JP2007142832A - 軟判定値補正方法，受信装置，プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な手法により受信信号の振幅が過大又は過小である場合に生じる特性劣化を軽減する軟判定値補正方法、及びその方法を適用した受信装置、プログラムを提供する。【解決手段】受信装置２０では、ＡＤ変換器２５がサンプリングしたデータｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]に基づき、レベル検出器２８が、ＯＦＤＭシンボル毎に、データｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]のいずれかがＡＤ変換器２５の出力レンジの最大値にクリップされた回数をカウントした過大評価値Ｃｃ[ｌ]、及びデータｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]の両方が過小閾値ａ_s より小さかった回数をカウントした過小評価値Ｃｓ[ｌ]を求める。そして、重み制御部２９は、軟判定値ｗ_l,m,n に対し，過大評価値Ｃｃ[ｌ]が過大判定値ｔｈｃ以上であれば、重み係数γｃを、過小評価値Ｃｓ[ｌ]が過小判定値ｔｈｓ以上であれば、重み係数γｓを乗じることで軟判定値ｗ_l,m,n を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、誤り訂正符号の復号に使用する軟判定値の補正方法、及びその補正方法を適用した受信装置、プログラムに関する。

従来より、無線通信では、送受信機間の伝搬路での信号の減衰が大きく、また、伝搬路の特性変動が大きいため、受信装置に自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器を設けて、受信信号を後段の信号処理回路に適した振幅に制御することや、伝送符号としてデータの誤りを訂正可能な誤り訂正符号を用いることが行われている。

特に、誤り訂正符号として畳み込み符号を用い、ビタビ復号により最尤復号する方式は、誤り訂正能力が大きく各方面で用いられている。
また、ビタビ復号では、受信系列から、符号器の状態遷移を推定し、最も確からしい（最尤）状態遷移を選んで送信された情報系列を推定する。このとき、状態遷移の確からしさを数量的に表すための尤度として、受信符号と候補符号とのハミング距離を用いるのが一般的である。そして、尤度を求める際に、受信符号を０，１の２値で表す硬判定と、受信信号の振幅に応じた多値で表す軟判定とが知られており、近年では、より誤り訂正能力の高い軟判定の採用が増えている。以下では、軟判定において尤度を表す値を軟判定値とよぶものとする。

ところで、この種の受信装置では、受信信号をＡＤ変換器にてサンプリングし、そのサンプリング値を用いて信号処理を行うようにされており、このＡＤ変換器への入力信号の振幅が適切な大きさでない場合（例えば、何等かの理由でＡＧＣ増幅器のゲイン制御が適切に行われていない場合等）には、ＡＤ変換器の非線形性に基づく特性劣化が生じることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。

即ち、ＡＤ変換器は、図３の変換特性に示すように、連続的なアナログ信号を離散的なデジタルデータに変換し、また、入力フルスケールレンジを超える信号は、デジタルデータの最大値又は最小値にクリップするという特性を有する。そして、ＡＤ変換器の入力信号の振幅が過小である場合には、ＡＤ変換器の入力フルスケールレンジの一部しか使用されず、入力信号に対する有効ビット数（分解能）が十分に確保されないため、ＡＤ変換データが大きな量子化誤差を含むことになり、逆に、ＡＤ変換器の入力信号の振幅が過大である場合には、ＡＤ変換器の入力フルスケールレンジを超えた信号がクリッピングされ波形歪みを生じさせることになり、いずれの場合も特性劣化が生じるのである。

また、近年、無線通信の大容量化が進んでおり、大容量通信を実現する代表的な伝送方式の一つとして直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）が知られている。
このＯＦＤＭでは、周波数の異なる多数のサブキャリアのそれぞれに情報を乗せ、それらを多重化して伝送する。このため、各サブキャリアの信号を合成してなる伝送信号（マルチキャリア信号という）は、各サブキャリアの信号の位相が一致した時に非常に大きな振幅（ピーク電力）を持つことになり、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）の大きな信号となる。

このため、ＯＦＤＭを採用した受信装置にＡＧＣ増幅器が設けられている場合、一般的に用いられるシングルキャリア信号の場合と比較して、ＡＧＣ増幅器のゲイン（ひいてはＡＤ変換器への入力信号の振幅）が適切に制御されない可能性が高くなり、その結果、上述したＡＤ変換器の非線形性に基づく特性劣化が生じる可能性も高くなる。

これに対して、受信信号の瞬時受信振幅を検出し、誤り訂正復号に用いる軟判定値に、受信信号の瞬時受信振幅に依存した重み係数を乗じることで軟判定値を補正し、この補正した軟判定値を用いて復号を行う受信装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
Manabu Sawada, Hiraku Okada, Takaya Yamazato, Masaaki Katayama著、「Influence of the Nonlinearity of the ADC in an OFDM Receiver」，10th International Workshop 2005予稿集,Hamburg 、2005.8、p220〜p224 特開平５−３１５９７７号公報

しかし、この特許文献１に記載の従来装置では、瞬時受信振幅が小さいときは、一律に受信信号の信頼度が低い（誤りを含む可能性が高い）ものとして、状態遷移の尤度が低い軟判定値が得られるように重み係数を設定している。このため、例えば、単に振幅が小さいだけでノイズの影響を殆ど受けていない場合や、ＡＧＣ増幅器のゲイン制御が適当に行われていないことにより過小振幅となっている場合にも、その受信信号の信頼度が低いと判断されてしまい、適切に増幅されてさえいれば正しい情報を抽出可能な受信信号が、有効利用されていないという問題があった。

また、上述したように過小振幅時だけでなく過大振幅時にも特性劣化が生じるが、従来装置では、過小振幅にのみ対処しており、過大振幅に対処することができないという問題もあった。

更に、従来装置では、瞬時受信振幅に従って重み係数を設定するため、偶然に左右され易く、ノイズの影響を受けるなどした不適切な重み係数が設定され易いという問題もあった。

本発明は、上記問題点を解決するために、簡易な手法により受信信号の振幅が過大又は過小である場合に生じる特性劣化を軽減する軟判定値補正方法、及びその方法を適用した受信装置、プログラムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた第一発明の軟判定値補正方法は、誤り訂正符号にて符号化され、1ビットまたは複数ビットを１シンボルで表すように変調された受信信号を復調し、誤り訂正符号の復号に使用する軟判定値を生成する復調手段とを備えた受信装置に適用される。

そして、補正手順では、復調手段にて生成された軟判定値に予め設定された重み係数を乗じることで、この軟判定値を補正する。
また、振幅評価手順では、予め設定された測定時間毎に、この測定時間の間に受信レベル検出手段にて繰り返し検出される受信レベルに基づいて受信信号の振幅を評価し、重み係数設定手順では、補正手順による補正後の軟判定値が予め設定された適正振幅範囲に対する特性に近づくように、振幅評価手順での評価結果に従って重み係数をシンボル単位で可変設定する。

従って、本発明の軟判定値補正方法によれば、受信信号の振幅が過小又は過大であることに基づく特性劣化を抑制することができる。
また、本発明の軟判定値補正方法によれば、測定時間の間に繰り返し検出される受信レベルに基づいて受信信号の振幅を評価し、その評価結果に従って重み係数を設定するようにされている。このため、瞬時受信振幅に従って重み係数を設定する従来装置と比較して、ノイズ等による瞬時的な異常値の影響を抑制することができる。その結果、信頼度の高い重み係数を設定することができ、ひいては精度の高い軟判定値を得ることができる。

なお、本発明では、重み係数をシンボル単位で可変設定するため、受信信号の振幅を評価するための受信レベルの検出に要する測定時間は、１シンボル期間に等しい長さに設定されていることが望ましい。

但し、１シンボル期間が、受信信号の振幅の評価を十分な精度で行うために最低限必要な時間（以下、必要評価時間という）より長い場合は、これより短くてもよい。逆に、１シンボル期間が、必要評価時間より短い場合、測定時間はその整数倍に設定されていることが望ましい。

次に、第二発明の受信装置では、受信レベル検出手段が、誤り訂正符号にて符号化され、1ビットまたは複数ビットを１シンボルで表すように変調された受信信号の受信レベルを検出し、復調手段が、その受信信号を復調し、誤り訂正符号の復号に使用する軟判定値を生成し、補正手段が、復調手段にて生成された軟判定値に予め設定された重み係数を乗じることで軟判定値を補正する。なお、この補正された軟判定値が、誤り訂正復号に使用される。

また、本発明の受信装置では、振幅評価手段が、予め設定された測定時間毎に、測定時間の間に受信信号の振幅を評価し、重み係数設定手段が、補正手段による補正後の軟判定値が予め設定された適正振幅範囲に近づくように、振幅評価手段での評価結果に従って重み係数を前記シンボル単位で可変設定する。

つまり、本発明の受信装置は、第一発明の軟判定値補正方法を実現する装置であり、従って、この方法を実施した場合に得られる効果と同様の効果を得ることができる。
ところで、振幅評価手段は、例えば、前記測定時間の間に検出される受信レベルが、予め設定された過大閾値を上回る割合を第１評価値、該過大閾値より小さな値に設定された過小閾値を下回る割合を第２評価値として求めるように構成することができる。この場合、重み係数設定手段は、第１評価値が予め設定された過大判定値以上である場合の重み係数値と、第２評価値が予め設定された過小判定値以下である場合の重み係数を予め設定しておき，乗じる重み係数とすればよい。

また、振幅評価手段は、例えば、測定時間内での受信レベルの平均値を第３評価値として求めるように構成することができる。この場合、重み係数設定手段は、第３評価値に基づき、受信レベルと重み係数との対応関係を予め規定した対応テーブルに従って、重み係数を設定するように構成すればよい。

このように構成された本発明の受信装置によれば、軟判定値をより細かく補正することができ、軟判定値に基づく誤り訂正復号の精度をより向上させることができる。
次に、本発明の受信装置では、復調手段として、例えば、Ｍ（Ｍは２以上の整数）本のサブキャリアを使用して直交周波数多重（ＯＦＤＭ）された受信信号を復調するものを用いてもよい。

このような復調手段を有する本発明の受信装置では、ピーク電力対平均電力比（ＰＡＰＲ）が大きいＯＦＤＭされた受信信号、即ち、信号レベルが過小又は過大となる可能性が高い信号を扱うため、軟判定値の補正による特性改善効果がより顕著なものとなる。

また、本発明の受信装置では、復調手段として、例えば、２^N （Ｎは正整数）値直交振幅変調（ＱＡＭ）または２^N 値位相変調（ＰＳＫ）された受信信号を復調するものや、これら２ⁿ 値ＱＡＭや２^N 値ＰＳＫで一次変調され、且つＯＦＤＭされた受信信号を復調するものを用いてもよい。

更に、本発明の受信装置は、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器を介して供給される受信信号をもとに復調するように構成されていてもよい。
この場合、測定時間を、ＡＧＣ増幅器において増幅後の信号レベルの平均値を求める回路の時定数より十分に短く設定することにより、ＡＧＣ増幅器の制御遅延に基づくゲイン制御の不適合を確実に補償することができる。

また、本発明の受信装置において、振幅評価手段は、復調手段での復調に必要なサンプル数のＰ倍（Ｐは２以上の整数）のサンプルレートで振幅を評価するように構成されていることが望ましい。

この場合、受信信号の復調や受信信号の振幅の評価をより高精度に行うことができる。
なお、本発明の受信装置は、補正手段にて補正された軟判定値をデインタリーブするデインターリーブ手段を備えていてもよい。

誤り訂正符号をインターリーブすることにより、伝送路中で生じるバースト誤りに対する耐性を向上させることができる。
ところで、上記軟判定値補正方法は、この方法を構成する各手順をコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現してもよい。

この場合、プログラムは、コンピュータが読み取り可能な記録媒体に記憶され、その記録媒体から必要に応じてコンピュータシステムにロードされるものであってもよいし、ネットワークを介してコンピュータシステムにロードされるものであってもよい。また、記録媒体は、持ち運び可能なものであってもよいし、コンピュータシステムに組み込まれたものであってもよい。

以下に、本発明の実施形態を図面と共に説明する。
図１は、本発明が適用された通信システムを構成する送信装置及び受信装置の概略構成を示すブロック図である。

図１に示すように、送信装置１０は、送信ビット列を、誤り訂正符号（ここでは畳み込み符号）に符号化するエンコーダ１１と、エンコーダ１１から出力される符号列の順番の並べ替え（インターリーブ処理）をするインターリーバ１２と、インターリーバ１２の出力をＮビット毎に２^N ＱＡＭのシンボル点にマッピングするマッパ１３と、マッパ１３の出力（以下、一次変調シンボルという）ｄを、後述する直交周波数多重（ＯＦＤＭ）に使用するＭ（Ｍは２以上の整数）本のサブキャリアに対応させて、逆ＦＦＴ変換を実行することによりＯＦＤＭシンボル（以下、二次変調シンボルともいう）のＩ成分及びＱ成分を表す二つのデータ列を生成するＯＦＤＭ変調器１４と、ＯＦＤＭ変調器１４が生成した二つのデータ列をそれぞれデジタル−アナログ変換することによりＩ成分及びＱ成分を表す二つのベースバンド信号を生成するＤＡ変換器１５と、ＤＡ変換器１５が生成した二つのベースバンド信号を混合して送信信号を生成する直交変調器１６と、直交変調器１６が生成した送信信号を、予め設定された周波数帯の信号にアップコンバートし、送信アンテナＡＳを介して送信するＲＦ送信部１７とを備えている。

一方、受信装置２０は、受信アンテナＡＲを介して送信装置１０から送信された信号を受信して信号処理に適した周波帯の信号にダウンコンバートするＲＦ受信部２１と、ＲＦ受信部２１の出力から不要な周波数成分を除去するフィルタ２２と、フィルタ２２が出力する受信信号を、平均電力が予め設定された目標値に一致するようにゲイン（利得）を自動的に調整しながら増幅する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器２３と、ＡＧＣ増幅器２３にて増幅された受信信号から、Ｉ成分及びＱ成分を表す二つのベースバンド信号を生成する直交復調器２４と、直交復調器２４が生成した二つのベースバンド信号をそれぞれサンプリングして、Ｉ成分及びＱ成分を表す二つのデータ列を生成するＡＤ変換器２５とを備えている。

また、受信装置２０は、ＡＤ変換器２５が生成した二つのデータ列を、ＦＦＴ変換することにより、Ｍ本のサブキャリアに対応させた一次変調シンボルに復調するＯＦＤＭ復調器２６と、ＯＦＤＭ復調器２６にて復調された一次変調シンボルに基づいてｎビットの軟判定値を生成するデマッパ２７と、ＡＤ変換器２５が生成した二つのデータ列に基づいて、受信信号の受信レベルを評価する評価値を生成するレベル検出器２８と、レベル検出器２８が生成した評価値に基づいて重み係数を設定し、その重み係数をデマッパ２７が生成する軟判定値のそれぞれに乗じることにより、補正された軟判定値からなる符号列を生成する重み制御部２９と、重み制御部２９が生成した符号列の順番を元の順番に並べ替えるデインターリーバ３０と、デインターリーバ３０の出力に基づいて最尤復号を行って受信ビット列を生成するビタビ復号器３１とを備えている。

なお、本実施形態において、送信装置１０のエンコーダ１１，インターリーバ１２，マッパ１３，ＯＦＤＭ変調器１４、および受信装置２０のＯＦＤＭ復調器２６，デマッパ２７，レベル検出器２８，重み制御部２９，デインターリーバ３０，ビタビ復号器３１は、マイクロコンピュータが予め用意されたプログラムに従って実行する処理として実現されている。

また、インターリーバ１２及びデインターリーバ３０は、ＯＦＤＭシンボルにまたがるインターリーブ，デインタリーブを実行するように構成されている。
ここで、ＴがＯＦＤＭシンボルのシンボル時間、ｐ(ｔ)が（１）式で定義されるパルス波形、ｄ_l,m がｌ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｍ（ｍ＝−Ｍ／２，−(Ｍ／２)＋１，…，(Ｍ／２)−１）番目のサブキャリアに対する一次変調シンボルであるとすると、送信装置１０が送信する送信信号Ｓｓ(ｔ)は、（２）式で表される。

また、ｈ(τ)が送信装置１０と受信装置２０との間の伝搬路のインパルス応答、ｆ(τ)がフィルタ２２のインパルス応答（理想矩形フィルタ）、ｎ(ｔ)が伝搬路で付加されフィルタ２２で帯域制限されたノイズ（平均０，分散σ_k ²のランダム変数）であるとすると、フィルタ２２で帯域制限された受信信号Ｓｒ(ｔ)は、（３）式で表される。但し、伝搬路で付加されるノイズは、両側スペクトル密度がＮ０／２の白色ガウスノイズであるものとする。

なお、式中の記号＊は、畳み込み演算を示す。
また、ＡＧＣ増幅器２３のゲインをｇ(ｔ)とすると、ＡＧＣ増幅器２３で増幅された受信信号Ｓｃ(ｔ)は、（４）式で表される。

この増幅された受信信号Ｓｃ(ｔ)を直交復調器２４にて直交復調することにより生成されたＩ成分を表すベースバンド信号をＲｅ[Ｓｃ(ｔ)]、Ｑ成分を表すベースバンド信号をＩｍ[Ｓｃ(ｔ)]、ＡＤ変換器２５でのサンプリング間隔をＴｓとすると、ＡＤ変換器２５がベースバンド信号Ｒｅ[Ｓｃ(ｔ)]をサンプリングしたｋ番目のデータｒ^I _q[ｋ]は（５）式、ベースバンド信号Ｉｍ[Ｓｃ(ｔ)]をサンプリングしたｋ番目のデータｒ^Q _q[ｋ]は（６）式で表される。

なお、ｑ(ｘ)は、ＡＤ変換器２５の入出力特性を表す関数であり、（７）式で定義され図３に示すグラフで表される特性を有する。

これらベースバンド信号をサンプリングしたデータ列に基づいてＯＦＤＭ復調器２６が復調したｌ番目のＯＦＤＭシンボルにおけるｍ番目のサブキャリアに対応した一次変調シンボルをｄ＾_m,l として、デマッパ２７では、この一次変調シンボルｄ＾_m,l に含まれるｎ番目のビットの軟判定値ｗ_l,m,n を、次式に従って算出する。

（９）式において、Ａは各サブキャリア毎に、その振幅から設定される閾値である。
但し、（８）式は、一次変調シンボルの生成（サブキャリアの変調）に、ＱＰＳＫ（Ｎ＝２の場合）を用いた場合（図４（ａ）参照）、（９）式は、１６ＱＡＭ（Ｎ＝４の場合）を用いた場合（図４（ｂ）参照）であり、他の場合（Ｎ＝２，４以外の場合）は、これらの式から容易に類推可能である。また、軟判定値の算出方法は、上記式に限るものではなく、公知であるいずれの方法を用いても良い。

ここで、図２は、レベル検出器２８の構成を表すブロック図である。
図２に示すように、レベル検出器２８は、ＡＤ変換器２５で生成されたＩ成分を表すデータｒ^I _q[ｋ]が、ＡＤ変換器２５の出力レンジの最大値にクリップされている（過大閾値に達している）か否かを検出するクリッピング検出回路４１と、同様に、ＡＤ変換器２５で生成されたＱ成分を表すデータｒ^Q _q[ｋ]が、ＡＤ変換器２５の出力レンジの最大値にクリップされているか否かを検出するクリッピング検出回路４２と、両クリッピング検出回路４１，４２のうち、少なくとも一方にてクリップされていることが検出された場合にパルス信号を出力するマージ回路４３と、マージ回路４３が出力するパルス信号を、各ＯＦＤＭシンボル単位毎にカウントし、そのカウント値を過大評価値Ｃｃ[ｌ]として出力するカウンタ４４とを備えている。

また、レベル検出器２８は、データｒ^I _q[ｋ]と予め設定された過小閾値ａ_s とを比較する比較器４５と、データｒ^Q _q[ｋ]と過小閾値ａ_s とを比較する比較器４６と、両比較器４５，４６のいずれもがデータの方が過小閾値ａ_s より小さいと判定した場合に、パルス信号を出力するマージ回路４７と、マージ回路４７が出力するパルス信号を、各ＯＦＤＭシンボル単位毎にカウントし、そのカウント値を過小評価値Ｃｓ[ｌ]として出力するカウンタ４８とを備えている。

つまり、ＡＤ変換器２５でのＯＦＤＭシンボル１個（シンボル時間Ｔ）当たりのサンプル数をＫｓ（＝Ｔ／Ｔｓ）とすると、マージ回路４３の出力ｅ_c [ｋ]は（１０）式、マージ回路４７の出力ｅ_s [ｋ]は（１１）式で表される。

但し、データｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]は、ＡＤ変換器２５の出力レンジの最大値が１となるように正規化されているものとする。また、サンプル数Ｋｓは、ＯＦＤＭ復調器２６の処理（ＦＦＴ）で最低限必要となるサンプル数のＰ（Ｐは２以上の正整数）倍に設定されている。つまり、ＡＤ変換器２５は、いわゆるオーバーサンプリングを行うように設定されている。

また、カウンタ４４の出力である過大評価値Ｃｃ[ｌ]は（１２）式、カウンタ４８の出力である過小評価値Ｃｓ[ｌ]は（１３）式で表される。

次に、重み制御部２９は、ｌ番目のＯＦＤＭシンボルから生成された全ての軟判定値ｗ_l,m,n に対して、（１４）式に示す処理を行う。

つまり、レベル検出器２８で生成された過大評価値Ｃｃ[ｌ]が、予め設定された過大判定値ｔｈｃ以上である場合には、デマッパ２７で生成された軟判定値ｗ_l,m,n に重み係数γｃを乗じることで補正された軟判定値ｖ_l,m,n とする。また、レベル検出器２８で生成された過小評価値Ｃｓ[ｌ]が、予め設定された過小判定値ｔｈｓ以上である場合には、デマッパ２７で生成された軟判定値ｗ_l,m,n に重み係数γｓを乗じることで補正された軟判定値ｖ_l,m,n とする。また、これら以外の場合は、デマッパ２７で生成された軟判定値ｗ_l,m,n をそのまま補正された軟判定値ｖ_l,m,n とする。

なお、判定値ｔｈｃ，ｔｈｓ、重み係数γｃ，γｓは、実験に基づいて設定される定数である。また、γｃ＝γｓ＝１の場合が、軟判定値の補正を行わない従来装置に相当する。

この補正された軟判定値ｖ_l,m,n は、デインターリーバ３０にてデインターリーブされた後、ビタビ復号器３１に入力され、受信ビット列に復号される。
ここで、本実施形態の通信システムの有効性を評価するために、受信ビット誤り率（ＢＥＲ）特性を計算機シミュレーションにより算出した結果を示す。

シミュレーションの条件としては、インターリーバ１２，デインターリーバ３０におけるインターリーブサイズを５、マッパ１３，デマッパ２７で用いる変復調形式をＱＰＳＫ（＝２² ＱＡＭ）、サブキャリア数をＮ＝６４、ＡＤ変換器２５におけるＯＦＤＭシンボル当たりのサンプル数をＫｓ＝２５６（４倍のオーバーサンプリング）、量子化ビット数を８、送信情報１ビットのエネルギーに対する雑音電力密度比をＥｂ／Ｎ０＝６ｄＢ、伝搬路の特性をｈ(τ)＝１、シンボル同期は理想的な状態にあるものとした。

まず、図５は、ＡＧＣ増幅器２３のゲインを固定ゲイン（ｇ(ｔ)＝α）として、ゲインαに対するＢＥＲ特性を求めた結果を表すグラフである。
図５からは、ＡＤ変換器２５の入力が過大になるゲインαの値が大きな領域と、ＡＤ変換器２５の入力が過小になるゲインαの値が小さな領域において特性劣化が見られ、これらの間に、特性の良好な最適領域（α＝０．１近傍を中心とした１０ｄＢ程度の範囲）が存在することがわかる。

つまり、ＡＧＣ増幅器２３のゲイン制御が何等かの理由で適当に行われず、最適領域から外れた場合に、ＡＤ変換器２５への入力が過大又は過小となって特性劣化が発生する。なお、ゲイン制御が最適領域から外れる原因としては、伝搬路特性の急激な変化に伴って最適領域が大きく変化した場合や、振幅の大きな又は小さな信号が一時的に集中して入力された場合等が考えられる。

図６は、ＡＧＣ増幅器２３のゲインがＯＦＤＭシンボル（時間Ｔ）単位でランダムに変動する様子を模擬したものであり、ＡＧＣ増幅器２３のゲインｇ(ｔ)が、確率１−Ｐｅでｇ(ｔ)＝β、確率Ｐｅでｇ(ｔ)＝Ｒｐ×βとなることを示す。

そして、図７は、β＝０．１、Ｐｅ＝０．５、Ｒｐ＝１０とし、即ち、ＡＧＣ増幅器２３において過大振幅（ｇ(ｔ)＝１）の制御ミスが１／２の確率で発生するとした場合のＢＥＲ特性を、重み計数γｃ，過大判定値ｔｈｃをパラメータとして示したものである。

また、図８は、β＝０．１、Ｒｐ＝０．１、過小判定が理想的であるとし、即ち、ＡＧＣ増幅器２３において過小振幅（ｇ(ｔ)＝０．０１）の制御ミスがＰｅの確率で発生するとした場合に，過小となるシンボルが既知であった場合のＢＥＲ特性を、確率Ｐｅ，重み係数γｓをパラメータとして示したものである。

なお、上述したように、図７のグラフ中でγｃ＝１の場合、及び図８のグラフ中でγｓ＝１の場合は、重み制御を行わない従来装置の特性に相当する。
図７からは、適切に過大判定値ｔｈｃ及び重み係数γｃを選択すれば、受信装置２０のＢＥＲ特性が従来装置と比較して大幅に改善されることがわかる。但し、過大判定値ｔｈｃを大きくし過ぎた場合（ここではｔｈｃ≧Ｋｓ×３／４）には、特性改善の効果が見られなくなる。

図８からは、制御ミスが発生する確率Ｐｅによらず、受信装置２０のＢＥＲ特性が従来装置と比較して改善されることがわかる。
なお，上記シミュレーションのようにサブキャリア変調としてＱＰＳＫを用いた場合、（８）式に従って設定される軟判定値ｗ_l,m,n に対する重み係数を、過大時の重み係数γcは０より大きく１より小さな値に、過小時の重み係数γsは１より大きな値とすることで特性が改善することがわかる。

つまり、振幅が過大または過小である場合でも、重み係数γｃ，γｓを適切な値に設定することにより、ベースバンド信号の振幅が過小又は過大であることに基づく特性劣化を軽減することができる。

また、本実施形態の通信システムでは、重み計数γｃ，γｓの設定に用いる評価値Ｃｃ[ｌ]，Ｃｓ[ｌ]を、ＯＦＤＭシンボル時間Ｔの間に繰り返し検出されるベースバンド信号のサンプリング値ｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]に基づいて設定するようにされている。

このため、瞬時受信振幅に従って重み係数を設定する場合と比較して、ノイズ等による瞬時的な異常値の影響を抑制することができる。その結果、信頼度の高い重み係数を設定することができ、ひいては精度の高い軟判定値を得ることができる。

また、本実施形態の通信システムは、ＡＧＣ増幅器２３にて制御ミスを起こしている（ゲイン制御が適切に行われていない）場合でも、後段の重み制御部２９においてその制御ミスが補償されるため、ＡＧＣ増幅器２３の制御精度に対する要求精度を緩和したり、システム全体としてのＡＧＣ追従範囲を広げることができる。

逆に言えば、受信装置２０の受信信号の振幅変動範囲が重み係数の制御で補償できる範囲内であれば、ＡＧＣ増幅器２３を省略した簡易な構成にしても、品質の良い受信を行うことができる。
［他の実施形態］
以上本発明の位置実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において様々な態様にて実施することが可能である。

例えば、上記実施形態では、評価値Ｃｃ[ｌ]，Ｃｓ[ｌ]に対する判定値ｔｈｃ，ｔｈｓを一つずつ設定し、重み計数γｃ，γｓが単一の値を持つように構成したが、これら判定値を複数設定して、重み計数γｃ，γｓも複数の値を持つように構成してもよい。

また、上記実施形態では、レベル検出器２８は、ＯＦＤＭシンボル単位で個々のデータｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]が過大レベルまたは過小レベルであった回数を評価値Ｃｃ[ｌ]，Ｃｓ[ｌ]として求め、重み制御部２９は、これら評価値Ｃｃ[ｌ]，Ｃｓ[ｌ]が予め設定された判定値ｔｈｃ，ｔｈｓより大きい場合に、重み係数γｃ，γｓを軟判定値ｗｌ，ｍ，ｎに乗じるように構成したが、例えば、図９（ａ）に示すように、レベル検出器２８は、ＯＦＤＭシンボル単位でデータの平均振幅を算出し、重み制御部２９は、図９（ｂ）に示すように、信号レベル（平均振幅）Ｉｘ（ｘ＝１，２，…）とそのレベルに対応した重み計数γｘとを対応させたテーブルを予め用意しておき、このテーブルに従って重み計数γｘを設定するように構成してもよい。

また、上記実施形態では、ＯＦＤＭにより伝送を行う場合について示したが、ＯＦＤＭを用いることなく伝送を行ってもよい。この場合、図１０に示すように、送信装置１０ａは、マッパ１３にて生成された一次変調シンボル（ここでは２^N ＱＡＭシンボル）を、ＯＦＤＭ変調器１４の代わりに設けたフィルタ５４にて波形整形後に、ＤＡ変換器１５に供給するように構成する。

また、受信装置２０ａは、ＡＤ変換器２５でサンプリングされたデータｒ^I _q[ｋ]，ｒ^Q _q[ｋ]を、ＯＦＤＭ復調器２６の代わりに設けられたＱＡＭ復調器５６にて復調し、このＱＡＭ復調器５６の出力をデマッパ２７に供給するように構成する。

但し、受信装置２０ａでは、重み計数を変化させる単位を、ＯＦＤＭシンボル単位でなく、予め設定された時間間隔Ｔcount単位で行えばよい。
また、送信装置１０ａのインターリーバ１２及び受信装置２０ａのデインターリーバ３０は、予め設定された時間間隔Ｔint 単位で、その時間間隔Ｔint に含まれるビットに対するインターリーブまたはデインターリーブ処理を行えばよい。

上記実施形態では、レベル検出器２８は、ＡＤ変換器２５の出力を用いているが、ＡＤ変換器２５より前段のアナログ信号の信号レベルを検出するように構成してもよい。
上記実施形態において、振幅評価手段は振幅過大時には，（１０）及び（１２）式に示すようにシンボル内に含まれるクリップ数をもとに評価したが、（１５）及び（１６）式に示すように、シンボル内に含まれる予め決められた値ａlを上回る振幅値を持つサンプル数をもとに評価するように構成してもよい。

上記実施形態では、２^N ＱＡＭで変調するように構成したが、これに限るものではなく、２^N ＰＳＫ等で変調するように構成してもよい。

実施形態の通信システムを構成する送信装置及び受信装置のブロック図。 レベル検出器の構成を表すブロック図。 ＡＤ変換器の特性を表すグラフ。 ＱＰＳＫ及び１６ＱＡＭのシンボル点を表す説明図。 増幅率に対するＢＥＲ特性のシミュレーション結果を表すグラフ。 ＡＧＣ増幅器の制御を模擬したモデルを表す説明図。 振幅過大時のシミュレーション結果を示すグラフ。 振幅過小時のシミュレーション結果を示すグラフ。 レベル検出器の他の構成例、及び重み計数の設定に用いるテーブルを表す説明図。 送信装置及び受信装置の他の構成例を示すブロック図。

符号の説明

１０，１０ａ…送信装置、１１…エンコーダ、１２…インターリーバ、１３…マッパ、１４…ＯＦＤＭ変調器、１５…ＤＡ変換器、１６…直交変調器、１７…ＲＦ送信部、２０，２０ａ…受信装置、２１…ＲＦ受信部、２２，５４…フィルタ、２３…ＡＧＣ増幅器、２４…直交復調器、２５…ＡＤ変換器、２６…ＯＦＤＭ復調器、２７…デマッパ、２８…レベル検出器、２９…重み制御部、３０…デインターリーバ、３１…ビタビ復号器、４１，４２…クリッピング検出回路、４３，４７…マージ回路、４４，４８…カウンタ、４５，４６…比較器、５６…ＱＡＭ復調器、ＡＲ…受信アンテナ、ＡＳ…送信アンテナ。

Claims (10)

1. 誤り訂正符号にて符号化され、1ビットまたは複数ビットを１シンボルで表すように変調された受信信号を復調し、誤り訂正符号の復号に使用する軟判定値を生成する復調手段とを備えた受信装置において、前記復調手段が生成した軟判定値を補正する軟判定値補正方法であって、
   前記復調手段にて生成された軟判定値に予め設定された重み係数を乗じることで、該軟判定値を補正する補正手順と、
   予め設定された測定時間毎に、前記受信信号の振幅を評価する振幅評価手順と、
   前記補正手順による補正後の軟判定値が予め設定された適正振幅範囲に近づくように、前記振幅評価手順での評価結果に従って前記重み係数を前記シンボル単位で可変設定する重み係数設定手順と、
   を備えることを特徴とする軟判定値補正方法。
2. 誤り訂正符号にて符号化され、1ビットまたは複数ビットを１シンボルで表すように変調された受信信号を復調し、誤り訂正符号の復号に使用する軟判定値を生成する復調手段と、
   を備えた受信装置において、
   前記復調手段にて生成された軟判定値に予め設定された重み係数を乗じることで、該軟判定値を補正する補正手段と、
   予め設定された測定時間毎に、前記受信信号の振幅を評価する振幅評価手段と、
   前記補正手段による補正後の軟判定値が予め設定された適正振幅範囲に近づくように、前記振幅評価手段での評価結果に従って前記重み係数を前記シンボル単位で可変設定する重み係数設定手段と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
3. 前記振幅評価手段は、
   前記測定時間の間に検出される受信レベルが、予め設定された過大閾値を上回る割合を第１評価値、該過大閾値より小さな値に設定された過小閾値を下回る割合を第２評価値として求め、
   前記重み係数設定手段は、
   前記第１評価値が予め設定された過大判定値以上である場合に、過大判定時のための重み係数を用い、前記第２評価値が予め設定された過小判定値以下である場合に、過小判定時のための重み係数を設定すること
   を特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記振幅評価手段は、
   前記測定時間内での受信レベルの平均値を第３評価値として求め、
   前記重み係数設定手段は、
   前記第３評価値に基づき、受信レベルと重み係数との対応関係を予め規定した対応テーブルに従って、前記重み係数を設定することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
5. 前記復調手段は、Ｍ（Ｍは２以上の整数）本のサブキャリアを使用して直交周波数多重された受信信号を復調することを特徴とする請求項２ないし請求項４のいずれかに記載の受信装置。
6. 前記復調手段は、２^N （Ｎは正整数）値直交振幅変調または２^N 値位相変調された受信信号を復調することを特徴とする請求項２ないし請求項５のいずれかに記載の受信装置。
7. 前記受信信号は、自動利得制御増幅器を介して供給される受信信号であることを特徴とする請求項２ないし請求項６のいずれかに記載の受信装置。
8. 前記振幅評価手段は、前記復調手段での復調に必要なサンプル数のＰ倍（Ｐは２以上の整数）のサンプルレートで評価することを特徴とする請求項２ないし請求項７のいずれかに記載の受信装置。
9. 前記補正手段にて補正された軟判定値をデインタリーブするデインターリーブ手段を備えることを特徴とする請求項２ないし請求項８のいずれかに記載の受信装置。
10. 請求項１に記載の軟判定値補正方法を構成する各手順をコンピュータに実行させるためのプログラム。

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