WO2017094402A1 - スイッチング電源装置及び誤差補正方法 - Google Patents

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鵜野良之
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Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device including converters connected in parallel and an error correction method executed by the switching power supply device.
  • Patent Document 1 discloses a multi-phase DC-DC converter.
  • This multi-phase DC-DC converter can increase the total output power by connecting a plurality of converters in parallel.
  • a control method is known in which a current detection circuit is provided in each of a plurality of converters so that the magnitudes of currents detected by the current detection circuits are equal to a common current target value.
  • an object of the present invention is to provide a switching power supply device and an error correction method capable of correcting variations in output current for each converter.
  • a switching power supply includes a first converter and a second converter connected in parallel, an output voltage detection unit that detects the magnitude of an output voltage, the magnitude of the output voltage that the output voltage detection unit detects, A current target value generation unit that generates a current target value from an error from the voltage target value, a first output current detection unit that detects the magnitude of the output current of the first converter, and the magnitude of the output current of the second converter
  • the first converter so that the magnitude of the output current detected by the first output current detection unit, the first output current detection unit, and the current target value generated by the current target value generation unit are equal to each other.
  • the second converter so that the magnitude of the output current detected by the second output current detector and the current target value generated by the current target value generator are equal.
  • a second control unit that performs PWM control, an operation selection unit that operates only one of the selected first converter or the second converter, and a target current value generation unit that operates only the first converter.
  • the target current value to be generated or the magnitude of the output current detected by the first output current detector is derived according to the first transmitter that transmits to the external device and the content that the first transmitter transmits.
  • a second transmission unit that transmits the magnitude of the output current detected by the detection unit to the external device, and a second correction value that is derived according to the content transmitted by the second transmission unit is received from the external device.
  • a second receiving unit, and the second receiving unit The storage unit that stores the first correction value and the second correction value received by the reception unit and the second reception unit, and the magnitude of the output current or the current target value that the first control unit uses during PWM control, A first correction unit that corrects with a first correction value stored in the storage unit, and a second output unit that stores the magnitude of the output current or the current target value that the second control unit uses during PWM control. And a second correction unit for correcting with a correction value.
  • the switching power supply device includes an AD converter that converts a magnitude of an output current detected by each of the first output current detection unit and the second output current detection unit into a digital value, and includes the first transmission unit and the first output unit.
  • Each of the two transmission units transmits the magnitude of the output current converted into a digital value by the AD converter to the external device, and each of the first output current detection unit and the second output current detection unit has a variable gain.
  • An amplifier that amplifies the magnitude of the output current with the variable gain amplifier, and the first correction unit and the second correction unit change the gain of the variable gain amplifier with the first correction value and the second correction unit, respectively.
  • a configuration in which correction is performed using values may also be used.
  • This configuration can eliminate variations in the output current of the first converter or the second converter, eliminates the need for a design that allows for variations, and reduces the size of the switching power supply device.
  • the switching power supply device includes an AD converter that converts a current target value generated by the current target value generation unit into a digital value, and each of the first transmission unit and the second transmission unit uses a digital value by the AD converter.
  • the current target value converted into the external device is transmitted to the external device, and each of the first output current detection unit and the second output current detection unit has a variable gain amplifier, and the variable gain amplifier
  • the configuration may be such that the magnitude is amplified, and the first correction unit and the second correction unit correct the gain of the variable gain amplifier with the first correction value and the second correction value.
  • This configuration can eliminate variations in the output current of the first converter or the second converter, eliminates the need for a design that allows for variations, and reduces the size of the switching power supply device.
  • the switching power supply device includes an AD converter that converts a magnitude of an output current detected by each of the first output current detection unit and the second output current detection unit into a digital value, and the first correction unit and the first output unit 2 correction unit corrects the magnitude of the output current converted into a digital value by the AD converter using the first correction value and the second correction value, the first transmission unit and the second transmission unit,
  • the values corrected by the first correction unit and the second correction unit are transmitted to the external device, and the storage unit stores the first correction value and the second correction value stored in the storage unit as the first correction value.
  • the configuration may be such that the first correction value and the second correction value received by the reception unit and the second reception unit are updated.
  • the switching power supply device includes an AD converter that converts a magnitude of an output current detected by each of the first output current detection unit and the second output current detection unit into a digital value, and includes the first transmission unit and the first output unit.
  • Each of the two transmission units transmits the magnitude of the output current converted into a digital value by the AD converter to the external device, and the first correction unit and the second correction unit are PWM controlled by the first control unit.
  • the current target value used at the time of control and the current target value used by the second control unit at the time of PWM control may be corrected by the first correction value and the second correction value.
  • This configuration can eliminate variations in the output current of the first converter or the second converter, eliminates the need for a design that allows for variations, and reduces the size of the switching power supply device.
  • the switching power supply device may include means for prohibiting a change in the first correction value and the second correction value stored in the storage unit.
  • the present invention includes a first converter and a second converter connected in parallel, an output voltage detection unit that detects the magnitude of an output voltage, and an error between the magnitude of the output voltage detected by the output voltage detection unit and a voltage target value.
  • PWM control is performed on the first converter so that the current target value generating unit that generates the current target value from the output current, the magnitude of the output current of the first converter, and the current target value generated by the current target value generating unit are equal to each other.
  • a second control unit that PWM-controls the second converter so that the magnitude of the output current of the second converter is equal to the current target value generated by the current target value generation unit;
  • the error correction method executed by the switching power supply apparatus comprising: a first generated from an error between the output voltage and the voltage target value in a state where only the first converter is operated. A current target value is generated, and in a state where only the first converter is operated, the magnitude of the output current of the first converter is detected, and the first current target value or the output current of the first converter is detected.
  • the magnitude is transmitted to the external device, and the first current target value transmitted or the first correction value derived according to the magnitude of the output current of the first converter is received from the external device,
  • the received first correction value is stored in a storage unit, and a second current target value is generated from an error between the output voltage and the voltage target value in a state where only the second converter is operated.
  • the magnitude of the output current of the second converter is detected, and the second current target value or the magnitude of the output current of the second converter is transmitted to an external device, and transmitted.
  • the second target current value, or The second correction value derived according to the magnitude of the output current of the second converter is received from the external device, the received second correction value is stored in a storage unit, and the first control unit is The magnitude or current target value of the output current used during PWM control is corrected with the first correction value, and the magnitude or current target value of the output current used by the second control unit during PWM control is set as the second value.
  • the correction is performed using a correction value.
  • variations in output current can be corrected for each of the first converter and the second converter.
  • variations in output current can be eliminated, eliminating the need for a design that allows for variations, and reducing the size of the switching power supply device.
  • Circuit diagram of switching power supply apparatus according to Embodiment 1
  • Circuit diagram of switching power supply apparatus according to Embodiment 2 Circuit diagram of switching power supply apparatus according to Embodiment 3
  • Circuit diagram of switching power supply apparatus according to Embodiment 4
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device 1 according to the first embodiment.
  • the switching power supply apparatus 1 multiphase-controls a plurality of step-down converter circuits connected in parallel to step down the voltage input from the input sections IN1 and IN2, and output from the output sections OUT1 and OUT2. It is a converter.
  • a DC power source Vin is connected to the input sections IN1 and IN2.
  • a load RL is connected to the output units OUT1 and OUT2.
  • the input capacitor C1, the converter 11A, the current detection circuit 12A, and the smoothing capacitor C21 are connected in order between the input units IN1, IN2 and the output units OUT1, OUT2.
  • the series circuit of the converter 11B, the current detection circuit 12B, and the smoothing capacitor C22 is connected in parallel to the series circuit of the converter 11A, the current detection circuit 12A, and the smoothing capacitor C21.
  • Converters 11A and 11B are step-down converter circuits including n-type MOS-FET switches Q11 and Q12, diodes D11 and D12, and inductors L11 and L12.
  • PWM signal output units 13A and 13B which will be described later, are connected to the gates of the switches Q11 and Q12, and gate signals are input from the PWM signal output units 13A and 13B.
  • the current detection circuit 12A and 12B detect the magnitudes of output currents of converters 11A and 11B.
  • the current detection circuit 12A corresponds to a “first output current detection unit” according to the present invention.
  • the current detection circuit 12B corresponds to a “second output current detection unit” according to the present invention.
  • the current detection circuits 12A and 12B include current detection resistors R11 and R12 and variable gain amplifiers G11 and G12.
  • the variable gain amplifiers G11 and G12 receive voltages across the current detection resistors R11 and R12, amplify them with a gain set by a microcomputer 17 described later, and output the amplified signals.
  • the signals output from the variable gain amplifiers G11 and G12 correspond to the magnitudes of output currents from the converters 11A and 11B.
  • this signal is referred to as detected current values I1 and I2.
  • the detection current values I1 and I2 are output from the current detection circuits 12A and 12B, they are input to comparators 14A and 14B described later.
  • the switching power supply device 1 includes PWM signal output units 13A and 13B, comparators 14A and 14B, a voltage control unit 15, a voltage detection circuit 16, and a microcomputer 17 as circuits for performing switching control of the converters 11A and 11B in a balanced manner. And.
  • the voltage detection circuit 16 includes voltage dividing resistors R21 and R22, and detects output voltages (specifically, the divided voltages) from the output units OUT1 and OUT2. A connection point between the voltage dividing resistors R21 and R22 is connected to the voltage control unit 15. The voltage detection circuit 16 corresponds to an “output voltage detection unit” according to the present invention.
  • the voltage control unit 15 generates a current target value Iref for making the output voltage detected by the voltage detection circuit 16 equal to the reference voltage Vref.
  • the reference voltage Vref corresponds to a voltage target value output from the switching power supply device 1.
  • Converters 11A and 11B are controlled to output a current equal to target current value Iref.
  • the voltage control unit 15 corresponds to a “current target value generation unit” according to the present invention.
  • the voltage control unit 15 includes a phase compensation circuit including an error amplifier 17G, a capacitor C3, and a resistor R3.
  • the reference voltage Vref is input to the non-inverting input terminal (+) of the error amplifier 17G, and the output voltage (specifically, the divided voltage thereof) detected by the voltage detection circuit 16 is input to the inverting input terminal ( ⁇ ). Entered.
  • the output of the error amplifier 17G is fed back to the inverting input terminal ( ⁇ ) through the phase compensation circuit including the capacitor C3 and the resistor R3.
  • the error amplifier 17G amplifies and outputs an error of the voltage input to each input terminal.
  • the output signal from the error amplifier 17G is input to the comparators 14A and 14B as the current target value Iref output from the converters 11A and 11B.
  • the comparators 14A and 14B and the PWM signal output units 13A and 13B perform PWM control on the converters 11A and 11B so that the output current from the converters 11A and 11B is equal to the current target value Iref.
  • the comparator 14A and the PWM signal output unit 13A correspond to the “first control unit” according to the present invention.
  • the comparator 14B and the PWM signal output unit 13B correspond to a “second control unit” according to the present invention.
  • the current target value Iref from the voltage control unit 15 is input to the inverting input terminals ( ⁇ ) of the comparators 14A and 14B, and the detected current value I1 from the current detection circuits 12A and 12B is input to the non-inverting input terminal (+). , I2 is input.
  • the comparators 14A and 14B compare the detected current values I1 and I2 with the current target value Iref. When the detected current values I1 and I2 are higher than the current target value Iref, the comparators 14A and 14B output an H level signal to the PWM signal output units 13A and 13B, and the detected current values I1 and I2 are higher than the current target value Iref. If it is low, an L level signal is output to the PWM signal output units 13A and 13B.
  • the PWM signal output units 13A and 13B include AND gates 131A and 131B, RS flip-flops (RSFF) 132A and 132B, and clock generation units 133A and 133B.
  • the outputs of the AND gates 131A and 131B are connected to the gates of the switches Q11 and Q12 of the converters 11A and 11B. Further, the Q output terminals of the RSFFs 132A and 132B and the switching unit 171 of the microcomputer 17 are connected to the inputs of the AND gates 131A and 131B.
  • the AND gates 131A and 131B When the L level signal is input from the switching unit 171 of the microcomputer 17 to the AND gates 131A and 131B, the AND gates 131A and 131B output the L level signal. Thereby, the switches Q11 and Q12 are turned off. That is, converters 11A and 11B do not operate.
  • the AND gates 131A and 131B When an H level signal is input from the switching unit 171 of the microcomputer 17 to the AND gates 131A and 131B, the AND gates 131A and 131B output the H level signal or the L level signal output from the RSFFs 132A and 132B as they are. Thereby, the switches Q11 and Q12 are turned on and off.
  • the clock generators 133A and 133B output clock signals to the RSFFs 132A and 132B.
  • the clock generators 133A and 133B generate clock signals with different phases.
  • the outputs of the comparators 14A and 14B are connected to the R (reset) terminals of the RSFFs 132A and 132B. Further, clock generation units 133A and 133B are connected to the S (set) terminal, and a clock signal is input. The Q output terminal is connected to AND gates 131A and 131B.
  • the PWM signal output units 13A and 13B peak current mode control is performed. Since the detected current values I1 and I2 are lower than the current target value Iref when the converters 11A and 11B start to operate, L level signals are input from the comparators 14A and 14B to the R terminals of the RSFFs 132A and 132B. At this time, the RSFFs 132A and 132B output an H level signal at the rising edge of the clock signal input to the S terminal.
  • the AND gates 131A and 131B output an H level signal.
  • H level signals are input from the comparators 14A and 14B to the R terminals of the RSFFs 132A and 132B. At this time, the RSFF 131C is reset. That is, the AND gates 131A and 131B output an L level signal.
  • the PWM signal output units 13A and 13B perform PWM control of the switches Q11 and Q12.
  • the microcomputer 17 includes a switching unit 171, an ADC 172, a gain correction unit 173, a communication unit 174, and a memory 175.
  • the communication unit 174 is a communication unit for communicating with a measurement jig (external device) connected to the port P1, and the “first transmission unit”, “first reception unit”, “second transmission” according to the present invention. Part “and" second receiving part ".
  • the switching unit 171 stops the operation of any of the converters 11A and 11B according to the signal received by the communication unit 174 from the measurement jig.
  • switching unit 171 When stopping the operation of converter 11A, switching unit 171 outputs an L level signal to AND gate 131A of PWM signal output unit 13A, and outputs an H level signal to AND gate 131B of PWM signal output unit 13B.
  • switching unit 171 When stopping the operation of converter 11B, switching unit 171 outputs an L level signal to AND gate 131B of PWM signal output unit 13B, and outputs an H level signal to AND gate 131A of PWM signal output unit 13A.
  • the switching unit 171 and the AND gates 131A and 131B correspond to an “operation selection unit” according to the present invention.
  • the ADC 172 is an analog-digital converter.
  • the ADC 172 samples the detected current values I1 and I2 from the current detection circuits 12A and 12B and converts them into digital values.
  • the communication unit 174 transmits the digital values of the detected current values I1 and I2 converted by the ADC 172 to the measurement jig connected to the port P1.
  • a correction value for correcting the gain set in the variable gain amplifier G11 and a correction value for correcting the gain set in the variable gain amplifier G12. (Second correction value) is determined.
  • the measurement jig transmits the determined correction value to the switching power supply device 1.
  • the switching power supply device 1 receives the correction value from the measurement jig, the switching power supply device 1 stores the correction value in the memory 175.
  • the memory 175 corresponds to a “storage unit” according to the present invention.
  • the gain correction unit 173 corrects the gain set in each of the variable gain amplifiers G11 and G12 with the correction value stored in the memory 175.
  • Each of the variable gain amplifiers G11 and G12 amplifies and outputs the voltage across the current detection resistors R11 and R12 with the corrected gain.
  • the gain correction unit 173 corresponds to a “first correction unit” and a “second correction unit” according to the present invention.
  • the correction value is determined before the switching power supply device 1 is shipped from the factory.
  • the determined correction value is stored in the memory 175.
  • the gain correction unit 173 corrects the gain set in each of the variable gain amplifiers G11 and G12 with the correction value stored in the memory 175.
  • the switching unit 171 When determining a correction value (first correction value) for the variable gain amplifier G11, the switching unit 171 outputs an L level signal to the AND gate 131B, and stops the operation of the converter 11B.
  • the converter 11A is operated with the load RL set to a load for correcting the gain, and the output current from the converter 11A is detected by the current detection circuit 12A.
  • the detected current value I1 output from the current detection circuit 12A is transmitted to the measurement jig.
  • the load for correcting the gain is a rated load, a maximum load, or the like, and is determined in consideration of the application and use conditions of the converter.
  • a measurement jig determines whether the detected current value I1 is an appropriate value for the set load RL. If the detected current value I1 is not an appropriate value, a correction value for correcting the gain of the variable gain amplifier G11 is determined. This correction value may be a gain set in the variable gain amplifier G11, or may be an adjustment value for adjusting the gain by adding or subtracting from the already set gain.
  • the correction value determined by the measurement jig is transmitted to the switching power supply device 1 and stored in the memory 175.
  • the gain correction unit 173 corrects the gain set in the variable gain amplifier G11 with the correction value stored in the memory 175.
  • the correction value received from the measurement jig may not be stored in the memory 175, and the gain correction unit 173 may correct the correction value directly received from the measurement jig.
  • the correction value determined at that time may be stored in the memory 175.
  • Determination of the correction value (second correction value) for the gain of the variable gain amplifier G12 outputs an L level signal from the switching unit 171 to the AND gate 131A, stops the operation of the converter 11A, and the above (2) to (6) The same operation is performed.
  • the gain correction unit 173 reads the correction value stored in the memory 175 and corrects the gains of the variable gain amplifiers G11 and G12.
  • the microcomputer 17 (invalidating means) prohibits writing to the memory 175 so that the correction value is not changed after shipment from the factory so that, for example, the stored correction value cannot be changed unless a password is transmitted. May be.
  • Various devices other than the measurement jig may be connected to the port P1. For this reason, if the stored contents of the memory 175 are erroneously changed by the connected device, the switching power supply device 1 malfunctions. Therefore, such an erroneous operation can be prevented by preventing the correction value from being changed.
  • the switching power supply device 1 can stop one of the converters 11A and 11B connected in parallel. Therefore, it is possible to obtain correction values determined for each of the current detection circuits 12A and 12B. Thereby, since each characteristic of current detection circuit 12A, 12B can be adjusted separately, it can prevent that each characteristic varies. As a result, variations in the output currents of the converters 11A and 11B can be prevented, and it is not necessary to design for the variation, and the switching power supply device 1 can be downsized.
  • the gain correction unit 173 corrects the gains of the variable gain amplifiers G11 and G12, but may correct the offsets of the variable gain amplifiers G11 and G12. Further, both the gain and the offset may be corrected.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the switching power supply device 2 according to the second embodiment. Note that the same reference numerals are used for the same circuits, elements, and the like as in Embodiment 1, and the description thereof is omitted.
  • the switching power supply device 1 transmits the detected current values I1 and I2 from the current detection circuits 12A and 12B to the measurement jig connected to the port P1.
  • the switching power supply device 2 transmits the current target value Iref from the voltage control unit 15 to the measurement jig.
  • the output of the error amplifier 17G is connected to the ADC 172 of the microcomputer 17.
  • the ADC 172 converts the current target value Iref from the error amplifier 17G into a digital value.
  • the communication unit 174 transmits the digital value of the current target value Iref to an external measurement jig.
  • the correction value is determined based on the current target value Iref.
  • the voltage control unit 15 When determining the correction value (first correction value) for the variable gain amplifier G11, the voltage control unit 15 generates the current target value Iref with the operation of the converter 11B being stopped, and transmits it to the measurement jig.
  • a correction value is determined by determining whether the current target value Iref is an appropriate value for the set load RL using a measurement jig. The same applies when determining the correction value (second correction value) for the variable gain amplifier G12.
  • the correction value for each of the current detection circuits 12A and 12B can be obtained as in the first embodiment. Then, variations in the output currents of converters 11A and 11B can be prevented, and it is not necessary to design for the variation, so that switching power supply device 1 can be miniaturized.
  • the ADC 172 only needs to have one port, and the number of ports can be reduced as compared with the case of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the switching power supply device 3 according to the third embodiment. Note that the same reference numerals are used for the same circuits, elements, and the like as in the first and second embodiments, and description thereof is omitted.
  • an input capacitor C1 Between the input units IN1, IN2 and the output units OUT1, OUT2, an input capacitor C1, a converter 11A, a current detection circuit 12C, and a smoothing capacitor C21 are sequentially connected.
  • a converter 11B, a current detection circuit 12D, and a smoothing capacitor C22 are connected in parallel to the series circuit of the converter 11A, the current detection circuit 12C, and the smoothing capacitor C21.
  • Current detection circuits 12C and 12D detect output currents of converters 11A and 11B.
  • the switching power supply device 3 includes a microcomputer (DSP) 20. Although shown as blocks in FIG. 3, the following processing is actually performed by calculation processing by the microcomputer 20.
  • DSP microcomputer
  • the microcomputer 20 includes an ADC 25, converts the detection results of the current detection circuits 12C and 12D into digital values, takes them in, and corrects them.
  • the microcomputer 20 performs PWM control on the converters 11A and 11B based on the corrected result.
  • the current detection circuits 12C and 12D have substantially the same configuration as the current detection circuits 12A and 12B described in the first and second embodiments, and include a current detection resistor and a gain amplifier. This gain amplifier does not have a variable gain function.
  • the current detection circuits 12A and 12B according to the first and second embodiments include variable gain amplifiers G11 and G12.
  • the detection results of the current detection circuits 12C and 12D are converted into digital values, and the digital values are corrected. For this reason, the current detection circuits 12C and 12D only need to include an amplifier that does not have a variable gain function.
  • the output signal of the current detection circuit 12C is referred to as a detection current value I1
  • the output signal of the current detection circuit 12C is referred to as a detection current value I2.
  • the microcomputer 20 includes PWM signal output units 21A and 21B, current control units 22A and 22B, correction units 23A and 23B, a voltage control unit 24, an ADC 25, a communication unit 26, a memory 27, and a switching unit 28. It has.
  • the ADC 25 converts the detected current values I1 and I2 from the current detection circuits 12A and 12B and the output voltage value detected by the voltage detection circuit 16 into digital values.
  • the voltage control unit 24 includes a phase compensation unit 241.
  • the phase compensation unit 241 outputs a value in which stable operation of the system is ensured (phase is compensated) according to an error between the digital value of the output voltage value detected by the voltage detection circuit 16 and the reference voltage Vref. .
  • This value is input to each of the current control units 22A and 22B as the current target value Iref.
  • the voltage control unit 24 corresponds to a “current target value generation unit” according to the present invention.
  • the correction units 23A and 23B correct the digital values of the detected current values I1 and I2 using the correction values stored in the memory 27.
  • the corrected digital values of the detected current values I1 and I2 are transmitted by the communication unit 26 to the measurement jig connected to the port P1.
  • the correction unit 23A corresponds to a “first correction unit” according to the present invention
  • the correction unit 23B corresponds to a “second correction unit” according to the present invention.
  • the correction values used by the correction units 23A and 23B are determined in the same manner as described in the first embodiment.
  • the measurement jig transmits the determined correction value to the switching power supply device 3.
  • the correction value is stored in the memory 27.
  • the current control units 22A and 22B include a phase compensation unit 221.
  • the phase compensation unit 221 outputs a value in which stable operation of the system is ensured (the phase is compensated) according to the error between the current target value Iref and the digital values of the corrected detected current values I1 and I2. . This value is input to the PWM signal output units 21A and 21B as the duty of the PWM signal.
  • the PWM signal output units 21A and 21B include an AND gate 211 and a comparator 212.
  • the output of the AND gate 211 of the PWM signal output unit 21A is connected to the gate of the switch Q11 (see FIG. 1) of the converter 11A.
  • the output of the AND gate 211 of the PWM signal output unit 21B is connected to the gate of the switch Q12 (see FIG. 1) of the converter 11B.
  • the switching unit 28 is connected to the input of each AND gate 211.
  • the AND gate 211 when the L level signal is input from the switching unit 28, the AND gate 211 outputs the L level signal (0) to the gates of the switches Q11 and Q12, and the switches Q11 and Q12 are turned on. Can be turned off. That is, the operations of converters 11A and 11B can be selectively stopped.
  • the current control units 22A and 22B are connected to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 212, and the counter value is input to the inverting input terminal ( ⁇ ).
  • the comparator 212 compares the signals from the current control units 22A and 22B with the counter value, and generates a PWM signal with a duty corresponding to the comparison result. This PWM signal is input from the AND gate 211 to the gates of the switches Q11 and Q12.
  • the current control unit 22A and the PWM signal output unit 21A correspond to a “first control unit” according to the present invention.
  • the current control unit 22B and the PWM signal output unit 21B correspond to a “second control unit” according to the present invention.
  • the switching unit 28 and the AND gate 211 correspond to an “operation selection unit” according to the present invention.
  • correction values for the current detection circuits 12C and 12D can be obtained as in the first embodiment. Then, variations in the output currents of converters 11A and 11B can be prevented, and it is not necessary to design for the variation, so that switching power supply device 1 can be miniaturized. Further, the number of elements can be reduced as compared with the case of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the switching power supply device 4 according to the fourth embodiment.
  • the configuration of the microcomputer 30 provided in the switching power supply device 4 is different from that in the third embodiment.
  • the microcomputer 20 includes PWM signal output units 31A and 31B, current control units 32A and 32B, correction units 23A and 23B, a voltage control unit 24, an ADC 25, a communication unit 26, a memory 27, and a switching unit 28. It has.
  • the correction units 23A and 23B, the voltage control unit 24, the ADC 25, the communication unit 26, the memory 27, and the switching unit 28 are the same as those in the third embodiment.
  • the microcomputer 30 converts the detection results of the current detection circuits 12A and 12B into digital values by the ADC 25, and corrects them.
  • the microcomputer 30 transmits the acquired digital value to the measurement jig connected to the port P1 through the communication unit 26.
  • the correction values used by the correction units 23A and 23B are determined in the same manner as in the first embodiment.
  • the measurement jig transmits the determined correction value to the switching power supply device 4.
  • the correction value is stored in the memory 27.
  • the correction units 33A and 33B correct the target current value Iref output from the voltage control unit 24 using the correction value stored in the memory 27.
  • the correction unit 33A corresponds to a “first correction unit” according to the present invention
  • the correction unit 33B corresponds to a “second correction unit” according to the present invention.
  • the current control units 32A and 32B include a comparator 321 and a DAC 322.
  • the DAC 322 converts the digital value of the current target value Iref after correction by the correction units 33A and 33B into an analog value.
  • the output of the DAC 322 is input to the inverting input terminal ( ⁇ ) of the comparator 321.
  • the detected current values I1 and I2 from the current detection circuits 12A and 12B are input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 321.
  • the comparator 321 compares the detected current values I1 and I2 with the corrected current target value Iref. When the detected current values I1 and I2 are higher than the current target value Iref, the comparator 321 outputs an H level signal to the PWM signal output units 31A and 31B, and the detected current values I1 and I2 are lower than the current target value Iref. In this case, an L level signal is output to the PWM signal output units 31A and 31B.
  • PWM signal output units 31A and 31B are the same as the PWM signal output units 13A and 13B described in the first and second embodiments, description thereof is omitted.
  • the current control unit 32A and the PWM signal output unit 31A correspond to a “first control unit” according to the present invention.
  • the current control unit 32B and the PWM signal output unit 31B correspond to a “second control unit” according to the present invention.
  • correction values for the current detection circuits 12A and 12B can be obtained as in the first embodiment. Then, variations in the output currents of the converters 11A and 11B can be prevented, and it is not necessary to design for the variation, and the switching power supply device 4 can be downsized.
  • the current control units 32A and 32B use the analog comparator 321. Since digital conversion or the like by the ADC 35 requires processing time, it is difficult to constantly monitor the output currents of the converters 11A and 11B, compare it with the current target value Iref, and invert the PWM signal at the coincident timing. For this reason, converters 11A and 11B can be PWM controlled with high accuracy by using an analog comparator.
  • the switching power supply apparatus is described as including two converters (first converter and second converter). However, the number of converters may be three or more.

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Abstract

コンバータ（１１Ｂ）を停止させた状態で検出した、コンバータ（１１Ａ）の出力電流の大きさを測定治具へ送信し、コンバータ（１１Ａ）を停止させた状態で検出した、コンバータ（１１Ｂ）の出力電流の大きさを測定治具へ送信する。送信内容に基づき測定治具で決定された補正値を受信し、メモリ（１７５）に記憶する。コンバータ（１１Ａ）のＰＷＭ制御時に用いる出力電流の大きさ（検出電流値Ｉ１）、及び、コンバータ（１１Ｂ）のＰＷＭ制御時に用いる出力電流の大きさ（検出電流値Ｉ２）それぞれを、補正値で補正する。これにより、コンバータ毎に出力電流のばらつきを補正することができるスイッチング電源装置及び誤差補正方法を提供する。

Description

スイッチング電源装置及び誤差補正方法
　本発明は、並列接続したコンバータを備えるスイッチング電源装置、及びスイッチング電源装置で実行する誤差補正方法に関する。
　特許文献１には、マルチフェーズ方式のＤＣ－ＤＣコンバータが開示されている。このマルチフェーズ方式のＤＣ－ＤＣコンバータは、複数のコンバータを並列接続することで、合計出力電力を大きくできる。このような回路では、各コンバータの出力電流に偏りがあると、負荷率の高いコンバータの寿命が短くなるおそれがある。このため、各コンバータの負荷率が揃うよう制御することが重要である。そこで、複数のコンバータそれぞれに電流検出回路を設け、その電流検出回路が検出した電流の大きさが、それぞれ共通の電流目標値に対して等しくなるようにする制御方法が知られている。
特開２００９－２６１１３５号公報
　上記制御方法において、個々の部品の性能のばらつきなどから、電流検出回路それぞれの検出結果にばらつきがある場合がある。そこで、例えば工場出荷前に、出力電流の検出結果から補正値を算出し、その補正値をメモリに記憶しておき、実際の使用時に、記憶した補正値を用いて電流検出結果を補正することが考えられる。しかしながら、特許文献１に記載のマルチフェーズ方式の昇圧チョッパ回路では、複数のコンバータの合計出力電流しか検出できない。このため、複数のコンバータそれぞれに設けた電流検出回路に対して同じ補正値を用いることになる。その結果、各コンバータの出力電流の検出結果のばらつきを別々に精度よく補正することができない。
　そこで、本発明の目的は、コンバータ毎に出力電流のばらつきを補正することができるスイッチング電源装置及び誤差補正方法を提供することにある。
　本発明に係るスイッチング電源装置は、並列接続された第１コンバータ及び第２コンバータと、出力電圧の大きさを検出する出力電圧検出部と、前記出力電圧検出部が検出する出力電圧の大きさと、電圧目標値との誤差から電流目標値を生成する電流目標値生成部と、前記第１コンバータの出力電流の大きさを検出する第１出力電流検出部と、前記第２コンバータの出力電流の大きさを検出する第２出力電流検出部と、前記第１出力電流検出部が検出する出力電流の大きさと、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値とが等しくなるよう、前記第１コンバータをＰＷＭ制御する第１制御部と、前記第２出力電流検出部が検出する出力電流の大きさと、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値とが等しくなるよう、前記第２コンバータをＰＷＭ制御する第２制御部と、選択した前記第１コンバータ又は前記第２コンバータの一方のみを動作させる動作選択部と、前記第１コンバータのみが動作する状態で、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値、又は、前記第１出力電流検出部が検出する出力電流の大きさを、外部装置に送信する第１送信部と、前記第１送信部が送信する内容に応じて導出される第１補正値を、前記外部装置から受信する第１受信部と、前記第２コンバータのみが動作する状態で、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値、又は、前記第２出力電流検出部が検出する出力電流の大きさを、前記外部装置に送信する第２送信部と、前記第２送信部が送信する内容に応じて導出される第２補正値を、前記外部装置から受信する第２受信部と、前記第１受信部及び前記第２受信部が受信する第１補正値及び第２補正値を記憶する記憶部と、前記第１制御部がＰＷＭ制御時に用いる、出力電流の大きさ又は電流目標値を、前記記憶部に記憶された第１補正値で補正する第１補正部と、前記第２制御部がＰＷＭ制御時に用いる、出力電流の大きさ又は電流目標値を、前記記憶部に記憶された第２補正値で補正する第２補正部とを備えることを特徴とする。
　この構成では、第１コンバータ又は第２コンバータの一方を停止させることができるため、ＰＷＭ制御時に用いる出力電流の大きさ又は電流目標値を補正する補正値を、第１コンバータ又は第２コンバータそれぞれに対して得ることができる。その結果、第１コンバータ又は第２コンバータの出力電流のばらつきをなくすことができ、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置を小型化できる。
　前記スイッチング電源装置は、前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれが検出する出力電流の大きさをデジタル値に変換するＡＤコンバータ、を備え、前記第１送信部及び前記第２送信部それぞれは、前記ＡＤコンバータによりデジタル値に変換された出力電流の大きさを、前記外部装置に送信し、前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれは、可変ゲインアンプを有し、前記可変ゲインアンプで前記出力電流の大きさを増幅し、前記第１補正部及び前記第２補正部は、前記可変ゲインアンプのゲインを前記第１補正値及び前記第２補正値で補正する、構成でもよい。
　この構成では、第１コンバータ又は第２コンバータの出力電流のばらつきをなくすことができ、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置を小型化できる。
　前記スイッチング電源装置は、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値をデジタル値に変換するＡＤコンバータ、を備え、前記第１送信部及び前記第２送信部それぞれは、前記ＡＤコンバータによりデジタル値に変換された電流目標値を、前記外部装置に送信し、前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれは、可変ゲインアンプを有し、前記可変ゲインアンプで前記出力電流の大きさを増幅し、前記第１補正部及び前記第２補正部は、前記可変ゲインアンプのゲインを前記第１補正値及び前記第２補正値で補正する、構成でもよい。
　この構成では、第１コンバータ又は第２コンバータの出力電流のばらつきをなくすことができ、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置を小型化できる。
　前記スイッチング電源装置は、前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれが検出する出力電流の大きさをデジタル値に変換するＡＤコンバータ、を備え、前記第１補正部及び前記第２補正部は、前記ＡＤコンバータによりデジタル値に変換された出力電流の大きさを、第１補正値及び第２補正値を用いて補正し、前記第１送信部及び前記第２送信部は、前記第１補正部及び前記第２補正部により補正された値を前記外部装置へ送信し、前記記憶部は、前記記憶部に記憶される第１補正値及び第２補正値を、前記第１受信部及び前記第２受信部が受信する前記第１補正値及び第２補正値に更新する構成でもよい。
　この構成では、出力電流の大きさをデジタル値に変換して補正するため、回路素子の数を少なくすることができる。
　前記スイッチング電源装置は、前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれが検出する出力電流の大きさをデジタル値に変換するＡＤコンバータ、を備え、前記第１送信部及び前記第２送信部それぞれは、前記ＡＤコンバータによりデジタル値に変換された出力電流の大きさを、前記外部装置に送信し、前記第１補正部及び前記第２補正部は、前記第１制御部がＰＷＭ制御時に用いる電流目標値、及び、前記第２制御部がＰＷＭ制御時に用いる電流目標値を、前記第１補正値及び前記第２補正値で補正する構成でもよい。
　この構成では、第１コンバータ又は第２コンバータの出力電流のばらつきをなくすことができ、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置を小型化できる。
　前記スイッチング電源装置は、前記記憶部に記憶される第１補正値及び第２補正値の変更を禁止する手段を備えていてもよい。
　この構成では、第１補正値及び第２補正値が変更されることで、第１コンバータ及び第２コンバータの出力電流にばらつきが生じるおそれを防ぐことができる。
　本発明は、並列接続された第１コンバータ及び第２コンバータと、出力電圧の大きさを検出する出力電圧検出部と、前記出力電圧検出部が検出する出力電圧の大きさと電圧目標値との誤差から電流目標値を生成する電流目標値生成部と、前記第１コンバータの出力電流の大きさと、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値とが等しくなるよう、前記第１コンバータをＰＷＭ制御する第１制御部と、前記第２コンバータの出力電流の大きさと、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値とが等しくなるよう、前記第２コンバータをＰＷＭ制御する第２制御部と、を備えるスイッチング電源装置で実行される誤差補正方法において、前記第１コンバータのみを動作させた状態で、前記出力電圧と前記電圧目標値との誤差から生成する第１電流目標値を生成し、前記第１コンバータのみを動作させた状態で、前記第１コンバータの出力電流の大きさを検出し、前記第１電流目標値、又は、前記第１コンバータの出力電流の大きさを外部装置へ送信し、送信した、前記第１電流目標値、又は、前記第１コンバータの出力電流の大きさに応じて導出される第１補正値を、前記外部装置から受信し、受信した前記第１補正値を記憶部に記憶し、前記第２コンバータのみを動作させた状態で、前記出力電圧と前記電圧目標値との誤差から第２電流目標値を生成し、前記第２コンバータのみを動作させた状態で、前記第２コンバータの出力電流の大きさを検出し、前記第２電流目標値、又は、前記第２コンバータの出力電流の大きさを外部装置へ送信し、送信した、前記第２電流目標値、又は、前記第２コンバータの出力電流の大きさに応じて導出される第２補正値を、前記外部装置から受信し、受信した前記第２補正値を記憶部に記憶し、前記第１制御部がＰＷＭ制御時に用いる、出力電流の大きさ又は電流目標値を、前記第１補正値で補正し、前記第２制御部がＰＷＭ制御時に用いる、出力電流の大きさ又は電流目標値を、前記第２補正値で補正することを特徴とする。
　この構成では、第１コンバータ又は第２コンバータの一方を停止させるため、ＰＷＭ制御時に用いる出力電流の大きさ又は電流目標値を補正する補正値を、第１コンバータ又は第２コンバータそれぞれに対して得ることができる。その結果、第１コンバータ又は第２コンバータの出力電流のばらつきをなくすことができ、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置を小型化できる。
　本発明によれば、第１コンバータ、第２コンバータ毎に出力電流のばらつきを補正することができる。その結果、出力電流のばらつきをなくすことができ、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置を小型化できる。
実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図 実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図 実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図 実施形態４に係るスイッチング電源装置の回路図
（実施形態１）
　図１は、実施形態１に係るスイッチング電源装置１の回路図である。
　スイッチング電源装置１は、並列接続した複数の降圧コンバータ回路をマルチフェーズ制御して、入力部ＩＮ１，ＩＮ２から入力する電圧を降圧して、出力部ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から出力するマルチフェーズ型のＤＣ－ＤＣコンバータである。入力部ＩＮ１，ＩＮ２には直流電源Ｖinが接続される。出力部ＯＵＴ１，ＯＵＴ２には負荷ＲＬが接続される。
　入力部ＩＮ１，ＩＮ２と出力部ＯＵＴ１，ＯＵＴ２との間には、入力コンデンサＣ１、コンバータ１１Ａ、電流検出回路１２Ａ及び平滑コンデンサＣ２１が順に接続されている。コンバータ１１Ａ、電流検出回路１２Ａ及び平滑コンデンサＣ２１の直列回路に対して、コンバータ１１Ｂ、電流検出回路１２Ｂ及び平滑コンデンサＣ２２の直列回路が並列に接続されている。
　コンバータ１１Ａ，１１Ｂは、ｎ型ＭＯＳ－ＦＥＴのスイッチＱ１１，Ｑ１２、ダイオードＤ１１，Ｄ１２及びインダクタＬ１１，Ｌ１２からなる降圧コンバータ回路である。スイッチＱ１１，Ｑ１２のゲートには、後述のＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３Ｂが接続され、ＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３Ｂからゲート信号が入力される。
　電流検出回路１２Ａ，１２Ｂは、コンバータ１１Ａ，１１Ｂの出力電流の大きさを検出する。電流検出回路１２Ａは、本発明に係る「第１出力電流検出部」に相当する。電流検出回路１２Ｂは、本発明に係る「第２出力電流検出部」に相当する。
　電流検出回路１２Ａ，１２Ｂは、電流検出抵抗Ｒ１１，Ｒ１２及び可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２を備えている。可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２は、電流検出抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の両端電圧を入力し、後述のマイコン１７により設定されるゲインで増幅し、出力する。可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２が出力する信号は、コンバータ１１Ａ，１１Ｂからの出力電流の大きさに相当する。以下では、この信号は検出電流値Ｉ１，Ｉ２と言う。検出電流値Ｉ１，Ｉ２は、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂから出力されると、後述のコンパレータ１４Ａ，１４Ｂへ入力される。
　スイッチング電源装置１は、コンバータ１１Ａ，１１Ｂをバランスよくスイッチング制御するための回路として、ＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３Ｂと、コンパレータ１４Ａ，１４Ｂと、電圧制御部１５と、電圧検出回路１６と、マイコン１７とを備えている。
　電圧検出回路１６は分圧抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を備え、出力部ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からの出力電圧（具体的には、その分圧電圧）を検出する。分圧抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続点は電圧制御部１５に接続されている。電圧検出回路１６は、本発明に係る「出力電圧検出部」に相当する。
　電圧制御部１５は、電圧検出回路１６が検出した出力電圧が、基準電圧Ｖrefに等しくなるようにするための電流目標値Ｉrefを生成する。基準電圧Ｖrefは、スイッチング電源装置１が出力する電圧目標値に相当する。コンバータ１１Ａ，１１Ｂは、電流目標値Ｉrefに等しい電流を出力するように制御される。電圧制御部１５は、本発明に係る「電流目標値生成部」に相当する。
　電圧制御部１５は、誤差増幅器１７Ｇ、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ３からなる位相補償回路を備えている。誤差増幅器１７Ｇの非反転入力端子（＋）には基準電圧Ｖrefが入力され、反転入力端子（－）には、電圧検出回路１６が検出した出力電圧（具体的には、その分圧電圧）が入力される。また、誤差増幅器１７Ｇの出力は、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ３からなる位相補償回路を通って、反転入力端子（－）に帰還される。
　この誤差増幅器１７Ｇは、各入力端子に入力された電圧の誤差を増幅して出力する。誤差増幅器１７Ｇからの出力信号は、コンバータ１１Ａ，１１Ｂそれぞれが出力する電流目標値Ｉrefとして、コンパレータ１４Ａ，１４Ｂへ入力される。
　コンパレータ１４Ａ，１４Ｂ及びＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３Ｂは、コンバータ１１Ａ，１１Ｂからの出力電流が電流目標値Ｉrefに等しくなるよう、コンバータ１１Ａ，１１ＢをＰＷＭ制御する。コンパレータ１４Ａ及びＰＷＭ信号出力部１３Ａは、本発明に係る「第１制御部」に相当する。コンパレータ１４Ｂ及びＰＷＭ信号出力部１３Ｂは、本発明に係る「第２制御部」に相当する。
　コンパレータ１４Ａ，１４Ｂの反転入力端子（－）には、電圧制御部１５からの電流目標値Ｉrefが入力され、非反転入力端子（＋）には、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂからの検出電流値Ｉ１，Ｉ２が入力される。コンパレータ１４Ａ，１４Ｂは、検出電流値Ｉ１，Ｉ２と電流目標値Ｉrefとを比較する。コンパレータ１４Ａ，１４Ｂは、検出電流値Ｉ１，Ｉ２が電流目標値Ｉrefより高い場合には、ＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３ＢへＨレベル信号を出力し、検出電流値Ｉ１，Ｉ２が電流目標値Ｉrefより低い場合には、ＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３ＢへＬレベル信号を出力する。
　ＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３Ｂは、ＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１Ｂ、ＲＳフリップフロップ（ＲＳＦＦ）１３２Ａ，１３２Ｂ、及びクロック生成部１３３Ａ，１３３Ｂを有している。ＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１Ｂの出力は、コンバータ１１Ａ，１１ＢのスイッチＱ１１，Ｑ１２のゲートに接続されている。また、ＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１Ｂの入力には、ＲＳＦＦ１３２Ａ，１３２ＢのＱ出力端子と、マイコン１７の切替部１７１とが接続されている。
　マイコン１７の切替部１７１からＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１Ｂへ、Ｌレベル信号が入力される場合、ＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１ＢはＬレベル信号を出力する。これにより、スイッチＱ１１，Ｑ１２はオフする。すなわち、コンバータ１１Ａ，１１Ｂは動作しない。マイコン１７の切替部１７１からＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１Ｂへ、Ｈレベル信号が入力される場合、ＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１ＢはＲＳＦＦ１３２Ａ，１３２Ｂから出力されたＨレベル信号又はＬレベル信号をそのまま出力する。これにより、スイッチＱ１１，Ｑ１２はオンオフする。
　クロック生成部１３３Ａ，１３３Ｂは、ＲＳＦＦ１３２Ａ，１３２Ｂに対してクロック信号を出力する。クロック生成部１３３Ａ，１３３Ｂは、互いに異なる位相でクロック信号を生成する。
　ＲＳＦＦ１３２Ａ，１３２ＢのＲ（reset）端子には、コンパレータ１４Ａ，１４Ｂの出力が接続されている。また、Ｓ（set）端子にはクロック生成部１３３Ａ，１３３Ｂが接続され、クロック信号が入力される。Ｑ出力端子は、ＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１Ｂに接続されている。
　ＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３Ｂでは、ピーク電流モード制御が行われる。コンバータ１１Ａ，１１Ｂの動作開始時において、検出電流値Ｉ１，Ｉ２が電流目標値Ｉrefより低いため、ＲＳＦＦ１３２Ａ，１３２ＢのＲ端子にはコンパレータ１４Ａ，１４ＢからＬレベル信号が入力される。このとき、ＲＳＦＦ１３２Ａ，１３２Ｂは、Ｓ端子に入力されるクロック信号の立ち上がりでＨレベル信号を出力する。ＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１ＢはＨレベル信号を出力する。
　検出電流値Ｉ１，Ｉ２が電流目標値Ｉrefより高くなると、ＲＳＦＦ１３２Ａ，１３２ＢのＲ端子にはコンパレータ１４Ａ，１４ＢからＨレベル信号が入力される。このとき、ＲＳＦＦ１３１Ｃはリセットされる。すなわち、ＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１ＢはＬレベル信号を出力する。
　この動作を繰り返すことで、ＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３ＢはスイッチＱ１１，Ｑ１２をＰＷＭ制御する。
　マイコン１７は、切替部１７１と、ＡＤＣ１７２と、ゲイン補正部１７３と、通信部１７４と、メモリ１７５とを有している。通信部１７４は、ポートＰ１に接続される測定治具（外部装置）と通信するための通信手段であり、本発明に係る「第１送信部」、「第１受信部」、「第２送信部」及び「第２受信部」に相当する。
　切替部１７１は、通信部１７４が測定治具から受信した信号に従い、コンバータ１１Ａ，１１Ｂの何れかの動作を停止させる。コンバータ１１Ａの動作を停止させる場合、切替部１７１は、ＰＷＭ信号出力部１３ＡのＡＮＤゲート１３１ＡへＬレベル信号を出力し、ＰＷＭ信号出力部１３ＢのＡＮＤゲート１３１ＢへＨレベル信号を出力する。コンバータ１１Ｂの動作を停止させる場合、切替部１７１は、ＰＷＭ信号出力部１３ＢのＡＮＤゲート１３１ＢへＬレベル信号を出力し、ＰＷＭ信号出力部１３ＡのＡＮＤゲート１３１ＡへＨレベル信号を出力する。切替部１７１及びＡＮＤゲート１３１Ａ，１３１Ｂは、本発明に係る「動作選択部」に相当する。
　ＡＤＣ１７２は、アナログ－デジタルコンバータである。ＡＤＣ１７２は、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂからの検出電流値Ｉ１，Ｉ２をサンプリングして、それらをデジタル値に変換する。通信部１７４は、ＡＤＣ１７２が変換した検出電流値Ｉ１，Ｉ２のデジタル値を、ポートＰ１に接続される測定治具に送信する。
　検出電流値Ｉ１，Ｉ２を受信した測定治具では、可変ゲインアンプＧ１１に設定されたゲインを補正する補正値（第１補正値）と、可変ゲインアンプＧ１２に設定されたゲインを補正する補正値（第２補正値）を決定する。測定治具は、決定した補正値をスイッチング電源装置１へ送信する。スイッチング電源装置１は、測定治具から補正値を受信すると、メモリ１７５に記憶する。メモリ１７５は、本発明に係る「記憶部」に相当する。
　ゲイン補正部１７３は、可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２それぞれに設定されたゲインを、メモリ１７５に記憶された補正値で補正する。可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２それぞれは、補正後のゲインで、電流検出抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の両端電圧を増幅し、出力する。ゲイン補正部１７３は、本発明に係る「第１補正部」及び「第２補正部」に相当する。
　以下に、補正値を決定し、決定した補正値でゲインを補正する方法について説明する。補正値の決定は、スイッチング電源装置１の工場出荷前に行われる。決定された補正値はメモリ１７５に記憶される。工場出荷後、ゲイン補正部１７３は、メモリ１７５に記憶された補正値で、可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２それぞれに設定されたゲインを補正する。
　（１）可変ゲインアンプＧ１１に対する補正値（第１補正値）を決定する場合、切替部１７１は、ＡＮＤゲート１３１ＢへＬレベル信号を出力し、コンバータ１１Ｂの動作を停止する。
　（２）負荷ＲＬを、ゲインを補正するための負荷に設定した状態で、コンバータ１１Ａを動作させ、電流検出回路１２Ａで、コンバータ１１Ａからの出力電流を検出する。電流検出回路１２Ａから出力された検出電流値Ｉ１を測定治具に送信する。なお、ゲインを補正するための負荷とは、定格負荷や最大負荷などであり、コンバータの用途や使用条件などを考慮して決定する。
　（３）検出電流値Ｉ１が、設定した負荷ＲＬに対する適正値であるかを測定治具で判定し、適正値でない場合には、可変ゲインアンプＧ１１のゲインを補正する補正値を決定する。この補正値は、可変ゲインアンプＧ１１に設定するゲインであってもよいし、既に設定されているゲインから加算又は減算してゲインを調整する調整値であってもよい。
　（４）測定治具で決定した補正値を、スイッチング電源装置１へ送信し、メモリ１７５に記憶する。
　（５）ゲイン補正部１７３は、可変ゲインアンプＧ１１に設定されているゲインを、メモリ１７５に記憶された補正値で補正する。
　（６）検出電流値Ｉ１が適正値であると測定治具で判定されるまで、前記（２）から（５）を繰り返す。
　これにより、可変ゲインアンプＧ１１のゲインに対する補正値が決定される。
　なお、測定治具から受信した補正値をメモリ１７５に記憶せず、ゲイン補正部１７３は、測定治具から直接受信した補正値で補正するようにしてもよい。この場合、検出電流値Ｉ１が適正値と判定された場合、そのときに決定された補正値を、メモリ１７５に記憶するようにしてもよい。
　可変ゲインアンプＧ１２のゲインに対する補正値（第２補正値）の決定は、切替部１７１からＡＮＤゲート１３１ＡへＬレベル信号を出力し、コンバータ１１Ａの動作を停止させ、前記（２）から（６）と同様の動作を行う。
　工場出荷後は、スイッチング電源装置１の起動の際に、ゲイン補正部１７３は、メモリ１７５に記憶した補正値を読み出して、可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２それぞれのゲインを補正する。
　なお、マイコン１７（無効化手段）は、工場出荷後に補正値が変更されないように、メモリ１７５に対する書込みを禁止して、例えば、パスワードが送信されないと記憶された補正値を変更できなくするようにしてもよい。ポートＰ１には、前記測定治具以外にも様々な装置が接続されることもある。このため、接続された装置によって誤ってメモリ１７５の記憶内容が変更されると、スイッチング電源装置１の誤動作につながる。そこで，補正値が変更されないようにことで，このような誤操作を防ぐことができる。
　以上のように、スイッチング電源装置１は、並列接続したコンバータ１１Ａ，１１Ｂの一方を停止させることができる。このため、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂそれぞれに対して決められた補正値を得ることができる。これにより、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂそれぞれの特性を個別に調整できるため、それぞれの特性がばらつくことを防止できる。この結果、コンバータ１１Ａ，１１Ｂそれぞれの出力電流のばらつきを防止でき、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置１を小型化できる。
　なお、本実施形態では、ゲイン補正部１７３は、可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２それぞれのゲインを補正しているが、可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２それぞれのオフセットを補正するようにしてもよい。また、ゲインとオフセットの両方を補正するようにしてもよい。
（実施形態２）
　図２は、実施形態２に係るスイッチング電源装置２の回路図である。なお、実施形態１と同じ回路、素子等は、同じ符号を用いるものとし、その説明は省略する。
　実施形態１に係るスイッチング電源装置１は、ポートＰ１に接続される測定治具に、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂからの検出電流値Ｉ１，Ｉ２を送信している。これに対し、本実施形態に係るスイッチング電源装置２は、電圧制御部１５からの電流目標値Ｉrefを測定治具に送信している。
　詳しくは、マイコン１７のＡＤＣ１７２には、誤差増幅器１７Ｇの出力が接続されている。ＡＤＣ１７２は、誤差増幅器１７Ｇからの電流目標値Ｉrefをデジタル値に変換する。通信部１７４は、その電流目標値Ｉrefのデジタル値を、外部の測定治具に送信する。
　測定治具では、電流目標値Ｉrefに基づいて補正値が決定される。可変ゲインアンプＧ１１に対する補正値（第１補正値）を決定する場合、コンバータ１１Ｂの動作を停止させた状態で、電圧制御部１５で電流目標値Ｉrefを生成し、測定治具に送信する。電流目標値Ｉrefが設定した負荷ＲＬに対する適正値であるかを測定治具で判定して、補正値を決定する。可変ゲインアンプＧ１２に対する補正値（第２補正値）を決定する場合も同様である。
　このように、電流目標値Ｉrefに基づいて、補正値を決定する場合であっても、実施形態１と同様に、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂそれぞれに対する補正値を得ることができる。そして、コンバータ１１Ａ，１１Ｂそれぞれの出力電流のばらつきを防止でき、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置１を小型化できる。また、本実施形態では、ＡＤＣ１７２は一つのポートを有していればよく、実施形態１の場合よりも、ポート数を減らすことができる。
（実施形態３）
　図３は、実施形態３に係るスイッチング電源装置３の回路図である。なお、実施形態１，２と同じ回路、素子等は、同じ符号を用いるものとし、その説明は省略する。
　入力部ＩＮ１，ＩＮ２と出力部ＯＵＴ１，ＯＵＴ２との間には、入力コンデンサＣ１、コンバータ１１Ａ、電流検出回路１２Ｃ及び平滑コンデンサＣ２１が順に接続されている。コンバータ１１Ａ、電流検出回路１２Ｃ及び平滑コンデンサＣ２１の直列回路に対して、コンバータ１１Ｂ、電流検出回路１２Ｄ及び平滑コンデンサＣ２２が並列に接続されている。電流検出回路１２Ｃ，１２Ｄは、コンバータ１１Ａ，１１Ｂの出力電流を検出する。
　スイッチング電源装置３はマイコン（ＤＳＰ）２０を備える。なお、図３ではブロックで示しているが、実際にはマイコン２０による演算処理により、以下の処理が行われる。
　マイコン２０はＡＤＣ２５を備え、電流検出回路１２Ｃ，１２Ｄそれぞれの検出結果をデジタル値に変換して取り込み、補正する。マイコン２０は、補正した結果に基づいて、コンバータ１１Ａ，１１ＢをＰＷＭ制御する。
　なお、電流検出回路１２Ｃ，１２Ｄは、実施形態１，２で説明した電流検出回路１２Ａ，１２Ｂと構成は略同じであり、電流検出抵抗及びゲインアンプを備えている。このゲインアンプは可変ゲインの機能を有さない。実施形態１，２に係る電流検出回路１２Ａ，１２Ｂは、可変ゲインアンプＧ１１，Ｇ１２を備えている。これに対し、本実施形態では、電流検出回路１２Ｃ，１２Ｄの検出結果をデジタル値に変換し、そのデジタル値を補正する。このため、電流検出回路１２Ｃ，１２Ｄは、可変ゲインの機能を有さないアンプを備えていればよい。
　以下、電流検出回路１２Ｃの出力信号を検出電流値Ｉ１とし、電流検出回路１２Ｃの出力信号を検出電流値Ｉ２とする。
　マイコン２０は、ＰＷＭ信号出力部２１Ａ，２１Ｂと、電流制御部２２Ａ，２２Ｂと、補正部２３Ａ，２３Ｂと、電圧制御部２４と、ＡＤＣ２５と、通信部２６と、メモリ２７と、切替部２８とを備えている。
　ＡＤＣ２５は、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂからの検出電流値Ｉ１，Ｉ２、及び電圧検出回路１６が検出した出力電圧値を、デジタル値に変換する。
　電圧制御部２４は位相補償部２４１を備えている。位相補償部２４１は、電圧検出回路１６が検出した出力電圧値のデジタル値と、基準電圧Ｖrefとの誤差に応じて、系の安定動作が確保された（位相が補償された）値を出力する。この値は、電流目標値Ｉrefとして、電流制御部２２Ａ，２２Ｂそれぞれへ入力される。電圧制御部２４は、本発明に係る「電流目標値生成部」に相当する。
　補正部２３Ａ，２３Ｂは、メモリ２７に記憶された補正値を用いて、検出電流値Ｉ１，Ｉ２のデジタル値を補正する。補正後の検出電流値Ｉ１，Ｉ２のデジタル値は、通信部２６により、ポートＰ１に接続される測定治具に送信される。補正部２３Ａは、本発明に係る「第１補正部」に相当し、補正部２３Ｂは、本発明に係る「第２補正部」に相当する。
　測定治具では、実施形態１での説明と同様、補正部２３Ａ，２３Ｂが用いる補正値を決定する。測定治具は、決定した補正値をスイッチング電源装置３へ送信する。その補正値は、メモリ２７に記憶される。
　電流制御部２２Ａ，２２Ｂは位相補償部２２１を備えている。位相補償部２２１は、電流目標値Ｉrefと、補正された検出電流値Ｉ１，Ｉ２のデジタル値との誤差に応じて、系の安定動作が確保された（位相が補償された）値を出力する。この値は、ＰＷＭ信号のデューティとして、ＰＷＭ信号出力部２１Ａ，２１Ｂそれぞれへ入力される。
　ＰＷＭ信号出力部２１Ａ，２１Ｂは、ＡＮＤゲート２１１と、コンパレータ２１２とを備えている。ＰＷＭ信号出力部２１ＡのＡＮＤゲート２１１の出力は、コンバータ１１ＡのスイッチＱ１１（図１参照）のゲートに接続されている。ＰＷＭ信号出力部２１ＢのＡＮＤゲート２１１の出力は、コンバータ１１ＢのスイッチＱ１２（図１参照）のゲートに接続されている。また、各ＡＮＤゲート２１１の入力には切替部２８が接続されている。
　実施形態１で説明したように、切替部２８からＬレベル信号が入力されることで、ＡＮＤゲート２１１は、スイッチＱ１１，Ｑ１２のゲートにＬレベル信号（０）を出力し、スイッチＱ１１，Ｑ１２をオフにすることができる。すなわち、コンバータ１１Ａ，１１Ｂの動作を選択的に停止させることができる。
　コンパレータ２１２の非反転入力端子（＋）には、電流制御部２２Ａ，２２Ｂが接続され、反転入力端子（－）にはカウンタ値が入力される。コンパレータ２１２は、電流制御部２２Ａ，２２Ｂからの信号と、カウンタ値とを比較し、比較結果に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号は、ＡＮＤゲート２１１から、スイッチＱ１１，Ｑ１２のゲートに入力される。
　電流制御部２２Ａ及びＰＷＭ信号出力部２１Ａは、本発明に係る「第１制御部」に相当する。電流制御部２２Ｂ及びＰＷＭ信号出力部２１Ｂは、本発明に係る「第２制御部」に相当する。また、切替部２８及びＡＮＤゲート２１１は、本発明に係る「動作選択部」に相当する。
　このように、マイコン２０でコンバータ１１Ａ，１１ＢをＰＷＭ制御する場合であっても、実施形態１と同様に、電流検出回路１２Ｃ，１２Ｄそれぞれに対する補正値を得ることができる。そして、コンバータ１１Ａ，１１Ｂそれぞれの出力電流のばらつきを防止でき、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置１を小型化できる。また、実施形態１の場合よりも、素子数を低減できる。
（実施形態４）
　図４は、実施形態４に係るスイッチング電源装置４の回路図である。本実施形態では、スイッチング電源装置４が備えるマイコン３０の構成が、実施形態３と相違する。
　マイコン２０は、ＰＷＭ信号出力部３１Ａ，３１Ｂと、電流制御部３２Ａ，３２Ｂと、補正部２３Ａ，２３Ｂと、電圧制御部２４と、ＡＤＣ２５と、通信部２６と、メモリ２７と、切替部２８とを備えている。補正部２３Ａ，２３Ｂと、電圧制御部２４と、ＡＤＣ２５と、通信部２６と、メモリ２７と、切替部２８とは、実施形態３と同じである。
　マイコン３０は、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂそれぞれの検出結果をＡＤＣ２５でデジタル値に変換して取り込み、補正する。マイコン３０は、取り込んだデジタル値を、通信部２６により、ポートＰ１に接続される測定治具に送信する。
　測定治具では、実施形態１での説明と同様、補正部２３Ａ，２３Ｂが用いる補正値を決定する。測定治具は、決定した補正値をスイッチング電源装置４へ送信する。その補正値は、メモリ２７に記憶される。
　補正部３３Ａ，３３Ｂは、メモリ２７に記憶された補正値を用いて、電圧制御部２４から出力される電流目標値Ｉrefを補正する。補正部３３Ａは、本発明に係る「第１補正部」に相当し、補正部３３Ｂは、本発明に係る「第２補正部」に相当する。
　電流制御部３２Ａ，３２Ｂは、コンパレータ３２１と、ＤＡＣ３２２とを備える。ＤＡＣ３２２は、補正部３３Ａ，３３Ｂによる補正後の電流目標値Ｉrefのデジタル値をアナログ値に変換する。ＤＡＣ３２２の出力は、コンパレータ３２１の反転入力端子（－）に入力される。
　コンパレータ３２１の非反転入力端子（＋）には、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂからの検出電流値Ｉ１，Ｉ２が入力される。コンパレータ３２１は、検出電流値Ｉ１，Ｉ２と、補正後の電流目標値Ｉrefとを比較する。コンパレータ３２１は、検出電流値Ｉ１，Ｉ２が電流目標値Ｉrefより高い場合には、ＰＷＭ信号出力部３１Ａ，３１ＢへＨレベルの信号を出力し、検出電流値Ｉ１，Ｉ２が電流目標値Ｉrefより低い場合には、ＰＷＭ信号出力部３１Ａ，３１ＢへＬレベルの信号を出力する。
　ＰＷＭ信号出力部３１Ａ，３１Ｂは、実施形態１，２で説明したＰＷＭ信号出力部１３Ａ，１３Ｂと同じであるため、説明は省略する。
　電流制御部３２Ａ及びＰＷＭ信号出力部３１Ａは、本発明に係る「第１制御部」に相当する。電流制御部３２Ｂ及びＰＷＭ信号出力部３１Ｂは、本発明に係る「第２制御部」に相当する。
　本実施形態の場合であっても、実施形態１と同様に、電流検出回路１２Ａ，１２Ｂそれぞれに対する補正値を得ることができる。そして、コンバータ１１Ａ，１１Ｂそれぞれの出力電流のばらつきを防止でき、ばらつきを見込んだ設計にする必要がなくなり、スイッチング電源装置４を小型化できる。
　また、本実施形態では、電流制御部３２Ａ，３２Ｂはアナログコンパレータ３２１を用いている。ＡＤＣ３５によるデジタル変換等は処理時間が必要であるため、コンバータ１１Ａ，１１Ｂの出力電流を常時監視して、電流目標値Ｉrefと比較し、一致するタイミングでＰＷＭ信号を反転させることは難しい。このため、アナログコンパレータを用いることにより精度よくコンバータ１１Ａ，１１ＢをＰＷＭ制御できる。
　なお、実施形態１～４では、スイッチング電源装置は２つのコンバータ（第１コンバータ及び第２コンバータ）を備えたものとして説明したが、コンバータの数は３つ以上であってもよい。
１，２，３，４…スイッチング電源装置
１１Ａ，１１Ｂ…コンバータ
１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄ…電流検出回路
１３Ａ，１３Ｂ…ＰＷＭ信号出力部
１４Ａ，１４Ｂ…コンパレータ
１５…電圧制御部
１６…電圧検出回路
１７…マイコン
１７Ｇ…誤差増幅器
２０…マイコン
２１Ａ，２１Ｂ…ＰＷＭ信号出力部
２２Ａ，２２Ｂ…電流制御部
２３Ａ，２３Ｂ…補正部
２４…電圧制御部
２５…ＡＤＣ
２６…通信部
２７…メモリ
２８…切替部
３０…マイコン
３１Ａ，３１Ｂ…ＰＷＭ信号出力部
３２Ａ，３２Ｂ…電流制御部
３３Ａ，３３Ｂ…補正部
１３１Ａ，１３１Ｂ…ＡＮＤゲート
１３２Ａ，１３２Ｂ…ＲＳＦＦ
１３３Ａ，１３３Ｂ…クロック生成部
１７１…切替部
１７２…ＡＤＣ
１７３…ゲイン補正部
１７４…通信部
１７５…メモリ
２１１…ＡＮＤゲート
２１２…コンパレータ
２２１…位相補償部
２４１…位相補償部
３２１…アナログコンパレータ
３２２…ＤＡＣ
Ｃ１…入力コンデンサ
Ｃ２１，Ｃ２２…平滑コンデンサ
Ｃ３…コンデンサ
Ｄ１１，Ｄ１２…ダイオード
Ｇ１１，Ｇ１２…可変ゲインアンプ
ＩＮ１，ＩＮ２…入力部
Ｌ１１，Ｌ１２…インダクタ
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２…出力部
Ｐ１…ポート
Ｑ１１，Ｑ１２…スイッチ
Ｒ１１，Ｒ１２…電流検出抵抗
Ｒ２１，Ｒ２２…分圧抵抗
Ｒ３…抵抗
ＲＬ…負荷
Ｖin…直流電源

Claims (7)

  1. 　並列接続された第１コンバータ及び第２コンバータと、
    　出力電圧の大きさを検出する出力電圧検出部と、
    　前記出力電圧検出部が検出する出力電圧の大きさと、電圧目標値との誤差から電流目標値を生成する電流目標値生成部と、
    　前記第１コンバータの出力電流の大きさを検出する第１出力電流検出部と、
    　前記第２コンバータの出力電流の大きさを検出する第２出力電流検出部と、
    　前記第１出力電流検出部が検出する出力電流の大きさと、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値とが等しくなるよう、前記第１コンバータをＰＷＭ制御する第１制御部と、
    　前記第２出力電流検出部が検出する出力電流の大きさと、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値とが等しくなるよう、前記第２コンバータをＰＷＭ制御する第２制御部と、
    　選択した前記第１コンバータ又は前記第２コンバータの一方のみを動作させる動作選択部と、
    　前記第１コンバータのみが動作する状態で、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値、又は、前記第１出力電流検出部が検出する出力電流の大きさを、外部装置に送信する第１送信部と、
    　前記第１送信部が送信する内容に応じて導出される第１補正値を、前記外部装置から受信する第１受信部と、
    　前記第２コンバータのみが動作する状態で、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値、又は、前記第２出力電流検出部が検出する出力電流の大きさを、前記外部装置に送信する第２送信部と、
    　前記第２送信部が送信する内容に応じて導出される第２補正値を、前記外部装置から受信する第２受信部と、
    　前記第１受信部及び前記第２受信部が受信する第１補正値及び第２補正値を記憶する記憶部と、
    　前記第１制御部がＰＷＭ制御時に用いる、出力電流の大きさ又は電流目標値を、前記記憶部に記憶された第１補正値で補正する第１補正部と、
    　前記第２制御部がＰＷＭ制御時に用いる、出力電流の大きさ又は電流目標値を、前記記憶部に記憶された第２補正値で補正する第２補正部と、
    　を備えるスイッチング電源装置。
  2. 　前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれが検出する出力電流の大きさをデジタル値に変換するＡＤコンバータ、
    　を備え、
    　前記第１送信部及び前記第２送信部それぞれは、前記ＡＤコンバータによりデジタル値に変換された出力電流の大きさを、前記外部装置に送信し、
    　前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれは、
    　可変ゲインアンプを有し、前記可変ゲインアンプで前記出力電流の大きさを増幅し、
    　前記第１補正部及び前記第２補正部は、前記可変ゲインアンプのゲインを前記第１補正値及び前記第２補正値で補正する、
    　請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記電流目標値生成部が生成する電流目標値をデジタル値に変換するＡＤコンバータ、
    　を備え、
    　前記第１送信部及び前記第２送信部それぞれは、前記ＡＤコンバータによりデジタル値に変換された電流目標値を、前記外部装置に送信し、
    　前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれは、可変ゲインアンプを有し、前記可変ゲインアンプで前記出力電流の大きさを増幅し、
    　前記第１補正部及び前記第２補正部は、前記可変ゲインアンプのゲインを前記第１補正値及び前記第２補正値で補正する、
    　請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれが検出する出力電流の大きさをデジタル値に変換するＡＤコンバータ、
    　を備え、
    　前記第１補正部及び前記第２補正部は、前記ＡＤコンバータによりデジタル値に変換された出力電流の大きさを、第１補正値及び第２補正値を用いて補正し、
    　前記第１送信部及び前記第２送信部は、前記第１補正部及び前記第２補正部により補正された値を前記外部装置へ送信し、
    　前記記憶部は、前記記憶部に記憶される第１補正値及び第２補正値を、前記第１受信部及び前記第２受信部が受信する前記第１補正値及び第２補正値に更新する、
    　請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記第１出力電流検出部及び前記第２出力電流検出部それぞれが検出する出力電流の大きさをデジタル値に変換するＡＤコンバータ、
    　を備え、
    　前記第１送信部及び前記第２送信部それぞれは、前記ＡＤコンバータによりデジタル値に変換された出力電流の大きさを、前記外部装置に送信し、
    　前記第１補正部及び前記第２補正部は、前記第１制御部がＰＷＭ制御時に用いる電流目標値、及び、前記第２制御部がＰＷＭ制御時に用いる電流目標値を、前記第１補正値及び前記第２補正値で補正する、
    　請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記記憶部に記憶される第１補正値及び第２補正値の変更を禁止する手段を備える、請求項１から５の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 　並列接続された第１コンバータ及び第２コンバータと、
    　出力電圧の大きさを検出する出力電圧検出部と、
    　前記出力電圧検出部が検出する出力電圧の大きさと電圧目標値との誤差から電流目標値を生成する電流目標値生成部と、
    　前記第１コンバータの出力電流の大きさと、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値とが等しくなるよう、前記第１コンバータをＰＷＭ制御する第１制御部と、
    　前記第２コンバータの出力電流の大きさと、前記電流目標値生成部が生成する電流目標値とが等しくなるよう、前記第２コンバータをＰＷＭ制御する第２制御部と、
    　を備えるスイッチング電源装置で実行される誤差補正方法において、
    　前記第１コンバータのみを動作させた状態で、前記出力電圧と前記電圧目標値との誤差から生成する第１電流目標値を生成し、
    　前記第１コンバータのみを動作させた状態で、前記第１コンバータの出力電流の大きさを検出し、
    　前記第１電流目標値、又は、前記第１コンバータの出力電流の大きさを外部装置へ送信し、
    　送信した、前記第１電流目標値、又は、前記第１コンバータの出力電流の大きさに応じて導出される第１補正値を、前記外部装置から受信し、
    　受信した前記第１補正値を記憶部に記憶し、
    　前記第２コンバータのみを動作させた状態で、前記出力電圧と前記電圧目標値との誤差から第２電流目標値を生成し、
    　前記第２コンバータのみを動作させた状態で、前記第２コンバータの出力電流の大きさを検出し、
    　前記第２電流目標値、又は、前記第２コンバータの出力電流の大きさを外部装置へ送信し、
    　送信した、前記第２電流目標値、又は、前記第２コンバータの出力電流の大きさに応じて導出される第２補正値を、前記外部装置から受信し、
    　受信した前記第２補正値を記憶部に記憶し、
    　前記第１制御部がＰＷＭ制御時に用いる、出力電流の大きさ又は電流目標値を、前記第１補正値で補正し、
    　前記第２制御部がＰＷＭ制御時に用いる、出力電流の大きさ又は電流目標値を、前記第２補正値で補正する、
    　誤差補正方法。
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