JP2009283090A - 光再生装置およびその方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】再生RF信号のS/Nの低下を抑制し、RF用のアンプノイズの増大を軽減することが可能な光再生装置およびその方法を提供する。
【解決手段】再生系130は、帯域が、少なくとも高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定され、フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波を出力するアンプ410と、アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算する復調部420,430と、を含む。復調部は、ピーク検出部420を有し、ピーク検出部は、アンプの出力を受けて整流動作を行うトランジスタQ1と、トランジスタの出力端子に接続されて電流放電を行うためのホールドキャパシタCeと、ホールドキャパシタと直列に接続されたインピーダンス素子Zと、を含む。
【選択図】図8
【解決手段】再生系130は、帯域が、少なくとも高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定され、フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波を出力するアンプ410と、アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算する復調部420,430と、を含む。復調部は、ピーク検出部420を有し、ピーク検出部は、アンプの出力を受けて整流動作を行うトランジスタQ1と、トランジスタの出力端子に接続されて電流放電を行うためのホールドキャパシタCeと、ホールドキャパシタと直列に接続されたインピーダンス素子Zと、を含む。
【選択図】図8
Description
本発明は、光ディスク装置等に適用可能な光再生装置に係り、特に光媒体の情報記録面に照射するレーザ光源を高周波重畳方式によって駆動する光再生装置およびその方法に関するものである。
記録再生が可能な光ディスク装置は、レーザダイオード(Laser Diode:LD)から出射されるレーザ光をディスクに照射してデータの記録、再生を行う。
光ディスク装置の光ヘッドは、レーザダイオードの放射したレーザ光の光ディスクのよる反射光を検出するフォトディテクタ等を内蔵している。
フォトディテクタ(PD)の出力は、受光光量に応じた電気信号としてRFアンプ等に供給される。
再生系は、光ヘッドのフォトディテクタによる検出出力を再生増幅する再生増幅回路やデコーダ等を有する。デコーダは、光ディスクの記録トラックからの反射光の検出出力について、記録系のエンコード処理に対応するデコード処理によりデータを再生する。
光ディスク装置の光ヘッドは、レーザダイオードの放射したレーザ光の光ディスクのよる反射光を検出するフォトディテクタ等を内蔵している。
フォトディテクタ(PD)の出力は、受光光量に応じた電気信号としてRFアンプ等に供給される。
再生系は、光ヘッドのフォトディテクタによる検出出力を再生増幅する再生増幅回路やデコーダ等を有する。デコーダは、光ディスクの記録トラックからの反射光の検出出力について、記録系のエンコード処理に対応するデコード処理によりデータを再生する。
このような光ディスク装置において、LDの駆動電流に高周波電流を重畳することにより、光ディスクからの反射光に生じるノイズの低減を図り、RIN(相対雑音強度)を改善するようにしたレーザ駆動装置が提案されている(たとえば特許文献1,2参照)
また、レーザ駆動電流に高周波電流を重畳するために、受光側のフォトディテクタ(PD)から再生信号を取り出すPDアンプにおいて、再生信号のピーク検波を行い、これを用いて高周波重畳を行うようにした装置が提案されている(たとえば特許文献3,4参照)。
このような光ディスク装置においては、リードパワーの低下、再生信号の短波長化、倍速再生要求による広帯域等に対し、PDアンプ側のノイズを有効に低下させて、最終的な再生信号のC/N(搬送波対雑音比)の改善を図ることが必要となる。
そこで、受光側のPDアンプにおけるノイズを有効に低減することが可能な光再生装置が提案されている(特許文献5参照)。
この光再生装置は、フォトディテクタ(PD)からの出力信号のピークを検出し、そのピーク検出信号を用いて擬似サンプリングを行うことにより、ノイズの低減を図っている。
特開平7‐93794号公報
特開2000‐149302号公報
特開平4−116879号公報
特開平6−139580号公報
特開2003‐6874号公報
この光再生装置は、フォトディテクタ(PD)からの出力信号のピークを検出し、そのピーク検出信号を用いて擬似サンプリングを行うことにより、ノイズの低減を図っている。
ところが、1倍速再生や戻り光量の大きい時は、問題はなかったが、ここにきてデュアルレイヤーディスク(dual layer disc)や波長400nmのLDを用いた多層ディスクの再生での反射戻り光量の低下と、S/N低下が問題となってきている。
図1(A)および(B)は、シングルレイヤーSLとデュアルレイヤーDLの信号のノイズのスペクトルを示す図であって、図1(A)がシングルレイヤーSLのノイズスペクトルを、図1(B)がデュアルレイヤーDLのノイズスペクトルをそれぞれ示している。
図1において、横軸が周波数を、縦軸がレベルをそれぞれ表している。
図1中のWで示す曲線がディスクノイズスペクトルを、Xで示す曲線がLDノイズスペクトルを、Yで示す曲線がOEIC(光IC)のノイズスペクトルを、Zで示す曲線が全体の再生スペクトルを示している。
図1において、横軸が周波数を、縦軸がレベルをそれぞれ表している。
図1中のWで示す曲線がディスクノイズスペクトルを、Xで示す曲線がLDノイズスペクトルを、Yで示す曲線がOEIC(光IC)のノイズスペクトルを、Zで示す曲線が全体の再生スペクトルを示している。
図1(A)および(B)に示すように、デュアルレイヤーDLでは反射率が低下するため、信号レベルが低下し、アンプノイズが支配的となるため、S/Nの低下に繋がっている。
LDノイズが低下しているのは、反射率の相違からリードの盤面パワーを0.25mWから0.6mWにしてLDの元パワーが大きくなっているためである。
LDノイズが低下しているのは、反射率の相違からリードの盤面パワーを0.25mWから0.6mWにしてLDの元パワーが大きくなっているためである。
現状光ディスクの反射率は、シングルレイヤーSLで15〜18%、デュアルレイヤーDLで4〜5%と約1/4となっており、リードパワーは0.3mWから0.6mWと約2倍となっている。
その結果、相対的にアンプノイズが6dBの上昇となっている。
図1(B)においては、測定帯域が同じ為信号レベル、ディスクノイズが−6dBとなっている。
その結果、相対的にアンプノイズが6dBの上昇となっている。
図1(B)においては、測定帯域が同じ為信号レベル、ディスクノイズが−6dBとなっている。
図1(A)および(B)からS/Nを改善するには、リードパワーを上げる、反射率を上げる、LDノイズを下げることが必要となる。
しかし、リードパワーは、リードの安定性(read stability)から現状の6dBアップに留まっている。
反射率は、ディスクで決まり現状が限界と思われる。
LDノイズはATT比で改善できるが、LDの寿命が低下する。
しかし、リードパワーは、リードの安定性(read stability)から現状の6dBアップに留まっている。
反射率は、ディスクで決まり現状が限界と思われる。
LDノイズはATT比で改善できるが、LDの寿命が低下する。
図2は、現状の光ディスク装置の重畳発光波形を示す図である。
この例では、高周波HFは350MHz、ΔIopは0.4mAである。
図2において、発光のピークパワーは、3.8倍〜4.5倍となっている。
しかし、平均パワーが一定でも、ピークパワーが高いと記録済みデータが消去され易い。
図2において、発光のピークパワーは、3.8倍〜4.5倍となっている。
しかし、平均パワーが一定でも、ピークパワーが高いと記録済みデータが消去され易い。
図3は、LDのIL特性を示す図である。
ローパワー部のリニアリティ(linearity)は製造ロット(lot)によってかなりバラツク。
したがって、重畳オン/オフによって起こるΔIopの変化を測定する現状の重畳レベルの設定方法では、重畳効果が異なってしまい、発光波高値がバラツクこととなる。
したがって、重畳オン/オフによって起こるΔIopの変化を測定する現状の重畳レベルの設定方法では、重畳効果が異なってしまい、発光波高値がバラツクこととなる。
本発明は、再生RF信号のS/Nの低下を抑制し、RF用のアンプノイズの増大を軽減することが可能な光再生装置およびその方法を提供することにある。
本発明の第1の観点の再生装置は、光媒体と、高周波重畳方式により駆動され、上記光媒体にレーザ光を照射するレーザダイオードと、上記光媒体で反射された光を検出するフォトディテクタと、上記レーザダイオードを高周波重畳方式により駆動する高周波重畳部と、上記フォトディテクタの検出信号に基づいて上記光媒体の情報を再生する再生系と、を有し、上記高周波重畳部は、上記高周波重畳周波数が少なくとも信号帯域の2倍以上に設定され、発光波高値を抑えるため矩形波により上記レーザダイオードを駆動し、上記再生系は、帯域が、少なくとも上記高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定され、上記フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波を出力するアンプと、上記アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算する復調部と、を含み、上記復調部は、上記アンプの出力からピーク検波を行うピーク検出部を有し、上記ピーク検出部は、上記アンプの出力を受けて整流動作を行うトランジスタと、上記トランジスタの出力端子に接続されて電流放電を行うためのホールドキャパシタと、上記ホールドキャパシタと直列に接続されたインピーダンス素子と、を含む。
好適には、上記高周波重畳部は、上記レーザダイオードのオンディレイを考慮したパルス幅に整形し、当該パルスの立ち上がりの時間を遅くして上記矩形波をパルス信号として生成する。
好適には、上記ピーク検出部のトランジスタは、制御端子に上記アンプ出力が供給され、第1端子が第1電源に接続され、第2端子に上記インピーダンス素子および上記ホールドキャパシタが接続されている。
本発明の第2の観点の光再生方法は、高周波重畳周波数を少なくとも信号帯域の2倍以上に設定し、発光波高値を抑えるため矩形波によりレーザダイオードを高周波重畳駆動してレーザ光を光媒体に照射する第1ステップと、上記光媒体で反射された光をフォトディテクタで検出する第2ステップと、帯域が、少なくとも上記高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定された第3アンプにより、上記フォトディテクタの検出信号から不平衡振幅変調波を得する第4ステップと、上記不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算して復調する第5ステップと、を有し、上記第1ステップにおいて、上記矩形波を、上記レーザダイオードのオンディレイを考慮したパルス幅に整形し、当該パルスの立ち上がりの時間を遅くしたパルス信号として生成し、上記第5ステップにおいて、上記アンプの出力からピーク検波を行い、当該ピーク検出において、トランジスタより上記アンプの出力を受けて整流動作を行い、上記トランジスタの出力端子に直列に接続されたインピーダンス素子およびホールドキャパシタにより積分ホールドを行う。
本発明によれば、高周波重畳部において、高周波重畳周波数が少なくとも信号帯域の2倍以上に設定され、発光波高値を抑えるため矩形波によりレーザダイオードが高周波重畳駆動される。
これにより、レーザ光が光媒体に照射され、その反射光がフォトディテクタで検出される。
再生系の復調部において、帯域が、少なくとも高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定されたアンプで、フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波が得られる。そして、アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号に低周波変換され、既に存在している低周波の再生信号に加算される。
復調部において、ピーク検出部でアンプの出力からピーク検波が行われる。このピーク検出において、トランジスタよりアンプの出力を受けて整流動作が行われ、トランジスタの出力端子に直列に接続されたインピーダンス素子およびホールドキャパシタにより積分ホールドが行われる。
これにより、レーザ光が光媒体に照射され、その反射光がフォトディテクタで検出される。
再生系の復調部において、帯域が、少なくとも高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定されたアンプで、フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波が得られる。そして、アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号に低周波変換され、既に存在している低周波の再生信号に加算される。
復調部において、ピーク検出部でアンプの出力からピーク検波が行われる。このピーク検出において、トランジスタよりアンプの出力を受けて整流動作が行われ、トランジスタの出力端子に直列に接続されたインピーダンス素子およびホールドキャパシタにより積分ホールドが行われる。
本発明によれば、複数のアンプによる再生RF信号のS/Nの低下を抑制し、RF用のアンプノイズの増大を軽減することができる利点がある。
以下、本発明の実施の形態を図面に関連付けて説明する。
図4は、本発明の実施形態に係る光記録再生装置の簡略構成を示す図である。
この光記録再生装置100は、記録媒体(たとえば光ディスク)101、光ピックアップ(光ヘッド)110、記録系120、再生系130、制御系140、およびシステムコントローラ150を有する。
光記録再生装置100は、光ディスク101をモータ駆動回路102により駆動されるスピンドルモータ103にて回転駆動し、光ディスク101の記録トラックを光ヘッド110によりレーザ光で走査する。
これにより、光記録再生装置100は、所定のデータフォーマット、たとえば、ブルーレイディスクに適合したフォーマット、CDの規格に適合したフォーマットで、デジタルデータを光学的に記録し、再生する。
これにより、光記録再生装置100は、所定のデータフォーマット、たとえば、ブルーレイディスクに適合したフォーマット、CDの規格に適合したフォーマットで、デジタルデータを光学的に記録し、再生する。
光ヘッド110は、レーザ駆動回路により駆動されデジタルデータの記録再生用のレーザダイオード111を有する。
光ヘッド110は、さらに、レーザダイオード(LD)111が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ(FPD:Front PD)112やレーザダイオード111の放射したレーザ光の光ディスク101による反射光を検出するフォトディテクタ(PD)113等を内蔵している。
光ヘッド110は、さらに、レーザダイオード(LD)111が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ(FPD:Front PD)112やレーザダイオード111の放射したレーザ光の光ディスク101による反射光を検出するフォトディテクタ(PD)113等を内蔵している。
このLD111は、レーザ駆動回路により駆動される。本実施形態の光記録再生装置100において、LD111の駆動方式とし高周波重畳方式が採用されている。
そして、光記録再生装置100においては、光ディスク101の情報記録面で反射された光をフォトディテクタ(PD)112で検出し、検出信号に基づいて光ディスク101に記録された情報の再生を行う。
この情報再生に際して、フォトディテクタ112からの出力信号を検出し、そのピーク検出信号を用いて擬似サンプリングを行うことにより、アンプノイズを低減させている。
本実施形態では、後で詳述するように、ピーク検出用トランジスタに、インピーダンス素子およびホールド用のキャパシタ(容量素子)が直列に接続され、デュアルレイヤーDLや400nmLDを用いた多層ディスクであっても適用でき、しかもノイズ低減を図れるよう構成されている。
そして、光記録再生装置100においては、光ディスク101の情報記録面で反射された光をフォトディテクタ(PD)112で検出し、検出信号に基づいて光ディスク101に記録された情報の再生を行う。
この情報再生に際して、フォトディテクタ112からの出力信号を検出し、そのピーク検出信号を用いて擬似サンプリングを行うことにより、アンプノイズを低減させている。
本実施形態では、後で詳述するように、ピーク検出用トランジスタに、インピーダンス素子およびホールド用のキャパシタ(容量素子)が直列に接続され、デュアルレイヤーDLや400nmLDを用いた多層ディスクであっても適用でき、しかもノイズ低減を図れるよう構成されている。
記録系120は、入力端子121から入出力インタフェース122を介して供給される記録すべきデジタルデータDTを上記した所定のデータフォーマットの記録データ列に変換するエンコーダ123を有する。
記録系120は、さらに、記録データ列に応じたライトパルスを発生するパルス発生回路124、ライトパルスに応じてライト信号電流を生成して光ヘッド110のレーザダイオード111を駆動するレーザ駆動回路125等を有する。
記録系120は、さらに、記録データ列に応じたライトパルスを発生するパルス発生回路124、ライトパルスに応じてライト信号電流を生成して光ヘッド110のレーザダイオード111を駆動するレーザ駆動回路125等を有する。
再生系130は、光ヘッド110のフォトディテクタ113による検出出力を再生し増幅する再生増幅回路131やデコーダ132等を有する。
デコーダ132は、光ディスク101の記録トラックからの反射光の検出出力について、上述の記録系120のエンコーダ123に対応するデコード処理によりデータを再生し、再生データを出力端子133から出力する。
デコーダ132は、光ディスク101の記録トラックからの反射光の検出出力について、上述の記録系120のエンコーダ123に対応するデコード処理によりデータを再生し、再生データを出力端子133から出力する。
制御系140は、光ヘッド110のフォトディテクタ113による検出出力を再生し増幅する再生増幅回路141、再生増幅回路141を受けてサーボ制御を行うスピンドルサーボ回路142やヘッドサーボ回路143等を有する。
システムコントローラ150は、アナログデジタル変換機能(A/D)を有しており、その入力ポートに光ヘッド110のフォトディテクタ113による検出出力が再生増幅回路141により供給される。
また、システムコントローラ150は、光ヘッド110のレーザダイオード111が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ112による検出出力がプリアンプ151を介して供給される。
システムコントローラ150は、供給されデジタル信号に変換された検出信号に応じて記録系120のパルス発生回路124およびレーザ駆動回路125の処理を制御する。
また、システムコントローラ150は、光ヘッド110のレーザダイオード111が放射したレーザ光を検出するフォトディテクタ112による検出出力がプリアンプ151を介して供給される。
システムコントローラ150は、供給されデジタル信号に変換された検出信号に応じて記録系120のパルス発生回路124およびレーザ駆動回路125の処理を制御する。
なお、この光記録再生装置は、一例であって、本発明が適用される光記録装置は、図4の構成に限るものではないことはいうまでもない。
本実施形態に係る光記録再生装置100においては、上述したようにLD111の駆動方式とし高周波重畳方式が採用されている。
LD111における周波数重畳は、レーザパワーのオン/オフ動作であり、光パワーのピークは平均リードパワーの数倍から十数倍に達する。したがって、この光照射をサンプリングとしてみなせば、そのときに得られる信号レベルは光量に比例するので、数倍から十数倍になる。
ただし、この光照射部分(レーザオン部分)だけをサンプリングすることは困難である。
そこで、本実施形態においては、PDアンプの帯域を重畳周波数まで拡大し、この重畳によりピークを持たないようパルス駆動し、PDアンプの出力信号のピークを検出し、このピーク検出信号をサンプリング(本実施形態では擬似サンプリングという)するようにする。
このようにすることにより、信号レベルの高い部分についてサンプリングでき、相対的にS/Nの良い再生信号が得られる。
そして、本実施形態では、ピーク検出用トランジスタに、インピーダンス素子とホールド用のキャパシタ(容量素子)が直列に接続され、ピーク検波復調すると同時に積分ホールドすることで、再生信号のS/Nの改善を図れ、デュアルレイヤーDLや400nmLDを用いた多層ディスクであっても適用でき、しかもノイズ低減を図れるよう構成されている。
以下、本実施形態のLD駆動およびピーク検波による再処理等について詳細に説明する。
LD111における周波数重畳は、レーザパワーのオン/オフ動作であり、光パワーのピークは平均リードパワーの数倍から十数倍に達する。したがって、この光照射をサンプリングとしてみなせば、そのときに得られる信号レベルは光量に比例するので、数倍から十数倍になる。
ただし、この光照射部分(レーザオン部分)だけをサンプリングすることは困難である。
そこで、本実施形態においては、PDアンプの帯域を重畳周波数まで拡大し、この重畳によりピークを持たないようパルス駆動し、PDアンプの出力信号のピークを検出し、このピーク検出信号をサンプリング(本実施形態では擬似サンプリングという)するようにする。
このようにすることにより、信号レベルの高い部分についてサンプリングでき、相対的にS/Nの良い再生信号が得られる。
そして、本実施形態では、ピーク検出用トランジスタに、インピーダンス素子とホールド用のキャパシタ(容量素子)が直列に接続され、ピーク検波復調すると同時に積分ホールドすることで、再生信号のS/Nの改善を図れ、デュアルレイヤーDLや400nmLDを用いた多層ディスクであっても適用でき、しかもノイズ低減を図れるよう構成されている。
以下、本実施形態のLD駆動およびピーク検波による再処理等について詳細に説明する。
たとえば、波長400nmのLDを用いた多層ディスクの光記録再生装置においては、記録膜の反射率が低下し、ディスク再生時のS/Nがアンプノイズによって低下するので、本実施形態の光記録再生装置100は、基本的に以下のように構成される。
1) 戻り光の抑制を行うための高周波重畳周波数を、少なくとも信号帯域の2倍以上に設定する。
2) 発光波高値を抑えるため、矩形波のLD オフ制御タイプ(LD off control type)とする。
このように、発光波高値を抑えてあるので、リードステイビリティ(read stability)は改善され、リードパワー(read power)を、1〜2dB程度アップできる。
信号出力も、1〜2dBアップしS/Nの改善となる。
3) PDアンプの帯域を、少なくとも高周波重畳周波数+信号帯域とする。
4) PDアンプ出力が不平衡振幅変調波(パルス振幅変調(PAM)信号)となる。
5) 高周波重畳周波数の±側に発生する信号を低周波変換する。
6) この低周波変換された信号を既に存在している低周波の再生信号に加算する。
2) 発光波高値を抑えるため、矩形波のLD オフ制御タイプ(LD off control type)とする。
このように、発光波高値を抑えてあるので、リードステイビリティ(read stability)は改善され、リードパワー(read power)を、1〜2dB程度アップできる。
信号出力も、1〜2dBアップしS/Nの改善となる。
3) PDアンプの帯域を、少なくとも高周波重畳周波数+信号帯域とする。
4) PDアンプ出力が不平衡振幅変調波(パルス振幅変調(PAM)信号)となる。
5) 高周波重畳周波数の±側に発生する信号を低周波変換する。
6) この低周波変換された信号を既に存在している低周波の再生信号に加算する。
このように、広帯域PDアンプおよび信号加算型の不平衡振幅変調波の振幅復調器を含む構成とすることにより、再生信号のレベルが6dBアップし、ノイズレベルが3dBアップとなり、3dBのSN改善が図られる。
図5は、本実施形態に係る再生光学系の構成を示す図である。
図6は、図5の再生光学系の構成と等価な動作の電気回路図である。
図6は、図5の再生光学系の構成と等価な動作の電気回路図である。
再生光学系200は、図5に示すように、コリメータレンズ(collimator lens)201、1/2波長板(HWP)202、偏光ビームスプリッタ(PBS)203、1/4波長板(QWP)204、対物レンズ(object lens)205、および集光レンズ206を有している。
LD111は、高周波でスイッチング駆動され、平均値で定パワーの光を出力する。
再生光学系200において、LD111の出力レーザ光はコリメータレンズ201で平行光に整形され、HWP、PBS203を通過し、対物レンズで光ディスク101上に焦点を合わせる。
光ディスク101の反射光はQWP204を通すことによって、PBS203で殆どRF PD113側に出力される。
また、LD111から出力されたレーザ光は、HPW202とPBS203でFPD112側に0.数%出力される。これにより、オートパワーコントロール(APC)が掛けられる。
この場合、光ディスク101への照射光は、光ディスク101の反射光で振幅変調される。換言すれば、不平衡振幅変調される。
再生光学系200において、LD111の出力レーザ光はコリメータレンズ201で平行光に整形され、HWP、PBS203を通過し、対物レンズで光ディスク101上に焦点を合わせる。
光ディスク101の反射光はQWP204を通すことによって、PBS203で殆どRF PD113側に出力される。
また、LD111から出力されたレーザ光は、HPW202とPBS203でFPD112側に0.数%出力される。これにより、オートパワーコントロール(APC)が掛けられる。
この場合、光ディスク101への照射光は、光ディスク101の反射光で振幅変調される。換言すれば、不平衡振幅変調される。
図6は、上述した図5の構成の動作を電気回路に置き換えたものである。
図6のディスク再生等価電気系210は、高周波発振器(HF OSC)211、パルス発生器(pulse proc)212、および振幅変調器(AM MOD)213を含んで形成されている。
この電気系210において、パルス生成器212の出力(被変調波=発光波)をAM変調器213で光ディスク101の反射率信号(変調波)RFSで、不平衡振幅変調を行うことで等価となる。
この場合、負の光はないので、1現象の信号となる。
図6のディスク再生等価電気系210は、高周波発振器(HF OSC)211、パルス発生器(pulse proc)212、および振幅変調器(AM MOD)213を含んで形成されている。
この電気系210において、パルス生成器212の出力(被変調波=発光波)をAM変調器213で光ディスク101の反射率信号(変調波)RFSで、不平衡振幅変調を行うことで等価となる。
この場合、負の光はないので、1現象の信号となる。
図7は、本実施形態に係る高周波重畳部の構成例を示すブロック図である。
この高周波重畳部300は、シリアルインタフェースおよびステータスレジスタ部301、高周波発振器(HF OSC)302、パルス発生器(pulse proc)303、カレントスイッチおよび加算部304、出力電流ドライバ305、レーザパワーメモリ306、デジタルアナログ変換器(D/A)307、およびレーザパワーコントローラ308を有する。
外部の制御系からシリアルインタフェースおよびステータスレジスタ部301のステータスレジスタにレベルコントロールのコントロールデータが設定される。
この設定データに基づいて高周波発振器302の周波数コントロールおよびレベルコントロールが行われる。このコントロールに伴い高周波信号がパルス発生器303に供給される。
パルス発生器303では、尖頭のようなピークを持たない矩形波であって、さらに、後述するように、デューティおよび立ち上がりを遅らせたパルスが生成され、カレントスイッチおよび加算部304、出力電流ドライバ305を通して、LD111が発光波高値を抑えたオフコントロールにより駆動される。
また、シリアルインタフェースおよびステータスレジスタ部301のよるリードパワーコントロールによって、レーザパワーメモリ306からデータが読み出される。この読み出されたデータはアナログ信号に変換され、レーザパワーコントローラ308に与えられる。
レーザパワーコントローラ308には、FPD112によるレーザ出力に伴う信号を受けて、レーザパワーをコントロールするように、カレントスイッチおよび加算部304がコントロールされる。
この設定データに基づいて高周波発振器302の周波数コントロールおよびレベルコントロールが行われる。このコントロールに伴い高周波信号がパルス発生器303に供給される。
パルス発生器303では、尖頭のようなピークを持たない矩形波であって、さらに、後述するように、デューティおよび立ち上がりを遅らせたパルスが生成され、カレントスイッチおよび加算部304、出力電流ドライバ305を通して、LD111が発光波高値を抑えたオフコントロールにより駆動される。
また、シリアルインタフェースおよびステータスレジスタ部301のよるリードパワーコントロールによって、レーザパワーメモリ306からデータが読み出される。この読み出されたデータはアナログ信号に変換され、レーザパワーコントローラ308に与えられる。
レーザパワーコントローラ308には、FPD112によるレーザ出力に伴う信号を受けて、レーザパワーをコントロールするように、カレントスイッチおよび加算部304がコントロールされる。
図8は、本実施形態に係る信号加算型振幅復調器の構成例を示す回路図である。
この信号加算型振幅復調器400は、図8に示すように、広帯域PDアンプ410、ピーク検出部420、バッファ部430、およびローパスフィルタ440を有する。
広帯域PDアンプ410は、フォトディテクタ(PD)113の検出電流を取り出して電圧信号に変換し、ピーク検出部420に出力する。
広帯域PDアンプ410の帯域は、少なくとも高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定される。
広帯域PDアンプ410は、たとえばHF〜UHF帯で使用されて帯域(BW)である500MHzのアンプが適用される。
広帯域PDアンプ410の帯域は、少なくとも高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定される。
広帯域PDアンプ410は、たとえばHF〜UHF帯で使用されて帯域(BW)である500MHzのアンプが適用される。
ピーク検出部420は、PDアンプの出力信号のピークを検出し、バッファ部430に出力する。
ピーク検出部420は、図8に示すように、npnトランジスタQ1、抵抗R1、R2、抵抗等のインピーダンス素子Z、およびホールド容量としてのキャパシタC1を有する。
トランジスタQ1のベース(制御端子)が抵抗R1を介してPDアンプ410の出力に接続され、コレクタ(第1端子)が電源電位Vccに接続されている。
トランジスタQ1のエミッタ(出力端子、第2端子)が抵抗R1の一端およびインピーダンス素子Zの一端部が接続され、これらの接続ノードによりノードND1が形成されている。
インピーダンス素子Zの他端部がキャパシタCeの第1電極に接続され、抵抗R2の他端およびキャパシタCeの第2電極が基準電位Veeに接続されている。
トランジスタQ1のベース(制御端子)が抵抗R1を介してPDアンプ410の出力に接続され、コレクタ(第1端子)が電源電位Vccに接続されている。
トランジスタQ1のエミッタ(出力端子、第2端子)が抵抗R1の一端およびインピーダンス素子Zの一端部が接続され、これらの接続ノードによりノードND1が形成されている。
インピーダンス素子Zの他端部がキャパシタCeの第1電極に接続され、抵抗R2の他端およびキャパシタCeの第2電極が基準電位Veeに接続されている。
このように、図8のピーク検出部420は、エミッタフォロワを整流器として扱う検波回路として形成されている。
キャパシタCeはホールドキャパシタとして機能し、このキャパシタCeにインピーダンス素子Zを直列に挿入することで、ノイズの周波数特性を平坦化し、ピーク検波することで低域信号に復調波を加算している。
キャパシタCeはホールドキャパシタとして機能し、このキャパシタCeにインピーダンス素子Zを直列に挿入することで、ノイズの周波数特性を平坦化し、ピーク検波することで低域信号に復調波を加算している。
バッファ部430は、ピーク検出部420の出力信号をインピーダンス変換して、LPF440に出力する。
バッファ部430は、図8に示すように、npnトランジスタQ2、および抵抗R3,R4を有する。
トランジスタQ2のベースがピーク検出部420のノードND1、すなわちトランジスタQ1のエミッタに接続され、コレクタが電源電位Vccに接続されている。
トランジスタQ2のエミッタが抵抗R2,R3の一端に接続され、抵抗R3の他端が基準電位Veeに接続され、抵抗R4の他端がLPF440の入力に接続されている。
トランジスタQ2のエミッタが抵抗R2,R3の一端に接続され、抵抗R3の他端が基準電位Veeに接続され、抵抗R4の他端がLPF440の入力に接続されている。
以下に、上記構成により高周波重畳および広帯域PDアンプおよび信号加算型の不平衡振幅変調波の振幅復調器を含む再生系の原理および要部の動作について説明する。
図9は、未記録部と記録部の擬似発光波形を示す図である。
図9は、高周波180MHz時における未記録部と15MHzの擬似発光波形で、このような信号となる。
この測定時の帯域は400MHzである。
この測定時の帯域は400MHzである。
図10は、信号波のレベルを示す図である。
図10は、信号波に着目したときのレベルを示している。
帯域20MHzで観測すると、この場合0.6div、400MHzで観測すれば、1.4divとなる。
すなわち、ピーク検波の信号波は、低域信号波の2倍以上となる。
帯域20MHzで観測すると、この場合0.6div、400MHzで観測すれば、1.4divとなる。
すなわち、ピーク検波の信号波は、低域信号波の2倍以上となる。
図11は、図9のディスク再生RFの擬似再生信号のスペクトルを示す図である。
図11に示すように、キャリア(carrier)周波数が180MHz、信号波の周波数が15MHzの不平衡振幅変調波信号となる。
図12は、ディスク再生RFの再生信号を示す図である。
図12に示すように、ディスク再生時の2T C/Nは40〜45dBであり、低域は12dBアップの、アンプノイズからみて50〜55dBとなる。
図13は、ディスク再生RFのC/Nから等価なノイズを加算した擬似再生信号を示す図である。
この場合、測定帯域を300kHzとしているので、C/Nは−40dBとなっている。
図14は、ピーク検波による信号とノイズレベルの変化を測定した結果を示す図である。
この場合、図14に示すように、周波数20MHzまでは、信号は+6dB、ノイズは+3dBとなる。
ノイズは100MHzにかけて、約8dBの増加となっている。
ノイズは100MHzにかけて、約8dBの増加となっている。
図15は、SQ波の出力発光波形と本実施形態のパルス発生器による発光波形を示す図である。
図15において、Aで示す波形がSQ波による発光波形を、Bで示す波形が本実施形態の発光波形を示している。
図15において、Aで示す波形がSQ波による発光波形を、Bで示す波形が本実施形態の発光波形を示している。
図15に示す発光波形は、光オシロスコープで観測した発光波形で帯域数十GHzに相当する。
図15に示すように、高周波180MHzのパルスで重畳を掛けると、ほぼパルスが得られる。
発光のピークを小さくするには、パルスの立ち上がりを遅くすれば良い。
図15に示すように、高周波180MHzのパルスで重畳を掛けると、ほぼパルスが得られる。
発光のピークを小さくするには、パルスの立ち上がりを遅くすれば良い。
以上に説明したことは、周波数変換の動作そのものを示しており、PDのアンプノイズが平坦ならば、3dBのC/Nを改善できることとなる。
本実施形態においては、高周波重畳部300の回路構成で、一般的な正弦(sin)波重畳を、図7に示すパルス発生器303を追加した重畳に変更している。
図16(A)および(B)は、現状の狭帯域PDアンプと本実施形態に係る再生S/N改善機能部を示す図である。
図16(A)が狭帯域PDアンプを示す図16(B)が本実施形態に係る再生S/N改善機能部を示している。
この再生S/N改善機能部は、図16(B)に示すように、広帯域PDアンプと410とPAMサンプル復調器450(図8の420,430)により構成されている。
この再生S/N改善機能部は、図16(B)に示すように、広帯域PDアンプと410とPAMサンプル復調器450(図8の420,430)により構成されている。
ここで、高周波重畳の周波数と波形について考察する。
再生S/Nを改善するために、再生時の不平衡振幅変調波を検波するには、以下の条件を満足する必要がある。
再生S/Nを改善するために、再生時の不平衡振幅変調波を検波するには、以下の条件を満足する必要がある。
1) 検波器の構成動作から、平坦部のある信号とする必要がある。
これは、矩形波とし、検波効率を上げるためである。
2) 戻り光の抑圧から、LDの発光を止める必要がある。
LDの発光の遅延(約1nS)から、200MHz以下が望ましい。
3) リードステイビリティ(read stability)から、発光のピークパワーは低い方が良い。
いわゆる緩和振動を抑えた矩形波発光とし、ピークパワーを3倍以下とする。
4) キャリアからの側波(side band)が容易に減衰できる。
高周波(HF)が低いと、LPFの減衰特性が急峻になる。
高周波重畳の周波数は、以上の条件を達成できる180MHzとしている。
これは、矩形波とし、検波効率を上げるためである。
2) 戻り光の抑圧から、LDの発光を止める必要がある。
LDの発光の遅延(約1nS)から、200MHz以下が望ましい。
3) リードステイビリティ(read stability)から、発光のピークパワーは低い方が良い。
いわゆる緩和振動を抑えた矩形波発光とし、ピークパワーを3倍以下とする。
4) キャリアからの側波(side band)が容易に減衰できる。
高周波(HF)が低いと、LPFの減衰特性が急峻になる。
高周波重畳の周波数は、以上の条件を達成できる180MHzとしている。
図17は、周波数180MHzでの2倍速再生時のスペクトルを示す図である。
図17に示すように、40MHzの減衰が緩やかなLPFで十分分離できる。
次に、重畳波形の生成について考察する。
図18は、図7のパルス生成器の構成例と出力波形の模式図である。
図18は、図7のパルス生成器の構成例と出力波形の模式図である。
図18のパルス発生器303は、パルス幅コントロール部3031、および遅延コントロール部3032を有する。
1) 発振器302の出力は、SQ波でデューティ50%を仮定している。
2) パルス幅コントロール部3031で、LDのオン時の遅延(on delay)を考慮したパルス幅に整形する。
発光時ではデューティ50%である。発光幅が大きくなると、S/N改善は小さくなる。
なお、発光波高値の倍数が問題なければ、デューティ50%以下でも問題ない。
3) 遅延コントロール部3032で、その出力の立ち上がり時間を遅くして、緩和振動の波高値を抑える。
なお、発光波高値の倍数が問題なければ、遅延コントロール部3032は不要である。
2) パルス幅コントロール部3031で、LDのオン時の遅延(on delay)を考慮したパルス幅に整形する。
発光時ではデューティ50%である。発光幅が大きくなると、S/N改善は小さくなる。
なお、発光波高値の倍数が問題なければ、デューティ50%以下でも問題ない。
3) 遅延コントロール部3032で、その出力の立ち上がり時間を遅くして、緩和振動の波高値を抑える。
なお、発光波高値の倍数が問題なければ、遅延コントロール部3032は不要である。
このように、重畳波形を生成することにより、図6に示すように、発光デューティが50%、ピーク倍率2.5程度が得られる。
図19は、図8のHF〜UHF帯で使用する帯域(BW)である500MHzのアンプを適用したPDアンプの周波数特性を示す図である。
図19に示すように、HF〜UHF帯で使用する帯域(BW)である500MHzのアンプを適用することにより、帯域、C/Nは500MHzまで確保されている。
次に、S/N改善の復調器について考察する。
図20(A)および(B)は、擬似再生波のスペクトルと波形を示す図である。
LPFで分離した信号波のS/Nと、バンドパスフィルタ(BPF)で分離したAM波の復調後のS/Nは等しい。
したがって、両者を加算すれば信号は2倍、ノイズは√2倍となり、3dBのS/N改善効果が得られる。
ノイズの周波数特性を平坦に補正すれば、信号波とAM波の信号レベル差は6dBとなる。
信号波形からでも、包絡線の信号は信号波の2倍となる事がわかる。
これは、重畳波のデューティが50%の場合である。
したがって、両者を加算すれば信号は2倍、ノイズは√2倍となり、3dBのS/N改善効果が得られる。
ノイズの周波数特性を平坦に補正すれば、信号波とAM波の信号レベル差は6dBとなる。
信号波形からでも、包絡線の信号は信号波の2倍となる事がわかる。
これは、重畳波のデューティが50%の場合である。
図21(A)および(B)は、S/N改善の機能ブロックを示す図である。
図21(A)の回路は、PDアンプ410、BPF451、LPF452、復調器(DEM)453、および加算器(ADD)454を有する。
S/N改善の機能ブロックは、基本的には図21(A)の構成となるが、BPF451,DEM453の動作周波数が高く実用的でない。
そこで、本実施形態では、等価的な機能としてピーク検波を採用している。
そこで、本実施形態では、等価的な機能としてピーク検波を採用している。
次に、ピーク検出部のキャパシタCeを可変したときの動作について考察する。
本実施形態においては、図8に示したように、信号加算型の不平衡振幅変調波の復調器440のピーク検出部420は、トランジスタQ1の整流機能、キャパシタCeおよびインピーダンス素子ZによるZ(R)C積分ホールド機能、抵抗R2による定電流放電機能を有している。
図22は、図8のピーク検出部のキャパシタCeを可変したときの動作波形を示す図である。
図22の波形は、高周波であると動作や動作波形の測定が困難なことから、重畳周波数40MHz、矩形波/信号波を5MHz/正弦(sin)波とし、トランジスタQ1の電流Ieを1mAとし測定したものである。
また、図22の波形は、インピーダンス素子Zを形成する抵抗を0Ω、変調をオフとし、ノイズをオフとして測定した。
また、図22の波形は、インピーダンス素子Zを形成する抵抗を0Ω、変調をオフとし、ノイズをオフとして測定した。
図22に示すように、電流Ieが1.0mAとしてあるので、放電時定数によってホールド波形が変化する。
また、充電時は、キャパシタCeによってオーバーシュート(overshoot)を発生している。
また、充電時は、キャパシタCeによってオーバーシュート(overshoot)を発生している。
図23は、図8のピーク検出部のキャパシタCeを可変したときのスペクトルを示す図である。
図24は、図8のピーク検出部のキャパシタCeを可変したときの信号波、ノイズ、および高調波の変化を示す図である。
図24は、図8のピーク検出部のキャパシタCeを可変したときの信号波、ノイズ、および高調波の変化を示す図である。
図23において、周波数40MHzの重畳波で見ると、周波数180MHz時のようなピークは発生せず、帯域が狭くなるだけである。
また、図24に示すように、キャパシタCeが0pFのときに比べて、信号波は、20pFから+5dBで一定となる。
ノイズは、キャパシタCeの容量値の増加で、+5dBから+4dBに低下する。
高調波は、80pFから増加する。すなわち、時定数が、信号のフォールタイム(fall time)より大きくなる。
S/Nの改善は1.0dBとなり、周波数180MHz時の検討結果、+3dBアップと異なる結果となった。
ノイズは、キャパシタCeの容量値の増加で、+5dBから+4dBに低下する。
高調波は、80pFから増加する。すなわち、時定数が、信号のフォールタイム(fall time)より大きくなる。
S/Nの改善は1.0dBとなり、周波数180MHz時の検討結果、+3dBアップと異なる結果となった。
次に、キャパシタCeの容量値を40pFとした場合について考察する。
図25は、キャパシタCeの容量値を40pFとしてインピーダンス素子の値を可変したときの信号波、ノイズレベルの変化を示す図である。
図26は、キャパシタCeの容量値を40pFとし、インピーダンス素子を抵抗としてその値を可変したときの動作波形を示す図である。
図26は、キャパシタCeの容量値を40pFとし、インピーダンス素子を抵抗としてその値を可変したときの動作波形を示す図である。
図25に示すように、信号波は、インピーダンス素子Zの値、たとえば抵抗値を大きくして行っても低下しない。
ノイズは、インピーダンス素子Zの値、たとえば抵抗値の増加で、+4dBから+2dBに低下する。
S/Nの改善は、3dBとなる。
ノイズは、インピーダンス素子Zの値、たとえば抵抗値の増加で、+4dBから+2dBに低下する。
S/Nの改善は、3dBとなる。
また、図26に示すように、キャパシタCeに直列にインピーダンス素子Zを挿入することで、オーバーシュートがなくなり、信号波に近いBF動作と放電動作となる。
インピーダンス素子Zをインダクタ(inductor)にすると動作波形は変化するが、S/Nに変化は少なかった。
インピーダンス素子Zをインダクタ(inductor)にすると動作波形は変化するが、S/Nに変化は少なかった。
以上により、充電時のオーバーシュートを低下させ、S/Nを改善するには、抵抗Rが最適なことが判った。
これは、ノイズがRCにより積分され低下したものと推測される。
高周波ではキャパシタCeの容量が小さくなるので、トランジスタQ1のエミッタの出力抵抗が効いているものと思われる。
これは、ノイズがRCにより積分され低下したものと推測される。
高周波ではキャパシタCeの容量が小さくなるので、トランジスタQ1のエミッタの出力抵抗が効いているものと思われる。
以上の結果から、S/N改善の原理は図27(A)〜(C)のように説明される。
図27(A)〜(C)は、本実施形態におけるピーク検波のS/N改善の様子を示す模式図である。
広帯域PDアンプ410の出力信号には、広帯域のノイズが重畳信号に乗っている。
既存のように、狭帯域アンプを通せば、LPFとなって帯域内のノイズパワーに減衰する。
ピーク検波を行うと、ピークレベルは広帯域なレベルのノイズとなる。
この場合、信号レベルは+5dB、ノイズレベルも+5dBとなり、S/Nに変化はない。
ホールドキャパシタCeと直列にインピーダンス素子Zである抵抗Rを挿入すると、ホールド時のノイズ、たとえば変換ノイズ、高域ノイズのレベルは減衰する。
重畳波のデューティが50%で、積分減衰が十分大きければ、信号レベルは+5dB、ノイズレベルは+2dBとなって、S/Nは+3dBとなる。
既存のように、狭帯域アンプを通せば、LPFとなって帯域内のノイズパワーに減衰する。
ピーク検波を行うと、ピークレベルは広帯域なレベルのノイズとなる。
この場合、信号レベルは+5dB、ノイズレベルも+5dBとなり、S/Nに変化はない。
ホールドキャパシタCeと直列にインピーダンス素子Zである抵抗Rを挿入すると、ホールド時のノイズ、たとえば変換ノイズ、高域ノイズのレベルは減衰する。
重畳波のデューティが50%で、積分減衰が十分大きければ、信号レベルは+5dB、ノイズレベルは+2dBとなって、S/Nは+3dBとなる。
以上の結果を、実用的な高周波重畳周波数180MHzで実施する。
図28は、検波回路の検討に用いた不平衡振幅変調波を示す図である。
図28の不平衡振幅変調波は、ディスクの擬似再生波と等価である。
図28の不平衡振幅変調波は、ディスクの擬似再生波と等価である。
前述したように、図8に示す不平衡振幅変調波の復調器においては、トランジスタのエミッタフォロワを整流器として扱う検波回路となっている。この回路において、キャパシタC1はホールドキャパシタとして機能し、ピーク検波することで低域信号に復調波を加算している。
図29(A)および(B)は、図8の回路でキャパシタCeの容量値を可変したときスペクトル変化を示す図である。
図29(A)および(B)に示すように、キャパシタCeの容量値を大きくしていくと、低域の信号波は約+6dBとなり、第2次、第3次高調波、ノイズも変化する。
図30は、図29(A)および(B)のデータをプロットして示す図である。
図30において、Aで示す曲線が周波数10MHzの不平衡振幅変調波の検波特性を、Bで示す曲線が周波数15.25MHzの不平衡振幅変調波の検波特性を、Cで示す曲線が周波数25MHzの不平衡振幅変調波の検波特性を、Dで示す曲線が周波数30.5MHzの不平衡振幅変調波の検波特性を、Eで示す曲線が周波数10MHzの不平衡振幅変調波の検波特性を、Fで示す曲線が周波数45.625MHzの不平衡振幅変調波の検波特性を、Gで示す曲線が周波数58.875MHzの不平衡振幅変調波の検波特性を、Hで示す曲線が周波数80MHzの不平衡振幅変調波の検波特性を、それぞれ示している。
図30に示すように、キャパシタCeの容量値に対して、低域の信号波(15.25MHz)は、最大+6.0dBとなっている。
第2次、第3次高調波(30.5MHz,45.625MHz)は、一旦大きくなってから減衰する。
低域ノイズ(10MHz、25MHz、40MHz、58.875MHz)は、一旦大きくなってから減衰する。
高域ノイズ(80MHz)は、徐々に大きくなっている。
第2次、第3次高調波(30.5MHz,45.625MHz)は、一旦大きくなってから減衰する。
低域ノイズ(10MHz、25MHz、40MHz、58.875MHz)は、一旦大きくなってから減衰する。
高域ノイズ(80MHz)は、徐々に大きくなっている。
図31は、図24を信号波レベルで正規化して示す図である。
図31において、Aで示す曲線がC/N比の特性を、Bで示し曲線が信号の特性を、Cで示す曲線が第2次高調波の場合を、Dで示す曲線が第3次高調波の場合を特性を、Eで示す曲線が周波数10MHzのノイズの場合の特性を、Fで示す曲線が周波数60MHzのノイズの場合の特性を、Gで示す曲線が周波数80MHzでのノイズの場合の特性を、それぞれ示している。
キャパシタCeが無い場合に対し、C/N比(10MHzに対し)は、図中に枠Hで示す範囲で3〜6dB改善される。
高調波は、キャパシタCeの容量値が30pF以上で同等となる。
また、ノイズ60MHzで同等となる。
ノイズ80MHzでは、20dBの上昇となる。
これにより、60MHzまでの帯域では、S/Nが改善されたこととなる。ただし、図29(A)および(B)から判るように、周波数90MHzにピークを持つ特性なので、イコライザが必要となり改善が必要となる。
高調波は、キャパシタCeの容量値が30pF以上で同等となる。
また、ノイズ60MHzで同等となる。
ノイズ80MHzでは、20dBの上昇となる。
これにより、60MHzまでの帯域では、S/Nが改善されたこととなる。ただし、図29(A)および(B)から判るように、周波数90MHzにピークを持つ特性なので、イコライザが必要となり改善が必要となる。
本実施形態においては、図8に示す復調器は、ピーク検出部420において、キャパシタCeに対しインピーダンス素子Zを付加することでノイズ特性の改善が図られている。
これは、ホールドにディレーラインを用いた復調器ではノイズが上昇しないことによる推測で、重畳周波数の周期に対し固定の電圧ホールド動作があれば良いものと考えられる。
これは、ホールドにディレーラインを用いた復調器ではノイズが上昇しないことによる推測で、重畳周波数の周期に対し固定の電圧ホールド動作があれば良いものと考えられる。
図32(A)および(B)は、キャパシタCeの容量値を30pFとし、インピーダンス素子を抵抗としてその値を可変したときのスペクトル変化を示す図である。
図32(A)および(B)に示すように、周波数90MHzのピークは、抵抗Rの抵抗値を大きくすればダンピング(dumping)される。
周波数50MHzまでのノイズは、抵抗Rの抵抗値が大きい方が小さくなる。
信号波は、キャパシタCeの容量値が30pFのとき、抵抗値が15Ωであっても6.0dBアップする。
このインピーダンス素子としての抵抗Rで共振Qを調整できる。
周波数50MHzまでのノイズは、抵抗Rの抵抗値が大きい方が小さくなる。
信号波は、キャパシタCeの容量値が30pFのとき、抵抗値が15Ωであっても6.0dBアップする。
このインピーダンス素子としての抵抗Rで共振Qを調整できる。
図33(A)および(B)は、キャパシタCeの容量値を30pFとし、インピーダンス素子をインダクタとしてそのインダクタンス値を可変したときのスペクトル変化を示す図である。
図33(A)および(B)に示すように、インダクタのインダクタンスLの値を大きくして行けば、ピークはダンピングされる。
信号波は、インダクタンスL値によらず一定で、約+5dBとなっている。
インダクタンスLがある値(たとえば10nH)になると、低域ノイズが低下するが信号も低下する。
信号波は、インダクタンスL値によらず一定で、約+5dBとなっている。
インダクタンスLがある値(たとえば10nH)になると、低域ノイズが低下するが信号も低下する。
以上の結果から、小さめのインダクタンスLが小さめのインダクタと抵抗値が大きめの抵抗Rを組み合わせれば、ダンピングと同時に低域ノイズが改善されるものと推測できる。
図34は、キャパシタCeの容量値を30pFとし、複合のインピーダンス素子の値を可変したときのスペクトル変化を示す図である。
図34に示すように、インダクタと抵抗の複合インピーダンス素子にすると、高域ノイズを低下させ、かつ必要伝送帯域を平坦とするLPFを形成できる。
図35(A)〜(C)は、再生信号波と複合インピーダンス素子Zの変換信号波の周波数特性を比較するための図である。
図35(A)〜(C)に示すように、変換信号波の周波数特性はノイズの周波数特性と一致する。
すなわち、ノイズを平坦とすれば良い。
第2次、第3次高調波は、複合インピーダンス素子Zを挿入する事で、低域再生信号波と同等となる。
C/Nの改善は、全伝送帯でありスポット的なものではない。
すなわち、ノイズを平坦とすれば良い。
第2次、第3次高調波は、複合インピーダンス素子Zを挿入する事で、低域再生信号波と同等となる。
C/Nの改善は、全伝送帯でありスポット的なものではない。
以上説明したように、本実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
ほぼ限界に来ているS/Nを3dBほど改善でき、多層ディスク再生でのS/N低下を補償することができる。
リードステイビリティ(read stability)を大きく左右する発光ピークパワーを最小限に抑えられる。
ピークパワーを抑えられるので、平均パワーを向上でき、信号出力を大きくできる。
そして、ホールドキャパシタCeと直列にインピーダンス素子Zを挿入することで、S/Nは改善され、周波数特性を平坦にでき、余分なイコライザを追加する必要もない。
また、インピーダンス素子をインダクタと抵抗の複合素子とすることにより、LPFを形成することもできる。
ほぼ限界に来ているS/Nを3dBほど改善でき、多層ディスク再生でのS/N低下を補償することができる。
リードステイビリティ(read stability)を大きく左右する発光ピークパワーを最小限に抑えられる。
ピークパワーを抑えられるので、平均パワーを向上でき、信号出力を大きくできる。
そして、ホールドキャパシタCeと直列にインピーダンス素子Zを挿入することで、S/Nは改善され、周波数特性を平坦にでき、余分なイコライザを追加する必要もない。
また、インピーダンス素子をインダクタと抵抗の複合素子とすることにより、LPFを形成することもできる。
100・・・光記録再生装置、101・・・記録媒体(たとえば光ディスク)、110・・・光ピックアップ(光ヘッド)、111・・・レーザダイオード、120・・・記録系、112,113・・・フォトディテクタ(PD)、125・・・レーザ駆動回路、130・・・再生系、140・・・制御系、150・・・システムコントローラ、300・・・高周波重畳部、301・・・シリアルインタフェースおよびステータスレジスタ部、302・・・高周波発振器(HF OSC)、303・・・パルス発生器(pulse proc)、304・・・カレントスイッチおよび加算部、305・・・出力電流ドライバ、306・・・レーザパワーメモリ、307・・・デジタルアナログ変換器(D/A)、308・・・レーザパワーコントローラ、400・・・信号加算型振幅復調器、410・・・広帯域PDアンプ、420・・・ピーク検出部、Q1・・・トラジスタ、Ce・・・キャパシタ、Z・・・インピーダンス素子、430・・・バッファ部。
Claims (4)
- 光媒体と、
高周波重畳方式により駆動され、上記光媒体にレーザ光を照射するレーザダイオードと、
上記光媒体で反射された光を検出するフォトディテクタと、
上記レーザダイオードを高周波重畳方式により駆動する高周波重畳部と、
上記フォトディテクタの検出信号に基づいて上記光媒体の情報を再生する再生系と、を有し、
上記高周波重畳部は、
高周波重畳周波数が少なくとも信号帯域の2倍以上に設定され、発光波高値を抑えるため矩形波により上記レーザダイオードを駆動し、
上記再生系は、
帯域が、少なくとも上記高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定され、上記フォトディテクタの検出信号を受けて不平衡振幅変調波を出力するアンプと、
上記アンプによる不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算する復調部と、を含み、
上記復調部は、
上記アンプの出力からピーク検波を行うピーク検出部を有し、
上記ピーク検出部は、
上記アンプの出力を受けて整流動作を行うトランジスタと、
上記トランジスタの出力端子に接続されて電流放電を行うためのホールドキャパシタと、
上記ホールドキャパシタと直列に接続されたインピーダンス素子と、を含む
光再生装置。 - 上記高周波重畳部は、
上記レーザダイオードのオンディレイを考慮したパルス幅に整形し、当該パルスの立ち上がりの時間を遅くして上記矩形波をパルス信号として生成する
請求項1記載の光再生装置。 - 上記ピーク検出部のトランジスタは、
制御端子に上記アンプ出力が供給され、第1端子が第1電源に接続され、第2端子に上記インピーダンス素子および上記ホールドキャパシタが接続されている
請求項1または2記載の光再生装置。 - 高周波重畳周波数を少なくとも信号帯域の2倍以上に設定し、発光波高値を抑えるため矩形波によりレーザダイオードを高周波重畳駆動してレーザ光を光媒体に照射する第1ステップと、
上記光媒体で反射された光をフォトディテクタで検出する第2ステップと、
帯域が、少なくとも上記高周波重畳周波数に信号帯域を加えた帯域に設定された第3アンプにより、上記フォトディテクタの検出信号から不平衡振幅変調波を得する第4ステップと、
上記不平衡振幅変調波を受けて高周波重畳周波数の両側部に発生する信号を低周波変換し、既に存在している低周波の再生信号に加算して復調する第5ステップと、を有し、
上記第1ステップにおいて、
上記矩形波を、上記レーザダイオードのオンディレイを考慮したパルス幅に整形し、当該パルスの立ち上がりの時間を遅くしたパルス信号として生成し、
上記第5ステップにおいて、
上記アンプの出力からピーク検波を行い、当該ピーク検出において、
トランジスタより上記アンプの出力を受けて整流動作を行い、
上記トランジスタの出力端子に直列に接続されたインピーダンス素子およびホールドキャパシタにより積分ホールドを行う
光再生方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008135846A JP2009283090A (ja) | 2008-05-23 | 2008-05-23 | 光再生装置およびその方法 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2009283090A true JP2009283090A (ja) | 2009-12-03 |
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JP2008135846A Pending JP2009283090A (ja) | 2008-05-23 | 2008-05-23 | 光再生装置およびその方法 |
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-
2008
- 2008-05-23 JP JP2008135846A patent/JP2009283090A/ja active Pending
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