JP2009282037A - 検査システム - Google Patents

Abstract

【課題】大きいダイナミックレンジを有する光を素早く検出することができる検査メカニズムを提供する。
【解決手段】混合モード機能と共に連続ゲイン調節および対数変換を有する混合モード検出器（ＭＭＤ）２００を示す。ＭＤＤ２００は、センサまたは計測ブロック２５０および出力プロセッサ２５１を含む。計測ブロック２５０は大きくは、試料から放射されたビームを検出し、その検出されたビームに基づいて検出信号を発生する。計測ブロック２５０はまた、センサへのゲインを自動的に調節し、そのようなゲインを出力プロセッサ２５１に出力する。出力プロセッサ２５１は大きくは、ゲイン調節によって引き起こされた検出信号からの効果を打ち消して、検出されたビーム強度に対応する出力信号を作る。出力プロセッサはまた、出力データをオフセットすることによって、それが「較正された」ゲイン値に対応するようにする。
【選択図】図４

Description

本発明は、大きくは検査システムに関する。より具体的には本発明は、半導体ウェーハおよび他のパターン付き試料を検査するための集光メカニズムに関する。

従来の暗視野光学検査ツールは、ウェーハの表面を正確にフォーカスが合わされたレーザスポットで走査し、ウェーハ上の照射されたスポットによって散乱された光の量を計測することによってパターン付きウェーハ上の欠陥の位置特定をする。隣接ダイ内の同様の位置間の散乱強度における相違点は、潜在的な欠陥サイトとして記録される。

この光学散乱のダイナミックレンジは典型的にはかなり大きい。単一のダイ内で１００００対１より大きい散乱強度の変化は、珍しいことではない。この高ダイナミックレンジは、機器の光学的構成、および対象となるウェーハおよび欠陥の散乱特性に固有のものである。このダイナミックレンジは既存の機器の信頼性のある計測レンジよりもはるかに大きいので、検査オペレータは、ダイのある部分では低すぎる感度で検査すること、および他の領域では機器の検出電子回路を過負荷にさせることの間で不本意な妥協を受け入れざるを得ない。

一般に、ウェーハを最も小さな可能なレーザスポットサイズでスキャンすることは、散乱イメージの空間解像度を最大にすることによって欠陥への感度を最大限にする。しかしこのように解像度が増加すると、一般に、適切にイメージをサンプリングするためには集光器または検出器内のピクセル密度も増加する。検出器は典型的には、散乱された光を検出し、その検出された光に基づいてアナログ信号を発生するセンサ、およびそのアナログ検出信号をディジタル検出信号に変換するアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）を含む。このディジタルの検出信号はそれから欠陥を探すために分析されえる。全てのピクセルはシリアルに計測されるので、またそれぞれのウェーハをスキャンするのに限られた時間しか利用可能ではないので、計測電子回路の速度、および散乱イメージの空間解像度を最大にすることの間には基本的関係が存在する。高空間解像度を可能にするには、より高い帯域幅のアナログ電子回路、およびより速いＡＤＣがしばしば利用される。

計測電子回路の速度を最大にすることによって空間解像度を最大にすることに加えて、計測電子回路によって識別可能な光のダイナミックレンジを最大にすることが望ましい。しかし速度およびダイナミックレンジ間にはＡＤＣの基本的なトレードオフが存在する。すなわち、ダイナミックレンジは典型的にはノイズおよびオフセット誤差によって制限され、これら両方は速度と共に増加する傾向にある。

したがって、比較的、大きいダイナミックレンジを有する光を素早く検出することができる改良された検査メカニズムの要求がある。

したがって、半導体ウェーハのような試料から発せられるビームからの（例えば散乱された光、反射された光、または二次電子）比較的大きなダイナミックレンジの強度値を検出するメカニズムが提供される。言い換えれば、本検査システムは、広いダイナミックレンジを有する検出された出力信号を提供する。検出された出力信号は、それから分析されて欠陥が試料上に存在するか決定される。例えば、ターゲットダイからの強度値は、レファレンスダイの対応する部分からの強度値と比較され、ここで大きな強度差は欠陥として定義されえる。

具体的な実施形態において、試料上の欠陥を検出する検査システムが開示される。前記システムは、入射ビームを試料表面に向けて導くビーム発生器、および前記入射ビームに応答して前記試料表面から来るビームを検出するよう配置された検出器を含む。前記検出器は、前記検出されたビームを検出し、前記検出されたビームに基づいて検出された信号を発生するセンサおよび前記センサに結合された非線形要素を有する。前記非線形要素は、前記検出された信号に基づいて非線形検出信号を発生するよう構成される。前記検出器はさらに、前記非線形要素に結合された第１アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）を含み、前記第１ＡＤＣは、前記非線形検出信号をディジタル化して第１ディジタル化検出信号にするよう構成される。前記システムはさらに、試料表面上に欠陥が存在するかを前記第１ディジタル化検出信号に基づいて決定するデータプロセッサを含む。

さらなる局面において、前記システムは、前記第１ディジタル化検出信号を、前記第１検出出力信号の異なる強度レベルに関連付けられたノイズ変動を補償する第２ディジタル化検出信号に変換する変換メカニズムをさらに備える。前記データプロセッサは、前記第２ディジタル化信号を受け取るようさらに構成され、前記欠陥が存在するかを決定するステップは、前記第２ディジタル化検出信号に直接基づくことによって、前記第１ディジタル化検出信号に間接的に基づく。さらなる実現例において、前記変換メカニズムは、前記第２ディジタル化検出信号の導関数が、前記計測中のノイズレベルまたは不確定性の逆数の推定値である正規化関数に等しくなるようにするよう動作する。あるそのような正規化関数は、包絡関数の平均を前記包絡関数自身によって割ることによって計算され、前記包絡関数は、前記第１ディジタル化検出信号の計測の観測された再現可能性に基づいて計算される。

ある局面では、前記センサは光電子増倍管（ＰＭＴ）である。他の実施形態においては、前記センサは、電子増倍管、マイクロチャネルプレートＰＭＴ、アバランシェフォトダイオード、メタルチャネルダイノードＰＭＴ、ワイヤメッシュダイノードＰＭＴ、明示的なゲートまたはグリッド電極を持つＰＭＴ、またはプログラマブルな積分時間を持つイメージングアレイである。

ある局面では、前記非線形要素は対数増幅器である。さらなる局面においては、前記検出器は、前記センサのセンサゲインを前記非線形検出信号または前記検出信号に基づいて自動的に調節する第１フィードバック回路をさらに備える。ある実施形態において、前記第１フィードバック回路は、前記非線形要素に結合され、前記センサゲインの電圧レベルを非線形検出信号または前記検出信号、電圧参照信号、および１つ以上の制御信号（群）に基づいて調節するよう構成される可変電圧供給要素を有する。前記第１フィードバック回路は、前記可変電圧供給に結合され、前記センサに入力される前に前記センサゲイン信号を増幅するよう構成される増幅器をさらに含む。

さらなる実施形態において、前記検査は、前記センサゲインを受け取り、前記センサゲインをディジタル化し、それをディジタル化センサゲイン信号として出力する第２ＡＤＣを含む。前記システムは、前記第１ディジタル化検出信号を較正検出信号に較正する第１変換メカニズム、および前記ディジタル化センサゲイン信号を較正ゲイン信号に較正する第２変換メカニズムも有する。前記システムは、前記較正ゲイン信号を前記較正検出信号から引いて、第１検出出力信号を形成するよう構成される算術論理ユニット（ＡＬＵ）をさらに含む。好ましくは、前記第１および第２変換メカニズムは、メモリデバイス内に実現されたルックアップテーブルの形をとるが、それらはディジタルコンピュータ、ディジタルシグナルプロセッサ、またはプログラマブルロジックデバイスによって推定される数学的方程式としても実現されえる。前記データプロセッサは、前記第１検出出力信号を受け取るようにさらに構成され、前記欠陥が存在するかを決定するステップは、前記第１検出出力信号に直接基づくことによって、前記第１ディジタル化検出信号に間接的に基づく。

さらに他の局面において、検査システムは、ユーザが選択したセンサゲインを受け取り、前記第１検出出力信号を、前記ユーザが選択したゲインの対数によってオフセットさせることによってプログラマブルセンサゲインをエミュレートするよう構成されるオフセットメカニズムをさらに備え、前記実際のセンサゲインは変更されない。さらなる局面において、前記第１および第２変換メカニズムおよび前記ＡＬＵは、前記変換における誤差を丸めることを防ぐために、前記第１および第２ＡＤＣよりもより高い解像度を有する。

他の局面において、システムは、前記入射ビームの照射レベルを受け取るよう構成される第２線形または非線形増幅器（例えば対数増幅器）を含み、その後に第３ＡＤＣおよび第３変換メカニズムが続き、このメカニズムは前記照射レベルの対数値を決定することによって対数照射レベルを作る。前記ＡＬＵは、前記対数照射レベルを前記第１検出信号から引くようさらに構成される。さらなる実施形態において、前記システムは、前記センサゲイン、前記非線形検出信号または前記検出信号に基づいて前記照射レベルを自動的に調節する第２フィードバック回路を含む。

さらに他の局面において、システムは、前記第１検出出力信号を第２検出出力信号に変換する第３変換メカニズムを含む。前記第２検出出力信号は、前記第３変換メカニズムへのモード信号が第１モードを示すときには再線形化された第１検出出力信号であり、前記第２検出出力信号は、前記モード信号が第２モードを示すときには前記第１検出出力信号に等しい。さらなる実施形態において、前記第２検出出力信号は、前記モード信号が第３モードを示すときには前記第１検出出力信号のノイズ補償変換に等しい。前記データプロセッサは、前記第２検出出力信号を受け取るようさらに構成され、前記欠陥が存在するかを決定するステップは、前記第２検出出力信号に直接基づくことによって、前記第１ディジタル化検出信号に間接的に基づく。

代替実施形態において、試料上の欠陥を検出する検査システムが開示される。前記システムは、入射ビームを試料表面に向けて導くビーム発生器、および前記入射ビームに応答して前記試料表面から来るビームを検出するよう配置された検出器を含む。前記検出器は、前記検出されたビームを検出し、前記検出されたビームに基づいて検出された信号を発生するセンサ、前記センサに結合された対数増幅器であって、前記検出された信号に基づいて対数検出信号を発生するよう構成される対数増幅器、および前記非線形要素に結合された第１アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）であって、前記第１ＡＤＣは、前記対数検出信号をディジタル化してディジタル化検出信号にするよう構成される第１ＡＤＣを含む。前記検出器は、第１メモリデバイス内に実現され、前記ディジタル化検出信号を較正して較正検出信号にするよう構成された第１ルックアップテーブル、および前記センサのセンサゲインを前記対数検出信号または前記検出信号に基づいて自動的に調節するフィードバック回路であって、前記センサゲインは前記センサに入力される、フィードバック回路も含む。前記検出器は、前記センサゲインを増幅センサゲインに増幅するよう構成される増幅器、および前記増幅器に結合され、前記増幅センサゲインをディジタル化してディジタル化センサゲインにするよう構成される第２ＡＤＣも含む。前記検出器は、第２メモリデバイス内に実現され、前記ディジタル化センサゲインを較正して較正センサゲイン信号にするよう構成された第２ルックアップテーブル、および前記較正ゲイン信号を前記較正検出信号から引くことによって第１検出出力信号を形成するよう構成される算術論理ユニット（ＡＬＵ）も含む。

さらなる実施形態において、システムは、第３メモリデバイス内に実現され、前記第１検出出力信号を第２検出出力信号に変換することによってデータ処理を促進するよう構成された第３ルックアップテーブル、および前記第２検出出力信号を分析することによって前記試料表面上に欠陥が存在するかどうかを決定するよう構成されたデータプロセッサを含む。さらなる実施形態において、前記第２検出出力信号は、前記第３ルックアップテーブルに入力されるモード信号が第１モードを示すときには、再線形化された第１検出出力信号であり、第２検出出力信号は、前記モード信号が第２モードを示すときには、前記第１検出出力信号に等しい。さらなる実施形態において、前記第２検出出力信号は、前記モード信号が第３モードを示すときには、前記第１検出出力信号のノイズ補償変換に等しい。最後の局面において、前記検査システムは、ユーザが選択したセンサゲインを受け取り、前記第１検出出力信号を、前記ユーザが選択したゲインの対数によってオフセットさせることによってプログラマブルセンサゲインをエミュレートするよう構成されるオフセットメカニズムをさらに備え、前記実際のセンサゲインは変更されない。ＡＬＵは、第１検出出力信号に、対数のユーザが選択したセンサゲインを加えるようさらに構成される。

他の実施形態において、本発明は、試料上の欠陥を検出する方法に関する。入射ビームは、試料表面に向けて導かれる。第１検出ビームは検出され、および前記第１検出ビームに基づいて第１検出信号が発生される。前記第１検出ビームは、前記入射ビームに応答して前記第１試料表面から来る。第１非線形検出信号は、前記第１検出信号に基づいて発生される。前記非線形検出信号は、第１ディジタル化検出信号にディジタル化され、前記第１ディジタル化検出信号が分析されることによって、それが前記第１試料表面上の欠陥に対応するかが決定される。前記センサの第１センサゲインは、前記第１非線形検出信号または前記第１検出信号に基づいて自動的に調節される。

さらなる局面において、入射ビームは、第２試料表面に向けて導かれる。第２検出ビームは検出され、および前記第２検出ビームに基づいて第２検出信号が発生される。前記第２検出ビームは、前記入射ビームに応答して前記第２試料表面から来る。第２非線形検出信号は、前記第２検出信号に基づいて発生される。前記第２非線形検出信号は、第２ディジタル化検出信号にディジタル化される。前記センサの第２センサゲインは、前記第２非線形検出信号または前記第２検出信号に基づいて自動的に調節される。

前記第１および第２ディジタル化検出信号は対数値である。前記第１ディジタル化検出信号を分析することは、前記第２ディジタル化検出信号を引くことによって達成され、前記引くことは、前記第１および第２試料表面からの強度値の対数の差を生み、これは前記強度の比の対数に対応する。前記第１ディジタル化検出信号は、前記差が所定の閾値より上のときには、前記第１試料表面上の欠陥に対応すると決定される。

代替実施形態においては、試料上の欠陥を検出する検査システムは、入射ビームを試料表面に向けて導くビーム発生器、および前記入射ビームに応答する検出されたビームを前記試料表面から受け取り、前記検出されたビームを第１部分および第２部分に分割し、ここで前記第１部分は前記第２部分より大幅に大きいビームスプリッタを含む。システムは、さらに前記検出されたビームの前記第１部分を受け取り、前記第１部分に基づいて第１検出信号を発生する高ゲインセンサ、および前記検出されたビームの前記第２部分を受け取り、前記第２部分に基づいて第２検出信号を発生する低ゲインセンサを含む。システムは、前記低ゲインセンサに結合され、前記高ゲインセンサのゲインを前記第２検出信号に基づいて制御し、前記第１検出信号の信頼性ファクタを示す無効信号を出力するよう動作可能な制御ブロック、前記第１検出信号を受け取り、それをディジタル化し、第１ディジタル検出信号を出力する第１ＡＤＣ、前記第２検出信号を受け取り、それをディジタル化し、第２ディジタル検出信号を出力する第２ＡＤＣ、および前記第１および第２ディジタル検出信号および前記無効信号を受け取り、前記試料表面上に欠陥が存在するかを決定するデータプロセッサをさらに含む。前記決定は、前記無効信号が前記第１ディジタル検出信号が信頼できることを示すときには、前記第１ディジタル検出信号に基づき、前記無効信号が前記第１ディジタル検出信号が信頼できないことを示すときには、前記第２ディジタル検出信号に基づく。

ある局面においては、前記試料表面上に欠陥が存在するかを決定する前記ステップは、前記第１および第２ディジタル検出信号を別個に分析することによって、前記試料表面上に欠陥が存在するかを決定すること、および前記無効信号が前記第１ディジタル検出信号が前記ターゲットおよび参照ダイの両方について信頼できるときだけ、前記第１ディジタル検出信号の前記分析中に見つかった欠陥を報告することによって達成される。前記決定は、前記無効信号が前記第１ディジタル検出信号が前記ターゲットおよび参照ダイのいずれかについて信頼できないときには、前記第２ディジタル検出信号の前記分析中に見つかった欠陥を報告することによってさらに達成される。

他の局面においては、前記試料表面上に欠陥が存在するかを決定する前記ステップは、前記高ゲインセンサについての第１動作電圧、および前記低ゲインセンサについての第２動作電圧を選択することによって、前記高ゲインセンサおよび低ゲインセンサの実効ゲインの比が、Ｍを整数として、２のＭ乗に等しくなるようにすることによって達成される。前記決定は、前記無効信号が、前記第１ディジタル検出信号が信頼できることを示すときには、前記第１ディジタル検出信号に最上位ビット側の上にＭ個のゼロを満たすことによって、前記第１ディジタル検出信号から出力データワードを形成することによって達成される。あるいは、前記無効信号が、前記第１ディジタル検出信号が信頼できないことを示すときには、前記第２ディジタル検出信号をＭビットだけ最上位ビットに向けてシフトし、前記シフトされた信号に最下位ビット側の上にＭ個のゼロを満たすことによって、前記第２ディジタル検出信号から出力データワードを形成することによって達成される。具体的な実施形態においては、前記制御ブロックは、前記第２検出信号または前記第２部分に基づいて、前記センサの前記ゲインを自動的に調節することによって、前記高ゲインセンサの前記ゲインを制御するよう動作可能である。さらなる実施形態においては、前記制御ブロックは、前記第２検出信号または前記第２部分が所定の閾値の上に上がるとき、前記高ゲインセンサを急速にオフすること、または前記高ゲインセンサに、それがオフされなければならないことを示すことによって、および前記第２検出信号または前記第２部分が前記所定の閾値の下に下がるとき、前記高ゲインセンサをオンすること、または前記高ゲインセンサに、それがオンされなければならないことを示すことによって、前記高ゲインセンサの前記ゲインを制御するよう動作可能である。

本発明のこれらおよび他の特徴および優位性が以下の本発明の明細書および添付図面により詳細に提示され、これらは本発明の原理を例示的に示す。

本発明のある実施形態による光学検査システムの概略図である。 本発明のある実施形態による図１の照射および集光チャネルの上面図である。 本発明のある実施形態によるウェーハ表面上のスポットのスキャンパスを示す詳細な図である。 本発明のある実施形態による連続ゲイン調節および混合モードと共に対数変換機能を有する混合モード検出器を示す概略図である。 ６５０ボルトにおいてバイアスされたＲ１６１７ＰＭＴについてのＶｃｔｒｌの関数とした典型的なゲイン応答を示すグラフである。 本発明のある実施形態によるノイズ補償技術を示す図である。 本発明のある実施形態によるノイズ補償技術を示す図である。 本発明のある実施形態によるノイズ補償技術を示す図である。 本発明のある実施形態によるノイズ補償技術を示す図である。 本発明のある具体的な実施形態による光電子増倍管（ＰＭＴ）のためのバイアス回路を示す図である。 本発明のある実施形態による図７の正確なマッチングされた電流源を示す概略図である。 図４および７の増幅器回路６４のある実現例を示す概略図である。 本発明のある例示的実現例による２つの導関数補償回路で実現されるである図４の補償回路を示す概略図である。 本発明のある実施形態による図４の混合モード検出器（ＭＤＤ）の出力プロセッサのより詳細な概略図を示す図である。 本発明のある実施形態による図４の混合モード検出器（ＭＤＤ）の出力プロセッサのより詳細な概略図を示す図である。 本発明のある実施形態による図４の混合モード検出器（ＭＤＤ）の出力プロセッサのより詳細な概略図を示す図である。 本発明のある実施形態によるＰＭＴおよびＡＤＣの間に配置された非線形電子回路を有する代替のＭＤＤ実現例の概略図である。 本発明のある実施形態による自動的に照射パワーを調節する混合モード検出器を有する検査システムの概略図である。 自動的に照射パワーを調節する混合モード検出器を有する検査システムの代替の実施形態を示す図である。 本発明のある実施形態による混合モード検出器を有する走査電子顕微鏡（ＳＥＭ）の概略図である。 本発明の代替の実施形態によるデュアルセンサ高ダイナミックレンジ光検出器の概略図である。

本発明の特定の実施形態をこれから詳細に参照される。この実施形態の例は、添付図面に示される。本発明はこの具体的な実施形態について記載されるが、本発明を１つの実施形態に限定するよう意図されてはいないことが理解されよう。むしろ添付の特許請求の範囲によって規定されるように本発明の精神および範囲内に含まれるように、代替物、改変物、および等価物をカバーするように意図されている。以下の記載では、多くの具体的な詳細が述べられるが、これは方法の完全な理解を促すためのものである。本発明はこれら特定の詳細の一部、または全てがなくても実施可能である。あるいは、既知のプロセス操作は詳細には記載されないが、これは本発明の趣旨を不必要にぼかさないためである。

広く言えば、本発明の検査システムは、半導体ウェーハのような試料から発せられるビームからの（例えば散乱された光、反射された光、または二次電子）比較的大きなダイナミックレンジの強度値を検出できる。言い換えれば、本検査システムは、広いダイナミックレンジを有する検出された出力信号を提供する。検出された出力信号は、それから分析されて欠陥が試料上に存在するか決定される。例えば、ターゲットダイからの強度値は、レファレンスダイの対応する部分からの強度値と比較され、ここで大きな強度差は欠陥として定義されえる。これらの検査システムは、以下にさらに記載される新規な照射、欠陥検出、および欠陥分析メカニズムと併せて、任意の適切な検査技術によって実現されえる。例として明視野および／または暗視野光学検査メカニズムが利用されえる。本発明のメカニズムが適用されえる適切な光学検査システムは、米国特許第6,081,325号、米国特許第5,355,212号、米国特許第5,883,710号、米国特許第6,178,257号、米国特許第6,122,046号、米国特許第6,208,750号、ＰＣＴ出願PCT/US00/22410、ＰＣＴ出願PCT/US00/13042、ＰＣＴ出願PCT/US99/14056、ＰＣＴ出願PCT/US99/13082、ＰＣＴ出願PCT/US98/23348、ＰＣＴ出願PCT/US99/25549、ＰＣＴ出願PCT/US00/16020、および欧州特許出願00112703.4にさらに記載されている。本発明のメカニズムは、図１４を参照してさらに記載されるように走査電子顕微鏡システム内でも実現されえる。

図１は、本発明のある実施形態による光学システムの概略図である。この光学システムは、半導体表面のような試料から放射された光を検出する任意の適切な個数の検出器または集光チャネルを含む。検出器または集光チャネルは、任意の適切な位置に配置されえ、検査の応用例の特定の要件に依存しえる。図示された実施形態は、ウェーハ表面５１２について対称的に配置された２つの集光チャネルの２つのグループ５１０ａ〜ｂおよび５１１ａ〜ｂを用いることによって、ペア内のそれぞれの集光チャネルが、線Ｂで示されるスキャンラインの反対側に同じ方位角で位置するようになっている。これら方位角集光チャネルが散乱された光を検出する。

集光チャネルからの出力は、それからデータ分析および／または画像生成のためにプロセッサ５００に送られる。チャネルからのデータは、さまざまなアルゴリズムおよび論理演算、例えばＯＲ、ＡＮＤおよびＸＯＲを実行することによって比較される。

この光学システムは、入射ビームを発生し、それを試料に導くビーム発生器（例えば要素５１３、５１５、５１６、および５１７）も含む。図１に示されるように、典型的にはレーザである光源５１３はビーム５１４を放射する。ビーム５１４は、プリディフレクタ（pre-deflector）光学系５１５に向かって導かれ、これはスキャナ５１６と互換性のある所望の偏光を持つ楕円ビームを作るための半波長板、空間フィルタおよびいくつかの円筒レンズからなる。プリディフレクタ光学系５１５は、ビーム５１４を広げて適切な開口数を得る。ポストディフレクタ光学系５１７は、いくつかの円筒レンズおよびエアスリットを含む。最後にビーム５１４は、ウェーハ表面５１２上でフォーカスが合わせられ、Ｂによって示されるウェーハ表面５１２の平面内のビーム５１４の光軸に垂直な方向に沿ってスキャンされる。この装置で用いられるディフレクタのタイプは応用例に依存し、ポリゴンミラーまたはガルバノメータを含みえる。ある実施形態において、ディフレクタ５１６は音響光学的ディフレクタである。ウェーハ表面５１２は、スムーズ５１８か、またはパターン付き５１９である。上述の集光チャネル５１０ａ〜ｂおよび５１１ａ〜ｂに加えて、検出器チャネルは反射率／自動位置チャネル５２０、およびノーマル集光チャネル５２１を含むように構成されえ、これらのそれぞれは以下により完全に説明される。

ビーム５１４の波長は、応用例の具体的な要件に依存する。図示された実施形態において、ビーム５１４は約４８８ｎｍの波長を有し、アルゴンイオンレーザのような任意の適切な光源によって作られる。ビーム５１４の光軸５４８は、角度θでウェーハ表面５１２上に導かれる。この角度θは、応用例に依存してウェーハ表面５１２の法線方向について好ましくは５５〜８５度の範囲にある。このスキャニングメカニズムは、ディフレクタ５１６、およびその上にウェーハが位置する並進ステージ５２４を含む。ステージ５２４上のウェーハの位置は、例えば真空吸引を介するなど任意の適切なやり方で維持される。ステージ５２４は、５２５、５２６および５２７に示されるように表面５１２をストライプ状領域内に分けるよう移動し、検出器５１６はビームをストライプ状領域の幅を横切って動く。

図３を参照して、ビーム５１４の視射角は、ウェーハ表面５１２上に楕円スポット５２３を作り、その長軸はスキャンラインに垂直である。ディフレクタ５１６は、スポット５２３をストライプ領域５２５の幅に等しい長さの短いスキャンラインにわたってスキャンし、鏡面反射光および散乱光を作る。スポット５２３は、ステージ５２４がウェーハをスキャンラインに垂直に移動するにしたがい、示された方向にスキャンされる。この結果、スポット５２３はストライプ領域５２５の中で、図３に示されるように移動することになる。図示された実施形態において、スポット５２３は、スキャンパス５２８によって示される方向にスキャンする。スキャンパス５２８は、実効開始位置を５２９において有し、スポット５２３は、ストライプ状領域５２５の境界５３１に達するまで、そこから右に移動する。境界５３１に達すると、スポット５２３はステージ５２４に対して、スキャン方向に垂直に移動し、スポットは新しい開始位置５３０を設定し、スキャンライン５２８に平行にスキャンライン５３２に沿って移動する。ディフレクタ５１６は、ストライプ状領域５２５の全長に沿ってこのようにスポット５２３をスキャンさせ続ける。ストライプ状領域５２５のスキャンが完了すると、ステージ５２４は、隣のストライプ状領域５２６のスキャンを許すためにウェーハに対して移動する。実効的な開始位置５３３は、それぞれのスキャンラインに垂直に、ストライプ状領域５２４をスキャンするときのそれとは反対の方向に、ステージ５２４が移動し、それによってジグザグスキャンが形成されるよう位置付けられる。これは、スキャンパス５３４および５３５によって示される。ステージ５２４を移動させて近接ストライプ領域を反対方向にスキャンすることは、ステージの機械的移動の量を減らし、一方で１時間当たりスキャンされるウェーハの個数を増す。

図１および２を参照し、ウェーハ表面５１２から散乱された光は、集光器チャネル（collector channels）５１０ａ〜ｂおよび５１１ａ〜ｂを含む複数の検出器によって検出される。集光器チャネルは、中でもそのチャネルの仰角および方位角に依存する固定された立体角にわたる光を集める。それぞれの集光チャネルの光軸は、表面５１２の法線について０から９０度の範囲の仰角Ψにおいて位置する。上述のように集光器チャネル５１０ａおよび５１０ｂは、スキャンラインの反対側上にビーム５１４について同じ方位角において対称的に配置される。集光器チャネル５１０ａおよび５１０ｂは、ビーム５１４について約７５度から約１０５度の範囲の方位角Ψ１において配置され、水平に散乱された光を集める。水平に散乱された光は、ビーム５１４について約７５度から約１０５度の範囲の方位角において散乱された光として定義される。集光器チャネル５１０ａおよび５１０ｂと同様に、スキャンラインの反対側上に同じ方位角において対称的に配置されるが、チャネル５１１ａおよび５１１ｂの方位角Ψ２は、３０度から６０度の範囲にあって前方に散乱された光を集める。前方に散乱された光は、３０度から６０度の範囲の方位角において散乱された光として定義される。当業者なら、集光器チャネルの個数および位置および／またはそれらの集光立体角は、本発明の範囲から逸脱することなくさまざまな代替の実施形態において変更されえることがわかるだろう。

明視野反射率／自動位置チャネル５２０は、ビーム５１４の前に配置され、鏡面反射された光を集光する。このチャネルから導かれる明視野信号は、パターン、反射率の局所的バラツキおよび高さに関する情報を持つ。このチャネルは、表面上のさまざまな欠陥を検出するのに敏感である。例えば明視野信号は、膜厚のバラツキ、変色、シミおよび比誘電率の局所的変化を表現することについて敏感である。また明視野信号は、ウェーハ高のバラツキに対応する誤差高信号を作るのに用いられ、これは高さをそれにしたがって調節するためにｚステージに与えられる。最後に明視野信号は、表面の反射率マップを構築するのに用いられえる。このチャネルは基本的に、反射モードの展開された（unfolded）タイプＩの共焦点顕微鏡動作である。展開されたと考えられるが、それは照射ビームおよび反射されたビームがここでは同軸上ではないからであり、一方、典型的な反射共焦点顕微鏡においては照射および反射ビームが同軸である。

通常の集光器チャネルは、固定された立体角にわたる光を、ウェーハの平面にほぼ垂直である領域にわたって集める。集光立体角以外については、通常の集光器の実現例は、他の集光器チャネル５１０ａｂおよび５１１ａｂと同様である。通常の集光器は、ウェーハ上の意図的なパターンからの散乱された光を集めるのと同時に、上方の方向へ光を散乱させる欠陥を検出するためにも用いられる。意図的なパターンから集光された信号は、機器中の機械ステージの座標系への、ウェーハパターンのアライメントおよびレジストレーションを促進させるために用いられる。

集光器チャネルの１つ以上は、検出された出力信号のダイナミックレンジを増すメカニズムを含む。好ましくはこれらダイナミックレンジを増すメカニズムは、集光器チャネル５１０ａｂ、５１１ａｂおよび５２１内に設けられる。一般に、高ダイナミックレンジ集光器は、検出された光子からの信号を発生する光電子増倍管（ＰＭＴ）のような光センサ、およびその光信号をディジタルの光信号に変換するアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）を含む。光を検出しアナログ信号をディジタル信号に変換するためには、もちろん他の適切なメカニズムも用いられえる。

また高ダイナミックレンジ集光器は、ダイナミックレンジを大きくするメカニズムを含む。ある実施形態においては、集光器は、検出された信号レベルに応答して連続的にＰＭＴのゲインを変調するための高速フィードバックメカニズムを含む。それからＰＭＴゲインおよびＰＭＴで検出された出力信号は、独立して非線形メカニズムを通される。例えば、ＰＭＴで検出された出力は対数増幅器を通され、それからＰＭＴゲインおよびＰＭＴ検出出力信号は独立に理想的な対数出力信号に変換される。結果として生じる非線形信号は、それから互いから引かれて（例えば除算の対数空間での等価物）、検出された光学信号の非線形（例えば対数）表現を再構築する。この方法によって、検出された信号のダイナミックレンジは、２５ＭＨｚに及び、場合によってはそれより多い帯域幅を持つ連続的に変化する信号について、少なくとも６桁の大きさで伸長されえる。対数出力データは、線形データよりも簡単に操作される。例えば、除算および乗算操作が検出されたデータに実行されえる。また、この対数変換は検出された信号のダイナミックレンジを増加する。

代替実施形態において、単純に非線形要素をセンサ出力および対応するＡＤＣの間に置くことによって、センサ出力について、全体として大きくなったダイナミックレンジが得られる。非線形要素は、センサ出力のダイナミックレンジを、ＡＤＣのダイナミックレンジにより密接に一致させる。例えば、対数増幅器がＰＭＴ出力および対応するＡＤＣの間に置かれえる。

特定の応用例において、検査システムはまた、非線形（例えば対数）出力信号を変換することによって、従来の検出システムからの信号をエミュレートするメカニズムを含みえる。例えば対数出力データは、再び線形化されえる。ＰＭＴゲインが連続的に調節されず、ユーザによって「固定された」値に設定される従来の「固定された」モードの検出システムからの出力もエミュレートされえる。この機能は選択可能である。言い換えれば、「固定」モードおよび「適応」モードの間で選択しえ、この適応モードにおいて出力は、ＰＭＴゲインが連続的に調節される非線形検出システムからの出力に対応する。出力データはまた、ノイズによるバラツキを補償するために変換されえる。

本発明の検査システムは、これら機能のうちの任意の組み合わせを含みえる。例えばシステムは、連続ＰＭＴゲイン調節メカニズム、固定および適応モード間の切り替えのための混合モードメカニズム、対数データ変換、ノイズ補償メカニズム、および／またはセンサ出力およびその対応するＡＤＣの間に配置された非線形要素のうちの任意の組み合わせを利用する検出器を含みえる。これらメカニズムの１つ以上を実現するいくつかの検査実施形態が図４から１４を参照して以下に詳述される。

図４は、本発明のある実施形態によって、混合モード機能と共に連続ゲイン調節および対数変換を有する混合モード検出器（ＭＭＤ）２００を示す概略図である。示されるように、ＭＤＤ２００は、センサまたは計測ブロック２５０および出力プロセッサ２５１を含む。計測ブロック２５０は大きくは、試料から放射されたビームを検出し、その検出されたビームに基づいて検出信号を発生する。計測ブロック２５０はまた、センサへのゲインを自動的に調節し、そのようなゲインを出力プロセッサ２５１に出力する。出力プロセッサ２５１は大きくは、ゲイン調節によって引き起こされた検出信号からの効果を打ち消して、検出されたビーム強度に対応する出力信号を作る。示された実施形態においては、出力プロセッサはまた、出力データをオフセットすることによって、それが「較正された」ゲイン値に対応するようにする。これら大まかなメカニズムは以下にさらに記載される。

計測ブロック２５０は、対数アンプ１８２およびＰＭＴ１０と共に、フィードバックループの中に制御電圧増幅器６４を含む。光電子増倍管（ＰＭＴ）は、ＰＭＴゲインを制御電圧増幅器６４から受け取る。ＰＭＴ１０は、それに入射する光を、光強度に比例する電流値を有する電気信号６８に変換し、信号６８は対数増幅器１８２に送られる。対数増幅器１８２は、ＰＭＴ１０のアノード電流の対数である信号を作る。任意の適切な底の値が対数増幅器１８２によって利用されえる。ある実施形態において、対数増幅器１８２は、４デケード対数増幅器（フロリダ州、LongwoodのAnalog Modules, Inc.から入手可能なモデル３８２対数アンプのような）である。対数増幅器の出力は、ＰＩＤ（比例、積分、および微分）コントローラ１８４によって検出され、参照電圧と比較される。信号がＶｒｅｆより低いと、ＰＩＤコントローラ１８４は、高電圧増幅器６４への入力を増し、対数信号がＶｒｅｆと一致するまで、または最大チューブゲインに到達するまで高電圧増幅器６４がこんどはＰＭＴゲインを増す。対数増幅器１８２の出力がＶｒｅｆより上のとき、ＰＭＴゲインは、信号がＶｒｅｆに再び一致するまで、または最小ＰＭＴゲインＶｍｉｎに到達するまで減らされる。Ｖｃｔｒｌの通常の動作範囲は、ＶｍｉｎおよびＶｍａｘの間である（典型的には約２５から約７５ボルト）。

一般にＰＩＤコントローラは、入力信号の比例、積分、および微分要素の任意の線形組み合わせである制御電圧を作ることを可能にする。ＰＩＤコントローラ１８４のある実現例は、マサチューセッツ州、NorwoodのAnalog Devicesから入手可能なモデルAD8036のような商業的に利用可能な制限演算増幅器を使用する。その出力は、アンプ６４の入力をドライブする。このような制限増幅器が用いられるとき、制限値ＶｍｉｎＲｅｆおよびＶｍａｘＲｅｆは、図４に示される増幅器への入力として設定されることによって、アンプ６４の出力がＶｍｉｎおよびＶｍａｘの電圧範囲を超えて駆動されることがないようにする。

通常のＰＩＤ制御機能に加えて、本発明のＰＩＤコントローラは「オープンループ」モードもサポートし、これはイネーブルされたとき、外部から印加された信号をＰＩＤコントローラの出力にコピーする。このオープンループモードは、ＰＭＴのゲインが外部から制御され、ゲイン較正を容易にすることを可能にする。

補償回路１８６の効果は、ＰＭＴ１０のアノード６８に、チューブ内の寄生容量によって増幅器６４から流し込まれた電流を実質的に打ち消す電流を供給することである。補償回路のある実施形態は、図１０を参照して後で詳述される。

図５は、６５０ボルトでバイアスされたＲ１６１７ ＰＭＴのＶｃｔｒｌの関数として典型的なゲイン応答を示すグラフである。この応答は、ゲインの大きさで約４桁にわたって対数空間で直線に近いことがわかる。このゲイン変調の程度は、ほぼ５０ボルトの制御電圧スイングで達成される。加えて、制御電圧はグラウンドに近い。制御信号がＰＭＴのカソード側へ大きなバイアス電圧にわたって送られる必要はない。この比較的、低電圧スイングおよびグラウンド近い電位は、チューブゲインを制御するための簡単で高速なフィードバックループの設計を可能にする。

ＰＭＴの実際のゲイン特性は図５のカーブからは異なる場合があるので、または対数アンプ１８２の誤差のために、またはＰＭＴそのものからのように他の部分から発生する電流依存の誤差のために、図４の線形増幅器１９０および対数増幅器１８２の出力群はディジタイズ（digitize、ディジタル化）され、検出された信号およびゲインの理想対数表現に変換される。示された実施形態において、線形増幅器１９０および対数増幅器１８２の出力は、別個にＡＤＣ２０４および２０２によってディジタイズされる。これら出力群は、プログラマブルルックアップテーブル（ＬＵＴ）２０８および２０６にそれぞれ問い合わせをするために用いられる。当業者に理解されるように、ルックアップテーブル２０８および２０６は、完全に一般的な較正を実現するのに用いられ、この較正は増幅器１９０および１８２の出力を、共通の所定の底を有するゲインおよびアノード電流の理想的な対数表現に変換する。

当業者によって容易に理解されるように、ルックアップテーブル２０６および２０８は、回路またはＰＭＴ中の任意のオフセット、ゲイン誤差、または高次の非線形性を除去するために本発明の個々の実施形態について実験的に決定されえる。使用されるＰＭＴの特定のタイプの実際のゲイン特性に依存して、対数増幅器、または指数関数（例えば２乗、３乗など）のような他の非線形伝達関数を持つ増幅器が、本発明の本質を変えることなく、増幅器１９０の代わりに用いられてもよい。

ルックアップテーブル２０８の出力は、算術論理ユニット（ＡＬＵ）２１０においてルックアップテーブル２０６の出力からディジタル的に除算され、同じ所定の底のディジタイズされた対数光レベル出力信号を作る。

任意選択の実現例において、照射強度は、独立に測定され、対数に変換され、それから対数光レベル信号から単純に減算されて、対数散乱振幅信号を得ることもできる。示されるように、照射レベルは、線形または非線形（例えば対数）増幅器２０１、ＡＤＣ２０３およびＬＵＴ２０７を通して入力される。このことは、ノイズの多いレーザ（より短波長のＨｅＣｄレーザのような）の使用を可能にし、スキャン中、計測されたデータ中の量子力学的不確実性を最小にするために検出器が最大効率で動作されることを可能にする。

欠陥の大部分は、強度間の差として定義される閾値によってではなく、ターゲットおよび参照ダイにおける強度の比として定義されるコントラストを検出することによって発見されえる。しかし従来の検出システムにおいては、強度の比を決定することは、計算的に高くついた。対数表現を用いることによって、対数強度の差は、強度の比の対数を得るために単純に得られる（例えば図１のプロセッサまたはイメージプロセッサを介して）。それから閾値が、線形比上の所望の閾値に等価な値における対数比に適用され、欠陥が存在するかが決定される。

ＭＭＤ２００は、応用例に依存して、ＡＬＵから出力された対数光信号をさらに変換する適切なメカニズも含みえる。ある実施形態において、ＡＬＵ２１０からの対数光信号は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）２１２に入力される。ある有用なアプリケーションにおいて、ＬＵＴ２１２は、固定モードが選択されるときに対数光レベル出力信号を再線形化するために、また適応モードが選択されるときに対数光レベル出力を保持するよう構成される。すなわち出力ＬＵＴ２１２は、固定モードにおいて定数Ａ、Ｂ、ＣおよびＫの適切な値についてf(x) = min(A + B*exp(C*x), K)によって定義される飽和指数関数を実現し、適応モードにおいて恒等関数またはノイズ補償関数を実現する。Ａ、Ｂ、ＣおよびＫのための典型的な値は、それぞれ、3.0、2.21978E-4、3.59779E-04および4095である。固定モードにおいて、出力ＬＵＴ２１２は、検査ツールが従来の線形検出器ハードウェアをエミュレートすることを可能にする。プログラム可能なオフセットは、ＬＵＴ２０６、２０７、または２０８のうちの１つの中の全てのエントリに固定値を加えることによって、対数データに加えられえ、それによって従来の検査ツールにおけるＰＭＴ電圧によって提供されたゲイン制御をエミュレートできる。すなわち、ユーザのＰＭＴゲイン選択は、ＡＬＵ２１０から出てくるデータについて対応するオフセット値を選択することによってエミュレートされる。示される実施形態において、ＯＦＦＳＥＴ信号は、ＬＵＴ２０７の内容に加えられる。代替として、出力ＬＵＴ２１２の内容は、ユーザが選択したＰＭＴゲインを反映するようにシフトされえる。

これらエミュレーションメカニズムによって、エンドユーザは、また高レベルのソフトウェアでさえも真の線形ハードウェアおよびエミュレーションモードで動作するＭＭＤハードウェアの間で区別することはできない。対数および線形モード間での切り替えは非常に高速であるが、これは、「固定／適応モード」信号としてＬＵＴ２１２へ入力される１つのアドレスレジスタを変化させることによって、複数の予め定義されたルックアップテーブルがページングされたり、されなかったりしえるからである。再線形化を実行する機能は非常に有用であるがこれは、それによって前の世代のツールからの既存の較正、ウェーハアライメントおよびレジストレーションメカニズム、およびレシピを再利用できるからである。例えばユーザは、そのラインを運用し続けるためにその既存の統計的プロセス制御パラメータを用いながら、線形モードにおいて製造ウェーハを検査し続けることができよう。それからすぐに同じウェーハを適応モードにおいて再スキャンすることによって、それらは、それが製造へと実際にリリースされる前に、より敏感な動作モードのための新しいＳＰＣパラメータを確立し、曖昧さがないように新しい計測技術を製造ウェーハ上で適格なものにできる。較正は、任意の適切なやりかたで実行されえる。例えば固定モードにおいて、第１セットの動作条件下で既知の強度（線形）値を有する試料を検査しえる。計測された線形出力が予期された強度に等しくないとき、動作条件が調節される。動作条件は、計測された線形出力が予期された強度値に等しくなるまで調節され続ける。計測された出力が予期された強度値と一致するとき、較正は完了する。

それぞれのＬＵＴ（例えば２０６、２０７、２０８、または２１２）は、適切なメモリ内に実現されえる。例としてそれぞれのＬＵＴは、ＳＲＡＭ、ＤＲＡＭ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、不揮発性ＲＡＭ、またはフラッシュメモリによって実現されえる。

本発明の検査システムは、ノイズ補償メカニズムも含みえる。すなわち出力データは、多くのソースから誘導されるノイズをリアルタイムで補償するように変換されえる。このノイズは、ショットノイズ、電子ノイズ、およびパターンノイズを含みえる。図６Ａから６Ｄは、本発明のある実施形態によるノイズ補償技術を示す。まず、エラーがないと仮定される２つの代表的なダイ（ターゲットおよび参照ダイと呼ばれる）がスキャンされる。これら２つのスキャンは、図６Ａに示されるようにスキャッタプロット６００を形成するために用いられる。スキャッタプロット６００は、２つのダイのそれぞれの位置ｉ（Ｄｉ）についての絶対的な差（または差の２乗）の、それぞれの位置についての２つのダイの平均強度値（Ｍｉ）の関数としてのグラフである。ＤｉおよびＭｉは方程式［１］および［２］によって計算される。

ここでＴはターゲットダイの強度、およびＲは参照ダイの強度である。特定の位置ｉにおける２つのダイについての平均強度値Ｍｉは、その位置ｉがどのくらい明るいと考えられるかの真の値の測定値である。よってスキャッタプロットは、真の強度の関数として、計測値中の不確定さを示す。示されるようにスキャッタプロットは、３つのノイズ源を示す。すなわちショットノイズ６０２、電子ノイズ６０４、およびパターンノイズ６０６（例えば粗いメタリックラインからの）を示す。

図６Ａのスキャッタプロットの点はそれから、データの分布から包絡関数ｆ（ｍ）（図６Ａに示される）を計算するのに用いられる。包絡線は、一般に、大部分の点からかなり離れて位置する点６０８ａ〜ｃのような漂遊点を含むことなく、スキャッタプロットの点群を含む。包絡線を作る一つの手法は、グラフを領域群（例えば５０または１００個の垂直スライス群）に分割し、それぞれのスライス内のＤｉについての平均値を計算することである。それからこれらのそれぞれのスライスについての平均値の間で補間する。包絡線ｆ（ｍ）が計算されてから、包絡線ｆ（ｍ）に基づいて正規化関数Ｎ（Ｍｉ）が計算される。正規化関数は方程式［３］によって計算される。

ここでＦｏは、ｆ（ｍ）の平均値である。それからデータは、図６Ｂに示される正規化関数Ｎ（Ｍｉ）を用いて変換されえる。

図６Ｂのスキャッタプロットは、均一なノイズフロア６２２を表現する。ノイズレベルより適当に上の単一の閾値がデータＥｉについて設定されえ、これはノイズ構造が平坦なレベルに正規化されたからである。よって欠陥は、均一なノイズフロアよりかなり高い点（単一の閾値の上）として効率的に決定されえる。すなわち、関心のある欠陥はノイズフロアよりも上である。対照的に、図６Ａの異なるノイズ構造は、３つの異なる欠陥６０８ａ〜ｃを検出するために、３つの異なるノイズレベルまたはノイズ領域について３つの異なる閾値レベルを必要とする。例えばもし単一の閾値が、ショットノイズより上の欠陥６０８ａを見つけるのに充分なだけ高く設定されるなら、電子ノイズフロアより上の欠陥６０８ｂおよびパターンノイズより上の欠陥６０８ｃは見逃されることになる。

データの正規化は、出力ＬＵＴからの出力の導関数が正規化関数Ｎ（Ｍｉ）に等しいように出力ＬＵＴ（例えば図４のＬＵＴ２１２）を構成することによって実現されえる。よって出力ＬＵＴの変換関数Ｔ（ｘ）（すなわち出力ＬＵＴの内容）は、方程式［５］によって計算されえる。

ここで値ｋは、Ｔ（ｘ）の値を、出力ＬＵＴの許された数値範囲内で中心付けるために選ばれる。図６Ｃは、Ｍｉの関数としての図６Ａの包絡関数ｆ（Ｍｉ）および対応する正規化関数Ｎ（Ｍｉ）のグラフである。図６Ｄは、恒等変換関数の横にプロットされた、Ｍｉの関数としての例示的な変換関数Ｔ（Ｍｉ）のグラフである。示されるように、変換関数Ｔ（Ｍｉ）は、異なる関連するノイズレベルを有する強度値に対応する異なるスロープを有する。換言すれば、出力ＬＵＴの局所的なスロープは、異なる出力データ値に適用されるべきゲイン値として振る舞う。したがって、異なるノイズレベルは、変換関数Ｔ（Ｍｉ）によって均一にされる。データ変換の前にノイズ構造がすでに均一である特殊な場合においては、正規化関数Ｎ（ｘ）は１に等しく、Ｔ（Ｍｉ）は恒等関数に等しくなる。

従来の検査システムによって生成されたデータは、そのそれぞれの閾値にしたがって従来は異なるＲＯＩに分割された。対照的にノイズが出力ＬＵＴにおいて考慮されるとき、検出されたデータを分析するために「対象となる領域」（ＲＯＩ）が定義されるべき必要性はない。したがって出力データを分析するために単一の閾値しか用いられないので、ここで示された補償手法はデータ分析を大きく簡略化する。

本発明の検査システムの実施形態は、ダイナミックレンジを大きく広げることができる。図４のＭＤＤを利用する検査システムは、６桁の大きさを生む。より低いダイナミックレンジを持つ従来の検査システムと比較して、検出されたデータについての大きくなったダイナミックレンジは、実際には、それぞれの欠陥について追跡されるべきさらなる情報を利用可能にする。よって欠陥を特定するＡＤＣ（自動欠陥分類）システムの機能は大きく増強される。ＡＤＣを実現する手法は、米国特許第６，１０４，８３５号および第５，９９１，６９９号および国際出願ＷＯ０１４０１４５にさらに記載される。また、ＳＰＣ（統計的プロセス制御）サマリによって与えられるプロセスインサイトが向上する。検出ハードウェアおよびソフトウェアの改良は、以下の追加情報をＡＤＣおよびＳＰＣシステムによる使用のために利用可能にする。

１．欠陥の絶対散乱部

２．参照ダイの絶対散乱部

３．欠陥の統計的重要性

４．欠陥が起こる対象領域

欠陥を分類するためにそれぞれのＲＯＩについて別個に欠陥をビニングすること、および／またはある種の線形、非線型、または他の変数の論理組み合わせを使用することは、最終的にユーザに提示される情報の価値を増す。

本発明のＭＤＤの向上されたダイナミックレンジは、検査ツールのためのアプリオリのゲイン設定をなくすことができる。従来の機器での飽和およびゲイン不足の間の最適なトレードオフを決定することは、歴史的にみて非常に時間がかかることで、主観的な仕事であった。このステップをなくすことは、ウェーハ検査レシピをセットアップする仕事を大幅に簡略化する。

図４のＭＤＤの詳細な例示的実現例がここで記載される。ＰＭＴ１０をバイアスするための任意の適切なメカニズムが用いられえる。バイアスするメカニズムのいくつかの実施形態は、米国特許第６，００２，１２２号に記載されている。こんどは図７を参照して、概略図は本発明の具体的な実施形態によるＰＭＴのバイアスを図示する。示されるように、１０個のダイノードを備えたHamamatsu R1617のようなＰＭＴ１０が示されるが、当業者には理解されるように本発明は、異なるメーカーからの、または異なる個数のダイノードを有するＰＭＴに容易に適用されえる。

ＰＭＴ１０は、２つのマッチングされた定電流源１２および１４によってバイアスされ、これらは２つの別のバイアスストリングを駆動し、これらのうちの一つは変調されたダイノードのためであり、もう一つは固定されたダイノードのためである。ダイノード２０、２２、２４、２６、５０、および２８のためのバイアスツェナーダイオードストリング１６は、定電流源１２によって駆動される直列接続のツェナーダイオード３０、３２、３４、３６、３７、３８、および４０を含み、グラウンドに基準が決められる。これらツェナーダイオードは、それぞれ２００Ｖ、１００Ｖ、１００Ｖ、１００Ｖ、５０Ｖ、５０Ｖ、および５０Ｖの電圧定格を好ましくは有する。

ダイノード４２、４４、４６、および４８のためのもう一つのバイアスツェナーダイオードストリング１８は、定電流源１４によって駆動される直列接続のツェナーダイオード５２、５４、５６、５８、および６０を含む。バイアスツェナーダイオードストリング１８は、増幅器６４の出力における高速可変電圧源Ｖｃｔｒｌに基準が決められる。これらツェナーダイオードは、それぞれ１５０Ｖ、１００Ｖ、１００Ｖ、１００Ｖ、および１２５Ｖの電圧定格を好ましくは有する。Ｖｃｔｒｌは急速に変化しえるが、バイアスストリングを駆動する定電流源は、動作するためには固定されたＤＣ電圧だけを必要とする。

当業者に理解されるようにツェナーダイオード３０、４０、５２、および６０の値は、近接ダイノードにおける電圧をオフセットするように選ばれることによって、近接ダイノード間の電圧がカソード６６における電圧から減少するようにされる。さらにＶｃｔｒｌがダイノード２８での電圧の１．５倍に等しいとき、この電圧はＶｍａｘ、最大ゲイン制御電圧と呼ばれる。

２つのバイアスツェナーダイオードストリングのそれぞれの中のダイノード間電圧は一定なので、キャパシタ７０は、バイアスストリングのダイナミックインピーダンスを下げるために、ツェナーダイオード５２を除いて全てのバイアスツェナーダイオードに並列に配置されえる。これらキャパシタは、ここで開示されたゲイン制御回路の速度に影響を与えることなく、恣意的に大きくされえる（すなわち０．１μＦ）。

ＶｃｔｒｌがＶｍａｘに等しいとき、ＰＭＴ１０は、その最大ゲインで動作する。Ｖｃｔｒｌがより負ではないようになると、ダイノード間電圧は、従来のバイアス回路の従来値よりも交互に大きくなったり小さくなったりする。例えば、Ｖｃｔｒｌがより負ではないようになると、ダイノード４８および２６間の電位は減り、一方で、ダイノード４８および２４間の電位は増す。したがってそれぞれのダイノードにおけるゲインは交互に増加または減少する。しかしゲインは、奇数ダイノードにおいて増加するより、偶数ダイノードにおいてより速く減少する。その結果、全体のＰＭＴゲインは減少する。

Ｖｃｔｒｌがダイノード２８における電圧の０．５倍に近づくにつれ、奇数および偶数ダイノードのペアは同じ電圧に近づき、全体のチューブゲインは最小にされる。この電圧はＶｍｉｎと呼ばれる。ＶｃｔｒｌがＶｍｉｎに近づくにつれ、２つのバイアスストリング中の要素ミスマッチのため、システムはより不正確になる。しかし回路は信号を減衰させ続ける。これは内蔵された過負荷保護を可能にし、過負荷が終わると急速に復旧する。

２つのバイアスストリングを駆動するのに必要とされる図７の正確にマッチングされた電流源１２および１４は、それぞれ、任意の適切なやりかたで、例えば図８の回路４８０に示されるように、示されるように接続された２つの固定された電源、高電圧電源８２および低電圧電源８４だけを用いて実現されえる。従来のやりかたでバイアスされたＰＭＴを用いた電源とは異なり、ＨＶ電源は特に安定である必要はなく、これは電流源がシリーズレギュレータとして振る舞うからである。高電圧電源８２は、カリフォルニア州、Sutter CreekのEMCO High Voltageから入手可能なモデルE06のような商業的に入手可能な高電圧電源でありえ、低電圧電源８４は、マサチューセッツ州、MansfieldのDATELから入手可能なモデルUWR-12/250-D12のような商業的に入手可能な１２ＶＤＣ−ＤＣコンバータでありえる。ボルテージレギュレータ８６は、９ボルトの安定化電圧を供給する標準的な３端子リニアボルテージレギュレータである。ボルテージレギュレータ８８は、４．０９６ボルトの電圧レファレンスを提供する精密３端子電圧レファレンスである。ライン４９０、９２、および９４は、図８の回路要素の残りに電源を供給するために用いられる。高電圧電源８２は、電流源のために高電圧「フローティング」グラウンドＨＶＦＧＮＤをライン４９０において形成する。低電圧電源８４および電圧レギュレータ８６および８８は、このフローティンググラウンドに基準が決められ、ライン９２において４．０９６Ｖのレファレンス電圧、および電流源によって用いられる９ボルト電源をライン９４において発生する。

増幅器４０４は、中程度の速度の低オフセット演算増幅器であり、ＭＯＳトランジスタ１０４は、高電圧低キャパシタンスＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。これらデバイスは当業者によく知られた部品であり、適切な代替品もLinear Technology、Analog Devices、BurrBrown、Supertex、Zetex、Motorola、およびNational Semiconductorを含む多くのメーカーから入手可能である。

抵抗１０６は、通常の１％１５０オーム抵抗の抵抗１０８に追加された精密３０００オーム、０．１％抵抗（Panasonic）である。増幅器４０４は、ＭＯＳトランジスタ１０４のゲートにおける電圧を調節することによって、抵抗１０６および１０８の組み合わせの３，１５０オームの間にわたって、ＨＶＦＧＮＤに対して一定の４．０９６ボルトを維持する。これは、ＭＯＳトランジスタ１０４を流れる正確な１．３００ｍＡの電流を生む。ＭＯＳトランジスタ１０４のゲートが絶縁されているので、全ての電流は、ＭＯＳトランジスタ１０４のドレインにおいて負荷から来なければならない。

抵抗１１０および１１２、およびキャパシタ１１４は、標準的な設計手法によって、要素内の理想的ではない振る舞いを補正するために用いられる。抵抗１１０は、示された実施形態においては約５０オームの値を持ちえ、増幅器１０２をＭＯＳトランジスタ９２のゲート容量から分離する。抵抗１１２は、示された実施形態においては約３，１６０オームの値を持ちえ、増幅器９０の入力バイアス電流を補償する。キャパシタ１１４は、示された実施形態においては約１μＦの値を持ちえ、デカップリングキャパシタである。

示された実施形態において、図７の高電圧増幅器６４は、約３５のゲインを持つ高速リニアアンプである。図９は、図４および７の増幅器回路６４のある実現例を示す概略図である。図９の増幅器回路６４は、それぞれ＋５Ｖ、＋２．５０Ｖ、−５Ｖおよび−１００Ｖの定格出力電圧を有する３つの電源および１つの電圧レファレンス（不図示）を用いる。出力は、高ゲイン、コモンソース構成で結線される高電圧ＭＯＳトランジスタ１２２および１２４によって駆動される。ドレイン容量を最小にするために、出力の通常の動作範囲は、−２５Ｖから−７５Ｖに制限される。増幅器１２６は、ＭＯＳトランジスタ１２２を直接に制御し、ＭＯＳ１２４の高周波数部分だけを制御する。ＭＯＳトランジスタ１２４のＤＣ成分は、トランジスタ１３０および抵抗１３２を通して増幅器１２８によって制御される。増幅器１２８は、ＭＯＳトランジスタ１２４のバイアスを能動的に調節することによって、ＭＯＳトランジスタ１２２上の一定ソース電流を維持する。トランジスタ１２２上の一定ソース電流が、負荷に供給される可能な最大電流よりわずかに大きいように回路を構成することによって、トランジスタ１２４は常にフォワードバイアスされることが確実になる。

図９の回路の動作範囲を制限し、能動バイアスを用いることによってＭＯＳトランジスタ１２２もＭＯＳトランジスタ１２４も飽和状態でドライブされることはなく、完全にシャットオフされることもない。これは非常に高速な増幅器が構築されることを可能にする。

能動バイアス回路を用いることは、電源電圧中の変化に注意深く追従し、ＭＯＳトランジスタのいずれかの閾値電圧の変化を自動的に補償することによって、電力消費を最小限にする。もし従来のバイアス方法が使われたなら、システムは、要素の値および電源電圧のワーストケースの組み合わせのために設計されなければならない。これは、通常の動作の下では電力消費が著しく高くなることを意味する。

抵抗１３４および１３６は、増幅器のＤＣゲインを設定し、一方、キャパシタ１３５および１３７は、高い周波数における同じゲイン値を維持しながらフィードバック網のインピーダンスを減らすよう選択される。抵抗１３８は、増幅器１２６内の入力バイアス電流を補償する。抵抗１４０は、ＭＯＳトランジスタ１２２のＤＣバイアス電流を検出する。抵抗１４２および１４４は、トランジスタ１２２のバイアス電流を設定するのに用いられる参照電圧を設定する。抵抗１４６は、キャパシタ１４８と併せて、バイアス増幅器１２８の帯域幅を制限する。抵抗１３２は、ＭＯＳトランジスタ１２４のゲートをＭＯＳトランジスタ１３０の出力容量から分離する。抵抗１５０は、キャパシタンス１５２をチャージされた状態に維持するためのプルアップ抵抗である。抵抗１５４および１５６は、発振を防止するためにバイアス増幅器１２８のループゲインを制限する。

示された実施形態においてそれぞれ０．１μＦおよび３０ｐＦの値を有するキャパシタンス１４８および１５８は、安定性のために必要とされる帯域幅制限フィードバックキャパシタである。示された実施形態において０．１μＦの定格値を有するキャパシタ１５２は、増幅器１２６の＋／−５Ｖの動作範囲の外であったとしても、増幅器１２６がＭＯＳトランジスタ１２４を制御できるようにするためのＤＣ阻止キャパシタである。キャパシタ１６０、１６２、１６４、１６６、１６８、１７０および１７２は、全てバイパスキャパシタであり、示された実施形態においては０．１μＦの定格値を有する。

図４の補償回路１８６は、任意の適切なやりかたで実現されえる。ある実現例において、第１および第２導関数補償回路が利用される。（もちろん任意の個数の導関数補償回路が利用されえる。）図１０は、本発明のある例示的実現例による第１および第２導関数補償回路を持つ補償回路１８６を示す概略図である。図４の増幅器６４の出力から発生する入力ＳＥＮＳＥＩＮは、リニア増幅器Ｕ２０へと受け取られる。可変抵抗Ｒ１２７は、電圧分割器を形成し、これはＣ１０３へのＵ２０の出力のうちの選択可能な部分を提供する。この部分は、典型的には６０％から１００％の範囲である。それからＣ１０３は、入力電圧ＳＥＮＳＥＩＮの第１導関数に比例する、ノードＣｏｍｐＯｕｔへの電流を発生する。比例定数は、アンプＵ２０のゲインとＣ１０３の値とＲ１２７の部分設定との積である。このようにして、増幅器Ｕ２０、ボリュームＲ１２７、およびそれらに関連する抵抗およびキャパシタは、第１導関数補償回路を形成する。好ましくは補償回路１８６は、Ｕ２２、Ｒ１３０、および関連する抵抗およびキャパシタの形の第２導関数補償回路を含む。第１導関数補償回路と同様に、第２導関数回路もボリュームＲ１３０およびキャパシタＣ１０７を通して出力ＣｏｍｐＯｕｔに容量的に結合する。しかし、第２導関数回路の入力段は、第１導関数補償回路の入力段とは異なる。第２導関数回路の入力段は、第１導関数回路の入力段内のＲ１１８およびＲ１１９の代わりにキャパシタＣ１０４およびＣ１０５を含む。これらのキャパシタは、入力信号ＳＥＮＳＥＩＮの他の導関数を取るよう機能し、入力電圧の第２導関数に比例する出力電流を生じる。

アライメントプロシージャは、補償回路を最適値に調節するよう実行されえる。光がゼロの条件では、制御電圧（例えば、適切な周波数および振幅の正弦波）が制御増幅器６４に入力されえ、一方、適切なＤＣバイアス電流が図４の対数アンプ１８２に入力される。それから２つのボリュームＲ１２７および１３０は、対数アンプ１８２によって計測される電流のＡＣ成分のＲＭＳ値を最小にするよう調節される。対数増幅器の電流のＡＣ成分が最小にされるとき、補償回路１８６は最適化される。

１５ダイノードのHamamatsu R3432-01のようなファインメッシュダイノード光電子増倍管が従来の光電子増倍管の代わりに本発明で利用されえる。これら光電子増倍管は、従来の光電子増倍管よりも、より短い輸送時間（transit times）、より高いパルス直線性、およびよりよい磁界耐性を有する。このようなチューブは、現在はふつうは用いられないが、それはこれらの小さな表面積のために、メッシュダイノードは特に持続した過負荷信号からのダメージを受けやすいからである。本発明は、これらの長所を利用し、過負荷ダメージからそれらを保護する。

代替として、ＰＭＴは、その応用例の要求に適した特定の仕様の制限に合致するようカスタマイズされえる。暗視野の応用例において、仕様は、固定された電圧におけるＰＭＴゲインの製造バラツキを制限すること、１つ以上のダイノードおよびアノード間の寄生容量を制限すること、およびカソード抵抗を制限することを含みえる。ある実施形態において、ＰＭＴゲインの範囲は、２：１のバラツキに制限される。抵抗制限は、量子効率および定格抵抗値の間のトレードオフに基づいて選択されえる。結合容量制限は、ＰＭＴの製造可能性と、および結合によって引き起こされる誤差電流を正確に補正するためにＰＭＴと共に用いられる補償回路中の信頼水準との間の許容できるトレードオフに基づいて選択されえる。またＰＭＴのカスタム化は、ＰＭＴカソード内にワイヤを挿入すること、および／またはカソードの下のガラス上に金属線のパターンを蒸着させることによってシート抵抗の効果を低減すること、シールド構造を挿入すること、配線を短縮または再配置すること、またはダイノードおよび相互接続構成に他の変更を行って１つ以上のダイノードと、１つ以上の他のダイノードとの間の寄生容量を最小化することを含みえる。

他のタイプのセンサ技術もＰＭＴの代わりに使用されえる。例えば、光電子増倍管の代わりに、固有の可変ゲインを提供する多くの他のセンサ技術の任意のものが用いられえる。そのような技術には、電子増倍管、マイクロチャネルプレートＰＭＴ、アバランシェフォトダイオード、メタルチャネルダイノードＰＭＴ、ワイヤメッシュダイノードＰＭＴ、明示的なゲートまたはグリッド電極を持つＰＭＴ、およびプログラマブルな積分時間を持つイメージングアレイが含まれる。

図１１Ａから１１Ｃは、本発明のある実施形態による図４の混合モード検出器（ＭＤＤ）の出力プロセッサ２５１のより詳細な概略図である。示されるように出力プロセッサ２５１は、図４の計測ブロック２５０とインタフェースする計測ヘッドインタフェース８０２を含む。図１１Ａにおいて、計測ヘッドインタフェースは、ＳＥＮＳＯＲＯＵＴ、ＳＥＮＳＯＲＧＡＩＮ、およびＭＯＮＩＴＯＲＩＮＰＵＴを３つのマルチプレクサ（ＭＵＸ）８０４ａ〜ｃに出力する。ＳＥＮＳＯＲＯＵＴ信号は、対数的に増幅されたセンサからの出力に対応し、ＳＥＮＳＯＲＧＡＩＮは、増幅されたセンサゲインに対応し、ＭＯＮＩＴＯＲＩＮＰＵＴは、照射レベルの対数に対応する（例えば図４について上述のように）。図４を参照して、ＳＥＮＳＯＲＧＡＩＮは、リニアアンプ１９０の出力であり、ＳＥＮＳＯＲＯＵＴは、対数アンプ１８２の出力である。ＭＯＮＩＴＯＲＩＮＰＵＴラインは、代替として他の関連する信号を入力するために用いられえる。例えば、図１３ＡおよびＢについて後述されるように、ＭＯＮＩＴＯＲＩＮＰＵＴ信号は、ビームモニタ回路８６０の出力である。

図１１Ａに戻り、ＭＵＸ８０４ａは、ＳＥＮＳＯＲＯＵＴ信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ）８１０ａに出力する。同様に、ＭＵＸ８０４ｂは、ＳＥＮＳＯＲＧＡＩＮ信号をＬＰＦ８１０ｂに出力する。ＭＵＸ８０４ｃは、ＭＯＮＩＴＯＲＩＮＰＵＴ信号をＬＰＦ８１０ｃに出力する。ＬＰＦ８１０は、それぞれの信号の帯域幅を制限することによってそれぞれのＡＤＣの帯域幅要件に合うようにする。それぞれのデータ信号（例えばＳＥＮＳＯＲＯＵＴ、ＳＥＮＳＯＲＧＡＩＮ、およびＭＯＮＩＴＯＲＩＮＰＵＴ）は、その対応するＡＤＣ８１２によってアナログからディジタル信号に変換される。よってＡＤＣ８１２ａの出力はディジタルＳＥＮＳＯＲＯＵＴ信号であり、ＡＤＣ８１２ｂの出力はディジタルＳＥＮＳＯＲＧＡＩＮ信号であり、ＡＤＣ８１２ｃの出力はディジタルＭＯＮＩＴＯＲＩＮＰＵＴ信号である。

クロックディレイ８０８ａｂｃおよびＦＩＦＯバッファ８１８ａｂｃは、プログラマブルアナログディレイラインに固有の信号歪みを受けることなく、それぞれのＬＰＦで受け取られたアナログ信号についてのディレイを実効的に提供する。クロック要素８０８ａｂｃは、ニュージャージー州、CliftonのData Delay Devicesからのモデル3D7408と同様のプログラマブルクロックディレイラインでありえる。クロックディレイ８０８ａｂｃは、０．２５の解像度で６４ｎＳの範囲にわたってロジッククロック信号の伝搬を遅延させる。アナログ信号がディジタイズされ、ＦＩＦＯバッファへクロックが合わされるときを遅延させることによって、クロックに合わされて出されＡＬＵによって用いられる前にデータがＦＩＦＯ内で「待つ」時間の量が減らされる。独立したプログラマブルな遅延をそれぞれの信号について実現することによって、ＳＥＮＳＯＲＯＵＴおよびＳＥＮＳＯＲＧＡＩＮ信号の相対位相が調節できる。ＭＭＤのいくつかの実施形態については、適切に２つの信号を再結合させてアーティファクトのない光信号の表現を得るために、相対的信号位相の注意深いチューニングが用いられえる。例として、図４の増幅器６４からのＰＭＴへのゲイン入力が変化するとき、ゲイン変化がＰＭＴに与えられるときと、このゲイン変化の効果がＰＭＴ出力で観察されるときとの間には固有の遅延が存在する。さらに、ＬＰＦ８１０ａｂｃの伝搬遅延は、使用される要素の製造公差のために、ＭＭＤの個体ごとに変化しえる。ＭＭＤのそれぞれの個体についてプログラマブルディレイの値を較正することは、これら製造バラツキを補正する。

対応するＬＰＦおよびＡＤＣのペアを通るそれぞれの信号についての遅延は、任意の適切なやりかたで較正されえる。ある実施形態においては、そのような遅延を決定するために既知の強度パターンを有する試料が利用される。明るい領域中のストリート（すなわちダイ間の暗い領域）のような際だったコントラストを有するパターンがうまく働く。この例では、入射ビーム（例えばレーザ）は、ストリートにわたってスキャンされ、ＰＩＤコントローラは急速にセンサ（例えばＰＭＴ）ゲインを変化させる。検出された信号の強度は方形波を形成するように期待されるので、予期される値の妥当な範囲内で多くの異なる遅延値を試し、ＭＭＤの出力中の観察可能なアーティファクトを最小にする遅延値を選択することは、容易な較正の実行である。この選択された遅延値はそれからソフトウェア中に記憶され、較正された遅延値としてクロック要素８０８にプログラムされえる。

図１１Ｂを参照し、図１１Ａからのそれぞれのデータ出力は、一連の標準的な要素を通って伝えられる。すなわち、Ｄフリップフロップ８１６、ＦＩＦＯ８１８、およびＭＵＸ ８２０である。それぞれのＭＵＸは、図１１ＡのＡＤＣからのデータ出力を対応するＳＲＡＭ８２４にまとめて流し込める。代替としては、メイン制御ブロック８１４は、それぞれのＭＵＸ ８２０およびＷＲ＿ＢＵＦ（例えば８２６ａ）と動作するよう構成されえ、それによりその関連付けられたＳＲＡＭ８２４に書き込むことを促進する。例えば、ＯＦＦＳＥＴ値（例えば、較正目的でユーザによって設定されたＰＭＴゲイン値に対応する）は、ＭＯＮＩＴＯＲＩＮＰＵＴの代わりにＳＲＡＭ８２４ｃに入力され、それを通らされえる。メイン制御ブロック８１４はまた、それぞれのＭＵＸ８２０およびＲＤ＿ＢＵＦ（例えば８２６ｂ）のペアと共に動作するよう構成され、それによりその対応するＳＲＡＭ ８２４から読むようにされる。

ＡＤＣ８１２ａ〜ｃは図４のＡＤＣ２０４、２０２および２０３に対応する。ＳＲＡＭ８２４ａ、８２４ｂ、および８２４ｃは、それぞれ図４のＬＵＴ２０８、ＬＵＴ２０６、および２０７の例示的な実現例である。それぞれのＳＲＡＭまたはＬＵＴ８２４は、特定のルックアップデータに対応するアドレスとして、特定のデータを受け取る。それぞれのＳＲＡＭまたはＬＵＴ８２４は、それから、それぞれの特定の入力データについての対応するルックアップデータを出力する。ＳＲＡＭは、データプロセスを簡略化したり、さまざまな較正またはノイズ補償技術を促進したりするようなさまざまな目的について、検査システムの出力データを変換する非常に効率的なメカニズムを提供する。この具体的な実施形態においては、それぞれのＬＵＴは実効的には１２ビット入力データを１６ビット入力データに変換し、これは、データの解像度を増すと共に、特定の変換から起こりえる丸め誤差をなくすことを可能にする。

図１１Ｃを参照して、ＳＲＡＭまたはＬＵＴ信号は、それからＡＬＵ８２８に入力され、ＭＵＸ８３０を通されてＳＲＡＭ８３２に入力され、これは図４の出力ＬＵＴの実現例に対応する。図１１Ｃの示された実施形態において、出力ＳＲＡＭ８３２は、任意の適切な変換関数を用いて１６ビットデータを１２ビットデータに変換する。このビット数のダウングレードは、特定のデータワードサイズ、例えば１２ビットを用いるよう構成される従来のソフトウェアおよび／またはハードウェアのために検査システムによっては必要となりえる。メイン制御ブロック８１４は、ＭＵＸ８３０およびＷＲ＿ＢＵＦ８３４およびＲＤ＿ＢＵＦ８３６と共に、出力ＳＲＡＭ８３２から読み出し、出力ＳＲＡＭ８３２に書き込むことを促進する。

Ｄフリップフロップ８３８、ＳＲＡＭ８４０、およびＤＡＣ８４２は、センサゲイン較正ＬＵＴおよびセンサ出力較正ＬＵＴについての値を決定するメカニズムを提供する。それぞれのＳＲＡＭ８４０ａおよび８４０ｂは、対応するＤＡＣ８４２に選択的に出力および入力されえるデータを含み、ＤＡＣ８４２はデータを対応するアナログ信号に変換する。示されるように、ＤＡＣ８４２ａは、ＤＡＣ０ＯＵＴ信号を出力し、この信号は、１つ以上の特定の較正モードがイネーブルされるとき、任意選択で増幅器１８２に組み込まれた可変電流源を制御する。ＤＡＣ８４２ｂは、ＤＡＣ１ＯＵＴ信号を出力し、この信号は、１つ以上の特定の較正モードがイネーブルされるとき、ＰＩＤ１８４の出力を制御する。これら信号は、異なるＳＲＡＭデータを異なるアドレスから出力することによって変化されえる。センサ出力較正ＬＵＴは、そのセンサを照射する任意の光源をディセーブルし、それからその内部較正電流源によって増幅器１８２に入力される一連の既知の電流による出力を計測することによって決定されえる。いったんセンサ出力ＬＵＴが決定されると、センサゲイン較正ＬＵＴは、一連の既知の光学的刺激をそのセンサに機器から注入し、ＤＡＣ８４２ｂおよびＰＩＤ１８４の「オープンループ」較正モードを用いて検出器のゲインを変化させることによって決定されえる。ゲインが変化されるときにセンサ出力中の変化を計測することによって、センサゲイン較正ＬＵＴの内容が決定される。

図１に戻って参照し、集光チャネル５１０ａｂ、５１１ａｂ、および５２１のそれぞれは、追加の光学的操作を散乱された光に実行する他の要素を含みえるが、それら要素は本発明の趣旨をぼかさないために図示されない。例えば、それぞれの集光チャネル５１０ａ〜ｂ、および５１１ａ〜ｂは、散乱された光を集め、導くレンズ系を含みえる。例えば、一連のミラーが光を反射するために用いられえて、それによりそれがＰＭＴ１０上に結像される。フーリエ変換平面に配置されるのは、プログラマブルの空間フィルタおよび可変開口絞りである。このプログラマブルの空間フィルタは、表面１２上の周期的フィーチャがスキャンされるときに、システムが空間フィルタリングを利用することを可能にする。フーリエ変換平面の近傍に配置されものとして、可変偏光フィルタもある。フーリエ変換平面にＰＭＴを直接に配置することも可能であることに注意されたい。

代替の実施形態において、ＭＤＤは、ＰＭＴおよびＡＤＣの間に配置される対数アンプのような非線形電子回路と共に実現されえる。自動ゲイン調節回路がなくても利点が得られうる。ＰＭＴおよびＡＤＣの間に配置される非線形増幅メカニズムは、ＰＭＴから出力される信号のダイナミックレンジを圧縮する傾向にあり、それによってその出力信号をＡＤＣのダイナミックレンジにより近くするが、ＡＤＣはふつうはＰＭＴのダイナミックレンジよりずっと小さいからである。もし非線形性が単調であり、較正されるなら、非線形性は、それからディジタル的に反転されえ、その結果、実効計測範囲を大きく伸長しえる。適切な圧縮非線形性は、対数、ａが０から１の範囲にあるｙ＝ｘ^aの形のべき乗を含む。（ａ＝１／２およびａ＝１／３の特殊な場合は、それぞれ容易に平方根および立方根としてわかる。）ノイズ補償技術は、上述のように非線形出力に対しても効率的に実現されえる。

図１２は、本発明のある実施形態によってＰＭＴおよびＡＤＣの間に配置される非線形電子回路を有する代替ＭＤＤ実現例の概略図である。示されるように、ＰＭＴ７１０へのゲインは、高電圧電源および従来のバイアスネットワーク７１８によって決定される。ＰＭＴからの出力は、対数アンプ７１２によって受け取られる。対数アンプの出力は、それからＡＤＣ７１４に入力され、これはそれからディジタルデータをＬＵＴ７１６に出力しえ、またはそれを直接に図１のデータプロセッサ５００に送りえる。

従来の対数増幅器回路の設計は、この応用例で極めてよく働くことがわかった。古典的なトランジスタがフィードバックループにあるタイプの対数アンプ設計は、実際にはふつう用いられないが、これは、振幅依存の帯域幅、反転バイアスされた入力、および温度依存の入力におけるオフセット電圧に関するそれらの問題のためである。しかしＰＭＴが信号源として用いられるとき、これらの制限全ては、克服されるか、利点のために利用される。まずＰＭＴの理想的な電流源の振る舞いは、入力オフセット電圧の効果をなくす。さらにＰＭＴの固有のユニポーラの性質（一種の真空管ダイオードとして考えられえる）は、ＦＥＴ入力のオペアンプが用いられる限り、逆バイアス問題をなくす。最後に、振幅依存の帯域幅は、高度なノイズ補償技術を実現するために用いられえる。ＰＭＴのための適切なゲインレベルを選ぶことによって、光子ショットノイズが許容レベルを超えて増加し始めるところで信号振幅が正確に落ち始めるように対数アンプの帯域幅を調節できる。帯域幅を小さくすることによって、アンプの積分時間を上げる。このより高い積分時間は、ショットノイズを平均化することによって、背景強度のより正確な計測を得る。このタイプのディジタルハードウェアにおける適応画像処理を実現することは、計算的に高くつく。このため、アナログ電子回路に固有のこのような適応帯域幅特性を有することは、大きな利点である。

検出された信号は、対数で表現される（図４のゲイン調節の実施形態におけるゲインのように）ので、センサゲイン調節に基づいて照射または入射ビーム強度を変調することによって、検査システムのダイナミックレンジを容易に伸長することもできる。すなわち、センサまたはＰＭＴゲイン調節は、照射パワーを調節するために利用されえる。例えばこれは、計測された光レベルまたは調節されたゲインレベルに応答して、またはダイの光学的散乱特性の知識に基づいてスキャニングビームの強度を直接に変調することによって達成されえる。例として、レーザ強度が直接に変調されえ、ＡＯＤの効率が変調されえ、または照射または集光パス内に配置された明示的可変減衰器（explicit variable attenuator）が変調されえる。照射レベルを調節する技術を実現するためには、ハードウェアおよび／またはソフトウェアの任意の適切な組み合わせが利用されえる。

図１３Ａは、本発明のある実施形態による自動的に照射パワーを調節するために利用される混合モード検出器（例えばブロック２５０および２５１）を有する検査システム８５０の概略図である。示されるように、システム８５０は、ビーム８５３を発生するレーザ８５２を含む。ビームスプリッタ８５４は、ビームの第１ビーム部分をモニタ８６０に導き、第２ビーム部分をスキャンエンジン８５６に導く。スキャンエンジンは、ビームを試料にわたってスキャンするよう動作する。適切なレーザ発生器およびスキャンエンジンは、図１について上述されている。

モニタ８６０は、入力レーザビームに基づいて照射レベル信号（例えばＰＭＴおよびアンプで）を発生し、照射レベル信号をＭＤＤ出力プロセッサ２５１に出力しえる。同様に、試料から放射されたビーム８５７は、ＭＭＤ計測ブロック２５０に入力される。放射されたビームは、例えば散乱光の形でありえる。上述のようにＭＤＤ計測ブロック２５０は、調節されたゲイン信号に基づいて、増幅された検出された信号を放射されたビームから発生する。ＭＤＤ計測ブロック２５０はまた、センサ（例えばＰＭＴ）のゲインを自動的に調節し、それがＭＤＤプロセッサ２５１に出力される前に調節されたゲイン信号を増幅するメカニズムも含む。

増幅されたゲイン信号は、ＰＩＤ８６２に入力され、ＰＩＤは、調節されたレーザパワー信号をレーザサプライ８６４に提供するために１つ以上の制御信号（群）と共に構成される。レーザサプライ８６４は、レーザビームのパワーレベルを調節するためにレーザサプライをレーザ８５２に入力する。したがって、レーザのパワーは、連続的に調節されたＰＭＴゲインに基づいて連続的に調節されえる。例えば、ゲインが増すとき、レーザパワーは、ＭＭＤに入る光信号を大きくするために上げられ、こんどはこれによりＭＭＤのゲインが低減して落ち着く（ネガティブフィードバック）ことになる。

もちろんレーザパワーの調節は、検出された光強度の変動をきたす。最終的な出力信号からレーザパワー調節を除することによってこの変動のファクタを消すことができる。この目的のために、レーザレベルは、モニタ８６０によってＭＤＤ出力プロセッサ２５１へ提供される。ＭＤＤ出力プロセッサ２５１はそれから、レーザレベルを対数値に変換し、この対数レーザレベルを検出された信号から引く。よってレーザレベルの変化は、ＭＤＤプロセッサ２５１の最終的な出力信号からは実効的に取り除かれる。このメカニズムは任意の適切なやりかたで実現されえる。図１１Ａから１１Ｃの実施形態において、レーザパワー信号は、ＭＯＮＩＴＯＲＩＮＰＵＴ信号をＭＤＤプロセッサ２５１に提供しえる。

図１３Ｂは、自動的に照射パワーを調節するために利用される混合モード検出器（例えばブロック２５０および２５１）を有する検査システム８７０の代替実施形態を示す。レーザ発生器８５２に適用されるレーザサプライを調節する代わりに、プログラマブルアッテネータ８７２が光学照射パス内に配置され、それによりレーザ発生器８５２から出力されたあとに照射ビームのパワーを調節する。アッテネータを変調したいと思うかもしれないが、そのような変調は、レーザサプライを直接に変調するより、より高いレンジおよび／またはより速い調節速度を有するからである。

図１４は、本発明のある実施形態による走査電子顕微鏡（ＳＥＭ）構成９００の概略図である。示されるように、カラム９１３は、電子９０２のビームを発生し、試料９０４（例えば半導体ウェーハ）上をスキャンされるように導く。複数のラスタスキャン９１２が典型的には、試料９０４の小さい領域９１４上で実行される。電子のビーム９０２は、試料と相互作用を起こして二次電子９０６の放射を生じるか、または後方散乱された電子９０６として試料から跳ね返る。二次電子および／または後方散乱された電子９０６は、それからシンチレータ９０８によって検出され、このシンチレータは検出された電子を光子に変換する。シンチレータ出力は、混合モード検出器（ＭＤＤ）９０９に与えられ、このＭＤＤは、コンピュータシステム９１０に結合される。ＭＤＤ９０９は、ここで記載されるＭＤＤの実施形態の任意の形態をとりえる。コンピュータシステム９１０は、コンピュータシステム９１０上で記憶、および／または表示される画像を生成する。カラム９１３は、ビームを生成し試料９０４にわたって導く任意の適切な形態をとりえる。さらに、シンチレータ９０８およびＭＤＤ９０９は、任意の適切なタイプのＳＥＭシステムの中に組み込まれえる。適切なＳＥＭシステムのいくつかの実施形態は、米国特許第６，０６６，８４９号に記載され、この特許はその全体がここで参照によって援用される。

図１５は、本発明の代替実施形態によるデュアルセンサ高ダイナミックレンジ光検出器１５００の概略図である。大きくは、この検出器１５００は、高ゲインＰＭＴ１５０２ａと共に低ゲインＰＭＴ１５０２ｂを含む。示されるように、ビームスプリッタ１５０１は、光信号の小さい部分（Ｆ）を低ゲインＰＭＴ１５０２ｂに送る。他の値も用いられえるが、Ｆの典型的な値は、光信号の約５％および約１０％の間である。２つのＰＭＴ１５０２は、それから別個にディジタイズされ、低ゲインＰＭＴ１５０２ｂはウェーハの明るい領域における欠陥を検出する。低ゲインＰＭＴ１５０２ｂはまた、高ゲインＰＭＴ１５０２ａをオフにし、それによって低ゲイン「センチネル」ＰＭＴ１５０２ｂ（および低ゲインチャネル回路）が高ゲインＰＭＴ１５０２ａをオンに戻しても安全であることを示すまで、それを過負荷信号から守る。

高ゲインＰＭＴ１５０２ａがオフにされなければならないときを示す（または直接にＰＭＴ１５０２ａをオフする）ために、約１０から約１００ナノ秒の範囲である立ち上がりおよび立ち下がり時間を持つ任意の適切な高速スイッチング回路が制御回路１５５０内で利用されえる。示されるように、それぞれのＰＭＴ１５０２の出力は、従来のリニアトランスインピーダンスアンプ、例えば上述のものに与えられる。低ゲインＰＭＴ１５０２ｂの出力は、アンプ１５０６に与えられ、高ゲインＰＭＴ１５０２ａの出力は、アンプ１５１６に与えられる。直接アナログ回路は、センチネルＰＭＴ（例えば１５０２ｂ）のアンプから制御回路１５５０へとフィードバックし、制御回路１５５０は高ゲインＰＭＴ（１５０２ａ）を制御する。

制御回路１５５０は、高ゲインＰＭＴ１５０２ａへのゲインを制御し、ＰＭＴ出力が大きくなりすぎるとき高ゲインＰＭＴ１５０２ａをオフにし、高ゲインＰＭＴ１５０２ａの状態を示す無効信号を出力する任意の適切な要素を含みえる。示されるように制御回路１５５０は、低ゲインＰＭＴ１５０２ｂからの増幅された出力、および閾値を受け取るコンパレータ１５０８を含む。コンパレータ１５０８は、「ブランクリクエスト」信号を出力する。このブランクリクエスト信号は、出力１が閾値より低いときに「０」であり、出力１が閾値以上であるときに「１」である。

ゲインブランキング回路（または高速スイッチング回路）１５１０は、ブランクリクエスト信号および高電圧（ＨＶ）電源１５１２からの出力を受け取る。ゲインブランキング回路は、ブランクリクエスト信号がロウであるときに、ＨＶ電源１５１２からの出力を高ゲインＰＭＴ１５０２ａに提供する。ブランクリクエスト信号がハイであるときには、ゲインブランキング回路１５１０は、ＰＭＴ内のグリッド電極または１つ以上のダイノードに逆バイアスをかけることによって、高ゲインＰＭＴ１５０２ａを急速にオフにする。ゲインブランキング回路１５１０はまた、高ゲインＰＭＴがオフにされているとき、オンまたはオフのプロセスにあるとき、または最近のゲインの遷移によって起こされた信号アーティファクトの影響を受けているときに、「ゲイン不安定」信号を出力しえる。ブランクリクエスト信号およびゲイン不安定信号は、「ＯＲ」回路１５１４に与えられえ、この回路は無効信号を出力する。あるいは、ブランクリクエスト信号は、無効信号として出力されるだけでもよい。任意の適切な高速バイナリゲインスイッチング回路は、ゲインブランキング回路１５１０のために用いられえる。いくつかの実施形態は、１９８９年４月１１日に発行された米国特許第４，８２０，９１４号、および１９９１年１２月３１日に発行された米国特許第５，０７６，６９２号に記載され、これら特許はその全体がここで参照によって援用される。

「無効信号」フラグは一般に、高ゲインＰＭＴからのデータが信頼できるかどうかを示す。一般に、高ゲインＰＭＴからの信号は、それが信頼できるときは画像処理には好ましい。光信号が明るくなり過ぎて、高ゲインＰＭＴからのデータが信頼できないとき、低ゲインＰＭＴからのデータが、明るい領域における欠陥検出を実行するために依然として用いられえる。

それぞれのＰＭＴからの増幅された信号は、別個にＡＤＣ（不図示）によってＮビットの解像度にディジタイズされえる。８、１２、または１６のような任意の適切な値がＮとして用いられえる。それからＡＤＣ出力および無効信号は、任意の適切な技術によって欠陥を検出するために分析されえる。ある実施形態において、低および高ゲインＰＭＴ１５０２についての出力信号は、別個に分析される。しかし高ゲインＰＭＴ出力から見つかる欠陥は、ターゲットおよび参照イメージの両方において無効信号フラグがロウである領域についてだけ報告される。高ゲインＰＭＴについてターゲットまたは参照ダイのいずれかからのデータが無効である領域においては、欠陥検出は、低ゲインＰＭＴからのデータを用いてやはりなされえる。

代替実施形態において、両方のＡＤＣからのディジタルデータは、画像処理の前に、単一の伸長されたダイナミックレンジデータワードに再結合される。この技術は、２つの出力信号を独立に並列処理することを避けることによって計算上の負担を最小にする。この実施形態において、２つのＰＭＴについての動作電圧は、ＰＭＴゲインおよびビームスプリッタ効率も考慮して、実効ゲインの比が正確に２のＭ乗であるように選択される。典型的なＭの動作値は、３〜７である。注意：ＰＭＴについての正確な動作電圧は、以前のインシステムの較正プロシージャによって決定されえる。

動作中、無効信号フラグがロウである領域において、出力データワードは、高ゲインＰＭＴからのＡＤＣ値であるとみなされ、Ｍ個のゼロがＭＳＢ（最上位ビット）側に満たされる。無効信号フラグがハイである他の領域においては、出力ワードはセンチネルＰＭＴからのＡＤＣ値であるとみなされ、ＭＳＢ側へＭビットだけシフトされ、ＬＳＢ（最下位ビット）側にゼロが満たされる。

いったん出力データワードが選択されると、信号無効フラグは、画像処理システムによって無視されえる。スイッチング点の位置におけるわずかなバラツキは、それら自身では偽カウントを起こすべきではない。Ｍの大きい値について、出力データワードのダイナミックレンジはさらに伸長されるが、スイッチング点より少しでも上の、出力データワード内の粒状性が増す犠牲のもとでなされる。以下のテーブルは、いくつかの例示的なＭおよびＮの値についての総ダイナミックレンジおよびデータ粒状性を示す。

本発明の実施形態および応用例が示され記載されてきたが、上述のものよりずっと多くの改変物もここでの本発明の概念から逸脱することなく可能であることが当業者には明らかであろう。速度、電力消費、ノイズ、感度、およびダイナミックレンジの間のルーチンの工学的トレードオフは、ここで開示された好ましい実施形態がある与えられた応用例に合わせられるとき、多くのマイナーな設計変更の動機を与えるだろう。したがって本発明は、添付のクレームの精神以外では限定されるべきではない。

Claims (54)

1. 試料上の欠陥を検出する検査システムであって、前記システムは、
   入射ビームを試料表面に向けて導くビーム発生器、
   前記入射ビームに応答して前記試料表面から来るビームを検出するよう配置された検出器であって、前記検出器は、
   前記検出されたビームを検出し、前記検出されたビームに基づいて検出された信号を発生するセンサ、
   前記センサに結合された非線形要素であって、前記検出された信号に基づいて非線形検出信号を発生するよう構成される非線形要素、および
   前記非線形要素に結合された第１アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）であって、前記第１ＡＤＣは、前記非線形検出信号をディジタル化して第１ディジタル化検出信号にするよう構成される第１ＡＤＣ
   を備える検出器、および
   試料表面上に欠陥が存在するかを前記第１ディジタル化検出信号に基づいて決定するデータプロセッサ
   を備える検査システム。
2. 請求項１に記載の検査システムであって、
   前記第１ディジタル化検出信号を、前記第１検出出力信号の異なる強度レベルに関連付けられたノイズ変動を補償する第２ディジタル化検出信号に変換する変換メカニズム
   をさらに備え、および
   前記データプロセッサは、前記第２ディジタル化信号を受け取るようさらに構成され、前記欠陥が存在するかを決定するステップは、前記第２ディジタル化検出信号に直接基づくことによって、前記第１ディジタル化検出信号に間接的に基づく
   検査システム。
3. 請求項２に記載の検査システムであって、前記変換メカニズムは、前記第２ディジタル化検出信号の導関数が、前記計測中のノイズレベルまたは不確定性の逆数の推定値である正規化関数に等しくなるようにするよう動作し、前記正規化関数は、包絡関数の平均を前記包絡関数自身によって割ることによって計算され、前記包絡関数は、前記第１ディジタル化検出信号の計測の観測された再現可能性に基づいて計算される検査システム。
4. 請求項１〜３のいずれかに記載の検査システムであって、前記センサは光電子増倍管（ＰＭＴ）である検査システム。
5. 請求項１〜３のいずれかに記載の検査システムであって、前記センサは、電子増倍管、マイクロチャネルプレートＰＭＴ、アバランシェフォトダイオード、メタルチャネルダイノードＰＭＴ、ワイヤメッシュダイノードＰＭＴ、明示的なゲートまたはグリッド電極を持つＰＭＴ、およびプログラマブルな積分時間を持つイメージングアレイからなるグループから選択される検査システム。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の検査システムであって、前記非線形要素は対数増幅器である検査システム。
7. 請求項６に記載の検査システムであって、前記検出器は、前記センサのセンサゲインを前記非線形検出信号または前記検出信号に基づいて自動的に調節する第１フィードバック回路をさらに備える検査システム。
8. 請求項７に記載の検査システムであって、前記第１フィードバック回路は、
   前記非線形要素に結合され、前記センサゲインの電圧レベルを非線形検出信号または前記検出信号、電圧参照信号、および１つ以上の制御信号（群）に基づいて調節するよう構成される可変電圧供給要素、および
   前記可変電圧供給に結合され、前記センサに入力される前に前記センサゲイン信号を増幅するよう構成される増幅器
   を備える検査システム。
9. 請求項８に記載の検査システムであって、前記可変電圧供給要素は、比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラである検査システム。
10. 請求項９または１０に記載の検査システムであって、前記センサ内の寄生容量によって前記増幅器から注入された前記電流を実質的に打ち消す電流を注入する補償回路をさらに備える検査システム。
11. 請求項８〜１０に記載の検査システムであって、前記補償回路は、第１および第２導関数補償回路を含む検査システム。
12. 請求項７に記載の検査システムであって、
    前記センサゲインを受け取り、前記センサゲインをディジタル化し、それをディジタル化センサゲイン信号として出力する第２ＡＤＣ、
    前記第１ディジタル化検出信号を較正検出信号に較正する第１変換メカニズム、
    前記ディジタル化センサゲイン信号を較正ゲイン信号に較正する第２変換メカニズム、および
    前記較正ゲイン信号を前記較正検出信号から引いて、第１検出出力信号を形成するよう構成される算術論理ユニット（ＡＬＵ）
    をさらに備え、
    前記データプロセッサは、前記第１検出出力信号を受け取るようにさらに構成され、前記欠陥が存在するかを決定するステップは、前記第１検出出力信号に直接基づくことによって、前記第１ディジタル化検出信号に間接的に基づく
    検査システム。
13. 請求項１２に記載の検査システムであって、前記第１および第２変換メカニズムは、メモリデバイス内に実現されたルックアップテーブルの形をとる検査システム。
14. 請求項１３に記載の検査システムであって、前記メモリデバイスは、ＳＲＡＭ、ＤＲＡＭ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、不揮発性ＲＡＭ、およびフラッシュメモリからなるグループから選択される検査システム。
15. 請求項１２〜１４に記載の検査システムであって、
    前記第１検出出力信号を、前記第１検出出力信号の異なる強度レベルに関連付けられたノイズ変動を補償する第２検出出力信号に変換する第３変換メカニズム
    をさらに備え、および
    前記データプロセッサは、前記第２検出出力信号を受け取るようにさらに構成され、前記欠陥が存在するかを決定するステップは、前記第２検出出力信号に直接基づくことによって、前記第１ディジタル化検出信号に間接的に基づく
    検査システム。
16. 請求項１５に記載の検査システムであって、前記第３変換メカニズムは、前記第２ディジタル化検出信号の導関数が、前記計測中のノイズレベルまたは不確定性の逆数の推定値である正規化関数に等しくなるようにするよう動作し、前記正規化関数は、包絡関数の平均を前記包絡関数自身によって割ることによって計算され、前記包絡関数は、前記第１検出出力信号の計測の観測された再現可能性に基づいて計算される検査システム。
17. 請求項１５または１６に記載の検査システムであって、前記第３変換メカニズムは、メモリデバイス内に実現されるルックアップテーブルの形をとる検査システム。
18. 請求項１２に記載の検査システムであって、ユーザが選択したセンサゲインを受け取り、前記第１検出出力信号を、前記ユーザが選択したゲインの対数によってオフセットさせることによってプログラマブルセンサゲインをエミュレートするよう構成されるオフセットメカニズムをさらに備え、前記実際のセンサゲインは変更されない検査システム。
19. 請求項１８に記載の検査システムであって、前記ＡＬＵは、前記対数ユーザ選択センサゲインを前記第１検出出力信号に加えるようさらに構成される検査システム。
20. 請求項１２に記載の検査システムであって、前記入射ビームの照射レベルを受け取り、前記照射レベルの対数値をとることによって対数照射レベルを作るよう構成される第２対数増幅器をさらに備える検査システム。
21. 請求項２０に記載の検査システムであって、前記ＡＬＵは、前記対数照射レベルを前記第１検出信号から引くようさらに構成される検査システム。
22. 請求項２１に記載の検査システムであって、前記センサゲイン、前記非線形検出信号または前記第１検出信号に基づいて前記照射レベルを自動的に調節する第２フィードバック回路をさらに備える検査システム。
23. 請求項２２に記載の検査システムであって、前記第２フィードバック回路は、
    前記ビーム発生器に前記入射ビームについてのパワーレベルを供給する電源、および
    前記センサゲイン、前記非線形検出信号または前記検出信号および１つ以上の制御信号（群）を受け取る可変電圧供給要素であって、前記可変電圧供給要素は、前記電源によって供給される前記パワーレベルを調節することによって、前記入射ビームの前記照射レベルを調節するよう構成される可変電圧供給要素
    を備える検査システム。
24. 請求項２３に記載の検査システムであって、前記可変電圧供給要素は、比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラである検査システム。
25. 請求項２２〜２４のいずれかに記載の検査システムであって、前記ビーム発生器は、前記入射ビームを前記試料にわたってスキャンするディフレクタを備え、前記第２フィードバック回路は前記ディフレクタの効率を調節することによって前記照射レベルを調節する検査システム。
26. 請求項２２〜２４のいずれかに記載の検査システムであって、前記ビーム発生器は、前記入射ビームのパス内に可変アッテネータを備え、前記第２フィードバック回路は、前記可変アッテネータを変調することによって前記照射レベルを調節する検査システム。
27. 請求項１２に記載の検査システムであって、
    前記第１検出出力信号を第２検出出力信号に変換する第３変換メカニズムであって、前記第２検出出力信号は、前記第３変換メカニズムへのモード信号が第１モードを示すときには再線形化された第１検出出力信号であり、前記第２検出出力信号は、前記モード信号が第２モードを示すときには前記第１検出出力信号に等しい、第３変換メカニズム
    をさらに備え、および
    前記データプロセッサは、前記第２検出出力信号を受け取るようさらに構成され、前記欠陥が存在するかを決定するステップは、前記第２検出出力信号に直接基づくことによって、前記第１ディジタル化検出信号に間接的に基づく
    検査システム。
28. 請求項２７に記載の検査システムであって、前記第２検出出力信号は、前記モード信号が第３モードを示すときには前記第１検出出力信号のノイズ補償変換に等しい検査システム。
29. 請求項２８に記載の検査システムであって、前記第３変換メカニズムは、前記第２ディジタル化検出信号の導関数が、前記計測中のノイズレベルまたは不確定性の逆数の推定値である正規化関数に等しくなるようにするよう動作し、前記正規化関数は、包絡関数の平均を前記包絡関数自身によって割ることによって計算され、前記包絡関数は、前記第１検出出力信号の計測の観測された再現可能性に基づいて計算される検査システム。
30. 請求項１２に記載の検査システムであって、前記第１および第２変換メカニズムおよび前記ＡＬＵは、前記変換における誤差を丸めることを防ぐために、前記第１および第２ＡＤＣよりもより高い解像度を有する検査システム。
31. 試料上の欠陥を検出する検査システムであって、前記システムは、
    入射ビームを試料表面に向けて導くビーム発生器、
    前記入射ビームに応答して前記試料表面から来るビームを検出するよう配置された検出器であって、前記検出器は、
    前記検出されたビームを検出し、前記検出されたビームに基づいて検出された信号を発生するセンサ、
    前記センサに結合された対数増幅器であって、前記検出された信号に基づいて対数検出信号を発生するよう構成される対数増幅器、および
    前記非線形要素に結合された第１アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）であって、前記第１ＡＤＣは、前記対数検出信号をディジタル化してディジタル化検出信号にするよう構成される第１ＡＤＣ、
    第１メモリデバイス内に実現され、前記ディジタル化検出信号を較正して較正検出信号にするよう構成された第１ルックアップテーブル、
    前記センサのセンサゲインを前記対数検出信号または前記検出信号に基づいて自動的に調節するフィードバック回路であって、前記センサゲインは前記センサに入力される、フィードバック回路、
    前記センサゲインを増幅センサゲインに増幅するよう構成される増幅器、
    前記増幅器に結合され、前記増幅センサゲインをディジタル化してディジタル化センサゲインにするよう構成される第２ＡＤＣ、
    第２メモリデバイス内に実現され、前記ディジタル化センサゲインを較正して較正センサゲイン信号にするよう構成された第２ルックアップテーブル、および
    前記較正ゲイン信号を前記較正検出信号から引くことによって第１検出出力信号を形成するよう構成される算術論理ユニット（ＡＬＵ）
    を備える検査システム。
32. 請求項３１に記載の検査システムであって、
    第３メモリデバイス内に実現され、前記第１検出出力信号を第２検出出力信号に変換することによってデータ処理を促進するよう構成された第３ルックアップテーブル、および
    前記第２検出出力信号を分析することによって前記試料表面上に欠陥が存在するかどうかを決定するよう構成されたデータプロセッサ
    をさらに備える検査システム。
33. 請求項３２に記載の検査システムであって、前記第２検出出力信号は、前記第３ルックアップテーブルに入力されるモード信号が第１モードを示すときには、再線形化された第１検出出力信号であり、第２検出出力信号は、前記モード信号が第２モードを示すときには、前記第１検出出力信号に等しい検査システム。
34. 請求項３３に記載の検査システムであって、前記第２検出出力信号は、前記モード信号が第３モードを示すときには、前記第１検出出力信号のノイズ補償変換に等しい検査システム。
35. 請求項３４に記載の検査システムであって、前記変換メカニズムは、前記第２ディジタル化検出信号の導関数が、前記計測中のノイズレベルまたは不確定性の逆数の推定値である正規化関数に等しくなるようにするよう動作し、前記正規化関数は、包絡関数の平均を前記包絡関数自身によって割ることによって計算され、前記包絡関数は、前記第１検出出力信号の計測の観測された再現可能性に基づいて計算される検査システム。
36. 請求項３１〜３５のいずれかに記載の検査システムであって、ユーザが選択したセンサゲインを受け取り、前記第１検出出力信号を、前記ユーザが選択したゲインの対数によってオフセットさせることによってプログラマブルセンサゲインをエミュレートするよう構成されるオフセットメカニズムをさらに備え、前記実際のセンサゲインは変更されない検査システム。
37. 試料上の欠陥を検出する方法であって、
    入射ビームを試料表面に向けて導くこと、
    第１検出ビームを検出すること、および前記第１検出ビームに基づいて第１検出信号を発生することであって、前記第１検出ビームは、前記入射ビームに応答して前記第１試料表面から来る、検出すること、
    第１非線形検出信号を前記第１検出信号に基づいて発生すること、
    前記非線形検出信号を第１ディジタル化検出信号にディジタル化すること、
    前記第１ディジタル化検出信号を分析することによって、それが前記第１試料表面上の欠陥に対応するかを決定すること、
    前記センサの第１センサゲインを前記第１非線形検出信号または前記第１検出信号に基づいて自動的に調節すること
    を含む方法。
38. 請求項３７に記載の方法であって、
    入射ビームを第２試料表面に向けて導くこと、
    第２検出ビームを検出すること、および前記第２検出ビームに基づいて第２検出信号を発生することであって、前記第２検出ビームは、前記入射ビームに応答して前記第２試料表面から来る、検出すること、
    第２非線形検出信号を前記第２検出信号に基づいて発生すること、
    前記第２非線形検出信号を第２ディジタル化検出信号にディジタル化すること、および
    前記センサの第２センサゲインを前記第２非線形検出信号または前記第２検出信号に基づいて自動的に調節すること
    を含む方法であって、
    前記第１および第２ディジタル化検出信号は対数値であり、
    前記第１ディジタル化検出信号を分析することは、前記第２ディジタル化検出信号を引くことによって達成され、前記引くことは、前記第１および第２試料表面からの強度値の対数の差を生み、前記第１ディジタル化検出信号は、前記差が所定の閾値より上のときには、前記第１試料表面上の欠陥に対応すると決定される、方法。
39. 請求項３８に記載の方法であって、
    前記第１ディジタル化検出信号を分析する前に、前記第１および第２ディジタル化検出信号を較正すること、
    前記第１ディジタル化検出信号を分析する前に、前記第１および第２センサゲインをディジタル化および較正すること、および
    前記第１および第２ディジタル化検出信号を分析する前で、かつ前記第１および第２センサゲインがディジタル化された後に、前記第１ディジタル化および較正されたセンサゲインを、前記第１ディジタル化および較正された検出信号から引き、前記第２ディジタル化および較正されたセンサゲインを、前記第２ディジタル化および較正された検出信号から引くこと
    を含む方法。
40. 試料上の欠陥を検出する検査システムであって、前記システムは、
    入射ビームを試料表面に向けて導くビーム発生器、
    前記入射ビームに応答する検出されたビームを前記試料表面から受け取り、前記検出されたビームを第１部分および第２部分に分割し、ここで前記第１部分は前記第２部分より大幅に大きいビームスプリッタ、
    前記検出されたビームの前記第１部分を受け取り、前記第１部分に基づいて第１検出信号を発生する高ゲインセンサ、
    前記検出されたビームの前記第２部分を受け取り、前記第２部分に基づいて第２検出信号を発生する低ゲインセンサ、
    前記低ゲインセンサに結合され、前記高ゲインセンサのゲインを前記第２検出信号に基づいて制御し、前記第１検出信号の信頼性ファクタを示す無効信号を出力するよう動作可能な制御ブロック、
    前記第１検出信号を受け取り、それをディジタル化し、第１ディジタル検出信号を出力する第１ＡＤＣ、
    前記第２検出信号を受け取り、それをディジタル化し、第２ディジタル検出信号を出力する第２ＡＤＣ、および
    前記第１および第２ディジタル検出信号および前記無効信号を受け取り、前記試料表面上に欠陥が存在するかを決定するデータプロセッサであって、前記決定は、前記無効信号が前記第１ディジタル検出信号が信頼できることを示すときには、前記第１ディジタル検出信号に基づき、前記無効信号が前記第１ディジタル検出信号が信頼できないことを示すときには、前記第２ディジタル検出信号に基づく、データプロセッサ
    を備える検査システム。
41. 請求項４０に記載の検査システムであって、前記試料表面上に欠陥が存在するかを決定する前記ステップは、
    前記第１および第２ディジタル検出信号を別個に分析することによって、前記試料表面上に欠陥が存在するかを決定すること、
    前記無効信号が前記第１ディジタル検出信号が前記ターゲットおよび参照ダイの両方について信頼できるときだけ、前記第１ディジタル検出信号の前記分析中に見つかった欠陥を報告すること、および
    前記無効信号が前記第１ディジタル検出信号が前記ターゲットおよび参照ダイのいずれかについて信頼できないときには、前記第２ディジタル検出信号の前記分析中に見つかった欠陥を報告すること
    によって達成される検査システム。
42. 請求項４０に記載の検査システムであって、前記試料表面上に欠陥が存在するかを決定する前記ステップは、
    前記高ゲインセンサについての第１動作電圧、および前記低ゲインセンサについての第２動作電圧を選択することによって、前記高ゲインセンサおよび低ゲインセンサの実効ゲインの比が、Ｍを整数として、２のＭ乗に等しくなるようにすること、
    前記無効信号が、前記第１ディジタル検出信号が信頼できることを示すときには、前記第１ディジタル検出信号に最上位ビット側の上にＭ個のゼロを満たすことによって、前記第１ディジタル検出信号から出力データワードを形成すること、および
    前記無効信号が、前記第１ディジタル検出信号が信頼できないことを示すときには、前記第２ディジタル検出信号をＭビットだけ最上位ビットに向けてシフトし、前記シフトされた信号に最下位ビット側の上にＭ個のゼロを満たすことによって、前記第２ディジタル検出信号から出力データワードを形成すること
    によって達成される検査システム。
43. 請求項４２に記載の検査システムであって、前記整数Ｍは、３、４、５、６、７、および８からなるグループから選択され、前記第１および第２ＡＤＣの解像度のビット個数は、８、１０、１２、１４、および１６からなるグループから選択される検査システム。
44. 請求項４０〜４３のいずれかに記載の検査システムであって、前記制御ブロックは、前記第２検出信号または前記第２部分に基づいて、前記センサの前記ゲインを自動的に調節することによって、前記高ゲインセンサの前記ゲインを制御するよう動作可能である検査システム。
45. 請求項４４に記載の検査システムであって、前記制御ブロックは、前記第２検出信号または前記第２部分が所定の閾値の上に上がるとき、前記高ゲインセンサを急速にオフすること、または前記高ゲインセンサに、それがオフされなければならないことを示すことによって、および前記第２検出信号または前記第２部分が前記所定の閾値の下に下がるとき、前記高ゲインセンサをオンすること、または前記高ゲインセンサに、それがオンされなければならないことを示すことによって、前記高ゲインセンサの前記ゲインを制御するよう動作可能である検査システム。
46. 請求項４０〜４５のいずれかに記載の検査システムであって、前記検出されたビームの前記第１部分が、前記高ゲインセンサが扱えるよりも高い強度を有するときには、前記第１ディジタル信号は信頼できない検査システム。
47. 請求項４４に記載の検査システムであって、前記制御ブロックは、約１０および約１００ナノ秒の間の立ち上がりおよび立ち下がり時間を有する高速スイッチ回路を含む検査システム。
48. 請求項４０〜４３のいずれかに記載の検査システムであって、
    前記第１検出信号を受け取り増幅する、前記高ゲインセンサに結合された第１増幅器、および
    前記第２検出信号を受け取り増幅する、前記低ゲインセンサに結合された第２増幅器
    を備え、
    前記制御ブロックは、前記第２増幅器の出力に結合されて、前記第２検出信号を受け取る、検査システム。
49. 請求項４８に記載の検査システムであって、前記制御ブロックは、
    前記第２検出信号および所定の閾値を受け取り、前記第２検出信号が前記所定の閾値より低いか、または高いかを示すブランクリクエスト信号を出力するコンパレータ、
    電圧信号を供給する高電圧電源、および
    前記ブランクリクエスト信号および前記電圧信号を受け取り、前記ブランクリクエスト信号が、前記第２検出信号が前記所定の閾値よりも低いことを示すときには、前記ゲインとして前記高ゲインセンサに前記電圧信号を提供し、前記ブランクリクエスト信号が、前記第２検出信号が前記所定の閾値以上であることを示すときには、前記高ゲインセンサをオフにするよう構成されるゲインブロッキング回路
    を備える検査システム。
50. 請求項４９に記載の検査システムであって、前記ブランクリクエスト信号は、前記第２検出信号が前記所定の閾値より低いときには、論理ゼロであり、前記第２検出信号が前記所定の閾値以上であるときには、論理１である検査システム。
51. 請求項５０に記載の検査システムであって、前記ゲインブロッキング回路は、前記高ゲインセンサがオフである、オンまたはオフに切り替えられるプロセスの途中である、または最近のゲイン遷移によって生じた信号アーティファクトの影響を受けているときを示すゲイン不安定信号を出力するようさらに構成される検査システム。
52. 請求項５１に記載の検査システムであって、前記制御回路は、前記ゲイン不安定信号および前記ブランクリクエスト信号を受け取り、前記無効信号を出力するＯＲ要素をさらに含む検査システム。
53. 請求項４９に記載の検査システムであって、前記ブランクリクエスト信号は、前記無効信号によって出力される検査システム。
54. 請求項４０に記載の検査システムであって、前記第２部分は、約５および約１０パーセントの間であり、前記第１部分は、１から前記第２部分を引いたものに等しい検査システム。

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