JP2009261135A - 電流制御型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】他方の相のスイッチの影響によるピーク電流に制御系が反応しないようにすることができる電流制御型DC−DCコンバータ。
【解決手段】電流検出器3a(3b)の第1電流検出信号(第2電流検出信号)と、電圧検出器8の電圧検出信号と基準電圧との誤差電圧に基づく第1基準電流(第2基準電流)とを比較するコンパレータ31(32)と、第2電流検出信号が最小値になった時点から第2電流検出信号が第2基準電流に達する時点までの期間よりもオン期間が長いパルス信号p1を発生するパルス発生器34と、第1電流検出信号が最小値になった時点から第1電流検出信号が第1基準電流に達する時点までの期間よりもオン期間が長いパルス信号p2を、パルス信号p1に対して1/2周期後に発生するパルス発生器33と、パルス発生器34(33)のパルス信号とコンパレータ31(32)の出力信号とに基づき第1PWM信号(第2PWM信号)を生成してスイッチTr1(Tr2)をオン／オフさせるPWM回路36(35)とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ピーク電流モード制御の昇圧チョッパ回路からなる電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に電気自動車に適用される電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

図４は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖｄｃ１、トランスＴ３，Ｔ４、リアクトルＬ３、スイッチＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ３，Ｄ４、平滑コンデンサＣ１及び制御回路１００を有する。

トランスＴ３は、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と、１次巻線５ａに直列に接続された巻き上げ巻線５ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線５ａ及び巻き上げ巻線５ｂに電磁結合する２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。トランスＴ４は、トランスＴ３と同一に構成され、１次巻線６ａ（巻数ｎｐ）と、１次巻線６ａに直列に接続された巻き上げ巻線６ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線６ａ及び巻き上げ巻線６ｂに電磁結合する２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。

直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ３の１次巻線５ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１のドレイン−ソース間が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ４の１次巻線６ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２のドレイン−ソース間が接続されている。トランスＴ３の１次巻線５ａとスイッチＱ１のドレインとの接続点とスイッチＱ１のソースとには、トランスＴ３の巻き上げ巻線５ｂとダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ１とからなる第１直列回路が接続されている。トランスＴ４の１次巻線６ａとスイッチＱ２のドレインとの接続点とスイッチＱ２のソースとには、トランスＴ４の巻き上げ巻線６ｂとダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ１とからなる第２直列回路が接続されている。

トランスＴ３の２次巻線５ｃとトランスＴ４の２次巻線６ｃとの直列回路の両端には、リアクトルＬ３が接続されている。制御回路１００は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏに基づきスイッチＱ１とスイッチＱ２とを１８０°の位相差でオン／オフさせる。

このように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオンさせると、電流は、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ３の２次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｌ３→６ｃ→５ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。

電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ４の２次巻線６ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ４の１次巻線６ａと巻き上げ巻線６ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ４の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ４には、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→６ａ→６ｂ→Ｄ４→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。ダイオードＤ４の電流Ｄ４ｉはスイッチＱ２をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ４の１次巻線６ａに発生する電圧とトランスＴ４の巻き上げ巻線６ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ４に発生する電圧は、スイッチＱ１のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）をＤとした場合、Ａ・Ｖｄｃ１・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＱ１のオン時間である。ＴはスイッチＱ１をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｄｃ１（１＋Ａ・Ｄ）となり、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖｏを制御できる。

次に、制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオフさせる。このとき、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ３→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で電流Ｄ３ｉが流れる。

次に、制御回路１００からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりスイッチＱ２をオンさせる。このとき、電流は、Ｖｄｃ１プラス→６ａ→Ｑ２→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ４の２次巻線６ｃにも電圧が発生し、６ｃ→５ｃ→Ｌ３→６ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが増加しながら流れる。

電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ３の２次巻線５ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ３の１次巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ３の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ３→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。ダイオードＤ３の電流Ｄ３ｉはスイッチＱ１をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ３の１次巻線５ａに発生する電圧とトランスＴ３の巻き上げ巻線５ｂに発生する電圧との和となる。

このように、図４に示すマルチフェーズ方式トランスリンク型の昇圧チョッパ回路では、独立していた２つの相をトランスで結合している。このようにすることで、２つ必要であったコアを１つのコアのみで昇圧動作させることができる。

また、非特許文献１には、ピーク電流モード制御が記載されている。ピーク電流モード制御は、スイッチをオンし、昇圧リアクトルに流れる電流を検出し、検出された電流信号が制御電圧になるとスイッチをオフする制御を行う。即ち、昇圧チョッパ回路から検出した電流信号のピーク値を制限することで、電流を制御することができる。
特開２００６−２６２６０１号公報 トランジスタ技術２００４年４月号ｐ２１３−２２２

しかしながら、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、１相目のスイッチＱ１と２相目のスイッチＱ２とが１８０°の位相差でオン／オフされ、２つの相のエネルギー蓄積要素をトランスを介してリンクさせることにより、一方の相の電流が他方の相の電流に直接、影響を及ぼす。このため、他方の相のスイッチの影響によるピーク電流に一方の相のスイッチ、即ち、制御系が反応してしまう。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータが正常に機能しない。

本発明は、他方の相のスイッチの影響によるピーク電流に制御系が反応しないようにすることができる電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、前記第１トランスの１次巻線と前記第１スイッチの一端との接続点と前記第１スイッチの他端とに接続され、第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第２トランスの１次巻線と前記第２スイッチの一端との接続点と前記第２スイッチの他端とに接続され、第２ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、前記第１トランスの１次巻線に流れる電流を検出する第１電流検出器と、前記第２トランスの１次巻線に流れる電流を検出する第２電流検出器と、前記平滑コンデンサの出力電圧を検出する電圧検出器と、前記第１電流検出器からの第１電流検出信号と、前記電圧検出器からの電圧検出信号と基準電圧との誤差電圧に基づく第１基準電流とを比較する第１コンパレータと、前記第２電流検出器からの第２電流検出信号と、前記電圧検出器からの電圧検出信号と基準電圧との誤差電圧に基づく第２基準電流とを比較する第２コンパレータと、前記第２電流検出信号が最小値になった時点から前記第２電流検出信号が前記第２基準電流に達する時点までの期間よりもオン期間が長い第１パルス信号を発生する第１パルス発生器と、前記第１電流検出信号が最小値になった時点から前記第１電流検出信号が前記第１基準電流に達する時点までの期間よりもオン期間が長い第２パルス信号を、前記第１パルス信号に対して１／２周期後に発生する第２パルス発生器と、前記第１パルス発生器からの第１パルス信号と前記第１コンパレータからの出力信号とに基づき第１ＰＷＭ信号を生成して前記第１スイッチをオン／オフさせる第１ＰＷＭ回路と、前記第２パルス発生器からの第２パルス信号と前記第２コンパレータからの出力信号とに基づき第２ＰＷＭ信号を生成して前記第２スイッチをオン／オフさせる第２ＰＷＭ回路とを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第２ＰＷＭ信号は、前記第１ＰＷＭ信号がオンである期間に、オンである期間を有することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１パルス信号及び第２パルス信号のオン期間は、前記第１パルス信号及び第２パルス信号の周期の４０％から６０％の間であることを特徴とする。

本発明によれば、第１パルス信号は、第２電流検出信号が最小値になった時点から第２電流検出信号が第２基準電流に達する時点までの期間よりもオン期間が長く、第２パルス信号は、第１電流検出信号が最小値になった時点から第１電流検出信号が第１基準電流に達する時点までの期間よりもオン期間が長いので、第１スイッチがオフすると同時に、第２スイッチがオフすることがなくなり、第２スイッチがオフすると同時に、第１スイッチがオフすることがなくなる。即ち、他方の相のスイッチの影響によるピーク電流（誤差電圧に基づく基準電流）に制御系が反応しないようにすることができる。

以下、本発明の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は実施例１の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１に示す電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータは、ピーク電流制御のマルチフェーズ方式トランスリンク型昇圧チョッパ回路からなる。

電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖi、トランスＴ1，Ｔ2、リアクトルＬT、スイッチＴr1，Ｔr2、ダイオードＤ1，Ｄ2、平滑コンデンサＣo、電流検出器３ａ，３ｂ、電圧検出器８、誤差増幅回路１０、スロープ補償回路２０、コンパレータ３１，３２、パルス発生器３３，３４、フリップフロップ回路３５，３６を有する。誤差増幅器１０、スロープ補償回路２０、コンパレータ３１，３２、パルス発生器３３，３４、フリップフロップ回路３５，３６は、制御回路を構成する。

トランスＴ1は、１次巻線１ａ（巻数ｎ1）と、１次巻線１ａに電磁結合する２次巻線１ｂ（巻数ｎ2）とを有する。トランスＴ2は、トランスＴ1と同一に構成され、１次巻線２ａ（巻数ｎ4）と、１次巻線２ａに電磁結合する２次巻線２ｂ（巻数ｎ3）とを有する。

直流電源Ｖiの両端には電流検出器３ａとトランスＴ1の１次巻線１ａを介してＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）からなるスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間が接続されている。直流電源Ｖiの両端には電流検出器３ｂとトランスＴ2の１次巻線２ａを介してＩＧＢＴからなるスイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間が接続されている。電流検出器３ａ，３ｂは、例えば、カレントトランスからなる。

トランスＴ1の１次巻線１ａとスイッチＴr1のコレクタとの接続点とスイッチＴr1のエミッタとには、ダイオードＤ1と平滑コンデンサＣoとからなる第１直列回路が接続されている。トランスＴ2の１次巻線２ａとスイッチＴr2のコレクタとの接続点とスイッチＴr2のエミッタとには、ダイオードＤ2と平滑コンデンサＣoとからなる第２直列回路が接続されている。トランスＴ1の２次巻線１ｂとトランスＴ2の２次巻線２ｂとの直列回路の両端には、リアクトルＬTが接続されている。

電圧検出器８は、直列に接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで構成され、平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoを検出して、電圧検出信号を誤差増幅回路１０に出力する。誤差増幅回路１０は、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、基準電圧Ｅ１、誤差増幅器１１で構成され、電圧検出回路８からの電圧検出信号と基準電圧Ｅ１との誤差電圧を増幅して加算器２２，２４に出力する。

スロープ補償回路２０は、三角波発生器２１，２３、加算器２２，２４で構成され、スイッチのオンの割合が５０%を超えても電流波形がサブハーモニック発振を起こさないように誤差増幅回路１０の出力に負の傾きの直線を加える補償を行なうものである。

三角波発生器２１は、三角波信号を発生し、三角波発生器２３は、三角波発生器２１で発生した三角波信号に対して１／２周期分ずれた三角波信号を発生する。

加算器２２は、誤差増幅回路１０からの誤差電圧から三角波発生器２１で発生した三角波信号の電圧を減算し、減算された誤差電圧に応じた電流ｉref2（第２基準電流）をコンパレータ３２の反転端子に出力する。加算器２４は、誤差増幅回路１０からの誤差電圧から三角波発生器２３で発生した三角波信号の電圧を減算し、減算された誤差電圧に応じた電流ｉref1（第１基準電流）をコンパレータ３１の反転端子に出力する。

電流検出器３ａは、トランスＴ1の１次巻線１ａに流れる電流を検出し、検出された電流ｉcs1（第１電流検出信号）をコンパレータ３１の非反転端子に出力する。電流検出器３ｂは、トランスＴ2の１次巻線２ａに流れる電流を検出し、検出された電流ｉcs2（第２電流検出信号）をコンパレータ３２の非反転端子に出力する。

コンパレータ３１は、電流検出器３ａからの電流ｉcs1が加算器２４からの電流ｉref1以上のときフリップフロップ回路３６のリセット端子ＲにＨレベルを出力し、電流ｉcs1が電流ｉref1未満のときフリップフロップ回路３６のリセット端子ＲにＬレベルを出力する。

パルス発生器３３は、パルス信号を発生し、パルス発生器３４は、パルス発生器３３で発生したパルス信号に対して１／２周期分ずれたパルス信号を発生する。

パルス発生器３４は、電流ｉcs2が最小値になった時点から電流ｉcs2が電流ｉref2に達する時点までの期間よりもオン期間が長いパルス信号p1を発生し、そのオン期間は例えばパルス信号p1の周期の４０％である。パルス発生器３３は、電流ｉcs1が最小値になった時点から電流ｉcs1が電流ｉref1に達する時点までの期間よりもオン期間が長いパルス信号p2を、パルス信号p1に対して１／２周期後に発生する。そのオン期間は例えばパルス信号p2の周期の４０％である。

なお、パルス信号P1,P2のオン期間は、パルス信号P1,P2の周期の４０％から６０％の間であれば良い。

フリップフロップ回路３６（第１ＰＷＭ回路）は、パルス発生器３４からのパルス信号ｐ1とコンパレータ３１からの出力信号とに基づき第１ＰＷＭ信号PWM1を生成してスイッチＴr1をオン／オフさせる。フリップフロップ回路３５（第２ＰＷＭ回路）は、パルス発生器３３からのパルス信号ｐ2とコンパレータ３２からの出力信号とに基づき第２ＰＷＭ信号PWM2を生成してスイッチＴr1と１／２周期の位相差でスイッチＴr2をオン／オフさせる。ＰＷＭ信号PWM1がオンであるときに、第２ＰＷＭ信号PWM2がオンである期間を有する。

次にこのように構成された実施例１の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。

なお、図１に示す昇圧チョッパ回路の動作は、図４に示す昇圧チョッパ回路の動作と略同様であるので、ここでは、その説明は省略する。ここでは、電流モード制御の動作のみを説明する。

まず、時刻ｔ1において、パルス発生器３４からの１相目のパルス信号（セットパルス）ｐ1がＨレベルとなると、フリップフロップ回路３６からの第１ＰＷＭ信号PWM1により１相目のスイッチＴr1がターンオンする。スイッチＴr1がターンオンすると、トランスＴ1，Ｔ2に電流が流れるので、電流検出器３ａ，３ｂにより検出された電流ｉcs1，ｉcs2は上昇する。

次に、時刻ｔ2において、２相目の電流ｉcs2と誤差電圧に基づく加算器２２からの２相目の電流ピーク値ｉref2とが一致する。すると、コンパレータ３２からフリップフロップ回路３５のリセット端子ＲにＨレベルが入力される。このため、フリップフロップ回路３５は、Ｌレベルの第２ＰＷＭ信号PWM2を２相目のスイッチＴr2に出力し、フリップフロップ回路３５からの第２ＰＷＭ信号PWM2により２相目のスイッチＴr2がターンオフする。

次に、時刻ｔ3において、パルス発生器３３からの２相目のパルス信号（セットパルス）ｐ2がＨレベルとなると、フリップフロップ回路３５からの第２ＰＷＭ信号PWM2により２相目のスイッチＴr2がターンオンする。

次に、時刻ｔ4において、１相目の電流ｉcs1と誤差電圧に基づく加算器２４からの１相目の電流ピーク値ｉref1とが一致する。すると、コンパレータ３１からフリップフロップ回路３６のリセット端子ＲにＨレベルが入力される。このため、フリップフロップ回路３６は、Ｌレベルの第１ＰＷＭ信号PWM1を１相目のスイッチＴr1に出力すると、フリップフロップ回路３６からの第１ＰＷＭ信号PWM1により１相目のスイッチＴr1がターンオフする。

このように実施例１の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、パルス発生器３４は、電流ｉcs2が最小値ｉmin2になった時点t1から電流ｉcs2が電流ｉref2（電流ピーク値）に達する時点t2までの期間よりもオン期間が長いパルス信号ｐ1を発生するので、時刻ｔ2において、スイッチＴr2がオフする。これと同時に、スイッチＴr1はオフしない。即ち、スイッチＴr2の影響によるピーク電流にスイッチＴr1が反応しないようにすることができる。

また、パルス発生器３３は、電流ｉcs1が最小値ｉmin1になった時点t3から電流ｉcs1が電流ｉref1（電流ピーク値）に達する時点t4までの期間よりもオン期間が長いパルス信号ｐ2を、パルス信号p1に対して１／２周期後に発生するので、時刻ｔ4において、スイッチＴr1がオフする。これと同時に、スイッチＴr2はオフしない。即ち、スイッチＴr1の影響によるピーク電流にスイッチＴr2が反応しないようにすることができる。

なお、図３に従来の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートを示した。図３に示すように、例えば、パルス発生器３４のパルス信号(セットパルス)ＳＰは、電流検出信号が最小値になった時点から電流検出信号が電流ピーク値に達する時点までの期間（時刻ｔ11〜ｔ12）よりもオン期間が十分に短いので、時刻ｔ12において、スイッチＴr2がオフすると、セットパルスがＬレベルであるため、スイッチＴr1がオフしてしまう。

これに対して、実施例１の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、パルス信号のオン期間を、パルス信号の周期(スイッチング周期)の４０％から６０％の間としたので、１／２周期分ずれたスイッチの影響によるピーク電流に制御系が反応しないようにすることができる。従って、電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータを正常に動作させることができる。

実施例１の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 実施例１の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートである。 従来の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの各部のタイミングチャートである。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。

符号の説明

Ｖi 直流電源
Ｃo 平滑コンデンサ
Ｔ1，Ｔ2 トランス
Ｔr1，Ｔr2 スイッチ
Ｄ1〜Ｄ4 ダイオード
Ｒo 負荷抵抗
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４ 抵抗
１ａ，２ａ １次巻線
１ｂ，２ｂ ２次巻線
３ａ，３ｂ 電流検出器
８ 電圧検出器
１０ 誤差増幅回路
２０ スロープ補償回路
２１，２３ 三角波発生器
２２，２４ 加算器
３１，３２ コンパレータ
３３，３４ パルス発生器
３５，３６ フリップフロップ回路

Claims (3)

1. 直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、
   前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、
   前記第１トランスの１次巻線と前記第１スイッチの一端との接続点と前記第１スイッチの他端とに接続され、第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
   前記第２トランスの１次巻線と前記第２スイッチの一端との接続点と前記第２スイッチの他端とに接続され、第２ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
   前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続されるリアクトルと、
   前記第１トランスの１次巻線に流れる電流を検出する第１電流検出器と、
   前記第２トランスの１次巻線に流れる電流を検出する第２電流検出器と、
   前記平滑コンデンサの出力電圧を検出する電圧検出器と、
   前記第１電流検出器からの第１電流検出信号と、前記電圧検出器からの電圧検出信号と基準電圧との誤差電圧に基づく第１基準電流とを比較する第１コンパレータと、
   前記第２電流検出器からの第２電流検出信号と、前記電圧検出器からの電圧検出信号と基準電圧との誤差電圧に基づく第２基準電流とを比較する第２コンパレータと、
   前記第２電流検出信号が最小値になった時点から前記第２電流検出信号が前記第２基準電流に達する時点までの期間よりもオン期間が長い第１パルス信号を発生する第１パルス発生器と、
   前記第１電流検出信号が最小値になった時点から前記第１電流検出信号が前記第１基準電流に達する時点までの期間よりもオン期間が長い第２パルス信号を、前記第１パルス信号に対して１／２周期後に発生する第２パルス発生器と、
   前記第１パルス発生器からの第１パルス信号と前記第１コンパレータからの出力信号とに基づき第１ＰＷＭ信号を生成して前記第１スイッチをオン／オフさせる第１ＰＷＭ回路と、
   前記第２パルス発生器からの第２パルス信号と前記第２コンパレータからの出力信号とに基づき第２ＰＷＭ信号を生成して前記第２スイッチをオン／オフさせる第２ＰＷＭ回路と、
   を有することを特徴とする電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記第２ＰＷＭ信号は、前記第１ＰＷＭ信号がオンである期間に、オンである期間を有することを特徴とする請求項１記載の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記第１パルス信号及び第２パルス信号のオン期間は、前記第１パルス信号及び第２パルス信号の周期の４０％から６０％の間であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電流制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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