JP2006331235A - 電圧変換回路および電子機器 - Google Patents
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Abstract
【課題】 スタンバイモード時に、これに適した所定電圧を出力しつつ、差動増幅器に必要な定常電流を削減して電圧変換回路の低消費電力化を図る。
【解決手段】 基準電圧発生回路1と、基準電圧発生回路の出力を増幅する差動増幅器2と、出力電圧端子VOUTに接続された負荷を駆動する負荷駆動用のトランジスタ3とを備えた電圧変換回路20において、出力電圧端子VOUTと電源電圧間および、出力電圧端子VOUTと接地電圧間にそれぞれ抵抗R3、R4をそれぞれ挿入して、通常動作時にはトランジスタ3からの駆動電圧を出力電圧端子VOUTから出力させ、スタンバイモード時には、トランジスタ3からの駆動電圧に代えて、抵抗R3とR4の抵抗比に応じた電圧を出力電圧端子VOUTから出力させる。
【選択図】 図1
【解決手段】 基準電圧発生回路1と、基準電圧発生回路の出力を増幅する差動増幅器2と、出力電圧端子VOUTに接続された負荷を駆動する負荷駆動用のトランジスタ3とを備えた電圧変換回路20において、出力電圧端子VOUTと電源電圧間および、出力電圧端子VOUTと接地電圧間にそれぞれ抵抗R3、R4をそれぞれ挿入して、通常動作時にはトランジスタ3からの駆動電圧を出力電圧端子VOUTから出力させ、スタンバイモード時には、トランジスタ3からの駆動電圧に代えて、抵抗R3とR4の抵抗比に応じた電圧を出力電圧端子VOUTから出力させる。
【選択図】 図1
Description
本発明は、電源から与えられた電圧を所定電圧に変換する電圧変換回路および、これを用いた携帯電話装置などの電子機器に関する。
従来、この種の電圧変換回路は、メモリ回路やロジック回路などを有する集積回路において、これらの内部回路を駆動する駆動電圧を生成するために用いられている。このような電圧変換回路は、電源電圧から基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、基準電圧発生回路の出力を増幅する差動増幅器と、この差動増幅器の出力が入力されて負荷を駆動する負荷駆動回路とを備えている。このような電圧変換回路が特許文献1に提案されており、これを図4を用いて説明する。
図4は、特許文献1に開示されている従来の電圧変換回路の要部構成例を示す回路図である。
図4において、従来の電圧変換回路100は、高負荷用電圧変換部110と低負荷用電圧変換部120とを備えている。
高負荷用電圧変換回路部110は、基準電圧発生回路111と、この基準電圧発生回路111の出力端が一方の入力端子(−)に接続された差動増幅器112と、この差動増幅器112の出力端が制御端子に接続され、一方の駆動端子が電源電圧Vcc側に接続され、他方の駆動端子が差動増幅器112の他方の入力端子(+)に接続されたNchMOSトランジスタからなる高負荷用の負荷駆動回路113とを有している。
低負荷用電圧変換回路部120は、基準電圧発生回路121と、この基準電圧発生回路121の出力端が一方の入力端子(−)に接続された差動増幅器122と、この差動増幅器122の出力端が制御端子に接続され、一方の駆動端子が電源電圧Vcc側に接続され、他方の駆動端子が差動増幅器122の他方の入力端子(+)に接続されたNchMOSトランジスタからなる高負荷用の負荷駆動回路123とを有している。
各高負荷用電圧変換部110および低負荷用電圧変換部120はそれぞれ、負荷の状態により能力が調整されており、差動増幅器112および122の制御端子に供給される制御信号φA1およびφA2によって活性/非活性が制御されるようになっている。
特許第2734551号公報
しかしながら、上記従来の電圧変換回路100では、携帯電話機などに用いられた場合に、スタンバイモード時において内部回路が動作していないようなときでも、差動増幅器112および122に定常電流が流れることになり、無駄に電力を消費することになる。
これらの差動増幅器112および122のようなアナログ回路では、上記定常電流は比較的大きく、スタンバイモードにおける低消費電力化を図る上で課題となっている。
例えばロジック回路とメモリ回路が内蔵された集積回路において、上記電圧変換回路100を使用する場合、スタンバイモード時においてメモリ回路のメモリ内容を保持しておくだけでよいような場合には、一般に、メモリ回路の保持電圧は駆動電圧よりも低い電圧でよい。しかしながら、このような場合でも、上記電圧変換回路100の差動増幅器112および122により比較的大きな定常電流が消費されるため、上記集積回路の低消費電力化の上で課題となっていた。
特に、電池駆動の携帯電話装置などでは、メモリ回路やロジック回路と上記電圧変換回路とが使用されており、電池寿命の点でも待機時間における低消費電力化が重要な課題であった。
本発明は、上記従来の問題を解決するもので、スタンバイモード時に、これに適した所定電圧を出力しつつ、差動増幅器の定常電流を削減して低消費電力化を図ることができる電圧変換回路および、これを用いた携帯電話装置などの電子機器を提供することを目的とする。
本発明の電圧変換回路は、電源電圧から基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、該基準電圧発生手段からの出力電圧を増幅する増幅手段とを備え、該増幅手段の出力電圧を用いて出力電圧端子から通常の電圧変換出力を出力可能とする電圧変換回路において、該出力電圧端子と該電源電圧の出力端間および、該出力電圧端子と接地電圧の出力端間にそれぞれ各抵抗がそれぞれ挿入されており、該通常の電圧変換出力を該出力電圧端子から出力させることと、該増幅手段の駆動に代えて、該各抵抗の抵抗比に応じた電圧を該出力電圧端子から出力させることを、該出力電圧端子に接続された負荷に応じて切り替える切り替え手段を有し、そのことにより上記目的が達成される。
また、好ましくは、本発明の電圧変換回路において、前記増幅手段の出力電圧を用いて駆動電圧を前記通常の電圧変換出力として該出力電圧端子から出力することにより、前記出力電圧端子に接続された負荷を駆動可能とする負荷駆動手段を更に有する。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路において、前記増幅手段の一方の入力端に前記基準電圧発生手段の出力端が接続されており、前記負荷駆動手段の出力側と接地電圧間に直列に接続された二つの抵抗の接続部が他方の入力端に接続されて利得設定手段が構成されている。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、前記負荷の大小に応じて切り替える。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、通常動作時には前記通常の電圧変換出力を前記出力電圧端子から出力させ、該通常動作時よりも負荷が小さいスタンバイモード時には前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を該出力電圧端子から出力させるように切り替える。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記増幅手段をオフ状態とする第1遮断手段を有する。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における増幅手段は、前記第1遮断手段として、一方電圧レベルが供給されたときにオフ状態とするための制御端子を有しており、前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該増幅手段の制御端子に該一方電圧レベルが供給される。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における増幅手段は、前記第1遮断手段として、一方電圧レベルが供給されたときにオフ状態とするための制御端子を有しており、前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該増幅手段の制御端子に該一方電圧レベルが供給される。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、前記通常の電圧変換出力を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記各抵抗に流れる電流を遮断する第2遮断手段を有する。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、前記通常の電圧変換出力を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記各抵抗に流れる電流を遮断する第2遮断手段を有する。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、前記負荷駆動手段からの駆動電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記各抵抗に流れる電流を遮断する第2遮断手段を有する。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における第2遮断手段は、前記電源電圧の出力端と前記各抵抗のうちの一方の抵抗との間に設けられた第1スイッチング手段と、前記接地電圧の出力端と該各抵抗のうちの他方の抵抗との間に設けられた第2スイッチング手段とを有する。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における第1スイッチング手段はPchMOSトランジスタで構成され、前記第2スイッチング手段は、前記接地電圧の出力端と前記他方の抵抗間に設けられたNchMOSトランジスタと、該NchMOSトランジスタの制御端子に出力端が接続されたインバータ手段とを有し、前記通常の電圧変換出力を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記各抵抗に流れる電流を遮断するように、該PchMOSトランジスタの制御端子と該インバータ手段の入力端とに一方電圧レベルが供給される。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記基準電圧発生手段をオフ状態とする第3遮断手段を有する。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における基準電圧発生手段は、前記第3遮断手段として、一方電圧レベルが供給されたときにオフ状態とするための制御端子を有しており、
前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該制御端子に該一方電圧レベルが供給される。
前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該制御端子に該一方電圧レベルが供給される。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記負荷駆動手段をオフ状態とする第4遮断手段を有する。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における負荷駆動手段は第3スイッチング手段で構成され、前記第4遮断手段は、前記電源電圧と該第3スイッチング手段の制御端子との間に設けられた第4スイッチング手段を有し、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該第3スイッチング手段をオフ状態とするように、該第4スイッチング手段の制御端子に所定電圧レベルが供給される。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における第3スイッチング手段はPchMOSトランジスタからなり、前記第4スイッチング手段はPchMOSトランジスタからなり、該第3スイッチング手段をオフ状態とするように、該第4スイッチング手段の制御端子に他方電圧レベルが供給される。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記増幅手段の利得設定手段に流れる電流を遮断する第5遮断手段を有する。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における第5遮断手段は、前記接地電圧の出力端と前記利得設定手段間に設けられた第5スイッチング手段と、該第5スイッチング手段の制御端子に出力端が接続されたインバータ手段と、該インバータ手段の入力端に出力端が接続されたNAND手段とを有し、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該利得設定手段の抵抗に流れる電流を遮断するように、該NAND手段の両入力端に所定電圧レベルが供給される。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における第5スイッチング手段はNchMOSトランジスタからなり、前記利得設定手段の各抵抗に流れる電流を遮断するように、前記NAND手段の両入力端に他方電圧レベルが供給される。
さらに、好ましくは、本発明の電圧変換回路における切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を出力電圧端子から出力させる場合に、前記第2遮断手段により該各抵抗に電流を導通させる。
本発明の電子機器は、本発明の上記電圧変換回路で変換された所定電圧を用いて駆動し、そのことにより上記目的が達成される。
上記構成により、以下、本発明の作用を説明する。
本発明の電圧変換回路は、出力電圧端子と電源電圧の出力端間および、出力電圧端子と接地電圧の出力端間にそれぞれ各抵抗がそれぞれ挿入されており、切り替え手段が、通常の電圧変換出力を出力電圧端子から出力させることと、増幅手段の駆動による通常の電圧変換出力に代えて、その各抵抗の抵抗比に応じた所定電圧を出力電圧端子から出力させることを、出力電圧端子に接続された負荷に応じて切り替えるようにしている。これによって、例えば、ロジック回路とメモリ回路が内蔵された集積回路において本発明の電圧変換回路を用いる場合などに、回路動作やメモリ動作を行う通常動作時には、基準電圧発生手段の出力を増幅手段の駆動により増幅させて駆動電圧として出力させる。また、スタンバイモード時には、その各抵抗の抵抗比に応じた所定電圧を出力しつつ、増幅手段の定常電流を削減して低消費電力化を図ることが可能となる。
このスタンバイモード時において、内部回路が停止してメモリ回路へのアクセスがないような場合には、増幅手段を動作させる必要がないためこれをオフ状態として、増幅手段に必要な定常電流分を削減して低消費電力化が可能となる。また、電源電圧−接地電圧間に挿入される抵抗比を適宜設定することによって、RAMなどのメモリ回路のデータを保持するための通常電圧よりも比較的に低い所定電圧を出力させることが可能となる。
以上により、本発明によれば、特に、スタンバイモード時において、内部回路が停止して例えばメモリ回路へのアクセスがないような場合などに、増幅手段の駆動による通常の電圧変換出力に代えて、電源電圧−接地電圧間に挿入された抵抗比に応じた所定電圧を出力電圧端子から出力させることによって、スタンバイモード時などの負荷が通常動作時よりも小さいときに適した所定電圧を出力しつつ、増幅手段に必要な定常電流分を低減して、低消費電力化を図ることができる。
以下に、本発明の電圧変換回路の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
図1は、本発明の実施形態に係る電圧変換回路の要部構成例を示すブロック図である。
図1において、本実施形態の電圧変換回路20は、電源電圧から基準電圧を発生する基準電圧発生手段としての基準電圧発生回路1と、この基準電圧発生回路1の出力を増幅する増幅手段としての差動増幅器2と、この差動増幅器2の出力が制御端子に入力されて出力端子VOUTに接続された負荷を駆動する負荷駆動手段(負荷駆動回路;第3スイッチング手段)としてのPchMOSトランジスタ3とを備えている。
基準電圧発生回路1は、”H”レベルの電圧が供給されたときに”OFF”状態となるように設定されている。
差動増幅器2は、一方の入力端子(−)に基準電圧発生回路1からの出力端が接続され、PchMOSトランジスタ3の出力側と接地電圧GNDとの間に2つの抵抗R1およびR2が直列接続されてそれらの接続部が一方の入力端子(+)に接続されて利得設定手段が構成されている。この差動増幅器2によって、基準電圧発生回路1から出力される電圧が、抵抗R1とR2の抵抗比に応じて増幅されるようになっている。本実施形態において、作動増幅器2は、”H”レベルの電圧が供給されたときに”OFF”状態となるように設定されている。
また、電圧変換回路20は、出力端子VOUTと電源電圧Vcc間および、出力電圧端子VOUTと接地電圧GND間にそれぞれ抵抗R3およびR4がそれぞれ挿入されている。
さらに、電圧変換回路20は、出力電圧端子VOUTに接続された負荷(または負荷の大小)に応じて、基準電圧発生回路1の出力を差動増幅器2により増幅させてPchMOSトランジスタ3からの駆動電圧を出力電圧端子VOUTから出力させるか、または、差動増幅器2の駆動に代えて、電源電圧VOUTと接地電圧GND間に挿入されている抵抗R3とR4の抵抗比に応じた所定電圧を出力電圧端子VOUTから出力させるかを切り替える切り替え手段を有している。
この切り替え手段は、パワーダウン設定端子PD、電圧変換回路ON/OFF制御端子LDOおよびスタンバイモード設定端子SHDと、PchMOSトランジスタ4と、NAND回路5、インバータ回路6およびPchMOSトランジスタ7と、PchMOSトランジスタ8と、NchMOSトランジスタ9およびインバーター回路10とを有している。
例えば、切り替え手段は、パワーダウン設定端子PDによって、電源電圧Vccと接地電圧GND間に挿入されている抵抗R3とR4の抵抗比に応じた所定電圧を出力電圧端子VOUTから出力させる場合に、差動増幅器2を”OFF”状態(オフ状態)とする機能(第1遮断手段)を有している。即ち、差動増幅器2は、第1遮断手段として、一方電圧レベルとしての”H”レベルの電圧が供給されたときに”OFF”状態となるように設定されている。この場合、パワーダウン設定端子PDから、差動増幅器2の制御端子2aに”H”レベルの電圧を供給することによって、差動増幅器2を”OFF”状態とすることができる。
また、切り替え手段は、電源電圧Vccと一方の抵抗R3との間に設けられた第1スイッチング手段としてのPchMOSトランジスタ8と、接地電圧GNDと他方の抵抗R4との間に設けられた第2スイッチング手段としてのNchMOSトランジスタ9と、NchMOSトランジスタ10bおよびPchMOSトランジスタ10aからなり、NchMOSトランジスタ9の制御端子(ゲート)に出力端が接続されたインバータ回路10と、電圧変換回路ON/OFF制御端子LDOによって、PchMOSトランジスタ3からの駆動電圧を出力電圧端子Voutから出力させる場合に、抵抗R3およびR4に流れる電流を遮断する機能(第2遮断手段)を有している。この電圧変換回路ON/OFF制御端子LDOから、PchMOSトランジスタ8の制御端子とインバータ回路10の入力端に一方の電圧レベルとしての”H”レベルの電圧を供給することによって、抵抗R3およびR4に流れる電流を遮断することができる。
さらに、切り替え手段は、パワーダウン設定端子PDによって、電源電圧Vccと接地電圧GND間に挿入されている抵抗R3とR4の抵抗比に応じた電圧を出力電圧端子VOUTから出力させる場合に、基準電圧発生回路1を”OFF”状態とする機能(第3遮断手段)を有している。基準電圧発生回路1は、一方の電圧レベルとしての”H”レベルの電圧が供給されたときに”OFF”状態となるように設定されている。この場合、パワーダウン設定端子PDから、基準電圧発生回路1の制御端子1aに”H”レベルの電圧を供給することによって、基準電圧発生回路1を”OFF”状態とすることができる。
さらに、切り替え手段は、電源電圧VccとPchMOSトランジスタ3の制御端子との間に設けられた第4スイッチング手段としてのPchMOSトランジスタ4と、スタンバイモード設定端子SHDによって、電源電圧Vccと接地電圧GND間に挿入されている抵抗R3とR4の抵抗比に応じた所定電圧を出力電圧端子VOUTから出力させる場合に、PchMOSトランジスタ3を”OFF”状態とする機能(第4遮断手段)を有している。この場合、スタンバイモード設定端子SHDから、PchMOSトランジスタ4の制御端子に他方の電圧レベルとしての”L”レベルの電圧を供給することによって、PchMOSトランジスタ3を”OFF”状態とすることができる。
さらに、切り替え手段は、接地電圧GNDと利得設定手段の抵抗R2との間に設けられた第5スイッチング手段としてのNchMOSトランジスタ7と、このNchMOSトランジスタ7の制御端子に出力端が接続されたインバータ手段としてのインバータ回路6と、このインバータ回路6の入力端に出力端が接続されたNAND手段とそてのNAND回路5と、電圧変換回路ON/OFF制御端子LDOおよびスタンバイモード設定端子SHDによって、電源電圧Vccと接地電圧GND間に挿入されている抵抗R3とR4の抵抗比に応じた所定電圧を出力電圧端子VOUTから出力させる場合に、差動増幅器2の利得設定手段(抵抗R1とR2)に流れる電流を遮断する機能(第5遮断手段)を有している。この場合、電圧変換回路ON/OFF制御端子LDOおよびスタンバイモード設定端子SHDからNAND回路5の2つの入力端に他方の電圧レベルとしての”L”レベルの電圧を供給することによって、利得設定手段の抵抗R1とR2に流れる電流を遮断することができる。
本実施形態では、上記切り替え手段によって、通常動作時には負荷駆動回路であるPchMOSトランジスタ3からの駆動電圧を出力電圧端子VOUTから出力させ、また、スタンバイモード時には、差動増幅器2の駆動に代えて(少なくとも差動増幅器2をオフ状態にして)、電源電圧Vccと接地電圧GND間に挿入されている抵抗R3およびR4の抵抗比に応じた所定電圧を出力電圧端子VOUTから出力させるようにしている。
即ち、ここでは、切り替え手段は、各抵抗R3,R4の抵抗比に応じた電圧を出力端子VOUTから出力させる場合には、PchMOSトランジスタ8およびNchMOSトランジスタ9をオン状態にして各抵抗R3、R4に電流を流し、かつ基準電圧発生回路1および差動増幅器2をオフ状態、PchMOSトランジスタ3をPchMOSトランジスタ4によりオフ状態、各抵抗R1、R2に流れる電流をNchMOSトランジスタ7により遮断する。また、差動増幅器2の駆動によるPchMOSトランジスタ3からの駆動電圧(通常の電圧変換出力)を出力端子VOUTから出力させる場合には、基準電圧発生回路1および差動増幅器2をオン状態、PchMOSトランジスタ4をオフ状態にしてPchMOSトランジスタ3を駆動可能状態にし、NchMOSトランジスタ7をオン状態にして各抵抗R1、R2電流を流し、さらに、各抵抗R3、R4に流れる電流をPchMOSトランジスタ8およびNchMOSトランジスタ9により遮断している。
上記構成により、以下に、通常動作時とスタンバイ時の電圧変換回路20の動作について説明する。
図2および図3はそれぞれ、通常動作時とスタンバイ時におけるパワーダウン設定端子PD、電圧変換回路ON/OFF制御端子LDOおよびスタンバイモード設定端子SHDの各状態を示す図1との対応図である。
図2に示すように、回路動作やメモリー動作を行う通常動作時には、パワーダウン設定端子PD=“L”レベル、電圧変換回路ON/OFF制御端子LDO=“H”レベル、スタンバイモード設定端子SHD=“H”レベルに設定される。
これにより、PchMOSトランジスタ4が”OFF”状態、NchMOSトランジスタ7が”ON”状態、PchMOSトランジスタ8が”OFF”状態、NchMOSトランジスタ9が”OFF”状態となる。このとき、PchMOSトランジスタ8およびNchMOSトランジスタ9が”OFF”状態であるため、抵抗R3およびR4には電流が流れない。
ここで、出力電圧端子から出力される電圧VOUT=1.8V、基準電圧発生回路1から出力される電圧VREF=1.25Vとすると、抵抗R1およびR2は、差動増幅器2に入力される1.25Vが1.8Vになるように、下記式(1)により((R1+R2)/R2)が1.8/1.25=1.44倍となるよう適宜決定される。
VOUT=((R1+R2)/R2)×VREF・・・式(1)
負荷駆動回路であるPchMOSトランジスタ3は、差動増幅器2から出力された電圧が駆動端子であるゲートに入力され、単位電源電圧変換回路が構成されて、出力電圧端子VOUTから電圧が出力される。負荷駆動回路3は、出力電圧端子VOUTに接続される負荷の大きさによって、そのON抵抗が決定される。
負荷駆動回路であるPchMOSトランジスタ3は、差動増幅器2から出力された電圧が駆動端子であるゲートに入力され、単位電源電圧変換回路が構成されて、出力電圧端子VOUTから電圧が出力される。負荷駆動回路3は、出力電圧端子VOUTに接続される負荷の大きさによって、そのON抵抗が決定される。
図3に示すように、内部回路が停止されてメモリーへのアクセスが無いスタンバイモード時には、パワーダウン設定端子PD=“H”レベル、電圧変換回路ON/OFF制御端子LDO=“L”レベル、スタンバイモード設定端子SHD=“L”レベルに設定される。
これにより、PchMOSトランジスタ4が”ON”状態、NchMOSトランジスタ7が”OFF”状態、PchMOSトランジスタ8が”ON”状態、NchMOSトランジスタ9が”ON”状態となる。このとき、PchMOSトランジスタ4が”ON”状態であるため、PchMOSトランジスタ3は”OFF”状態となる。また、PchMOSトランジスタ7も”OFF”状態であるため、抵抗R1およびR2には電流が流れない。
さらに、パワーダウン設定端子PDが“H”レベルのときに基準電圧発生回路1と差動増幅器2が”OFF”状態となるように構成されているため、定常電流が必要とされず、基準電圧発生回路1と差動増幅器2による消費電力を無くすことが可能となる。
その結果、スタンバイモード時には、電源電圧Vccと接地電圧GND間に設けられた抵抗R3とR4の抵抗比で決定される電圧が出力電圧端子VOUTに出力される。
ここで、出力電圧端子から出力される電圧VOUT=1.8V、電源電圧Vcc=3.0Vとすると、抵抗R3およびR4は、下記式(2)により(R4/(R3+R4))が1.8/3.0=0.6倍となるよう適宜決定される。
VOUT=(R4/(R3+R4))×Vcc・・・式(2)
スタンバイモード時にRAMなどのメモリーのデータを保持するために必要な電流は微小であることから、抵抗R3とR4は大きな値で良く、抵抗を流れる電流を小さくすることができる。
スタンバイモード時にRAMなどのメモリーのデータを保持するために必要な電流は微小であることから、抵抗R3とR4は大きな値で良く、抵抗を流れる電流を小さくすることができる。
以上により、例えばロジック回路とメモリ回路が内蔵された集積回路を持つ携帯電話装置に、上記実施形態の電圧変換回路20を用いる場合に、回路動作やメモリ動作を行う通常動作時には、基準電圧発生回路1の出力を差動増幅器により増幅させて負荷駆動用のトランジスタ3からの駆動電圧を出力端子VOUTから出力させることができる。また、スタンバイモード時には、このトランジスタ3からの駆動電圧に代えて、電源電圧−接地電圧間に挿入された抵抗比に応じた所定電圧を出力端子VOUTから出力させることができる。
また、このスタンバイモード時において、内部回路が停止してメモリ回路へのアクセスがないような場合には、差動増幅器2を動作させる必要がないため、差動増幅器2に必要な定常電流分を低減させて低消費電力化が可能となる。また、電源電圧−接地電圧間に挿入される抵抗比を適宜設定することによって、RAMなどのメモリのデータを保持するための電圧を出力させることができる。
なお、切り替え手段の構成は、上記実施形態で説明したものに限られるものではなく、差動増幅器および負荷駆動回路からの電圧を出力電圧端子から出力させるか、または、電源電圧VOUTと接地電圧GND間に挿入されている抵抗比に応じた電圧を出力電圧端子から出力させるかを切り替え可能であれば、他の構成であってもよい。
例えば、上記実施形態では、負荷駆動手段としてのトランジスタ3や、差動増幅器2の利得設定手段としての抵抗R1,R2を用いた構成について説明したが、これに限らず、これらの少なくともいずれかを用いない場合にも本発明を適用することができる。
即ち、電源電圧から基準電圧を発生する基準電圧発生回路1と、この基準電圧発生回路1からの出力電圧を増幅する差動増幅器2とを備え、この差動増幅器2の出力電圧を用いて出力電圧端子VOUTから通常の電圧変換出力を出力可能とする電圧変換回路において、出力電圧端子VOUTと電源電圧の出力端間および、出力電圧端子VOUTと接地電圧の出力端間にそれぞれ各抵抗R3,R4がそれぞれ挿入され、その通常の電圧変換出力を出力電圧端子VOUTから出力させることと、差動増幅器2の駆動に代えて、各抵抗R3,R4の抵抗比に応じた所定電圧を出力電圧端子VOUTから出力させることを、出力電圧端子VOUTに接続された負荷の大小に応じて切り替える切り替え手段を有する。この切り替え手段は、前述したように、負荷駆動手段としてのトランジスタ3からの駆動電圧を出力電圧端子VOUTから出力させる場合に、各抵抗R3,R4に流れる電流を遮断する第2遮断手段を有している。
なお、上記実施形態では、増幅手段として差動増幅器2(差動増幅手段)を用いて説明したが、これに限らず、増幅回路(増幅器)の出力が、ハイインピーダンスもしくは開放となるような仕組みの増幅回路との組み合わせで本発明を実現することができる。
以上のように、本発明の好ましい実施形態を用いて本発明を例示してきたが、本発明は、この実施形態に限定して解釈されるべきものではない。本発明は、特許請求の範囲によってのみその範囲が解釈されるべきであることが理解される。当業者は、本発明の具体的な好ましい実施形態の記載から、本発明の記載および技術常識に基づいて等価な範囲を実施することができることが理解される。本明細書において引用した特許、特許出願および文献は、その内容自体が具体的に本明細書に記載されているのと同様にその内容が本明細書に対する参考として援用されるべきであることが理解される。
本発明は、メモリ回路やロジック回路などを有する集積回路で、これらの内部回路を負荷として駆動する所定の駆動電圧を生成するために用いられる電圧変換回路および、電池駆動が行われる携帯電話装置などに好適な携帯情報装置などの電子機器の分野において、スタンバイモード時に、通常の電圧変換出力の駆動に代えて、電源電圧−接地電圧間に挿入された抵抗比に応じた電圧を出力端子電圧から出力させることによって、スタンバイモード時に適した低い所定電圧を出力しつつ、差動増幅器に必要な定常電流分を削減して、低消費電力化を図ることができる。
1 基準電圧発生回路
2 差動増幅器
3,4,8,10a PchMOSトランジスタ
5 NAND回路(ナンド回路)
6、10 インバータ回路(インバータ手段)
7,9,10b NchMOSトランジスタ
20 電圧変換回路
R1,R2,R3,R4 抵抗
PD パワーダウン設定端子
LDO 電圧変換回路ON/OFF制御端子
HSD スタンバイモード設定端子
VOUT 出力端子(出力電圧端子)
Vcc 電源電圧
GND 接地電圧
VREF 基準電圧
2 差動増幅器
3,4,8,10a PchMOSトランジスタ
5 NAND回路(ナンド回路)
6、10 インバータ回路(インバータ手段)
7,9,10b NchMOSトランジスタ
20 電圧変換回路
R1,R2,R3,R4 抵抗
PD パワーダウン設定端子
LDO 電圧変換回路ON/OFF制御端子
HSD スタンバイモード設定端子
VOUT 出力端子(出力電圧端子)
Vcc 電源電圧
GND 接地電圧
VREF 基準電圧
Claims (21)
- 電源電圧から基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、該基準電圧発生手段からの出力電圧を増幅する増幅手段とを備え、該増幅手段の出力電圧を用いて出力電圧端子から通常の電圧変換出力を出力可能とする電圧変換回路において、
該出力電圧端子と該電源電圧の出力端間および、該出力電圧端子と接地電圧の出力端間にそれぞれ各抵抗がそれぞれ挿入されており、
該通常の電圧変換出力を該出力電圧端子から出力させることと、該増幅手段の駆動に代えて、該各抵抗の抵抗比に応じた電圧を該出力電圧端子から出力させることを、該出力電圧端子に接続された負荷に応じて切り替える切り替え手段を有する電圧変換回路。 - 前記増幅手段の出力電圧を用いて駆動電圧を前記通常の電圧変換出力として該出力電圧端子から出力することにより、前記出力電圧端子に接続された負荷を駆動可能とする負荷駆動手段を更に有する請求項1に記載の電圧変換回路。
- 前記増幅手段の一方の入力端に前記基準電圧発生手段の出力端が接続されており、前記負荷駆動手段の出力側と接地電圧間に直列に接続された二つの抵抗の接続部が他方の入力端に接続されて利得設定手段が構成されている請求項2に記載の電圧変換回路。
- 前記切り替え手段は、前記負荷の大小に応じて切り替える請求項1に記載の電圧変換回路。
- 前記切り替え手段は、通常動作時には前記通常の電圧変換出力を前記出力電圧端子から出力させ、該通常動作時よりも負荷が小さいスタンバイモード時には前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を該出力電圧端子から出力させるように切り替える請求項1または4に記載の電圧変換回路。
- 前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記増幅手段をオフ状態とする第1遮断手段を有する請求項1〜3のいずれかに記載の電圧変換回路。
- 前記増幅手段は、前記第1遮断手段として、一方電圧レベルが供給されたときにオフ状態とするための制御端子を有しており、
前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該増幅手段の制御端子に該一方電圧レベルが供給される請求項6に記載の電圧変換回路。 - 前記切り替え手段は、前記通常の電圧変換出力を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記各抵抗に流れる電流を遮断する第2遮断手段を有する請求項1または6に記載の電圧変換回路。
- 前記切り替え手段は、前記負荷駆動手段からの駆動電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記各抵抗に流れる電流を遮断する第2遮断手段を有する請求項2に記載の電圧変換回路。
- 前記第2遮断手段は、
前記電源電圧の出力端と前記各抵抗のうちの一方の抵抗との間に設けられた第1スイッチング手段と、
前記接地電圧の出力端と該各抵抗のうちの他方の抵抗との間に設けられた第2スイッチング手段とを有する請求項8または9に記載の電圧変換回路。 - 前記第1スイッチング手段はPchMOSトランジスタで構成され、
前記第2スイッチング手段は、前記接地電圧の出力端と前記他方の抵抗間に設けられたNchMOSトランジスタと、該NchMOSトランジスタの制御端子に出力端が接続されたインバータ手段とを有し、前記通常の電圧変換出力を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記各抵抗に流れる電流を遮断するように、該PchMOSトランジスタの制御端子と該インバータ手段の入力端とに一方電圧レベルが供給される請求項10に記載の電圧変換回路。 - 前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記基準電圧発生手段をオフ状態とする第3遮断手段を有する請求項1または3に記載の電圧変換回路。
- 前記基準電圧発生手段は、前記第3遮断手段として、一方電圧レベルが供給されたときにオフ状態とするための制御端子を有しており、
前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該制御端子に該一方電圧レベルが供給される請求項12に記載の電圧変換回路。 - 前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記負荷駆動手段をオフ状態とする第4遮断手段を有する請求項2または3に記載の電圧変換回路。
- 前記負荷駆動手段は第3スイッチング手段で構成され、
前記第4遮断手段は、前記電源電圧と該第3スイッチング手段の制御端との間に設けられた第4スイッチング手段を有し、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該第3スイッチング手段をオフ状態とするように、該第4スイッチング手段の制御端に所定電圧レベルが供給される請求項14に記載の電圧変換回路。 - 前記第3スイッチング手段はPchMOSトランジスタからなり、
前記第4スイッチング手段はPchMOSトランジスタからなり、
該第3スイッチング手段をオフ状態とするように、該第4スイッチング手段の制御端子に他方電圧レベルが供給される請求項15に記載の電圧変換回路。 - 前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、前記差増幅手段の利得設定手段に流れる電流を遮断する第5遮断手段を有する請求項3に記載の電圧変換回路。
- 前記第5遮断手段は、前記接地電圧の出力端と前記利得設定手段間に設けられた第5スイッチング手段と、該第5スイッチング手段の制御端子に出力端が接続されたインバータ手段と、該インバータ手段の入力端に出力端が接続されたNAND手段とを有し、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を前記出力電圧端子から出力させる場合に、該利得設定手段の抵抗に流れる電流を遮断するように、該NAND手段の両入力端に所定電圧レベルが供給される請求項17に記載の電圧変換回路。
- 前記第5スイッチング手段はNchMOSトランジスタからなり、
前記利得設定手段の各抵抗に流れる電流を遮断するように、前記NAND手段の両入力端に他方電圧レベルが供給される請求項18に記載の電圧変換回路。 - 前記切り替え手段は、前記各抵抗の抵抗比に応じた電圧を出力電圧端子から出力させる場合に、前記第2遮断手段により該各抵抗に電流を導通させる請求項8〜11のいずれかに記載の電圧変換回路。
- 請求項1〜20のいずれかに記載の電圧変換回路で変換された所定電圧を用いて駆動される電子機器。
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JP2005156419A JP2006331235A (ja) | 2005-05-27 | 2005-05-27 | 電圧変換回路および電子機器 |
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JP2005156419A JP2006331235A (ja) | 2005-05-27 | 2005-05-27 | 電圧変換回路および電子機器 |
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JP2005156419A Withdrawn JP2006331235A (ja) | 2005-05-27 | 2005-05-27 | 電圧変換回路および電子機器 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2009199501A (ja) * | 2008-02-25 | 2009-09-03 | Seiko Instruments Inc | ボルテージレギュレータ |
CN101847026A (zh) * | 2010-05-18 | 2010-09-29 | 北京航空航天大学 | 混合信号集成电路片上稳压器 |
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WO2017154863A1 (ja) * | 2016-03-10 | 2017-09-14 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | レギュレータ回路および半導体記憶装置 |
-
2005
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