WO2012051848A1

WO2012051848A1 - 多径信道下的信号检测方法及装置

Info

Publication number: WO2012051848A1
Application number: PCT/CN2011/073920
Authority: WO
Inventors: 严妙奇; 张玉杰
Original assignee: 中兴通讯股份有限公司
Priority date: 2010-10-21
Filing date: 2011-05-11
Publication date: 2012-04-26
Also published as: CN102457453B; CN102457453A

Abstract

本发明公开了一种多径信道下的信号检测方法及装置。其中，该方法包括：利用信道估计值和基带频域的接收信号，根据最大后验概率准则获取所述接收信号的似然距离；取所述似然距离与所述信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息；以一个调制编码块为单位，对所述软信息进行统一的移位定标后，截取高n位，输入给定点化的比特译码器，其中，n为所述比特译码器包含符号位的输入参数的比特数。通过本发明，可以降低定点化软解调器输出的软信息的误码率。

Description

多径信道下的信号检测方法及装置技术领域本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种多径信道下的信号检测方法及装置。背景技术调制解调技术分为模拟调制解调和数字调制解调。模拟调制技术为信号的频域搬移，可以用相千解调和非相千解调的方法对调制信号进行信号还原。数字调制为应用信号检测的原理，对发射信号进行便于接收端检测的设计，数字调制信号可以用一定的信号检测的原则对信号做检测还原。其中，数字解调技术分为硬解调和软解调两种方法。硬解调就是居接收信号和最大后验概率准则对发射星座实施直接判决的方法。软判决是根据接收信号和最大后验概率准则提取星座的后验概率比，即似然比。在很多情况下，计算似然比的过程比较复杂，在不影响精度的条件下，一般取似然比的指数部分作为似然比的近似，即似然距离。在实际应用中，对似然距离还可故进一步的近似，只要保证近似的映射关系是单调的。原理上，系统模型可表示为:

"服从（0, N。²)的高斯分布， ^s表示该 Bit的信源（ 1代表 1 , - 1代表 0 ), 表一次实际的接收信号的釆样， H代表信道增益， P代表 s取该值的概率。数字软解调器的输出为某一个 Bit的似然比，可以表示为:

LLR

W代表接收信号可能的值， P代表的是条件概率。由于似然比是接收信号的单调函数，所以，实际上，解调 -的输出是取似然比的近似值，即似然距离，由 S/来表示，则：

\r - H r - (- )

SI = ln(JJR) = ^ LLR ( 3 )

2N 将式（ 1 ) 代入式（3 ) 得:

任何调制方案，对于一个 Bit来说，都可以将其分为该 Bit取 0的星座的集合，表示为集合 A, 和该 Bit取 1的星座的集合，表示为集合 B。分别取集合 A和集合 B中距离接收信号最近的两个星座，作为可能的发射符号，那系统就又可以用上述的系统模型近似了。以图 1所示的 16Qam为例，其中方框内的星座表示该 Bit为 0的星座集合，方框外的表示该 Bit为 1 的星座集合，代表一次实际的接收信号的釆样，选取两个集合中距离最近的星座（即图中的带填充的两个星座点）来求取似然距离。考虑一个带宽为 B的无线信道，假定带宽很大，那么在信号经过这个信道进行传输的时候，将会因为多径效应导致衰落，此时，在时域上一个作为源激励的冲击脉冲通过这个信道，将会产生一个具有 q个多径响应的时域响应，如图 2所示。这个多径响应将会导致在信道的频域谱上出现严重的频率选择性衰落，如图 3所示。由此可知，在一个宽频带上通信，可能会由于多径效应出现严重的频率选择性衰落，导致信噪比在整个频段上不均勾，为了对抗这种频率选择性衰落，相关技术中釆用多载波技术。在发送端对原有的高速串行数据利用多个载波进行并行的低速发送，以期增加每一个载波上的传输符号的时域长度，相应的降低了每个符号作需要的带宽，从而，使得在整个频段上显得非常严重的频率选择性衰落响应在单个子载波上变得不是很严重了，如图 4所示。当载波数目分割的足够多时，载波的宽度将会很小，此时，可以将单个载波上的频域响应看成是一个复常量，如图 5所示。其中，图 5中的频域衰落可以表为：

Η(ω) = α(ω)β-^]θ(ω) 在上述公式中，可以将幅度响应看成是常量，即而将相位响应也近似看成是常量，即 ^» ，因 jt匕有：

通过将信道划为各个子信道的方法，在每一个子载波上得到了一个平坦衰落的频域模型。上述方法解决了子信道自身的频率选择性衰落的问题，但是对于一个统一编码的调制编码块可能包含有多个子载波，每一个子载波可能分布在频域任何一个位置，这些子载波经过的衰落各不一样，其信噪比也不一样。由于定点化的软解调器输出的有效位是有限的（跟定点化译码器一致，为 η ), 对于一个调制编码块中衰落较小的子载波的软信息（这些软信息包含大量的冗余信息）将占用过多的有效比特位，对于衰落较大的子载波的软信息，由于没有足够的有效位来表示而被损失，从而使系统的误码率不能跟随信噪比的提升而降低。发明内容本发明的主要目的在于提供一种多径信道下的信号检测方法及装置，以至少解决上述系统的误码率不能跟随信噪比的提升而降低的问题。根据本发明的一个方面，提供了一种多径信道下的信号检测方法，包括：利用信道估计值和基带频域的接收信号，根据最大后验概率准则获取所述接收信号的似然距离；取所述似然距离与所述信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息；以一个调制编码块为单位，对所述软信息进行统一的移位定标后，截取高 η位，输入给定点化的比特译码器，其中， η为所述比特译码器包含符号位的输入参数的比特数。利用所述信道估计值和所述接收信号，根据最大后验概率准则获取所述似然距离包括：利用先验信息估计所述接收信号使用的载波的信道响应，得到所述信道估计值；根据所述信道估计值和所算得到

所述接收信号的每个比特的似然距离 SI：

其中 r为所述接收信号，为信道增益, 。为噪声功率。在取所述似然距离与所述信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息之前，所述方法还包括：根据一个调制编码块的信道估计值对信道进行信道特征估计，确定所述调制编码块所经历的信道为多径信道。确定所述调制编码块所经历的信道为多径信道包括：获取所述调制编码块在各个载波的信道估计；获取每一个载波的信道估计与所述平均值的差的模平方^⁷ '），

, = ι，2，―.， N表示载波序号， _N为当前的载波总数；对^⁷ '）累加求平均，得到多径特征参数，判断所述多径特征参数是否超过预设的多径门限，如果是，则确定所述调制编码块所经历的信道为多径信道。如果确定所述调制编码块所经历的信道不是多径信道，所述方法还包括：以一个调制编码块为单位，对所述似然距离进行统一的移位定标后，截取高 η 位，输入给定点化的比特译码器，其中， η为所述比特译码器调制编码的比特数。所述 η = 8。根据本发明的另一方面，提供了一种多径信道下的信号检测装置，包括：获取模块，设置为利用信道估计值和基带在频域的接收信号，根据最大后验概率准则获取所述接收信号的似然距离；计算模块，设置为取所述似然距离与所述信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息；定标模块，设置为以一个调制编码块为单位，对所述软信息进行统一的移位定标；输出模块，设置为截取经所述定标模块移位定标后的软信息的高 η位，输出给定点化的比特译码器，其中， η为所述比特译码器包含符合号位的输入参数的比特数。所述获取模块包括：估计子模块，设置为利用先验信息估计所述接收信号使用的载波的信道响应，得到所述信道估计值；计算子模块，设置为所述信道估计值和所算得到所述接收信号的每个比特的似

然距离

其中，为所述接收信号，为信道增益， ^V。为噪声功率。所述装置还包括：判断模块，设置为根据一个调制编码块的信道估计值对信道进行信道特征估计，确定所述调制编码块所经历的信道是否为多径信道，如果是，触发所述计算模块，如果不是，触发所述定标模块。 n = 8。通过本发明，在检测信号时，取似然距离与信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息，从而解决了现有技术中系统的误码率不能跟随信噪比的提升而降低的问题，进而降低了定点化软解调器输出的软信息的误码率。附图说明此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：图 1是根据相关技术的 16QAM中的星座集合示意图；图 2是相关技术中冲击脉冲产生多径响应的示意图；图 3是相关技术中多径响应导致频率选择性衰落的示意图；图 4是多载波技术中的频率选择性衰落的示意图；图 5是多载波技术中单个载波上的频域响应的示意图；图 6是根据本发明实施例的多径信道下的信号检测方法的流程图；图 7是根据本发明优选实施例的信号检测的流程图；图 8是居本发明实施例的多径信道下的信号检测装置的结构示意图；图 9是居本发明优选实施例中获取模块的结构示意图；图 10 是才艮据本发明优选实施例的多径信道下的信号检测装置的结构示意图。具体实施方式下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。在对本发明实施例提供的技术方案进行说明之前，先对本发明实施例的技术方案的提出进行说明。在高信噪比条件下，支设某个调制编码块刚好包括了皿和 ^ 的频点, 将这两个频点表示为 AO, Al。那么这两个频点的似然距离可表示为：

和

H„

lOlog >2Qdb

2N_n ²

再假设信噪比足够大那么归一化后的软信息可表示为:

SI— = 1

(8)

(9) 在频率选择性衰落信道中，提高发射端的发射功率，可以同时提高 ^皿和

'= κ

但是不能改变 ll^ 。由此可见，当信噪比足够大时，软解调器的输出软信息的质量由夬定，提高发射端的发射功率，也不能改变输出软信息的质量。支定有另一个信道， =11^皿|| , 它也有两个频点，一个频点受到

"。(G，N。²)的噪声千扰，另一个频点收到" !dN!²), 将这两个频点表示为 _B0, B1

N²

K

并且有则这两个频点的软信息可表示为

和

H„ H„

lOlog >20db 10 log >2Qdb

2N 2N²

再^ _设信噪比足够大则归一化后的软信息可表示为：

SI 1

(13)

(14) 由此可见， Al和 B0有相同的信道增益，且受到相同的噪声千扰，但是各自的软信息却相差很大；相反 A1和 B1具相同的信道增益，但是受到不同的噪声千扰，但各自的软信息却一致。这时，信道 A的软信息跟信道 B的软信息是一样的，也就是说信道 A的高信号功率，没有带来软信息的质量的提升。图 6是根据本发明实施例的多径信道下的信号检测方法的流程图，该方法应用在定点化软调制器中，如图 6所示，该方法主要包括以下步骤：步骤 S602, 利用信道估计值和基带频域的接收信号，根据最大后验概率准则获取所述接收信号的似然距离；例如，可以首先利用先验信息估计当前的各个载波的信道响应，得到信道估计值，然后根据各个载波的信道估计值和接收信号，利用上述公式（3 ), 计算定点化软调制器输出的各个比特的似然距离 SI： r -H\\ \\r - {-H

SI =

2No 2 其中，为所述接收信号，为信道增益， N。为噪声功率。可以通过以下步骤得到接收信号的各个 Bit的上述似然距离：步骤 1 , 对星座的所有的 Bit进行轮询，将所有的星座点分成两个集合，集合 A表示该 Bit取 0的星座集合，集合 B表示该 Bit取 1的星座集合；步骤 2, 根据星座结构，按照下述公式求取接收信号到每一个星座点的距离，将这些距离按照他的星座所属的集合也可以分成两个集合，分别有和

^DB表示;

||r -Hs||² , 其中， r表示接收信号， ^表示信道估计， s表示星座点，星座的可能值由调制方式和协议规定。步骤 3 , 找出集合/) ^和 D_s中的最小距离 min Z^ )和 min(D_s )；步骤 4, 将上述的两个最小距离 minOD 和 minO¾)相减，即得到似然距离。步骤 S604, 取步骤 S602中获得的似然距离与所述信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息；优选地，在本发明实施例中，只有对多径信道才执行步骤 S604 的操作，因此，在步骤 S604之前，该方法还可以包括：根据一个调制编码块的信道估计值（即步骤 S602 中的信道估计值）对信道进行信道特征估计，确定所述调制编码块所经历的信道为多径信道。例如，可以通过以下步骤判断所述调制编码块所经历的信道是否为多径信道：步骤 1 , 获取该调制编码块在各个载波的信道估计的平均值^ 步骤 2 , 获取每一个载波的信道估计与上述平均值的差的模平方 σ²( )， a²(i) = - H_avgf , / = 1, 2, .....， N表示载波序号， Ν为当前的载波总数；步骤 3 , 对 σ²( )累加求平均，得到多径特征参数，判断该多径特征参数是否超过预设的多径门限，如果是，则确定该调制编码块所经历的信道为多径信道。如果判断调制编码块所经历的信道不是多径信道，则直接取计算得到的似然距离作为软信息。步 4聚 S606 , 以一个调制编码块为单位，对软信息进行统一的移位定标后，截取高 η位，作为输出的软信息，输入给定点化的比特译码器，其中， η为所述比特译码器包含符号位的输入参数的比特数。优选地， η = 8。在实际应用中， η与软解调器输出的有效位相同。通过本发明实施例提供的上述方法，可以保证软信息的 Bit位的充分利用，即在一个调制编码块中，至少有一个数据的最高位是有效位，从而保证了定点化软调制器输出的软信息的准确性，降低了误码率。图 7是根据本发明优选实施例的信号检测的流程图，如图 7所示，在该优选实施例中，定点化软解调器对信号进行检测主要包括以下步骤：步骤 S701 , 利用先验信息估计各个载波的信道响应，称为信道估计；步骤 S702 , 根据信道估计、接收信号和公式（3 ) 求取接收信号的每一个 Bit的似、然巨离；例如，可以通过以下步 4聚载波聚每个 Bit的似然 3巨离：步骤 1 , 对该星座的所有的 Bit进行轮询，将所有的星座点分成两个集合，集合 A表示该 Bit取 0的星座集合，集合 B表示该 Bit取 1的星座集合；步骤 2 , 根据星座结构，求取接收信号到每一个星座点的距离，将这些距离按照他的星座所属的集合也可以分成两个集合，分别有 /^和 D_B表示；步骤 3 , 找出集合/) ^和 D_s中的最小距离 min Z^ )和 min(D_s )；步骤 4, 将上述的两个最小距离 minOD 和 minO¾)相减，即得到似然距离；步骤 S703 ,根据一个调制编码块的信道估计对信道进行信道特征估计，判断该调制编码块所经历的信道是否为多径信道，若是，则进入步骤 S704, 若不是，取各个 Bit的似然距离作为软信息，进入步骤 S705; 例如，可以通过以下步骤判断该调制编码块所经历的信道是否为多径信道：步骤 1 , 求取整个调制编码块的信道估计的平均值 II ；步骤 2 , 求取每一个载波的信道估计跟平均信道估计的差的模平方， cr²( ) = |H( ) _H_flVg『， = 1,2, ..... N表示载波序号；步骤 3 , 对^⁷ ）累加求平均，作为多径特征参数，当多径特征参数大于预设的多径门限时，输出 1 , 指示经历的信道为多径信道，当多径特征参数不大于预设的多径门限时，输出 0, 指示经历的信道不是多径信道，在实际应用中，可以才艮据测试结果设置上述预设的多径门限。需要说明的是，虽然上述例举了一种判断调制编码块所经历的信道是否为多径信道方法，但并不限于此，在实际应用中，也可以釆用其它方法进行判断，例如，通过对各个信道做相关计算判断。步骤 S704, 对似然距离除以信道估计的模平方的开根号 ^I II ；步骤 S705 , 对软信息以一个调制编码块为单位，进行统一定标，以保证软信息的 Bit位的充分利用，即一个调制编码块中，至少有一个数据的最高位是有效位，然后截取高 8Bit, 完成一个调制编码块的软信息计算后，将结果送给译码器译码。图 8是居本发明实施例的多径信道下的信号检测装置的结构示意图，该装置位于定点化软调制器中，如图 8所示，该装置包括获取模块 10, 计算模块 20 , 定标模块 30 , 输出模块 40。下面对其进行说明。获取模块 10 , 设置为利用信道估计值和基带在频域的接收信号，根据最大后验概率准则获取所述接收信号的似然距离；计算模块 20, 设置为取所述似然距离与所述信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息；定标模块 30 , 设置为以一个调制编码块为单位，对所述软信息进行统一的移位定标；输出模块 40 , 设置为截取经所述定标模块移位定标后的软信息的高 n位，输出给定点化的比特译码器，其中， n为所述比特译码器包含符号位的输入参数的比特数。在本发明实施例的一个优选实施方式中， n = 8。如图 9所示，在本发明实施例的另一个优选实施方式中，获取模块 10可以包括估计子模块 100, 计算子模块 102 , 其中，估计子模块 100, 设置为利用先验信息估计所述接收信号使用的载波的信道响应，得到所述信道估计值；计算子模块 102 , 设置为所述信道估计值和所述接收信号，按照下面公式计算得到所述接收信号的每个比特的似然距离 SI： r - H\\ \\r - {-H

SI =

2No 2 其中，为所述接收信号，为信道增益， N。为噪声功率。在本发明实施例的又一个优选实施方式中，如图 10 所示，该装置还可以包括判断模块 50, 其中，判断模块 50, 设置为根据一个调制编码块的信道估计值对信道进行信道特征估计，确定所述调制编码块所经历的信道是否为多径信道，如果是，触发所述计算模块，如果不是，触发所述定标模块。例如，判断模块 50可以先求取整个调制编码块的信道估计的平均值^。 _w；然后求取每一个载波的信道估计跟平均信道估计的差的模平方， a²(i) = - H_avg , = 1,2, ..... N表示载波序号；再对 ^σ2(^ζ')累加求平均，作为多径特征参数，当多径特征参数大于预设的多径门限时，输出 1 , 指示经历的信道为多径信道，当多径特征参数不大于预设的多径门限时，输出 0 , 指示经历的信道不是多径信道。从以上的描述中，可以看出，在本发明实施例中，针对多径信道和定点化软解调器的特点，通过对信道的多径特性进行测量，根据测量的结果选择合适的软信息近似算法，提高软解调器的输出性能，达到提升系统检测性能的目的。并且，本发明实施例兼顾多径信道和平坦信道，减少系统对信道的依赖性，同时提升系统在深度频率选择性衰落信道中的检测性能，方法简单、灵活，实用性强。显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的 ^"神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

权利要求书

1. 一种多径信道下的信号检测方法，包括:

利用信道估计值和基带频域的接收信号，根据最大后验概率准则获取所述接收信号的似然距离；

取所述似然距离与所述信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息；

以一个调制编码块为单位，对所述软信息进行统一的移位定标后，截取高 n位，输入给定点化的比特译码器，其中， n为所述比特译码器包含符号位的输入参数的比特数。

2. 根据权利要求 1所述的方法，其中，利用所述信道估计值和所述接收信号，根据最大后验概率准则获取所述似然距离包括：

利用先验信息估计所述接收信号使用的载波的信道响应，得到所述信道估计值；

根据所述信道估计值和所述接收信号，按照下面公式计算得到所述接收信号的每个比特的似然距离 SI r - H\\ \\r - {-H

SI =

2No 2 其中，为所述接收信号，为信道增益， N。为噪声功率。

3. 才艮据权利要求 1所述的方法，其中，在取所述似然距离与所述信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息之前，所述方法还包括：根据一个调制编码块的信道估计值对信道进行信道特征估计，确定所述调制编码块所经历的信道为多径信道。

4. 根据权利要求 3所述的方法，其中，确定所述调制编码块所经历的信道为多径信道包括：

获取所述调制编码块在各个载波的信道估计的平均值 H 获取每一个载波的信道估计与所述平均值的差的模平方 σ²(ί) , c ²(/) = ||H(/) - H_flVg||² , / = 1, 2, .....， N表示载波序号， Ν为当前的载波总数；对 σ²( )累加求平均，得到多径特征参数，判断所述多径特征参数是否超过预设的多径门限，如果是，则确定所述调制编码块所经历的信道为多径信道。

5. 根据权利要求 3或 4所述的方法，其中，如果确定所述调制编码块所经历的信道不是多径信道，所述方法还包括：

以一个调制编码块为单位，对所述似然距离进行统一的移位定标后，截取高 η位，输入给定点化的比特译码器，其中， η为所述比特译码器调制编码的比特数。

6. 根据权利要求 1至 4中任一项所述的方法，其中，所述 η = 8。

7. 一种多径信道下的信号检测装置，包括：

获取模块，设置为利用信道估计值和基带在频域的接收信号，根据最大后验概率准则获取所述接收信号的似然距离；

计算模块，设置为取所述似然距离与所述信道估计的模平方的开根号的结果之商作为软信息；

定标模块，设置为以一个调制编码块为单位，对所述软信息进行统一的移位定标；

输出模块，设置为截取经所述定标模块移位定标后的软信息的高 η 位，输出给定点化的比特译码器，其中， η 为所述比特译码器包含符合号位的输入参数的比特数。

8. 根据权利要求 7所述的装置，其中，所述获取模块包括：

估计子模块，设置为利用先验信息估计所述接收信号使用的载波的信道响应，得到所述信道估计值；

计算子模块，设置为所述信道估计值和所述接收信号，按照下面公式计算得到所述接收信号的每个比特的似然距离 SI：

其中，为所述接收信号，为信道增益， N。为噪声功率。

9. 根据权利要求 7或 8所述的装置，其中，所述装置还包括：

判断模块，设置为根据一个调制编码块的信道估计值对信道进行信道特征估计，确定所述调制编码块所经历的信道是否为多径信道，如果是，触发所述计算模块，如果不是，触发所述定标模块。

10. 根据权利要求 7或 8所述的装置，其中，所述 n = 8。