JP2009516953A - クロス偏波干渉の推定を用いたモデム制御 - Google Patents

クロス偏波干渉の推定を用いたモデム制御 Download PDF

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Abstract

受信機（３２）は、少なくとも１つのアンテナ（２８）と結合された入力回路を有し、第１と第２の信号を受信し、処理し、デジタル化し、入力サンプルの第１と第２のストリームを生成する。受信機内の干渉除去回路（４６）は、第１と第２の適応フィルター（６４、６６）を有し、第１と第２の係数を用いて、入力サンプルの第１と第２のストリームをフィルターにかけ、第１と第２のフィルター出力を生成する。位相回転器（６８，７１）は、第１と第２の信号間の位相偏差を補償するための可変位相シフトを適用するために用いられる。位相回転器は、少なくとも１つの構成パラメータを有する。制御モジュール（６７）は、干渉除去回路の信号特性を推定し、推定信号特性に応じて位相回転器の少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する。

Description

本発明は、一般的には、ワイヤレス通信におけるモデムに関する。詳細には、クロスチャネル干渉レベルの推定を用いてモデムを制御するための方法とシステムに関する。
偏波ダイバーシチは、同一リンク上で、直交する偏波を持つ２つの並列通信チャネルを提供する通信システムにおいて用いられ、これにより、リンク容量が２倍となる。２つの直交した偏波を用いて、分離し、独立した信号が送信される。しかし、チャネルの直交性にも係らず、殆どの場合、信号間で干渉が生じる。この干渉の影響を減少させるため、受信機はクロス偏波干渉キャンセラー（XPIC: cross-polarization interference canceller）を有することができる。XPICは、本来の独立した信号を復元するために、２つの信号を処理し、合成する。
技術的には、各種のXPIC回路が知られている。例えば、米国特許第4,914,676号、第5,920,595号、第5,710,799号、ヨーロッパ公開特許公報EP 1365519 A1、国際公開公報WO 00/77952 A1において、XPIC回路が記述されており、これらの開示は参照として、本文に全て組み込まれる。
幾つかのアプリケーションにおいて、干渉除去処理は、干渉信号の位相を変更する。例えば、米国特許第6,236,263号（この開示は参照として、本文に全て組み込まれる）では、主偏波内のクロス偏波の干渉を除去するためのクロス偏波干渉除去機能を持つ復調器が記述されている。復調器は、主偏波のベースバンド信号を復調するための復調ユニット、ならびに復調された信号内の誤差に基づき、クロス偏波の干渉信号の位相を制御する位相制御ユニットを有する。干渉除去ユニットは、主偏波の復調信号から干渉信号成分を除去する。
XPIC回路の性能に影響を与える要素の１つとして、位相同期回路（PLL: phase-locked loop）により制御されるミキサや乗算器など、位相回転器の性能がある。PLLは、補正が施される希望信号に対して、干渉補正信号の位相と周波数オフセットを調整する。本発明の実施例では、この位相回転器の位相及び／又は周波数を制御するための方法とデバイスを提示する。ここでは、位相回転器を“スレーブPLL”と呼ぶ。
幾つかの実施例では、XPIC回路内の制御モジュールは、受信シンボルのクロス偏波干渉比（XPD: cross-polarization interference ratio）等の信号特性を推定する。続いて、制御モジュールは、推定された信号特性に応じて、ループバンド幅や利得など、スレーブPLLのパラメータを設定する。この目的のため、幾つかの実施例では、制御モジュールは、推定されたXPD値に依存したメトリック関数を評価する。
その他の開示された方法は、高XPD（低干渉レベル）条件下において、同期が外れたスレーブPLLの問題を説明する。開示方法を用いて、XPIC回路内の制御モジュールは、XPDが既定のしきい値以下に低下する状態を検出する。スレーブPLLの適切な周波数設定を探索し、この適切な周波数設定をPLLに書き込む。この方法により、XPDが高値からより低い値に低下する場合において、スレーブPLLは正確な周波数に固定できるようになる。この結果、XPD値が低下した際、不要な遷移イベントを回避する。
また、XPIC回路内の等化器の係数値に基づきXPD値を推定する方法にも言及する。幾つかの実施例では、この推定方法は、ここで述べられているPLLパラメータ設定方法及び／又はPLL同期方法と合わせて用いられる。
また、紹介するXPIC回路では、開示された方法を用いて、スレーブPLL設定が適応的に制御される。
開示された方法とシステムは、クロス偏波干渉以外の形態の干渉を除去するためにも使用することができる。
本発明の実施例により、受信機は、入力回路と干渉除去回路を有し、
入力回路は、少なくとも１つのアンテナと結合し、第１と第２の信号を受信し、信号処理し、デジタル化し、これにより入力サンプルの第１と第２のストリームを生成し、
干渉除去回路は、
それぞれ第１と第２の係数を用いて、入力サンプルの第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成する第１と第２の適応フィルターと、
第１と第２の信号間の位相偏差を補償する可変位相シフトを適用するために適合され、少なくとも１つの構成パラメータ（configuration parameter）を有する位相回転器と、
干渉除去回路の信号特性を推定し、当該推定信号特性に応じて位相回転器の少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する制御モジュールを有する。
１つの実施例では、第１の信号は、第２の信号による干渉を含む。干渉除去回路は、入力サンプルの第１と第２のストリームに応じて、出力サンプルの第３のストリームを生成するよう動作する。これは、第１の信号に相当し、減じられた干渉レベルを有する。
その他の実施例では、制御モジュールは、干渉レベルの増加を識別し、識別された増加に応じて、少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する。更にその他の実施例では、位相回転器は位相同期回路（PLL）を有し、少なくとも１つの構成パラメータは、PLLの周波数設定を有し、制御モジュールは、干渉レベルの増加を識別した後、推定信号特性に応じて決められる最良の周波数設定を既定の周波数設定範囲にわたり探索し、PLLに最良周波数設定を書き込むよう動作する。
更にその他の実施例では、第１と第２の信号は、第１と第２のそれぞれ互いに直交した偏波で送信され、干渉除去回路は、第２信号から第１信号に結合されたクロス偏波干渉を減じるよう動作する。
１つの実施例では、位相回転器は位相同期回路（PLL）を有し、少なくとも１つの構成パラメータは、PLLのループバンド幅とループ利得の少なくとも１つを有する。その他の実施例では、制御モジュールは、パイロット基準とバッチ基準の位相推定方法の少なくとも１つを用いて、可変位相シフトを計算するよう動作する。
更にその他の実施例では、信号特性は、第１と第２の信号間のクロス結合のレベルを有する。更にその他の実施例では、第１と第２の係数は、第１と第２の信号が受信される通信チャネルの状態に応じて適応的に決定される。制御モジュールは、第１と第２の係数の少なくとも幾つかに基づき計算を行うことで、クロス結合のレベルを推定するよう動作する。
１つの実施例では、制御モジュールは、少なくとも１つの構成パラメータの２つ以上の既定の制御セットを蓄積し、推定信号特性に応じてメトリック関数を評価し、評価されたメトリック関数に応じて２つ以上の既定の制御セットから１つの選択された制御セットを選択し、当該選択された制御セットを位相回転器に書き込むよう動作する。追加として、あるいは代わりとして、制御モジュールは、推定信号特性に応じて、少なくとも１つの構成パラメータを適応的に計算するよう動作する。
１つの実施例では、第２の信号は、第１の信号による干渉を含み、干渉除去回路は、入力サンプルの第１と第２のストリームに応じて、出力サンプルの第４のストリームを生成するよう動作する。これは、第２の信号に相当し、減じられた干渉レベルを有する。
本発明の実施例により、ワイヤレス通信システムは、送信機と受信機を有し、
送信機は、第１と第２の信号を空間上に送信するよう動作し、
受信機は、入力回路と干渉除去器を有し、
入力回路は、少なくとも１つのアンテナと結合し、第１と第２の信号を受信し、信号処理し、デジタル化し、これにより入力サンプルの第１と第２のストリームを生成し、
干渉除去回路は、
それぞれ第１と第２の係数を用いて、入力サンプルの第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成する第１と第２の適応フィルターと、
第１と第２の信号間の位相偏差を補償する可変位相シフトを適用するために適合され、少なくとも１つの構成パラメータを有する位相回転器と、
干渉除去回路の信号特性を推定し、当該推定信号特性に応じて位相回転器の少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する制御モジュールを有する。
本発明の実施例により、干渉除去回路は、それぞれ第１と第２の信号に相当する入力サンプルの第１と第２のストリームを信号処理するための回路であり、
それぞれ第１と第２の係数を用いて、入力サンプルの第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成する第１と第２の適応フィルターと、
第１と第２の信号間の位相偏差を補償する可変位相シフトを適用するために適合され、少なくとも１つの構成パラメータを持つ位相回転器と、
干渉除去回路の信号特性を推定し、当該推定信号特性に応じて位相回転器の少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する制御モジュールを有する。
本発明の実施例により、ワイヤレス通信における方法は、
空間に送信された第１と第２の信号を受信し、信号処理し、デジタル化し、入力信号の第１と第２のストリームを生成し、
それぞれ第１と第２の係数を用い、入力サンプルの第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成し、
少なくとも１つの構成パラメータを持つ位相回転器を用い、第１と第２のフィルター出力の１つに可変位相シフトを適用し、第１と第２の信号間の位相偏差を補正した位相シフトされた出力を生成し、
第１と第２のフィルター出力を加算し、第１の信号に相当する出力サンプルの第３のストリームを生成し、
干渉除去回路の信号特性を推定し、
当該推定信号特性に応じて位相回転器の少なくとも１つの構成パラメータを設定する。
本発明の実施例により、干渉レベルを推定するための方法は、
第１と第２の信号を受信し、処理し、デジタル化し、入力サンプルの第１と第２のストリームを生成し、
それぞれ第１と第２の係数を用い、入力サンプルの第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成し、
第１と第２の係数に基づき、第２の信号により第１の信号に含まれる干渉レベルを推定する。
１つの実施例では、入力サンプルの第１と第２のストリームをフィルターにかけることは、それぞれ第１と第２の適応等化器を用いて、サンプルをフィルターにかけることを有する。
本発明は、以下に示す実施例の詳細記述と図により、完全に理解されるであろう。
〔実施例の詳細な説明〕
システム記述
図１は、本発明の実施例によるワイヤレスデータ送信システム２０を図示したブロックダイアグラムである。システム２０は送信機２２を有し、偏波ダイバーシチを用いて、送信アンテナ２４を介して２つの信号を同時に送信する。送信機２２とアンテナ２４は、結合されており、直交的に偏波された電磁波としての２つの信号を送信する。図１の典型的な例において、Hで示されるシンボルは水平偏波を用いて送信され、Vで示されるシンボルは垂直偏波を用いて送信される。代わりに、時計方向と反時計方向の円偏波、+45°と−45°の偏波、あるいは、技術的に既知であるその他の適切な直交偏波構成を用いて、信号を送信することもできる。さらに代わりとして、２つの偏波に対し、分離した送信アンテナ（及び／又は、分離した受信アンテナ）を使うこともできる。
Figure 2009516953
図２は、本発明の実施例による受信機３２の要素を示したブロックダイアグラムである。図２の典型的実施例において、アンテナ２８で受信された信号は、直交モード変換機（OMT）３８により、２つの直交偏波成分に分離される。代わりの例では、システム２０は、２つの分離した受信アンテナ２８を有し、１つのアンテナが各直交成分を受信してもよい。２つの直交成分は、RF受信回路４０と４１にそれぞれ入力する。ここでは、信号をアナログ処理し、適切なベースバンドあるいは中間周波数（IF）へのダウンコンバートを行う。受信信号のダウンコンバートは、受信回路４０と４１により受信された信号と各局部発振器（LO）４２、４３をミキシングすることで行われる。代わりの例では、受信回路４０、４１は１つの共通局部発振器を使用することもできる。ダウンコンバートされた信号は、アナログ―デジタル変換機（ADC）４４，４５によりデジタル化される。
デジタル化された信号は、モデムフロントエンド（FE）４７で処理される。フロントエンド４７の詳細な機能は、本発明の説明において本質的ではなく、実施例に応じて変えることができる。幾つかの実施例では、フロントエンド４７は、自動利得制御（AGC）、サンプリングレート変換、タイミング回復といった機能を実行する回路を有する。モデムフロントエンドは、xHとxVで表されるデジタル入力サンプルの２つのストリームを生成する。これは、受信信号に相当する。
Figure 2009516953
図３は、本発明の実施例による通信チャネル２６とクロス偏波干渉キャンセラー（XPIC）４６の詳細を図示したブロックダイアグラムである。送信アンテナ２４と受信アンテナ２８の間の通信チャネル２６は、水平偏波チャネルと垂直偏波チャネルを持つ様にモデル化され、各々、信号がチャネル２６を通じて伝搬する際の信号の伝達特性を定義している。通信チャネル２６は、偏波成分間の結合あるいはクロス偏波干渉に加えて、各偏波成分内でフェージングと付加雑音の影響を受ける（以下の記述において、便宜上、説明に不必要なシステム２０の要素は、省略される。例えば、図３において、RF受信回路４０と４１、ADC４４と４５、フロントエンド４７は示されない）。
チャネル２６は、H1,…,H4で示される４つのチャネル伝達関数６０を用いてモデル化される。ここで、H1は水平偏波成分の伝達関数を表し、H4は垂直偏波成分の伝達関数を表す。伝達関数H2は垂直成分への水平信号のクロス結合を示し、伝達関数H3は水平成分への垂直信号の結合を示す。
通常、通信チャネル２６の一部分として、熱雑音も２つの偏波成分に付加される。一般的に、関数H1,…,H4で示される通信チャネルは、時変動、周波数選択性分散チャネルを有する。関数H2とH3は、水平と垂直チャネル間のクロス偏波干渉を定義する。受信機３２、特にXPIC４６は、この干渉を適応的に除去する。
Figure 2009516953
XPIC４６は、２つの偏波成分を処理するため、２つのデジタル処理チャネル（以下、「水平及び垂直処理チャネル」と記す）を有する。図３は、シンボルHを復号する水平チャネルのみを示す。各デジタル処理チャネルは、２つのパイプラインを有し、各々、フィードフォワード等化器（FFE）を有する。図３で示される水平処理チャネルは、xHサンプルストリームを処理する主パイプラインとxVサンプルストリームを処理する補助パイプラインを有する。垂直処理チャネルは、同様の構成で、xHとxVを用いて、シンボルVを復号する。サンプルストリームxHに存在するクロス偏波干渉を除去するために、XPIC４６は、FFE６４と６６のような各フィルター（FFE1、FFE2で示される）を用いて、サンプルストリームxHとxVをフィルターにかける。幾つかの実施例では、周知のように、等化器は、複数タップ、時間領域有限インパルス応答（FIR）デジタルフィルターを用いて構成される。代わりに、フィルターは、他に適したデジタルフィルター方法を用いて構成することもできる。例えば、無限インパルス応答（IIR）や周波数領域フィルター方法である。FFE1とFFE2の各々は、等化器の伝達関数を定義する複数の係数を有する。
制御モジュール６７は、FFE1とFFE2の係数を適応的に変更する。これにより、２つの等化器の伝達関数が変更される。一般的に、モジュール６７は、垂直偏波成分から水平偏波成分への干渉（チャネル２６内の関数H3で示される）を補償する最適な係数値を決定する。
制御モジュール６７は、FFE2の出力に設けられた位相回転器を制御することにより、補助パイプライン出力の位相を調整する。幾つかの実施例では、位相回転器は、位相同期回路（PLL）６８を有し、スレーブPLLとして示される。スレーブPLL６８の出力は、ミキサ７１を用いて、FFE2の出力と混合され、補助パイプラインの位相を回転させる。位相調整された信号は、加算器６９を用いて、主パイプラインの出力と合成される。
以下に続く説明は、主に位相シフトの適用における、位相同期回路の使用、あるいは補助パイプライン出力の位相回転を記述しているが、所望の位相回転値は、代わりに周知の適切な位相推定方法を用いて、推定することもできる。例えば、パイロット基準、あるいはバッチ基準方法である。これらの代わりの実施例では、制御モジュール６７は、所望位相回転を計算し、位相回転器（ミキサ７１を有する）を制御し、補助パイプライン出力の回転に適用する。
Figure 2009516953
等化器６４，６６とPLL６８、７０を有するXPIC４６の要素は、通常は、ASIC（application-specific integrated circuit）のような集積回路内のデジタルハードウェア回路として実装される。特に、図３に乗算器として示される位相調整動作は、関連するサンプルストリーム上でのデジタル算術演算として実装される。制御モジュール６７は、ハードウェアに、適切なマイクロプロセッサー上で動作するソフトウェアに、あるいはハードウェアとソフトウェア機能の合成として実装できる。
XPIC４６内で適用できるであろうXPIC回路の動作と適応性の更なる側面は、先に述べた米国公開特許第10/881,601号に記述される。デジタル復調回路やその他処理要素は、本発明の理解に本質的ではないので、簡潔性のため、図では省略してある。受信機３２で要求されるその他の要素は、システム２０で用いられる特定の変調方式や通信プロトコルに応じて、技術的に明確になるであろう。
先に述べたように、図３は、クロス偏差干渉を減じた水平偏差信号を復号する１つのデジタル信号処理チャネルのみを示す。通常、XPIC４６は、図３で示される構成と構造上同様となるもう１つの垂直信号処理チャネルを含む。ここでは、同様にサンプルストリームxHとxVを受信し、垂直偏波信号を復号する。垂直信号処理チャネル（図示されていない）の主と補助パイプラインでは、FFE4で示される等化器はFFE1と同等であり、FFE3で示される等化器はFFE2と同等である。幾つかの実施例では、単一の制御モジュール６７が、４つのパイプライン全てを制御する。その他の例では、FFE1とFFE2は１つの制御モジュール６７で制御され、もう１つの制御モジュールがFFE3とFFE4を制御する。
周知のように、PLLは閉じた制御ループを有し、その利得とバンド幅設定により、PLLの性能が決定される。例えば、広いバンド幅は、急激な位相変動と高速な安定時間を可能とするが、時として高レベルの残留位相雑音を生じる。一方、狭いバンド幅は、より円滑であるが、動的性能は鈍くなる。
過酷な位相雑音の場合、ループの利得とバンド幅は、しばしば、ループの安定性に直接的に影響してくる。これは、同期外れ平均時間（MTLL: mean time to loose lock）として測定される。通常、任意の位相雑音と信号対ノイズ比において、MTLLを最大化する特定の最適PLLループ設定が存在する。PLL設計におけるそのような周知のトレードオフは、例えば、次に記述されている。
”Phase Locked Loops: Design, Simulation, And Applications,” McGraw Hill, Fifth edition, June 2003、
幾つかの実施例では、モジュール６７は、ループバンド幅やループ利得などのスレーブPLL６８の構成パラメータを設定し、受信機３２の性能を改善させる。幾つかの実施例では、モジュール６７は、クロス偏波干渉レベルあるいはXPDの推定値に対し、スレーブPLL６８の所望PLLパラメータ値を決定する。この詳細は、以下に述べる。
適切なスレーブPLLパラメータを決めるために、制御モジュール６７は、XPIC４６内の等化器FFE1,…,FFE4の既知の係数値を基に、現XPD値を推定する。以下の記述は、推定XPD値を計算するための方法を示す。あるいは、その他適切な推定方法を用いることもできる。
XPD推定方法
図３の表記に従い、XPDは以下で記述できる。
Figure 2009516953
 ここで、y = H * H1、z = V * H3である。即ち、信号yは所望の水平偏差信号であり、シンボルHと（時間領域）チャネル伝達関数H1の畳み込みにより生成される。信号zは、水平チャネルに結合されるシンボルVの干渉成分である。それ故に、zは、シンボルVとチャネル伝達関数H3の畳み込みにより生成される。Ryy[0]は、信号yの自己相関関数を表し、オフセット0において評価され、信号yの平均電力と同一となる。同様に、Rzz[0]は、干渉信号zの平均電力と同一となる。
チャネル伝達関数H1とH3に関して、２つの自己相関関数Ryy[m]とRzz[m]を表記すべきである。離散時間モデルを用いると、H1とH3は、各々、係数H1 [m]とH3 [m]を持つ２つのFIRフィルターとして示される。以下のように記述できる。
Figure 2009516953
Figure 2009516953
 ここで、RyH[n]は、信号yとHの間の相互相関関数を示す。式[2]と[3]から、以下が得られる。
Figure 2009516953
 m = k + 1とすると、
Figure 2009516953
 シンボルHは非相関であると仮定すると、RHH[m] = 0
Figure 2009516953
 となる。ゆえに、以下となる。
Figure 2009516953
これにより、Ryy[0]がH1の係数に関して表記される。同様に導出すると、Rzz[0]をH3の係数に関して表記できる。
Figure 2009516953
式[6]と[7]を組み合わせ、１つの表記とし、H1とH3の係数の関数として、XPDを与える。
Figure 2009516953
 ここで、最後の式において、送信信号HとVの平均電力は等しいと仮定する。
チャネル伝達関数H1 [m]とH3 [m]を等化器FFE1,…,FFE4の係数に関して表記する。熱雑音の影響は、かなり小さいと仮定する（“zero-forcing”解とみなせる）。周波数領域の計算を用いると、以下となる。
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
 次が得られる。
Figure 2009516953
式[8]に戻ると、よく知られたパーセバルの理論を用いることができ、以下となる。
Figure 2009516953
Figure 2009516953
Figure 2009516953
他の実施例において、zero forcing仮定は楽観的なものとなるであろう。そのような場合、式[12]−[15]は有効ではなく、熱雑音の影響を含める必要がある。
スレーブPLL動作モード
幾つかの実施例において、現XPD値などXPIC回路の信号特性に応じて、スレーブPLL６８のパラメータを調整することが望ましい。通常、そのようなスレーブPLLパラメータの最適化は、復号器４８における平均二乗誤差（MSE）及び／又はビットエラー率（BER）を改善する。XPDに基づくPLLパラメータの最適化は、PLLの同期外れ平均時間（MTLL）も増加させることになる。
一般的には、受信機３２は、２つのタイプの雑音の存在下で動作する： 熱白色雑音と位相雑音である。熱雑音が優勢の場合、通常、比較的長い時間間隔上で平均をとることが望ましい。このような平均化は、狭いループバンド幅を持つことに相当する。一方、位相雑音が優勢の場合、大抵は、位相誤差を検査し、追跡することが望ましい。このような追従は、広いループバンド幅を持つことに相当する。このため、一般的には、２つのタイプの雑音間でトレードオフが存在する。あるレベルの位相雑音と熱雑音において、MTLLを最大化し、及び／又はBERとMSEを最小化する最適なPLLバンド幅が存在する。ループ利得に関しても同様のトレードオフが存在する。
幾つかの実施例において、制御モジュール６７は、推定されたXPDに応じ、構成パラメータの幾つかの既定セット（制御セットとも呼ばれる）の１つをPLL６８に書き込む。図４Aと４Bの例では、３つのパラメータセット、PLL_L、PLL_M、PLL_Hで示される、が定義されている。PLL_Lパラメータセットが書き込まれたとき、スレーブPLL６８は、比較的低いループ利得で動作する。PLL_Hセットは、比較的高いループ利得を有し、PLL_Mセットは中間的な値となる。幾つかの実施例では、制御モジュール６７は、先に述べた推定方法を用いて、FFE1,…,FFE4等化器係数に基づくXPDの現在値を推定する。推定されたXPD値は、どのパラメータセットをスレーブPLLに書き込むべきかを決定するために使用される。
図４Aは、本発明の実施例による、スレーブPLL６８の動作モードを設定するために、f(XPD)で示される典型的なメトリック関数を図示したダイアグラムである。図４Aの例では、図の水平軸で示され、f(XPD)により表される値の範囲は、３つの領域に分割されている。ここでは、各領域は３つの既定パラメータセットの１つに相当する。制御モジュール６７は、f(XPD)と、TH_LとTH_Hで示される２つのしきい値を比較し、スレーブPLL６８に書き込むべき適切なパラメータセットを決定する。幾つかの実施例では、各しきい値近傍で、Δで示されるヒステリシス間隔が用いられる。これは、f(XPD)の値がしきい値の１つに近いとき、余分なパラメータ切り替えを避けるためである。
典型的な実施例において、XPD = 0 dBに対し、スレーブPLL６８の利得がマスターPLL７０の利得と等しくなるよう、しきい値とパラメータセットが設定される。この点から、スレーブPLL６８の利得は、XPD値が6 dBは変化する度に、２倍となるべきである。例えば、XPD = 12 dBのとき、スレーブPLL６８の利得がマスターPLL７０の利得より４倍高くなるよう、TH_Hが設定される。代わりに、しきい値とパラメータ値のその他の適切な設定を使うこともできる。
図４Bは、本発明の実施例によるスレーブPLL６８の動作モード間の遷移を図示した状態ダイアグラムである。図４Bの状態ダイアグラムにおいて、スレーブPLL６８の動作は、３つの状態、８０、８２、８４、に関して、記述されている。３つの状態は、各々、パラメータセットPLL_L、PLL_M、PLL_Hに対応する。状態遷移は、各矢印に付随する遷移の対応条件とともに、矢印で表される。
例えば、スレーブPLLがPLL_L状態８０にあるとき（即ち、PLL_Lパラメータセットが書き込まれている）、制御モジュール６７は、周期的にf(XPD)を調査する。もし、f(XPD) > TH_Hなら、モジュール６７は、PLL_HパラメータセットをスレーブPLL６８に書き込む。それにより、PLL_H状態８４に移動する。一方、TH_L＋Δ < f(XPD) < TH_Hなら、モジュール６７は、PLL_MパラメータセットをスレーブPLL６８に書き込む。それにより、PLL_M状態８２に移動する。それでなければ、PLLはPLL_L状態８０に残る。
状態ダイアグラムは、ヒステリシス間隔Δの使用も示している。例えば、f(XPD)の値がTH_Lに近い状況を想定する。PLL_L状態８０からPLL_M状態８２に移動するためには、f(XPD)はTH_L＋Δより大きい必要がある。反対の方向、PLL_MからPLL_L、に移行するためには、f(XPD)はTH_Lより小さくなければならない。
送信機２２と受信機３２の間の全ての捕捉プロセスが終了した後、図４Bは、受信機３２が定常状態動作にあるときの状態と状態遷移を示す。幾つかの実施例では、受信機が送信機信号を初期捕捉した後、制御モジュール６７は現XPD値を調査する。この推定に基づき、モジュール６７は、状態PLL_L、PLL_M、あるいはPLL_Hから定常状態動作を始めるかどうかを決定する。
図４Aと４Bの典型的な例では、３つのセットの構成パラメータと２つのしきい値を示した。代わりとして、任意数のスレーブPLL状態、パラメータ、及び／又はパラメータセットを定義することもできる。推定XPD値を基に所望スレーブPLL構成パラメータを決定するために、その他の適切な制御方法を使用することもできる。更なる代わりとして、あらかじめ決められたパラメータセットを用いることなく、モジュール６７は、推定XPD値を基に構成パラメータの値を適応的に計算することもできる。
スレーブPLL同期の保持
図５は、本発明の実施例によるスレーブPLL６８を制御するための方法を図示したフローチャートである。上で示したように、スレーブPLL６８で導出された位相回転は、位相雑音、チャネル２６の伝搬特性、受信回路４０と４１の局部発振器間の周波数オフセットに依存する。通常動作時、クロス偏波干渉レベルが低い場合（即ち、XPDが高い）、復号器４８の性能に対するクロス偏波補正信号（即ち、FFE2の出力）の影響は、多くの場合、識別できない。この場合、スレーブPLL６８は固定されないであろうが、受信機３２の性能に影響しない。
XPDが劣化した場合、復号器４８の性能における補正信号（FFE2の出力）の影響は、急激に重要となる。この劣化は、しばしば、非常に急激に生じる。もしスレーブPLL６８が同期外れとなった場合、FFE2の出力は、誤った位相で、FFE1の出力と合成される。受信機は、PLL６８の周波数と位相が補正されるまで、劣化した条件下で動作を続行することになる。この状態からの回復は、広範な時間区間で、大きなBER低下を引き起こし、受信機での追従が外れることもある。図５の方法により、XPDが低下した際、スレーブPLL６８は、正確な位相と周波数設定で同期し、クロス偏波干渉を除去するための準備ができるようになる。
全ての捕捉プロセスが終了した後、この方法は、定常状態動作にある復号器４８で始まる。制御モジュール６７は、XPDFLAGで示されるフラグを定義し、初期化ステップ９０において、0にセットする。XPDFLAG = 0は、現在、スレーブPLL周波数更新を実行することが望ましいことを示す。XPDFLAGの使用は、以下で説明する。
モジュール６７は、XPD推定ステップ９２において、XPDの値を推定する。幾つかの実施例では、制御モジュール６７は、先に述べた推定方法を用いて、FFE1,…,FFE4等化器係数に基づくXPDを推定する。代わりに、XPDを推定するためのその他の適切な方法を使うこともできる。モジュール６７は、しきい値照合ステップ９４において、推定XPD値と既定のXPDしきい値を比較する。通常、しきい値は中間的な値となるように選定され、ここでは、復号器４８の性能に対するクロス偏波干渉の影響が識別でき、かつ重大でない。例えば、128QAM変調を用いる場合、この目的に対しては、〜25 dB程度のXPDしきい値は適当な値と考えられる。
推定XPD値がしきい値より大きい場合、ステップ９０に戻り、XPDの監視を続ける。一方、もし推定XPD値がしきい値以下に低下した場合、モジュール６７は、更新確認ステップ９６において、PLL周波数更新の実行が望ましいかどうかを確認する。もし、更新が望ましくない場合（XPDFLAG = 1）、ステップ９２に戻り、XPDの監視を続ける。他方、その下のステップ９８−１０６において、制御モジュール６７は、スレーブPLL６８の周波数設定の既定範囲にわたり、最良に動作する周波数設定に対する探索を行う。
制御モジュール６７は、探索初期化ステップ９８において、通常、探索範囲の中心となる周波数に、スレーブPLL周波数を初期化する。モジュール６７は、完了確認ステップ１００において、全範囲が探索されたかどうかを確認する。探索が未だ完了していない場合、モジュール６７は、周波数設定ステップ１０２において、範囲内の次周波数設定をスレーブPLLに書き込む。
幾つかの実施例において、探索範囲は、前進／後進の方法で調査される。これらの実施例において、探索は探索範囲の中心で始まる。制御モジュールは、中心周波数の両サイドの探索範囲の中央から徐々に離れていく周波数設定を書き込む。代わりに、周波数設定ステップ１０２に適用するための、その他適切な探索方法を使うことができる。
幾つかの実施例では、モジュール６７は、各周波数設定の後、規定の時間間隔待つことにより、あるいはPLLが同期されたことを確認することにより、新たにプログラムされたスレーブPLLを安定させる。
PLL周波数が次周波数設定において安定すると、モジュール６７は、MSE測定ステップ１０４において、現PLL周波数設定に対応するMSE値を確認する。MSEは、復号器４８において測定され、モジュール６７に送られる。モジュール６７は、最適MSE更新ステップ１０６において、現MSE値が、現在の探索区間でこれまで測定された最適（最も低い）MSE値かどうかを確認する。もし、現MSE値がこれまでの最適値であるなら、モジュール６７は、対応するPLL周波数設定と共に、一時的にこの値を記録する。既定探索範囲上での探索を続行するために、完了確認ステップ１００に戻る。
全探索範囲が調査されると、最適周波数設定ステップ１０８において、制御モジュール６７は、最良MSEを与えた周波数をスレーブPLL６８に書き込む。そして、モジュール６７は、フラグ設定ステップ１１０において、XPDFLAG = 1をセットする。XPDの監視を続けるため、XPD推定ステップ９２に戻る。
XPDFLAGメカニズムの主な目的は、不必要なPLL周波数の更新を回避することである。例えば、もし更新が実行されており、XPDがXPDしきい値より小さいなら、更新の実行は不必要である。このような条件の下、FFE2が有効な補正信号を出力できるほど、クロス偏波干渉が十分強いと仮定すると、スレーブPLL６８は正確な周波数に同期されたことを暗示する。この場合、推定XPDがしきい値を交差するまで、ステップ９２−９６内でループする。
上で述べた実施例は、直交偏波として送信された信号の受信と干渉抑制に関するものであるが、本発明の原理は、より一般的には、その他のタイプのマルチチャネルワイヤレス受信機で受信される信号の干渉抑制にも適用できるであろう。例えば、干渉制限（interference-limited）環境において、システムは、希望信号を受けるために、１アンテナを用いるとする。ここには、干渉信号が入ってくる。第２のアンテナは、干渉信号の受信のために使用することができる。２つの信号をデジタル信号処理チャネルに供給することにより、復号器において、干渉信号を減少させることとなるであろう。さらに、ここで述べている受信機設計は、送信機が直交偏波をもって信号を送信していなくとも、偏波ダイバーシチ方法を用いることで、通信システムの信号対ノイズ比を改善させることにも有効である。
上で述べた実施例が一例として引用されること、また、本発明が上で示し述べたものに限定されないことを強く希望する。さらに、本発明の範囲には、上で述べた様々な特徴の組み合わせ、あるいは部分的組み合わせも含み、同様に、上述を読んだ当業者が思い付き、かつ先行技術で開示されていない差異や変更をも含む。
本発明の実施例による直交偏波チャネル上でのワイヤレスデータ送信のためのシステムの概略図である。 本発明の実施例による図１のシステムで用いられる受信機の概要を図示したブロックダイアグラムである。 本発明の実施例による通信チャネルとクロス偏波干渉キャンセラー（XPIC）の詳細を図示したブロックダイアグラムである。 本発明の実施例による位相同期回路（PLL）の動作モードを設定するためのメトリック関数を図示した図である。 本発明の実施例によるPLL回路の動作モード間の遷移を図示した状態図である。 本発明の実施例によるPLL回路を制御するための方法を図示したフローチャートである。

Claims (49)

  1. 入力回路と干渉除去回路を有する受信機であり、
    前記入力回路は、少なくとも１つのアンテナと結合し、第１と第２の信号を受信し、信号処理し、デジタル化し、これにより入力サンプルの第１と第２のストリームを生成し、
    前記干渉除去回路は、
    それぞれ第１と第２の係数を用いて、入力サンプルの前記第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成する第１と第２の適応フィルターと、
    前記第１と第２の信号間の位相偏差を補償する可変位相シフトを適用するために適合され、少なくとも１つの構成パラメータを有する位相回転器と、
    前記干渉除去回路の信号特性を推定し、該推定信号特性に応じて前記位相回転器の前記少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する制御モジュールを有する受信機。
  2. 前記第１の信号は、前記第２の信号による干渉を含み、前記干渉除去回路は、入力サンプルの前記第１と第２のストリームに応じて、前記第１の信号に相当し、減じられた該干渉レベルを有する出力サンプルの第３のストリームを生成するよう動作する、請求項１に記載の受信機。
  3. 前記制御モジュールは、前記干渉レベルの増加を識別し、該識別した増加に応じて前記少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する、請求項２に記載の受信機。
  4. 前記位相回転器は、位相同期回路（PLL）を有し、前記少なくとも１つの構成パラメータが該PLLの周波数設定を有し、前記制御モジュールは、前記干渉レベルの前記増加の識別に続き、既定の周波数設定範囲にわたり、前記推定信号特性に応じて決定される最良周波数設定を探索し、該最良周波数設定を該PLLに書き込むよう動作する、請求項３に記載の受信機。
  5. 前記第１と第２の信号は、それぞれ相互に直交した第１と第２の偏波を持って送信され、前記干渉除去回路は、前記第２の信号から前記第１の信号に結合するクロス偏波干渉を減じるよう動作する、請求項１又は２に記載の受信機。
  6. 前記位相回転器は、位相同期回路（PLL）を有し、前記少なくとも１つの構成パラメータは、該PLLのループバンド幅とループ利得の少なくとも１つを有する、請求項１又は２に記載の受信機。
  7. 前記制御モジュールは、パイロット基準とバッチ基準位相推定方法の少なくとも１つを用いて、前記可変位相シフトを計算するよう動作する、請求項１又は２に記載の受信機。
  8. 前記信号特性は、前記第１と第２の信号の間のクロス結合レベルを有する、請求項１又は２に記載の受信機。
  9. 前記第１と第２の係数は、前記第１と第２の信号が受信される通信チャネルの条件に従い適応的に決定され、前記制御モジュールは、前記第１と第２の係数の少なくとも幾つかに基づき計算を実行し、前記クロス結合レベルを推定するよう動作する、請求項８に記載の受信機。
  10. 前記制御モジュールは、前記少なくとも１つの構成パラメータの２つ以上の既定の制御セットを蓄積し、前記推定信号特性に応じてメトリック関数を評価し、該評価されたメトリック関数に応じて該２つ以上の既定の制御セットの中から１つの制御セットを選択し、該選択された制御セットを前記位相回転器に書き込むよう動作する、請求項１又は２に記載の受信機。
  11. 前記制御モジュールは、前記推定信号特性に応じ前記少なくとも１つの構成パラメータを適応的に計算するよう動作する、請求項１又は２に記載の受信機。
  12. 前記第２の信号は前記第１の信号による干渉を含み、前記干渉除去回路は、入力サンプルの前記第１と第２のストリームに応じて、前記第２の信号に相当し、減じられた該干渉レベルを有する出力サンプルの第４のストリームを生成するよう動作する、請求項１又は２に記載の受信機。
  13. 送信機と受信機を有するワイヤレス通信システムであり、
    前記送信機は、第１と第２の信号を空間上に送信するよう動作し、
    前記受信機は、入力回路と干渉除去器を有し、
    前記入力回路は、少なくとも１つのアンテナと結合し、前記第１と第２の信号を受信し、信号処理し、デジタル化し、これにより入力サンプルの第１と第２のストリームを生成し、
    前記干渉除去回路は、
    それぞれ第１と第２の係数を用いて、入力サンプルの前記第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成する第１と第２の適応フィルターと、
    前記第１と第２の信号間の位相偏差を補償する可変位相シフトを適用するように適合され、少なくとも１つの構成パラメータを有する位相回転器と、
    前記干渉除去回路の信号特性を推定し、該推定信号特性に応じて前記位相回転器の前記少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する制御モジュールを有するワイヤレス通信システム。
  14. 前記第１の信号は、前記第２の信号による干渉を含み、前記干渉除去回路は、入力サンプルの前記第１と第２のストリームに応じて、前記第１の信号に相当し、減じられた該干渉レベルを有する出力サンプルの第３のストリームを生成するよう動作する、請求項１３に記載のシステム。
  15. 前記制御モジュールは、前記干渉レベルの増加を識別し、該識別した増加に応じて前記少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する、請求項１４に記載のシステム。
  16. 前記位相回転器は、位相同期回路（PLL）を有し、前記少なくとも１つの構成パラメータが該PLLの周波数設定を有し、前記制御モジュールは、前記干渉レベルの前記増加の識別に続き、既定の周波数設定範囲にわたり、前記推定信号特性に応じて決定される最良周波数設定を探索し、該最良周波数設定を該PLLに書き込むよう動作する、請求項１５に記載のシステム。
  17. 前記第１と第２の信号は、それぞれ相互に直交した第１と第２の偏波を持って送信され、前記干渉除去回路は、前記第２の信号から前記第１の信号に結合するクロス偏波干渉を減じるよう動作する、請求項１３又は１４に記載のシステム。
  18. 前記位相回転器は、位相同期回路（PLL）を有し、前記少なくとも１つの構成パラメータは、該PLLのループバンド幅とループ利得の少なくとも１つを有する、請求項１３又は１４に記載のシステム。
  19. 前記制御モジュールは、パイロット基準とバッチ基準位相推定方法の少なくとも１つを用いて、前記可変位相シフトを計算するよう動作する、請求項１３又は１４に記載のシステム。
  20. 前記信号特性は、前記第１と第２の信号の間のクロス結合レベルを有する、請求項１３又は１４に記載のシステム。
  21. 前記第１と第２の係数は、前記第１と第２の信号が受信される通信チャネルの条件に従い適応的に決定され、前記制御モジュールは、前記第１と第２の係数の少なくとも幾つかに基づき計算を実行し、前記クロス結合レベルを推定するよう動作する、請求項２０に記載のシステム。
  22. 前記制御モジュールは、前記少なくとも１つの構成パラメータの２つ以上の既定の制御セットを蓄積し、前記推定信号特性に応じてメトリック関数を評価し、該評価されたメトリック関数に応じて該２つ以上の既定の制御セットの中から１つの制御セットを選択し、該選択された制御セットを前記位相回転器に書き込むよう動作する、請求項１３又は１４に記載のシステム。
  23. 前記制御モジュールは、前記推定信号特性に応じ前記少なくとも１つの構成パラメータを適応的に計算するよう動作する、請求項１３又は１４に記載のシステム。
  24. 前記第２の信号は前記第１の信号による干渉を含み、前記干渉除去回路は、入力サンプルの前記第１と第２のストリームに応じて、前記第２の信号に相当し、減じられた該干渉レベルを有する出力サンプルの第４のストリームを生成するよう動作する、請求項１３又は１４に記載のシステム。
  25. 第１と第２の信号にそれぞれ相当する入力サンプルの第１と第２のストリームを処理するための回路であり、
    それぞれ第１と第２の係数を用いて、入力サンプルの前記第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成する第１と第２の適応フィルターと、
    前記第１と第２の信号間の位相偏差を補償する可変位相シフトを適用するために適合され、少なくとも１つの構成パラメータを有する位相回転器と、
    前記干渉除去回路の信号特性を推定し、該推定信号特性に応じて前記位相回転器の前記少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する制御モジュールを有する干渉除去回路。
  26. 前記第１の信号は、前記第２の信号による干渉を含み、前記回路は、入力サンプルの前記第１と第２のストリームに応じて、前記第１の信号に相当し、減じられた該干渉レベルを有する出力サンプルの第３のストリームを生成するよう動作する、請求項２５に記載の回路。
  27. 前記制御モジュールは、前記干渉レベルの増加を識別し、該識別した増加に応じて前記少なくとも１つの構成パラメータを設定するよう動作する、請求項２６に記載の回路。
  28. 前記位相回転器は、位相同期回路（PLL）を有し、前記少なくとも１つの構成パラメータが該PLLの周波数設定を有し、前記制御モジュールは、前記干渉レベルの増加の識別に続き、既定の周波数設定範囲にわたり、前記推定信号特性に応じて決定される最良周波数設定を探索し、該最良周波数設定を該PLLに書き込むよう動作する、請求項２７に記載の回路。
  29. 前記第１と第２の信号は、それぞれ相互に直交した第１と第２の偏波を持って送信され、前記回路は、前記第２の信号から前記第１の信号に結合するクロス偏波干渉を減じるよう動作する、請求項２５又は２６に記載の回路。
  30. 前記位相回転器は、位相同期回路（PLL）を有し、前記少なくとも１つの構成パラメータは、該PLLのループバンド幅とループ利得の少なくとも１つを有する、請求項２５又は２６に記載の回路。
  31. 前記制御モジュールは、パイロット基準とバッチ基準位相推定方法の少なくとも１つを用いて、前記可変位相シフトを計算するよう動作する、請求項２５又は２６に記載の回路。
  32. 前記信号特性は、前記第１と第２の信号の間のクロス結合レベルを有する、請求項２５又は２６に記載の回路。
  33. 前記第１と第２の係数は、前記第１と第２の信号が受信される通信チャネルの条件に従い適応的に決定され、前記制御モジュールは、前記第１と第２の係数の少なくとも幾つかに基づき計算を実行し、前記クロス結合レベルを推定するよう動作する、請求項３２に記載の回路。
  34. 前記制御モジュールは、前記少なくとも１つの構成パラメータの２つ以上の既定の制御セットを蓄積し、前記推定信号特性に応じてメトリック関数を評価し、該評価されたメトリック関数に応じて該２つ以上の既定の制御セットの中から１つの制御セットを選択し、該選択された制御セットを前記位相回転器に書き込むよう動作する、請求項２５又は２６に記載の回路。
  35. 前記制御モジュールは、前記推定信号特性に応じ前記少なくとも１つの構成パラメータを適応的に計算するよう動作する、請求項２５又は２６に記載の回路。
  36. 前記第２の信号は前記第１の信号による干渉を含み、前記回路は、入力サンプルの前記第１と第２のストリームに応じて、前記第２の信号に相当し、減じられた該干渉レベルを有する出力サンプルの第４のストリームを生成するよう動作する、請求項２５又は２６に記載の回路。
  37. 空間に送信された第１と第２の信号を受信し、信号処理し、デジタル化し、入力信号の第１と第２のストリームを生成し、
    それぞれ第１と第２の係数を用い、入力サンプルの前記第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成し、
    少なくとも１つの構成パラメータを有する位相回転器を用い、前記第１と第２のフィルター出力の１つに可変位相シフトを適用し、前記第１と第２の信号間の位相偏差を補正した位相シフトされた出力を生成し、
    前記第１と第２のフィルター出力を加算し、前記第１の信号に相当する出力サンプルの第３のストリームを生成し、
    干渉除去回路の信号特性を推定し、
    該推定信号特性に応じて前記位相回転器の前記少なくとも１つの構成パラメータを設定するワイヤレス通信における方法。
  38. 前記第１の信号は、前記第２の信号による干渉を含み、前記第１と第２のフィルター出力を加算することは、出力サンプルの前記第３のストリーム内の前記第２の信号による該干渉を減じることを有する、請求項３７に記載の方法。
  39. 前記少なくとも１つの構成パラメータを設定することは、前記干渉レベルの増加を識別し、該識別した増加に応じて前記少なくとも１つの構成パラメータを設定することを有する、請求項３８に記載の方法。
  40. 前記位相回転器は、位相同期回路（PLL）を有し、前記少なくとも１つの構成パラメータが該PLLの周波数設定を有し、前記少なくとも１つの構成パラメータを設定することは、前記干渉レベルの前記増加の識別に続き、既定の周波数設定範囲にわたり、前記推定信号特性に応じて決定される最良周波数設定を探索し、該最良周波数設定を該PLLに書き込むことを有する、請求項３９に記載の方法。
  41. 前記第１と第２の信号を受信することは、それぞれ相互に直交した第１と第２の偏波を持って送信された前記信号を受信することを有し、前記第１のフィルター出力と前記位相シフトされた信号を加算することは、前記第２の信号から前記第１の信号に結合するクロス偏波干渉を減じることを有する、請求項３７又は３８に記載の方法。
  42. 前記位相回転器は、位相同期回路（PLL）を有し、前記少なくとも１つの構成パラメータを設定することは、該PLLのループバンド幅とループ利得の少なくとも１つを設定することを有する、請求項３７又は３８に記載の方法。
  43. 前記可変位相シフトを適用することは、パイロット基準とバッチ基準位相推定方法の少なくとも１つを用いて、前記可変位相シフトを計算することを有する、請求項３７又は３８に記載の方法。
  44. 前記信号特性を推定することは、前記第１と第２の信号の間のクロス結合レベルを推定することを有する、請求項３７又は３８に記載の方法。
  45. 前記第１と第２の係数は、前記第１と第２の信号が受信される通信チャネルの条件に従い適応的に決定され、前記クロス結合レベルを推定することは、前記第１と第２の係数の少なくとも幾つかに基づき計算を実行することを有する、請求項４４に記載の方法。
  46. 前記少なくとも１つの構成パラメータを設定することは、
    前記少なくとも１つの構成パラメータの２つ以上の既定の制御セットを蓄積すること、
    前記推定信号特性に応じてメトリック関数を評価すること、
    該評価されたメトリック関数に応じて該２つ以上の既定の制御セットの中から１つの制御セットを選択すること、
    該選択された制御セットを前記位相回転器に書き込むこと、を有する、請求項３７又は３８に記載の方法。
  47. 前記少なくとも１つの構成パラメータを設定することは、前記推定信号特性に応じ前記少なくとも１つの構成パラメータを適応的に計算することを有する、請求項３７又は３８に記載の方法。
  48. 第１と第２の信号を受信し、信号処理し、デジタル化し、入力信号の第１と第２のストリームを生成すること、
    それぞれ第１と第２の係数を用い、入力サンプルの前記第１と第２のストリームをフィルターにかけ、それぞれ第１と第２のフィルター出力を生成すること、
    前記第１と第２の係数に基づき前記第２の信号による前記第１の信号内に含まれる干渉レベルを推定することを有する干渉レベルを推定するための方法。
  49. 入力サンプルの前記第１と第２のストリームをフィルターにかけることは、それぞれ第１と第２の適応等化器を用いて、前記サンプルをフィルターにかけることを有する、請求項４８に記載の方法。
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