四倍频毫米波产生系统的功能。

2.根据权利要求1所述的基于双平行MZ调制器的四倍频毫米波产生方法，其特征在于所述四倍频毫米波产生系统的设备结构，具体包括：

双平行结构MZ调制单元；

射频本振输入及相移结构。

3.根据权利要求1所述的基于双平行MZ调制器的四倍频毫米波产生方法，其特征在于所述四倍频毫米波产生系统对MZM结构的理论推导的结论，具体包括：

MZ一般条件下最大偏置点、正交偏置点和最小偏置点的确定；

MZ调制器传输函数曲线的仿真结论；

双臂驱动MZ调制器各种偏置条件下的输出光场表达式及结论；

单臂驱动MZ调制器输出光场表达式及结论。

4.根据权利要求1所述的基于双平行MZ调制器的四倍频毫米波产生方法，其特征在于所述四倍频毫米波产生系统对DPMZM结构的理论推导方法及结论，具体包括：

DPMZM输出光场的结果：

$E\left(t\right)=E_{\mathrm{out}\_\mathrm{MZ}-A}\left(t\right)+E_{\mathrm{out}\_\mathrm{MZ}-B}\left(t\right)$

$=E_0{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\underset{n=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\left\{\begin{array}{c}{J}_{4n+1}\left(m\right)e^{j(4n+1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}[1+e^{j(4n+1)\mathrm{\φ}}]\\ +J_{4n+2}\left(m\right)e^{j(4n+2){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}[1+e^{j(4n+2)\mathrm{\φ}}]\\ +J_{4n+3}\left(m\right)e^{j(4n+3){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}[1+e^{j(4n+3)\mathrm{\φ}}]\end{array}\right\}---\left(1\right)$

其中，V_RF为加载在MZ子调制器每个电极上的射频电压的幅度，φ₀为加载到MZ调制器上的射频驱动信号的初相位，φ为两个MZ子调制器间的射频驱动信号的相位差，m是调制系数，且

J_n(m)为参数为m，阶数为n的第一类贝赛尔函数；

移相器的相移φ＝π的推导方法及结论：在满足以下条件下：

1+e^j(4n+1)φ＝0

1+e^j(4n+3)φ＝0

4n+1和4n+3阶边带会得到抑制，此时φ＝π；

最终确定的输出光场的表达式及结论：在小调制深度情况下，二阶边带的功率远大于其他4n+2阶边带的功率，因此可将其他边带忽略，只考虑二阶边带，输出表达式为：

$E\left(t\right)=\frac{1}{2}{E}_0{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}{J}_2\left(m\right)(e^{j2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}+e^{-j2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t})---\left(2\right)$

5.根据权利要求1所述的基于DPMZM的四倍频毫米波产生方法，其特征在于所述四倍频毫米波产生系统产生四倍频毫米波的仿真效果及结论，具体包括：

DPMZN输出光谱仿真结果；

PD输出四倍射频毫米波信号频谱仿真结果。

6.根据权利要求1所述的基于双平行MZ调制器的四倍频毫米波产生方法，其特征在于所述四倍频毫米波产生系统的功能，具体包括：

整个系统产生四倍频毫米波的功能。

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