CN111600658A - 基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构 - Google Patents

基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构，包括激光器驱动电路、激光器、单级双驱动调制器、射频前置放大器、本振信号产生装置、第一光电探测器和中频滤波放大器，所述单级双驱动调制器为设有两组行波电极的马赫曾德尔双臂干涉器。本发明中，微波光子变频结构能够很好的与光传输系统相兼容，便于实现对光传输系统的扩展；采用单级调制器完成光域混频，大大改善了链路插损，系统结构简单，有利于噪声系数的优化；调制器工作在低偏位置，输出噪声进一步降低，噪声系数进一步改善；本发明可用于雷达、电子战、通信等领域中，应用范围广，工作噪声低，使用效果好。

Description

基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构
技术领域
本发明涉及微波光子变频器领域，特别涉及一种基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构。
背景技术
微波光子变频技术是指在光域对微波信号进行上下变频处理的技术。在光域进行微波信号变频不仅具有频率覆盖范围宽、瞬时带宽大、隔离度大、串扰低等传统微波技术不可比拟的优势，而且借助于集成化实现微波光子技术，可极大的减小系统的体积、重量，提供更加灵活的布局。上述独特的优势使得其在机载、星载等空间受限、高性能电子信息系统中具备广泛的应用潜力。
目前国内外已经出现的微波光子变频器大多采用级联调制器结构，主要包括级联强度调制器与级联相位两种调制方式。级联强度调制器方式会极大增加光路损耗，结合光放大器虽然可以补偿光路损耗，但是引入的自发辐射噪声会显著恶化系统的噪声系数；级联相位调制器实现了中频信号的光电探测，但通常需要特殊的解决方案，极大地增加了系统的复杂程度。考虑到上述因素，利用单级双驱动强度调制器结构实现的微波光子变频器结构简单，其在噪声系数方面具备极大的优势。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供了一种采用单级调制器结构降低微波光子变频噪声的基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构。
本发明的技术方案如下：
一种基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构，包括激光器驱动电路、激光器、单级双驱动调制器、射频前置放大器、本振信号产生装置、第一光电探测器和中频滤波放大器，所述单级双驱动调制器为设有两组行波电极的马赫曾德尔双臂干涉器；所述激光器驱动电路与激光器电连接，所述激光器与单级双驱动调制器的第一光口连接，所述射频前置放大器和本振信号产生装置分别与单级双驱动调制器的两组行波电极电连接，所述单级双驱动调制器的第二光口与第一光电探测器的光口连接，所述第一光电探测器的电口与中频滤波放大器电连接；
所述激光器用于产生光载波信号送给单级双驱动调制器；
所述射频前置放大器用于对输入的射频信号进行放大后送给单级双驱动调制器的第一组行波电极；
所述本振信号产生装置用于生成本振信号，并送给单级双驱动调制器的第二组行波电极；
所述单级双驱动调制器用于对射频信号和本振信号进行光域混频，得到已调制光信号并输出；
所述第一光电探测器用于将单级双驱动调制器输出的已调制光信号转换为光电流，并输出中频电信号；
所述中频滤波放大器用于对第一光电探测器输出的中频电信号进行滤波和放大。
进一步的，所述变频架构还包括光分路器、第二光电探测器和偏置电压控制电路，所述单级双驱动调制器的第二光口通过光分路器与第一光电探测器的光口连接，其中，所述光分路器的输入端与单级双驱动调制器的第二光口连接，第一输出端与第一光电探测器的光口连接，第二输出端与第二光电探测器的光口连接，所述第二光电探测器的电口与偏置控制电路电连接，所述偏置电压控制电路用于根据第二光电探测器送来的中频电信号对单级双驱动调制器的偏置电压进行调节。
进一步的，激光器输出的光载波信号的表达式为：
Figure BDA0002494682560000031
射频前置放大器放大后的射频信号的表达式为：
VRF(t)＝VRF cos(ωRFt)
本振信号产生装置产生的本振信号的表达式为：
VLO(t)＝VLO cos(ωLOt)
则单级双驱动调制器输出的已调制光信号的表达式为：
Figure BDA0002494682560000032
上述表达式中，VRF为放大后的射频信号的幅度，ωRF为射频信号的角频率，VLO为本振信号的幅度，ωLO为本振信号的角频率，PLD为激光器的输出光功率，ωc为光载波信号的角频率，LEOM为单级双驱动调制器的光插损，VπRF为单级双驱动调制器的输入射频电压，VπDC为直流半波电压。
进一步的，光电探测器转换后输出的中频电信号的表达式为：
Figure BDA0002494682560000043
上式中，
Figure BDA0002494682560000044
表示光电探测器的响应度变量，J1(m1)和J1(m2)中的J1()表示1阶贝塞尔函数，m1为射频信号的调制系数，m2为本振信号的调制系数，θDC为单级双驱动调制器的偏置点。
进一步的，所述微波光子变频架构的变频效率的表达式为：
Figure BDA0002494682560000041
上式中，PRF为放大后的射频信号的功率，PIF为输出的中频信号的功率，Zin为单级双驱动调制器的输入阻抗，Zout为单级双驱动调制器的输出阻抗。
进一步的，在小信号条件下，所述微波光子变频架构的变频效率的表达式为：
Figure BDA0002494682560000042
本发明的有益效果如下：
1、微波光子变频结构能够很好的与光传输系统相兼容，便于实现对光传输系统的扩展；
2、采用单级调制器完成光域混频，大大改善了链路插损，系统结构简单，有利于噪声系数的优化；
3、调制器工作在低偏位置，输出噪声进一步降低，噪声系数进一步改善；
本发明提出的微波光子变频架构可用于雷达、电子战、通信等领域中，应用范围广，工作噪声低，使用效果好。
附图说明
图1为本发明实施例的结构框图；
图2为变频效率与调制点位置关系图；
图3为变频效率与直流光电流之间的关系图；
图4为本发明实施例的噪声系数指标图。
图中，1.激光器驱动电路，2.激光器，3.单级双驱动调制器，4.射频前置放大器，5.本振信号产生装置，6.光分路器，7.第一光电探测器，8.中频滤波放大器，9.第二光电探测器，10.偏置电压控制电路。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明实施例中的技术方案，并使本发明实施例的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明实施例中技术方案作进一步详细的说明。
在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
如图1所示，本发明的实施例包括激光器驱动电路1、激光器2、单级双驱动调制器3、射频前置放大器4、本振信号产生装置5、光分路器6、第一光电探测器7、中频滤波放大器8、第二光电探测器9和偏置电压控制电路10，所述激光器2采用大功率低噪声连续光激光器，所述单级双驱动调制器3为设有两组行波电极的马赫曾德尔双臂干涉器。
所述激光器驱动电路1与激光器2电连接，所述激光器2与单级双驱动调制器3的第一光口连接，所述射频前置放大器4和本振信号产生装置5分别与单级双驱动调制器3的两组行波电极电连接，所述单级双驱动调制器3的第二光口与光分路器6的输入端连接，所述光分路器6的第一输出端与第一光电探测器7的光口连接，第二输出端与第二光电探测器9的光口连接，所述第一光电探测器7的电口与中频滤波放大器8电连接，所述第二光电探测器9的电口与偏置控制电路10电连接。
所述激光器2用于产生光载波信号送给单级双驱动调制器3，可采用波长为1550nm的激光器，当然，也可采用其他波长的激光器；
所述射频前置放大器4用于对输入的射频信号进行放大后送给单级双驱动调制器3的第一组行波电极；
所述本振信号产生装置5用于生成本振信号，并送给单级双驱动调制器3的第二组行波电极；
所述单级双驱动调制器3用于对射频信号和本振信号进行光域混频，得到已调制光信号并输出；
所述第一光电探测器7和第二光电探测器9用于将单级双驱动调制器3输出的已调制光信号转换为光电流，并输出中频电信号；
所述中频滤波放大器8用于对第一光电探测器7输出的中频电信号进行滤波和放大；
所述偏置电压控制电路10用于根据第二光电探测器9送来的中频电信号对单级双驱动调制器3的偏置电压进行调节。
本实施例的工作原理如下：
工作时，所述激光器驱动电路1驱动激光器2工作，使所述激光器2产生光载波信号送给单级双驱动调制器3；光载波信号的表达式为：
Figure BDA0002494682560000071
由于单级双驱动调制器3为设有两组行波电极的马赫曾德尔双臂干涉器，光载波信号被分别送到单级双驱动调制器3的两个干涉臂中，当有射频信号输入时，射频前置放大器4对输入的射频信号进行放大，放大后的射频信号的表达式为：
VRF(t)＝VRF cos(ωRFt)
放大后的射频信号被送给单级双驱动调制器3的一组行波电极，对单级双驱动调制器3的一个干涉臂中的光载波信号进行调制；同时本振信号产生装置5生成本振信号，本振信号的表达式为：
VLO(t)＝VLO cos(ωLOt)
本振信号通过第二射频端口32送给单级双驱动调制器3的另一组行波电极，对单级双驱动调制器3的另一个干涉臂中的光载波信号进行调制；经过调制的两路光载波信号在单级双驱动调制器3中进行光域混频，并输出已调制光信号；根据以上表达式可计算出单级双驱动调制器3输出的已调制光信号的表达式为：
Figure BDA0002494682560000081
上述表达式中，VRF为放大后的射频信号的幅度，ωRF为射频信号的角频率，VLO为本振信号的幅度，ωLO为本振信号的角频率，PLD为激光器的输出光功率，ωc为光载波信号的角频率，LEOM为单级双驱动调制器的光插损，VπRF为单级双驱动调制器的输入射频电压，VπDC为直流半波电压。
单级双驱动调制器3输出的已调制光信号进行光分路器6后分成两路，分别输出给第一光电探测器7和第二光电探测器9，第一光电探测器7和第二光电探测器9分别将单级双驱动调制器3输出的已调制光信号转换为光电流，并输出中频电信号；第一光电探测器7输出的中频电信号经中频滤波放大器8进行滤波和放大后输出。光电探测器转换后输出的光电流的表达式为：
Figure BDA0002494682560000082
上式中，
Figure BDA0002494682560000083
表示光电探测器的响应度变量；Eopt(t)表示已调制光信号，
Figure BDA0002494682560000084
表示与Eopt(t)共轭对称的信号。
将上式按贝塞尔函数展开，可得到光电探测器转换后输出的中频电信号的表达式为：
Figure BDA0002494682560000091
上式中，J1(m1)和J1(m2)中的J1()表示1阶贝塞尔函数；m1＝πVRF/VπRF，为射频信号的调制系数；m2＝πVLO/VπRF，为本振信号的调制系数；θDC＝πVDC/VπDC，为单级双驱动调制器3的偏置点(即单级双驱动调制器3加偏置电压后产生的相移)，VDC为直流偏置电压。
下面以输入的射频信号的频率为26.35GHz，本振信号的频率为23.85G为例进行说明，则单级双驱动调制器3可选择带宽为40GHz的设有两组行波电极的马赫曾德尔双臂干涉器；工作时，射频信号经前置放大器5放大后送给单级双驱动调制器3的一组行波电极，并调制到光载波上，本振信号产生装置5生成的本振信号被送给单级双驱动调制器3的另一组行波电极，与射频信号进行光域混频后输出已调制光信号，已调制光信号经光电探测器转换为光电流后，输出2.5GHz的中频电信号。
根据以上表达式，还可计算出微波光子变频架构的变频效率的表达式为：
Figure BDA0002494682560000092
上式中，PRF为放大后的射频信号的功率，PIF为输出的中频信号的功率，Zin为单级双驱动调制器3的输入阻抗，Zout为单级双驱动调制器3的输出阻抗。
在小信号条件下，微波光子变频架构的变频效率还可表示为：
Figure BDA0002494682560000101
从上式可知，微波光子变频架构的变频效率与单级双驱动调制器3的偏置点密切有关。图2表示了变频效率与单级双驱动调制器3的偏置点位置之间的关系，从图2中可知，偏置点越接近正交点变频效率越低；偏置点越接近最小点，变频效率越高，这恰好与常规的微波光信号传输应用情况特性(即需要将调制器偏置在正交点以保证最优的传输效率及最佳的线性)相反。
为使单级双驱动调制器3保持较高的变频效率，需要选择一个变频效率较高的偏置点作为单级双驱动调制器3的预设偏置点，工作时，第二光电探测器9输出的中频电信号送给偏置电压控制电路10，偏置电压控制电路10根据送来的中频电信号的大小对单级双驱动调制器3的偏置电压进行调节，从而对单级双驱动调制器3的偏置点θDC进行调节，使其保持在预设偏置点。从图2中可知，当单级双驱动调制器3的偏置在20度位置以下时，变频效率逐渐趋于最大值，例如，以IDC表示单级双驱动调制器3工作在正交点时，第二光电探测器9输出的直流光电流(即中频电信号)，即
Figure BDA0002494682560000102
当VπRF＝5V、m2＝1.84、θDC＝20°，且考虑阻抗匹配时，变频效率随直流光电流之间的对应关系如图3所示。因此，本实施例可选择20°作为单级双驱动调制器3的预定偏置点，当然，也可选择图2中其他变频效率较高的偏置点作为预定偏置点；下面以选择20°作为单级双驱动调制器3的预定偏置点为例，对偏置电压控制电路10的调节过程进行说明：
将θDC＝20°时第二光电探测器9输出的直流光电流IDC的值设置为偏置电压控制电路10的预设值，当IDC的值大于预设值时，偏置电压控制电路10判定θDC＜20°，并调节减小单级双驱动调制器3的偏置电压；当IDC的值小于预设值时，偏置电压控制电路10判定θDC>20°，并调节增大单级双驱动调制器3的偏置电压，从而保持θDC＝20°。
根据马赫增德尔干涉器的特性可知，单级双驱动调制器3处于低偏状态不仅可以提高变频效率，还可以有效的降低输出噪声，从而改善噪声系数。图4为实测到的本实施例的噪声系数指标，在24-28GHz范围内，本实施例的噪声系数最高达到24dB，平均为22.5dB，相较于传统的级联强度调制器变频架构提高了至少5dB。可见，本实施例能够大大改善链路插损，且能进一步降低输出噪声，改善噪声系数，应用范围广，使用效果好。
有两组行波电极的马赫曾德尔双臂干涉器为现有器件，在此不做赘述；本发明未描述部分与现有技术一致，在此不做赘述。
以上仅为本发明的实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构，直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理在本发明的专利保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构，其特征在于，包括激光器驱动电路、激光器、单级双驱动调制器、射频前置放大器、本振信号产生装置、第一光电探测器和中频滤波放大器，所述单级双驱动调制器为设有两组行波电极的马赫曾德尔双臂干涉器；所述激光器驱动电路与激光器电连接，所述激光器与单级双驱动调制器的第一光口连接，所述射频前置放大器和本振信号产生装置分别与单级双驱动调制器的两组行波电极电连接，所述单级双驱动调制器的第二光口与第一光电探测器的光口连接，所述第一光电探测器的电口与中频滤波放大器电连接；
所述激光器用于产生光载波信号送给单级双驱动调制器；
所述射频前置放大器用于对输入的射频信号进行放大后送给单级双驱动调制器的第一组行波电极；
所述本振信号产生装置用于生成本振信号，并送给单级双驱动调制器的第二组行波电极；
所述单级双驱动调制器用于对射频信号和本振信号进行光域混频，得到已调制光信号并输出；
所述第一光电探测器用于将单级双驱动调制器输出的已调制光信号转换为光电流，并输出中频电信号；
所述中频滤波放大器用于对第一光电探测器输出的中频电信号进行滤波和放大。
2.根据权利要求1所述的基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构，其特征在于，还包括光分路器、第二光电探测器和偏置电压控制电路，所述单级双驱动调制器的第二光口通过光分路器与第一光电探测器的光口连接，其中，所述光分路器的输入端与单级双驱动调制器的第二光口连接，第一输出端与第一光电探测器的光口连接，第二输出端与第二光电探测器的光口连接，所述第二光电探测器的电口与偏置控制电路电连接，所述偏置电压控制电路用于根据第二光电探测器送来的中频电信号对单级双驱动调制器的偏置电压进行调节。
3.根据权利要求1所述的基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构，其特征在于，激光器输出的光载波信号的表达式为：
Figure FDA0002494682550000021
射频前置放大器放大后的射频信号的表达式为：
VRF(t)＝VRFcos(ωRFt)
本振信号产生装置产生的本振信号的表达式为：
VLO(t)＝VLOcos(ωLOt)
则单级双驱动调制器输出的已调制光信号的表达式为：
Figure FDA0002494682550000022
上述表达式中，VRF为放大后的射频信号的幅度，ωRF为射频信号的角频率，VLO为本振信号的幅度，ωLO为本振信号的角频率，PLD为激光器的输出光功率，ωc为光载波信号的角频率，LEOM为单级双驱动调制器的光插损，VπRF为单级双驱动调制器的输入射频电压，VπDC为直流半波电压。
4.根据权利要求3所述的基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构，其特征在于，光电探测器转换后输出的中频电信号的表达式为：
Figure FDA0002494682550000031
上式中，
Figure FDA0002494682550000032
表示光电探测器的响应度变量，J1(m1)和J1(m2)中的J1()表示1阶贝塞尔函数，m1为射频信号的调制系数，m2为本振信号的调制系数，θDC为单级双驱动调制器的偏置点。
5.根据权利要求4所述的基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构，其特征在于，所述微波光子变频架构的变频效率的表达式为：
Figure FDA0002494682550000033
上式中，PRF为放大后的射频信号的功率，PIF为输出的中频信号的功率，Zin为单级双驱动调制器的输入阻抗，Zout为单级双驱动调制器的输出阻抗。
6.根据权利要求5所述的基于单级双驱动调制器的低噪声微波光子变频架构，其特征在于，在小信号条件下，所述微波光子变频架构的变频效率的表达式为：
Figure FDA0002494682550000034
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