JP2009283047A - 再生装置および光再生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のアンプによる再生ＲＦ信号のＳ／Ｎの低下を抑制し、ＲＦ用のアンプノイズの増大を軽減することが可能な再生装置および光再生装置を提供する。
【解決手段】複数の分割されたフォトディテクタＰＤ‐Ａ〜Ｄと、各フォトディテクの出力電流が供給される複数の電流供給ノードＮＩ‐Ａ〜Ｄと、複数の電流供給ノードのうち対応する電流供給ノードに接続され、各フォトディテクの出力を増幅して出力する複数の電圧アンプ２１１〜２１４と、複数の電流供給ノードに接続され、各フォトディテクタの出力電流を加算してＲＦ信号を再生増幅して出力する電流加算アンプ２２０とを有する。
【選択図】図３

Description

本発明は、光ディスク装置等に適用可能な再生装置および光再生装置に関するものである。

記録再生が可能な光ディスク装置は、レーザダイオード（Ｌａｓｅｒ Ｄｉｏｄｅ：ＬＤ）から出射されるレーザ光をディスクに照射してデータの記録、再生を行う。
光ディスク装置の光ヘッドは、レーザダイオードの放射したレーザ光の光ディスクによる反射光を検出するフォトディテクタ等を内蔵している。
フォトディテクタ（ＰＤ）の出力は、受光光量に応じた電気信号としてＲＦアンプ等に供給される。
再生系は、光ヘッドのフォトディテクタによる検出出力を再生増幅する再生増幅回路やデコーダ等を有する。デコーダは、光ディスクの記録トラックからの反射光の検出出力について、記録系のエンコード処理に対応するデコード処理によりデータを再生する。

図１（Ａ）、（Ｂ）は、一般的に用いられているディスク再生装置の再生ＲＦの生成部の構成例を示す図である。

この図１（Ａ）の例では、４分割したＰＤ−Ａ〜Ｄにそれぞれ電流アンプＡＭＰ１〜ＡＭＰ４を設けてサーボ信号として使用し、全ての信号を加算し演算増幅器（オペアンプ）ＡＭＰ５により再生ＲＦ信号として得ている。

ところが、１倍速再生や戻り光量の大きい時は、問題はなかったが、ここにきてデュアルレイヤーディスク（dual layer disc）の再生での戻り光量の低下と、倍速再生によるＳ／Ｎ低下が問題となってきている。

図１（Ｂ）のように、アンプを１つとすれば６ｄＢの改善ができるが、ＣＲ分割のため、サーボ帯域を数十ｋＨｚと狭くしないと、ＲＦの低域を通せなくなり、かつそれぞれカットオフ（cutoff）周波数での位相回りも問題となる。

ブルーレイディスク（Blu -ray disc）装置では、多層再生を行うことから層間迷光を軽減するため、ＰＤの分割数が５つ、６つと増加してきており、既存の構成では電流ノイズ（noise）が大きくなっている。

本発明は、複数のアンプによる再生ＲＦ信号のＳ／Ｎの低下を抑制し、ＲＦ用のアンプノイズの増大を軽減することが可能な再生装置および光再生装置を提供することにある。

本発明の第１の観点の再生装置は、複数に分割されたフォトディテクタと、上記各フォトディテクの出力電流が供給される複数の電流供給ノードと、上記複数の電流供給ノードのうち対応する電流供給ノードに接続され、上記各フォトディテクタの出力を増幅して出力する複数の電圧アンプと、上記複数の電流供給ノードに接続され、上記各フォトディテクタの出力電流を加算してＲＦ信号を再生増幅して出力する電流加算アンプとを有する。

好適には、上記電流加算アンプは、共通ノードと、入力が上記共通ノードに接続された電流アンプと、上記電流供給ノードと上記共通ノードとの間の各電流入力段にそれぞれ接続された少なくとも一つの抵抗を含む複数の電流加算抵抗部と、を有する。

好適には、上記各電流加算抵抗部は、第１および第２の抵抗を直列に接続した加算抵抗を含む。
好適には、上記各電流加算抵抗部は、上記加算抵抗の上記共通ノード側の第２の抵抗に並列に接続されたキャパシタを含む。

好適には、上記加算抵抗の抵抗値がＲＦ帯域を許容するまで大きく設定される。

本発明の第２の観点の光再生装置は、レーザ光を記録媒体に照射した戻り光を受光する複数に分割されたフォトディテクタと、上記各フォトディテクタの出力電流が供給される複数の電流供給ノードと、上記複数の電流供給ノードのうち対応する電流供給ノードに接続され、上記各フォトディテクの出力を増幅して出力する複数の電圧アンプと、上記複数の電流供給ノードに接続され、上記各フォトディテクタの出力電流を加算してＲＦ信号を再生増幅して出力する電流加算アンプとを有する。

本発明によれば、再生ＲＦ信号を、複数に分割されたＰＤ（フォトディテクタ）から生成する機能を有する再生装置において、サーボ信号やウォブル信号等の低周波ではディスクノイズが支配的であり、アンプノイズは十分小さい。
本再生装置は、この低周波のＳ／Ｎ分をＲＦに分配するため、個々のＰＤ出力に対しては電圧増幅を行い、ＲＦに関しては電流加算とする一つの共通アンプとする。これにより電流アンプのアンプノイズの増大を軽減する。

本発明によれば、複数のアンプによる再生ＲＦ信号のＳ／Ｎの低下を抑制し、ＲＦ用のアンプノイズの増大を軽減することができる利点がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に関連付けて説明する。

図２は、本発明の実施形態に係る光記録再生装置の簡略構成を示す図である。

この光記録再生装置１００は、記録媒体（たとえば光ディスク）１０１、光ピックアップ（光ヘッド）１１０、記録系１２０、再生系１３０、制御系１４０、およびシステムコントローラ１５０を有する。

光記録再生装置１００は、光ディスク１０１をモータ駆動回路１０２により駆動されるスピンドルモータ１０３にて回転駆動し、光ディスク１０１の記録トラックを光ヘッド１１０によりレーザ光で走査する。
これにより、光記録再生装置１００は、所定のデータフォーマット、たとえば、ブルーレイディスクに適合したフォーマット、ＣＤの規格に適合したフォーマットで、デジタルデータを光学的に記録し、再生する。

光ヘッド１１０は、レーザ駆動回路により駆動されデジタルデータの記録再生用のレーザダイオード１１１を有する。
光ヘッド１１０は、さらに、レーザダイオード１１１が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ１１２やレーザダイオード１１１の放射したレーザ光の光ディスク１０１のよる反射光を検出するフォトディテクタ１１３等を内蔵している。

記録系１２０は、入力端子１２１から入出力インタフェース１２２を介して供給される記録すべきデジタルデータＤＴを上記した所定のデータフォーマットの記録データ列に変換するエンコーダ１２３を有する。
記録系１２０は、さらに、記録データ列に応じたライトパルスを発生するパルス発生回路１２４、ライトパルスに応じてライト信号電流を生成して光ヘッド１１０のレーザダイオード１１１を駆動するレーザ駆動回路１２５等を有する。

再生系１３０は、光ヘッド１１０のフォトディテクタ１１３による検出出力を再生し増幅する再生増幅回路１３１やデコーダ１３２等を有する。
デコーダ１３２は、光ディスク１０１の記録トラックからの反射光の検出出力について、上述の記録系１２０のエンコーダ１２３に対応するデコード処理によりデータを再生し、再生データを出力端子１３３から出力する。

制御系１４０は、光ヘッド１１０のフォトディテクタ１１３による検出出力を再生し増幅する再生増幅回路１４１、再生増幅回路１４１を受けてサーボ制御を行うスピンドルサーボ回路１４２やヘッドサーボ回路１４３等を有する。

システムコントローラ１５０は、アナログデジタル変換機能（Ａ／Ｄ）を有しており、その入力ポートに光ヘッド１１０のフォトディテクタ１１３による検出出力が再生増幅回路１４１により供給される。
また、システムコントローラ１５０は、光ヘッド１１０のレーザダイオード１１１が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ１１２による検出出力がプリアンプ１５１を介して供給される。
システムコントローラ１５０は、供給されデジタル信号に変換された検出信号に応じて記録系１２０のパルス発生回路１２４およびレーザ駆動回路１２５の処理を制御する。

なお、この光記録再生装置は、一例であって、本発明が適用される光記録装置は、図２の構成に限るもではないことはいうまでもない。

以下、この種の光記録再生装置に適用されるＲＦ再生装置の具体的な構成例について説明する。

図３は、本発明の実施形態に係るＲＦ再生装置の構成例を示す回路図である。

図３のＲＦ再生装置２００は、４個のＰＤ（フォトディテクタ）‐Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ、Ｐ‐Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの出力電流が供給される電流供給ノードＮＩ‐Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ、電圧アンプ群２１０、および電流加算アンプ２２０を有している。

４個のＰＤ‐Ａ〜Ｄのアノード側は共通に接続され、その接続点は基準電位ＶＳＳに接続されている。
ＰＤ‐Ａのカソード側は電流供給ノードＮＩ‐Ａに接続されている。
ＰＤ‐Ｂのカソード側は電流供給ノードＮＩ‐Ｂに接続されている。
ＰＤ‐Ｃのカソード側は電流供給ノードＮＩ‐Ｃに接続されている。
ＰＤ‐Ｄのカソード側は電流供給ノードＮＩ‐Ｄに接続されている。

電圧アンプ群２１０は、電圧アンプ２１１〜２１４、帰還抵抗Ｒｆ１〜Ｒｆ４、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、および端子Ｔ１〜Ｔ５有する。

電圧アンプ２１１〜２１４の反転入力端子（−）は、それぞれ抵抗Ｒ１〜Ｒ４を介して、電圧Ｖｃが供給される端子Ｔ５に共通に接続されている。

電圧アンプ２１１の非反転入力端子（＋）は、電流供給ノードＮＩ‐Ａに接続され、電圧アンプ２１１の出力は端子Ｔ１に接続されている。
そして、帰還抵抗Ｒｆ１が電圧アンプ２１１の出力と反転入力端子（−）との間に接続されている。

電圧アンプ２１２の非反転入力端子（＋）は、電流供給ノードＮＩ‐Ｂに接続され、電圧アンプ２１２の出力は端子Ｔ２に接続されている。
そして、帰還抵抗Ｒｆ２が電圧アンプ２１２の出力と反転入力端子（−）との間に接続されている。

電圧アンプ２１３の非反転入力端子（＋）は、電流供給ノードＮＩ‐Ｃに接続され、電圧アンプ２１３の出力は端子Ｔ３に接続されている。
そして、帰還抵抗Ｒｆ３が電圧アンプ２１３の出力と反転入力端子（−）との間に接続されている。

電圧アンプ２１４の非反転入力端子（＋）は、電流供給ノードＮＩ‐Ｄに接続され、電圧アンプ２１４の出力は端子Ｔ４に接続されている。
そして、帰還抵抗Ｒｆ４が電圧アンプ２１４の出力と反転入力端子（−）との間に接続されている。

電流加算アンプ２２０は、電流アンプとしてのＲＦアンプ２２１、帰還抵抗Ｒｆ５、共通ノードＮＤ１、電流加算抵抗部ＲＩＡ１〜ＲＩＡ４、キャパシタＣ１〜Ｃ４、および端子Ｔ６，Ｔ７を有する。

ＲＦアンプ２２１の非反転入力端子（＋）は電圧が供給される端子Ｔ７に接続され、ＲＦアンプ２２１の出力はＲＦ信号が出力される端子Ｔ６に接続されている。
帰還抵抗Ｒｆ５はＲＦＶアンプ２０５の出力と反転入力端子（−）との間に接続されている。ＲＦアンプ２２１の反転入力端子（−）が共通ノードＮＤ１に接続されている。

電流加算抵抗部ＲＩＡ１は、電流供給ノードＮＩ‐Ａと共通ノードＮＤ１との間に直列に接続された抵抗Ｒａ１およびＲｂ１のよる加算抵抗（Ｒａ１＋Ｒｂ１）により形成されている。
そして、キャパシタＣ１が抵抗Ｒｂ１に並列に接続されている。

電流加算抵抗部ＲＩＡ２は、電流供給ノードＮＩ‐Ｂと共通ノードＮＤ１との間に直列に接続された抵抗Ｒａ２およびＲｂ２のよる加算抵抗（Ｒａ２＋Ｒｂ２）により形成されている。
そして、キャパシタＣ２が抵抗Ｒｂ２に並列に接続されている。

電流加算抵抗部ＲＩＡ３は、電流供給ノードＮＩ‐Ｃと共通ノードＮＤ１との間に直列に接続された抵抗Ｒａ３およびＲｂ３のよる加算抵抗（Ｒａ３＋Ｒｂ３）により形成されている。
そして、キャパシタＣ３が抵抗Ｒｂ３に並列に接続されている。

電流加算抵抗部ＲＩＡ４は、電流供給ノードＮＩ‐Ｄと共通ノードＮＤ１との間に直列に接続された抵抗Ｒａ４およびＲｂ４のよる加算抵抗（Ｒａ４＋Ｒｂ４）により形成されている。
そして、キャパシタＣ４が抵抗Ｒｂ４に並列に接続されている。

再生ＲＦ信号を、複数に分割されたＰＤから生成する機能を有するＲＦ再生装置２００において、サーボ信号やウォブル信号等の低周波ではディスクノイズが支配的であり、アンプノイズは十分小さい。
図３のＲＦ再生装置２００は、この低周波のＳ／Ｎ分をＲＦに分配するため、個々のＰＤ出力に対しては電圧増幅を行い、ＲＦに関しては電流加算とする一つの共通アンプとすることで、ＲＦアンプ２２１のアンプノイズの増大を軽減するように構成されている。

ここで、上記構成による回路機能について説明する。

本実施形態において、ＰＤ‐Ａ，ＰＤ‐Ｂ，ＰＤ‐Ｃ，ＰＤ‐Ｄは電流出力であり、ＲＦアンプ２２１を電流アンプとすれば、電流入力段に抵抗を挿入しても、ＰＤ‐Ａ，ＰＤ‐Ｂ，ＰＤ‐Ｃ，ＰＤ‐Ｄの電流加算アンプとすることができる。
ＰＤの出力インピーダンスが加算抵抗に対して十分高いので、加算抵抗（Ｒａ１＋Ｒｂ１）、（Ｒａ２＋Ｒｂ２）、（Ｒａ３＋Ｒｂ３）、（Ｒａ４＋Ｒｂ４）の熱雑音は出力側の共通ノードＮＤ１に現れることはなく、したがって、１段のＲＦアンプとなる。
ＰＤ‐Ａ，ＰＤ‐Ｂ，ＰＤ‐Ｃ，ＰＤ‐Ｄの端子間容量と加算抵抗（Ｒａ１＋Ｒｂ１）、（Ｒａ２＋Ｒｂ２）、（Ｒａ３＋Ｒｂ３）、（Ｒａ４＋Ｒｂ４）で周波数特性は低下する。しかし、本実施形態においては、各抵抗Ｒｂ（１〜４）に並列にキャパシタＣ１〜Ｃ４が付加されていることから、この周波数特性に低下は改善できる。

各ＰＤ‐Ａ，ＰＤ‐Ｂ，ＰＤ‐Ｃ，ＰＤ‐Ｄの出力側は、各々加算抵抗（Ｒａ１＋Ｒｂ１）、（Ｒａ２＋Ｒｂ２）、（Ｒａ３＋Ｒｂ３）、（Ｒａ４＋Ｒｂ４）を信号源インピーダンス（impedance）とした非反転アンプ（NON‐INVERTER アンプ）となる。
前述したように、サーブやウォブル帯域では、ディスクノイズが支配的であり、Ｓ／Ｎは−１２ｄＢまで許容できる。
電圧アンプ２１１〜２１４では、加算抵抗（Ｒａ１＋Ｒｂ１）、（Ｒａ２＋Ｒｂ２）、（Ｒａ３＋Ｒｂ３）、（Ｒａ４＋Ｒｂ４）をＲＦ帯域が許容するまで大きく取ることで、Ｓ／Ｎの低下を小さくする。
上述したように、各抵抗Ｒｂ（１〜４）に並列にキャパシタＣ１〜Ｃ４を付加しているので、ＲＦのＳ／Ｎが問題ないレベルにできる。

以上の構成を採用すれば、ＲＦアンプは１段なので既存の構成と比べれば、最大６．０ｄＢのＳ／Ｎが改善でき、ＰＤの分割数が多いほど改善効果は大きくなる。
ＰＤの分割数と最大改善Ｓ／Ｎは、20＊log√分割数(dB)となる。
個々のＰＤ出力のアンプは、電圧アンプであることから、電流アンプに比べＳ／Ｎは低下するが、回路定数によって決まる。

以下、このＲＦ再生装置についてさらに詳細に考察する。

＜ＰＤ電流の電流電圧増幅の基本的動作＞
図４は、ＰＤ電流の電流電圧増幅の基本的動作を説明するための回路図である。
図４の回路は、一つのＰＤ（‐Ａ）、第１アンプ２３１、第２アンプ２３２、帰還抵抗Ｒｆ、および電流加算抵抗部ＲＩＡの抵抗Ｒａを有する場合の等価回路を示している。図４においては、抵抗ＲｂおよびキャパシタＣは含まれていない。

図４において、ＰＤ、アンプが理想的動作をするものと考えると、電流供給ノードＮＩ（Ａ点）の入力インピーダンスは∞で、共通ノードＮＤ（Ｂ点）の入力インピーダンスは０Ωとなる。
第２アンプ２３２の帰還抵抗をＲｆ、ＰＤと第２アンプ２３２の反転入力端子（−）間に抵抗Ｒａを挿入すると、第１アンプ２３１は、ＰＤを抵抗Ｒａで終端した電圧アンプとなり、第２アンプ２３２は、ＰＤの出力電流を帰還抵抗Ｒｆに流す電流アンプとなる。

＜サーボ（servo）、ウォブル（wobble）に対するＳ／Ｎ余裕（２倍速時）＞
図５は、現状のディスク再生装置のノイズ特性例を示す図である。
図５において、横軸が周波数ｆｒｅｑを、縦軸がレベルをそれぞれ表している。
図５中、Ｘで示す曲線はアンプノイズを示し、Ｙで示す曲線はディスクノイズを示し、Ｚで示す曲線がＬＤ（レーザダイオード）ノイズを示している。

１ＭＨｚのサーボ帯域、２ＭＨｚのウォブル帯域においては、図５に示すように、ディスクノイズが支配的で、アンプノイズから１８ｄＢも離れている。
したがって、６ｄＢの開きとなる１２ｄＢの低下位まで動作上許容できる。

＜ＲＦアンプへの抵抗Ｒａ、Rin1（電圧アンプの入力インピーダンス）の影響＞
図６は、電流加算抵抗Ｒａと電圧アンプの入力インピーダンスの影響をみる測定回路の一例を示す図である。
図７は、図６の測定回路を用いたシミュレーション結果を示す図である。

図６の回路は、第２アンプ２３２の反転入力端子（−）と電流供給ノードＮＩとの間に電流加算抵抗Ｒａが接続されている。
そして、電流供給ノードＮＩと電流加算抵抗Ｒａとの接続点と基準電位ＶＳＳ間に抵抗Ｒｉｎ１およびキャパシタＣｔが並列に接続されている。
図７は、１Ｇのオペアンプとし、図６の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を０ｐＦ、抵抗Ｒｉｎ１の抵抗値を∞、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩ、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を１ｋΩから１０ｋΩまで１ｋΩステップで可変したときのシミュレーション結果を示している。

図７に示すように、図６の回路においてＰＤの出力電流が全て第２アンプ２３２に流入するので、周波数特性は変化しない。

＜非反転アンプ（NON‐INVERTER アンプ）へのＲａ，Ｃｔの影響＞
図８は、電圧アンプへの電流加算抵抗ＲａとキャパシタＣｔの影響をみる測定回路の一例を示す図である。
図９は、図８の測定回路を用いたシミュレーション結果を示す図である。

図８の回路は、第１アンプ（電圧アンプ）２３１の非反転入力端子（＋）が電流供給ノードＮＩに接続されている。また、第１アンプ２３１の反転入力端子（−）に抵抗Ｒ１が接続されている。
そして、その非反転入力端子（＋）と電流供給ノードＮＩとの接続点と基準電位ＶＳＳ間に電流加算抵抗ＲａおよびキャパシタＣｔが並列に接続されている。
図９は、１Ｇのオペアンプとし、図８の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を１ｐＦ、抵抗Ｒ１の抵抗値を２００Ω、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩ、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を１ｋΩから１０ｋΩまで１ｋΩステップで可変したときのシミュレーション結果を示している。

図９に示すように、図８の回路において、電流加算抵抗Ｒａの値が大きくなればアンプ入力が大きくなり、出力レベルが高くなる。
電流加算抵抗ＲａとキャパシタＣｔにより周波数特性は低下するが、サーボ、ウォブル帯域の５ＭＨｚでは問題はない。

図１０は、図８の測定回路における実測ノイズの出力特性例を示す図である。

図１０は、１Ｇのオペアンプとし、図８の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を１．５ｐＦ、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩ、電流加算抵抗Ｒａ＝Ｒ１とし、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を可変したときの実測ノイズの出力特性例を示している。

図１０に示すように、電圧アンプのノイズを＋１２ｄＢに抑えるには、Ｒａ≧７５０Ωとなる。
なお、実測したオペアンプの入力雑音電圧は１ｎＶ／√Ｈ、入力雑音電流は１．６ｐＡ／√Ｈである。

＜実測回路における非反転アンプ（ＮＯＮ ＩＮＶアンプ）と反転アンプ（ＩＮＶアンプ）へのＲａの影響＞
図１１は、図６の回路における実測の信号振幅およびノイズ出力特性例を示す図である。

図１１は、１Ｇのオペアンプとし、図６の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を１．５ｐＦ、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩとし、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を可変したときの実測信号振幅およびノイズ出力特性例を示している。

図１１に示すように、Ｓ／Ｎの低下をみると電流加算抵抗Ｒａの抵抗値は４００Ωが限界となっている。

図１２は、図８の回路における実測の信号振幅およびノイズ出力特性例を示す図である。

図１２は、１Ｇのオペアンプとし、図８の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を１．５ｐＦ、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩとし、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を可変したときの実測信号振幅およびノイズ出力特性例を示している。

図１２に示すように、反転アンプに比べて非反転アンプは、Ｓ／Ｎの低下は１００Ωで２０ｄＢ、１ｋΩで１０ｄＢ程度となっている。

以上から、実働回路では電流加算抵抗Ｒａは、反転アンプからは４００Ω以下、非反転アンプからは１ｋΩ以上となる。

さらに、シミュレーション結果について述べる。

図１３は、図６の測定回路を用いた別のシミュレーション結果を示す図である。

図１３は、１Ｇのオペアンプとし、図６の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を１１ｐＦから５ｐＦまで１ｐＦステップで可変し、Ｒｉｎ１の抵抗値を∞、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１ｋΩ、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を１ｋΩとしたときのシミュレーション結果を示している。

図１３に示すように、図６の回路においてＰＤの出力電流はキャパシタＣｔと電流加算抵抗Ｒａに分流され、第２アンプ２３２の出力は周波数特性を持つ。

図１４は、図６の測定回路を用いたさらに別のシミュレーション結果を示す図である。

図１４は、１Ｇのオペアンプとし、図６の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を１ｐＦ、Ｒｉｎ１の抵抗値を１ｋΩから１００ｋΩまで１ｋΩステップで可変し、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩ、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を１ｋΩとしたときのシミュレーション結果を示している。

図１４に示すように、図６の回路においてＰＤの出力電流は抵抗Ｒｉｎ１と電流加算抵抗Ｒａに分流され、第２アンプ２３２の出力はレベル特性を持つ。

以上からわかるように、第２アンプ（電流アンプ）の出力特性はキャパシタＣｔ、抵抗Ｒｉｎ1の影響を受けるが、電流加算抵抗Ｒａの値が小さければ問題ないレベルとなる。
現実のＰＤ、オペアンプでは、キャパシタＣｔの容量は０．５ｐＦ以下、抵抗Ｒｉｎ１の抵抗値は１０ｋΩ以上、オペアンプでは１０ｋΩから数ＭΩで殆ど問題とならない。
出力にＤＣオフセットを発生させないためには、アンプの入力電流は極力小さくする必要がある。

＜実４分割ＰＤでの効果確認＞
図１５は、光記録再生装置の光ヘッドに搭載されているＰＤの構成例を示す図である。
図１５に示すように、ＰＤ−Ａ,Ｂ,Ｃ,Ｄは約□50μｍで、端子間容量は０．５ｐＦである。

図１６は、図６の測定回路を用いた電流加算抵抗Ｒａの熱雑音出力のシミュレーション結果を示す図である。

図１６は、１Ｇのオペアンプとし、図６の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を０ｐＦ、Ｒｉｎ１の抵抗値を１００ｋΩ、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩ、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を１ｋΩ、１０ｋΩ、１ｋΩとしたときの、電流加算抵抗Ｒａの熱雑音の出力のシミュレーション結果を示している。

図１６に示すように、電流加算抵抗Ｒａに関係なく約１００ｄＢの減衰を示し問題ない。

図１７は、図６の測定回路を用いた電流加算抵抗Ｒａの熱雑音出力の別のシミュレーション結果を示す図である。

図１７は、１Ｇのオペアンプとし、図６の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を０．１ｐＦから１ｐＦまで０．１ｐＦステップで可変し、Ｒｉｎ１の抵抗値を１００ｋΩ、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩ、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を２ｋΩとしたときの、電流加算抵抗Ｒａの熱雑音の出力のシミュレーション結果を示している。

図１７に示すように、キャパシタＣｔのインピーダンスで、高周波ノイズの減衰が低下するが、−６０ｄＢと問題ない。

図１８は、図６の測定回路における実測ノイズの出力特性例を示す図である。

図１８は、１Ｇのオペアンプとし、図６の各素子の値を、キャパシタＣｔの容量を１．５ｐＦ、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩ、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を０Ω、抵抗Ｒｉｎ１の抵抗値を可変したときの実測ノイズの出力特性例を示している。

図１８に示すように劣化は２０ｋΩ以上となれば問題ないレベルに低下する。

＜実働回路を満たすためには＞
図１９は、図６および図８の実測回路を適用して形成した実働回路であって、Ｓ／Ｎ,周波数特性を満たすために形成した回路である。
図２０は、図１９の回路を用いたシミュレーションの定数を示す図である。
図２１は、図１９の回路を用いたシミュレーション結果を示す図である。

図１９の回路においては、電流加算抵抗Ｒａと直列に抵抗ＲｂとキャパシタＣｂの並列回路を挿入し、Ｒａ+Ｒｂ≧１ｋΩ、Ｒａ≦４００Ω、Ｃｂ≧ＢＷ（５ＭＨｚ）とすれば良い。ここで、ＢＷはＯＥＩＣ（光ＩＣ）化によるアンプ帯域の拡大を示す。
シミュレーションにおいては、第１アンプ２３１および第２アンプ２３２の帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を１０ｋΩ、抵抗Ｒａの抵抗値を３００Ω、抵抗Ｒｂの抵抗値を１ｋΩ、キャパシタＣｂの容量を２０ｐＦに設定されている。

また、図２１において、Ｘで示す曲線が第１アンプ（非反転アンプ）２３１の特性を、Ｙで示す曲線が第２アンプ（反転アンプ）２３２の特性を示している。
図２１に示すように、第１アンプ（非反転アンプ）２３１のＢＷは６ＭＨｚ、第２アンプ（反転アンプ）２３２のＢＷは１００ＭＨｚである。

＜第１アンプ（非反転アンプ）のＳ／Ｎ改善＞
図２２は、図１９の第１アンプ（非反転アンプ）の帰還抵抗の値を可変して測定したノイズ出力特性を示す図である。
出力アンプの出力ノイズを低下するには、アンプの帰還抵抗を大きくすれば良い。
図２２は、電流加算抵抗Ｒａの抵抗値を２ｋΩとして、第１アンプ（非反転アンプ）の帰還抵抗の抵抗値を可変して測定したものである。
図２２に示すように、帰還抵抗Ｒｆの抵抗値を10ｋΩから２０ｋΩにすることにより、２．５ｄＢの改善があった。
これは、帰還抵抗の熱雑音が支配的であることを意味していて、非反転アンプのＳ／Ｎの改善はさらに可能である。

また、反転アンプの帰還抵抗の抵抗値を大きくすればＳ／Ｎは改善されるが、帯域との兼ね合いで決定される。

以上説明したように、本実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
現状ＢＤ（ブルーレイディスク；Ｂｌｕ−ｒａｙ ｄｉｓｃ）で、安定なデュアルレイヤー（dual layer）の倍速再生を行うには、ＰＤアンプの更なる改善が必要であるが、既にＰＤの小型化やトランジスタの改善では限界に来ており、殆ど改善は望めない現状である。さらに最近は、４層ディスクの開発が進み、さらなる改善が必要となって来ている。
これに対して、本ＲＦ再生装置２００によれば、ＩＣ化が可能な現状回路での構成であり、改善効果は４分割ＰＤ時で最大＋６．０ｄＢ、分割数が多くなると予想される4層ディスク再生では、最大20＊log√分割数(６と仮定すると）＝７．８ｄＢとなる大きな改善が見込める。
また、キャパシタＣｂを付加することでＲａ＋Ｒｂを大きくできるので、サーボ、ウォブル信号のＳ／Ｎ低下を実用値に抑えることができる。

一般的に用いられているディスク再生装置の再生ＲＦの生成部の構成例を示す図である。 本発明の実施形態に係る光記録再生装置の簡略構成を示す図である。 本発明の実施形態に係るＲＦ再生装置の構成例を示す回路図である。 ＰＤ電流の電流電圧増幅の基本的動作を説明するための回路図である。 現状のディスク再生装置のノイズ特性例を示す図である。 電流加算抵抗と電圧アンプの入力インピーダンスの影響をみる測定回路の一例を示す図である。 図６の測定回路を用いたシミュレーション結果を示す図である。 電圧アンプへの電流加算抵抗とキャパシタの影響をみる測定回路の一例を示す図である。 図８の測定回路を用いたシミュレーション結果を示す図である。 図８の測定回路における実測ノイズの出力特性例を示す図である。 図６の回路における実測の信号振幅およびノイズ出力特性例を示す図である。 図８の回路における実測の信号振幅およびノイズ出力特性例を示す図である。 図６の測定回路を用いた別のシミュレーション結果を示す図である。 図６の測定回路を用いたさらに別のシミュレーション結果を示す図である。 光記録再生装置の光ヘッドに搭載されているＰＤの構成例を示す図である。 図６の測定回路を用いた電流加算抵抗の熱雑音出力のシミュレーション結果を示す図である。 図６の測定回路を用いた電流加算抵抗の熱雑音出力の別のシミュレーション結果を示す図である。 図６の測定回路における実測ノイズの出力特性例を示す図である。 図６および図８の実測回路を適用して形成した実働回路であって、Ｓ／Ｎ,周波数特性を満たすために形成した回路である。 図１９の回路を用いたシミュレーションの定数を示す図である。 図１９の回路を用いたシミュレーション結果を示す図である。 図１９の第１アンプ（非反転アンプ）の帰還抵抗の値を可変して測定したノイズ出力特性を示す図である。

符号の説明

１００・・・光記録再生装置、１０１・・・記録媒体（たとえば光ディスク）、１１０・・・光ピックアップ（光ヘッド）、１１１・・・レーザダイオード、１２０・・・記録系、１２５・・・レーザ駆動回路、１３０・・・再生系、１４０・・・制御系、１５０・・・システムコントローラ、２００・・・ＲＦ再生装置、ＰＤ‐Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ・・・フォトディテクタ、ＮＩ‐Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ・・・電流供給ノード、２１０・・・電圧アンプ群、２１１〜２１４・・・電圧アンプ、Ｒｆ１〜Ｒｆ４・・・帰還抵抗、２２０・・・電流加算アンプ、２２１・・・ＲＦアンプ、Ｒｆ５・・・帰還抵抗、ＮＤ１・・・共通ノード、ＲＩＡ１〜ＲＩＡ４・・・電流加算抵抗部、Ｒａ，Ｒｂ・・・電流加算抵抗、Ｃ１〜Ｃ４・・・キャパシタ。

Claims (6)

1. 複数に分割されたフォトディテクタと、
   上記各フォトディテクタの出力電流が供給される複数の電流供給ノードと、
   上記複数の電流供給ノードのうち対応する電流供給ノードに接続され、上記各フォトディテクタの出力を増幅して出力する複数の電圧アンプと、
   上記複数の電流供給ノードに接続され、上記各フォトディテクタの出力電流を加算してＲＦ信号を再生増幅して出力する電流加算アンプと
   を有する再生装置。
2. 上記電流加算アンプは、
   共通ノードと、
   入力が上記共通ノードに接続された電流アンプと、
   上記電流供給ノードと上記共通ノードとの間の各電流入力段にそれぞれ接続された少なくとも一つの抵抗を含む複数の電流加算抵抗部と、を有する
   請求項１記載の再生装置。
3. 上記各電流加算抵抗部は、
   第１および第２の抵抗を直列に接続した加算抵抗を含む
   請求項２記載の再生装置。
4. 上記各電流加算抵抗部は、
   上記加算抵抗の上記共通ノード側の第２の抵抗に並列に接続されたキャパシタを含む
   請求項３記載の再生装置。
5. 上記加算抵抗の抵抗値がＲＦ帯域を許容するまで大きく設定される
   請求項３または４記載の再生装置。
6. レーザ光を記録媒体に照射した戻り光を受光する複数に分割されたフォトディテクタと、
   上記各フォトディテクタの出力電流が供給される複数の電流供給ノードと、
   上記複数の電流供給ノードのうち対応する電流供給ノードに接続され、上記各フォトディテクタの出力を増幅して出力する複数の電圧アンプと、
   上記複数の電流供給ノードに接続され、上記各フォトディテクタの出力電流を加算してＲＦ信号を再生増幅して出力する電流加算アンプと
   を有する光再生装置。

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