JP2012070234A - コヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】コヒーレント光受信器においては、コストの増大を回避して、光多重信号を局部発振光の波長により選択的に受信することとすると、受信特性におけるＳ／Ｎ比が劣化する。
【解決手段】本発明のコヒーレント光受信装置は、信号光が多重された光多重信号を一括して受信するコヒーレント光受信器と、波長可変フィルタと、コヒーレント光受信器に接続された局部発振器と、波長可変フィルタと局部発振器に接続された制御部、とを有し、コヒーレント光受信器は、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器とを備え、局部発振器が出力する局部発振光と干渉する信号光を光多重信号の中から選択的に検波し、波長可変フィルタは、光電変換器よりも前段側の光多重信号の光路内に配置され、複数の信号光が含まれる帯域幅を備え、制御部は、波長可変フィルタの中心波長と局部発振光の波長が連動して変化するように制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、コヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法に関し、特に、光多重信号をコヒーレント検波により受信するコヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法に関する。

長距離光伝送システムでは、１本の光ファイバー中に複数の波長の光信号を多重化して伝送する波長分割多重（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＷＤＭ）伝送技術を用いて、大容量の情報伝送を実現している。さらに近年では、ＷＤＭで多重された信号を光の波長単位で任意に挿入（Ａｄｄ）、抜き出し（Ｄｒｏｐ）する光分岐挿入装置（Ｏｐｔｉｃａｌ Ａｄｄ／Ｄｒｏｐ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ：ＯＡＤＭ）を備えたＷＤＭ光伝送システムが開発されている。

このような光分岐挿入装置（ＯＡＤＭ）を備えたＷＤＭ光伝送システムの一例が特許文献１に記載されている。特許文献１に記載のＷＤＭ光伝送システムでは、波長選択スイッチ（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｓｗｉｔｃｈ：ＷＳＳ）またはアレイ導波路回折格子（Ａｒｒａｙｅｄ Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ Ｇｒａｔｉｎｇ：ＡＷＧ）を利用して光分岐挿入装置（ＯＡＤＭ）を構成することしている。しかし、これらの光学装置はコスト増加の要因となり、またＷＤＭ光伝送システムにおける設計の自由度を制限する、という問題があった。

一方、さらなる大容量化技術の一つとしてコヒーレント光伝送方式が注目されている。コヒーレント光伝送方式には、局部発振（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＬＯ）光の周波数と適合する波長チャンネルの信号のみを受信することができるという特徴がある。このような特徴を利用すると、ＷＤＭ方式における光多重信号（マルチチャンネル）を、光フィルタ等の光学装置を通さずに直接コヒーレント受信器に入力し、所望のチャンネル信号を局部発振（ＬＯ）光の波長で選択することが可能となる。特許文献２には、信号光と局発光の周波数を速やかに一致させるために、波長スイープに要する時間を短縮したコヒーレント光受信器が開示されている。

特開２０１０−０３５０８９号公報（段落「００１９」〜「００２３」） 特開２０１０−１０９８４７号公報（段落「００１７」〜「００２１」）

コヒーレント光伝送方式では、コヒーレント光受信器において信号光と局部発振（ＬＯ）光を混合することによって増幅されたＡＣ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ）信号成分を受信する。このとき、局部発振（ＬＯ）光の光出力を大きくするほど信号光に大きな増幅作用が働くため、信号光に対して大きな局部発振（ＬＯ）光を入力することによって高いＳ／Ｎ（Ｓｉｇｎａｌ／Ｎｏｉｓｅ）比での受信特性が得られる。

一方、上述した光フィルタ等の光学装置を用いないコヒーレント光伝送方式においては、チャンネル信号として使用しない不要チャンネルの光信号も含めた複数チャンネルの光信号が一括して関連するコヒーレント光受信器に入力される。そのため、関連するコヒーレント光受信器における信号光の平均入力パワーが増大するので、局部発振（ＬＯ）光の光出力を抑制する必要が生じる。このことから、関連するコヒーレント光受信器においては、光多重信号を局部発振光の波長により選択的に受信する場合、受信特性におけるＳ／Ｎ比が劣化する、という問題があった。

一方、コヒーレント光受信器の側において、狭帯域の波長可変フィルタを用いて光多重信号を選択的に受信することとするとコストが増大する、という問題があった。

このように、関連するコヒーレント光受信器においては、コストの増大を回避して、光多重信号を局部発振光の波長により選択的に受信することとすると、受信特性におけるＳ／Ｎ比が劣化する、という問題があった。

本発明の目的は、上述した課題である、関連するコヒーレント光受信器においては、コストの増大を回避して、光多重信号を局部発振光の波長により選択的に受信することとすると、受信特性におけるＳ／Ｎ比が劣化する、という課題を解決するコヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法を提供することにある。

本発明のコヒーレント光受信装置は、信号光が多重された光多重信号を一括して受信するコヒーレント光受信器と、波長可変フィルタと、コヒーレント光受信器に接続された局部発振器と、波長可変フィルタと局部発振器に接続された制御部、とを有し、コヒーレント光受信器は、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器とを備え、局部発振器が出力する局部発振光と干渉する信号光を光多重信号の中から選択的に検波し、波長可変フィルタは、光電変換器よりも前段側の光多重信号の光路内に配置され、複数の信号光が含まれる帯域幅を備え、制御部は、波長可変フィルタの中心波長と局部発振光の波長が連動して変化するように制御する。

本発明のコヒーレント光受信方法は、信号光が多重された光多重信号を一括して受信し、所望の信号光の波長を中心波長とし、中心波長近傍の光多重信号の強度を抑制し、光多重信号の中から局部発振光と干渉する所望の信号光を選択的に検波し、中心波長と局部発振光の波長が連動して変化するように制御する。

本発明のコヒーレント光受信装置およびコヒーレント光受信方法によれば、光多重信号を局部発振光の波長により選択的に受信する場合であっても、コストの増大を抑制しつつ受信特性におけるＳ／Ｎ比の改善を図ることができる。

本発明の実施形態に係るコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る別のコヒーレント光受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係るコヒーレント光受信装置における信号光の周波数スペクトルと波長可変フィルタの周波数特性を模式的に示した図である。 関連するコヒーレント光受信器における、ビット誤り率（ＢＥＲ）と光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）との関係を示す図である。

以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。

図１は、本発明の実施形態に係るコヒーレント光受信装置１００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信装置１００は、コヒーレント光受信器１１０、波長可変フィルタ１２０、コヒーレント光受信器１１０に接続された局部発振器１３０、および波長可変フィルタ１２０と局部発振器１３０に接続された制御部１４０を有する。

コヒーレント光受信器１１０は、９０°ハイブリッド回路１１１と光電変換器１１２を備える。そして、信号光が多重された光多重信号を一括して受信し、局部発振器１３０が出力する局部発振光と干渉する信号光を光多重信号の中から選択的にコヒーレント検波し、検波後の信号を出力する。

波長可変フィルタ１２０は、光電変換器１１２よりも前段側の光多重信号の光路内に配置される。図１では、波長可変フィルタ１２０がコヒーレント光受信器１１０の前段の光多重信号の光路内に配置されている場合を示す。また、波長可変フィルタ１２０は入力される光多重信号のうち複数の信号光が含まれる帯域幅を備える。すなわち、波長可変フィルタ１２０は広帯域の波長可変フィルタから構成される。したがって、波長可変フィルタ１２０によっては光多重信号の中から一波長の信号光を抽出することはできないが、比較的安価に構成することができる。

制御部１４０は、波長可変フィルタ１２０の中心波長と局部発振器１３０が出力する局部発振光の波長が連動して変化するように制御する。以下では、一例として、波長可変フィルタ１２０の中心波長と局部発振光の波長が略同一となるように制御する場合について説明する。制御部１４０は、具体的には例えばデジタル演算回路等により構成することができる。

本実施形態のコヒーレント光受信装置１００によれば、光多重信号の中から選択的に検波する所望の信号光の近傍以外に存在する不要信号光は、波長可変フィルタ１２０によりその強度が抑制される。そのため、不要信号光間のビート雑音を低減することができる。このことから、本実施形態によれば、光多重信号を局部発振光の波長により選択的に受信する場合であっても、受信特性におけるＳ／Ｎ比の改善を図ることができる。

また、本実施形態のコヒーレント光受信装置１００は、比較的安価な広帯域の波長可変フィルタを用いて構成することができるので、コストの増大を抑制することができる。

上述したように、本実施形態のコヒーレント光受信装置１００では、局部発振光と干渉する信号光を光多重信号の中から選択的に受信することが可能である。そのため、背景技術で説明した光分岐挿入装置（ＯＡＤＭ）を備えたＷＤＭ光伝送システムにおいて、光分岐挿入装置（ＯＡＤＭ）で用いられる波長選択スイッチ（ＷＳＳ）およびアレイ導波路回折格子（ＡＷＧ）は不要となる。これによって、ＷＤＭ光伝送システムのコストの低減を図り、システム設計の自由度を増大させることができる。

次に、本実施形態のコヒーレント光受信装置について、さらに詳細に説明する。図２は、本発明の実施形態に係る別のコヒーレント光受信装置２００の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信装置２００は、コヒーレント光受信器１１０、波長可変フィルタ１２０、コヒーレント光受信器１１０に接続された局部発振器１３０、および波長可変フィルタ１２０と局部発振器１３０に接続された制御部１４０を有する。そして、コヒーレント光受信器１１０は、９０°ハイブリッド回路１１１と光電変換器１１２を備える。これまでの構成はコヒーレント光受信装置１００と同じである。

コヒーレント光受信装置２００では、コヒーレント光受信器１１０の後段にアナログ−デジタル変換器２５２、デジタル信号処理部２５４、および識別回路部２５６を備えた信号処理部２５０を有する構成とした。また、コヒーレント光受信器１１０は光電変換器１１２として差動光検出器２１２を用いることとした。

また、コヒーレント光受信装置２００では、制御部１４０がＷＤＭ光伝送システム側、例えばシステム管理部２６０などから所望の信号光の波長情報を受け取ることとした。制御部１４０は波長可変フィルタ１２０の中心波長と局部発振器１３０が出力する局部発振光の波長が略同一となるように制御し、さらにこの波長情報に基づいて所望の信号光の波長に同調させる。これにより、コヒーレント光受信装置２００は、信号光が多重された光多重信号（マルチチャンネル）を一括して受信し、局部発振器１３０が出力する局部発振光と干渉する信号光を光多重信号の中から選択的に受信することが可能となる。

次に、コヒーレント光受信装置２００の動作について説明する。コヒーレント光受信装置２００では、波長可変フィルタ１２０にマッハ・ツェンダ干渉系（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ：ＭＺＩ）を用いた。マッハ・ツェンダ干渉系のアーム上のヒータを加熱し、熱光学（Ｔｈｅｒｍｏ−Ｏｐｔｉｃ：ＴＯ）効果により等価屈折率を変化させることによって共振波長（中心波長）を可変させることができる。制御部１４０はＷＤＭ光伝送システムから取得した信号光の波長情報に基づき、波長可変フィルタ１２０の中心波長が信号光の波長に合致するように制御する。ここでは波長可変フィルタ１２０にマッハ・ツェンダ干渉系（ＭＺＩ）を用いる構成としたが、これに限らず他の構成であっても採用することができる。例えば、リング共振器を用いた構成、グレーティング導波路を用いた構成、マッハ・ツェンダ干渉系（ＭＺＩ）を並列接続した構成、あるいはマッハ・ツェンダ干渉系（ＭＺＩ）とリング共振器を組み合わせた構成などを用いることとしてもよい。

制御部１４０はさらに、波長可変フィルタ１２０の中心波長と局部発振器１３０が出力する局部発振光の波長が略同一となるように制御する。これによって、波長可変フィルタの中心波長と局部発振器１３０が出力する局部発振光の波長は、ＷＤＭ光伝送システムから取得した信号光の波長と略等しくすることができる。

波長可変フィルタ１２０を通った信号光と局部発振光が９０°ハイブリッド回路１１１に入力される。９０°ハイブリッド回路１１１では、例えば偏波多重ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ−Ｋｅｙｉｎｇ：４相位相変調）方式の場合、偏波分離処理、信号光の同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）への分離処理を行う。

差動光検出器２１２は、光位相が０度と１８０度（または９０度と２７０度）の各光成分をそれぞれ受光し、差動光電変換（ｂａｌａｎｃｅｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）した後に、インピーダンス変換増幅器（Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＴＩＡ）などにより増幅して出力する。

アナログ−デジタル変換器２５２は、差動光検出器２１２のアナログ出力信号をデジタル信号に変換する。デジタル信号処理部２５４は、アナログ−デジタル変換器２５２のデジタル出力信号に演算処理を施す。最後に識別回路部２５６においてデータ識別処理がされデータ信号として出力される。

次に、本実施形態の効果について、さらに詳細に説明する。光多重信号（マルチチャンネル）を光コヒーレント受信する時の信号対干渉雑音比（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ−ａｎｄ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：ＳＩＮＲ、単にＳ／Ｎ比とも言う）は、簡易的には下記（１）式のように表すことができる。

ここで、「Ｓ」は信号光と局部発振光の強度成分、「Ｉ」は不要信号間ビート雑音、「Ｎ」はコヒーレント受信における雑音成分である。

本実施形態によれば上述したように、伝送システム側にはフィルタが不要な構成とすることができ、このときコヒーレント光受信装置は信号光が多重された光多重信号を一括して受信する（マルチチャンネル受信）。従って、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を向上させるためには、式（１）の分母のビート雑音成分＜Ｉ^２＞を低減し、分子の信号光成分＜Ｓ^２＞を増大させることが重要となる。

上述したように、コヒーレント光受信装置の内部に波長可変フィルタを備えた構成とすることによって、所望の信号光以外の不要信号光間のビート雑音を低減することができる。このことについて、さらに詳細に説明する。二波長以上の光信号を同一の光受信器で受信すると、光信号の波長（周波数）差に応じた周波数を中心に光ビート雑音と呼ばれる干渉成分が生じる。このとき、光コヒーレント受信したときの雑音成分は下記（２）式で表すことができる。

式（２）の第１項はマーク時の雑音成分であり、第２項はスペース時の雑音成分を表わす。ここで、Ｎ_{Ｓ_ｓｈｏｔ}は信号光のショットノイズ、Ｎ_{ＳＰ_ｓｈｏｔ}は自然放射増幅光（Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ：ＡＳＥ）のショットノイズ、Ｎ_{Ｓ_ＳＰ}は信号光とＡＳＥ間のビート雑音、Ｎ_{ＳＰ_ＳＰ}はＡＳＥとＡＳＥ間のビート雑音、Ｎ_{Ｓ_ＬＯ}は信号光と局部発振光間のビート雑音、Ｎ_{ＬＯ_ＳＰ}は局部発振光とＡＳＥ間のビート雑音、Ｎ_ｔｈは回路の熱雑音、Ｎ_{ＬＯ_ｓｈｏｔ}は局部発振光のショットノイズ、Ｎ_Ｉｄはフォトダイオード（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ：ＰＤ）の暗電流による雑音、をそれぞれ示す。

帯域フィルタを用いることによって、ＡＳＥとＡＳＥ間のビート雑音（式（２）中のＮ_{ＳＰ_ＳＰ}）を低減することができる。この効果は１チャンネルの光信号を受信した場合であっても生じる。このときの周波数スペクトルを図３（ａ）に模式的に示す。

一方、光多重信号（マルチチャンネル）を受信する場合には、所望の信号光以外の不要信号光間のビート雑音Ｎ_{Ｓ’−Ｓ’}も発生する。波長可変フィルタを用いることによって、この不要信号光間ビート雑音を低減することができる。つまり、光多重信号の中から選択的に検波する所望の信号光の近傍以外に存在する不要信号光は、波長可変フィルタによりその強度が抑制される。そのため、不要信号光間のビート雑音を低減することができる。このときの周波数スペクトルを図３（ｂ）（ｃ）に模式的に示す。

ここで、光多重信号（マルチチャンネル）を光コヒーレント受信する場合における信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）は下記（３）式のように表すことができる。

上式中、Ｐ_ＬＯは局部発振光パワー、Ｐ_ｃｈは信号光パワー、Ｐ_ｎはＡＳＥ光パワー、Ｒ_＋およびＲ₋はバランスドＰＤのそれぞれの感度（変換効率）、Ｒ_ｓは全チャネルの帯域に対する雑音の割合、ｆ_ＳＰは信号光間隔、Ｎ_ｃｈはチャンネル数、ｑは電荷、κはボルツマン係数、Ｔ_ａｍｐはアンプ温度、Ｒ_Ｌはトランスインピーダンス、をそれぞれ示す。

式（３）の分子は信号（Ｓｉｇｎａｌ）成分であり、分母の第１項は局部発振光とＡＳＥ間のビート雑音を、第２項は信号間ビート雑音を、第３項はショットノイズを、第４項は熱雑音をそれぞれ表わす。式（３）から、波長可変フィルタを通すことによって不要信号光が抑制され式（３）の分母の第２項が低減することから、受信時における信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）が向上することがわかる。

図４に、関連するコヒーレント光受信器における、ビット誤り率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ：ＢＥＲ）と光信号対雑音比（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：ＯＳＮＲ）との関係を、信号光に含まれるチャンネル数をパラメータとして示す。横軸は光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）を任意対数表示したものであり、縦軸は対数表示したビット誤り率（ＢＥＲ）を示す。図中、（ａ）はチャンネル数が１の場合、（ｂ）はチャンネル数が３２、（ｃ）はチャンネル数が６４、（ｄ）はチャンネル数が９６の場合をそれぞれ示す。

光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）が小さいときは、チャンネル間の干渉雑音の影響よりもＡＳＥノイズによる影響のほうが大きくなるため、ビット誤り率（ＢＥＲ）はチャンネル数には余り依存しない。一方、光信号対雑音比（ＯＳＮＲ）が大きくなると、チャンネル間の干渉雑音による影響の方がＡＳＥノイズによる影響よりも大きくなるため、チャンネル数が大きくなるに従いビット誤り率（ＢＥＲ）が劣化することがわかる。

本実施形態によるコヒーレント光受信装置によれば、波長可変フィルタによってチャンネル間の干渉雑音の影響を低減することができるので、より多くのチャネルを含む光多重信号を扱うことが可能になる。

一方、コヒーレント光受信装置の内部に波長可変フィルタを備えた構成とすることによって、信号光と局部発振光の強度成分（式（１）の分子）も改善することができる。以下にこの効果について詳細に説明する。

上述したように、不要チャンネルの光信号も含めた複数チャンネルの光信号を一括して受信することとすると、平均入力パワーが増大し、局部発振光のパワーが小さい状態でフォトダイオード（ＰＤ）の入力パワー限界値に達してしまう。それに対して本実施形態によるコヒーレント光受信装置によれば、図３（ｂ）に模式的に示すように、波長可変フィルタにより不要信号光のパワーを抑制することができ、コヒーレント光受信器への入力光の平均パワーを下げることが可能になる。これによりフォトダイオード（ＰＤ）への入射光パワーの上限値が緩和されるので、局部発振光のパワーを上げることができる。その結果、コヒーレント光受信器における信号光成分（式（１）の分子）を増大させることが可能となる。

以上説明したように、本実施形態のコヒーレント光受信装置によれば、不要信号光間のビート雑音を低減し、信号光成分を増大させることが可能となるため、受信特性におけるＳＮＩＲ（Ｓ／Ｎ比）の改善を図ることができる。

本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。

１００、２００ コヒーレント光受信装置
１１０ コヒーレント光受信器
１１１ ９０°ハイブリッド回路
１１２ 光電変換器
１２０ 波長可変フィルタ
１３０ 局部発振器
１４０ 制御部
２１２ 差動光検出器
２５０ 信号処理部
２５２ アナログ−デジタル変換器
２５４ デジタル信号処理部
２５６ 識別回路部
２６０ システム管理部

Claims (6)

1. 信号光が多重された光多重信号を一括して受信するコヒーレント光受信器と、
   波長可変フィルタと、
   前記コヒーレント光受信器に接続された局部発振器と、
   前記波長可変フィルタと前記局部発振器に接続された制御部、
   とを有し、
   前記コヒーレント光受信器は、９０°ハイブリッド回路と、光電変換器とを備え、前記局部発振器が出力する局部発振光と干渉する信号光を前記光多重信号の中から選択的に検波し、
   前記波長可変フィルタは、前記光電変換器よりも前段側の前記光多重信号の光路内に配置され、複数の前記信号光が含まれる帯域幅を備え、
   前記制御部は、前記波長可変フィルタの中心波長と前記局部発振光の波長が連動して変化するように制御する
   コヒーレント光受信装置。
2. 前記制御部は、前記波長可変フィルタの中心波長と前記局部発振光の波長が略同一となるように制御する
   請求項１に記載したコヒーレント光受信装置。
3. 前記波長可変フィルタは、前記コヒーレント光受信器の前段の前記光多重信号の光路内に配置されている
   請求項１または２に記載したコヒーレント光受信装置。
4. 前記コヒーレント光受信器の後段にさらに信号処理部を有し、
   前記信号処理部は、アナログ−デジタル変換器と、デジタル信号処理部と、識別回路部を備える
   請求項１から３のいずれか一項に記載したコヒーレント光受信装置。
5. 信号光が多重された光多重信号を一括して受信し、
   所望の信号光の波長を中心波長とし、前記中心波長近傍の前記光多重信号の強度を抑制し、
   前記光多重信号の中から局部発振光と干渉する前記所望の信号光を選択的に検波し、
   前記中心波長と前記局部発振光の波長が連動して変化するように制御する
   コヒーレント光受信方法。
6. 前記中心波長と前記局部発振光の波長が略同一となるように制御する
   請求項５に記載したコヒーレント光受信方法。

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