JP2010171922A - 光ハイブリッド回路、光受信機及び光受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、モノリシック集積化に適した光ハイブリッド回路、光受信機及び光受信方法を実現する。
【解決手段】光ハイブリッド回路１を、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラ２と、第１出力チャネル又は第２出力チャネルに接続され、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、第１光信号又は第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラ３とを備えるものとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、光伝送システムにおいて用いられる光ハイブリッド回路、光受信機、光送受信機及び光受信方法に関する。

近年、光伝送システムにおける伝送容量を増大するために、４０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の高ビットレートを有する光伝送システムが研究開発されている。
ネットワークトラフィックの急増に対応するためには、更なるビットレートの増大が必要不可欠である。特に、５０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の光伝送を可能にする光変調方式として、四位相偏移変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying）方式又は差分四位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ：Differential Quadrature Phase Shift Keying）方式が最有力視されている。

このようなＱＰＳＫ方式又はＤＱＰＳＫ方式によって変調された信号光を復調するためには、９０度ハイブリッドを含むコヒーレント光受信機が必要となる。ここで、９０度ハイブリッドは、ＱＰＳＫ信号光又はＤＱＰＳＫ信号光の位相変調状態により、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態を示すものであり、コヒーレント光受信機において最も重要な構成要素である。

このような９０度ハイブリッドに求められる条件としては、低損失、動作波長の広帯域性（低波長依存性）、低位相ズレ特性、コンパクトさ、及び、モノリシック集積性などを挙げることができる。
現在、バルク部品を用いた９０度ハイブリッドが市販されている。
ここで、図４８（Ａ）は、バルク部品を用いた９０度ハイブリッドの概略を示す図であり、図４８（Ｂ）はこの９０度ハイブリッドから出力される光信号の位相関係を示す位相関係図である。

なお、図４８（Ａ）中、Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ，Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、信号光（Ｓ）の位相を基準にして、局部発振（ＬＯ：Local Oscillator）光（Ｌ）の位相が相対的にどのような関係になっているかを示している。ここでは、Ｓ−ＬとＳ＋Ｌとは１８０度ずれた位相関係になっていることを示しており、Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、それぞれ、Ｓ＋Ｌ，Ｓ−Ｌに対して９０度ずれた位相関係になっていることを示している。また、図４８（Ｂ）の位相関係図は、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との間の相対位相差に応じて出力される光信号の位相関係を示している。

図４８（Ａ）に示すように、９０度ハイブリッドには、２つの入力チャネルのそれぞれにＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光が入力される。そして、９０度ハイブリッドの４つの出力チャネルのうち、１番目の出力チャネル（Ｃｈ―１）と２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）からは同相（In-phase）関係の光信号が出力される。また、９０度ハイブリッドの４つの出力チャネルのうち、３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）と４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）からは直交位相（Quadrature）関係の光信号が出力される。

このようなバルク製の９０度ハイブリッドは、低損失、低波長依存性及び低位相ズレ特性などの優れた特性を有する。
一方、モノリシック集積化が可能な光導波路構造を有する９０度ハイブリッドも研究開発されている。
ここで、図４９（Ａ）及び図５０（Ａ）は、導波光学に基づく９０度ハイブリッドの概略を示す図であり、図４９（Ｂ）及び図５０（Ｂ）は、これらの９０度ハイブリッドから出力される光信号の位相関係を示す位相関係図である。

なお、図４９（Ａ）及び図５０（Ａ）中、Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ，Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、信号光（Ｓ）の位相を基準にして、ＬＯ光（Ｌ）の位相が相対的にどのような関係になっているかを示している。ここでは、Ｓ−ＬとＳ＋Ｌとは１８０度ずれた位相関係になっていることを示しており、Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、それぞれ、Ｓ＋Ｌ，Ｓ−Ｌに対して９０度ずれた位相関係になっていることを示している。また、図４９（Ｂ）及び図５０（Ｂ）の位相関係図は、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との間の相対位相差に応じて出力される光信号の位相関係を示している。

まず、図４９（Ａ）に示す９０度ハイブリッドは、４つの３ｄＢカプラ及び９０度位相シフタによって構成される。このように構成される９０度ハイブリッドから出力される光信号の位相関係は、図４９（Ｂ）に示すように、上述のバルク製の９０度ハイブリッドの場合と同様になる。
このような構成の９０度ハイブリッドは、モノリシックに集積するのに適しており、低波長依存性及び低位相ズレ特性を期待できる。

次に、図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドは、入力側及び出力側にそれぞれ４つのチャネルを有する４：４多モード干渉（ＭＭＩ：Multimode Interference）カプラによって構成される。
ここで、４：４ＭＭＩカプラを用いて９０度ハイブリッド動作を得るためには、４：４ＭＭＩカプラの入力側の４つのチャネルのうち、非対称な位置にある２つのチャネルを、ＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光を入力するための入力チャネルとして選択する必要がある。これにより、４：４ＭＭＩカプラのＭＭＩ領域内部のモード干渉作用によって必然的に９０度ずつ異なる位相関係が得られるため、９０度ハイブリッドとして用いることが可能となる。

このような構成の９０度ハイブリッドは、モノリシックに集積するのに適しており、コンパクトに構成できるという点で優れている。
但し、この９０度ハイブリッドから出力される光信号の位相関係は、図５０（Ｂ）に示すように、図４８（Ａ），図４９（Ａ）に示す９０度ハイブリッドの場合の位相関係［図４８（Ｂ），図４９（Ｂ）参照］に対して、４５度程度回転したものとなる。これは、２つの入力光がモード干渉する際に、必然的に４５度の位相差が生じるからである。

また、図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドの場合、外側の２つ（Ｃｈ−１，Ｃｈ−４）から同相関係（In-phase）にある一対の光信号が出力され、内側の２つ（Ｃｈ−２，Ｃｈ−３）から直交位相（Quadrature）関係にある一対の光信号が出力される。つまり、同相関係にある一対の光信号が、それぞれ、空間的に離れている２つの出力チャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−４）から出力される。

特開２００４−１３２７１９号公報

D. Hoffmann et al., "Integrated Optics Eight-Port 90°Hybrid on LiNbO3", Journal of Lightwave Technology, Vol.7, No.5, pp.794-798, May 1989 E.C.M.Pennings et al., "Ultracompact, All-Passive Optical 90°-Hybrid on InP Using Self-Imaging", IEEE Photonics Technology Letters, Vol.5, No.6, pp.701-703, June 1993

しかしながら、上述の図４８（Ａ）に示す９０度ハイブリッドでは、バルク部品を用いているため、モノリシックに集積するのに適していないこと、コンパクトさに欠けること、高コストであること等のデメリットがある。
また、上述の図４９（Ａ）に示す９０度ハイブリッドでは、４つの３ｄＢカプラ及び位相シフタが必要であるため、構成要素が多く、構成が複雑であること、光導波路が交差する領域を必ず含むため、この交差領域での過剰損失を伴うことなどのデメリットがある。

さらに、上述の図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドでは、上述の図４９（Ａ）に示す９０度ハイブリッドと比較すると波長依存性が顕著になるというデメリットがある。つまり、比較的大きな波長依存性を有するというデメリットがある。
また、上述の図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドでは、光電変換を行なうために各出力チャネルと差動型フォトダイオード（ＢＰＤ：Balanced Photodiode）とを接続する場合、図５１に示すように、これらを接続するための光導波路が交差してしまう。このため、この交差領域での過剰損失を伴うこと、現在コヒーレント光受信機等において用いられている９０度ハイブリッドとの互換性に乏しいことなどのデメリットもある。

つまり、通常、９０度ハイブリッドから出力される光信号は、図５１に示すように、光電変換を行なうためにＢＰＤによって検出する。
上述の図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドの場合、同相関係にある一対の光信号が出力される２つの出力チャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−４）を、一のＢＰＤに接続し、直交位相関係にある一対の光信号が出力される２つの出力チャネル（Ｃｈ−２，Ｃｈ−３）を、他のＢＰＤに接続する必要がある。

しかし、上述のように、図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドでは、同相関係にある一対の光信号が、それぞれ、空間的に離れている２つの出力チャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−４）から出力されることになる。このため、図５１に示すように、２つの出力チャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−４）と一のＢＰＤとを接続する光導波路と、２つの出力チャネル（Ｃｈ−２，Ｃｈ−３）と他のＢＰＤとを接続する光導波路とは必然的に交差してしまうことになる。したがって、光導波路の交差領域で過剰損失が生じてしまうというデメリットがあり、これは受信効率の低下につながる。

また、交差領域ができないように出力チャネルとＢＰＤとを接続し、ＢＰＤにおける電気配線を調整することも考えられる。
しかし、現在用いられているコヒーレント光受信機等で用いられている９０度ハイブリッドは、図４８（Ａ）又は図４９（Ａ）に示すような構成になっている。これに対し、図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドでは、同相関係にある一対の光信号が出力される２つの出力チャネルの位置、及び、直交位相関係にある一対の光信号が出力される２つの出力チャネルの位置が異なる。このため、図４８（Ａ）又は図４９（Ａ）に示す９０度ハイブリッドを、図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドで置き換える場合、９０度ハイブリッドの出力側に設ける電子部品の交換が避けられない。つまり、現在コヒーレント光受信機等において用いられている９０度ハイブリッドとの互換性に乏しく、コストパフォーマンスの面でも好ましくない。

そこで、低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、モノリシック集積化に適した光ハイブリッド回路、光受信機及び光受信方法を実現したい。

このため、本光ハイブリッド回路は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、第１出力チャネル又は第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備えることを要件とする。

また、本光ハイブリッド回路は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、第１出力チャネル又は第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、多モード干渉カプラは、第１の幅の入力端と、前記第１の幅と異なる第２の幅の出力端とを有し、一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になることを要件とする。

本光受信機は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備える光ハイブリッド回路と、多モード干渉カプラから出力される第１光信号又は第２光信号、及び、２：２光カプラから出力される第３光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを要件とする。

本光受信機は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、第１出力チャネル又は第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備える光ハイブリッド回路と、多モード干渉カプラから出力される第１光信号又は第２光信号、及び、２：２光カプラから出力される第３光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備え、多モード干渉カプラは、第１の幅の入力端と、前記第１の幅と異なる第２の幅の出力端とを有し、一対の第１光信号間の位相差又は一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になることを要件とする。

本光受信方法は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換し、第１出力チャネル又は第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラを用いて、第１光信号又は第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換し、第１光信号又は第２光信号と、第３光信号とを受信することを要件とする。

本光受信方法は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換し、第１出力チャネル又は第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラを用いて、第１光信号又は第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換し、第１光信号又は第２光信号と、第３光信号とを受信し、多モード干渉カプラは、第１の幅の入力端と、前記第１の幅と異なる第２の幅の出力端とを有し、一対の第１光信号間の位相差又は一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になることを要件とする。

したがって、本光ハイブリッド回路、光受信機及び光受信方法によれば、低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、モノリシック集積化に適したものを実現できるという利点がある。

図１（Ａ）は第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。図１（Ｂ）は図１（Ａ）に示す光ハイブリッド回路の各チャネルから出力される光の位相関係を示す位相関係図である。 図２（Ａ）は第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：４ＭＭＩカプラによる作用を説明するための模式図である。図２（Ｂ）は図２（Ａ）に示す２：４ＭＭＩカプラの各チャネルから出力される光の位相関係を示す位相関係図である。 図３（Ａ）は第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：４ＭＭＩカプラ及び２：２ＭＭＩカプラによる作用を説明するための模式図である。図３（Ｂ）は図３（Ａ）に示す２：４ＭＭＩカプラ及び２：２ＭＭＩカプラの各チャネルから出力される光の位相関係を示す位相関係図である。 図３（Ａ）に示すような構成の光ハイブリッド回路における課題を説明するための図であって、９０度ハイブリッドのΔψに対する相対出力強度（Transmittance）を示す図である。 第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する光半導体素子の構成を示す模式的断面図である。 第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：４ＭＭＩカプラの具体的な構成例を示す模式図である。 図７（Ａ），（Ｂ）は第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：２ＭＭＩカプラの具体的な構成例を示す模式図である。 第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する位相シフタの構成を示す模式的平面図である。 図９（Ａ）〜（Ｄ）は第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する光半導体素子にＱＰＳＫ信号光（Signal）及びＬＯ光を入力した場合の入出力特性を示す図である。図９（Ａ）はΔψ＝０、図９（Ｂ）はΔψ＝π、図９（Ｃ）はΔψ＝−π／２、図９（Ｄ）はΔψ＝π／２の場合の入出力特性を示している。 図１０（Ａ）は４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドのΔψに対する相対出力強度（Transmittance）を示す図である。図１０（Ｂ）は第１実施形態にかかる９０度ハイブリッドのΔψに対する相対出力強度（Transmittance）を示す図である。 第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路とフォトダイオードとの接続関係を示す図である。 図１２（Ａ）は４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの一の構成例において、一の入力チャネルに信号光を入力した場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の透過率（Transmittance）の波長依存性を示す図である。図１２（Ｂ）は第１実施形態にかかる９０度ハイブリッドの一の構成例において、一の入力チャネルに信号光を入力した場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の透過率（Transmittance）の波長依存性を示す図である。 図１３（Ａ）は４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの一の構成例において、信号光とＬＯ光とが同位相（Δψ＝０）の場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の位相ズレ量Δφの波長依存性を示す図である。図１３（Ｂ）は第１実施形態にかかる９０度ハイブリッドの一の構成例において、信号光とＬＯ光とが同位相（Δψ＝０）の場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の位相ズレ量Δφの波長依存性を示す図である。 図１４（Ａ）は４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの他の構成例において、一の入力チャネルに信号光を入力した場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の透過率（Transmittance）の波長依存性を示す図である。図１４（Ｂ）は第１実施形態にかかる９０度ハイブリッドの他の構成例において、一の入力チャネルに信号光を入力した場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の透過率（Transmittance）の波長依存性を示す図である。 図１５（Ａ）は４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの他の構成例において、信号光とＬＯ光とが同位相（Δψ＝０）の場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の位相ズレ量Δφの波長依存性を示す図である。図１５（Ｂ）は第１実施形態にかかる９０度ハイブリッドの他の構成例において、信号光とＬＯ光とが同位相（Δψ＝０）の場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の位相ズレ量Δφの波長依存性を示す図である。 第１実施形態の一の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第１実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第１実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 図１９（Ａ），（Ｂ）は第１実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 図２０（Ａ），（Ｂ）は第１実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 図２１（Ａ），（Ｂ）は第１実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 図２２（Ａ）は第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。図２２（Ｂ）は図２２（Ａ）に示す光ハイブリッド回路の各チャネルから出力される光の位相関係を示す位相関係図である。 ＭＭＩ導波路の概念図である。 第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：４ＭＭＩカプラの入力端の幅Ｗ_Ｓと出力端の幅Ｗ_Ｍとの比Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜との関係を示す図である。 第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：４ＭＭＩカプラの入力端の幅Ｗ_Ｓと出力端の幅Ｗ_Ｍとの比Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、１／χ^ＳＴとの関係を示す図である。 図２６（Ａ）〜（Ｄ）は第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する光半導体素子にＱＰＳＫ信号光（Signal）及びＬＯ光を入力した場合の入出力特性を示す図である。図２６（Ａ）はΔψ＝０、図２６（Ｂ）はΔψ＝π、図２６（Ｃ）はΔψ＝−π／２、図２６（Ｄ）はΔψ＝π／２の場合の入出力特性を示している。 図２７（Ａ）は４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドのΔψに対する相対出力強度（Transmittance）を示す図である。図２７（Ｂ）は第２実施形態にかかる９０度ハイブリッドのΔψに対する相対出力強度（Transmittance）を示す図である。 第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路とフォトダイオードとの接続関係を示す図である。 図２９（Ａ）は４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの一の構成例において、一の入力チャネルに信号光を入力した場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の透過率（Transmittance）の波長依存性を示す図である。図２９（Ｂ）は第２実施形態にかかる９０度ハイブリッドの一の構成例において、一の入力チャネルに信号光を入力した場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の透過率（Transmittance）の波長依存性を示す図である。 図３０（Ａ）は４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの一の構成例において、信号光とＬＯ光とが同位相（Δψ＝０）の場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の位相ズレ量Δφの波長依存性を示す図である。図３０（Ｂ）は第２実施形態にかかる９０度ハイブリッドの一の構成例において、信号光とＬＯ光とが同位相（Δψ＝０）の場合に４つの出力チャネル（Ch-1, Ch-2, Ch-3, Ch-4）から出力される光の位相ズレ量Δφの波長依存性を示す図である。 第２実施形態の一の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第２実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 図３３（Ａ）〜（Ｄ）は第２実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路を構成する光半導体素子にＱＰＳＫ信号光（Signal）及びＬＯ光を入力した場合の入出力特性を示す図である。図３３（Ａ）はΔψ＝０、図３３（Ｂ）はΔψ＝π、図３３（Ｃ）はΔψ＝−π／２、図３３（Ｄ）はΔψ＝π／２の場合の入出力特性を示している。 第２実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第２実施形態の他の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第３実施形態にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第３実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：４ＭＭＩカプラの入力端の幅Ｗ_Ｓと出力端の幅Ｗ_Ｍとの比Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜との関係を示す図である。 第３実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：４ＭＭＩカプラの入力端の幅Ｗ_Ｓと出力端の幅Ｗ_Ｍとの比Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、１／χ^ＳＱとの関係を示す図である。 第４実施形態にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第４実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：４ＭＭＩカプラの入力端の幅Ｗ_Ｓと出力端の幅Ｗ_Ｍとの比Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜との関係を示す図である。 第４実施形態にかかる光ハイブリッド回路を構成する２：４ＭＭＩカプラの入力端の幅Ｗ_Ｓと出力端の幅Ｗ_Ｍとの比Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、１／χ^ＥＸＰとの関係を示す図である。 第５実施形態にかかる光受信機の構成を示す模式図である。 第５実施形態の変形例にかかる光受信機の構成を示す模式図である。 第６実施形態にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第６実施形態の変形例にかかる光ハイブリッド回路の構成を示す模式図である。 第７実施形態にかかる光受信機の構成を示す模式図である。 第７実施形態の変形例にかかる光受信機の構成を示す模式図である。 図４８（Ａ）は従来のバルク光学に基づく９０度ハイブリッドの構成を示す模式図である。図４８（Ｂ）は図４８（Ａ）に示す９０度ハイブリッドの各チャネルから出力される光の位相関係を示す位相関係図である。 図４９（Ａ）は４つの３ｄＢカプラ及び位相シフタを用いた９０度ハイブリッドの構成を示す模式図である。図４９（Ｂ）は図４９（Ａ）に示す９０度ハイブリッドの各チャネルから出力される光の位相関係を示す位相関係図である。 図５０（Ａ）は４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの構成を示す模式図である。図５０（Ｂ）は図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドの各チャネルから出力される光の位相関係を示す位相関係図である。 図５０（Ａ）に示す９０度ハイブリッドとフォトダイオードとの接続関係を示す模式図である。

以下、図面により、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路、光受信機、光送受信機及び光受信方法について説明する。
［第１実施形態］
まず、第１実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図１〜図１５を参照しながら説明する。

本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、光伝送システム（光通信システム）において四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）信号の位相変調情報を識別（復調）するために用いられる９０度ハイブリッド回路（以下、９０度ハイブリッドともいう）である。
本実施形態では、図１（Ａ）に示すように、光ハイブリッド回路１は、前段の多モード干渉（ＭＭＩ）カプラ２と、後段の光カプラ３とを備え、これらが従属接続されている。この光ハイブリッド回路１は、ＭＭＩカプラ２と光カプラ３とを備え、半導体導波路構造を有する光半導体素子によって構成されている。

ここでは、前段のＭＭＩカプラ２は、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する２：４ＭＭＩカプラである。
具体的には、対モード干渉（ＰＩ：Paired Interference）に基づく２：４ＭＭＩカプラである。つまり、２つの入力チャネルの中心はＭＭＩ幅の上側から１／３及び２／３に位置し（図６参照）、ＭＭＩ領域において（３ｓ−１）次の高次モード（ｓは１以上の自然数）が励振されない２：４ＭＭＩカプラである。このため、素子長を短くすることができる。

なお、ここでは、ＰＩに基づく２：４ＭＭＩカプラを用いているが、これに限られるものではなく、一対の入力チャネルが幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられており、中心対称性を有する構造を持つ２：４ＭＭＩカプラを用いれば良い。例えば、一般モード干渉（ＧＩ：General Interference）に基づく２：４ＭＭＩカプラを用いても良い。つまり、２つの入力チャネルの中心は、ＭＭＩ領域の中心対称性を崩さない範囲内で、ＭＭＩ幅の１／３及び２／３の位置を除いた領域に位置し、ＭＭＩ幅に応じた全てのモードが励振する２：４ＭＭＩカプラを用いても良い。

後段の光カプラ３は、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、２つの入力チャネルのそれぞれから対角線上に位置する２つの出力チャネルへ向けて伝播する光の位相を９０度遅らせる機能を有する２：２光カプラである。
具体的には、２：２ＭＭＩカプラである。ここでは、２：２ＭＭＩカプラ３は、２：４ＭＭＩカプラの出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第２出力チャネル）に接続されている。なお、２：２ＭＭＩカプラ３は、ＰＩに基づくものであっても良いし、ＧＩに基づくものであっても良い。

このため、本光ハイブリッド回路１は、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−２，Ｃｈ３，Ｃｈ−４）を有することになる。
この光ハイブリッド回路１の入力側の一のチャネル、即ち、２：４ＭＭＩカプラ２の入力側の一のチャネルには、ＱＰＳＫ信号光が入力される。つまり、光ハイブリッド回路１の入力側の一のチャネルは、ＱＰＳＫ信号光を入力するための入力チャネルである。また、光ハイブリッド回路１の入力側の他のチャネル、即ち、２：４ＭＭＩカプラ２の入力側の他のチャネルには、局部発振（ＬＯ）光が入力される。つまり、光ハイブリッド回路１の入力側の他のチャネルは、ＬＯ光を入力するための入力チャネルである。

そして、図２（Ａ），（Ｂ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２によって、ＱＰＳＫ信号光が同相（In-phase）関係にある一対の第１光信号及び同相（In-phase）関係にある一対の第２光信号に変換される。つまり、ＱＰＳＫ信号光が、直交位相成分（Ｑ成分）を含まず、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第１光信号、及び、直交位相成分（Ｑ成分）を含まず、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第２光信号に変換される。

なお、図２（Ａ）中、Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌは、信号光（Ｓ）の位相を基準にして、ＬＯ光（Ｌ）の位相が相対的にどのような関係になっているかを示している。ここでは、Ｓ−ＬとＳ＋Ｌとは１８０度ずれた位相関係になっていることを示している。また、図２（Ｂ）の位相関係図は、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との間の相対位相差に応じて出力される光信号の位相関係を示している。

ここでは、一対の第１光信号は、２：４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第１出力チャネル）、即ち、光ハイブリッド回路１の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−２）から出力される。また、一対の第２光信号は、２：４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第２出力チャネル）から出力され、２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の上から１番目と２番目の２つのチャネルに入力される。

次いで、図３（Ａ），（Ｂ）に示すように、２：２ＭＭＩカプラ３によって、一対の第２光信号が直交位相（Quadrature）関係にある一対の第３光信号に変換される。つまり、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第２光信号が、直交位相成分（Ｑ成分）のみを含む一対の第３光信号に変換される。
そして、一対の第３光信号は、２：２ＭＭＩカプラ３の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル、即ち、光ハイブリッド回路１の出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネル（Ｃｈ３，Ｃｈ−４）から出力される。

このような本光ハイブリッド回路１では、図３（Ａ），（Ｂ）に示すように、同相関係にある一対の第１光信号（Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ）と、直交位相関係にある一対の第３光信号（Ｓ−ｊＬ，Ｓ＋ｊＬ）とが出力されることになる。
なお、図３（Ａ）中、Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ，Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、信号光（Ｓ）の位相を基準にして、ＬＯ光（Ｌ）の位相が相対的にどのような関係になっているかを示している。ここでは、Ｓ−ＬとＳ＋Ｌとは１８０度ずれた位相関係になっていることを示しており、Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、それぞれ、Ｓ＋Ｌ，Ｓ−Ｌに対して９０度ずれた位相関係になっていることを示している。また、図３（Ｂ）の位相関係図は、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との間の相対位相差に応じて出力される光信号の位相関係を示している。

このように、光ハイブリッド回路１の４つの出力チャネル（Ｃｈ−１，Ｃｈ−２，Ｃｈ３，Ｃｈ−４）のそれぞれから出力される信号光の出力強度比が、ＱＰＳＫ信号光の位相（０，π，−π／２，＋π／２）に応じて異なるものとなる。
上述のように、２：４ＭＭＩカプラ２によって、ＱＰＳＫ信号光を同相関係にある第１光信号及び同相関係にある第２光信号に変換した後、２：２ＭＭＩカプラ３によって、第２光信号を直交位相関係にある第３光信号に変換するようにしているのは、以下の理由による。

図２（Ａ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２にＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光を入力すると、２：４ＭＭＩカプラ２の２つのチャネルから同相関係にある一対の第１光信号が出力され、他の２つのチャネルから同相関係にある一対の第２光信号が出力される。
ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δψが０、πの場合、４つの出力成分間の強度比（出力強度比）は、それぞれ、０：２：２：０、２：０：０：２となる。つまり、相対位相差Δψが０、πの場合、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。

しかし、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２のいずれの場合も出力強度比が１：１：１：１となる。つまり、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合、同じ分岐比を有する出力形態になってしまう。
このため、図２（Ｂ）の位相関係図に示すように、１８０度ハイブリッドとしては機能するものの、９０度ハイブリッドとしては機能しない。例えばＰＩに基づく２：４ＭＭＩカプラのように、中心対称性を有する構造を持つ２：４ＭＭＩカプラを用いる場合、９０度ハイブリッドとして動作させることは原理的に不可能である。

そこで、上述のように、中心対称性を有する構造を持つ２：４ＭＭＩカプラ２に、図３（Ａ）に示すように、２：２ＭＭＩカプラ３を従属接続することによって、非対称性を有する構造を形成し、９０度ハイブリッドとして機能しうるようにしている。
つまり、２：４ＭＭＩカプラ２の３番目及び４番目の出力チャネルに２：２ＭＭＩカプラ３を従属接続することによって、２：４ＭＭＩカプラ２の３番目及び４番目の出力チャネルからの出力成分のみが２：２ＭＭＩカプラ３を伝搬する際に結合作用とともに新たな位相変化を受けるようにしている。ここでは、２：２ＭＭＩカプラ３を設けることによって、図３（Ｂ）の位相関係図に示すように、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合にも、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られるようにしている。なお、２：２ＭＭＩカプラ３は、ＧＩあるいはＰＩに基づくものであれば同様の特性を得ることができる。

これにより、本光ハイブリッド回路１は、図３（Ａ）に示すように、同相関係にある一対の第１光信号（Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ）と、直交位相関係にある一対の第３光信号（Ｓ−ｊＬ，Ｓ＋ｊＬ）とを出力することになる。
ここで、図４は、図３（Ａ）に示すような構成の光ハイブリッド回路の相対位相差Δψに対する出力強度比（相対出力強度；透過率）をプロットしたものである。

図４に示すように、相対位相差Δψに対する出力強度比を線形的な値に換算して比較すると、それぞれ、０：２：１：１（Δψ＝０）、２：０：１：１（Δψ＝π）、１：１：１．７：０．３（Δψ＝−π／２）および１：１：０．３：１．７（Δψ＝＋π／２）となる。つまり、相対位相差Δψが０、πの場合と比べ、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合、３番目及び４番目の出力チャネルの分岐比において、光出力の高出力成分が低下し、低出力成分が増大する傾向になっている。このため、クロストークが発生し、特性が劣化することになる。但し、図４に示すように、相対位相差Δψが０、π、−π／２、＋π／２の場合、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られるため（即ち、９０度ハイブリッドにおける位相条件を満足しているため）、９０度ハイブリッドとして機能しうる。

ところで、図３（Ａ）に示すように構成した場合、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合に、３番目及び４番目の出力チャネルの出力成分において、特性が劣化することが考えられる。これは、２：４ＭＭＩカプラ２の３番目及び４番目の出力チャネルにおける出力信号と２：２ＭＭＩカプラ３との間に位相整合がとれていないことに起因するものである。

特性の劣化が生じないようにして、確実に９０度ハイブリッド動作が得られるようにするためには、２：４ＭＭＩカプラ２の３番目及び４番目の出力チャネルにおける出力信号と２：２ＭＭＩカプラ３との間に位相整合をとることが必要不可欠である。
具体的には、２：４ＭＭＩカプラ２の３番目と４番目の出力チャネルの一方（又は両方）から出力される光（一対の第２光信号）の位相を制御し、一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になれば解消する。

そこで、本実施形態では、２：４ＭＭＩカプラ２と２：２ＭＭＩカプラ３との間に、直交位相成分の特性劣化が生じないように位相を制御しうる位相制御領域を設けている。つまり、２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の２つのチャネルに入力される光の位相差が９０度になるように、位相制御領域４において、２：４ＭＭＩカプラ２の３番目と４番目の出力チャネルの一方（又は両方）から出力される光（一対の第２光信号）の位相を制御すれば良い。なお、位相制御領域４は、一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように位相を制御する領域として構成すれば良い。

ここでは、図１（Ａ）に示すように、位相制御領域に位相シフタ４が設けられている。位相シフタ４は、２：４ＭＭＩカプラ２の出力側の４番目のチャネルと２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の２番目のチャネルとを接続する光導波路の幅をテーパ状に変化させることによって形成されている。つまり、２：４ＭＭＩカプラ２の２：２ＭＭＩカプラ３が接続された一対の出力チャネルの一方に、テーパ状に幅が変化している導波路型位相シフタ４が設けられている。

具体的には、図８に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポートと２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートの間の光導波路の幅が、出力ポートから長さ方向の中間位置へ向けて直線的に広くなり、中間位置から入力ポートへ向けて直線的に狭くなるようにして、位相シフタ４を形成している。この場合、２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の２番目のチャネルに入力される光は、２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の１番目のチャネルに入力される光に対して、位相が遅れることになる。

これにより、本光ハイブリッド回路１は、図１（Ａ），（Ｂ）に示すように、同相関係にある一対の第１光信号（Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ）と、直交位相関係にある一対の第３光信号（Ｓ−ｊＬ，Ｓ＋ｊＬ）とを出力することになり、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。つまり、本光ハイブリッド回路１によって、ＱＰＳＫ信号光が、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第１光信号と、直交位相成分（Ｑ成分）のみを含む一対の第３光信号に変換され、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。

ここでは、同相関係にある一対の第１光信号、即ち、同相成分のみを含む一対の第１光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。また、直交位相関係にある一対の第３光信号、即ち、直交位相成分のみを含む一対の第３光信号は、一対の第１光信号に対して位相が９０度ずれた一対の光信号である。なお、一対の第３光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。

なお、図１（Ａ）中、Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ，Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、信号光（Ｓ）の位相を基準にして、ＬＯ光（Ｌ）の位相が相対的にどのような関係になっているかを示している。ここでは、Ｓ−ＬとＳ＋Ｌとは１８０度ずれた位相関係になっていることを示しており、Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、それぞれ、Ｓ＋Ｌ，Ｓ−Ｌに対して９０度ずれた位相関係になっていることを示している。また、図１（Ｂ）の位相関係図は、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との間の相対位相差に応じて出力される光信号の位相関係を示している。

なお、本実施形態では、確実に９０度ハイブリッド動作が得られるように、位相制御領域（ここでは位相シフタ４）を設けているが、位相制御領域を設けることは必須ではない。例えば、同相関係の出力信号と直交位相関係の出力信号とが正確に９０度の位相差を有する関係になっておらず、位相がずれていたとしても、フォトディテクタを含む受信回路において、この位相ずれを許容できるのであれば、位相制御領域を設けなくても良い。

次に、本光ハイブリッド回路を構成する光半導体素子の具体的な構成例について、図５〜図８を参照しながら説明する。
本光ハイブリッド回路１は、図５に示すように、ＩｎＰ基板１０上に、ＧａＩｎＡｓＰコア層１１、ＩｎＰクラッド層１２を備え、ハイメサ導波路構造を有する光半導体素子１３である。

ここでは、２：４ＭＭＩカプラ２は、以下のように設定されている。
つまり、図６に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２のＭＭＩ領域の幅（ＭＭＩ幅）をＷ_Ｍとして、２つの入力チャネル（入力導波路）を、それぞれ、その中心がＭＭＩ幅Ｗ_Ｍの上側から１／３及び２／３に位置するように設けている。また、４つの出力チャネル（出力導波路）を、上から１番目と２番目の２つの出力チャネルの中間位置と上から３番目と４番目の２つの出力チャネルの中間位置とが、それぞれ、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍの上側から１／４及び３／４に位置するように設けている。さらに、１番目と２番目の２つの出力チャネルの間隔（ｇａｐ）及び３番目と４番目の２つの出力チャネルの間隔（ｇａｐ）は、いずれもＭＭＩ幅Ｗ_Ｍの１／６にしている。

例えば、２：４ＭＭＩカプラ２は、入出力チャネルの最小間隔、即ち、２つの出力チャネルの間隔（Ｗ_Ｍ／６）を３．５μｍとし、入力チャネル及び出力チャネルの導波路幅（入出力導波路幅）Ｗを例えば２．０μｍとし、単一モード条件を満たすようにする。そうすると、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍは３３μｍに決まる。この場合、２：４ＭＭＩカプラの長さＬ_Ｍ２４は７５８μｍになる。

また、例えば、２：４ＭＭＩカプラ２は、入出力チャネルの最小間隔、即ち、２つの出力チャネルの間隔（Ｗ_Ｍ／６）を２．３μｍとし、入力チャネル及び出力チャネルの導波路幅（入出力導波路幅）Ｗを例えば２．０μｍとし、単一モード条件を満たすようにする。そうすると、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍは２５．８μｍに決まる。この場合、２：４ＭＭＩカプラの長さＬ_Ｍ２４は４６３μｍになる。

また、２：２ＭＭＩカプラ３は、以下のように設定されている。
つまり、２：２ＭＭＩカプラ３をＰＩに基づくものとする場合、図７（Ａ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２のＭＭＩ幅Ｗ_Ｍを基準として、２つの入力チャネル（入力導波路）を、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面からＷ_Ｍ／６に位置するように設ける。また、２つの出力チャネル（出力導波路）も、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面からＷ_Ｍ／６に位置するように設ける。さらに、２つの入出力チャネルの間隔（ｇａｐ）は、いずれも、Ｗ_Ｍ／６にしている。このため、２：２ＭＭＩカプラ３のＭＭＩ領域の幅（ＭＭＩ幅）Ｗ_Ｍ２２はＷ_Ｍ／２となる。

一方、２：２ＭＭＩカプラ３をＧＩに基づくものとする場合、図７（Ｂ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２のＭＭＩ幅Ｗ_Ｍを基準として、２つの入力チャネル（入力導波路）を、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面からＷ_Ｍ／６以外に位置し、中心対称性を有するように設ける。つまり、２つの入力チャネルは、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面から距離Ｋ（０以上の任意の実数、但し、Ｋ＝Ｗ_Ｍ／６は除く）に位置するように設ける。また、２つの出力チャネル（出力導波路）も、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面からＷ_Ｍ／６以外に位置するように設ける。つまり、２つの出力チャネルは、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面から距離Ｋ（０以上の任意の実数、但し、Ｋ＝Ｗ_Ｍ／６は除く）に位置するように設ける。さらに、２つの入出力チャネルの間隔（ｇａｐ）は、いずれも、Ｗ_Ｍ／６にしている。このため、２：２ＭＭＩカプラ３のＭＭＩ領域の幅（ＭＭＩ幅）Ｗ_Ｍ２２は２Ｋ＋Ｗ_Ｍ／６となる。

例えば、ＧＩに基づく２：２ＭＭＩカプラ３は、入出力チャネルの最小間隔、即ち、２つの入力チャネル及び２つの出力チャネルの間隔（Ｗ_Ｍ／６）を３．５μｍとし、入力チャネル及び出力チャネルの導波路幅（入出力導波路幅）Ｗを例えば２．０μｍとし、単一モード条件を満たすようにする。そうすると、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ２２は７．５μｍに決まる。この場合、２：２ＭＭＩカプラの長さＬ_Ｍ２２は２３５μｍになる。

また、例えば、ＧＩに基づく２：２ＭＭＩカプラ３は、入出力チャネルの最小間隔、即ち、２つの入力チャネル及び２つの出力チャネルの間隔（Ｗ_Ｍ／６）を２．３μｍとし、入力チャネル及び出力チャネルの導波路幅（入出力導波路幅）Ｗを例えば２．０μｍとし、単一モード条件を満たすようにする。そうすると、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ２２は６．３μｍに決まる。この場合、２：２ＭＭＩカプラの長さＬ_Ｍ２２は１６５μｍになる。

さらに、位相シフタ４は、２：２ＭＭＩカプラ３に入力する２つの信号成分間において位相整合をとるために、以下のように設定されている。
つまり、図８に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポート及び２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートに接続される部分の導波路幅Ｗは２．０μｍとする。また、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポート又は２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートから長さ方向の中間位置までの距離Ｌ_ＴＰはいずれも１００μｍとする。つまり、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポートから長さ方向中間位置まで直線的に導波路幅が広くなる幅広テーパ部、及び、長さ方向中間位置から２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートまで直線的に導波路幅が狭くなる幅狭テーパ部の長さ（テーパ長）はいずれも１００μｍとする。この場合、長さ方向中間位置の導波路幅Ｗ_ＭＩＤは２．１μｍとなる。また、位相シフタ４の長さＬ_{ｐｈａｓｅ}は２００μｍとなる。

なお、位相シフタ４に関するパラメータ、即ち、テーパ長Ｌ_ＴＰ及び中間位置の導波路幅Ｗ_ＭＩＤの値は、これらの値に限られるものではなく、２：２ＭＭＩカプラ３に入力する２つの信号成分間にπ／４に相当する位相ズレ（位相変化量）を与えることができるように設定されていれば良い。例えば、π／４×２ｎπ（ｎは整数）に相当する位相変化量を与えることができれば良く、この場合も同様の効果が得られる。また、例えば、テーパ長Ｌ_ＴＰ及び中間位置の導波路幅Ｗ_ＭＩＤは、それぞれ、２０μｍ、２．４μｍに設定しても良く、この場合も、上述の場合と全く同じ位相ズレを与えることができる。この場合、位相シフタの長さＬ_{ｐｈａｓｅ}を４０μｍ以下にすることができ、コンパクトに形成することができる。

このように、光半導体素子として構成される光ハイブリッド回路１は、以下のようにして作製される。
まず、図５に示すように、ｎ型ＩｎＰ基板１０上に、例えば有機金属気相成長（ＭＯＶＰＥ；Metal Organic Chemical Vapor Deposition）法によって、アンドープＧａＩｎＡｓＰコア層１１、アンドープＩｎＰクラッド層１２を順にエピタキシャル成長させる。

ここでは、アンドープＧａＩｎＡｓＰコア層１１は、発光波長１．３０μｍ，層厚０．２μｍである。また、アンドープＩｎＰクラッド層１２は、層厚２．０μｍである。なお、基板はアンドープＩｎＰ基板であっても良い。また、クラッド層はｐ型ドープＩｎＰクラッド層であっても良い。
次に、上述のようにしてエピタキシャル成長を行なったウェハの表面上に、例えばＳｉＯ_２膜を例えば蒸着装置などによって成膜し、例えば光露光プロセスによって、光ハイブリッド回路１を形成するための導波路パターンをパターニングする。

次いで、このようにしてパターニングされたＳｉＯ_２膜をマスクとして、例えば誘導結合型プラズマ反応性イオンエッチング（ＩＣＰ−ＲＩＥ；Inductive Coupled Plasma-Reactive Ion Etching）などの方法でドライエッチングを行なう。これにより、例えば高さ３μｍ程度のハイメサ導波路ストライプ構造を形成する。
このような作製プロセスを経て、本光ハイブリッド回路１が完成する。

ここで、図９（Ａ）〜（Ｄ）は、上述のように構成される光ハイブリッド回路１に波長１．５５μｍのＱＰＳＫ信号光（Signal）及びＬＯ光を入力した場合の入出力特性を、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δψ毎に示している。
なお、図９（Ａ）〜（Ｄ）に示す計算結果はビーム伝搬法（ＢＰＭ：Beam Propagation Method）に基づくものである。図９（Ａ）は相対位相差Δψが０の場合の入出力特性、図９（Ｂ）は相対位相差Δψがπの場合の入出力特性、図９（Ｃ）は相対位相差Δψが−π／２の場合の入出力特性、図９（Ｄ）は相対位相差Δψが＋π／２の場合の入出力特性を示している。

図９（Ａ）、（Ｂ）に示すように、相対位相差Δψが０、πの場合、光ハイブリッド回路１の出力強度比は、それぞれ、０：２：１：１、２：０：１：１となる。
また、図９（Ｃ）、（Ｄ）に示すように、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合、光ハイブリッド回路１の出力強度比は、それぞれ、１：１：２：０、１：１：０：２となる。

このように、本光ハイブリッド回路１では、ＱＰＳＫ信号光の位相状態に対して、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。また、本光ハイブリッド回路１では、位相シフタ４が設けられているため、Quadrature成分におけるクロストークが著しく減少している。したがって、本光ハイブリッド回路１は確実に９０度ハイブリッドとして機能する。

次に、図１０（Ａ）は、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］の相対位相差Δψに対する相対出力強度（透過率）を示しており、図１０（Ｂ）は、本９０度ハイブリッドの相対位相差Δψに対する相対出力強度（透過率）を示している。
なお、図１０（Ａ）、（Ｂ）は、相対位相差Δψが連続的に変化している場合における各出力チャネルの相対強度を示している。

図１０（Ａ）、（Ｂ）に示すように、いずれの場合も、相対位相差Δψに対する相対出力強度は正弦波関数的に変化する。但し、図１０（Ａ）では、４：４ＭＭＩカプラのモード干渉で必然的に生じる４５度の位相差を反映してプロットしている。
図１０（Ａ）、（Ｂ）に示すように、本９０度ハイブリッド１は、相対位相差Δψが０、π、−π／２、＋π／２の場合に、従来の９０度ハイブリッドよりも高い出力強度が得られ、挿入損失が小さいことがわかる。

また、図１０（Ａ）に示すように、従来の９０度ハイブリッドでは、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）の出力強度変化と４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）の出力強度変化とがｘ軸対称性を有することが分かる。また、２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）の出力強度変化と３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）の出力強度変化とがｘ軸対称性を有することが分かる。

特に、相対位相差Δψが０の場合に、３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）の出力強度が最大となることが分かる。また、相対位相差Δψがπの場合に、２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）の出力強度が最大となることが分かる。また、相対位相差Δψが−π／２の場合に、４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）の出力強度が最大になることが分かる。また、相対位相差Δψが＋π／２の場合に、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）の出力強度が最大になることが分かる。

この場合、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）から出力される光信号と４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）から出力される光信号とは同相関係にある。また、２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）から出力される光信号と３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）から出力される光信号とは同相関係にある。そして、１番目及び４番目の出力チャネルから出力される光信号に対して、２番目及び３番目の出力チャネルから出力される光信号は直交位相関係にある。

これは、従来の９０度ハイブリッドから出力される光信号を、光電変換のためにフォトダイオード（ＢＰＤ）へ入力させるために、光導波路の交差が避けられないことを意味する（図５１参照）。このため、光導波路の交差による過剰損失が生じ、光受信効率が劣化する。
これに対し、図１０（Ｂ）に示すように、本９０度ハイブリッド１では、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）の出力強度変化と２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）の出力強度変化とがｘ軸対称性を有することが分かる。また、３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）の出力強度変化と４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）の出力強度変化とがｘ軸対称性を有することが分かる。

特に、相対位相差Δψが０の場合に、２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）の出力強度が最大となることが分かる。また、相対位相差Δψがπの場合に、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）の出力強度が最大となることが分かる。また、相対位相差Δψが−π／２の場合に、３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）の出力強度が最大になることが分かる。また、相対位相差Δψが＋π／２の場合に、４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）の出力強度が最大になることが分かる。

この場合、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）から出力される光信号と２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）から出力される光信号とは同相関係にある。また、３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）から出力される光信号と４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）から出力される光信号とは同相関係にある。そして、１番目及び２番目の出力チャネルから出力される光信号に対して、３番目及び４番目の出力チャネルから出力される光信号は直交位相関係にある。

この場合、図４に示す場合とは異なり、直交位相成分であるＣｈ−３及びＣｈ−４における出力成分においてクロストークが生じていない。これは、位相シフタ４によりＣｈ−３及びＣｈ−４における出力成分間の相対位相差が適正化され、２：２ＭＭＩカプラ３と位相整合が取れていることを意味する。
また、本９０度ハイブリッド１から出力される光信号を、光電変換のためにフォトダイオード（ＢＰＤ）へ入力させるために、図１１に示すように、光導波路を交差させる必要がないことを意味する。このため、過剰損失を防ぐことができる。

次に、図１２（Ａ）は、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］において、一の入力チャネルからＱＰＳＫ信号光を入力した場合の４つの出力チャネル毎の透過率（Transmittance）の波長依存性を示している。また、図１２（Ｂ）は、本９０度ハイブリッド１において、入力チャネルからＱＰＳＫ信号光を入力した場合の４つの出力チャネルにおける透過率（Transmittance）の波長依存性を示している。なお、図１２（Ａ）、（Ｂ）に示す特性は、ＱＰＳＫ信号光をどの入力チャネルから入力した場合であってもほぼ同様になる。

ここでは、いずれの場合も入出力導波路の最小間隔（ｇａｐ）を３．５μｍに設定している。
そして、入出力導波路幅Ｗを２μｍとすると、４：４ＭＭＩカプラのＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ４４、２：４ＭＭＩカプラ２のＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ及びＧＩに基づく２：２ＭＭＩカプラ３のＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ２２は、それぞれ、２２μｍ、３３μｍ、７．５μｍに決まる。

この場合、４：４ＭＭＩカプラの長さＬ_Ｍ４４、２：４ＭＭＩカプラ２の長さＬ_Ｍ２４及び２：２ＭＭＩカプラ３の長さＬ_Ｍ２２は、それぞれ、１０１１μｍ、７５８μｍ、２３５μｍになる。
また、本９０度ハイブリッド１に備えられる位相シフタ４の長さＬ_ＴＰ及び中間位置の導波路幅Ｗ_ＭＩＤは、それぞれ、２０μｍ、２．４μｍである。

この場合、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの素子長Ｌ_Ｔｏｔ１（＝Ｌ_Ｍ４４）及び本９０度ハイブリッド１の素子長Ｌ_Ｔｏｔ２（＝Ｌ_Ｍ２４＋Ｌ_{ｐｈａｓｅ}＋Ｌ_Ｍ２２）は、それぞれ、１０１１μｍ、１０３３μｍとなる。
図１２（Ａ）、（Ｂ）に示すように、本９０度ハイブリッド１は、従来の９０度ハイブリッドと比較して、Ｃバンドの波長範囲において、低波長依存性を有する。また、従来の９０度ハイブリッドでは、Ｃバンドの波長範囲において生じる損失差が最大５．５ｄＢ程度であるのに対し、本９０度ハイブリッドでは、最大２．８ｄＢ程度に抑えられている。

次に、図１３（Ａ）は、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］における位相ズレΔφの波長依存性を示している。また、図１３（Ｂ）は、本９０度ハイブリッド１における位相ズレΔφの波長依存性を示している。なお、９０度ハイブリッドの各パラメータは、上述の図１２（Ａ）、（Ｂ）の場合と同様である。
なお、図１３（Ａ）、（Ｂ）では、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差が０の場合（Δψ＝０）に、４つの出力チャネルのそれぞれから出力される出力成分の絶対位相と基準位相との差分（位相ズレ量）Δφをプロットしている。ここで、基準位相は、図５０（Ｂ）及び図１（Ｂ）に示す位相関係図における、各チャネルのそれぞれから出力される出力成分の位相である。また、位相ズレ量は、この基準位相からの過剰位相ズレ量である。したがって、位相ズレ量は小さければ小さいほど良い。ＱＰＳＫ変調信号をエラーフリーで復調するためには、位相ズレが生じないことが望ましい。たとえ、位相ズレが発生しても最低限に抑える必要があり、通常、位相ズレ量Δφは±５度以下（好ましくは±２．５度以下）に抑えるのが望ましい。

図１３（Ａ）、（Ｂ）に示すように、位相ズレ量を±５度以下に抑えたい場合、従来の９０度ハイブリッド及び本９０度ハイブリッド１における許容帯域幅は、それぞれ、３３ｎｍ、３８．３ｎｍである。つまり、従来の９０度ハイブリッドではＣバンド領域の全体をカバーすることができないのに対し、本９０度ハイブリッド１ではＣバンド領域の全体をカバーすることができる。

また、本９０度ハイブリッド１では、位相ズレ量を±２．５度以下に抑えたい場合であっても、帯域幅が３６．４ｎｍであり、Ｃバンド領域のほぼ全体をカバーすることが可能である。
このように、本９０度ハイブリッド１は、従来の９０度ハイブリッドと比較して、透過率及び位相ズレの波長依存性を低くすることができる。この特性は、９０度ハイブリッドのパラメータを変更することによって、更に改善することができる。

以下に、具体的に説明するように、例えば入出力導波路の最小間隔（ｇａｐ）を小さくすることによって、透過率及び位相ズレの波長依存性をさらに低くすることができる。
ここで、図１４（Ａ）は、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］において、一の入力チャネルからＱＰＳＫ信号光を入力した場の４つの出力チャネル毎の透過率の波長依存性を示している。また、図１４（Ｂ）は、本９０度ハイブリッド１において、一の入力チャネルからＱＰＳＫ信号光を入力した場の４つの出力チャネル毎の透過率の波長依存性を示している。なお、図１４（Ａ）、（Ｂ）に示す特性は、ＱＰＳＫ信号光をどの入力チャネルから入力した場合であってもほぼ同様になる。

ここでは、いずれの場合も入出力導波路の最小間隔（ｇａｐ）を２．３μｍに設定している。
そして、入出力導波路幅Ｗを２μｍとすると、４：４ＭＭＩカプラのＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ４４、２：４ＭＭＩカプラ２のＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ及びＧＩに基づく２：２ＭＭＩカプラ３のＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ２２は、それぞれ、１７．２μｍ、２５．８μｍ、６．３μｍに決まる。

この場合、４：４ＭＭＩカプラの長さＬ_Ｍ４４、２：４ＭＭＩカプラ２の長さＬ_Ｍ２４及び２：２ＭＭＩカプラ３の長さＬ_Ｍ２２は、それぞれ、６２０μｍ、４６３μｍ、１６５μｍになる。
また、本９０度ハイブリッド１に備えられる位相シフタ４の長さＬ_ＴＰ及び中間位置の導波路幅Ｗ_ＭＩＤは、それぞれ、２０μｍ、２．４μｍである。

この場合、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの素子長Ｌ_Ｔｏｔ１（＝Ｌ_Ｍ４４）及び本９０度ハイブリッド１の素子長Ｌ_Ｔｏｔ２（＝Ｌ_Ｍ２４＋Ｌ_{ｐｈａｓｅ}＋Ｌ_Ｍ２２）は、それぞれ、６２０μｍ、６６８μｍとなる。
図１４（Ａ）、（Ｂ）に示すように、本９０度ハイブリッド１は、従来の９０度ハイブリッドと比較して、Ｃバンドの波長範囲において、低波長依存性を有する。また、従来の９０度ハイブリッドでは、Ｃバンドの波長範囲において生じる損失差が最大２．４ｄＢ程度であるのに対し、本９０度ハイブリッドでは、最大１．８ｄＢ程度に抑えられている。

次に、図１５（Ａ）は、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］における位相ズレの波長依存性を示している。また、図１５（Ｂ）は、本９０度ハイブリッド１における位相ズレの波長依存性を示している。なお、９０度ハイブリッドの各パラメータは、上述の図１４（Ａ）、（Ｂ）の場合と同様である。
図１５（Ａ）、（Ｂ）に示すように、位相ズレ量を±５度以下に抑えたい場合、従来の９０度ハイブリッド及び本９０度ハイブリッド１は、いずれも、Ｃバンド領域の全体をカバーすることができる。これに対し、本９０度ハイブリッド１では、波長１．５３μｍ近傍を除いて、位相ズレ量を±１度以下に保つことができるという優れた特性を有する。

このように、入出力導波路の最小間隔（ｇａｐ）を小さくすることによって、従来の９０度ハイブリッドに対する優位性を保ちながら、透過率及び位相ズレの波長依存性を改善することが可能である。
したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路によれば、低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、及び、モノリシック集積化に適した９０度ハイブリッドを実現できるという利点がある。

また、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］では避けられない光導波路の交差部が不要であるため、過剰損失を最低限に抑えることができるという利点もある。さらに、４つの出力信号の位相関係を従来の９０度ハイブリッド［図４８（Ａ）、図４９（Ａ）参照］と同様にすることができるため、現在コヒーレント光受信機やコヒーレント検波システム等に用いられている９０度ハイブリッドとの互換性にも優れている。

なお、上述の実施形態では、前段のＭＭＩカプラとして、２：４ＭＭＩカプラ２を用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。前段のＭＭＩカプラは、四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換するＭＭＩカプラであれば良い。
例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１を構成する２：４ＭＭＩカプラ２に代えて、図１６に示すように、入力側に４つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する４：４ＭＭＩカプラ２Ａを用いても良い。そして、４：４ＭＭＩカプラ２Ａの入力側の４つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた２つのチャネル（一対の入力チャネル）に光を入力するようにすることで、上述の実施形態の場合と同様に９０度ハイブリッド動作が得られる。これにより、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド（図５１参照）のようにフォトディテクタに接続するために光導波路を交差させる必要がなくなる。なお、図１６では、上述の実施形態［図１（Ａ）参照］と同一のものには同一の符号を付している。

ここでは、４：４ＭＭＩカプラ２Ａの入力側の４つのチャネルのうち、上から１番目のチャネルと４番目のチャネルに光を入力するようにしているが、２番目のチャネルと３番目のチャネルに光を入力するようにしても良い。これにより、４：４ＭＭＩカプラ２Ａは上述の実施形態の２：４ＭＭＩカプラ２と同様に１８０度ハイブリッドとして機能することになる。

この場合、４：４ＭＭＩカプラ２Ａは、ＧＩに基づくものであり、ＭＭＩ領域の中心軸対称性を崩さない範囲内で、入力チャネル及び出力チャネルを自由に位置させることができる。つまり、入力側の上から１番目及び２番目のチャネルと入力側の３番目及び４番目のチャネルとは、中心軸対称性があれば、その位置はどこでも良い。また、出力側の上から１番目及び２番目のチャネルと出力側の３番目及び４番目のチャネルとは、中心軸対称性があれば、その位置はどこでも良い。但し、チャネル位置によって分岐特性に多少影響はある。

また、上述の実施形態では、後段の光カプラ３として、２：２ＭＭＩカプラを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。後段の光カプラ３は、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する光カプラであれば良い。
例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１を構成する２：２ＭＭＩカプラ３に代えて、図１７に示すように、方向性結合器（３ｄＢカプラ；例えば２：２方向性結合器）３Ａを用いても良い。なお、図１７では、上述の実施形態［図１（Ａ）参照］と同一のものには同一の符号を付している。また、例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１を構成する２：２ＭＭＩカプラ３に代えて、図１８に示すように、二モード干渉カプラ（例えば２：２二モード干渉カプラ）３Ｂを用いても良い。なお、図１８では、上述の実施形態（図１参照）と同一のものには同一の符号を付している。これらの場合も上述の実施形態のものと同様の効果が得られる。また、ここでは、上述の実施形態［図１（Ａ）参照］の変形例として説明しているが、これらの変形例を、前段のＭＭＩカプラとして４：４ＭＭＩカプラを用いる変形例（図１６参照）に適用することもできる。

また、上述の実施形態では、２：４ＭＭＩカプラ２の出力側の４番目のチャネル（ポート）と２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の２番目のチャネル（ポート）との間に位相シフタ４（位相制御領域）を設ける場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。
例えば、図１９（Ａ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２の出力側の３番目のチャネル（ポート）と２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の１番目のチャネル（ポート）との間に位相制御領域を設けても良い。つまり、２：４ＭＭＩカプラ２の２：２ＭＭＩカプラ３が接続された一対の出力チャネル（隣接する一対の第２出力チャネル）の他方に位相シフタ４Ａを設けても良い。

この場合、位相シフタ４Ａは、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポートと２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートとを接続する光導波路の幅をテーパ状に変化させた導波路型位相シフタを設ける点は上述の実施形態のものと同様であるが、その形状は上述の実施形態のものとは異なるものとする。つまり、図１９（Ｂ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポートと２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートとの間の光導波路の幅が、出力ポートから長さ方向の中間位置へ向けて直線的に狭くなり、中間位置から入力ポートへ向けて直線的に広くなるようにして、位相シフタ４Ａを形成する。この場合、２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の１番目のチャネルに入力される光は、２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の２番目のチャネルに入力される光に対して、位相が進むことになる。

具体的には、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポート及び２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートに接続される部分の導波路幅Ｗは２．０μｍとする。また、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポート又は２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートから長さ方向の中間位置までの距離Ｌ_ＴＰはいずれも２０μｍとする。つまり、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポートから長さ方向中間位置まで直線的に導波路幅が狭くなる幅狭テーパ部、及び、長さ方向中間位置から２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートまで直線的に導波路幅が広くなる幅広テーパ部の長さ（テーパ長）はいずれも２０μｍとする。この場合、長さ方向中間位置の導波路幅Ｗ_ＭＩＤは１．６μｍとなる。また、位相シフタの長さＬ_{ｐｈａｓｅ}は４０μｍとなる。

なお、位相シフタ４Ａに関するパラメータ、即ち、テーパ長Ｌ_ＴＰ及び中間位置の導波路幅Ｗ_ＭＩＤの値は、これらの値に限られるものではなく、２：２ＭＭＩカプラ２に入力する２つの信号成分間にπ／４に相当する位相ズレ（位相変化量）を与えることができるように設定されていれば良い。
このように構成した場合も、上述の実施形態の場合と同様に、π／４に相当する位相変化を与えることができ、上述の実施形態のものと同様の効果が得られる［例えば図９、図１０（Ｂ）参照］。

また、上述の実施形態では、光カプラ３によって、同相関係にある一対の第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。
例えば、図２０（Ａ）、図２１（Ａ）に示すように、光カプラ３によって、同相関係にある一対の第１光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換するようにしても良い。

この場合、光カプラ３は、図２０（Ａ）、図２１（Ａ）に示すように、前段のＭＭＩカプラ２の出力側の隣接する一対の第１出力チャネルに接続することになる。
具体的には、図２０（Ａ）、図２１（Ａ）に示すように、２：２ＭＭＩカプラ３を、２：４ＭＭＩカプラ２の出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第１出力チャネル）に接続することになる。

また、位相シフタ４，４Ａ（位相制御領域）は、図２０（Ａ）、図２１（Ａ）に示すように、前段のＭＭＩカプラ２の光カプラ３が接続された一対の第１出力チャネルのいずれか一方に設ければ良い。
例えば、図２０（Ａ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２の出力側の１番目のチャネル（ポート）と２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の１番目のチャネル（ポート）との間に位相シフタ４を設ければ良い。

この場合、位相シフタ４として、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポートと２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートとを接続する光導波路の幅をテーパ状に変化させた導波路型位相シフタを、上述の実施形態の場合（図８参照）と同様に形成すれば良い。つまり、図２０（Ｂ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポートと２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートとの間の光導波路の幅が、出力ポートから長さ方向の中間位置へ向けて直線的に広くなり、中間位置から入力ポートへ向けて直線的に狭くなるようにして、位相シフタ４を形成すれば良い。この場合、位相シフタ４の構造を規定する各パラメータは、上述の実施形態の場合（図８参照）と同様にすれば良い。

また、例えば、図２１（Ａ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２の出力側の２番目のチャネル（ポート）と２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の２番目のチャネル（ポート）との間に位相シフタ４Ａを設けても良い。
この場合、位相シフタ４Ａとして、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポートと２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートとを接続する光導波路の幅をテーパ状に変化させた導波路型位相シフタを、上述の変形例の場合［図１９（Ｂ）参照］と同様に形成すれば良い。つまり、図２１（Ｂ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２の出力ポートと２：２ＭＭＩカプラ３の入力ポートとの間の光導波路の幅が、出力ポートから長さ方向の中間位置へ向けて直線的に狭くなり、中間位置から入力ポートへ向けて直線的に広くなるようにして、位相シフタ４Ａを形成すれば良い。この場合、位相シフタ４Ａの構造を規定する各パラメータは、上述の変形例の場合［図１９（Ｂ）参照］と同様にすれば良い。

このように構成した場合、上述の実施形態や変形例のものに対して、９０度ハイブリッドの出力信号におけるIn-phaseとQuadratureの位置関係が入れ替わることになる。そして、相対位相差Δψが０の場合、πの場合、−π／２の場合、＋π／２の場合のそれぞれの場合において、出力強度比は０：２：１：１、２：０：１：１、１：１：２：０、１：１：０：２となる。

また、上述の実施形態では、位相制御領域に、直線的に導波路幅を変化させたテーパ状の位相シフタを設けているが、これに限られるものではない。例えば、指数関数的に導波路幅を変化させたテーパ状の位相シフタ、正弦波関数的に導波路幅を変化させたテーパ状の位相シフタ、楕円関数的に導波路幅を変化させたテーパ状の位相シフタなどを設けても良い。これらの場合も同様な効果を得ることができる。また、位相制御領域において、例えば、導波路幅を一定にし、電極を設けて電流注入又は電圧印加による位相制御を行なうようにしても良いし、ヒータ電極を設けて熱印加による位相制御を行なうようにしても良い。これらの場合も同様な効果を得ることができる。
［第２実施形態］
まず、第２実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図２２〜図３０を参照しながら説明する。

本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、上述の第１実施形態のものに対し、前段のＭＭＩカプラ（２：４ＭＭＩカプラ）の構成、及び、位相シフタを備えない点が異なる。本実施形態では、図２２（Ａ）に示すように、光ハイブリッド回路１Ｘは、前段の多モード干渉（ＭＭＩ）カプラ２Ｂと、後段の光カプラ３とを備え、これらが従属接続されている。

ここでは、前段のＭＭＩカプラ２Ｂは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する２：４ＭＭＩカプラである。
具体的には、対モード干渉（ＰＩ：Paired Interference）に基づく２：４ＭＭＩカプラである。つまり、２つの入力チャネルの中心は入力端の幅の上側から１／３及び２／３に位置し、４つの出力チャネルの位置も入力チャネルの位置に関連付けられており、ＭＭＩ領域において（３ｓ−１）次の高次モード（ｓは１以上の自然数）が励振されない２：４ＭＭＩカプラである。このため、素子長を短くすることができる。

ここでは、本光ハイブリッド回路１Ｘでは、ＭＭＩカプラによるモード干渉作用を用いている。
通常、ＭＭＩカプラのモード間干渉作用は、ＭＭＩカプラにおける屈折率、励振モード数及び干渉メカニズムなどに依存し、これにより、ＭＭＩカプラの出力信号における振幅関係及び位相関係が変化する。

ここで、ＭＭＩの理論について簡単に説明しておく（例えばLucas B. Soldano et al., ”Optical Multi-Mode Interference Devices Based on Self-Imaging: Principles and Applications”, Journal of Lightwave Technology, Vol.13, No.4, pp.615-627, April 1995参照）。
図２３にＭＭＩ導波路の概略図を示す。

通常、ＭＭＩ導波路（ＭＭＩ領域）内では、波数（ｋ_ｙｖ）と伝搬定数（β_ｖ）は、次式（１）の分散方程式で関係付けられる。

ここで、ｖは励振モードの次数、ｋ_ｙｖは伝搬する横モードの波数、ｋ_０は真空中の波数、ｎ_ｒはＭＭＩ導波路の屈折率を表す。なお、ｋ_ｙｖ≪ｋ_０ｎ_ｒと仮定すれば、β_ｖは次式（２）に簡略化することができる。

ここで、Ｗ_ＥはＭＭＩ導波路のクラッド領域へのモード染み出し（グース・ヘンシェンシフトとも言われる）を含む等価的なＭＭＩ幅を表す。この場合、ハイメサ導波路のように、比屈折率差の大きい導波路はＷ_Ｅ≒Ｗ_Ｍ（Ｗ_Ｍ：ＭＭＩ導波路の物理的な幅；ＭＭＩ幅）の関係が成り立つ。

この場合、ＭＭＩ導波路内で励振される基本モードと任意の高次モードとの伝搬定数差は、次式（３）のように表される。

ここで、Ｌ_πはビート長であり、π／（β_０−β_１）と定義されるファクタである。
結局、ＭＭＩ導波路の任意の位置におけるフィールド分布（Ψ）は、次式（４）のように表すことができる。

ここで、ｃ_ｖはモード励振係数、φ_ｖ（ｙ）はＭＭＩ導波路における横モード分布を表す。
上記式（４）に示すように、ＭＭＩ導波路の任意の位置におけるフィールド分布はそれぞれの励振モードの重ね合わせで表される。

上記式（４）に示す指数関数で示されている項はモード位相を表す項であり、次式（５）のように書く下すことができる。

つまり、ＭＭＩ導波路の伝搬方向において、任意の位置ｚにより、モード位相項が変化する。
例えば図５０（Ａ）に示すような４：４ＭＭＩカプラの場合、９０度ハイブリッド動作が得られる。

ここで、４：４ＭＭＩカプラは一般モード干渉（ＧＩ：General Interference）に基づくものである。つまり、４つの入力チャネルの中心は、ＭＭＩ導波路の中心対称性を崩さない範囲内で、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍの１／３、１／２及び２／３の位置を除いた領域に位置し、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍに応じた全てのモードが励振する４：４ＭＭＩカプラである。
この場合、ｘ等分岐特性（ｘは１以上の整数）を得るための最短伝搬長ｚ^ＧＩは、以下のようになる。

したがって、図５０（Ａ）に示す４：４ＭＭＩカプラの場合、４等分に分岐するための最短伝搬長ｚ^ＧＩは３Ｌ_π／４となる。
一方、例えば図６に示すようなＰＩに基づく２：４ＭＭＩカプラの場合、ｘ等分岐特性を得るための最短伝搬長ｚ^ＰＩは、以下のようになり、ｚ^ＰＩはｚ^ＧＩの１／３の値となる。

つまり、上記式（７）は上記式（５）に示すモード位相項の周期が１／３に減少したことに相当する。上記式（６）及び上記式（７）により、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍが等しい場合、２：４ＭＭＩカプラは、４：４ＭＭＩカプラの１／３のＭＭＩ長を有することになる。
但し、図５０（Ａ）及び図６に示すように、干渉メカニズムにより、出力チャネル位置は異なり、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍが等しくても、入出力チャネルの最小間隔（Ｇａｐ）、即ち、出力チャネルの間隔は等しくない。いずれのＭＭＩカプラの場合もＭＭＩ長短縮のためにはＭＭＩ幅Ｗ_Ｍを小さくする必要があり、それにしたがって入出力チャネルの最小間隔も減少する。なお、通常、入出力チャネルの最小間隔は作製技術により制限されるパラメータである。

図５０（Ａ）及び図６に示すように、入出力チャネルの最小間隔はＰＩに基づくＭＭＩカプラがＧＩに基づくＭＭＩカプラよりも小さくなることから、入出力チャネルの最小間隔を一定にするためには、ＰＩに基づくＭＭＩ幅Ｗ_Ｍを増大する必要がある。
したがって、上記入出力チャネルの最小間隔を一定にした場合におけるｚ^ＰＩは、以下のように表される。

つまり、入出力チャネルの最小間隔を一定にすると、ＰＩによる短縮効果は３／４倍に減少する。いずれにせよ、ＰＩに基づくＭＭＩカプラは常にＧＩに基づくＭＭＩカプラよりも短い相互作用長（伝搬長；ＭＭＩ長）を有するため、コンパクトな素子（光分岐・結合素子）を形成するには有効である。

なお、ここでは、ＰＩに基づく２：４ＭＭＩカプラ２Ｂを用いているが、これに限られるものではなく、一対の入力チャネルが幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられており、中心対称性を有する構造を持つ２：４ＭＭＩカプラを用いれば良い。例えば、一般モード干渉（ＧＩ：General Interference）に基づく２：４ＭＭＩカプラを用いても良い。つまり、２つの入力チャネルの中心は、ＭＭＩ領域の中心対称性を崩さない範囲内で、ＭＭＩ幅の１／３及び２／３の位置を除いた領域に位置し、ＭＭＩ幅に応じた全てのモードが励振する２：４ＭＭＩカプラを用いても良い。

ところで、上述の第１実施形態において説明したように、図３（Ａ）に示すように構成した場合、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合に、３番目及び４番目の出力チャネルの出力成分において、特性が劣化することが考えられる。
特性の劣化が生じないようにして、確実に９０度ハイブリッド動作が得られるようにするためには、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの３番目及び４番目の出力チャネルにおける出力信号と２：２ＭＭＩカプラ３との間に位相整合をとることが必要不可欠である。

具体的には、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの３番目と４番目の出力チャネルの一方（又は両方）から出力される光（一対の第２光信号）の位相を制御し、一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になれば解消する。
しかし、通常の２：４ＭＭＩカプラから出力される一対の第２光信号の位相差Δθは、おおよそπ／４＋ｐ＊π（ｐは整数）になるため、直交位相成分の特性劣化が生じないようにするのは容易ではない。

そこで、本実施形態では、直交位相成分の特性劣化が生じないように、図２２（Ａ）に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂを、幅（導波路幅）が伝搬方向へ向かってテーパ状に変化する形状（幅テーパ構造）を有するものとしている。つまり、２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の２つのチャネルに入力される光の位相差が９０度になるように、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの幅テーパ構造によって、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂから出力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるようにしている。

この場合、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂ（傾斜型２：４ＭＭＩカプラ）は、第１の幅Ｗ_Ｓの入力端２ＢＸと、第１の幅Ｗ_Ｓと異なる第２の幅Ｗ_Ｍの出力端２ＢＹとを有し、一対の第２光信号間の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように構成されていることになる。
具体的には、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂは、その幅（ＭＭＩ幅）が伝搬方向に向かって直線関数的に変化するテーパ形状（直線関数的テーパ形状）を有する。ここでは、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂは、入力端２ＢＸから出力端２ＢＹへ向けて幅が直線的に広くなるテーパ形状を有する。

通常、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂに幅テーパを形成すると、上記式（３）に示す励振モード間伝搬定数差の変化により、上記式（５）に示すモード位相項が変化し、結果的に上記式（４）に示すフィールド分布が変化する。したがって、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂとしての振幅特性及び位相特性がともに変化する。
図２２（Ａ）に示すように、ＭＭＩ幅が直線関数的に変化する場合、基本モードと任意の高次モード間の伝搬定数差が局所的に変化することになる。

この場合、ＭＭＩ領域における正味の位相変化（Δρ）は、次式（９）のように表される。

ここで、Ｗ_Ｍ（ｚ）は幅テーパ関数を表し、Ｌ_Ｍ２４は２：４ＭＭＩ長を表す。
図２２（Ａ）に示す傾斜型２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの場合、Ｗ_Ｍ（ｚ）は、以下のように表すことができる。

上記式（９）及び上記式（１０）により、基本モードと任意の高次モード間の伝搬定数差＜β_０−β_ｖ＞は以下のように表される。

ここで、χ^ＳＴはテーパ形状に依存する比例定数である。
上記式（１１）及び上記式（１２）から、直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｂのビート長Ｌ_π ^ＳＴは、次式（１３）のように表すことができる。

したがって、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のビート長Ｌ_πに対して、図２２（Ａ）に示すような直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｂのビート長Ｌ_π ^ＳＴは、比例定数χ^ＳＴが大きくなるほど短縮することになる。なお、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ幅は、本実施形態の直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍと同一にしている。ここで、１／χ^ＳＴは、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ長に対する、本実施形態の直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２ＢのＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の短縮率（縮小率）を表すパラメータとも言える。

一方、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂにおける位相変化は、直線関数的に変化するテーパ形状に依存する。
このため、Δψが−π／２及び＋π／２の場合に２：４ＭＭＩカプラ２Ｂから出力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように、χ^ＳＴを設定することによって、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。つまり、χ^ＳＴを適正化することによって、図２２（Ａ）に示すような光ハイブリッド回路が９０度ハイブリッドとして機能することになる。また、２：４ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の短縮化も図れる。

ここで、図２４は、２：４ＭＭＩカプラ２ＢのＭＭＩ幅の変化率、即ち、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓと出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍとの比Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜との関係を示している。なお、図２４は、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜は、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの３番目と４番目の出力チャネルから出力される出力信号（一対の第２光信号）のチャネル間位相差の絶対値である。

また、図２５は、２：４ＭＭＩカプラ２ＢのＭＭＩ幅の変化率Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、２：４ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の縮小率、即ち、１／χ^ＳＴ（即ち、Ｗ_Ｓ／Ｗ_Ｍ）との関係を示している。
なお、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値が１の場合、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）となる。また、ここでは、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラに対して、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍを同一にし（固定し）、入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓを変化させている。なお、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓを固定し、出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍを変化させるようにしても良い。

図２４，図２５に示すように、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値が増大するにつれて、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜の値は線形的に大きくなり、１／χ^ＳＴの値が小さくなる（即ち、ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４が短縮される）ことが分かる。
このため、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓの値（即ち、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値）の設定によって、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜を所望のπ／２に設定することが可能となる。

ここでは、図２４に示すように、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜がπ／２の場合におけるＷ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値は２であり、図２５に示すように、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値が２の場合における１／χ^ＳＴの値は０．４８である。この場合、χ^ＳＴの値は２．０６である。
したがって、直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２ＢのＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４は、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ長の１／χ^ＳＴ倍、即ち、０．４８倍となる。つまり、直線関数的テーパを有する２：４ＭＭＩカプラ２ＢのＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４は、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ長と比べて、半分以下となる。

また、図２４，２５に示す関係は、任意の入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓ及び出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍに対して成り立つ。つまり、任意の入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓ及び出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍに対して、χ^ＳＴ＝２．０６の条件を満たせば、｜Δθ｜＝π／２となり、図２２（Ａ）に示すような直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｂを用いて、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。

具体的には、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍが３３μｍの場合、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜＝π／２の条件から、入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓは、１６μｍに決まる（図２４参照）。このようにして、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍ及び入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓが決まると、１／χ^ＳＴ＝０．４８、即ち、χ^ＳＴ＝２．０６の条件から、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの長さＬ_Ｍ２４は３６８μｍに決まる。これらの値を上記式（１０）に代入することによって得られた式［テーパ関数Ｗ_Ｍ（ｚ）］によって、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの直線関数的テーパ形状が規定される。

仮に、直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍが２６．４μｍ（３３μｍの８０％相当）に設定された場合、所望の入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓは、１２．８μｍ（１６μｍの８０％相当）となる。
このように直線関数的テーパ形状が規定されており、所定のテーパ関数によってＭＭＩ幅が変調されているため、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂから出力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になる。このため、本光ハイブリッド回路１Ｘは、図２２（Ａ），（Ｂ）に示すように、同相関係にある一対の第１光信号（Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ）と、直交位相関係にある一対の第３光信号（Ｓ−ｊＬ，Ｓ＋ｊＬ）とを出力することになり、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。つまり、本光ハイブリッド回路１Ｘによって、ＱＰＳＫ信号光が、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第１光信号と、直交位相成分（Ｑ成分）のみを含む一対の第３光信号に変換され、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。

ここでは、同相関係にある一対の第１光信号、即ち、同相成分のみを含む一対の第１光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。また、直交位相関係にある一対の第３光信号、即ち、直交位相成分のみを含む一対の第３光信号は、一対の第１光信号に対して位相が９０度ずれた一対の光信号である。なお、一対の第３光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。

なお、図２２（Ａ）中、Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ，Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、信号光（Ｓ）の位相を基準にして、ＬＯ光（Ｌ）の位相が相対的にどのような関係になっているかを示している。ここでは、Ｓ−ＬとＳ＋Ｌとは１８０度ずれた位相関係になっていることを示しており、Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、それぞれ、Ｓ＋Ｌ，Ｓ−Ｌに対して９０度ずれた位相関係になっていることを示している。また、図２２（Ｂ）の位相関係図は、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との間の相対位相差に応じて出力される光信号の位相関係を示している。

次に、本光ハイブリッド回路を構成する光半導体素子の具体的な構成例（図５、図７参照）について説明する。
本光ハイブリッド回路１Ｘは、上述の第１実施形態の場合と同様に、ＩｎＰ基板１０上に、ＧａＩｎＡｓＰコア層１１、ＩｎＰクラッド層１２を備え、ハイメサ導波路構造を有する光半導体素子１３である。

ここでは、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂは、以下のように設定されている。
つまり、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの入力端２ＢＸの幅をＷ_Ｓとして、２つの入力チャネル（入力導波路）を、それぞれ、その中心が２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓの上側から１／３及び２／３に位置するように設けている。また、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅をＷ_Ｍとして、４つの出力チャネル（出力導波路）を、上から１番目と２番目の２つの出力チャネルの中間位置と上から３番目と４番目の２つの出力チャネルの中間位置とが、それぞれ、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍの上側から１／４及び３／４に位置するように設けている。さらに、１番目と２番目の２つの出力チャネルの間隔（ｇａｐ）及び３番目と４番目の２つの出力チャネルの間隔（ｇａｐ）は、いずれも、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍの１／６にしている。なお、ここでは、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍは、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ幅と同一にしている。

例えば、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂは、入出力チャネルの最小間隔、即ち、２つの出力チャネルの間隔（Ｗ_Ｍ／６）を３．５μｍとし、入力チャネル及び出力チャネルの導波路幅（入出力導波路幅）Ｗを例えば２．０μｍとし、単一モード条件を満たすようにする。そうすると、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍは３３μｍに決まる。また、２：２ＭＭＩカプラ３に入力する２つの信号成分間において位相整合をとるために、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜＝π／２の条件から、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓは１６μｍに決まる。このようにして、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍ及び入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓが決まると、１／χ^ＳＴ＝０．４８、即ち、χ^ＳＴ＝２．０６の条件から、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの長さＬ_Ｍ２４は３６８μｍに決まる。この結果、２：４ＭＭＩカプラ２ＢのＭＭＩ幅は、入力端２ＢＸから出力端２ＢＹへ向けて幅が直線的に広くなるテーパ形状（直線関数的テーパ形状）になる。

なお、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂに関するパラメータは、これらの値に限られるものではなく、２：２ＭＭＩカプラ３に入力する２つの信号成分間にπ／４に相当する位相ズレ（位相変化量）を与えることができるように設定されていれば良い。例えば、π／４×２ｎπ（ｎは整数）に相当する位相変化量を与えることができれば良く、この場合も同様の効果が得られる。

また、２：２ＭＭＩカプラ３は、以下のように設定されている。
つまり、２：２ＭＭＩカプラ３をＰＩに基づくものとする場合［図７（Ａ）参照］、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍを基準として、２つの入力チャネル（入力導波路）を、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面からＷ_Ｍ／６に位置するように設ける。また、２つの出力チャネル（出力導波路）も、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面からＷ_Ｍ／６に位置するように設ける。さらに、２つの入出力チャネルの間隔（ｇａｐ）は、いずれも、Ｗ_Ｍ／６にしている。このため、２：２ＭＭＩカプラ３のＭＭＩ領域の幅（ＭＭＩ幅）Ｗ_Ｍ２２はＷ_Ｍ／２となる。

一方、２：２ＭＭＩカプラ３をＧＩに基づくものとする場合［図７（Ｂ）参照］、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍを基準として、２つの入力チャネル（入力導波路）を、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面からＷ_Ｍ／６以外に位置し、中心対称性を有するように設ける。つまり、２つの入力チャネルは、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面から距離Ｋ（０以上の任意の実数、但し、Ｋ＝Ｗ_Ｍ／６は除く）に位置するように設ける。また、２つの出力チャネル（出力導波路）も、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面からＷ_Ｍ／６以外に位置するように設ける。つまり、２つの出力チャネルは、それぞれ、その中心がＭＭＩ領域の側面から距離Ｋ（０以上の任意の実数、但し、Ｋ＝Ｗ_Ｍ／６は除く）に位置するように設ける。さらに、２つの入出力チャネルの間隔（ｇａｐ）は、いずれも、Ｗ_Ｍ／６にしている。このため、２：２ＭＭＩカプラ３のＭＭＩ領域の幅（ＭＭＩ幅）Ｗ_Ｍ２２は２Ｋ＋Ｗ_Ｍ／６となる。

例えば、ＧＩに基づく２：２ＭＭＩカプラ３は、入出力チャネルの最小間隔、即ち、２つの入力チャネル及び２つの出力チャネルの間隔（Ｗ_Ｍ／６）を３．５μｍとし、入力チャネル及び出力チャネルの導波路幅（入出力導波路幅）Ｗを例えば２．０μｍとし、単一モード条件を満たすようにする。そうすると、ＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ２２は７．５μｍに決まる。この場合、２：２ＭＭＩカプラの長さＬ_Ｍ２２は２３５μｍになる。

ここで、図２６（Ａ）〜（Ｄ）は、上述のように構成される光ハイブリッド回路１Ｘに波長１．５５μｍのＱＰＳＫ信号光（Signal）及びＬＯ光を入力した場合の入出力特性を、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δψ毎に示している。なお、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂは、出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍが３３μｍであり、入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓが１６μｍであり、χ^ＳＴ＝２．０６の条件を満たす直線関数的テーパ形状を有するものとしている。

なお、図２６（Ａ）〜（Ｄ）に示す計算結果はビーム伝搬法（ＢＰＭ：Beam Propagation Method）に基づくものである。図２６（Ａ）は相対位相差Δψが０の場合の入出力特性、図２６（Ｂ）は相対位相差Δψがπの場合の入出力特性、図２６（Ｃ）は相対位相差Δψが−π／２の場合の入出力特性、図２６（Ｄ）は相対位相差Δψが＋π／２の場合の入出力特性を示している。

図２６（Ａ）、（Ｂ）に示すように、相対位相差Δψが０、πの場合、光ハイブリッド回路１Ｘの出力強度比は、それぞれ、０：２：１：１、２：０：１：１となる。
また、図２６（Ｃ）、（Ｄ）に示すように、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合、光ハイブリッド回路１Ｘの出力強度比は、それぞれ、１：１：２：０、１：１：０：２となる。

このように、本光ハイブリッド回路１Ｘでは、ＱＰＳＫ信号光の位相状態に対して、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。
また、本光ハイブリッド回路１Ｘでは、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍ及び入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓが｜Δθ｜＝π／２の条件を満たし、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの長さＬ_Ｍ２４がχ^ＳＴ＝２．０６の条件を満たす直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラを用いている。このため、２：２ＭＭＩカプラ３からの出力信号間にクロストークも発生していない。したがって、本光ハイブリッド回路１Ｘは９０度ハイブリッドとして機能する。

次に、図２７（Ａ）は、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］の相対位相差Δψに対する相対出力強度（透過率）を示しており、図２７（Ｂ）は、本９０度ハイブリッドの相対位相差Δψに対する相対出力強度（透過率）を示している。
なお、図２７（Ａ）、（Ｂ）は、相対位相差Δψが連続的に変化している場合における各出力チャネルの相対強度を示している。

図２７（Ａ）、（Ｂ）に示すように、いずれの場合も、相対位相差Δψに対する相対出力強度は正弦波関数的に変化する。但し、図２７（Ａ）では、４：４ＭＭＩカプラのモード干渉で必然的に生じる４５度の位相差を反映してプロットしている。
また、図２７（Ａ）に示すように、従来の９０度ハイブリッドでは、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）の出力強度変化と４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）の出力強度変化とが位相が１８０度ずれた関係になっていることが分かる。また、２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）の出力強度変化と３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）の出力強度変化とが位相が１８０度ずれた関係になっていることが分かる。

特に、相対位相差Δψが０の場合に、３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）の出力強度が最大となることが分かる。また、相対位相差Δψがπの場合に、２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）の出力強度が最大となることが分かる。また、相対位相差Δψが−π／２の場合に、４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）の出力強度が最大になることが分かる。また、相対位相差Δψが＋π／２の場合に、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）の出力強度が最大になることが分かる。

この場合、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）から出力される光信号と４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）から出力される光信号とは同相関係にある。また、２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）から出力される光信号と３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）から出力される光信号とは同相関係にある。そして、１番目及び４番目の出力チャネルから出力される光信号に対して、２番目及び３番目の出力チャネルから出力される光信号は直交位相関係にある。

これは、従来の９０度ハイブリッドから出力される光信号を、光電変換のためにフォトダイオード（ＢＰＤ）へ入力させるために、光導波路の交差が避けられないことを意味する（図５１参照）。このため、光導波路の交差による過剰損失が生じ、光受信効率が劣化する。
これに対し、図２７（Ｂ）に示すように、本９０度ハイブリッド１では、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）の出力強度変化と２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）の出力強度変化とが位相が１８０度ずれた関係になっていることが分かる。また、３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）の出力強度変化と４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）の出力強度変化とが位相が１８０度ずれた関係になっていることが分かる。

特に、相対位相差Δψが０の場合に、２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）の出力強度が最大となることが分かる。また、相対位相差Δψがπの場合に、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）の出力強度が最大となることが分かる。また、相対位相差Δψが−π／２の場合に、３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）の出力強度が最大になることが分かる。また、相対位相差Δψが＋π／２の場合に、４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）の出力強度が最大になることが分かる。

この場合、１番目の出力チャネル（Ｃｈ−１）から出力される光信号と２番目の出力チャネル（Ｃｈ−２）から出力される光信号とは同相関係にある。また、３番目の出力チャネル（Ｃｈ−３）から出力される光信号と４番目の出力チャネル（Ｃｈ−４）から出力される光信号とは同相関係にある。そして、１番目及び２番目の出力チャネルから出力される光信号に対して、３番目及び４番目の出力チャネルから出力される光信号は直交位相関係にある。

この場合、図４に示す例とは異なり、直交位相成分であるＣｈ−３及びＣｈ−４における出力成分においてクロストークが生じていない。これは、直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２ＢによりＣｈ−３及びＣｈ−４における出力成分間の相対位相差が適正化され、２：２ＭＭＩカプラ３と位相整合が取れていることを意味する。
また、本９０度ハイブリッド１から出力される光信号を、光電変換のためにフォトダイオード（ＢＰＤ）へ入力させるために、図２８に示すように、光導波路を交差させる必要がないことを意味する。このため、過剰損失を防ぐことができる。

次に、図２９（Ａ）は、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］において、一の入力チャネルからＱＰＳＫ信号光を入力した場合の４つの出力チャネル毎の透過率（Transmittance）の波長依存性を示している。また、図２９（Ｂ）は、本９０度ハイブリッド１において、入力チャネルからＱＰＳＫ信号光を入力した場合の４つの出力チャネルにおける透過率（Transmittance）の波長依存性を示している。なお、図２９（Ａ）、（Ｂ）に示す特性は、ＱＰＳＫ信号光をどの入力チャネルから入力した場合であってもほぼ同様になる。

ここでは、いずれの場合も入出力導波路の最小間隔（ｇａｐ）を３．５μｍに設定している。
そして、入出力導波路幅Ｗを２μｍとすると、４：４ＭＭＩカプラのＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ４４、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍ及び入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓ、及び、ＧＩに基づく２：２ＭＭＩカプラ３のＭＭＩ幅Ｗ_Ｍ２２は、それぞれ、２２μｍ、３３μｍ、１６μｍ、７．５μｍに決まる。

この場合、４：４ＭＭＩカプラの長さＬ_Ｍ４４、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの長さＬ_Ｍ２４及び２：２ＭＭＩカプラ３の長さＬ_Ｍ２２は、それぞれ、１０１１μｍ、３６８μｍ、２３５μｍになる。
なお、本９０度ハイブリッド１では、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂと２：２ＭＭＩカプラ３とを接続する光導波路４Ｂ（アクセス導波路；アクセス領域）の長さ（アクセス導波路長）Ｌ_Ａは２０μｍである（図２２参照）。

この場合、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドの素子長Ｌ_Ｔｏｔ１（＝Ｌ_Ｍ４４）及び本９０度ハイブリッド１の素子長Ｌ_Ｔｏｔ２（＝Ｌ_Ｍ２４＋Ｌ_Ａ＋Ｌ_Ｍ２２）は、それぞれ、１０１１μｍ、６２２μｍとなる。したがって、本９０度ハイブリッド１によれば、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッドと比較して、素子長を４０％程度短縮することができる。

図２９（Ａ）、（Ｂ）に示すように、本９０度ハイブリッド１は、従来の９０度ハイブリッドと比較して、Ｃバンドの波長範囲において、透過率の波長依存性が著しく低減している。また、従来の９０度ハイブリッドでは、Ｃバンドの波長範囲において生じる損失差が最大５．５ｄＢ程度であるのに対し、本９０度ハイブリッドでは、最大１．１ｄＢ程度に抑えられている。

次に、図３０（Ａ）は、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］における位相ズレの波長依存性を示している。また、図３０（Ｂ）は、本９０度ハイブリッド１における位相ズレΔφの波長依存性を示している。なお、９０度ハイブリッドの各パラメータは、上述の図２９（Ａ）、（Ｂ）の場合と同様である。
なお、図３０（Ａ）、（Ｂ）では、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差が０の場合（Δψ＝０）に、４つの出力チャネルのそれぞれから出力される出力成分の絶対位相と基準位相との差分（位相ズレ量）Δφをプロットしている。ここで、基準位相は、図５０（Ｂ）及び図２２（Ｂ）に示す位相関係図における、各チャネルのそれぞれから出力される出力成分の位相である。また、位相ズレ量は、この基準位相からの過剰位相ズレ量である。したがって、位相ズレ量は小さければ小さいほど良い。ＱＰＳＫ変調信号をエラーフリーで復調するためには、位相ズレが生じないことが望ましい。たとえ、位相ズレが発生しても最低限に抑える必要があり、通常、位相ズレ量Δφは±５度以下（好ましくは±３度以下）に抑えるのが望ましい。

図３０（Ａ）、（Ｂ）に示すように、位相ズレ量Δφを±５度以下に抑えたい場合、従来の９０度ハイブリッド及び本９０度ハイブリッド１における許容帯域幅は、それぞれ、３３ｎｍ、４０ｎｍ以上である。つまり、従来の９０度ハイブリッドではＣバンド領域の全体をカバーすることができないのに対し、本９０度ハイブリッド１ではＣバンド領域の全体をカバーすることができる。

また、本９０度ハイブリッド１では、位相ズレ量Δφが±３度程度の範囲内でＣバンド領域（帯域）をカバーすることが可能である。
なお、その他の詳細については、上述の第１実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路によれば、低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、及び、モノリシック集積化に適した９０度ハイブリッドを実現できるという利点がある。

また、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］では避けられない光導波路の交差部が不要であるため、過剰損失を最低限に抑えることができるという利点もある。さらに、４つの出力信号の位相関係を従来の９０度ハイブリッド［図４８（Ａ）、図４９（Ａ）参照］と同様にすることができるため、現在コヒーレント光受信機やコヒーレント検波システム等に用いられている９０度ハイブリッドとの互換性にも優れている。

なお、上述の実施形態では、前段のＭＭＩカプラとして、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。前段のＭＭＩカプラは、四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換するＭＭＩカプラであれば良い。
例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１Ｘを構成する２：４ＭＭＩカプラ２Ｂに代えて、入力側に４つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する４：４ＭＭＩカプラ２Ａを用いても良い。そして、４：４ＭＭＩカプラ２Ａの入力側の４つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた２つのチャネル（一対の入力チャネル）に光を入力するようにすることで、上述の実施形態の場合と同様に９０度ハイブリッド動作が得られる。これにより、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド（図５１参照）のようにフォトディテクタに接続するために光導波路を交差させる必要がなくなる。

ここでは、４：４ＭＭＩカプラ２Ａの入力側の４つのチャネルのうち、上から１番目のチャネルと４番目のチャネルに光を入力するようにしているが、２番目のチャネルと３番目のチャネルに光を入力するようにしても良い。これにより、４：４ＭＭＩカプラ２Ａは上述の実施形態の２：４ＭＭＩカプラ２Ｂと同様に１８０度ハイブリッドとして機能することになる。

この場合、４：４ＭＭＩカプラ２Ａは、ＧＩに基づくものであり、ＭＭＩ領域の中心軸対称性を崩さない範囲内で、入力チャネル及び出力チャネルを自由に位置させることができる。つまり、入力側の上から１番目及び２番目のチャネルと入力側の３番目及び４番目のチャネルとは、中心軸対称性があれば、その位置はどこでも良い。また、出力側の上から１番目及び２番目のチャネルと出力側の３番目及び４番目のチャネルとは、中心軸対称性があれば、その位置はどこでも良い。但し、チャネル位置によって分岐特性に多少影響はある。

また、上述の実施形態では、後段の光カプラ３として、２：２ＭＭＩカプラを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。後段の光カプラ３は、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する光カプラであれば良い。
また、上述の実施形態では、２：２ＭＭＩカプラ３を、傾斜型２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力側の上から３番目と４番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第２出力チャネル）に接続し、光カプラ３によって、同相関係にある一対の第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。

例えば、図３１に示すように、光カプラ３によって、同相関係にある一対の第１光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換するようにしても良い。
この場合、光カプラ３は、図３１に示すように、前段のＭＭＩカプラ２の出力側の隣接する一対の第１出力チャネルに接続することになる。
具体的には、図３１に示すように、２：２ＭＭＩカプラ３を、傾斜型２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力側の上から１番目と２番目の２つのチャネル（即ち、隣接する一対の第１出力チャネル）に接続することになる。

このように構成した場合、上述の実施形態や変形例のものに対して、９０度ハイブリッドの出力信号におけるIn-phaseとQuadratureの位置関係が入れ替わることになる。そして、相対位相差Δψが０の場合、πの場合、−π／２の場合、＋π／２の場合のそれぞれの場合において、出力強度比は１：１：２：０、１：１：０：２、２：０：１：１、０：２：１：１となる。

また、上述の実施形態では、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂと２：２ＭＭＩカプラ３との間を光導波路（アクセス導波路）４Ｂによって接続しているが、これに限られるものではない。例えば図３２に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの長さＬ_Ｍ２４の設定によっては、アクセス導波路４Ｂを経由せずに、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂと２：２ＭＭＩカプラ３とを直接接続するようにしても良く、この場合も同様の作用・効果が得られる。

ここで、図３３（Ａ）〜（Ｄ）は、このように構成される光ハイブリッド回路１ＸにＱＰＳＫ信号光（Signal）及びＬＯ光を入力した場合の入出力特性を、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δψ毎に示している。なお、素子パラメータは、上述の実施形態の場合（図２２参照）と同様である。
なお、図３３（Ａ）〜（Ｄ）に示す計算結果はビーム伝搬法（ＢＰＭ：Beam Propagation Method）に基づくものである。図３３（Ａ）は相対位相差Δψが０の場合の入出力特性、図３３（Ｂ）は相対位相差Δψがπの場合の入出力特性、図３３（Ｃ）は相対位相差Δψが−π／２の場合の入出力特性、図３３（Ｄ）は相対位相差Δψが＋π／２の場合の入出力特性を示している。

図３３（Ａ）、（Ｂ）に示すように、相対位相差Δψが０、πの場合、光ハイブリッド回路１Ｘの出力強度比は、それぞれ、０：２：１：１、２：０：１：１となる。
また、図３３（Ｃ）、（Ｄ）に示すように、相対位相差Δψが−π／２、＋π／２の場合、光ハイブリッド回路１Ｘの出力強度比は、それぞれ、１：１：２：０、１：１：０：２となる。

このように、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂと２：２ＭＭＩカプラ３とを直接接続する場合であっても、上述の実施形態の場合と同様に、ＱＰＳＫ信号光の位相状態に対して、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。また、本光ハイブリッド回路１Ｘでは、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの出力端２ＢＹの幅Ｗ_Ｍ及び入力端２ＢＸの幅Ｗ_Ｓが｜Δθ｜＝π／２の条件を満たし、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂの長さＬ_Ｍ２４がχ^ＳＴ＝２．０６の条件を満たす直線関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラを用いている。このため、２：２ＭＭＩカプラ３からの出力信号間にクロストークも発生していない。したがって、本光ハイブリッド回路１Ｘは９０度ハイブリッドとして機能する。また、２：４ＭＭＩカプラ２Ｂと２：２ＭＭＩカプラ３とを直接接続する場合、更なる素子長の短縮化、且つ、構造の簡単化を図ることができる。

また、例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１Ｘを構成する２：２ＭＭＩカプラ３に代えて、図３４に示すように、方向性結合器（３ｄＢカプラ；例えば２：２方向性結合器）３Ａを用いても良い。なお、図３４では、上述の実施形態［図２２（Ａ）参照］と同一のものには同一の符号を付している。また、例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路１Ｘを構成する２：２ＭＭＩカプラ３に代えて、図３５に示すように、二モード干渉カプラ（例えば２：２二モード干渉カプラ）３Ｂを用いても良い。なお、図３５では、上述の実施形態［図２２（Ａ）参照］と同一のものには同一の符号を付している。これらの場合も上述の実施形態のものと同様の効果が得られる。また、ここでは、上述の実施形態［図２２（Ａ）参照］の変形例として説明しているが、これらの変形例を、前段のＭＭＩカプラとして４：４ＭＭＩカプラを用いる変形例に適用することもできる。

なお、上述の実施形態では、半導体材料としてＩｎＰを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。例えば、他のＩＩＩ−Ｖ族化合物半導体材料（例えばＧａＡｓ）あるいはＩＶ族半導体材料（例えばＳｉ）などを用いて、同様の導波路構造を形成しても良く、この場合にも同様の作用・効果を得ることが可能である。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図３６〜図３８を参照しながら説明する。

本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、上述の第２実施形態のものに対し、２：４ＭＭＩカプラのテーパ形状が異なる。
つまり、本光ハイブリッド回路では、図３６に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃは、その幅（ＭＭＩ幅；導波路幅）が伝搬方向に向かって二乗関数的に変化するテーパ形状（二乗関数的テーパ形状；幅テーパ構造）を有する。ここでは、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃは、入力端２ＣＸから出力端２ＣＹへ向けて幅が二乗関数的に広くなるテーパ形状を有する。なお、図３６では、上述の第２実施形態［図２２（Ａ）参照］と同一のものには同一の符号を付している。

このように、本実施形態では、２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の２つのチャネルに入力される光の位相差が９０度になるように、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの幅テーパ構造によって、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃから出力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるようにしている。
この場合、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃ（傾斜型２：４ＭＭＩカプラ）は、第１の幅Ｗ_Ｓの入力端２ＣＸと、第１の幅Ｗ_Ｓと異なる第２の幅Ｗ_Ｍの出力端２ＣＹとを有し、一対の第２光信号間の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように構成されていることになる。なお、幅Ｗ_Ｓ及び幅Ｗ_Ｍの値は、上述の第２実施形態とは異なる。

図３６に示すように、幅テーパが二乗関数的に変化する場合、基本モードと任意の高次モードとの間の伝搬定数差は局所的に変化することになる。
この場合、ＭＭＩ領域における正味の位相変化（Δρ）は、上記式（９）と同様になる。
但し、本実施形態では、二乗関数的テーパ形状を用いており、幅テーパの変化が異なることから、幅テーパ関数Ｗ_Ｍ（ｚ）は次式（１４）のようになる。

上記式（９）及び上記式（１４）により、基本モードと任意の高次モードとの間の伝搬定数差＜β_０−β_ｖ＞は以下のように表される。

ここで、χ^ＳＴはテーパ形状に依存する比例定数である。
上記式（１５）及び上記式（１６）から、二乗関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラのビート長Ｌ_π ^ＳＱは、次式（１７）のように表すことができる。

したがって、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のビート長Ｌ_πに対して、図３６に示すような二乗関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｃのビート長Ｌ_π ^ＳＱは、比例定数χ^ＳＱが大きくなるほど短縮することになる。なお、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ幅は、本実施形態の二乗関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの出力端２ＣＹの幅Ｗ_Ｍと同一にしている。ここで、１／χ^ＳＱは、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ長に対する、本実施形態の二乗関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２ＣのＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の短縮率（縮小率）を表すパラメータとも言える。なお、ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の値は、上述の第２実施形態とは異なる。

一方、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃにおける位相変化は、二乗関数的に変化するテーパ形状に依存する。
このため、Δψが−π／２及び＋π／２の場合に２：４ＭＭＩカプラ２Ｃから出力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように、χ^ＳＱを設定することによって、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。つまり、χ^ＳＱを適正化することによって、図３６に示すような光ハイブリッド回路が９０度ハイブリッドとして機能することになる。また、２：４ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の短縮化も図れる。

ここで、図３７は、２：４ＭＭＩカプラ２ＣのＭＭＩ幅の変化率、即ち、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの入力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｓと出力端２ＣＹの幅Ｗ_Ｍとの比Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜との関係を示している。なお、図３７は、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜は、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの３番目と４番目の出力チャネルから出力される出力信号（一対の第２光信号）のチャネル間位相差の絶対値である。

また、図３７は、２：４ＭＭＩカプラ２ＣのＭＭＩ幅の変化率Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、２：４ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の縮小率、即ち、１／χ^ＳＱ（即ち、Ｗ_Ｓ／Ｗ_Ｍ）との関係を示している。
なお、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値が１の場合、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラとなる（図６参照）。また、ここでは、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）に対して、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの出力端２ＣＹの幅Ｗ_Ｍを同一にし（固定し）、入力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｓを変化させている。なお、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの入力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｓを固定し、出力端２ＣＹの幅Ｗ_Ｍを変化させるようにしても良い。

図３７，図３８に示すように、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値が増大するにつれて、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜の値は線形的に大きくなり、１／χ^ＳＱの値が小さくなる（即ち、ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４が短縮される）ことが分かる。
また、二乗関数的テーパ形状を用いているため、図３７，図３８に示すように、直線関数的テーパ形状を用いる場合（図２４，図２５参照）と比べ、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値に対する｜Δθ｜の値の変化率が大きくなっている。

このため、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの入力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｓの値（即ち、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値）の設定によって、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜を所望のπ／２に設定することが可能となる。
ここでは、図３７に示すように、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜がπ／２の場合におけるＷ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値は１．５であり、図３８に示すように、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値が１．５の場合における１／χ^ＳＱの値は０．５８である。この場合、χ^ＳＴの値は１．７４である。

したがって、二乗関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２ＣのＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４は、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ長の１／χ^ＳＱ倍、即ち、０．５８倍となる。つまり、二乗関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２ＣのＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４は、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ長と比べて、４２％程度の縮小となる。

また、図３７，図３８に示す関係は、任意の入力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｓ及び出力端２ＣＹの幅Ｗ_Ｍに対して成り立つ。つまり、任意の入力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｓ及び出力端２ＣＹの幅Ｗ_Ｍに対して、χ^ＳＱ＝１．７４の条件を満たせば、｜Δθ｜＝π／２となり、図３６に示すような二乗関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｃを用いて、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。

具体的には、二乗関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの出力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｍが３３μｍの場合、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜＝π／２の条件から、入力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｓは、２１μｍに決まる（図３７参照）。このようにして、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの出力端２ＣＹの幅Ｗ_Ｍ及び入力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｓが決まると、１／χ^ＳＱ＝０．５８、即ち、χ^ＳＱ＝１．７４の条件から、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの長さＬ_Ｍ２４は４４０μｍに決まる。これらの値を上記式（１４）に代入することによって得られた式［テーパ関数Ｗ_Ｍ（ｚ）］によって、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの二乗関数的テーパ形状が規定される。

仮に、二乗関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｃの出力端２ＣＹの幅Ｗ_Ｍが２６．４μｍ（３３μｍの８０％相当）に設定された場合、所望の入力端２ＣＸの幅Ｗ_Ｓは、１６．８μｍ（２１μｍの８０％相当）となる。
このように二乗関数的テーパ形状が規定されており、所定のテーパ関数によってＭＭＩ幅が変調されているため、２：４ＭＭＩカプラ２Ｃから出力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になる。このため、本光ハイブリッド回路１Ｘは、図３６に示すように、同相関係にある一対の第１光信号（Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ）と、直交位相関係にある一対の第３光信号（Ｓ−ｊＬ，Ｓ＋ｊＬ）とを出力することになり、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。つまり、本光ハイブリッド回路１Ｘによって、ＱＰＳＫ信号光が、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第１光信号と、直交位相成分（Ｑ成分）のみを含む一対の第３光信号に変換され、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。

ここでは、同相関係にある一対の第１光信号、即ち、同相成分のみを含む一対の第１光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。また、直交位相関係にある一対の第３光信号、即ち、直交位相成分のみを含む一対の第３光信号は、一対の第１光信号に対して位相が９０度ずれた一対の光信号である。なお、一対の第３光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。

なお、図３６中、Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ，Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、信号光（Ｓ）の位相を基準にして、ＬＯ光（Ｌ）の位相が相対的にどのような関係になっているかを示している。ここでは、Ｓ−ＬとＳ＋Ｌとは１８０度ずれた位相関係になっていることを示しており、Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、それぞれ、Ｓ＋Ｌ，Ｓ−Ｌに対して９０度ずれた位相関係になっていることを示している。

なお、その他の詳細については、上述の第２実施形態及び変形例（例えば図３１〜図３５参照）と同様であるため、ここでは説明を省略する。
したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路によれば、上述の第２実施形態と同様に、低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、及び、モノリシック集積化に適した９０度ハイブリッドを実現できるという利点がある。

また、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］では避けられない光導波路の交差部が不要であるため、過剰損失を最低限に抑えることができるという利点もある。さらに、４つの出力信号の位相関係を従来の９０度ハイブリッド［図４８（Ａ）、図４９（Ａ）参照］と同様にすることができるため、現在コヒーレント光受信機やコヒーレント検波システム等に用いられている９０度ハイブリッドとの互換性にも優れている。

［第４実施形態］
次に、第４実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図３９〜図４１を参照しながら説明する。
本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、上述の第２実施形態のものに対し、２：４ＭＭＩカプラのテーパ形状が異なる。

つまり、本光ハイブリッド回路では、図３９に示すように、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄは、その幅（ＭＭＩ幅；導波路幅）が伝搬方向に向かって指数関数的に変化するテーパ形状（指数関数的テーパ形状；幅テーパ構造）を有する。ここでは、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄは、入力端２ＤＸから出力端２ＤＹへ向けて幅が指数関数的に広くなるテーパ形状を有する。なお、図３９では、上述の第２実施形態［図２２（Ａ）参照］と同一のものには同一の符号を付している。

このように、本実施形態では、２：２ＭＭＩカプラ３の入力側の２つのチャネルに入力される光の位相差が９０度になるように、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの幅テーパ構造によって、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄから出力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるようにしている。
この場合、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄ（傾斜型２：４ＭＭＩカプラ）は、第１の幅Ｗ_Ｓの入力端２ＤＸと、第１の幅Ｗ_Ｓと異なる第２の幅Ｗ_Ｍの出力端２ＤＹとを有し、一対の第２光信号間の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように構成されていることになる。なお、幅Ｗ_Ｓ及び幅Ｗ_Ｍの値は、上述の第２実施形態とは異なる。

図３９に示すように、幅テーパが指数関数的に変化する場合、基本モードと任意の高次モードとの間の伝搬定数差は局所的に変化することになる。
この場合、ＭＭＩ領域における正味の位相変化（Δρ）は、上記式（９）と同様になる。
但し、本実施形態では、指数関数的テーパを用いており、幅テーパの変化が異なることから、幅テーパ関数Ｗ_Ｍ（ｚ）は次式（１８）のようになる。

上記式（９）及び上記式（１８）により、基本モードと任意の高次モードとの間の伝搬定数差＜β_０−β_ｖ＞は以下のように表される。

ここで、χ^ＥＸＰはテーパ形状に依存する比例定数である。
上記式（１９）及び上記式（２０）から、指数関数的テーパを有する２：４ＭＭＩカプラのビート長Ｌ_π ^ＥＸＰは、次式（２１）のように表すことができる。

したがって、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のビート長Ｌ_πに対して、図３９に示すような指数関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｄのビート長Ｌ_π ^ＥＸＰは、比例定数χ^ＥＸＰが大きくなるほど短縮することになる。なお、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ幅は、本実施形態の指数関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの出力端２ＤＹの幅Ｗ_Ｍと同一にしている。ここで、１／χ^ＥＸＰは、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ長に対する、本実施形態の指数関数的テーパ形状を有する２：４ＭＭＩカプラ２ＤのＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の短縮率（縮小率）を表すパラメータとも言える。なお、ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の値は、上述の第２実施形態とは異なる。

一方、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄにおける位相変化は、指数関数的に変化するテーパ形状に依存する。
このため、Δψが−π／２及び＋π／２の場合に２：４ＭＭＩカプラ２Ｄから出力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように、χ^ＥＸＰを設定することによって、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。つまり、χ^ＥＸＰを適正化することによって、図３９に示すような光ハイブリッド回路が９０度ハイブリッドとして機能することになる。また、２：４ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の短縮化も図れる。

ここで、図４０は、２：４ＭＭＩカプラ２ＤのＭＭＩ幅の変化率、即ち、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの入力端２ＤＸの幅Ｗ_Ｓと出力端２ＤＹの幅Ｗ_Ｍとの比Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜との関係を示している。なお、図４０は、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜は、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの３番目と４番目の出力チャネルから出力される出力信号（一対の第２光信号）のチャネル間位相差の絶対値である。

また、図４１は、２：４ＭＭＩカプラ２ＤのＭＭＩ幅の変化率Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓと、２：４ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４の縮小率、即ち、１／χ^ＥＸＰ（即ち、Ｗ_Ｓ／Ｗ_Ｍ）との関係を示している。
なお、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値が１の場合、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラとなる（図６参照）。また、ここでは、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）に対して、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの出力端２ＤＸの幅Ｗ_Ｍを同一にし（固定し）、入力端２ＤＸの幅Ｗ_Ｓを変化させている。なお、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの入力端２ＤＸの幅Ｗ_Ｓを固定し、出力端２ＤＹの幅Ｗ_Ｍを変化させるようにしても良い。

図４０，図４１に示すように、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値が増大するにつれて、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜の値は線形的に大きくなり、１／χ^ＥＸＰの値が小さくなる（即ち、ＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４が短縮される）ことが分かる。
また、指数関数的テーパ形状を用いているため、図４０，図４１に示すように、直線関数的テーパ形状を用いる場合（図２４，図２５参照）と比べ、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値に対する｜Δθ｜の値の変化率が大きくなっている。

このため、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの入力端２ＤＸの幅Ｗ_Ｓの値（即ち、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値）の設定によって、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜を所望のπ／２に設定することが可能となる。
ここでは、図４０に示すように、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜がπ／２の場合におけるＷ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値は１．６８であり、図４１に示すように、Ｗ_Ｍ／Ｗ_Ｓの値が１．６８の場合における１／χ^ＥＸＰの値は０．５６である。この場合、χ^ＥＸＰの値は１．７９である。

したがって、指数関数的テーパを有する２：４ＭＭＩカプラ２ＤのＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４は、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ長の１／χ^ＥＸＰ倍、即ち、０．５６倍となる。つまり、指数関数的テーパを有する２：４ＭＭＩカプラ２ＤのＭＭＩ長Ｌ_Ｍ２４は、テーパ形状を有しない２：４ＭＭＩカプラ（図６参照）のＭＭＩ長と比べて、４４％程度の縮小となる。

また、図４０，図４１に示す関係は、任意の入力端２ＤＸの幅Ｗ_Ｓ及び出力端２ＤＹの幅Ｗ_Ｍに対して成り立つ。つまり、任意の入力端２ＤＸの幅Ｗ_Ｓ及び出力端２ＤＹの幅Ｗ_Ｍに対して、χ^ＥＸＰ＝１．７９の条件を満たせば、｜Δθ｜＝π／２となり、図３９に示すような指数関数的テーパを有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｄを用いて、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。

具体的には、指数関数的テーパを有する２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの出力端２ＤＹの幅Ｗ_Ｍが３３μｍの場合、出力信号のチャネル間位相差の絶対値｜Δθ｜＝π／２の条件から、入力端２ＤＸの幅Ｗ_Ｓは、２０μｍに決まる（図４０参照）。このようにして、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの出力端２ＤＹの幅Ｗ_Ｍ及び入力端２ＤＸの幅Ｗ_Ｓが決まると、１／χ^ＥＸＰ＝０．５６、即ち、χ^ＥＸＰ＝１．７９の条件から、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの長さＬ_Ｍ２４は４２３μｍに決まる。これらの値を上記式（１８）に代入することによって得られた式［テーパ関数Ｗ_Ｍ（ｚ）］によって、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄの指数関数的テーパ形状が規定される。

このように指数関数的テーパ形状が規定されており、所定のテーパ関数によってＭＭＩ幅が変調されているため、２：４ＭＭＩカプラ２Ｄから出力される一対の第２光信号の位相差Δθがπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になる。このため、本光ハイブリッド回路１Ｘは、図３９に示すように、同相関係にある一対の第１光信号（Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ）と、直交位相関係にある一対の第３光信号（Ｓ−ｊＬ，Ｓ＋ｊＬ）とを出力することになり、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。つまり、本光ハイブリッド回路１Ｘによって、ＱＰＳＫ信号光が、同相成分（Ｉ成分）のみを含む一対の第１光信号と、直交位相成分（Ｑ成分）のみを含む一対の第３光信号に変換され、確実に９０度ハイブリッド動作が得られることになる。

ここでは、同相関係にある一対の第１光信号、即ち、同相成分のみを含む一対の第１光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。また、直交位相関係にある一対の第３光信号、即ち、直交位相成分のみを含む一対の第３光信号は、一対の第１光信号に対して位相が９０度ずれた一対の光信号である。なお、一対の第３光信号は、位相が１８０度ずれた一対の光信号である。

なお、図３９中、Ｓ−Ｌ，Ｓ＋Ｌ，Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、信号光（Ｓ）の位相を基準にして、ＬＯ光（Ｌ）の位相が相対的にどのような関係になっているかを示している。ここでは、Ｓ−ＬとＳ＋Ｌとは１８０度ずれた位相関係になっていることを示しており、Ｓ＋ｊＬ，Ｓ−ｊＬは、それぞれ、Ｓ＋Ｌ，Ｓ−Ｌに対して９０度ずれた位相関係になっていることを示している。

なお、その他の詳細については、上述の第２実施形態及び変形例（例えば図３１〜図３５参照）と同様であるため、ここでは説明を省略する。
したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路によれば、上述の第２実施形態と同様に、低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、及び、モノリシック集積化に適した９０度ハイブリッドを実現できるという利点がある。

また、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］では避けられない光導波路の交差部が不要であるため、過剰損失を最低限に抑えることができるという利点もある。さらに、４つの出力信号の位相関係を従来の９０度ハイブリッド［図４８（Ａ）、図４９（Ａ）参照］と同様にすることができるため、現在コヒーレント光受信機やコヒーレント検波システム等に用いられている９０度ハイブリッドとの互換性にも優れている。

なお、上述の第２〜第４実施形態にかかる光ハイブリッド回路１Ｘを構成する２：４ＭＭＩカプラのテーパ形状を規定するテーパ関数は、一対の第１光信号間の位相差又は一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になれば良い。このため、第２実施形態の直線関数的テーパ形状、第３実施形態の二乗関数的テーパ形状、及び、第４実施形態の指数関数的テーパ形状に限られるものではなく、例えば、平方根関数的テーパ形状、正弦波関数的テーパ形状、これらを合成した関数によるテーパ形状を用いても良い。
［第５実施形態］
次に、第５実施形態にかかる光受信機、光送受信機、光受信方法について、図４２を参照しながら説明する。

本実施形態にかかる光受信機は、図４２に示すように、上述の第１実施形態及びその変形例の光ハイブリッド回路１［ＱＰＳＫ信号用９０度ハイブリッド；図１、図３（Ａ）、図１６〜図２１参照］を含むコヒーレント光受信機２０である。このコヒーレント光受信機２０は、９０度ハイブリッド１によって識別された光信号を電気信号に変換し、デジタル信号処理を行なうようになっている。

このため、本光受信機２０は、図４２に示すように、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１と、フォトダイオード（光電変換部）２１Ａ，２１Ｂと、ＡＤ変換回路（ＡＤ変換部）２２Ａ，２２Ｂと、デジタル演算回路（デジタル演算部）２３とを備える。
ここで、光ハイブリッド回路１は、ＱＰＳＫ信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換するＭＭＩカプラ２と、第１光信号又は第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する光カプラ３とを備える［図１、図３（Ａ）、図１６〜図２１参照］。

ここでは、ＭＭＩカプラ２は２：４ＭＭＩカプラである。また、光カプラ３は２：２ＭＭＩカプラである。そして、光ハイブリッド回路１は光半導体素子によって構成される。
本実施形態では、図４２に示すように、光ハイブリッド回路１の２：４ＭＭＩカプラ２の入力側の一のチャネルにＱＰＳＫ信号光が入力され、２：４ＭＭＩカプラ２の入力側の他のチャネルにＬＯ光が入力されるようになっている。つまり、光ハイブリッド回路１の２：４ＭＭＩカプラ２の入力側の一のチャネルは、ＱＰＳＫ信号光を入力するためのチャネルである。また、光ハイブリッド回路１の２：４ＭＭＩカプラ２の入力側の他のチャネルは、ＬＯ光を入力するためのチャネルである。

このため、本光受信機２０は、さらに、光ハイブリッド回路１の２：４ＭＭＩカプラ２の入力側の他のチャネルにＬＯ光を入力するための局部発振光発生部（ＬＯ光源）２４を備える。
そして、光ハイブリッド回路１にＱＰＳＫ信号光（ＱＰＳＫ信号パルス）とこれに時間的に同期したＬＯ光が入力されると、ＱＰＳＫ信号光とＬＯ光との相対位相差Δψに応じて、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。ここでは、相対位相差Δψが０、π、−π／２、＋π／２の場合に、光ハイブリッド回路１の出力強度比は、それぞれ、０：２：１：１、２：０：１：１、１：１：２：０、１：１：０：２となる（図９参照）。

フォトダイオード２１Ａ，２１Ｂは、光ハイブリッド回路１の多モード干渉カプラ２及び光カプラ３のそれぞれから出力される一対の光信号をアナログ電気信号に光電変換するフォトダイオードである。
ここでは、光電変換及び信号復調のために、光ハイブリッド回路１の後段に差動型フォトダイオード（ＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂが設けられている。ここで、ＢＰＤ２１Ａ，２１Ｂは、２つのフォトダイオード（ＰＤ）を備え、一方のＰＤのみに光信号が入力された場合は「１」に相当する電流が流れ、他方のＰＤのみに光信号が入力された場合は「−１」に相当する電流が流れ、両方のＰＤに同時に光信号が入力された場合は電流が流れない。このため、相対位相差Δψに応じて、異なる出力強度比の光信号が、光ハイブリッド回路１から２つのＢＰＤ２１Ａ，２１Ｂへ入力されると、２つのＢＰＤ２１Ａ，２１Ｂから異なるパターンの電気信号が出力されることになる。つまり、２つのＢＰＤ２１Ａ，２１Ｂによって、ＱＰＳＫ信号光における位相情報が識別され、それぞれ異なるパターンの電気信号に変換されることになる。

具体的には、光ハイブリッド回路１の出力側の１番目及び２番目のチャネルに第１ＢＰＤ２１Ａが接続されており、光ハイブリッド回路１の出力側の３番目及び４番目のチャネルに第２ＢＰＤ２１Ｂが接続されている。つまり、同相関係にある一対の第１光信号が出力される１番目及び２番目のチャネル（隣接する一対の第１出力チャネル）に第１ＢＰＤ２１Ａが接続されている。また、同相関係にある一対の第２光信号（第１光信号に対しては直交位相関係にある）が出力される３番目及び４番目のチャネル（隣接する一対の第２出力チャネル）に第２ＢＰＤ２１Ｂが接続されている。

ＡＤ変換回路２２Ａ，２２Ｂは、フォトダイオード２１Ａ，２１Ｂから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路である。
デジタル演算回路２３は、ＡＤ変換回路２２Ａ，２２Ｂから出力されるデジタル電気信号を用いて、受信信号光の情報を推定するための演算処理を実行するデジタル演算回路（デジタル信号処理回路）である。

本光受信機２０は、上述のように構成されるため、以下のようにして光信号を受信することになる（光受信方法）。
つまり、まず、光ハイブリッド回路１の多モード干渉カプラ（ここでは２：４ＭＭＩカプラ２）を用いて、ＱＰＳＫ信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する。次いで、光カプラ（ここでは２：２ＭＭＩカプラ３）を用いて、第１光信号又は第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する。そして、第１光信号又は第２光信号と、第３光信号とを受信する。

なお、光ハイブリッド回路１の詳細については、上述の第１実施形態及びその変形例と同様であるから、ここではその説明を省略する。
したがって、本実施形態にかかる光受信機によれば、低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、及び、モノリシック集積化に適した９０度ハイブリッドを備える光受信機を実現できるという利点がある。

なお、上述の実施形態及び変形例では、光受信機として、上述の第１実施形態及び変形例の光ハイブリッド回路を含む光受信機を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、図４３に示すように、上述の第２実施形態〜第４実施形態及び変形例の光ハイブリッド回路１Ｘのいずれかを含む光受信機２０Ｘとして構成することもできる。なお、図４３では、上述の実施形態（図４２参照）と同一のものには同一の符号を付している。

また、上述の実施形態及び変形例では、光受信機を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、上述の実施形態の光受信機の構成を備えるものとして光送受信機を構成することもできる。
また、上述の実施形態及び変形例では、光ハイブリッド回路１，１Ｘが、ＭＭＩカプラ２，２Ａ〜２Ｄと光カプラ３とを備える光半導体素子によって構成されているが、これに限られるものではない。例えば、ＭＭＩカプラ２，２Ａ〜２Ｄと光カプラ３とを備える光半導体素子に、さらに、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂが集積されていても良い。つまり、ＭＭＩカプラ２，２Ａ〜２Ｄと、光カプラ３と、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂとが一体に集積されていても良い。
［第６実施形態］
次に、第６実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図４４を参照しながら説明する。

本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、上述の第１実施形態のものがＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光が時間的に同期させて入力されるようになっているのに対し、差分四位相偏移変調（ＤＱＰＳＫ）信号が入力されるようになっている点で異なる。
つまり、本光ハイブリッド回路は、光伝送システムにおいてＤＱＰＳＫ信号の位相変調情報を識別するために用いられる９０度ハイブリッド回路（以下、９０度ハイブリッドともいう）である。

このため、図４４に示すように、本光ハイブリッド回路１Ａは、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１の構成に加え、光遅延回路５と、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラ６とを備える。つまり、本光ハイブリッド回路１Ａは、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１に含まれる２：４ＭＭＩカプラ２の前段（前端部）に光遅延回路５を介して１：２光カプラ６が従属接続された構造になっている。なお、上述の第１実施形態と同様に、光ハイブリッド回路１は、ＭＭＩカプラ２と光カプラ３とを備える光半導体素子によって構成されている。また、図４４では、上述の第１実施形態［図１（Ａ）参照］と同一のものには同一の符号を付している。

ここで、光遅延回路５は、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１に含まれる２：４ＭＭＩカプラ２の入力側の一のチャネルに接続されている。
１：２光カプラ６は、光遅延回路５及び２：４ＭＭＩカプラ２の入力側の他のチャネルに接続されている。ここでは、１：２光カプラ６は１：２ＭＭＩカプラである。
具体的には、２：４ＭＭＩカプラ２の一の入力チャネルと１：２ＭＭＩカプラ６の一の出力チャネルとを接続する一の光導波路の長さを、２：４ＭＭＩカプラ２の他の入力チャネルと１：２ＭＭＩカプラ６の他の出力チャネルとを接続する他の光導波路の長さよりも長くしている。

つまり、２：４ＭＭＩカプラ２の２つの入力ポートと１：２ＭＭＩカプラ６の２つの出力ポートとを接続する２つの光導波路（アーム）の長さ（光路長）に差が設けられている。
ここでは、一の光導波路の長さを長くして、ＤＱＰＳＫ信号パルスの１ビットの遅延に相当する光路長差を設けている。このため、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路１に含まれる２：４ＭＭＩカプラ２の一の入力チャネルに接続された一の光導波路が光遅延回路５である。

そして、１：２ＭＭＩカプラ６の入力側のチャネルに、ＤＱＰＳＫ信号光が入力されるようになっている。このため、１：２ＭＭＩカプラ６の入力側のチャネルは、ＤＱＰＳＫ信号光を入力するための入力チャネルである。ＤＱＰＳＫ信号光パルスは、１：２ＭＭＩカプラ６を経由して２つの経路に分けられ、一方のＤＱＰＳＫ信号光は光遅延回路５によって１ビット遅延された後、２つのＤＱＰＳＫ信号光が時間的に同期して２：４ＭＭＩカプラ２に入力されることになる。この場合、２：４ＭＭＩカプラ２の２つの入力チャネルのそれぞれに入力されるＤＱＰＳＫ信号光の相対位相差は、上述の第１実施形態において説明した４種類の相対位相差Δψのいずれかになる（図９参照）。このため、上述の第１実施形態と同様の２：４ＭＭＩカプラ以降の回路構成によって、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。したがって、本光ハイブリッド回路１Ａも、上述の第１実施形態の場合と同様に、９０度ハイブリッドとして機能する。

なお、その他の詳細は、上述の第１実施形態と同様であるから、ここではその説明を省略する。ここで、上述の第１実施形態のものを本実施形態のものに適用するにあたっては、ＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光を、相対位相差Δψを有する２つのＤＱＰＳＫ信号光に読み替えて適用すれば良い。
したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路によれば、上述の第１実施形態の場合と同様に、低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、及び、モノリシック集積化に適した９０度ハイブリッドを実現できるという利点がある。

また、従来の４：４ＭＭＩカプラを用いた９０度ハイブリッド［図５０（Ａ）参照］では避けられない光導波路の交差部が不要であるため、過剰損失を最低限に抑えることができるという利点もある。さらに、４つの出力信号の位相関係を従来の９０度ハイブリッド［図４８（Ａ）、図４９（Ａ）参照］と同様にすることができるため、現在コヒーレント光受信機やコヒーレント検波システム等に用いられている９０度ハイブリッドとの互換性にも優れている。

なお、上述の実施形態では、２：４ＭＭＩカプラ２の前段に設けられる１：２光カプラ６として１：２ＭＭＩカプラを用いているが、これに限られるものではない。例えば、１：２ＭＭＩカプラの代わりに、Ｙ分岐カプラ、２：２方向性結合器などを用いることもでき、この場合も上述の実施形態の場合と同様に９０度ハイブリッド動作を得ることができる。

また、上述の実施形態では、上述の第１実施形態と同様に、光ハイブリッド回路１Ａが、ＭＭＩカプラ２と光カプラ３とを備える光半導体素子を含むものとして構成されているが、これに限られるものではない。例えば、光ハイブリッド回路１Ａが、ＭＭＩカプラ２と、光カプラ３と、光遅延回路５と、１：２光カプラ６とを備える光半導体素子によって構成されていても良い。

また、上述の第１実施形態の変形例［図３（Ａ）、図１６〜図２１参照］は、本実施形態のものにも同様に適用することができる。
また、上述の実施形態では、上述の第１実施形態の光ハイブリッド回路を備えるものとし、上述の第１実施形態の変形例として説明しているが、図４５に示すように、上述の第２実施形態〜第４実施形態の光ハイブリッド回路を備えるものとし、上述の第２実施形態〜第４実施形態の変形例として構成することもできる。つまり、光ハイブリッド回路１ＸＡは、上述の第２実施形態〜第４実施形態の光ハイブリッド回路１Ｘの構成に加え、光遅延回路５と、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラ６とを備える。また、上述の第２実施形態の変形例（例えば図３１〜図３５参照）、上述の第３実施形態や第４実施形態の変形例は、本実施形態のものにも同様に適用することができる。
［第７実施形態］
次に、第７実施形態にかかる光受信機、光送受信機、光受信方法について、図４６、図４７を参照しながら説明する。

本実施形態にかかる光受信機は、図４６、図４７に示すように、上述の第６実施形態及びその変形例の光ハイブリッド回路１Ａ，１ＸＡ（ＤＱＰＳＫ信号用９０度ハイブリッド；図４４、図４５、図３、図１７〜図２１参照）を含むコヒーレント光受信機２０Ａ，２０ＸＡである。このコヒーレント光受信機２０Ａ，２０ＸＡは、９０度ハイブリッド１Ａ，１ＸＡによって識別された光信号を電気信号に変換し、デジタル信号処理を行なうようになっている。

このため、本光受信機２０Ａ，２０ＸＡは、図４６，図４７に示すように、上述の第６実施形態及び変形例の光ハイブリッド回路１Ａ，１ＸＡと、フォトダイオード（光電変換部）２１Ａ，２１Ｂと、ＡＤ変換回路（ＡＤ変換部）２２Ａ，２２Ｂと、デジタル演算回路（デジタル演算部）２３とを備える。
なお、光ハイブリッド回路の詳細については、上述の第６実施形態及びその変形例［図４４、図４５、図３（Ａ）、図１６〜図２１参照］と同様であるから、ここではその説明を省略する。また、フォトダイオード２１Ａ，２１Ｂ、ＡＤ変換回路２２Ａ，２２Ｂ、デジタル演算回路２３の構成及び光受信方法については、上述の第５実施形態及びその変形例（図４２，図４３）と同様であるから、ここではその説明を省略する。但し、本光受信機２０Ａには局部発振光発生部は存在しない。ここで、上述の第５実施形態及びその変形例のものを本実施形態のものに適用するにあたっては、ＱＰＳＫ信号光及びＬＯ光を、相対位相差Δψを有する２つのＤＱＰＳＫ信号光に読み替えて適用すれば良い。なお、図４６，図４７では、上述の第５実施形態（図４２参照）及び第６実施形態（図４４参照）のものと同一のものには同一の符号を付している。

したがって、本実施形態にかかる光受信機によれば、低波長依存性、低位相ズレ特性、低挿入損失であり、コンパクト化、及び、モノリシック集積化に適した９０度ハイブリッドを備える光受信機を実現できるという利点がある。
なお、上述の実施形態では、光受信機を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、上述の第５実施形態の変形例と同様に、上述の実施形態の光受信機の構成を備えるものとして光送受信機を構成することもできる。

また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路１Ａ，１ＸＡが、ＭＭＩカプラ２，２Ａ〜２Ｄと光カプラ３とを備える光半導体素子によって構成されることになるが（第６実施形態参照）、これに限られるものではない。例えば、ＭＭＩカプラ２，２Ａ〜２Ｄと光カプラ３とを備える光半導体素子に、さらに、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂが集積されていても良い。つまり、ＭＭＩカプラ２，２Ａ〜２Ｄと、光カプラ３と、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂとが一体に集積されていても良い。

また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路１Ａ，１ＸＡが、ＭＭＩカプラ２，２Ａ〜２Ｄと、光カプラ３と、光遅延回路５と、１：２光カプラ６とを含む光半導体素子によって構成されることになるが(第６実施形態の変形例参照)、これに限られるものではない。例えば、ＭＭＩカプラ２，２Ａ〜２Ｄと、光カプラ３と、光遅延回路５と、１：２光カプラ６とを含む光半導体素子に、さらに、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂが集積されていても良い。つまり、ＭＭＩカプラ２，２Ａ〜２Ｄと、光カプラ３と、光遅延回路５と、１：２光カプラ６と、フォトダイオード（ここではＢＰＤ）２１Ａ，２１Ｂとが一体に集積されていても良い。
［その他］
なお、本発明は、上述した各実施形態及び変形例に記載した構成に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形することが可能である。

以下、上述の各実施形態及び変形例に関し、更に、付記を開示する。
（付記１） 幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、
前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備えることを特徴とする、光ハイブリッド回路。

（付記２）
前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの一方又は前記一対の第２出力チャネルの一方に位相制御領域を備えることを特徴とする、付記１記載の光ハイブリッド回路。
（付記３）
前記位相制御領域は、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように位相を制御する領域であることを特徴とする、付記２記載の光ハイブリッド回路。

（付記４）
前記多モード干渉カプラは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する２：４多モード干渉カプラであることを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
（付記５）
前記２：４多モード干渉カプラは、対モード干渉に基づく２：４多モード干渉カプラであることを特徴とする、付記４記載の光ハイブリッド回路。

（付記６）
前記多モード干渉カプラは、入力側に４つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する４：４多モード干渉カプラであり、前記入力側の４つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた２つのチャネルが光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１〜３のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。

（付記７）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、四位相偏移変調信号光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１〜６のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。

（付記８）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、
前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラとを備え、
前記１：２光カプラの入力側のチャネルが、差分四位相偏移変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記１〜６のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。

（付記９）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、
前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、
前記多モード干渉カプラは、第１の幅の入力端と、前記第１の幅と異なる第２の幅の出力端とを有し、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になることを特徴とする、光ハイブリッド回路。

（付記１０）
前記多モード干渉カプラは、幅が伝搬方向に向かってテーパ状に変化する形状を備えることを特徴とする、付記９記載の光ハイブリッド回路。
（付記１１）
前記多モード干渉カプラは、直線関数的テーパ形状、二乗関数的テーパ形状、指数関数的テーパ形状、平方根関数的テーパ形状、正弦波関数的テーパ形状、又は、これらを合成した関数によるテーパ形状を備えることを特徴とする、付記９又は１０記載の光ハイブリッド回路。

（付記１２）
前記多モード干渉カプラと前記２：２光カプラとが直接接続されていることを特徴とする、付記９〜１１のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
（付記１３）
前記多モード干渉カプラは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する２：４多モード干渉カプラであることを特徴とする、付記９〜１２のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。

（付記１４）
前記多モード干渉カプラは、入力側に４つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する４：４多モード干渉カプラであり、前記入力側の４つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた２つのチャネルが光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記９〜１３のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。

（付記１５）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、四位相偏移変調信号光を入力するための入力チャネルであり、
前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記９〜１４のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。

（付記１６）
前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、
前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に１つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する１：２光カプラとを備え、
前記１：２光カプラの入力側のチャネルが、差分四位相偏移変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記９〜１５のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。

（付記１７）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備える光ハイブリッド回路と、
前記多モード干渉カプラから出力される前記第１光信号又は前記第２光信号、及び、前記２：２光カプラから出力される前記第３光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、
前記フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
前記ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。

（付記１８）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、前記多モード干渉カプラは、第１の幅の入力端と、前記第１の幅と異なる第２の幅の出力端とを有し、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になる光ハイブリッド回路と、
前記多モード干渉カプラから出力される前記第１光信号又は前記第２光信号、及び、前記２：２光カプラから出力される前記第３光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、
前記フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
前記ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。

（付記１９）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換し、
前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラを用いて、前記第１光信号又は前記第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換し、
前記第１光信号又は前記第２光信号と、前記第３光信号とを受信することを特徴とする光受信方法。

（付記２０）
幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換し、
前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラを用いて、前記第１光信号又は前記第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換し、
前記第１光信号又は前記第２光信号と、前記第３光信号とを受信し、
前記多モード干渉カプラは、第１の幅の入力端と、前記第１の幅と異なる第２の幅の出力端とを有し、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になることを特徴とする光受信方法。

１，１Ａ，１Ｘ，１ＸＡ 光ハイブリッド回路
２，２Ａ，２Ｂ，２Ｃ，２Ｄ ＭＭＩカプラ（２：４ＭＭＩカプラ）
２Ｘ，２ＡＸ，２ＢＸ，２ＣＸ，２ＤＸ 入力端
２Ｙ，２ＡＹ，２ＢＹ，２ＣＹ，２ＤＹ 出力端
３ 光カプラ（２：２ＭＭＩカプラ）
３Ａ 方向性結合器（２：２方向性結合器）
３Ｂ 二モード干渉カプラ（２：２二モード干渉カプラ）
４，４Ａ 位相シフタ
４Ｂ 光導波路
５ 光遅延回路
６ １：２光カプラ
１０ ＩｎＰ基板
１１ ＧａＩｎＡｓＰコア層
１２ ＩｎＰクラッド層
１３ 光半導体素子
２０，２０Ａ，２０Ｘ，２０ＸＡ コヒーレント光受信機
２１Ａ，２１Ｂ フォトダイオード（光電変換部；ＢＰＤ）
２２Ａ，２２Ｂ ＡＤ変換回路（ＡＤ変換部）
２３ デジタル演算回路（デジタル演算部）
２４ 局部発振光発生部（ＬＯ光源）

Claims (10)

1. 幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、
   前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備えることを特徴とする、光ハイブリッド回路。
2. 前記２：２光カプラが接続された前記一対の第１出力チャネルの一方又は前記一対の第２出力チャネルの一方に位相制御領域を備えることを特徴とする、請求項１記載の光ハイブリッド回路。
3. 前記位相制御領域は、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になるように位相を制御する領域であることを特徴とする、請求項２記載の光ハイブリッド回路。
4. 前記多モード干渉カプラは、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に４つのチャネルを有する２：４多モード干渉カプラであることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の光ハイブリッド回路。
5. 前記２：４多モード干渉カプラは、対モード干渉に基づく２：４多モード干渉カプラであることを特徴とする、請求項４記載の光ハイブリッド回路。
6. 幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、
   前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、
   前記多モード干渉カプラは、第１の幅の入力端と、前記第１の幅と異なる第２の幅の出力端とを有し、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になることを特徴とする、光ハイブリッド回路。
7. 幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備える光ハイブリッド回路と、
   前記多モード干渉カプラから出力される前記第１光信号又は前記第２光信号、及び、前記２：２光カプラから出力される前記第３光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、
   前記フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
   前記ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。
8. 幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備え、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を、同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有し、前記第１光信号又は前記第２光信号を、直交位相関係にある一対の第３光信号に変換する２：２光カプラとを備え、前記多モード干渉カプラは、第１の幅の入力端と、前記第１の幅と異なる第２の幅の出力端とを有し、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になる光ハイブリッド回路と、
   前記多モード干渉カプラから出力される前記第１光信号又は前記第２光信号、及び、前記２：２光カプラから出力される前記第３光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、
   前記フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するＡＤ変換回路と、
   前記ＡＤ変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。
9. 幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換し、
   前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラを用いて、前記第１光信号又は前記第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換し、
   前記第１光信号又は前記第２光信号と、前記第３光信号とを受信することを特徴とする光受信方法。
10. 幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第１光信号を出力するための隣接する一対の第１出力チャネルと、同相関係にある一対の第２光信号を出力するための隣接する一対の第２出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、四位相偏移変調信号光又は差分四位相偏移変調信号光を同相関係にある一対の第１光信号及び同相関係にある一対の第２光信号に変換し、
    前記第１出力チャネル又は前記第２出力チャネルに接続されており、入力側に２つのチャネルを有し、出力側に２つのチャネルを有する２：２光カプラを用いて、前記第１光信号又は前記第２光信号を直交位相関係にある一対の第３光信号に変換し、
    前記第１光信号又は前記第２光信号と、前記第３光信号とを受信し、
    前記多モード干渉カプラは、第１の幅の入力端と、前記第１の幅と異なる第２の幅の出力端とを有し、前記一対の第１光信号間の位相差又は前記一対の第２光信号間の位相差がπ／２＋ｐ＊π（ｐは整数）になることを特徴とする光受信方法。