CN103684613A - 一种光子微波混频方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种光子微波混频方法。将本振信号和基带信号分别送入一个双驱动马赫-曾德尔调制器的两个射频输入端口，将本振信号和基带信号调制于光载波上，并使得经双驱动马赫-曾德尔上下两臂调制的光信号之间的相位差为0或p，然后对双驱动马赫-曾德尔调制器输出的调制光信号进行光电转换，得到混频微波信号。本发明还公开了一种光子微波混频装置，包括双驱动马赫-曾德尔调制器，以及分别与双驱动马赫-曾德尔调制器的光输入端、直流偏置输入端、调制信号输出端连接的光源、直流电源以及光电转换模块。相比现有技术，本发明具有信号转换效率更高、结构更简单的优点。

Description

一种光子微波混频方法及装置

技术领域

本发明涉及一种微波混频方法，尤其涉及一种基于光子技术的光子微波混频方法及光子微波混频装置，属于微波光子学技术领域。

背景技术

微波混频器在通信、相控阵和电子战等微波射频系统中具有广泛的应用背景，是最常见的微波器件之一。通常微波混频器多基于电子技术，往往具有转换效率低、本振和射频端口隔离度低、工作频率低、工作带宽窄和信号失真大等缺点，很难在高频、宽带和高质量需求的场合中使用。在此背景下，基于光子技术的混频器逐渐成为研究的热点。相比较传统的电混频器，其主要优点在于光纤系统的大带宽、高工作频率和对电磁干扰不敏感等。一种常见的实现微波混频的光子技术为级联调制器法。该方法主要是通过级联各种类型的电光调制器，并在两个调制器上分别加载射频和本振信号，通过光电探测得到对应的混频信号。常见的调制器级联组合有：直调激光器+马赫-曾德尔调制器(参见[Y.L.Guennec,G.Maury,J.Yao,and B.Cabon,"New optical microwaveup-conversion solution in radio-over-fiber networks for60-GHz wireless applications,"J.Lightwave Technol.,vol.24,no.3,pp.1277-1282,Mar.2006])；马赫-曾德尔调制器+马赫-曾德尔调制器(参见[G.Gopalakrishnan,R.Moeller,M.Howerton,W.Burns,K.Williams,and R.Esman,"A low-loss downconverting analog fiber-optic link,"IEEE Trans.MicrowaveTheory.Tech.,vol.43,no.9,pp.2318-2323,Sep.1995])；偏振调制器+马赫-曾德尔调制器(参见[T.Zhang,W.Pan,X.Zou,B.Luo,L.Yan,X.Liu,and B.Lu,"High-spectral-efficiency photonic frequency down-conversion using optical frequencycomb and SSB modulation,"IEEE Photon.J.,vol.5,no.2,7200307,Apr.2013])；相位调制器+相位调制器(参见[V.R.Pagán,B.M.Haas,and T.Murphy,"Linearized electroopticmicrowave downconversion using phase modulation and optical filtering,"Opt.Express,vol.19,no.2,pp.883-895,Jan.2011])。因为射频信号和本振信号通过不同的调制器加载在系统中，因此该方法射频和本振端口之间具有很好的隔离度，并且工作频率和带宽都很高。然而，上述方法均需级联两个电光调制器，受调制器电光转换效率的限制，具有插入损耗大、转换效率低和成本高等不足。另一种常见的光子混频器结构是基于半导体光放大器的非线性效应，例如交叉增益调制(参见[C.Bohemond,T.Rampone,and A.Sharaiha,"Performances of a photonic microwave mixer based on cross-gain modulation in asemiconductor optical amplifier,"J.Lightwave Technol.,vol.29,no.16,pp.2402-2409,Aug.2011]),交叉相位调制(参见[H.J.Song,M.Park,H.J.Kim,J.S.Lee,and J.I.Song,"All-optical frequency down-conversion for full-duplex WDM RoF systems utilizing anSOA-MZI,"in MWP2005,pp.321-324,2005])和四波混频效应(参见[H.J.Kim,and J.I.Song,"All-optical frequency downconversion technique utilizing a four-wave mixing effectin a single semiconductor optical amplifier for wavelength division multiplexingradio-over-fiber applicationsr,"Opt.Express,vol.20,no.7,pp.8047-58054,Mar.2012]）。一方面，在该方法中首先必须得到一个光的本振信号，这就意味着至少需要一个电光调制器，另一方面，半导体光放大器的非线性效应与它的载流子恢复时间有关，因此最后得到的混频信号质量受载流子恢复时间的限制往往较差。

除此之外，以上两种方法在实现微波混频时，其输出信号中还保留着无用的射频和本振信号，通常需要在输出端辅以微波滤波器将所需的信号滤出。因此，以上的方法限制了混频信号的频率，对实际应用造成不便。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于克服现有光子微波混频技术所存在的系统复杂、损耗大、转换效率低、存在无用信号的问题，提供一种信号转换效率更高、结构更简单的光子微波混频方法及光子微波混频装置。

本发明的光子微波混频方法，将本振信号和基带信号分别送入一个双驱动马赫-曾德尔调制器的两个射频输入端口，将本振信号和基带信号调制于光载波上，并使得经双驱动马赫-曾德尔上下两臂调制的光信号之间的相位差为0或π，然后对双驱动马赫-曾德尔调制器输出的调制光信号进行光电转换，得到混频微波信号。

优选地，所述使得经双驱动马赫-曾德尔上下两臂调制的光信号之间的相位差为0或π，通过调整所述双驱动马赫-曾德尔调制器的直流偏置电压实现。

本发明的光子微波混频装置，包括双驱动马赫-曾德尔调制器，以及分别与双驱动马赫-曾德尔调制器的光输入端、直流偏置输入端、调制信号输出端连接的光源、直流电源以及光电转换模块。

相比现有技术，本发明具有以下有益效果：

（1）只使用了一个电光调制器，大大减小了系统损耗、功耗和系统复杂度；

（2）因为调制器偏置在最小传输点，所以光载波被有效抑制，从而提高了光电探测器的处理能力，进而提高转换效率；

（3）在光电探测得到的信号中将没有本振和射频信号，因此不需要外加微波滤波器，进一步降低了系统复杂度。

附图说明

图1为本发明的光子微波混频装置的结构示意图；

图2为一种现有双驱动马赫-曾德尔调制器的结构示意图；

图3（a）为使用本发明光子微波混频装置实现微波下变频时的光谱图；

图3（b）为使用本发明光子微波混频装置实现微波下变频时的电频谱图；

图4（a）为使用本发明光子微波混频装置实现微波下变频时中频信号功率与本振信号功率的关系曲线；

图4（b）为使用本发明光子微波混频装置实现微波下变频时中频信号功率与射频信号功率的关系曲线；

图5（a）为使用本发明光子微波混频装置实现矢量调制信号下变频时的电频谱图；

图5（b）为使用本发明光子微波混频装置实现矢量调制信号下变频时的星座图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

本发明的光子微波混频装置如图1所示，包括：光源，双驱动马赫-曾德尔调制器，直流电源和光电探测器；其中，光源与双驱动马赫-曾德尔调制器的光输入端相连，双驱动马赫-曾德尔调制器的调制信号输出端与光电探测器的输入端相连，直流电源的输出端与双驱动马赫-曾德尔调制器的直流偏置输入端相连。双驱动马赫-曾德尔调制器的两个射频输入端口分别作为微波混频时本振信号和基带（或者射频）信号的输入端。

由于双驱动马赫-曾德尔调制器为本发明的核心，故在此对其结构和原理进行简要说明。一种现有商用的双驱动马赫-曾德尔调制器结构如图2所示。输入调制器的光载波信号被分成两路，分别通过调制器的上下两臂。在调制器的上下两臂上分别有一段铌酸锂材料的波导。当外加电场施加到铌酸锂晶体上时，由于非线性电极化效应，晶体的折射率发生改变，从而使相位得到调制。经过上下两臂相位调制后的信号由重新合在一起输出。通过施加在调制器上的直流偏置可以改变经上下两臂调制后信号的相位差。

下面对该光子微波混频装置的工作原理、工作过程进行说明：

假设光源输出的光载波频率为ω_c，输入的射频信号为cos(ω_RFt)，输入的本振信号为cos(ω_LOt)，根据双驱动马赫-曾德尔调制器的原理，在上下两臂分别对光信号进行了相位调制，那么双驱动马赫-曾德尔调制器输出端的光信号为

$E_1=e^{{\mathrm{j\ω}}_{c}t}[e^{j{\mathrm{\β}}_1\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}\·e^{{\mathrm{j\φ}}_0}+e^{j{\mathrm{\φ}}_0}+e^{j{\mathrm{\β}}_2\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}]---\left(1\right)$

其中β₁=πV_RF/V_π和β₂=πV_LO/V_π是双驱动马赫-曾德尔调制器两个射频端口的调制指数，V_RF和V_LO为射频信号和本振信号幅度，V_π是双驱动马赫-曾德尔调制器的半波电压，φ₀是两个射频端口之间的相位差，通过直流电源施加的直流偏置电压调整。

在小信号调制下，该信号可以展开为

$\begin{array}{c}{E}_1=e^{j{\mathrm{\ω}}_{c}t}\·e^{j{\mathrm{\φ}}_0}[j{J}_1\left({\mathrm{\β}}_1\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}+J_0\left({\mathrm{\β}}_1\right)+j{J}_1\left({\mathrm{\β}}_1\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t}]\\ +e^{j{\mathrm{\ω}}_{c}t}[j{J}_1\left({\mathrm{\β}}_2\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}+J_0\left({\mathrm{\β}}_2\right)+j{J}_1\left({\mathrm{\β}}_2\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}]\end{array}---\left(2\right)$

其中J_n为贝瑟尔展开系数。将该信号输入光电探测器实现光电转换，转换得到的电信号为

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{AC}}\∝-J_1\left({\mathrm{\β}}_1\right)J_0\left({\mathrm{\β}}_2\right)\sin {\mathrm{\φ}}_0\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)+J_1^2\left({\mathrm{\β}}_1\right)\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)\\ +J_1\left({\mathrm{\β}}_2\right)J_0\left({\mathrm{\β}}_1\right)\sin {\mathrm{\φ}}_0\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)+J_1^2\left({\mathrm{\β}}_2\right)\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)\\ +J_1\left({\mathrm{\β}}_1\right)J_1\left({\mathrm{\β}}_2\right)\cos {\mathrm{\φ}}_0\cos \left(({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t\right)\\ +J_1\left({\mathrm{\β}}_1\right)J_1\left({\mathrm{\β}}_2\right)\cos {\mathrm{\φ}}_0\cos \left(({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}})t\right)+...\end{array}---\left(3\right)$

从公式（3）可以看出，得到的信号中包含所需的下转换中频信号，即ω_RF-ω_LO，并且该信号的幅度与相位差φ₀有关。显然，当相位差φ₀为0或者π时，信号幅度为最大，且无用的射频信号和本振信号被完全抑制掉了。同理，当需要实现上转换时，只需将输入的射频信号换成中频（或基带信号）即可。假设输入的中频信号和本振信号分别为cos(ω_IFt)和cos(ω_LOt)，那么通过本发明提出的微波光子混频器，在光电探测时得到的信号可以表示为

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{AC}}\∝-J_1\left({\mathrm{\β}}_1\right)J_0\left({\mathrm{\β}}_2\right)\sin {\mathrm{\φ}}_0\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}t\right)+J_1^2\left({\mathrm{\β}}_1\right)\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}t\right)\\ +J_1\left({\mathrm{\β}}_2\right)J_0\left({\mathrm{\β}}_1\right)\sin {\mathrm{\φ}}_0\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)+J_1^2\left({\mathrm{\β}}_2\right)\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t\right)\\ +J_1\left({\mathrm{\β}}_1\right)J_1\left({\mathrm{\β}}_2\right)\cos {\mathrm{\φ}}_0\cos \left(({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}})t\right)\\ J_1\left({\mathrm{\β}}_1\right)J_1\left({\mathrm{\β}}_2\right)\cos {\mathrm{\φ}}_0\cos \left(({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}})t\right)+...\end{array}---\left(4\right)$

从公式（4）可以看出，得到的信号中包含所需上转换的信号，即ω_LO+ω_IF，并且其幅度同样与相位差φ₀有关。所以当相位差φ₀为0或者π时，信号幅度为最大。

为了验证本发明效果，首先采用上述装置进行了单频信号的下转换实验。射频信号的频率设置为30GHz，本振信号的频率为27.6GHz。通过改变直流电源使φ₀=π，则该情况下双驱动马赫-曾德尔调制器输出信号的光谱图如图3（a）所示。从图3（a）中可以看出，光载波被抑制。对应得到的下转换信号电频谱图如图3（b）所示。显然，从图中可以看出，30GHz的射频信号被下转换到了2.4GHz，说明该光子微波混频器能实现微波混频的功能。而且从2.4GHz附近放大的频谱来看，信号非常纯净，代表下转换的信号质量非常高。其次，在得到频谱中没有原先30GHz和27.6GHz的频谱分量，说明无用的射频信号和本振信号都被抑制掉了，因而无需外加微波滤波器将有用信号滤出。

图4（a）是实验中测得的下转换得到的中频信号功率与本振信号功率之间的关系曲线。图4（b）是实验中测得的测得的下转换得到的中频信号功率与射频信号功率之间的关系曲线。这两条曲线用来表征该光子微波混频器的转换损耗。从图中可以看出，在输入信号功率较小时，输出信号的幅度基本上呈线性关系。当输入信号功率超过0dBm时，输出信号功率趋于饱和。该饱和主要是由调制器的非线性调制特性决定的。但是值得说明的是，由于在输入光电调制器的信号中光载波被有效抑制，因此能够提高光电探测器的功率处理能力。所以如果采用大功率的光电探测器，该转换效率将大大提高。

为了验证本发明效果，还验证了矢量调制信号的下转换。在该情况下，射频信号为中心频率30GHz，且携带50Mbaud正交幅度调制信号的微波信号。本振信号仍旧为27.6GHz。在该情况下，得到的下转换中频信号频谱如图5（a）所示。解调出来的星座图如图5（b）所示。从图中可以看出，信号频谱形状保持的很好，并且误差矢量幅度为1.06%，说明该光子微波混频器引入的畸变非常小，得到的下转换中频信号质量很高。

Claims (3)

1.一种光子微波混频方法，其特征在于，将本振信号和基带信号分别送入一个双驱动马赫-曾德尔调制器的两个射频输入端口，将本振信号和基带信号调制于光载波上，并使得经双驱动马赫-曾德尔上下两臂调制的光信号之间的相位差为0或p，然后对双驱动马赫-曾德尔调制器输出的调制光信号进行光电转换，得到混频微波信号。

2.如权利要求1所述光子微波混频方法，其特征在于，所述使得经双驱动马赫-曾德尔上下两臂调制的光信号之间的相位差为0或p，通过调整所述双驱动马赫-曾德尔调制器的直流偏置电压实现。

3.一种光子微波混频装置，其特征在于，包括双驱动马赫-曾德尔调制器，以及分别与双驱动马赫-曾德尔调制器的光输入端、直流偏置输入端、调制信号输出端连接的光源、直流电源以及光电转换模块。

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