JP4092378B2 - 光ミリ波・マイクロ波信号生成方法及びその装置 - Google Patents
光ミリ波・マイクロ波信号生成方法及びその装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4092378B2 JP4092378B2 JP2003045202A JP2003045202A JP4092378B2 JP 4092378 B2 JP4092378 B2 JP 4092378B2 JP 2003045202 A JP2003045202 A JP 2003045202A JP 2003045202 A JP2003045202 A JP 2003045202A JP 4092378 B2 JP4092378 B2 JP 4092378B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- light
- optical
- phase
- modulator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Optical Modulation, Optical Deflection, Nonlinear Optics, Optical Demodulation, Optical Logic Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、光ミリ波・マイクロ波信号伝送システムにおいて、複数の信号を混信無く伝送する方法、ＱＰＳＫ信号を伝送する方法、ＰＳＫ信号によるスペクトル広がりを抑圧する方法及び信号フォーマットによらずにスペクトル広がりを抑圧する方法、並びにその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
はじめに、本発明の背景技術について説明する。
近年のワイヤレスシステムのブロードバンド化は目覚しいものがある。将来に渡ってこの流れを進展させるためには、豊富な周波数資源を要するミリ波・マイクロ波（ｍｍ−Ｗ）帯域の利用が望まれる。しかしながら、このミリ波・マイクロ波帯信号は同軸中、大気中で大きな伝搬損失を有すため、光ファイバを用いたＲａｄｉｏ−ｏｎ−Ｆｉｂｅｒ技術の適用と、多数のピコセル構成基地局システムの利用が望まれる。
このシステムの実用化には光ファイバ中分散ペナルティの低減、基地局の簡素化が重要となる。また、中央局において駆動周波数の低減も望まれる。これらを満たす光ミリ波・マイクロ波信号生成法として、搬送波抑圧両側波帯変調法がある。これに加えてＢＰＳＫ信号、ＱＡＭ信号など任意変調フォーマットの利用、スペクトル利用効率の向上、単一光変調器の利用などを考慮する際には、ミリ波・マイクロ波帯信号生成法の候補は極端に絞られる。これは前述変調法が非線形性を積極的に用いた変調法だからである。唯一の候補としてＮＡ−ＰＳＫ信号のＭＺＭ入力が存在するが、搬送波およびスペクトル拡がりの存在、１６ＱＡＭ信号利用の困難性などがある。
【０００３】
ミリ波・マイクロ波帯周波数は３０〜３００ＧＨｚと周波数が高いだけでなく豊富な周波数帯域を有している。このためブロードバンドワイヤレスの候補としてその魅力は大きい。シャノンの定理では、通信容量Ｃが使用帯域幅Ｗと信号雑音比Ｓ／Ｎを用いて、Ｃ＝Ｗｌｏｇ（１＋Ｓ／Ｎ）と表されるからである。しかしながら、ミリ波・マイクロ波信号を中央局から基地局に配信する有線ケーブルが問題となる。
一般に、無線通信のバックボーンとして用いる有線ケーブルの候補としては、電話線、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）用ケーブルなどのＵＴＰ（Ｕｎｓｈｉｅｌｄｅｄ Ｔｗｉｓｔｅｄ Ｐａｉｒ）ケーブル、同軸ケーブル、光ファイバなどがある。このうちＵＴＰは安価であるが、帯域が２０ＭＨｚ〜数百ＭＨｚ程度であるためミリ波・マイクロ波帯の伝送は不可能である。一方、同軸ケーブルの一部はミリ波・マイクロ波帯まで伝送帯域を有するが、単位距離あたりの損失が大きく、ｋｍ程度の伝搬は実用上不可能である。そこで、周波数２００ＴＨｚに対し０．２ｄＢ／ｋｍの損失を与える光ファイバを用いた伝送が有力候補となる。
ただし、ここで実際に光ファイバ中を伝搬する信号はミリ波・マイクロ波帯域を搬送波周波数とする信号ではなく、約２００ＴＨｚの搬送波周波数を持ち、かつミリ波・マイクロ波帯周波数の離調周波数を持つ光信号である。すなわち、ミリ波・マイクロ波帯周波数に相当するビート（非特許文献１、３参照）を持つ光を光ファイバ伝送する。この光搬送波をミリ波・マイクロ波帯変調した際に得られる側波帯を副搬送波ともよぶ。
この光波をフォトダイオード（ＰＤ）に入力すると、ＴＨｚ以上の応答速度を持たない電子は光波の包絡線にのみ応答する。これにより、光信号からミリ波・マイクロ波信号を取り出すことが可能となる。このようにビートから情報を取り出すことをヘテロダイン受信といい、特に受光によるそれをヘテロダイン受光と呼ぶ。
【０００４】
ヘテロダイン受光を行う光通信としてコヒーレント光通信があるが、これは一般に送信端において光の振幅・位相に情報を載せ、受信端で生成した参照光とのヘテロダイン受光により情報を得る光通信方式を言う。近年の光源線幅の狭窄化により、同方式の実用化が近づいているが、受光端で生成する参照光と受信光の高度な光位相制御が必要であり、この点において参照光を送信端で生成する光ミリ波・マイクロ波システムとの違いがある。そのため、この同一光源によるヘテロダインを自己ヘテロダインともよぶことがある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、新たな光ミリ波・マイクロ波信号生成法を提案するもので、光ミリ波・マイクロ波アクセスシステムのダウンリンクにおける光ミリ波・マイクロ波信号生成法を改良できるものであり、基地局簡素化をはじめとし、中央局簡素化等に寄与できる。改良手段は主として電気光学変調器の駆動条件を変えることにある。
【０００６】
次に、光ミリ波・マイクロ波アクセスシステムのダウンリンクにおける光ミリ波・マイクロ波信号生成法に課せられている要求をさらに詳しく説明する。
一般に、ネットワークは“点”と“線”により成り立っている。光ミリ波・マイクロ波システムにおける“点”は中央局、基地局、端末であり、“線”は中央局〜基地局間を結ぶ光ファイバおよび基地局〜端末間を結ぶ無線である。
ミリ波・マイクロ波帯周波数に相当する離調周波数を有する光のスペクトルを図３２の概念図に示す。２００ＴＨｚ程度（１．５μｍ帯）の光周波数帯に離調周波数が６０ＧＨｚ程度の光信号を発生させ、これを中央局から基地局にファイバ伝送する。ここでは送信するビート信号数が重要となる。複数のミリ波・マイクロ波帯ビート信号を光ファイバ伝搬させると、光電変換後に複数のミリ波・マイクロ波帯信号が重畳し、それらが互いに干渉する。その複数信号間の位相差により、ミリ波・マイクロ波帯信号の強度変動が誘起される。この位相差はシングルモードファイバの波長分散により発生するため、伝搬長に対し周期的な強度特性を持つ。また、ある伝搬距離における信号間位相差は周波数により異なるため、周波数に対しても同様に周期的な強度特性を有する。これらの、光ファイバ中分散の及ぼす影響を分散ペナルティ（ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｐｅｎａｌｔｙ）と呼ぶ。この分散ペナルティの存在する光ミリ波・マイクロ波アクセスシステムは、基地局に供給されるミリ波・マイクロ波信号強度が中央局からの距離、周波数に依存することとなる。特に、高周波帯域では上述の周期が短くなるため、深刻な問題となる。
【０００７】
分散ペナルティが発生する光変調法の例として、連続光（ＣＷ光）のミリ波・マイクロ波帯電気信号による強度変調がある。アナログ信号による強度変調は一般に３スペクトル成分を生成するため、この変調により得られる光スペクトルの概念図は図３２（ｂ）のようになる。この３スペクトル間に存在する当該ミリ波・マイクロ波帯周波数のビート数は２であるため、光ファイバ分散によりこの２つのビート信号間位相差がπにまで変化すると、ヘテロダイン受光後にこれらの周波数成分は完全に打ち消されてしまう。
このため従来、２スペクトル成分のみを生成する変調方法、すなわち、ＤＳＢ−ＳＣ法［非特許文献３参照］と呼ばれる変調方法が提案されている。図３２（ａ）に示すように、２モード光スペクトル中のミリ波・マイクロ波帯ビート成分数は１である。故に、このヘテロダイン受光により得られるミリ波・マイクロ波信号は光ファイバ分散の影響を受けない。
本発明は、この２モード光ミリ波・マイクロ波信号を利用したものであり、分散の影響が少ないながらも様々な特徴を有す光ミリ波・マイクロ波信号生成法に関するものである。
【０００８】
ミリ波の空間伝搬特性を考慮すると、無線伝搬における信号変調方式としては、ＰＳＫ変調もしくはＱＡＭ変調が適切である。現状の無線通信システムの多くもこれらＰＳＫ信号かＱＡＭ信号もしくはその類似の変調フォーマットである。類似の変調フォーマットの例として、第二世代の日本の携帯電話システムで利用されている、π／４シフトＱＰＳＫという変調方式がある。また、欧州ではＧＭＳＫという変調方式が用いられている。これら電界の振幅・位相に対して情報を載せる変調方式は、一般に１次変調方式と呼ばれる。これに対し、この１次変調方式により生成された信号をさらに変調する方式として２次変調方式がある。例として、スペクトル拡散ＣＤＭＡ、周波数ホッピングＣＤＭＡ、ＯＦＤＭ、サブキャリア多重などがある。これらを総称して、ここでは任意変調フォーマット、あるいは任意変調方式とよぶ。
本発明は、無線伝搬における信号フォーマットと同様のＰＳＫやＱＡＭ変調または任意変調方式に適した２モード光ミリ波信号生成法に関するものである。
【０００９】
本発明における光変調に電気光学効果を用いた変調器を用いる。
次に、電気光学効果変調器を用いる光ミリ波・マイクロ波信号生成について説明する。
１次電気光学効果は、反像対象性を欠く結晶中において光に比較して低周波数である電界を印加することにより、光波の感じる２つの屈折率の差に線形に変化を与える効果である。電界が屈折率変化に与える効果の大きさおよび方向は結晶に依存する。一般的に使用されれている電気光学変調器はＬｉＮｂＯ3 （ＬＮ）変調器である。ＬＮ変調器のうち、用いる結晶中屈折率変化の方向により、ｘ−ｃｕｔとｚ−ｃｕｔの２種が存在する。また光導波路の構造の違いにより、２つの位相変調器が集積されたマッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）干渉計型光変調器（ＭＺＭ）、および４つの位相変調器が集積された光単側波帯（ＳＳＢ）変調器が存在する。さらに、ＲＦ入力信号用電極数の違いにより１電極、２電極および４電極変調器が存在する。これらの変調器は、光波の位相を変調するので、光位相変調器と呼ばれる。
【００１０】
次に、光位相変調器によって変調した出力光スペクトルを説明する。
前述のいずれの変調器も電気光学結晶上に形成された光位相変調器を集積して構成される。光位相変調器は光導波路とこの光導波路に電界を印加する電極とからなり、電界によって屈折率を変調し光導波路を通過する光の位相を変調する。ここでは、光位相変調器出力光スペクトルのＤＣバイアス（直流電圧バイアス）依存性を定量的に記述するために、まずその前提となる光位相変調器出力光スペクトルの定量的記述を行う。
光位相変調器入力光電界をＥin＝Ｅ0 ｅｘｐ（ｊΩｔ）、入力ＲＦ電圧をＡR F ｃｏｓ（ωｔ＋θRF）と表すと、光位相変調器出力光電界Ｅout は、変調度ｘ（＝α）に対する第一種ｎ次ベッセル関数Ｊn （ｘ）を用いて次式で表される。
【数１】
式中の変調度αは、光位相変調器半波長電圧ＶπおよびＲＦ電圧の振幅ＡRFと以下の関係で結ばれている。
【数２】
また、ベッセル関数Ｊn （ｘ）は、図３３に示される。
半波長電圧Ｖπは光位相変調器透過光が位相変調π／２を受ける電圧である。Ｖπは変調効率を示すデバイスパラメータであり、低い電圧であることが望まれる。現在は５Ｖp-p が一般的であるが近年の研究によりこの値は低下している。ここでは、一定のＤＣ（直流）バイアスで一定の位相を印加する光位相変調器を固定位相器と呼ぶ。また、同一の光位相変調器で、ＲＦ信号による光位相変調と固定位相の付加を行う場合があるが、ここでは区別しない。同一の光位相変調器で行う場合には、電気回路においてＤＣ信号とＲＦ信号を合成するバイアスＴを利用する。
【００１１】
次に、この光位相変調器の集積により構成される１電極ＭＺＭの出力光および光ＳＳＢ変調器の出力光を説明する。ＭＺＭは２つの光位相変調器と１つの固定位相器とから構成されており、ＤＳＢ−ＳＣ法を行う１電極ＭＺＭ構成は図３７に示されている。１電極ＭＺＭ変調器は、光位相変調器間の位相差、および入力するＲＦ信号の位相差が重要なパラメータとなる。前者は電極より注入する電界のＤＣ成分により制御可能であり、後者は電気回路構成を変えることで制御可能である。なお、通常の１電極ＭＺＭは、内部の２つの光位相変調器に対し互いに逆相となるＲＦ信号を入力する、すなわち後者パラメータはπに固定される。
【００１２】
１電極ＭＺＭの出力光のＤＣバイアス依存性を説明する。
ここでＤＣバイアスにより与えられる位相差がθDCである時の１電極ＭＺＭ の出力電界Ｅout を表す。なお、ここでは簡単のためチャープ、挿入損失は含めない。
【数３】
ここで、θDCがπである場合、上式は以下のように展開される。
【数４】
これより１電極ＭＺＭの出力光が奇数次側波帯からなり、搬送波および偶数次側波帯が抑圧されることが分かる。この変調法は搬送波抑圧両側波帯変調（ＤＳＢ−ＳＣ）（非特許文献３参照）と呼ばれ、ミリ波・マイクロ波信号生成の際に多用される。その特徴は後述する。ＤＣバイアスにより制御する位相項が０である場合は、以下のように展開される。
【数５】
このバイアス下では偶数次側波帯が出力される。なお、ここでαが２．４程度となるＲＦ強度を入力すると、四逓倍機能を有する光搬送波成分が抑圧され２モード光ミリ波・マイクロ波信号が生成される。
以上のように、光位相変調器から構成されるＭＺＭ等の光変調器においては、ＤＣバイアスにより制御する被変調光間の位相差が、光スペクトル制御上重要なパラメータとなる。
【００１３】
前述のように定量的に光スペクトルを把握することが可能であるが、より理解を容易にするために、位相および周波数の包括的表現が可能なスペクトル模式図を説明する。前提として式１で表される光位相変調器出力光電界を、周波数と位相に注目しつつ展開する。
【数６】
ここで、入力ＲＦ信号位相に対応した光電界は図３４（ａ）で表現可能である。図において、斜軸は周波数軸を示し、軸回転角は位相を表す。また、光搬送波の有する位相を同図における基準位相とし、これを波線横軸としている。図中、矢印長は電界強度を示すが、これは各次数におけるベッセル関数に対応する。
【００１４】
図３４、図３５、図３６は、それぞれＲＦ信号の位相変化、すなわち時間変化に対応する。各図中の（ｂ）〜（ｊ）は以下の通りである。（ｂ）は、入力ＲＦ信号を表現するフェーザである。図中Ｉ（同相：Ｉｎ ｐｈａｓｅ）軸成分に対応する実電界が変調器にかかる。（ｃ）は、このＲＦ電界から位相変調を受けた光を表現したフェーザである。このフェーザに表現される電界を分解したものを（ｄ）〜（ｆ）に示す。（ｄ）は定常成分（搬送波成分）であり、（ｅ）はＱ（直交：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）軸方向変動成分、（ｆ）はＩ軸方向変動成分である。これは、式１における、
【数７】
に対応する。ただし、ここでは３次以上の高次成分を除いている。また、（ｅ）と（ｇ）および（ｈ）の関係は、
【数８】
に対応し、（ｆ）と（ｉ）および（ｊ）の関係は、
【数９】
に対応する。すなわち、（ｃ）に示される位相変調が、（ｄ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）のフェーザに示される位相を有する周波数成分に分解される。これら各周波数成分の有する位相を同一軸上に並べたものが（ａ）である。故に、以降では（ａ）の表現形式で各スペクトル成分の位相を表現する。
【００１５】
この表現形式を用いて、ＤＳＢ−ＳＣ変調の原理を詳細に説明する。
ＤＳＢ−ＳＣ法を行うＭＺＭ構成を図３７に示す。１電極ＭＺＭ変調器は、内部の２つの位相変調器に逆相の電界を供給する。ＤＣバイアスは一方の伝搬光にのみ位相変化を与える。図中の（ａ）〜（ｃ）に対応する光スペクトル模式図を図３８に示す。図３８では、図３７の（ａ）位置の透過光搬送波のもつ位相および入力ＲＦ電界の位相を基準としている。図３８（ｃ）より変調器出力光が奇数次成分を有することが分かり、これは式５と対応する。
なお、図３８（ｃ）で上下１次変調成分間ビートの持つ位相と、１次変調成分と３次変調成分間ビートが持つ位相とが互いにπ異なることが図示されているが、これは分散の影響を受けないｂａｃｋ−ｔｏ−ｂａｃｋ伝送において出力ＲＦ強度が最小となることを示している。実用面ではこの高次側波帯の影響を低減する為に入力ＲＦ強度を低下させ、図３３のＪ3 成分が小さい範囲において駆動することが必要となる。これにより、図３８（ｃ）における３つのミリ波・マイクロ波帯ビート成分を近似的に１つとしている。
このようにＤＳＢ−ＳＣ法は、２モード光スペクトル伝送であるため、有効なミリ波・マイクロ波帯ビート成分数は１である。故に、ヘテロダイン受光により得られるミリ波・マイクロ波信号は光ファイバ分散の影響を受けにくい。
【００１６】
ＤＳＢ−ＳＣ法を用いた光ミリ波・マイクロ波信号生成の特徴は要約すると主に以下のようになる。
（ａ） 周波数逓倍機能：
図３８（ｃ）からもわかるように、１次の上下側波帯成分のビートを出力信号とするので、必要とされる出力信号の周波数の半分の周波数で光位相変調器を変調すればよく、ＲＦ信号生成回路が簡便になる。
（ｂ） 高分散耐性：
図３８（ｃ）からもわかるように、入力ＲＦ信号の強度を下げ３次変調成分を低減することにより、１次の上下側波帯成分のみが光ファイバー中に伝送されるので、ビート信号は１種類に限られ、従って光ファイバの分散ペナルティが発生しない。
ＤＳＢ−ＳＣ法を用いた光ミリ波・マイクロ波信号生成は、１次の上下側波帯成分を光ファイバー中に伝送することから、２モード光ミリ波・マイクロ波信号生成方法とも呼ばれる。
２モード光ミリ波・マイクロ波信号生成方法は上記のように優れた特徴を有することから、２モード光ミリ波・マイクロ波信号生成方法を用いたＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方法、すなわち、２モード光ミリ波・マイクロ波ＰＳＫ信号生成法が研究（非特許文献４、５参照）されている。
【００１７】
次に、従来の２モード光ミリ波・マイクロ波信号生成法の課題を説明する。
従来の２モード光ミリ波・マイクロ波ＰＳＫ信号生成の原理を説明する。
ＤＳＢ−ＳＣ動作により生成される電界は、高次変調成分を除くと式５より、次式で表される。なお、この式は、入力ＲＦ信号強度が低い場合に正しい。
【数１０】
これをフォトダイオード（ＰＤ）でヘテロダイン受光することで得られる光電流の目的とするミリ波・マイクロ波信号成分は、
【数１１】
となる。これにより入力信号の二倍波が生成されるが、位相偏移も同時に二倍となる。このために、例えば、入力信号としてＰＳＫ信号を用いた場合に、ＰＤ受光後にＰＳＫ信号が得られない。そこで、目的とするＰＳＫ信号の１／周波数逓倍数の位相偏移を有する信号を生成する。これは、図３９に示す回路で実現される。光スペクトル模式図は図４０で表現される。
【００１８】
しかしながら、この従来方法には、以下に示す課題がある。
（ａ）入力信号として独立なＢＰＳＫ信号２つを重畳する場合、すなわち、ＱＰＳＫ信号を生成する場合、２つのＰＳＫ信号の混信成分が生成されてしまい、直交するＢＰＳＫ信号の加算によるＱＰＳＫ信号の生成が不可能である。
（ｂ）ＢＰＳＫ信号のシンボル１とシンボル０間の過渡遷移過程に伴うスペクトル拡大が生じ、周波数利用効率の低下、及び符合誤り率の上昇が生じる。
（ｃ）変調器入力端において生成する信号の変調フォーマットと、ヘテロダイン受光後に得られる信号の変調フォーマットが異なるために、任意の変調フォーマットを利用することが不可能となる。
【００１９】
【非特許文献１】
Ｕ．Ｇｌｉｅｓｅ，Ｓ．Ｎｏｒｓｋｏｖ ａｎｄ Ｔ．Ｎ．Ｎｉｅｌｓｅｎ，“Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｉｎ Ｆｉｂｅｒ−ＯｐｔｉｃＭｉｃｒｏｗａｖｅ ａｎｄ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａｖｅ Ｌｉｎｋｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．４４，ｐｐ．１７１６−１７２４，１９９６．
【非特許文献２】
Ｕ．Ｇｌｉｅｓｅ，Ｔ．Ｎ．Ｎｉｅｌｓｅｎ，Ｓ．Ｎｏｒｓｋｏｖ ａｎｄ Ｋ．Ｅ．Ｓｔｕｂｋｊａｒ，“Ｍｕｌｔｉｆｕｎｃｔｉｏｎａｌ ｆｉｂｅｒ−ｏｐｔｉｃ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｌｉｎｋｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｒｅｍｏｔｅ ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．４６，ｐｐ．４５８−４６８，１９９８．
【非特許文献３】
Ｊ．Ｊ．Ｏ’Ｒｅｉｌｌｙ，Ｐ．Ｍ．Ｌａｎｅ，Ｒ．Ｈｅｉｄｅｍａｎｎ ａｎｄ Ｒ．Ｈｏｆｓｔｅｔｔｅｒ，“Ｏｐｔｉｃａｌ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｖｅｒｙ Ｎａｒｒｏｗ Ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｒｅ Ｗａｖｅ Ｓｉｇｎａｌｓ”，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，Ｖｏｌ．２８，ｐｐ．２３０９−２３１１，１９９２．
【非特許文献４】
Ｙ．Ｏｚｅｋｉ，Ｍ．Ｋｉｓｈｉ ａｎｄ Ｍ．Ｔｓｕｃｈｉｙａ，“Ｄｕａｌ−Ｍｏｄｅ Ｏｐｔｉｃａｌ ＭＭ−Ｗａｖｅ ＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ６０ ＧＨｚ−Ｂａｎｄ Ｆｉｂｅｒ−Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍｓ”， Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｄｉｇｅｓｔ ｏｆ ｔｈｅ ２ｎｄ Ｋｏｒｅａ−Ｊａｐａｎ Ｊｏｉｎｔ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ−Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ，ＩＶ−３，ｐｐ．１２５−１２８，Ｓｅｏｕｌ，Ｆｅｂｒｕａｒｙ ２００１．
【非特許文献５】
小関泰之，岸眞人，土屋昌弘「マッハツェンダー型光変調器による６０ＧＨｚ帯２モード光ミリ波・マイクロ波ＰＳＫ信号生成法」２００１年電子情報通信学会総合大会，立命館大学．
【非特許文献６】
Ｍ．Ｉｚｕｔｓｕ，Ｓ．Ｓｈｉｋａｍａ，ａｎｄ Ｔ．Ｓｕｅｔａ，“Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｏｐｔｉｃａｌ ＳＳＢ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ／ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔｅｒ”，ＩＥＥＥ Ｊ．Ｑｕａｎｔｕｍ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，Ｖｏｌ．ＱＥ−１７，ｐｐ．２２２５−２２２７，１９８１．
【非特許文献７】
Ｓ．Ｓｈｉｍｏｔｓｕ，Ｓ．Ｏｉｋａｗａ，Ｔ．Ｓａｉｔｏｕ，Ｎ．Ｍｉｔｓｕｇｉ，Ｋ．Ｋｕｂｏｄｅｒａ，Ｔ．Ｋａｗａｎｉｓｈｉ ａｎｄ Ｍ．Ｉｚｕｔｓｕ，“Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａ ＬｉＮｂＯ3 Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ ｏｆ Ｆｏｕｒ−Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅｓ”，ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈ． Ｌｅｔｔ．，Ｖｏｌ．１３，ｐｐ．３６４−３６６，２００１．
【非特許文献８】
Ａ．Ｎａｒａｓｉｍｈａ，Ｘ．Ｊ．Ｍｅｎｇ，Ｍ．Ｃ．Ｗｕ ａｎｄ Ｅ．Ｙａｂｌｏｎｏｖｉｔｃｈ，“Ｔａｎｄｅｍ ｓｉｎｇｌｅ ｓｉｄｅｂａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｄｏｕｂｌｉｎｇ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ａｎａｌｏｇｕｅ ｆｉｂｒｅ ｌｉｎｋｓ”，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．３６，ｐｐ．１１３５−１１３６，２０００．
【００２０】
本発明は上記課題に鑑み、信号の混信成分が生じない２モード光ミリ波・マイクロ波ＱＰＳＫ信号生成方法を提供することを第１の目的とする。
また、スペクトル拡大が生じない２モード光ミリ波・マイクロ波ＢＰＳＫ信号生成方法を提供することを第２の目的とする。
さらに任意の変調フォーマットを利用することができる光ミリ波・マイクロ波信号生成方法を提供することを第３の目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割し、この分割した第１の光と第２の光をそれぞれ第１の光変調器と第２の光変調器に入力し、電界の振幅・位相に対して情報を与える任意変調方式で変調されている第１のＲＦ信号を上記第１の光変調器に入力し、かつ電界の振幅・位相に対して情報を与える任意変調方式で変調されている第２のＲＦ信号を上記第２の変調器に入力することで、第１の光と第２の光をそれぞれＤＳＢ（ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調し、このＤＳＢ変調された第１の光と第２の光の間に固定位相π／２を付加して加算することで、加算された第１の光と第２の光のヘテロダイン受光出力において、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号の混信成分が互いに逆相となり抑圧されることを特徴とする。
また、本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割し、分割した第１の光と第２の光をそれぞれ第１の光変調器と第２の光変調器に入力し、第１の光変調器と第２の光変調器にそれぞれ、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を入力して第１の光と第２の光をそれぞれＤＳＢ（ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調し、ＤＳＢ変調された第１の光と第２の光の間に固定位相π／２を付加して加算し、加算された第１の光と第２の光のヘテロダイン受光を行うことで、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の１次変調成分につき、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの周波数の２倍の周波数を持ち、かつ、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の２倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする。
また、本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割し、分割した第１の光と第２の光をそれぞれ第１の光変調器と第２の光変調器に入力し、第１の光変調器と第２の光変調器にそれぞれ、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を入力して第１の光と第２の光をそれぞれＤＳＢ（ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調し、ＤＳＢ変調された第１の光と第２の光の間に固定位相π／２を付加して加算し、加算された第１の光と第２の光のヘテロダイン受光出力を行うことで、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の２次変調成分につき、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの周波数の４倍の周波数を持ち、かつ、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の４倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする。
上記構成において、単一波長光の分割、加算手段、第１及び第２の光変調器、並びに固定位相π／２の付加手段が、好ましくは、電気光学結晶上に集積して形成した、分岐光導波路、光導波路に電界を印加して光導波路を伝搬する光に位相を付加する複数の光位相変調器を含む変調器、並びに光導波路に一定電界を印加するπ／２固定位相器である。
または、単一波長光の分割、加算手段、第１及び第２の光変調器、並びに固定位相π／２の付加手段が、好ましくは、電気光学結晶上に集積して形成した、分岐光導波路、光導波路に電界を印加して光導波路を伝搬する光に位相を付加する複数の光位相変調器で構成した２電極ＭＺＭ光変調器、並びに光導波路に一定電界を印加するπ／２固定位相器であり、かつ、第１の光と第２の光の加算後に搬送波を除去するための光帯域阻止フィルターを有する。
また、上記構成において、好ましくは、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を位相偏移量がπ／２またはπ／４である互いに独立なＮＡ−ＢＰＳＫ（ｎａｒｒｏｗ ａｎｇｌｅ ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｇ）信号とし、かつ第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を互いにπ／４またはπ／８の位相差を有するように遅延させることにより、前記ヘテロダイン受光において発生する２つのＢＰＳＫ信号間にπ／２の位相差を生じさせ、この２つのＢＰＳＫ信号を加算してＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）信号を得る。
また、上記構成において、好ましくは、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を位相偏移量がπ／２またはπ／４であり、かつ、互いに逆の位相変化をするＮＡ−ＢＰＳＫ（ｎａｒｒｏｗ ａｎｇｌｅ ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｇ）信号とし、かつ、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を互いにπ／２またはπ／４の位相差を有するように遅延させることにより、前記ヘテロダイン受光において発生する２つのＢＰＳＫ信号が、上記信号のシンボル間の過渡遷移状態において互いに不要成分を相殺し合い、スペクトル広がりを防ぐ。
また、上記構成において、好ましくは、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号の周波数を互いに異ならせることにより、ヘテロダイン受光において発生する２つ信号の周波数を異ならせる。
また、上記構成において、好ましくは、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号の生成手段が、変調を受けていない第３のＲＦ信号と、第３のＲＦ信号に９０°位相変化を与えて得られる第４のＲＦ信号と、電界の位相と振幅に対して情報を与える任意の変調方式により変調された第５のＲＦ信号と、第５のＲＦ信号に９０°位相変化を与えて得られる第６のＲＦ信号とを合成する電気回路であって、その電気回路が第３のＲＦ信号と第６のＲＦ信号とを合成して第１のＲＦ信号を生成し、かつ、第４のＲＦ信号と第５のＲＦ信号とを合成して第２のＲＦ信号を生成する電気回路である。
【００２２】
一方、本発明のミリ波・マイクロ波信号生成装置は、上記本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成法方法を用いた光ミリ波・マイクロ波信号生成装置を特徴とする。
本発明のミリ波・マイクロ波信号生成装置は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割する分割手段と、第１のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第１の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第１の光変調器と、第２のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第２の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第２の光変調器と、第１の光変調器でＤＳＢ変調された第１の光と第２の光変調器でＤＳＢ変調された第２の光との間に固定位相π／２を付加する付加手段と、ＤＳＢ変調されて付加手段により固定位相π／２が付加された第１の光と第２の光とを加算する加算手段と、加算した第１の光と第２の光とをヘテロダイン受光する光検出器とを有し、光検出器で第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の１次変調成分につき、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの周波数の２倍の周波数を持ち、かつ、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の２倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする。
また、本発明のミリ波・マイクロ波信号生成装置は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割する分割手段と、第１のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第１の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第１の光変調器と、第２のＲＦ信号の入力により分割手段で分割した第２の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第２の光変調器と、第１の光変調器でＤＳＢ変調された第１の光と第２の光変調器でＤＳＢ変調された第２の光との間に固定位相π／２を付加する付加手段と、ＤＳＢ変調されて付加手段により固定位相π／２が付加された第１の光と第２の光とを加算する加算手段と、加算した第１の光と第２の光とをヘテロダイン受光する光検出器とを有し、光検出器で上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の２次変調成分につき、第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの周波数の４倍の周波数を持ち、かつ、第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の４倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づき本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、実質的に同一の部材には同一の符号を付して説明する。
初めに、本発明の第１の実施の形態を説明する。
図１は、光変調器としてＯＳＳＢＭ（光ＳＳＢ変調器）を用いた場合の本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。単一波長レーザ光源等である単一波長光源１からの光を電気光学結晶２上に形成された分岐光導波路３に入力する。分岐光導波路３で分岐された光の一方を、分岐光導波路３の一方の分岐３ａを介して光変調器４に入力する。分岐された光の他方を、分岐光導波路３の他方の分岐３ｂを介し、かつ、π／２固定位相器６を介して光変調器５に入力する。光変調器４で光位相変調された光、及び光変調器５で光位相変調された光を分岐光導波路７の一方の分岐７ａ及び他方の分岐７ｂを介して、分岐光導波路７で加算し、伝送用の光ファイバ８に入力し、光ファイバ８の出力端に設けたフォトダイオード等である光検出器９に入力する。
光変調器４、及び５はＭＺＭであり、ＭＺＭを２つ用いる構成はＯＳＳＢＭ（光ＳＳＢ変調器）と呼ばれる。光変調器４は、分岐光導波路１０の分岐１０ａに光位相変調器１１ａを有しており、分岐光導波路１０の分岐１０ｂにπ固定位相器１２と光位相変調器１１ｂを直列に有している。光変調器５は光変調器４と同一の構成である。
【００２８】
この構成で動作させるには、ＲＦ入力信号１３を、ＲＦ用π位相器１４を用いて、光変調器４の光位相変調器１１ａ，１１ｂに互いに逆相で入力する。同様に、ＲＦ入力信号１５を、ＲＦ用π位相器１４を用いて、光変調器５の光位相変調器１１ａ，１１ｂに互いに逆相で入力する。
【００２９】
図２は光変調器としてＤＥ−ＭＺＭ（２電極マッハツェンダー光変調器）を用いた場合の本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。この構成は、図１の変調器４，５に光位相変調器１１ａ，１１ｂを使用したものであり、ＤＥ−ＭＺＭと呼ばれる。光分岐導波路３の一方の分岐３ａに光位相変調器１１ａを有し、他の分岐３ｂに光位相変調器１１ａとπ／２固定位相器６を有している。光変調器４，５により光変調された光が光分岐導波路６により加算された後に、搬送波（光源１の光）を除去するための光帯域阻止フィルター１６が設けられている。光帯域阻止フィルター１６は、例えばファイバブラッググレーティング（ＦＢＧ）である。他の構成は図１と同じである。
この構成で動作させるには、ＲＦ入力信号１３及び１５をそれぞれ、光変調器４及び５に入力する。
【００３０】
図１または図２の構成によれば、以下のように作用する。
光源１から出力される光の光搬送波周波数をΩとし、ＲＦ信号１３とＲＦ信号１５の周波数をω1 とし、ＲＦ信号１３とＲＦ信号１５の電界強度、及び位相をそれぞれ、Ｅ1 ，Ｅ2 及びφ1 ，φ2 とすれば、光変調器４，５から出力される上下１次側波帯はそれぞれ、
Ｅ1 ｅｘｐｊ｛（Ω−ω1 ）ｔ−φ1 ｝、
Ｅ2 ｅｘｐｊ｛（Ω＋ω2 ）ｔ＋φ2 ｝
と表される。上記一方の１次側波帯にπ／２固定位相器６によってπ／２の位相を付加して加算し、加算された上下１次側波帯をフォトダイオード８でヘテロダイン受光することによって得られる光電流ｉp は次式となる。
【数１２】
この式から明らかなように、ＲＦ信号１３とＲＦ信号１５を混信無く取り出すことができる。
【００３１】
次に、本発明の第１の目的である、信号の混信成分が生じない２モード光ミリ波・マイクロ波ＱＰＳＫ信号生成方法を説明する。
本発明の２モード光ミリ波・マイクロ波ＱＰＳＫ信号生成方法で用いるＱＰＳＫ信号について説明する。ＱＰＳＫ信号は直交位相偏移変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と四相位相偏移変調（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と呼ばれる２つがある。前者は、直交なＢＰＳＫの加算により実現される。この直交位相偏移変調信号の生成回路構成を図３（ａ）に示し、フェーザを同図（ｂ）のＩ／Ｑダイアグラムに示す。一方、後者は位相変調器を用いて生成される。その構成例を図４（ａ）に示し、フェーザを同図（ｂ）に示す。両者の違いは、シンボル間の遷移過程にある。詳細は後述するが、シンボル間の遷移過程における位相変動成分がスペクトル拡がりを誘起する。四相位相偏移変調は、特にスペクトル拡がりが大きい。このため、本発明では、直交位相偏移変調を用いる。
【００３２】
図５は、本発明の２モード光ミリ波・マイクロ波ＱＰＳＫ信号生成方法の原理・構成を説明する図である。
集積型光変調器は、図１または図２で説明したように、ＯＳＳＢＭ（光ＳＳＢ変調器；非特許文献６，７参照）、またはＤＥ−ＭＺＭ（２電極ＭＺＭ）を用いる。ただし、ＤＥ−ＭＺＭを用いる場合には、ＤＳＢ−ＳＣ動作を得られないため、搬送波を抑圧する為に、ファイバブラッググレーティングのような光帯域阻止フィルタ（ＢＥＦ：ｂａｎｄ ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ｆｉｌｔｅｒ）を用いる。
入力ＲＦ信号は、周波数・位相の識別子ｉを用いてそれぞれωi 、φi と表現されるＲＦ信号であるとし、この図においては、ω1 ＝ω2 、φ1 ＝（２ｍ−１）π／４、φ2 ＝ｍπ／２とし、ｍ及びｎは、０または１の値を持つデジタル信号とする。入力端において２つのＢＰＳＫ信号間に４５°の位相差を設ける。また、２つの変調器間に設ける固定位相差をφbiasとする。
【００３３】
この構成によれば、変調器の非線形性により２つのＢＰＳＫ信号間位相差は２倍され、直交なＢＰＳＫ信号が出力端において得られる。光搬送波周波数Ωに対し、上下１次側波帯は、
Ｅi ｅｘｐｊ｛（Ω−ωi ）ｔ−φi ｝、
Ｅi ｅｘｐｊ｛（Ω＋ωi ）ｔ＋φi ｝
と表される。
入力ＲＦ信号と光スペクトルの対応は次式となる。
【数１３】
この光スペクトルをヘテロダイン受光することによって得られる光電流ｉp は次式となる。
【数１４】
この式にはデータ信号を含む位相φ1 ，φ2 をともに有する混信成分が生成されており、従来方法で述べた２つのＰＳＫ信号の混信成分に対応する。入力ＮＡ−ＢＰＳＫ（Ｎａｒｒｏｗ Ａｎｇｌｅ Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号により生成される２つのＢＰＳＫ信号が出力端において混信する可能性があることを、再度スペクトル模式図を用いて示す。
【００３４】
図６に、φ1 およびφ2 に情報をもつ２つのＲＦ信号、ＲＦ１およびＲＦ２を各変調器に入力した際の光スペクトル模式図を示す。
ＲＦ１およびＲＦ２は、それぞれ上側波帯および下側波帯を生成するが、これらをＵＳＢ１、ＬＳＢ１およびＵＳＢ２、ＬＳＢ２とする。ＬＳＢ１とＵＳＢ１のヘテロダイン受光、およびＬＳＢ２とＵＳＢ２のヘテロダイン受光により生成されるＲＦ信号は２φ1 および２φ2 の位相情報を有する。しかしながら、ここでＵＳＢ１とＬＳＢ２、およびＵＳＢ２とＬＳＢ１のヘテロダイン受光により２φ1 ＋２φ2 の位相を有するＲＦ信号も同時に出力される。
【００３５】
本発明の方法は、φbiasをπ／２にし、この混信成分を除去することを特徴とする。すなわち、この２つの混信成分を互いに逆相にして相殺する。すなわち、ＤＣバイアスにより制御される２導波路間位相差φbiasをπ／２とすることで、混信成分のうち一方がπ／２の進み位相を持ち、他方がπ／２の遅れ位相を持たせる。これにより、両成分が互いに逆相となる。この時の変調器内部における光スペクトルの位相関係は図７に示される関係となる。式１４において、φbias＝π／２とすれば、ヘテロダイン受光することによって得られる光電流ｉp は式１２となる。これにより、光変調器への入力信号が出力端において混信無く加算され、２つのＢＰＳＫ信号を混信無く取り出すことができる。
なお、式１２の導出でω1 ＝ω2 としたが、ω1 ≠ω2 であっても良く、この場合に、ヘテロダイン受光することによって得られる光電流ｉp は次式となる。
【数１５】
すなわち、ＢＰＳＫ信号を副搬送波多重（ＳＣＭ：ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）しても混信成分が生じない。一般にＭＺＭ変調器を用いる際には、変調器の非線形性のためＳＣＭ時には不要成分発生が不可避であるが、この方式であれば理論的に不要成分の発生が抑圧できる。
【００３６】
次に、第１の実施形態の実施例を説明する。
６０ＧＨｚ帯のＲＦ周波数で、光位相変調器としてＯＳＳＢＭ、及びＤＥ−ＭＺＭを用いる方法それぞれについて実施した。
図８は、ＯＳＳＢＭを用いる実験系を示す図である。ＯＳＳＢＭは、ＬｉＮｂＯ3 ｘ−ｃｕｔ２電極の変調器である。ＰＰＧ（ｐｕｌｓｅ ｐａｔｔｅｒｎ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）より出力された１５６Ｍｂｐｓ擬似ランダム（ＰＲＢＳ：ｐｓｅｕｄｏ ｒａｎｄｏｍ ｂｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）信号をもとに生成した１ＧＨｚ帯ＮＡ−ＢＰＳＫ信号を、３０ＧＨｚ帯にアップコンバートし、透過帯域幅６００ＭＨｚＢＰＦを用いてイメージ成分を除いた。２ＮＡ−ＢＰＳＫ信号の生成は、この信号を２分岐し、一方を１ビット長の時間遅延を加えることで実現した。２信号間には、３０ＧＨｚ成分のπ／４にあたる遅延を加えている。光源としては波長可変レーザを用い、この出力光を偏波コントローラ（ＰＣ）を介してＯＳＳＢＭに入力した。本方式による変調が与えられた出力光を、ＥＤＦＡ（Ｅｒｂｉｕｍ Ｄｏｐｅｄ Ｆｉｂｅｒ Ａｍｐ）及びＢＰＦを介してＰＤ受光した。ここでは受光素子として進行波型フォトダイオードを用い、受光後のミリ波・マイクロ波帯信号を増幅した。これを２ＧＨｚ帯にダウンコンバートし、直交復調によりＩ／Ｑダイアグラムを得た。
【００３７】
以下に測定結果を示す。ＢＰＦ出力光スペクトルを図９に示す。
（ａ）は、ＮＡ−ＢＰＳＫ信号による変調を受けた２モードであるのに対し、（ｂ）は無変調ＲＦ信号による変調を受けた２モードである。いずれにも上下側波帯間に強度差が存在している。前者の強度比は５．９ｄＢであり、後者のそれは７．２ｄＢである。この強度差はＤＣバイアスにより設定したφbias＝９０°の位相差と、２入力ＲＦ信号間に設けた４５°位相差により発生している。すなわち、前者は２信号間の位相差を両側波帯に対して９０°に設定するのに対し、後者は２信号間の位相差を上側波帯に対して−４５°、下側波帯に対して＋４５°に設定する。それ故、上側波帯（短波長側）では強めあう干渉がおき、下側波帯（長波長側）では弱めあう干渉がおきている。シングルトーン変調により得られた光２モード間には７．２ｄＢであり、これは理論値、
【数１６】
とほぼ一致する。
この２モード光スペクトルをＰＤでヘテロダイン受光して得られたＲＦ信号のスペクトルを図１０に示す。６０ＧＨｚ帯の信号生成は確認されたが、スペクトル上に周期的な歪みが見られた。これは、ＯＳＳＢＭ内の２つの導波路間において定常的な伝搬時間差があるからと考えられる。この時間差は実験系を簡素化するために、単一ＰＰＧより生成された１つのＮＡ−ＢＰＳＫ信号から２つのＮＡ−ＢＰＳＫ信号を作成したことによる。すなわち、ここで１ビット程度の時間差を電気回路に加えたが為に、光回路においてその逆数の１５０ＭＨｚ程度の周期を有するマッハツェンダフィルタとなったと考えられる。これは、異なるデジタルデータを有するＮＡ−ＢＰＳＫ信号ならば発生しない。
この６０ＧＨｚ帯ＱＰＳＫ信号を２ＧＨｚ帯にダウンコンバートして得られたフェーザを図１１（ｂ）に示す。同図（ａ）はＯＳＳＢＭへの入力ＮＡ−ＢＰＳＫ信号である。これらの図からＱＰＳＫ信号の生成が確認されたことは明らかであり、本発明が実証された。
【００３８】
次に、光位相変調器としてＤＥ−ＭＺＭを用いた実施例を説明する。
本発明の方法は、光位相変調により生成された上下側波帯のビートを得るものであり、ＯＳＳＢＭを用いなくともＱＰＳＫ信号を得ることは可能である。ＯＳＳＢＭの利用目的は、同変調器内部のＭＺＭに対し搬送波抑圧動作を与えることにある。ゆえに、ＤＥ−ＭＺＭによる変調と光帯域阻止フィルタによる搬送波除去によっても可能である。これにより特殊な変調器であるといえるＯＳＳＢＭを用いなくとも、商用のＤＥ−ＭＺＭでも可能となるため、利便性は高い。
【００３９】
実験系は、位相変調器の構成を除いて図８と同じである。位相変調器構成には、図１２中（ａ）と（ｂ）の違いが存在する。
本実施例で生成した２モード光ミリ波・マイクロ波信号の光スペクトルを図１３に示す。ＯＳＳＢＭにより生成した光スペクトルとの大きな違いは、２次変調成分が生成されていることである。これはＯＳＳＢＭでは搬送波を含む偶数次側波帯の抑圧が可能であるが、この方式ではそれが不可能であることによる。しかしながら、この２次変調成分と目的とするミリ波・マイクロ波周波数離調をなす成分である搬送波は抑圧されている。そのため、分散ペナルティへの影響はない。この２モード光ミリ波・マイクロ波信号を受光し、ダウンコンバートの後に得たフェーザ、ＢＥＲを図１４に示す。図から明らかなように、受光強度−１７ｄＢｍにおいてエラーフリー動作が実現しており、また、ＱＰＳＫ信号の生成が確認された。従って本発明が実証された。
【００４０】
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。
この実施形態は、ＢＰＳＫ信号のシンボル１とシンボル０間の過渡遷移過程に伴うスペクトル拡大を抑圧する２モード光ミリ波・マイクロ波ＢＳＫ信号生成方法に関する。
はじめに、ＮＡ−ＢＰＳＫ信号のＭＺＭ入力により生成するＢＰＳＫ信号にはスペクトル拡大が生ずる要因について説明する。
ＮＡ−ＢＰＳＫ信号、およびこの二逓倍により生成されるＢＰＳＫ信号のフェーザを図１５に示す。ここで、シンボル１およびシンボル０間の過渡遷移過程に注目すると、生成されるＢＰＳＫ信号には位相変動成分がある。この成分は図１６に示すように、Ｉ軸並行な成分とＱ軸並行な成分とに分けられる。このうち後者がビットレートで以って変動する場合、前者はビットレートの２倍の速さで以って変動する。これが、スペクトル拡がりの原因となる。
【００４１】
図１７（ａ）は、１００Ｍｂｐｓで変調された基底帯域ＮＡ−ＢＰＳＫ信号を５０ＭＨｚのＬＰＦ（α＝０．２）透過後のスペクトルの計算結果である。同図（ｂ）は、これの二逓倍により得たＢＰＳＫ信号である。およそ１００ＭＨｚ程度の帯域幅が最大２００ ＭＨｚ程度まで拡がっており、搬送波が現れている。理想的なＢＰＳＫ信号には搬送波は存在しない。
【００４２】
ここで、前述のＩ軸平行成分とＱ軸平行成分の有するスペクトルを図１８に示す。この図からＩ軸平行成分がスペクトル拡大要因であることが明らかである。
【００４３】
次に、Ｉ軸平行成分によるスペクトル拡大を抑圧する方法について述べる。
図１９で示されているように、１つのＢＰＳＫ信号に対してＱ軸対称なＢＰＳＫ信号をＰＤ受光後に加算することで、Ｉ軸変動成分を抑圧する。ここでも用いる位相変調器としてはＯＳＳＢＭ、あるいはＤＥ−ＭＺＭである。後者では分散耐性を高めるために、ＦＢＧ等による搬送波除去が必要となる。
実施の形態１と同様に、ＯＳＳＢＭ、あるいはＤＥ−ＭＺＭに対して、２つのＮＡ−ＢＰＳＫ信号を入力する。しかし、ここでは実施の形態１と異なり、同一データを有する信号で、かつ互いに逆の位相変化を持つ信号を生成する。また、２つのＲＦ信号間の位相差は９０°とし、ＰＤによるヘテロダイン受光後に１８０°の位相差を得る。これによりＱ軸対称なＢＰＳＫ信号が得られる。
また、実施の形態１で説明したように、混信成分抑圧のためのＤＣバイアスφbias＝π／２を印加する。ただし、ここでの混信成分は実施の形態１と異なり、異なるデータを持つ２信号の混信成分ではなく、同一データを持つ信号間の混信であり、これは出力ＰＳＫ信号に搬送波を持たせるものである。
この方法によれば、Ｉ軸対称なＢＰＳＫ信号とＱ軸対称なＢＰＳＫ信号の合成によって、シンボル１およびシンボル０間の過渡遷移過程におけるＩ軸平行成分がキャンセルされ、スペクトル拡大が抑止される。
【００４４】
次に、実施例を示す。
上記原理を確認するために、ＯＳＳＢＭを用いて１．５ＧＨｚ帯のＢＰＳＫ信号生成実験を行った。その実験系を図２０に示す。ＰＰＧより出力された２００ＭｂｐｓＰＲＢＳ信号をＬＰＦ１００ＭＨｚを介して７５０ＭＨｚ帯ＢＰＳＫ信号とする。ここで発生するサイドローブ成分を除去するために７５０ＭＨｚ帯で透過帯域幅３００ＭＨｚを有すＢＰＦを用いる。このＢＰＳＫ信号を増幅後、もとの７５０ＭＨｚシングルトーン信号と共に９０°ハイブリッド回路に入力することで、目的とする２つのＮＡ−ＢＰＳＫ信号が得られる。
ＤＦＢ−ＬＤ出力光に対して、この動作を施した後にＥＤＦＡ、ＢＰＦを介してＰＤ受光を行った。得られた１．５ＧＨｚ帯ＢＰＳＫ信号に対して直交復調を行い、Ｉ／Ｑダイアグラムを得た。得られたＲＦスペクトルを図２１に、Ｉ／Ｑダイアグラムを図２２に示す。図２１では（ａ）に示した従来法による帯域に比較して、（ｂ）に示した本発明の方法による占有ペクトル帯域は狭窄化しており、また搬送波成分も抑圧されていることがわかる。
【００４５】
図２２（ａ）および（ｂ）は従来法によるＢＰＳＫ信号である。ここでは、ＯＳＳＢＭへの入力ＲＦ信号の注入、非注入によって同フェーザを得た。同図（ｃ）は、（ａ）および（ｂ）に対応するＢＰＳＫ信号の加算により得られるＢＰＳＫ信号である。若干、シンボル間の軌跡が直線からずれているが、これは２ＢＰＳＫ信号間の強度の違いから生じていると考える。図２２（ｃ）から、本発明の原理が実証された。
【００４６】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。
この実施形態は、信号の変調フォーマットによらずに、変調器入力端における変調方式と同一の変調方式を有す信号をヘテロダイン受光後に得ることが可能な光ミリ波信号生成方法に関する。
図２３は本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。発振器出力信号を２分岐し、一方に任意フォーマットの変調を行う。これとシングルトーン信号を９０°ハイブリッド回路に入力する。９０°ハイブリッド回路は図２４に示すように、２入力端子（入力端子２１、入力端子２２）と２出力端子（出力端子２３、出力端子２４）を有すデバイスである。入力端子２１から入力された信号は２分岐され、分岐した一方の信号に９０°位相変化が与えられた後に出力端子２４に出力される。分岐した他方の信号は位相変化が与えられずに出力端子２３に出力される。入力端子２２から入力された信号も同様に２分岐され、一方に対して９０°位相変化が与えられた後に出力端子２３に出力され、他方に対しては位相変化が与えられずに出力端子２４に出力される。なお、第２の実施の形態では入力２信号間の強度・位相を調節し、ＮＡ−ＢＰＳＫ信号を得たが、本方式では９０°ハイブリッド回路を用いるので厳密な調整の必要はない。厳密な振幅位相調整を必要とする際には、デバイダ、位相シフタ、アッテネータ等を用いてこの機能を実現する。
【００４７】
なお、９０°ハイブリッドを介して２電極ＭＺＭにＲＦ信号を入力するものとして従来例（非特許文献８参照）があるが、この従来例は、同一光に対して異なる情報を有する２つのＲＦ信号を変調することを目的としているので、９０°ハイブリッド回路に入力する２信号はともに変調を受けており、本発明と異なる。本発明では、光搬送波と変調側波帯とのビート信号をヘテロダイン受光によって得るのではなく、上下側波帯のビート信号を得るものである。
【００４８】
第２の実施の形態のＢＰＳＫ変調法はこの方式の一条件下での変調法であると言える。そこで、第２の実施の形態におけるＮＡ−ＢＰＳＫ信号生成過程と光側波帯がシングルトーンとなる過程をここで示す。
図２５および図２６が、ＲＦ信号フェーザおよび上下側波帯の有すフェーザである。なお、（ａ）〜（ｉ）は図２３（ａ）〜（ｉ）に対応する。
図２６（ｉ）で上側波帯がシングルトーンであり、下側波帯がＢＰＳＫ変調を受けた光であることがわかる。このように図２３の構成をとることで、上下側波帯のうち一方はシングルトーンとなり、他方は変調をうけたスペクトルとなる。これより、この変調法が２つのＳＳＢ変調からなる変調法と考えることができる。すなわち、ＳＳＢ変調器の通常利用法では、入力ＲＦ信号を、９０°ハイブリッド回路を介してＳＳＢ変調器に入力することにより、上側波帯あるいは下側波帯が生成される。その際、９０°進みか９０°遅れかにより、生成側波帯が上側波帯となるか下側波帯となるかが決まる。本方式では、シングルトーン信号と任意変調信号とを９０°ハイブリッド回路経由で光ＳＳＢ変調器に入力するが、その際に９０°ＲＦ位相差の進み、あるいは遅れが、シングルトーン信号と任意変調信号間で逆の関係にある。ゆえに、変調フォーマット無依存である。
しかしながら、ここで光変調器ＤＣバイアスのＲＦ強度依存性を考慮に入れると、ＱＰＳＫ信号生成時などにシンボルによってＲＦ強度が変化してしまう。例えば、図２５（ｃ）に対応するフェーザが、図２７（ａ）のようになった際にはＲＦ強度ゼロとなり、これによりＬＮ変調器のバイアスシフトが起こる可能性がある。そこで、図２７（ｂ）のようにシンボルを振幅のゼロ点からずらせばよい。これは、図２３（ａ）におけるＲＦ強度を（ｂ）におけるそれより大きくすることで実現可能である。
【００４９】
次に、第３の実施の形態の実施例を説明する。
上記原理を確認するために６０ＧＨｚ帯において実験を行った。この実験系を図２８に示す。
１５６ＭｂｐｓＰＲＢＳの２信号から７５０ＭＨｚ帯ＱＰＳＫ信号生成し、これを増幅およびフィルタの後、シングルトーンと共に９０°ハイブリッド回路に入力した。これにより得られるＩＦ帯２信号を２９．５ＧＨｚ帯にアップコンバートした後、増幅し、光ＳＳＢ変調器に入力した。この信号により変調を受けたＤＦＢ−ＬＤ出力光をＥＤＦＡ増幅、ＢＰＦの後に測定した光スペクトルを図２９に示す。搬送波が若干残っているが、これとミリ波・マイクロ波帯のビートを生成すべく２次側波帯は存在しないため、分散ペナルティへの影響は無視できる。また、光変調器入力時に２８ＧＨｚ帯イメージ成分除去を行っていないために上下側波帯はそれぞれ２以上の側波帯で構成されていると考えられるが、光スペクトラムアナライザの波長分解能が０．０１ｎｍ（１．２５ＧＨｚ程度）であるため、これは光スペクトル上では認識されていない。この２モード光ミリ波・マイクロ波信号をＵＴＣ−ＰＤによって受光した。５６ＧＨｚ帯イメージ成分等を除去する目的でＰＤ受光後に５９ＧＨｚ帯ＢＰＦを用いた。１．５ＧＨｚ帯へのダウンコンバートの後に得られたＩ／ＱダイアグラムおよびＩＦ帯スペクトルを図３０、図３１に示す。ここで、目的としたＱＰＳＫ信号が得られていることが確認できた。なお、この実験結果については変調動作およびノイズ除去等の最適化が不十分であることを付記する。
【００５０】
【発明の効果】
上記説明から理解されるように、本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法によれば、複数の信号を混信することなく伝送でき、例えばＱＰＳＫ信号を伝送できる。また、スペクトル拡大が生じることなくＢＰＳＫ信号を伝送できる。さらに、さらに任意の変調フォーマットを利用することができる。
本発明法を光ミリ波・マイクロ波アクセスシステムのダウンリンクにおける光ミリ波・マイクロ波信号生成に用いれば極めて有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】光変調器としてＯＳＳＢＭ（光ＳＳＢ変調器）を用いた場合の本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。
【図２】光変調器としてＤＥ−ＭＺＭ（２電極マッハツェンダー光変調器）を用いた場合の本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。
【図３】直交位相偏移変調よるＱＰＳＫ信号の生成回路構成、及びそのフェーザを示す図である。
【図４】四相位相偏移変調信号の生成回路構成、及びそのフェーザを示す図である。
【図５】本発明の第１の実施形態のＱＰＳＫ信号生成方法の構成を示す図である。
【図６】変調器内のスペクトルを模式的に示す図である。
【図７】ＤＣバイアスをπ／２としたときのスペクトルを模式的に示す図である。
【図８】光変調器にＯＳＳＢＭを用いた場合の実験系を示す図である。
【図９】実施例で得られたＢＰＦ出力光のスペクトルを示す図である。
【図１０】実施例で得られたＲＦ信号スペクトルを示す図である。
【図１１】ＯＳＳＢＭへの入力信号フェーザと出力信号フェーザを示す図である。
【図１２】ＯＳＳＢＭを用いた実験系とＤＥ−ＭＺＭを用いた実験系の違いを示す図である。
【図１３】ＤＥ−ＭＺＭを用いた場合の２モード光ミリ波・マイクロ波信号の光スペクトルを示す図である。
【図１４】実施例で得られたＱＰＳＫ信号の符合誤り率とフェーザを示す図である。
【図１５】ＮＡ−ＢＰＳＫ信号及び二逓倍されて生成するＢＰＳＫ信号のフェーザを示す図である。
【図１６】ＢＰＳＫ信号のシンボル間遷移過程の位相変動成分を示す図である。
【図１７】基底帯域ＮＡ−ＢＰＳＫ信号のスペクトルと、二逓倍されて得られたＢＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。
【図１８】二逓倍されて得られたＢＰＳＫ信号のスペクトルのＱ軸平行成分とＩ軸平行成分を示す図である。
【図１９】本発明の第２の実施形態であるＢＰＳＫ信号のスペクトル拡大を抑圧する方法を示す図である。
【図２０】実施例に用いた実験系を示す図である。
【図２１】実施例で得られたＲＦスペクトルを示す図である。
【図２２】実施例で得られたＩ／Ｑダイアグラムを示す図である。
【図２３】本発明の第３の実施形態である、任意の変調フォーマットで変調できる方法を示す図である。
【図２４】９０°ハイブリッド回路の動作を説明する図である。
【図２５】本発明の方法によるＢＰＳＫ信号生成の際の各部のフェーザを示す図である。
【図２６】本発明の方法によるＢＰＳＫ信号生成の際の各部のフェーザを示す図である。
【図２７】光変調器のＤＣバイアスのＲＦ強度依存性を顧慮したＱＰＳＫ信号フェーザを示す図である。
【図２８】実施例に用いた実験系を示す図である。
【図２９】実施例で得られたＲＦスペクトルを示す図である。
【図３０】実施例で得られたＩ／Ｑダイアグラムを示す図である。
【図３１】実施例で得られたＩＦ帯スペクトルを示す図である。
【図３２】ミリ波・マイクロ波帯周波数に相当する離調周波数を有する光スペクトルを示す概念図である。
【図３３】ベッセル関数を示す図である。
【図３４】位相及び周波数の包括的表現が可能なスペクトル模式図を説明する図である。
【図３５】位相及び周波数の包括的表現が可能なスペクトル模式図を説明する図である。
【図３６】位相及び周波数の包括的表現が可能なスペクトル模式図を説明する図である。
【図３７】光ＤＳＣ−ＳＣ法を行うＭＺＭの構成を示す図である。
【図３８】光ＤＳＣ−ＳＣ変調を受けた各部の光のスペクトル模式図を示す図である。
【図３９】ＮＡ−ＰＳＫ信号生成回路を示す図である。
【図４０】２モード光ミリ波・マイクロ波ＢＰＳＫ信号のスペクトル模式図
【符号の説明】
１ 単一波長光源（単一波長レーザーダイオード）
２ 電気光学結晶
３ 分岐光導波路
４ 光変調器
５ 光変調器
６ π／２固定位相器
７ 分岐光導波路
８ 光ファイバ
９ 光検出器（フォトダイオード）
１０ 分岐光導波路
１１ａ，１１ｂ 光位相変調器
１２ π固定位相器
１３ ＲＦ信号
１４ ＲＦ用π固定位相器
１５ ＲＦ信号
１６ 光帯域阻止フィルター（ファイバブラッググレーティング）
【発明の属する技術分野】
この発明は、光ミリ波・マイクロ波信号伝送システムにおいて、複数の信号を混信無く伝送する方法、ＱＰＳＫ信号を伝送する方法、ＰＳＫ信号によるスペクトル広がりを抑圧する方法及び信号フォーマットによらずにスペクトル広がりを抑圧する方法、並びにその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
はじめに、本発明の背景技術について説明する。
近年のワイヤレスシステムのブロードバンド化は目覚しいものがある。将来に渡ってこの流れを進展させるためには、豊富な周波数資源を要するミリ波・マイクロ波（ｍｍ−Ｗ）帯域の利用が望まれる。しかしながら、このミリ波・マイクロ波帯信号は同軸中、大気中で大きな伝搬損失を有すため、光ファイバを用いたＲａｄｉｏ−ｏｎ−Ｆｉｂｅｒ技術の適用と、多数のピコセル構成基地局システムの利用が望まれる。
このシステムの実用化には光ファイバ中分散ペナルティの低減、基地局の簡素化が重要となる。また、中央局において駆動周波数の低減も望まれる。これらを満たす光ミリ波・マイクロ波信号生成法として、搬送波抑圧両側波帯変調法がある。これに加えてＢＰＳＫ信号、ＱＡＭ信号など任意変調フォーマットの利用、スペクトル利用効率の向上、単一光変調器の利用などを考慮する際には、ミリ波・マイクロ波帯信号生成法の候補は極端に絞られる。これは前述変調法が非線形性を積極的に用いた変調法だからである。唯一の候補としてＮＡ−ＰＳＫ信号のＭＺＭ入力が存在するが、搬送波およびスペクトル拡がりの存在、１６ＱＡＭ信号利用の困難性などがある。
【０００３】
ミリ波・マイクロ波帯周波数は３０〜３００ＧＨｚと周波数が高いだけでなく豊富な周波数帯域を有している。このためブロードバンドワイヤレスの候補としてその魅力は大きい。シャノンの定理では、通信容量Ｃが使用帯域幅Ｗと信号雑音比Ｓ／Ｎを用いて、Ｃ＝Ｗｌｏｇ（１＋Ｓ／Ｎ）と表されるからである。しかしながら、ミリ波・マイクロ波信号を中央局から基地局に配信する有線ケーブルが問題となる。
一般に、無線通信のバックボーンとして用いる有線ケーブルの候補としては、電話線、Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）用ケーブルなどのＵＴＰ（Ｕｎｓｈｉｅｌｄｅｄ Ｔｗｉｓｔｅｄ Ｐａｉｒ）ケーブル、同軸ケーブル、光ファイバなどがある。このうちＵＴＰは安価であるが、帯域が２０ＭＨｚ〜数百ＭＨｚ程度であるためミリ波・マイクロ波帯の伝送は不可能である。一方、同軸ケーブルの一部はミリ波・マイクロ波帯まで伝送帯域を有するが、単位距離あたりの損失が大きく、ｋｍ程度の伝搬は実用上不可能である。そこで、周波数２００ＴＨｚに対し０．２ｄＢ／ｋｍの損失を与える光ファイバを用いた伝送が有力候補となる。
ただし、ここで実際に光ファイバ中を伝搬する信号はミリ波・マイクロ波帯域を搬送波周波数とする信号ではなく、約２００ＴＨｚの搬送波周波数を持ち、かつミリ波・マイクロ波帯周波数の離調周波数を持つ光信号である。すなわち、ミリ波・マイクロ波帯周波数に相当するビート（非特許文献１、３参照）を持つ光を光ファイバ伝送する。この光搬送波をミリ波・マイクロ波帯変調した際に得られる側波帯を副搬送波ともよぶ。
この光波をフォトダイオード（ＰＤ）に入力すると、ＴＨｚ以上の応答速度を持たない電子は光波の包絡線にのみ応答する。これにより、光信号からミリ波・マイクロ波信号を取り出すことが可能となる。このようにビートから情報を取り出すことをヘテロダイン受信といい、特に受光によるそれをヘテロダイン受光と呼ぶ。
【０００４】
ヘテロダイン受光を行う光通信としてコヒーレント光通信があるが、これは一般に送信端において光の振幅・位相に情報を載せ、受信端で生成した参照光とのヘテロダイン受光により情報を得る光通信方式を言う。近年の光源線幅の狭窄化により、同方式の実用化が近づいているが、受光端で生成する参照光と受信光の高度な光位相制御が必要であり、この点において参照光を送信端で生成する光ミリ波・マイクロ波システムとの違いがある。そのため、この同一光源によるヘテロダインを自己ヘテロダインともよぶことがある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、新たな光ミリ波・マイクロ波信号生成法を提案するもので、光ミリ波・マイクロ波アクセスシステムのダウンリンクにおける光ミリ波・マイクロ波信号生成法を改良できるものであり、基地局簡素化をはじめとし、中央局簡素化等に寄与できる。改良手段は主として電気光学変調器の駆動条件を変えることにある。
【０００６】
次に、光ミリ波・マイクロ波アクセスシステムのダウンリンクにおける光ミリ波・マイクロ波信号生成法に課せられている要求をさらに詳しく説明する。
一般に、ネットワークは“点”と“線”により成り立っている。光ミリ波・マイクロ波システムにおける“点”は中央局、基地局、端末であり、“線”は中央局〜基地局間を結ぶ光ファイバおよび基地局〜端末間を結ぶ無線である。
ミリ波・マイクロ波帯周波数に相当する離調周波数を有する光のスペクトルを図３２の概念図に示す。２００ＴＨｚ程度（１．５μｍ帯）の光周波数帯に離調周波数が６０ＧＨｚ程度の光信号を発生させ、これを中央局から基地局にファイバ伝送する。ここでは送信するビート信号数が重要となる。複数のミリ波・マイクロ波帯ビート信号を光ファイバ伝搬させると、光電変換後に複数のミリ波・マイクロ波帯信号が重畳し、それらが互いに干渉する。その複数信号間の位相差により、ミリ波・マイクロ波帯信号の強度変動が誘起される。この位相差はシングルモードファイバの波長分散により発生するため、伝搬長に対し周期的な強度特性を持つ。また、ある伝搬距離における信号間位相差は周波数により異なるため、周波数に対しても同様に周期的な強度特性を有する。これらの、光ファイバ中分散の及ぼす影響を分散ペナルティ（ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｐｅｎａｌｔｙ）と呼ぶ。この分散ペナルティの存在する光ミリ波・マイクロ波アクセスシステムは、基地局に供給されるミリ波・マイクロ波信号強度が中央局からの距離、周波数に依存することとなる。特に、高周波帯域では上述の周期が短くなるため、深刻な問題となる。
【０００７】
分散ペナルティが発生する光変調法の例として、連続光（ＣＷ光）のミリ波・マイクロ波帯電気信号による強度変調がある。アナログ信号による強度変調は一般に３スペクトル成分を生成するため、この変調により得られる光スペクトルの概念図は図３２（ｂ）のようになる。この３スペクトル間に存在する当該ミリ波・マイクロ波帯周波数のビート数は２であるため、光ファイバ分散によりこの２つのビート信号間位相差がπにまで変化すると、ヘテロダイン受光後にこれらの周波数成分は完全に打ち消されてしまう。
このため従来、２スペクトル成分のみを生成する変調方法、すなわち、ＤＳＢ−ＳＣ法［非特許文献３参照］と呼ばれる変調方法が提案されている。図３２（ａ）に示すように、２モード光スペクトル中のミリ波・マイクロ波帯ビート成分数は１である。故に、このヘテロダイン受光により得られるミリ波・マイクロ波信号は光ファイバ分散の影響を受けない。
本発明は、この２モード光ミリ波・マイクロ波信号を利用したものであり、分散の影響が少ないながらも様々な特徴を有す光ミリ波・マイクロ波信号生成法に関するものである。
【０００８】
ミリ波の空間伝搬特性を考慮すると、無線伝搬における信号変調方式としては、ＰＳＫ変調もしくはＱＡＭ変調が適切である。現状の無線通信システムの多くもこれらＰＳＫ信号かＱＡＭ信号もしくはその類似の変調フォーマットである。類似の変調フォーマットの例として、第二世代の日本の携帯電話システムで利用されている、π／４シフトＱＰＳＫという変調方式がある。また、欧州ではＧＭＳＫという変調方式が用いられている。これら電界の振幅・位相に対して情報を載せる変調方式は、一般に１次変調方式と呼ばれる。これに対し、この１次変調方式により生成された信号をさらに変調する方式として２次変調方式がある。例として、スペクトル拡散ＣＤＭＡ、周波数ホッピングＣＤＭＡ、ＯＦＤＭ、サブキャリア多重などがある。これらを総称して、ここでは任意変調フォーマット、あるいは任意変調方式とよぶ。
本発明は、無線伝搬における信号フォーマットと同様のＰＳＫやＱＡＭ変調または任意変調方式に適した２モード光ミリ波信号生成法に関するものである。
【０００９】
本発明における光変調に電気光学効果を用いた変調器を用いる。
次に、電気光学効果変調器を用いる光ミリ波・マイクロ波信号生成について説明する。
１次電気光学効果は、反像対象性を欠く結晶中において光に比較して低周波数である電界を印加することにより、光波の感じる２つの屈折率の差に線形に変化を与える効果である。電界が屈折率変化に与える効果の大きさおよび方向は結晶に依存する。一般的に使用されれている電気光学変調器はＬｉＮｂＯ3 （ＬＮ）変調器である。ＬＮ変調器のうち、用いる結晶中屈折率変化の方向により、ｘ−ｃｕｔとｚ−ｃｕｔの２種が存在する。また光導波路の構造の違いにより、２つの位相変調器が集積されたマッハツェンダ（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）干渉計型光変調器（ＭＺＭ）、および４つの位相変調器が集積された光単側波帯（ＳＳＢ）変調器が存在する。さらに、ＲＦ入力信号用電極数の違いにより１電極、２電極および４電極変調器が存在する。これらの変調器は、光波の位相を変調するので、光位相変調器と呼ばれる。
【００１０】
次に、光位相変調器によって変調した出力光スペクトルを説明する。
前述のいずれの変調器も電気光学結晶上に形成された光位相変調器を集積して構成される。光位相変調器は光導波路とこの光導波路に電界を印加する電極とからなり、電界によって屈折率を変調し光導波路を通過する光の位相を変調する。ここでは、光位相変調器出力光スペクトルのＤＣバイアス（直流電圧バイアス）依存性を定量的に記述するために、まずその前提となる光位相変調器出力光スペクトルの定量的記述を行う。
光位相変調器入力光電界をＥin＝Ｅ0 ｅｘｐ（ｊΩｔ）、入力ＲＦ電圧をＡR F ｃｏｓ（ωｔ＋θRF）と表すと、光位相変調器出力光電界Ｅout は、変調度ｘ（＝α）に対する第一種ｎ次ベッセル関数Ｊn （ｘ）を用いて次式で表される。
【数１】
【数２】
半波長電圧Ｖπは光位相変調器透過光が位相変調π／２を受ける電圧である。Ｖπは変調効率を示すデバイスパラメータであり、低い電圧であることが望まれる。現在は５Ｖp-p が一般的であるが近年の研究によりこの値は低下している。ここでは、一定のＤＣ（直流）バイアスで一定の位相を印加する光位相変調器を固定位相器と呼ぶ。また、同一の光位相変調器で、ＲＦ信号による光位相変調と固定位相の付加を行う場合があるが、ここでは区別しない。同一の光位相変調器で行う場合には、電気回路においてＤＣ信号とＲＦ信号を合成するバイアスＴを利用する。
【００１１】
次に、この光位相変調器の集積により構成される１電極ＭＺＭの出力光および光ＳＳＢ変調器の出力光を説明する。ＭＺＭは２つの光位相変調器と１つの固定位相器とから構成されており、ＤＳＢ−ＳＣ法を行う１電極ＭＺＭ構成は図３７に示されている。１電極ＭＺＭ変調器は、光位相変調器間の位相差、および入力するＲＦ信号の位相差が重要なパラメータとなる。前者は電極より注入する電界のＤＣ成分により制御可能であり、後者は電気回路構成を変えることで制御可能である。なお、通常の１電極ＭＺＭは、内部の２つの光位相変調器に対し互いに逆相となるＲＦ信号を入力する、すなわち後者パラメータはπに固定される。
【００１２】
１電極ＭＺＭの出力光のＤＣバイアス依存性を説明する。
ここでＤＣバイアスにより与えられる位相差がθDCである時の１電極ＭＺＭ の出力電界Ｅout を表す。なお、ここでは簡単のためチャープ、挿入損失は含めない。
【数３】
【数４】
【数５】
以上のように、光位相変調器から構成されるＭＺＭ等の光変調器においては、ＤＣバイアスにより制御する被変調光間の位相差が、光スペクトル制御上重要なパラメータとなる。
【００１３】
前述のように定量的に光スペクトルを把握することが可能であるが、より理解を容易にするために、位相および周波数の包括的表現が可能なスペクトル模式図を説明する。前提として式１で表される光位相変調器出力光電界を、周波数と位相に注目しつつ展開する。
【数６】
【００１４】
図３４、図３５、図３６は、それぞれＲＦ信号の位相変化、すなわち時間変化に対応する。各図中の（ｂ）〜（ｊ）は以下の通りである。（ｂ）は、入力ＲＦ信号を表現するフェーザである。図中Ｉ（同相：Ｉｎ ｐｈａｓｅ）軸成分に対応する実電界が変調器にかかる。（ｃ）は、このＲＦ電界から位相変調を受けた光を表現したフェーザである。このフェーザに表現される電界を分解したものを（ｄ）〜（ｆ）に示す。（ｄ）は定常成分（搬送波成分）であり、（ｅ）はＱ（直交：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）軸方向変動成分、（ｆ）はＩ軸方向変動成分である。これは、式１における、
【数７】
【数８】
【数９】
【００１５】
この表現形式を用いて、ＤＳＢ−ＳＣ変調の原理を詳細に説明する。
ＤＳＢ−ＳＣ法を行うＭＺＭ構成を図３７に示す。１電極ＭＺＭ変調器は、内部の２つの位相変調器に逆相の電界を供給する。ＤＣバイアスは一方の伝搬光にのみ位相変化を与える。図中の（ａ）〜（ｃ）に対応する光スペクトル模式図を図３８に示す。図３８では、図３７の（ａ）位置の透過光搬送波のもつ位相および入力ＲＦ電界の位相を基準としている。図３８（ｃ）より変調器出力光が奇数次成分を有することが分かり、これは式５と対応する。
なお、図３８（ｃ）で上下１次変調成分間ビートの持つ位相と、１次変調成分と３次変調成分間ビートが持つ位相とが互いにπ異なることが図示されているが、これは分散の影響を受けないｂａｃｋ−ｔｏ−ｂａｃｋ伝送において出力ＲＦ強度が最小となることを示している。実用面ではこの高次側波帯の影響を低減する為に入力ＲＦ強度を低下させ、図３３のＪ3 成分が小さい範囲において駆動することが必要となる。これにより、図３８（ｃ）における３つのミリ波・マイクロ波帯ビート成分を近似的に１つとしている。
このようにＤＳＢ−ＳＣ法は、２モード光スペクトル伝送であるため、有効なミリ波・マイクロ波帯ビート成分数は１である。故に、ヘテロダイン受光により得られるミリ波・マイクロ波信号は光ファイバ分散の影響を受けにくい。
【００１６】
ＤＳＢ−ＳＣ法を用いた光ミリ波・マイクロ波信号生成の特徴は要約すると主に以下のようになる。
（ａ） 周波数逓倍機能：
図３８（ｃ）からもわかるように、１次の上下側波帯成分のビートを出力信号とするので、必要とされる出力信号の周波数の半分の周波数で光位相変調器を変調すればよく、ＲＦ信号生成回路が簡便になる。
（ｂ） 高分散耐性：
図３８（ｃ）からもわかるように、入力ＲＦ信号の強度を下げ３次変調成分を低減することにより、１次の上下側波帯成分のみが光ファイバー中に伝送されるので、ビート信号は１種類に限られ、従って光ファイバの分散ペナルティが発生しない。
ＤＳＢ−ＳＣ法を用いた光ミリ波・マイクロ波信号生成は、１次の上下側波帯成分を光ファイバー中に伝送することから、２モード光ミリ波・マイクロ波信号生成方法とも呼ばれる。
２モード光ミリ波・マイクロ波信号生成方法は上記のように優れた特徴を有することから、２モード光ミリ波・マイクロ波信号生成方法を用いたＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方法、すなわち、２モード光ミリ波・マイクロ波ＰＳＫ信号生成法が研究（非特許文献４、５参照）されている。
【００１７】
次に、従来の２モード光ミリ波・マイクロ波信号生成法の課題を説明する。
従来の２モード光ミリ波・マイクロ波ＰＳＫ信号生成の原理を説明する。
ＤＳＢ−ＳＣ動作により生成される電界は、高次変調成分を除くと式５より、次式で表される。なお、この式は、入力ＲＦ信号強度が低い場合に正しい。
【数１０】
【数１１】
【００１８】
しかしながら、この従来方法には、以下に示す課題がある。
（ａ）入力信号として独立なＢＰＳＫ信号２つを重畳する場合、すなわち、ＱＰＳＫ信号を生成する場合、２つのＰＳＫ信号の混信成分が生成されてしまい、直交するＢＰＳＫ信号の加算によるＱＰＳＫ信号の生成が不可能である。
（ｂ）ＢＰＳＫ信号のシンボル１とシンボル０間の過渡遷移過程に伴うスペクトル拡大が生じ、周波数利用効率の低下、及び符合誤り率の上昇が生じる。
（ｃ）変調器入力端において生成する信号の変調フォーマットと、ヘテロダイン受光後に得られる信号の変調フォーマットが異なるために、任意の変調フォーマットを利用することが不可能となる。
【００１９】
【非特許文献１】
Ｕ．Ｇｌｉｅｓｅ，Ｓ．Ｎｏｒｓｋｏｖ ａｎｄ Ｔ．Ｎ．Ｎｉｅｌｓｅｎ，“Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｉｎ Ｆｉｂｅｒ−ＯｐｔｉｃＭｉｃｒｏｗａｖｅ ａｎｄ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ−Ｗａｖｅ Ｌｉｎｋｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．４４，ｐｐ．１７１６−１７２４，１９９６．
【非特許文献２】
Ｕ．Ｇｌｉｅｓｅ，Ｔ．Ｎ．Ｎｉｅｌｓｅｎ，Ｓ．Ｎｏｒｓｋｏｖ ａｎｄ Ｋ．Ｅ．Ｓｔｕｂｋｊａｒ，“Ｍｕｌｔｉｆｕｎｃｔｉｏｎａｌ ｆｉｂｅｒ−ｏｐｔｉｃ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｌｉｎｋｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｒｅｍｏｔｅ ｈｅｔｅｒｏｄｙｎｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ Ｔｅｃｈ．，Ｖｏｌ．４６，ｐｐ．４５８−４６８，１９９８．
【非特許文献３】
Ｊ．Ｊ．Ｏ’Ｒｅｉｌｌｙ，Ｐ．Ｍ．Ｌａｎｅ，Ｒ．Ｈｅｉｄｅｍａｎｎ ａｎｄ Ｒ．Ｈｏｆｓｔｅｔｔｅｒ，“Ｏｐｔｉｃａｌ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ｖｅｒｙ Ｎａｒｒｏｗ Ｌｉｎｅｗｉｄｔｈ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｒｅ Ｗａｖｅ Ｓｉｇｎａｌｓ”，Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．Ｌｅｔｔ．，Ｖｏｌ．２８，ｐｐ．２３０９−２３１１，１９９２．
【非特許文献４】
Ｙ．Ｏｚｅｋｉ，Ｍ．Ｋｉｓｈｉ ａｎｄ Ｍ．Ｔｓｕｃｈｉｙａ，“Ｄｕａｌ−Ｍｏｄｅ Ｏｐｔｉｃａｌ ＭＭ−Ｗａｖｅ ＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ６０ ＧＨｚ−Ｂａｎｄ Ｆｉｂｅｒ−Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍｓ”， Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｄｉｇｅｓｔ ｏｆ ｔｈｅ ２ｎｄ Ｋｏｒｅａ−Ｊａｐａｎ Ｊｏｉｎｔ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ−Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ，ＩＶ−３，ｐｐ．１２５−１２８，Ｓｅｏｕｌ，Ｆｅｂｒｕａｒｙ ２００１．
【非特許文献５】
小関泰之，岸眞人，土屋昌弘「マッハツェンダー型光変調器による６０ＧＨｚ帯２モード光ミリ波・マイクロ波ＰＳＫ信号生成法」２００１年電子情報通信学会総合大会，立命館大学．
【非特許文献６】
Ｍ．Ｉｚｕｔｓｕ，Ｓ．Ｓｈｉｋａｍａ，ａｎｄ Ｔ．Ｓｕｅｔａ，“Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｏｐｔｉｃａｌ ＳＳＢ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ／ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔｅｒ”，ＩＥＥＥ Ｊ．Ｑｕａｎｔｕｍ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，Ｖｏｌ．ＱＥ−１７，ｐｐ．２２２５−２２２７，１９８１．
【非特許文献７】
Ｓ．Ｓｈｉｍｏｔｓｕ，Ｓ．Ｏｉｋａｗａ，Ｔ．Ｓａｉｔｏｕ，Ｎ．Ｍｉｔｓｕｇｉ，Ｋ．Ｋｕｂｏｄｅｒａ，Ｔ．Ｋａｗａｎｉｓｈｉ ａｎｄ Ｍ．Ｉｚｕｔｓｕ，“Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ａ ＬｉＮｂＯ3 Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ ｏｆ Ｆｏｕｒ−Ｐｈａｓｅ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅｓ”，ＩＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈ． Ｌｅｔｔ．，Ｖｏｌ．１３，ｐｐ．３６４−３６６，２００１．
【非特許文献８】
Ａ．Ｎａｒａｓｉｍｈａ，Ｘ．Ｊ．Ｍｅｎｇ，Ｍ．Ｃ．Ｗｕ ａｎｄ Ｅ．Ｙａｂｌｏｎｏｖｉｔｃｈ，“Ｔａｎｄｅｍ ｓｉｎｇｌｅ ｓｉｄｅｂａｎｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｄｏｕｂｌｉｎｇ ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ａｎａｌｏｇｕｅ ｆｉｂｒｅ ｌｉｎｋｓ”，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，Ｖｏｌ．３６，ｐｐ．１１３５−１１３６，２０００．
【００２０】
本発明は上記課題に鑑み、信号の混信成分が生じない２モード光ミリ波・マイクロ波ＱＰＳＫ信号生成方法を提供することを第１の目的とする。
また、スペクトル拡大が生じない２モード光ミリ波・マイクロ波ＢＰＳＫ信号生成方法を提供することを第２の目的とする。
さらに任意の変調フォーマットを利用することができる光ミリ波・マイクロ波信号生成方法を提供することを第３の目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割し、この分割した第１の光と第２の光をそれぞれ第１の光変調器と第２の光変調器に入力し、電界の振幅・位相に対して情報を与える任意変調方式で変調されている第１のＲＦ信号を上記第１の光変調器に入力し、かつ電界の振幅・位相に対して情報を与える任意変調方式で変調されている第２のＲＦ信号を上記第２の変調器に入力することで、第１の光と第２の光をそれぞれＤＳＢ（ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調し、このＤＳＢ変調された第１の光と第２の光の間に固定位相π／２を付加して加算することで、加算された第１の光と第２の光のヘテロダイン受光出力において、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号の混信成分が互いに逆相となり抑圧されることを特徴とする。
また、本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割し、分割した第１の光と第２の光をそれぞれ第１の光変調器と第２の光変調器に入力し、第１の光変調器と第２の光変調器にそれぞれ、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を入力して第１の光と第２の光をそれぞれＤＳＢ（ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調し、ＤＳＢ変調された第１の光と第２の光の間に固定位相π／２を付加して加算し、加算された第１の光と第２の光のヘテロダイン受光を行うことで、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の１次変調成分につき、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの周波数の２倍の周波数を持ち、かつ、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の２倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする。
また、本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割し、分割した第１の光と第２の光をそれぞれ第１の光変調器と第２の光変調器に入力し、第１の光変調器と第２の光変調器にそれぞれ、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を入力して第１の光と第２の光をそれぞれＤＳＢ（ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調し、ＤＳＢ変調された第１の光と第２の光の間に固定位相π／２を付加して加算し、加算された第１の光と第２の光のヘテロダイン受光出力を行うことで、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の２次変調成分につき、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの周波数の４倍の周波数を持ち、かつ、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の４倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする。
上記構成において、単一波長光の分割、加算手段、第１及び第２の光変調器、並びに固定位相π／２の付加手段が、好ましくは、電気光学結晶上に集積して形成した、分岐光導波路、光導波路に電界を印加して光導波路を伝搬する光に位相を付加する複数の光位相変調器を含む変調器、並びに光導波路に一定電界を印加するπ／２固定位相器である。
または、単一波長光の分割、加算手段、第１及び第２の光変調器、並びに固定位相π／２の付加手段が、好ましくは、電気光学結晶上に集積して形成した、分岐光導波路、光導波路に電界を印加して光導波路を伝搬する光に位相を付加する複数の光位相変調器で構成した２電極ＭＺＭ光変調器、並びに光導波路に一定電界を印加するπ／２固定位相器であり、かつ、第１の光と第２の光の加算後に搬送波を除去するための光帯域阻止フィルターを有する。
また、上記構成において、好ましくは、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を位相偏移量がπ／２またはπ／４である互いに独立なＮＡ−ＢＰＳＫ（ｎａｒｒｏｗ ａｎｇｌｅ ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｇ）信号とし、かつ第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を互いにπ／４またはπ／８の位相差を有するように遅延させることにより、前記ヘテロダイン受光において発生する２つのＢＰＳＫ信号間にπ／２の位相差を生じさせ、この２つのＢＰＳＫ信号を加算してＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）信号を得る。
また、上記構成において、好ましくは、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を位相偏移量がπ／２またはπ／４であり、かつ、互いに逆の位相変化をするＮＡ−ＢＰＳＫ（ｎａｒｒｏｗ ａｎｇｌｅ ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｇ）信号とし、かつ、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を互いにπ／２またはπ／４の位相差を有するように遅延させることにより、前記ヘテロダイン受光において発生する２つのＢＰＳＫ信号が、上記信号のシンボル間の過渡遷移状態において互いに不要成分を相殺し合い、スペクトル広がりを防ぐ。
また、上記構成において、好ましくは、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号の周波数を互いに異ならせることにより、ヘテロダイン受光において発生する２つ信号の周波数を異ならせる。
また、上記構成において、好ましくは、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号の生成手段が、変調を受けていない第３のＲＦ信号と、第３のＲＦ信号に９０°位相変化を与えて得られる第４のＲＦ信号と、電界の位相と振幅に対して情報を与える任意の変調方式により変調された第５のＲＦ信号と、第５のＲＦ信号に９０°位相変化を与えて得られる第６のＲＦ信号とを合成する電気回路であって、その電気回路が第３のＲＦ信号と第６のＲＦ信号とを合成して第１のＲＦ信号を生成し、かつ、第４のＲＦ信号と第５のＲＦ信号とを合成して第２のＲＦ信号を生成する電気回路である。
【００２２】
一方、本発明のミリ波・マイクロ波信号生成装置は、上記本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成法方法を用いた光ミリ波・マイクロ波信号生成装置を特徴とする。
本発明のミリ波・マイクロ波信号生成装置は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割する分割手段と、第１のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第１の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第１の光変調器と、第２のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第２の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第２の光変調器と、第１の光変調器でＤＳＢ変調された第１の光と第２の光変調器でＤＳＢ変調された第２の光との間に固定位相π／２を付加する付加手段と、ＤＳＢ変調されて付加手段により固定位相π／２が付加された第１の光と第２の光とを加算する加算手段と、加算した第１の光と第２の光とをヘテロダイン受光する光検出器とを有し、光検出器で第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の１次変調成分につき、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの周波数の２倍の周波数を持ち、かつ、第１のＲＦ信号及び第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の２倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする。
また、本発明のミリ波・マイクロ波信号生成装置は、単一波長光を第１の光と第２の光に分割する分割手段と、第１のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第１の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第１の光変調器と、第２のＲＦ信号の入力により分割手段で分割した第２の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第２の光変調器と、第１の光変調器でＤＳＢ変調された第１の光と第２の光変調器でＤＳＢ変調された第２の光との間に固定位相π／２を付加する付加手段と、ＤＳＢ変調されて付加手段により固定位相π／２が付加された第１の光と第２の光とを加算する加算手段と、加算した第１の光と第２の光とをヘテロダイン受光する光検出器とを有し、光検出器で上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の２次変調成分につき、第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの周波数の４倍の周波数を持ち、かつ、第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の４倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、図面に基づき本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、実質的に同一の部材には同一の符号を付して説明する。
初めに、本発明の第１の実施の形態を説明する。
図１は、光変調器としてＯＳＳＢＭ（光ＳＳＢ変調器）を用いた場合の本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。単一波長レーザ光源等である単一波長光源１からの光を電気光学結晶２上に形成された分岐光導波路３に入力する。分岐光導波路３で分岐された光の一方を、分岐光導波路３の一方の分岐３ａを介して光変調器４に入力する。分岐された光の他方を、分岐光導波路３の他方の分岐３ｂを介し、かつ、π／２固定位相器６を介して光変調器５に入力する。光変調器４で光位相変調された光、及び光変調器５で光位相変調された光を分岐光導波路７の一方の分岐７ａ及び他方の分岐７ｂを介して、分岐光導波路７で加算し、伝送用の光ファイバ８に入力し、光ファイバ８の出力端に設けたフォトダイオード等である光検出器９に入力する。
光変調器４、及び５はＭＺＭであり、ＭＺＭを２つ用いる構成はＯＳＳＢＭ（光ＳＳＢ変調器）と呼ばれる。光変調器４は、分岐光導波路１０の分岐１０ａに光位相変調器１１ａを有しており、分岐光導波路１０の分岐１０ｂにπ固定位相器１２と光位相変調器１１ｂを直列に有している。光変調器５は光変調器４と同一の構成である。
【００２８】
この構成で動作させるには、ＲＦ入力信号１３を、ＲＦ用π位相器１４を用いて、光変調器４の光位相変調器１１ａ，１１ｂに互いに逆相で入力する。同様に、ＲＦ入力信号１５を、ＲＦ用π位相器１４を用いて、光変調器５の光位相変調器１１ａ，１１ｂに互いに逆相で入力する。
【００２９】
図２は光変調器としてＤＥ−ＭＺＭ（２電極マッハツェンダー光変調器）を用いた場合の本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。この構成は、図１の変調器４，５に光位相変調器１１ａ，１１ｂを使用したものであり、ＤＥ−ＭＺＭと呼ばれる。光分岐導波路３の一方の分岐３ａに光位相変調器１１ａを有し、他の分岐３ｂに光位相変調器１１ａとπ／２固定位相器６を有している。光変調器４，５により光変調された光が光分岐導波路６により加算された後に、搬送波（光源１の光）を除去するための光帯域阻止フィルター１６が設けられている。光帯域阻止フィルター１６は、例えばファイバブラッググレーティング（ＦＢＧ）である。他の構成は図１と同じである。
この構成で動作させるには、ＲＦ入力信号１３及び１５をそれぞれ、光変調器４及び５に入力する。
【００３０】
図１または図２の構成によれば、以下のように作用する。
光源１から出力される光の光搬送波周波数をΩとし、ＲＦ信号１３とＲＦ信号１５の周波数をω1 とし、ＲＦ信号１３とＲＦ信号１５の電界強度、及び位相をそれぞれ、Ｅ1 ，Ｅ2 及びφ1 ，φ2 とすれば、光変調器４，５から出力される上下１次側波帯はそれぞれ、
Ｅ1 ｅｘｐｊ｛（Ω−ω1 ）ｔ−φ1 ｝、
Ｅ2 ｅｘｐｊ｛（Ω＋ω2 ）ｔ＋φ2 ｝
と表される。上記一方の１次側波帯にπ／２固定位相器６によってπ／２の位相を付加して加算し、加算された上下１次側波帯をフォトダイオード８でヘテロダイン受光することによって得られる光電流ｉp は次式となる。
【数１２】
【００３１】
次に、本発明の第１の目的である、信号の混信成分が生じない２モード光ミリ波・マイクロ波ＱＰＳＫ信号生成方法を説明する。
本発明の２モード光ミリ波・マイクロ波ＱＰＳＫ信号生成方法で用いるＱＰＳＫ信号について説明する。ＱＰＳＫ信号は直交位相偏移変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と四相位相偏移変調（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）と呼ばれる２つがある。前者は、直交なＢＰＳＫの加算により実現される。この直交位相偏移変調信号の生成回路構成を図３（ａ）に示し、フェーザを同図（ｂ）のＩ／Ｑダイアグラムに示す。一方、後者は位相変調器を用いて生成される。その構成例を図４（ａ）に示し、フェーザを同図（ｂ）に示す。両者の違いは、シンボル間の遷移過程にある。詳細は後述するが、シンボル間の遷移過程における位相変動成分がスペクトル拡がりを誘起する。四相位相偏移変調は、特にスペクトル拡がりが大きい。このため、本発明では、直交位相偏移変調を用いる。
【００３２】
図５は、本発明の２モード光ミリ波・マイクロ波ＱＰＳＫ信号生成方法の原理・構成を説明する図である。
集積型光変調器は、図１または図２で説明したように、ＯＳＳＢＭ（光ＳＳＢ変調器；非特許文献６，７参照）、またはＤＥ−ＭＺＭ（２電極ＭＺＭ）を用いる。ただし、ＤＥ−ＭＺＭを用いる場合には、ＤＳＢ−ＳＣ動作を得られないため、搬送波を抑圧する為に、ファイバブラッググレーティングのような光帯域阻止フィルタ（ＢＥＦ：ｂａｎｄ ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ｆｉｌｔｅｒ）を用いる。
入力ＲＦ信号は、周波数・位相の識別子ｉを用いてそれぞれωi 、φi と表現されるＲＦ信号であるとし、この図においては、ω1 ＝ω2 、φ1 ＝（２ｍ−１）π／４、φ2 ＝ｍπ／２とし、ｍ及びｎは、０または１の値を持つデジタル信号とする。入力端において２つのＢＰＳＫ信号間に４５°の位相差を設ける。また、２つの変調器間に設ける固定位相差をφbiasとする。
【００３３】
この構成によれば、変調器の非線形性により２つのＢＰＳＫ信号間位相差は２倍され、直交なＢＰＳＫ信号が出力端において得られる。光搬送波周波数Ωに対し、上下１次側波帯は、
Ｅi ｅｘｐｊ｛（Ω−ωi ）ｔ−φi ｝、
Ｅi ｅｘｐｊ｛（Ω＋ωi ）ｔ＋φi ｝
と表される。
入力ＲＦ信号と光スペクトルの対応は次式となる。
【数１３】
【数１４】
【００３４】
図６に、φ1 およびφ2 に情報をもつ２つのＲＦ信号、ＲＦ１およびＲＦ２を各変調器に入力した際の光スペクトル模式図を示す。
ＲＦ１およびＲＦ２は、それぞれ上側波帯および下側波帯を生成するが、これらをＵＳＢ１、ＬＳＢ１およびＵＳＢ２、ＬＳＢ２とする。ＬＳＢ１とＵＳＢ１のヘテロダイン受光、およびＬＳＢ２とＵＳＢ２のヘテロダイン受光により生成されるＲＦ信号は２φ1 および２φ2 の位相情報を有する。しかしながら、ここでＵＳＢ１とＬＳＢ２、およびＵＳＢ２とＬＳＢ１のヘテロダイン受光により２φ1 ＋２φ2 の位相を有するＲＦ信号も同時に出力される。
【００３５】
本発明の方法は、φbiasをπ／２にし、この混信成分を除去することを特徴とする。すなわち、この２つの混信成分を互いに逆相にして相殺する。すなわち、ＤＣバイアスにより制御される２導波路間位相差φbiasをπ／２とすることで、混信成分のうち一方がπ／２の進み位相を持ち、他方がπ／２の遅れ位相を持たせる。これにより、両成分が互いに逆相となる。この時の変調器内部における光スペクトルの位相関係は図７に示される関係となる。式１４において、φbias＝π／２とすれば、ヘテロダイン受光することによって得られる光電流ｉp は式１２となる。これにより、光変調器への入力信号が出力端において混信無く加算され、２つのＢＰＳＫ信号を混信無く取り出すことができる。
なお、式１２の導出でω1 ＝ω2 としたが、ω1 ≠ω2 であっても良く、この場合に、ヘテロダイン受光することによって得られる光電流ｉp は次式となる。
【数１５】
【００３６】
次に、第１の実施形態の実施例を説明する。
６０ＧＨｚ帯のＲＦ周波数で、光位相変調器としてＯＳＳＢＭ、及びＤＥ−ＭＺＭを用いる方法それぞれについて実施した。
図８は、ＯＳＳＢＭを用いる実験系を示す図である。ＯＳＳＢＭは、ＬｉＮｂＯ3 ｘ−ｃｕｔ２電極の変調器である。ＰＰＧ（ｐｕｌｓｅ ｐａｔｔｅｒｎ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）より出力された１５６Ｍｂｐｓ擬似ランダム（ＰＲＢＳ：ｐｓｅｕｄｏ ｒａｎｄｏｍ ｂｉｔ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）信号をもとに生成した１ＧＨｚ帯ＮＡ−ＢＰＳＫ信号を、３０ＧＨｚ帯にアップコンバートし、透過帯域幅６００ＭＨｚＢＰＦを用いてイメージ成分を除いた。２ＮＡ−ＢＰＳＫ信号の生成は、この信号を２分岐し、一方を１ビット長の時間遅延を加えることで実現した。２信号間には、３０ＧＨｚ成分のπ／４にあたる遅延を加えている。光源としては波長可変レーザを用い、この出力光を偏波コントローラ（ＰＣ）を介してＯＳＳＢＭに入力した。本方式による変調が与えられた出力光を、ＥＤＦＡ（Ｅｒｂｉｕｍ Ｄｏｐｅｄ Ｆｉｂｅｒ Ａｍｐ）及びＢＰＦを介してＰＤ受光した。ここでは受光素子として進行波型フォトダイオードを用い、受光後のミリ波・マイクロ波帯信号を増幅した。これを２ＧＨｚ帯にダウンコンバートし、直交復調によりＩ／Ｑダイアグラムを得た。
【００３７】
以下に測定結果を示す。ＢＰＦ出力光スペクトルを図９に示す。
（ａ）は、ＮＡ−ＢＰＳＫ信号による変調を受けた２モードであるのに対し、（ｂ）は無変調ＲＦ信号による変調を受けた２モードである。いずれにも上下側波帯間に強度差が存在している。前者の強度比は５．９ｄＢであり、後者のそれは７．２ｄＢである。この強度差はＤＣバイアスにより設定したφbias＝９０°の位相差と、２入力ＲＦ信号間に設けた４５°位相差により発生している。すなわち、前者は２信号間の位相差を両側波帯に対して９０°に設定するのに対し、後者は２信号間の位相差を上側波帯に対して−４５°、下側波帯に対して＋４５°に設定する。それ故、上側波帯（短波長側）では強めあう干渉がおき、下側波帯（長波長側）では弱めあう干渉がおきている。シングルトーン変調により得られた光２モード間には７．２ｄＢであり、これは理論値、
【数１６】
この２モード光スペクトルをＰＤでヘテロダイン受光して得られたＲＦ信号のスペクトルを図１０に示す。６０ＧＨｚ帯の信号生成は確認されたが、スペクトル上に周期的な歪みが見られた。これは、ＯＳＳＢＭ内の２つの導波路間において定常的な伝搬時間差があるからと考えられる。この時間差は実験系を簡素化するために、単一ＰＰＧより生成された１つのＮＡ−ＢＰＳＫ信号から２つのＮＡ−ＢＰＳＫ信号を作成したことによる。すなわち、ここで１ビット程度の時間差を電気回路に加えたが為に、光回路においてその逆数の１５０ＭＨｚ程度の周期を有するマッハツェンダフィルタとなったと考えられる。これは、異なるデジタルデータを有するＮＡ−ＢＰＳＫ信号ならば発生しない。
この６０ＧＨｚ帯ＱＰＳＫ信号を２ＧＨｚ帯にダウンコンバートして得られたフェーザを図１１（ｂ）に示す。同図（ａ）はＯＳＳＢＭへの入力ＮＡ−ＢＰＳＫ信号である。これらの図からＱＰＳＫ信号の生成が確認されたことは明らかであり、本発明が実証された。
【００３８】
次に、光位相変調器としてＤＥ−ＭＺＭを用いた実施例を説明する。
本発明の方法は、光位相変調により生成された上下側波帯のビートを得るものであり、ＯＳＳＢＭを用いなくともＱＰＳＫ信号を得ることは可能である。ＯＳＳＢＭの利用目的は、同変調器内部のＭＺＭに対し搬送波抑圧動作を与えることにある。ゆえに、ＤＥ−ＭＺＭによる変調と光帯域阻止フィルタによる搬送波除去によっても可能である。これにより特殊な変調器であるといえるＯＳＳＢＭを用いなくとも、商用のＤＥ−ＭＺＭでも可能となるため、利便性は高い。
【００３９】
実験系は、位相変調器の構成を除いて図８と同じである。位相変調器構成には、図１２中（ａ）と（ｂ）の違いが存在する。
本実施例で生成した２モード光ミリ波・マイクロ波信号の光スペクトルを図１３に示す。ＯＳＳＢＭにより生成した光スペクトルとの大きな違いは、２次変調成分が生成されていることである。これはＯＳＳＢＭでは搬送波を含む偶数次側波帯の抑圧が可能であるが、この方式ではそれが不可能であることによる。しかしながら、この２次変調成分と目的とするミリ波・マイクロ波周波数離調をなす成分である搬送波は抑圧されている。そのため、分散ペナルティへの影響はない。この２モード光ミリ波・マイクロ波信号を受光し、ダウンコンバートの後に得たフェーザ、ＢＥＲを図１４に示す。図から明らかなように、受光強度−１７ｄＢｍにおいてエラーフリー動作が実現しており、また、ＱＰＳＫ信号の生成が確認された。従って本発明が実証された。
【００４０】
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。
この実施形態は、ＢＰＳＫ信号のシンボル１とシンボル０間の過渡遷移過程に伴うスペクトル拡大を抑圧する２モード光ミリ波・マイクロ波ＢＳＫ信号生成方法に関する。
はじめに、ＮＡ−ＢＰＳＫ信号のＭＺＭ入力により生成するＢＰＳＫ信号にはスペクトル拡大が生ずる要因について説明する。
ＮＡ−ＢＰＳＫ信号、およびこの二逓倍により生成されるＢＰＳＫ信号のフェーザを図１５に示す。ここで、シンボル１およびシンボル０間の過渡遷移過程に注目すると、生成されるＢＰＳＫ信号には位相変動成分がある。この成分は図１６に示すように、Ｉ軸並行な成分とＱ軸並行な成分とに分けられる。このうち後者がビットレートで以って変動する場合、前者はビットレートの２倍の速さで以って変動する。これが、スペクトル拡がりの原因となる。
【００４１】
図１７（ａ）は、１００Ｍｂｐｓで変調された基底帯域ＮＡ−ＢＰＳＫ信号を５０ＭＨｚのＬＰＦ（α＝０．２）透過後のスペクトルの計算結果である。同図（ｂ）は、これの二逓倍により得たＢＰＳＫ信号である。およそ１００ＭＨｚ程度の帯域幅が最大２００ ＭＨｚ程度まで拡がっており、搬送波が現れている。理想的なＢＰＳＫ信号には搬送波は存在しない。
【００４２】
ここで、前述のＩ軸平行成分とＱ軸平行成分の有するスペクトルを図１８に示す。この図からＩ軸平行成分がスペクトル拡大要因であることが明らかである。
【００４３】
次に、Ｉ軸平行成分によるスペクトル拡大を抑圧する方法について述べる。
図１９で示されているように、１つのＢＰＳＫ信号に対してＱ軸対称なＢＰＳＫ信号をＰＤ受光後に加算することで、Ｉ軸変動成分を抑圧する。ここでも用いる位相変調器としてはＯＳＳＢＭ、あるいはＤＥ−ＭＺＭである。後者では分散耐性を高めるために、ＦＢＧ等による搬送波除去が必要となる。
実施の形態１と同様に、ＯＳＳＢＭ、あるいはＤＥ−ＭＺＭに対して、２つのＮＡ−ＢＰＳＫ信号を入力する。しかし、ここでは実施の形態１と異なり、同一データを有する信号で、かつ互いに逆の位相変化を持つ信号を生成する。また、２つのＲＦ信号間の位相差は９０°とし、ＰＤによるヘテロダイン受光後に１８０°の位相差を得る。これによりＱ軸対称なＢＰＳＫ信号が得られる。
また、実施の形態１で説明したように、混信成分抑圧のためのＤＣバイアスφbias＝π／２を印加する。ただし、ここでの混信成分は実施の形態１と異なり、異なるデータを持つ２信号の混信成分ではなく、同一データを持つ信号間の混信であり、これは出力ＰＳＫ信号に搬送波を持たせるものである。
この方法によれば、Ｉ軸対称なＢＰＳＫ信号とＱ軸対称なＢＰＳＫ信号の合成によって、シンボル１およびシンボル０間の過渡遷移過程におけるＩ軸平行成分がキャンセルされ、スペクトル拡大が抑止される。
【００４４】
次に、実施例を示す。
上記原理を確認するために、ＯＳＳＢＭを用いて１．５ＧＨｚ帯のＢＰＳＫ信号生成実験を行った。その実験系を図２０に示す。ＰＰＧより出力された２００ＭｂｐｓＰＲＢＳ信号をＬＰＦ１００ＭＨｚを介して７５０ＭＨｚ帯ＢＰＳＫ信号とする。ここで発生するサイドローブ成分を除去するために７５０ＭＨｚ帯で透過帯域幅３００ＭＨｚを有すＢＰＦを用いる。このＢＰＳＫ信号を増幅後、もとの７５０ＭＨｚシングルトーン信号と共に９０°ハイブリッド回路に入力することで、目的とする２つのＮＡ−ＢＰＳＫ信号が得られる。
ＤＦＢ−ＬＤ出力光に対して、この動作を施した後にＥＤＦＡ、ＢＰＦを介してＰＤ受光を行った。得られた１．５ＧＨｚ帯ＢＰＳＫ信号に対して直交復調を行い、Ｉ／Ｑダイアグラムを得た。得られたＲＦスペクトルを図２１に、Ｉ／Ｑダイアグラムを図２２に示す。図２１では（ａ）に示した従来法による帯域に比較して、（ｂ）に示した本発明の方法による占有ペクトル帯域は狭窄化しており、また搬送波成分も抑圧されていることがわかる。
【００４５】
図２２（ａ）および（ｂ）は従来法によるＢＰＳＫ信号である。ここでは、ＯＳＳＢＭへの入力ＲＦ信号の注入、非注入によって同フェーザを得た。同図（ｃ）は、（ａ）および（ｂ）に対応するＢＰＳＫ信号の加算により得られるＢＰＳＫ信号である。若干、シンボル間の軌跡が直線からずれているが、これは２ＢＰＳＫ信号間の強度の違いから生じていると考える。図２２（ｃ）から、本発明の原理が実証された。
【００４６】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。
この実施形態は、信号の変調フォーマットによらずに、変調器入力端における変調方式と同一の変調方式を有す信号をヘテロダイン受光後に得ることが可能な光ミリ波信号生成方法に関する。
図２３は本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。発振器出力信号を２分岐し、一方に任意フォーマットの変調を行う。これとシングルトーン信号を９０°ハイブリッド回路に入力する。９０°ハイブリッド回路は図２４に示すように、２入力端子（入力端子２１、入力端子２２）と２出力端子（出力端子２３、出力端子２４）を有すデバイスである。入力端子２１から入力された信号は２分岐され、分岐した一方の信号に９０°位相変化が与えられた後に出力端子２４に出力される。分岐した他方の信号は位相変化が与えられずに出力端子２３に出力される。入力端子２２から入力された信号も同様に２分岐され、一方に対して９０°位相変化が与えられた後に出力端子２３に出力され、他方に対しては位相変化が与えられずに出力端子２４に出力される。なお、第２の実施の形態では入力２信号間の強度・位相を調節し、ＮＡ−ＢＰＳＫ信号を得たが、本方式では９０°ハイブリッド回路を用いるので厳密な調整の必要はない。厳密な振幅位相調整を必要とする際には、デバイダ、位相シフタ、アッテネータ等を用いてこの機能を実現する。
【００４７】
なお、９０°ハイブリッドを介して２電極ＭＺＭにＲＦ信号を入力するものとして従来例（非特許文献８参照）があるが、この従来例は、同一光に対して異なる情報を有する２つのＲＦ信号を変調することを目的としているので、９０°ハイブリッド回路に入力する２信号はともに変調を受けており、本発明と異なる。本発明では、光搬送波と変調側波帯とのビート信号をヘテロダイン受光によって得るのではなく、上下側波帯のビート信号を得るものである。
【００４８】
第２の実施の形態のＢＰＳＫ変調法はこの方式の一条件下での変調法であると言える。そこで、第２の実施の形態におけるＮＡ−ＢＰＳＫ信号生成過程と光側波帯がシングルトーンとなる過程をここで示す。
図２５および図２６が、ＲＦ信号フェーザおよび上下側波帯の有すフェーザである。なお、（ａ）〜（ｉ）は図２３（ａ）〜（ｉ）に対応する。
図２６（ｉ）で上側波帯がシングルトーンであり、下側波帯がＢＰＳＫ変調を受けた光であることがわかる。このように図２３の構成をとることで、上下側波帯のうち一方はシングルトーンとなり、他方は変調をうけたスペクトルとなる。これより、この変調法が２つのＳＳＢ変調からなる変調法と考えることができる。すなわち、ＳＳＢ変調器の通常利用法では、入力ＲＦ信号を、９０°ハイブリッド回路を介してＳＳＢ変調器に入力することにより、上側波帯あるいは下側波帯が生成される。その際、９０°進みか９０°遅れかにより、生成側波帯が上側波帯となるか下側波帯となるかが決まる。本方式では、シングルトーン信号と任意変調信号とを９０°ハイブリッド回路経由で光ＳＳＢ変調器に入力するが、その際に９０°ＲＦ位相差の進み、あるいは遅れが、シングルトーン信号と任意変調信号間で逆の関係にある。ゆえに、変調フォーマット無依存である。
しかしながら、ここで光変調器ＤＣバイアスのＲＦ強度依存性を考慮に入れると、ＱＰＳＫ信号生成時などにシンボルによってＲＦ強度が変化してしまう。例えば、図２５（ｃ）に対応するフェーザが、図２７（ａ）のようになった際にはＲＦ強度ゼロとなり、これによりＬＮ変調器のバイアスシフトが起こる可能性がある。そこで、図２７（ｂ）のようにシンボルを振幅のゼロ点からずらせばよい。これは、図２３（ａ）におけるＲＦ強度を（ｂ）におけるそれより大きくすることで実現可能である。
【００４９】
次に、第３の実施の形態の実施例を説明する。
上記原理を確認するために６０ＧＨｚ帯において実験を行った。この実験系を図２８に示す。
１５６ＭｂｐｓＰＲＢＳの２信号から７５０ＭＨｚ帯ＱＰＳＫ信号生成し、これを増幅およびフィルタの後、シングルトーンと共に９０°ハイブリッド回路に入力した。これにより得られるＩＦ帯２信号を２９．５ＧＨｚ帯にアップコンバートした後、増幅し、光ＳＳＢ変調器に入力した。この信号により変調を受けたＤＦＢ−ＬＤ出力光をＥＤＦＡ増幅、ＢＰＦの後に測定した光スペクトルを図２９に示す。搬送波が若干残っているが、これとミリ波・マイクロ波帯のビートを生成すべく２次側波帯は存在しないため、分散ペナルティへの影響は無視できる。また、光変調器入力時に２８ＧＨｚ帯イメージ成分除去を行っていないために上下側波帯はそれぞれ２以上の側波帯で構成されていると考えられるが、光スペクトラムアナライザの波長分解能が０．０１ｎｍ（１．２５ＧＨｚ程度）であるため、これは光スペクトル上では認識されていない。この２モード光ミリ波・マイクロ波信号をＵＴＣ−ＰＤによって受光した。５６ＧＨｚ帯イメージ成分等を除去する目的でＰＤ受光後に５９ＧＨｚ帯ＢＰＦを用いた。１．５ＧＨｚ帯へのダウンコンバートの後に得られたＩ／ＱダイアグラムおよびＩＦ帯スペクトルを図３０、図３１に示す。ここで、目的としたＱＰＳＫ信号が得られていることが確認できた。なお、この実験結果については変調動作およびノイズ除去等の最適化が不十分であることを付記する。
【００５０】
【発明の効果】
上記説明から理解されるように、本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法によれば、複数の信号を混信することなく伝送でき、例えばＱＰＳＫ信号を伝送できる。また、スペクトル拡大が生じることなくＢＰＳＫ信号を伝送できる。さらに、さらに任意の変調フォーマットを利用することができる。
本発明法を光ミリ波・マイクロ波アクセスシステムのダウンリンクにおける光ミリ波・マイクロ波信号生成に用いれば極めて有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】光変調器としてＯＳＳＢＭ（光ＳＳＢ変調器）を用いた場合の本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。
【図２】光変調器としてＤＥ−ＭＺＭ（２電極マッハツェンダー光変調器）を用いた場合の本発明の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法の構成を示す図である。
【図３】直交位相偏移変調よるＱＰＳＫ信号の生成回路構成、及びそのフェーザを示す図である。
【図４】四相位相偏移変調信号の生成回路構成、及びそのフェーザを示す図である。
【図５】本発明の第１の実施形態のＱＰＳＫ信号生成方法の構成を示す図である。
【図６】変調器内のスペクトルを模式的に示す図である。
【図７】ＤＣバイアスをπ／２としたときのスペクトルを模式的に示す図である。
【図８】光変調器にＯＳＳＢＭを用いた場合の実験系を示す図である。
【図９】実施例で得られたＢＰＦ出力光のスペクトルを示す図である。
【図１０】実施例で得られたＲＦ信号スペクトルを示す図である。
【図１１】ＯＳＳＢＭへの入力信号フェーザと出力信号フェーザを示す図である。
【図１２】ＯＳＳＢＭを用いた実験系とＤＥ−ＭＺＭを用いた実験系の違いを示す図である。
【図１３】ＤＥ−ＭＺＭを用いた場合の２モード光ミリ波・マイクロ波信号の光スペクトルを示す図である。
【図１４】実施例で得られたＱＰＳＫ信号の符合誤り率とフェーザを示す図である。
【図１５】ＮＡ−ＢＰＳＫ信号及び二逓倍されて生成するＢＰＳＫ信号のフェーザを示す図である。
【図１６】ＢＰＳＫ信号のシンボル間遷移過程の位相変動成分を示す図である。
【図１７】基底帯域ＮＡ−ＢＰＳＫ信号のスペクトルと、二逓倍されて得られたＢＰＳＫ信号のスペクトルを示す図である。
【図１８】二逓倍されて得られたＢＰＳＫ信号のスペクトルのＱ軸平行成分とＩ軸平行成分を示す図である。
【図１９】本発明の第２の実施形態であるＢＰＳＫ信号のスペクトル拡大を抑圧する方法を示す図である。
【図２０】実施例に用いた実験系を示す図である。
【図２１】実施例で得られたＲＦスペクトルを示す図である。
【図２２】実施例で得られたＩ／Ｑダイアグラムを示す図である。
【図２３】本発明の第３の実施形態である、任意の変調フォーマットで変調できる方法を示す図である。
【図２４】９０°ハイブリッド回路の動作を説明する図である。
【図２５】本発明の方法によるＢＰＳＫ信号生成の際の各部のフェーザを示す図である。
【図２６】本発明の方法によるＢＰＳＫ信号生成の際の各部のフェーザを示す図である。
【図２７】光変調器のＤＣバイアスのＲＦ強度依存性を顧慮したＱＰＳＫ信号フェーザを示す図である。
【図２８】実施例に用いた実験系を示す図である。
【図２９】実施例で得られたＲＦスペクトルを示す図である。
【図３０】実施例で得られたＩ／Ｑダイアグラムを示す図である。
【図３１】実施例で得られたＩＦ帯スペクトルを示す図である。
【図３２】ミリ波・マイクロ波帯周波数に相当する離調周波数を有する光スペクトルを示す概念図である。
【図３３】ベッセル関数を示す図である。
【図３４】位相及び周波数の包括的表現が可能なスペクトル模式図を説明する図である。
【図３５】位相及び周波数の包括的表現が可能なスペクトル模式図を説明する図である。
【図３６】位相及び周波数の包括的表現が可能なスペクトル模式図を説明する図である。
【図３７】光ＤＳＣ−ＳＣ法を行うＭＺＭの構成を示す図である。
【図３８】光ＤＳＣ−ＳＣ変調を受けた各部の光のスペクトル模式図を示す図である。
【図３９】ＮＡ−ＰＳＫ信号生成回路を示す図である。
【図４０】２モード光ミリ波・マイクロ波ＢＰＳＫ信号のスペクトル模式図
【符号の説明】
１ 単一波長光源（単一波長レーザーダイオード）
２ 電気光学結晶
３ 分岐光導波路
４ 光変調器
５ 光変調器
６ π／２固定位相器
７ 分岐光導波路
８ 光ファイバ
９ 光検出器（フォトダイオード）
１０ 分岐光導波路
１１ａ，１１ｂ 光位相変調器
１２ π固定位相器
１３ ＲＦ信号
１４ ＲＦ用π固定位相器
１５ ＲＦ信号
１６ 光帯域阻止フィルター（ファイバブラッググレーティング）
Claims (12)
- 単一波長光を第１の光と第２の光に分割し、この分割した第１の光と第２の光をそれぞれ第１の光変調器と第２の光変調器に入力し、電界の振幅・位相に対して情報を与える任意変調方式で変調されている第１のＲＦ信号を上記第１の光変調器に入力し、かつ電界の振幅・位相に対して情報を与える任意変調方式で変調されている第２のＲＦ信号を上記第２の変調器に入力することで、上記第１の光と第２の光をそれぞれＤＳＢ（ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調し、このＤＳＢ変調された第１の光と第２の光の間に固定位相π／２を付加して加算することで、
上記加算された第１の光と第２の光のヘテロダイン受光出力において、上記第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号の混信成分が互いに逆相となり抑圧されることを特徴とする、光ミリ波・マイクロ波信号生成方法。 - 単一波長光を第１の光と第２の光に分割し、この分割した第１の光と第２の光をそれぞれ第１の光変調器と第２の光変調器に入力し、この第１の光変調器と第２の光変調器にそれぞれ、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を入力して上記第１の光と第２の光をそれぞれＤＳＢ（ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調し、このＤＳＢ変調された第１の光と第２の光の間に固定位相π／２を付加して加算し、
上記加算された第１の光と第２の光のヘテロダイン受光を行うことで、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の１次変調成分につき、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの周波数の２倍の周波数を持ち、かつ、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の２倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする光ミリ波・マイクロ波信号生成方法。 - 単一波長光を第１の光と第２の光に分割し、この分割した第１の光と第２の光をそれぞれ第１の光変調器と第２の光変調器に入力し、この第１の光変調器と第２の光変調器にそれぞれ、第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号を入力して上記第１の光と第２の光をそれぞれＤＳＢ（ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調し、このＤＳＢ変調された第１の光と第２の光の間に固定位相π／２を付加して加算し、
上記加算された第１の光と第２の光のヘテロダイン受光出力を行うことで、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の２次変調成分につき、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの周波数の４倍の周波数を持ち、かつ、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の４倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする、光ミリ波・マイクロ波信号生成方法。 - 前記単一波長光の分割、加算手段、第１及び第２の光変調器、並びに固定位相π／２の付加手段が、電気光学結晶上に集積して形成した、分岐光導波路、光導波路に電界を印加して光導波路を伝搬する光に位相を付加する複数の光位相変調器を含む変調器、並びに光導波路に一定電界を印加するπ／２固定位相器であることを特徴とする、請求項２または３に記載の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法。
- 前記単一波長光の分割、加算手段、第１及び第２の光変調器、並びに固定位相π／２の付加手段が、電気光学結晶上に集積して形成した、分岐光導波路、光導波路に電界を印加して光導波路を伝搬する光に位相を付加する複数の光位相変調器で構成した２電極ＭＺＭ光変調器、並びに光導波路に一定電界を印加するπ／２固定位相器であり、かつ、前記第１の光と第２の光の加算後に搬送波を除去するための光帯域阻止フィルターを有することを特徴とする、請求項２または３に記載の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法。
- 前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号を位相偏移量がπ／２またはπ／４である互いに独立なＮＡ−ＢＰＳＫ（ｎａｒｒｏｗ ａｎｇｌｅ ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｇ）信号とし、かつ前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号を互いにπ／４またはπ／８の位相差を有するように遅延させることにより、前記ヘテロダイン受光において発生する２つのＢＰＳＫ信号間にπ／２の位相差を生じさせ、この２つのＢＰＳＫ信号を加算してＱＰＳＫ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）信号を得ることを特徴とする、請求項２または３に記載の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法。
- 前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号を位相偏移量がπ／２またはπ／４であり、かつ、互いに逆の位相変化をするＮＡ−ＢＰＳＫ（ｎａｒｒｏｗ ａｎｇｌｅ ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｇ）信号とし、かつ、前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号を互いにπ／２またはπ／４の位相差を有するように遅延させることにより、前記ヘテロダイン受光において発生する２つのＢＰＳＫ信号が、上記信号のシンボル間の過渡遷移状態において互いに不要成分を相殺し合い、スペクトル広がりを防ぐことを特徴とする、請求項２または３に記載の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法。
- 前記第１のＲＦ信号と前記第２のＲＦ信号の周波数を互いに異ならせることにより、前記ヘテロダイン受光において発生する２つ信号の周波数を異ならせることを特徴とする、請求項２または３に記載の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法。
- 前記第１のＲＦ信号と第２のＲＦ信号の生成手段が、変調を受けていない第３のＲＦ信号と、第３のＲＦ信号に９０°位相変化を与えて得られる第４のＲＦ信号と、電界の位相と振幅に対して情報を与える任意の変調方式により変調された第５のＲＦ信号と、第５のＲＦ信号に９０°位相変化を与えて得られる第６のＲＦ信号とを合成する電気回路であって、その電気回路が第３のＲＦ信号と第６のＲＦ信号とを合成して第１のＲＦ信号を生成し、かつ、第４のＲＦ信号と第５のＲＦ信号とを合成して第２のＲＦ信号を生成する電気回路であることを特徴とする、請求項２〜８のいずれかに記載の光ミリ波・マイクロ波信号生成方法。
- 請求項１〜９のいずれかに記載の光ミリ波・マイクロ波信号生成法方法を用いた光ミリ波・マイクロ波信号生成装置。
- 単一波長光を第１の光と第２の光に分割する分割手段と、第１のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第１の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第１の光変調器と、第２のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第２の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第２の光変調器と、上記第１の光変調器でＤＳＢ変調された第１の光と上記第２の光変調器でＤＳＢ変調された第２の光との間に固定位相π／２を付加する付加手段と、ＤＳＢ変調されて上記付加手段により固定位相π／２が付加された第１の光と第２の光とを加算する加算手段と、上記加算した第１の光と第２の光とをヘテロダイン受光する光検出器とを有し、上記光検出器で上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の１次変調成分につき、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの周波数の２倍の周波数を持ち、かつ、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の２倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする、光ミリ波・マイクロ波信号生成装置。
- 単一波長光を第１の光と第２の光に分割する分割手段と、第１のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第１の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第１の光変調器と、第２のＲＦ信号の入力により上記分割手段で分割した第２の光をＤＳＢ（Ｄｏｕｂｌｅ ｓｉｄｅ ｂａｎｄ）変調する第２の光変調器と、上記第１の光変調器でＤＳＢ変調された第１の光と上記第２の光変調器でＤＳＢ変調された第２の光との間に固定位相π／２を付加する付加手段と、ＤＳＢ変調されて上記付加手段により固定位相π／２が付加された第１の光と第２の光とを加算する加算手段と、上記加算した第１の光と第２の光とをヘテロダイン受光する光検出器とを有し、上記光検出器で上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの上下側波帯の２次変調成分につき、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの周波数の４倍の周波数を持ち、かつ、上記第１のＲＦ信号及び上記第２のＲＦ信号それぞれの入力位相の４倍の位相を有する信号を出力することを特徴とする、光ミリ波・マイクロ波信号生成装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003045202A JP4092378B2 (ja) | 2003-02-21 | 2003-02-21 | 光ミリ波・マイクロ波信号生成方法及びその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003045202A JP4092378B2 (ja) | 2003-02-21 | 2003-02-21 | 光ミリ波・マイクロ波信号生成方法及びその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004252386A JP2004252386A (ja) | 2004-09-09 |
| JP4092378B2 true JP4092378B2 (ja) | 2008-05-28 |
Family
ID=33027631
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003045202A Expired - Fee Related JP4092378B2 (ja) | 2003-02-21 | 2003-02-21 | 光ミリ波・マイクロ波信号生成方法及びその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4092378B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102340468A (zh) * | 2010-07-14 | 2012-02-01 | 中兴通讯股份有限公司 | 驱动信号幅度的控制方法和装置、dqpsk发射机系统 |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7873284B2 (en) | 2004-04-22 | 2011-01-18 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Quadrature amplitude modulation of optical carriers |
| JP4510576B2 (ja) * | 2004-09-30 | 2010-07-28 | 住友大阪セメント株式会社 | 光送信装置及び光送信方法 |
| GB2421336A (en) * | 2004-11-19 | 2006-06-21 | Filtronic Plc | Generating an arbitrary waveform wide band electrical signal |
| JP4759663B2 (ja) * | 2005-01-12 | 2011-08-31 | 独立行政法人情報通信研究機構 | 光通信システム |
| JP4706048B2 (ja) * | 2005-03-30 | 2011-06-22 | 独立行政法人情報通信研究機構 | 光電気発振器及び光電気発振方法 |
| KR100640509B1 (ko) | 2005-08-01 | 2006-10-30 | 삼성전자주식회사 | 단측파대 변조 모듈 |
| JP4665134B2 (ja) | 2005-08-08 | 2011-04-06 | 独立行政法人情報通信研究機構 | 光搬送波抑圧両側波帯変調器を用いた４倍波発生システム |
| JP4793550B2 (ja) * | 2005-08-08 | 2011-10-12 | 独立行政法人情報通信研究機構 | 高消光比変調可能な光搬送波抑圧両側波帯（ｄｓｂ−ｓｃ）変調システム |
| JP4696264B2 (ja) | 2005-08-24 | 2011-06-08 | 独立行政法人情報通信研究機構 | 強度バランス機能を有する光ｆｓｋ／ｓｓｂ変調器 |
| JP4631006B2 (ja) | 2005-08-24 | 2011-02-16 | 独立行政法人情報通信研究機構 | Ｆｓｋ変調器の自動調整システム |
| JP4422661B2 (ja) | 2005-08-31 | 2010-02-24 | 富士通株式会社 | 差動４位相偏移変調器の駆動電圧設定方法 |
| JP4547552B2 (ja) * | 2005-08-31 | 2010-09-22 | 独立行政法人情報通信研究機構 | キャリアや２次成分を消去可能なｄｓｂ−ｓｃ変調システム |
| JP4465458B2 (ja) | 2005-09-20 | 2010-05-19 | 独立行政法人情報通信研究機構 | 位相制御光ｆｓｋ変調器 |
| JP4755205B2 (ja) | 2006-02-03 | 2011-08-24 | 富士通株式会社 | 光変調器の駆動回路 |
| US7912378B2 (en) * | 2007-01-26 | 2011-03-22 | Fujitsu Limited | Modulating a signal using a fractional phase modulator |
| JP4906103B2 (ja) * | 2007-07-06 | 2012-03-28 | 日本電信電話株式会社 | 光変調回路および光伝送システム |
| KR100951850B1 (ko) | 2008-10-10 | 2010-04-12 | 한국전자통신연구원 | 주파수 가변형 테라헤르츠 연속파 생성 장치 |
| JP5233765B2 (ja) * | 2009-03-16 | 2013-07-10 | 富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 | 光デバイス |
| JP4893776B2 (ja) * | 2009-05-07 | 2012-03-07 | 富士通株式会社 | 光変調装置 |
| US8320720B2 (en) * | 2009-08-19 | 2012-11-27 | Mark Webster | Advanced modulation formats for silicon-based optical modulators |
| JP5697192B2 (ja) * | 2010-11-05 | 2015-04-08 | 独立行政法人情報通信研究機構 | ２トーン信号による光検出器の特性評価方法 |
| JP2012156335A (ja) * | 2011-01-26 | 2012-08-16 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 半導体レーザ |
| WO2013085836A1 (en) * | 2011-12-09 | 2013-06-13 | Battelle Memorial Institute | Optically implemented mmw modulation |
| JP2016021032A (ja) * | 2014-07-16 | 2016-02-04 | 国立研究開発法人情報通信研究機構 | 高周波逓倍装置及び逓倍方法 |
| CN105099558A (zh) * | 2015-07-29 | 2015-11-25 | 西安电子科技大学 | 利用dp-qpsk调制器产生八倍频毫米波的装置及方法 |
| CN110149284B (zh) * | 2018-02-12 | 2022-08-26 | 华为技术有限公司 | 一种信道损伤估计方法与装置 |
| CN111555812B (zh) * | 2020-04-20 | 2023-03-28 | 复旦大学 | 采用双极化mzm调制器同时产生有线无线信号的装置及系统 |
| CN113691314B (zh) * | 2020-05-18 | 2022-11-22 | 西安电子科技大学 | 一种微波、毫米波信号的光子线性变频及光纤传输方法 |
-
2003
- 2003-02-21 JP JP2003045202A patent/JP4092378B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102340468A (zh) * | 2010-07-14 | 2012-02-01 | 中兴通讯股份有限公司 | 驱动信号幅度的控制方法和装置、dqpsk发射机系统 |
| CN102340468B (zh) * | 2010-07-14 | 2015-08-12 | 中兴通讯股份有限公司 | 驱动信号幅度的控制方法和装置、dqpsk发射机系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004252386A (ja) | 2004-09-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4092378B2 (ja) | 光ミリ波・マイクロ波信号生成方法及びその装置 | |
| Kawanishi et al. | High-speed control of lightwave amplitude, phase, and frequency by use of electrooptic effect | |
| EP1764935B1 (en) | Optical transmission system | |
| US7555223B2 (en) | UWB signal generator using optical FSK modulator | |
| US7761012B2 (en) | Optical communication system and method for generating dark return-to zero and DWDM optical MM-Wave generation for ROF downstream link using optical phase modulator and optical interleaver | |
| US7869668B2 (en) | Method for generating carrier residual signal and its device | |
| CN110958053B (zh) | 产生四倍频光载毫米波bpsk矢量信号的装置及方法 | |
| Ma et al. | A full-duplex multiband access radio-over-fiber link with frequency multiplying millimeter-wave generation and wavelength reuse for upstream signal | |
| CN103078680A (zh) | 一种基于双平行mz调制器的四倍频毫米波的产生方法 | |
| Zhu et al. | A novel OCS millimeter-wave generation scheme with data carried only by one sideband and wavelength reuse for uplink connection | |
| US10181909B2 (en) | Method and apparatus for optical wireless architecture | |
| Zhou et al. | Four sub-channel single sideband generation of vector mm-wave based on an I/Q modulator | |
| Ma et al. | Transmission performance of the optical mm-wave generated by double-sideband intensity-modulation | |
| US7526209B2 (en) | Optical frequency shift keying modulator | |
| Xiao et al. | Optical carrier-suppressed single sideband (O-CS-SSB) modulation using a hyperfine blocking filter based on a virtually imaged phased-array (VIPA) | |
| Ma et al. | Reconfigurable photonic generation of binary modulated microwave signals | |
| Zhang | Development of millimeter-wave radio-over-fiber technology | |
| Chowdhury et al. | Millimeter wave generation based on optical frequency multiplication in radio over fiber systems | |
| Sheikh et al. | A radio over fiber (RoF) based single sideband modulated passive optical network (PON) using mach zender modulator based on different electrical phase shifts | |
| Zhang et al. | A multi-band access radio-over-fiber link with SSB optical millimeter-wave signals based on optical carrier suppression modulation | |
| Xu et al. | Silicon microring IQ modulator enabled single sideband OFDM transmission | |
| Asha et al. | An 80 Gbps multi-band access radio over fiber link with single side band optical millimeter-wave dispersion-tolerant transmission without FBG and optical filter | |
| Lv et al. | Simultaneous modulation and transmission of 10-Gb/s baseband and 60-GHz microwave signals in a radio-over-fiber system | |
| Bekkali et al. | Novel chromatic-dispersion-induced power fading compensation technique for broadband RoF systems based on dual-frequency driving of DP-MZM | |
| Wiberg | Generation, modulation, and detection of signals in microwave photonic systems |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060704 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060904 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061114 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070115 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070114 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20071002 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20071112 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080115 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080118 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110314 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |