JP2006311759A - 交流交流直接電力変換器の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧制御性能を悪化させず、入力電圧位相の検出を必要としない交流交流直接電力変換器の制御装置を提供する。
【解決手段】電圧検出手段６１と、入力電流制御手段６２と、入力電流指令に基づいて出力電圧を制御する手段６３〜６５と、を備えた制御装置に関する。入力電流制御手段６２は、入力電圧検出値から入力電圧ベクトルを演算する手段１０１と、入力電圧ベクトルの任意の周波数成分を抽出するハイパスフィルタ１０２と、前記周波数成分の大きさを調節するゲイン調節手段１０３と、入力電圧検出値の直交２軸の静止座標上の各成分から入力電圧位相の三角関数を演算する除算手段１０４，１０５と、各手段１０３，１０４，１０５の出力をそれぞれ乗算して前記周波数成分に起因した入力電流の振動を抑制する補正量を演算する乗算手段１０６，１０７と、前記補正量を用いて前記入力電流指令を補正する加算手段１０９，１１０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する半導体電力変換器の制御装置に関し、詳しくは、マトリクスコンバータのように電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを持たずに交流電圧を直接、交流電圧に変換する直接電力変換器において、入力電流の安定化制御を行うための制御装置に関するものである。

マトリクスコンバータは、長寿命、省スペースであって入力電流を制御できるために電力回生が可能であり、電源高調波を抑制できるという特徴がある。
一方、マトリクスコンバータでは、入力電圧に高調波が含まれる場合に入力電流を正弦波に制御すると、有効電力が脈動する。この有効電力脈動は、大形のエネルギーバッファを有する電力変換器では吸収可能であるが、エネルギーバッファのないマトリクスコンバータでは、入力電圧の歪みが出力電圧を歪ませる原因となる。この出力電圧の歪みは、負荷として電動機が接続されている場合に電動機の脈動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させるため好ましくない。

このため、瞬時有効電力を一定にするような入力電流指令を演算し、入力電圧に高調波が含まれる場合や入力電圧が不平衡である場合にも出力電圧を歪ませないようにした制御装置が、本出願人による特願２００４−８０３０２（本願出願時において未だ出願公開されていない）として提案されている。
図３はこの先願発明の構成を示しており、１０は三相交流電源、２０は系統インピーダンス、３０はＬＣフィルタ等からなる入力フィルタ、４０は双方向に電流を制御可能な複数の交流スイッチＳからなるマトリクスコンバータ、５０は交流電動機等の負荷、６０はいわゆる仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式を用いた制御装置である。

上記制御装置６０において、電圧検出手段６１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出し、入力電流制御手段６２は、検出された入力電圧と瞬時有効電力指令ｐ^＊及び瞬時無効電力指令ｑ^＊とから、数式１により入力電流指令を演算し、これを三相各相の入力電流指令に変換する。

なお、瞬時有効電力により入力電圧及び入力電流指令を規格化すれば、瞬時有効電力指令ｐ^＊は“１”となる。また、瞬時無効電力指令ｑ^＊をゼロとすることにより、入力力率を１に制御することができる。

整流器制御手段６３は、得られた入力電流指令から、仮想的な整流器のＰＷＭパルスパターンを演算し、インバータ制御手段６４は、出力電圧指令から仮想的なインバータのＰＷＭパルスパターンを演算する。ＰＷＭパルス合成手段６５は、各制御手段６３，６４から出力されたＰＷＭパルスパターン（スイッチング関数）を合成し、マトリクスコンバータ４０のＰＷＭパルスパターンを生成する。このパルスパターンに従ってマトリクスコンバータ４０の交流スイッチのオンオフを制御し、所望の出力電圧を得る。
これにより、入力電圧に高調波が含まれていても常に瞬時有効電力が一定となるように入力電流を制御することができ、原理的に出力電圧の歪みは発生せず、負荷５０としての電動機に脈動や騒音等を生じさせることなく高効率に運転することが可能である。

ここで、図３における系統インピーダンス２０は、電源１０と受電端との間の配線長やトランスの漏れインダクタンス等によるものであり、瞬時値制御では、この系統インピーダンス２０が装置容量に対して無視できない場合に、制御系が不安定になる恐れがある。
図４は、図３の系統インピーダンス２０及び入力フィルタ３０の構成を詳細に示したものであり、Ｌ_ｓは上記インダクタンス成分、Ｌ_ｆ，Ｃ_ｆ，Ｒ_ｆは入力フィルタ３０の各インピーダンスを示す。

上記の系統インピーダンス２０等に起因して制御系が不安定になると、入力電流の歪みが増大し、マトリクスコンバータ４０の過熱、損傷のみならず、電源１０と受電端との間に接続されたトランスの損傷、破壊を招く恐れがあり、好ましくない。また、制御を安定化させるためにフィルタ等の外部装置を追加することは、装置の体積やコストの増加を招く。
更に、瞬時値制御以外でも、入力電流の歪みや不平衡が存在すると出力電圧も歪み、騒音や効率低下などが問題となる。

このように、系統インピーダンスや入力フィルタの値、マトリクスコンバータの負荷条件等によって制御系が不安定になり、入力電流が振動するという問題を解決するために、マトリクスコンバータの入力電流を補正するようにした従来技術が、非特許文献１に記載されている。

図５は、非特許文献１に記載された従来技術を示すブロック図であり、１０は三相交流電源、２１は系統インピーダンス、３１は入力フィルタ、４０はマトリクスコンバータ、５１は受動負荷や誘導電動機等の負荷を示している。また、７０は制御装置であり、７１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出する電圧検出手段、７２は検出した入力電圧を振幅Ｖ及び位相角θに分離する三相／二相変換手段、７３，７４はそれぞれ時定数τ_１，τ_２を有するローパスフィルタ、７５は乗算手段、７６は乗算手段７５から出力される指令に基づいてマトリクスコンバータ４０の交流スイッチに対するＰＷＭパルスを生成するパルス生成手段である。

図５に示した従来技術によれば、マトリクスコンバータ４０の入力電圧の振幅Ｖ及び位相角θに含まれる振動成分をローパスフィルタ７３，７４により除去することで入力電流指令を補正し、これによってマトリクスコンバータ４０の入力電流の振動成分をある程度抑制することが可能である。

しかし、非特許文献１の従来技術では、入力電流指令の補正分がローパスフィルタ７３，７４の特性によって決まってしまうという問題があり、入力電流や出力電圧の歪みの抑制は未だ十分ではない。

上記の点に鑑み、出願人は、特願２００５−７３２３３（本願出願時において未だ出願公開されていない）として、入力電圧に含まれる振動成分をハイパスフィルタにより抽出し、これに補償ゲインを乗じて大きさを調節した補正成分を用いて入力電流指令を補正することにより、制御系の不安定要素となる正帰還ループのゲインを抑制して制御系全体の安定化を可能にした制御装置を既に提案した。
以下、この特願２００５−７３２３３に記載された先願発明を略述する。

この先願発明における主回路及び制御装置の全体構成は図３に示したものと実質的に同一であるが、この先願発明では、入力電流制御手段６２の内部構成に特徴がある。
すなわち、入力電流制御手段６２は、図３の電圧検出手段６１により検出された静止座標上の入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_βに基づいて入力電流指令を補正する機能を持つ。

図６は上記特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第１実施形態における入力電流制御手段６２の構成を示すブロック図である。
図６において、演算手段６２ａは、電圧検出値ｖ_α，ｖ_βから、前述した数式１に基づいて静止座標上の入力電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊を演算する。なお、演算手段６２ａには、規格化された瞬時有効電力指令ｐ^＊（＝１）が入力されている。
一方、電圧検出値ｖ_α，ｖ_βをハイパスフィルタ６２ｂに入力して入力電圧の高調波成分ｖ_αｒｉｐ，ｖ_βｒｉｐを抽出し、ゲイン乗算手段６２ｃにより補償ゲインＫ_ｄを乗じて電流の補正項ｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐを得る。そして、加算手段６２ｄ，６２ｅにおいて、電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊に補正項ｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐをそれぞれ加えることにより、最終的な入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を求める。すなわち、入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊は数式２により与えられる。なお、数式３はハイパスフィルタ６２ｂにより抽出される高調波成分ｖ_αｒｉｐ，ｖ_βｒｉｐである。

この実施形態によれば、入力電圧検出値の振動成分をハイパスフィルタ６２ｂにより抽出し、これに補償ゲインＫ_ｄを乗じて大きさを調節した補正項ｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐをもとの入力電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊に加えて最終的な入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を得ているので、制御系の不安定要素となる正帰還ループのゲインを抑制し、制御系の交差角周波数を位相余有が確保できるように移動させる結果として、制御系全体の安定化が可能となった。

次に、図７は特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第２実施形態における入力電流制御手段６２のブロック図である。
この実施形態は、回転座標上の瞬時値制御により入力電流指令を補正するものであり、前述した電圧検出手段６１の出力から求めた入力電圧位相θ_ｉｎが入力電流制御手段６２に入力されている。
ここで、入力電圧位相θ_ｉｎは、入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_βから数式４を用いて求める。なお、この位相θ_ｉｎは、ＰＬＬを用いて検出してもよい。

図７において、座標変換手段６２ｆは、入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_β及び位相θ_ｉｎを用いて、入力角周波数ωで回転する電圧の直交座標成分ｖ_ｄ，ｖ_ｑを演算する。次に、これらの直交座標成分ｖ_ｄ，ｖ_ｑから、数式５に示す回転座標上の瞬時値制御により、入力電流指令ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を演算する。

一方、補正項ｉ_ｄｒｉｐ，ｉ_ｑｒｉｐは、ハイパスフィルタ６２ｈ及びゲイン乗算手段６２ｉにより、数式６のように演算される。

加算手段６２ｊ，６２ｋは、数式７の演算により、入力電流指令ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊に補正項ｉ_ｄｒｉｐ，ｉ_ｑｒｉｐをそれぞれ加算して補正後の入力電流指令ｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊＊を求める。

座標変換手段６２ｌでは、これらの入力電流指令ｉ_ｄ ^＊＊，ｉ_ｑ ^＊＊及び位相θ_ｉｎを用いて静止座標上の入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を求める。以後の動作は、先願発明の第１実施形態と同様である。

次いで、特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第３実施形態を説明する。
図８は、この実施形態における入力電流制御手段６２のブロック図であり、入力電流制御手段６２が、入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_β、入力電圧位相θ_ｉｎ及び入力力率指令φ_ｉｎ ^＊を用いて入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を求める。入力電流制御手段６２以後の構成は、先願発明の第１，第２実施形態と同様である。

図８において、第１の演算手段６２ｍは、受電端の電圧検出値ｖ_α，ｖ_βから入力電圧ベクトルの大きさを演算する。この入力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｉｎ｜は、数式８によって求められる。

ここで、瞬時有効電力Ｐを入力電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｉｎ｜と入力電流ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ｜とを用いて表すと、数式９となる。

数式９から瞬時有効電力を１として規格化すると共にＫ＝１として入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ ^＊｜を求めると、数式１０となる。

第２の演算手段６２ｎは、上記数式１０を演算する。ここで、補正後の入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ ^＊＊｜を、数式１１のように仮定する。なお、｜Ｉ_ｒｉｐ｜を数式１２とおく。

詳細な式の変形は省略するが、数式２を極座標表示で表すと数式１１と等価となる。
従って、数式１１に基づいて入力電流指令ベクトルを補正し、直交二軸の入力電流指令が数式２と同一であれば、先願発明の第１実施形態と全く同様の効果を得ることができる。
以上より、数式１１の入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ ^＊＊｜から求めた直交二軸の入力電流指令ｉ_α ^＊＊’，ｉ_β ^＊＊’が、数式２のｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊と等価になればよい。
まず、数式１１を、数式１３のように直交二軸の入力電流指令ｉ_α ^＊＊’，ｉ_β ^＊＊’によって表す。なお、数式１３における｜Ｉ_ｉｎ ^＊｜は数式１４の通りである。

数式２を、入力位相指令θ_ｉｎ ^＊、入力電流指令ベクトルの大きさ｜Ｉ_ｉｎ ^＊｜、及び補正電圧ベクトルの大きさ｜Ｖ_ｒｉｐ｜によって表すと、数式１５となる。

数式１３と数式１５とが等価になるための補正量Δα，Δβは、数式１６となる。

数式１３により求めた補正後の入力電流指令ｉ_α ^＊＊’，ｉ_β ^＊＊’（ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊）によりマトリクスコンバータ４０を制御すれば、先の第１，第２実施形態と同様の作用効果を得ることができる。なお、図８における第３の演算手段６２ｏは、数式１３の演算を行うものである。
また、図８において、６２ｐは｜Ｖ_ｉｎ｜から振動成分の大きさ｜Ｖ_ｒｉｐ｜を抽出するためのハイパスフィルタ、６２ｑは｜Ｖ_ｒｉｐ｜に補償ゲインＫ_ｄを乗じて｜Ｉ_ｒｉｐ｜を求めるためのゲイン乗算手段、６２ｒはｖ_α，ｖ_βからｖ_αｒｉｐ，ｖ_βｒｉｐを求めるためのハイパスフィルタ、６２ｓ，６２ｔは数式１６を演算する除算手段、６２ｕ，６２ｖは数式１３の演算に必要な補正項を演算するための乗算手段、６２ｗは加算手段である。

Furong Liu, Christian Klumpner, Frede Blaabjerg, "Stability Analysis and Experimental Evaluation of a Matrix Converter Drive System", IEEE, 2003, p.2059-2065

上述した特願２００５−７３２３３に係る先願発明には、以下のような問題がある。
（１）静止座標上のｖ_α，ｖ_βをハイパスフィルタ６２ｂ，６２ｒに入力するため、ハイパスフィルタの時定数が大きいと基本波位相が変化し、出力電圧の制御性能が悪化する。
（２）上記の（１）の制約によりハイパスフィルタの時定数を大きくできないため、系統リアクタンスが大きくなると安定化に限界がある。
（３）上記先願発明の第２実施形態（図７）、第３実施形態（図８）では、電源からの入力電圧位相θ_ｉを検出する必要がある。この位相θ_ｉを検出するためには、ＰＬＬまたは数式４のアークタンジェント演算を用いているが、ＰＬＬの場合は、一定に収束するまで最低でも電源半周期以上はかかる。従って、電源が確立したとしても半周期以上は運転を待機する必要があり、例えば、負荷に電動機が接続されている状態で、瞬間的な停電が発生し、復帰後に高速にトルクを出力する用途には不利となる。また、アークタンジェント演算は、マイクロプロセッサなどの演算装置に負荷がかかるだけでなく、不連続点などが存在するため演算精度に問題がある。

図９は、特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第１実施形態を用いた安定化のシミュレーション結果を示しており、上から受電端のＲ相電圧ｖ_ｒ（p.u.）、系統リアクタンスのＲ相電流ｉ_ｒ（p.u.）、出力側にローパスフィルタを挿入した場合のＵ−Ｖ相出力線間電圧Ｖ_ｕｖ（p.u.）をそれぞれ示している。
このシミュレーションでは、系統リアクタンスを５％とし、図９の領域Ａでは、入力電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊を数式１（特願２００４−８０３０２による）のみにより制御し、領域Ｂでは、数式２により補正した入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を用いた。

図９の領域Ｂを領域Ａと比較すれば、特願２００５−７３２３３に係る先願発明によりある程度の安定化は達成されているが、最下段の出力線間電圧にひずみが生じているのがわかる。これは、系統リアクタンスが大きいため、安定化のためにハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を低く（時定数を長く）する必要があるためである。
つまり、特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第１実施形態のように、静止座標上で入力電流指令を補正すると、交流成分の基本周波数とハイパスフィルタのカットオフ周波数が近くなり、基本周波数成分の位相が変化するため、入力電流指令にひずみが生じて、結果として出力電圧制御性能を悪化させることになる。
上記の理由により、系統リアクタンスが大きくなるにつれて出力電圧制御性能の悪化を招くため、ハイパスフィルタのカットオフ時定数に制約が存在する。

また、特願２００５−７３２３３に係る先願発明の第２実施形態、第３実施形態では、基本波周波数で回転する回転座標上で入力電流指令を補正するため、ハイパスフィルタの時定数に制約は存在しないが、前述した如く入力電圧位相の検出に伴なう種々の問題がある。
そこで、本発明は、前記（１），（２），（３）の課題を解決し、出力電圧制御性能の悪化も招かず、入力電圧位相の検出を必要としない安価な制御装置を提供しようとするものである。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、大形のエネルギーバッファを用いずに交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換器の制御装置であって、
電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この手段により得た入力電圧検出値から電力変換器の入力電流指令を演算する入力電流制御手段と、前記入力電流指令に基づいて電力変換器の出力電圧を制御する手段と、を備えた制御装置において、
前記入力電流制御手段は、
前記入力電圧検出値から入力電圧ベクトルを演算する演算手段と、
前記入力電圧ベクトルに含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、
前記周波数成分の大きさを調節するゲイン調節手段と、
このゲイン調節手段の出力を用いて、前記周波数成分に起因した入力電流の振動を抑制するための補正量を演算する補正量生成手段と、
前記補正量を用いて前記入力電流指令を補正する補正手段と、
を備えたものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１において、
前記入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値の直交２軸の静止座標上で表した各成分から入力電圧位相の三角関数を演算する手段を備え、
前記補正量生成手段は、前記三角関数と前記ゲイン調節手段の出力とを用いて前記補正量を演算するものである。

本発明において求められる入力電圧ベクトルの入力基本波成分は直流量となるため、ハイパスフィルタ等の抽出手段のカットオフ周波数に制約はなく、基本波成分も変化しないため、出力電圧制御性能の悪化は生じない。このため、系統リアクタンスが大きくなっても安定した制御を行うことができる。
また、特願２００５−７３２３３に係る先願発明のように、ＰＬＬやアークタンジェント演算によって入力電圧位相を直接演算する必要がないので、運転待機時間の短縮、演算負荷の軽減が可能である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
この実施形態に係る交流交流直接電力変換器の主回路及び制御装置の全体構成は図３に示したものと実質的に同一であるが、この実施形態では、入力電流制御手段６２の構成、機能に特徴がある。

まず、本実施形態における入力電流指令の補正方法を数式にて説明する。
前述した数式２から補正項Ｋ_ｄｖ_αｒｉｐ，Ｋ_ｄｖ_βｒｉｐを抜き出し、これらをｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐとして表すと、数式１７、数式１８となる。なお、数式１７、数式１８において、ＨＰＦはハイパスフィルタの伝達関数を示す。

数式１７、数式１８を、直交二軸成分の静止座標上で表した入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_βを用いて、数式１９、数式２０のように変形する。

ここで、電力変換器の入力電圧ベクトルＶ_ｉは数式２１によって表される。

また、入力電圧位相θ_ｉの三角関数は、数式２２、数式２３によって表される。

数式２１、数式２２、数式２３を数式１９、数式２０に代入すると、数式２４、数式２５が得られる。

入力電圧ベクトルＶ_ｉから入力電流の振動成分の抽出を行うものとすると、数式２４、数式２５はそれぞれ数式２６、数式２７となる。

以上より、数式２における補正項Ｋ_ｄｖ_αｒｉｐ，Ｋ_ｄｖ_βｒｉｐ（つまりｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐ）を、入力電圧ベクトルＶ_ｉと入力電圧位相θ_ｉの三角関数とによって置き換えることが可能である。すなわち、数式２６、数式２７は数式２における補正項Ｋ_ｄｖ_αｒｉｐ，Ｋ_ｄｖ_βｒｉｐと等価とみなすことができる。つまり、本実施形態の特徴は、振動成分を静止座標上の交流成分ｖ_α，ｖ_βからではなく、入力電圧ベクトルＶ_ｉから抽出することにある。
ここで、入力電圧位相θ_ｉの三角関数は、数式２２、数式２３に基づいてｖ_α，ｖ_βから四則演算により演算できるため、入力電圧位相θ_ｉを直接検出する必要はない。

この実施形態によれば、入力電圧ベクトルＶ_ｉの入力基本波成分は直流量となるため、（１）ハイパスフィルタのカットオフ周波数に制約は存在せず、基本波成分も変化しないため、出力電圧制御性能の悪化は生じない、
（２）上記（１）より、系統リアクタンスが大きくなっても安定した制御を行うことができる、
（３）入力電圧位相角θ_ｉを検出する必要がないため、その検出にＰＬＬを用いる場合に比べて運転待機時間を短くでき、また、アークタンジェント演算等に伴う演算負荷の大幅な増大を防ぐことができる。

図１は、上述した入力電流指令の補正動作を行うためのブロック図であり、図３における入力電流制御手段６２の機能に相当するものである。
図１において、図３の電圧検出手段６１により検出した直交二軸成分の入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_βはベクトルの大きさ演算手段１０１に入力され、この演算手段１０１により数式２１を用いて入力電圧ベクトルＶ_ｉ（の大きさ）を演算する。次に、この入力電圧ベクトルＶ_ｉをハイパスフィルタ１０２及びゲイン調節手段１０３に順次入力し、数式２６、数式２７における三角関数cosθ_ｉ，sinθ_ｉを除いた振動成分を抽出する。

一方、除算手段１０４，１０５は、入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_β及び入力電圧ベクトルＶ_ｉを用いて、数式２２、数式２３より入力電圧位相θ_ｉの三角関数cosθ_ｉ，sinθ_ｉを演算する。次に、補正量生成手段としての乗算手段１０６，１０７において、上記三角関数cosθ_ｉ，sinθ_ｉにゲイン調節手段１０３を介した前記振動成分をそれぞれ乗じることにより、数式２６、数式２７に示す補正項ｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐを生成する。

なお、図１における瞬時値制御手段１０８は、電圧検出値ｖ_α，ｖ_βから数式１に基づいて静止座標上の入力電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊を演算するものであり、図６における演算手段６２ａと実質的に同一である。
この瞬時値制御手段１０８から出力された入力電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊と前記補正項ｉ_αｒｉｐ，ｉ_βｒｉｐとを、補正手段としての加算手段１０９，１１０にてそれぞれ加算することにより、最終的な入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊が求められる。以降の構成及び動作は、図６と同一である。

図１に示す実施形態では、図６と比べて、除算手段１０４，１０５や数式２１を実行するルート演算手段、乗算手段１０６，１０７等が必要であるが、ハイパスフィルタ１０２による振動成分の抽出には直交二軸成分の入力電圧検出値ｖ_α，ｖ_βから求めた入力電圧ベクトルＶ_ｉのみを用いればよいため、演算負荷の大幅な増大を招くおそれはない。

次に、図２は、本実施形態を用いた安定化のシミュレーション結果であり、図９と同様に、図２の上から受電端のＲ相電圧ｖ_ｒ（p.u.）、系統リアクタンスのＲ相電流ｉ_ｒ（p.u.）、出力側にローパスフィルタを挿入した場合のＵ−Ｖ相出力線間電圧Ｖ_ｕｖ（p.u.）をそれぞれ示している。また、系統リアクタンスは５％とし、図２の領域Ａでは、入力電流指令ｉ_α ^＊，ｉ_β ^＊を数式１（特願２００４−８０３０２による）のみにより制御し、領域Ｂでは、数式２６、数式２７の補正項により補正した入力電流指令ｉ_α ^＊＊，ｉ_β ^＊＊を用いた。

図２の領域Ｂでは、図９と比較して出力電圧にひずみが存在せず、良好に制御されていることが明らかである。また、ハイパスフィルタのカットオフ時定数、補償ゲインＫ_ｄともに先願発明にかかる図６の場合と全く同じ数値でよく、入力電圧ひずみに対する出力電圧制御性能などの効果以外は、図６の場合と全く同様である。

なお、上記実施形態では、振動成分の抽出にハイパスフィルタを用いているが、バンドパスフィルタを用いてもよい。
更に、数式２６、数式２７をそれぞれ数式２８、数式２９のように置き換えて入力電圧ベクトルの二乗の値から振動成分を抽出し、演算してもよい。この場合には、ルート演算を行わずに実現できるため、更なる演算負荷の低減が見込めることになる。
また、上記実施形態において説明した入力電流指令演算手段はあくまで一例であり、入力電圧を検出し、入力電圧位相を用いずに入力電圧情報に基づいて入力電流指令を演算するものであれば、いかなる構成も本発明に包含されるものである。

本発明の実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の実施形態を用いた安定化のシミュレーション結果を示す図である。 先願発明（特願２００４−８０３０２）のブロック図である。 図３における主要部の構成図である。 非特許文献１に記載された従来技術を示すブロック図である。 先願発明（特願２００５−７３２３３）の第１実施形態における入力電流制御手段のブロック図である。 先願発明（特願２００５−７３２３３）の第２実施形態における入力電流制御手段のブロック図である。 先願発明（特願２００５−７３２３３）の第３実施形態における入力電流制御手段のブロック図である。 先願発明（特願２００５−７３２３３）の第１実施形態を用いた安定化のシミュレーション結果を示す図である。

符号の説明

１０：三相交流電源
２０：系統インピーダンス
３０：入力フィルタ
４０：マトリクスコンバータ
５０：負荷
６０：制御装置
６１：電圧検出手段
６２：入力電流制御手段
６３：整流器制御手段
６４：インバータ制御手段
６５：ＰＷＭパルス合成手段
１０１：ベクトルの大きさ演算手段
１０２：ハイパスフィルタ
１０３：ゲイン調節手段
１０４，１０５：除算手段
１０６，１０７：乗算手段
１０８：瞬時値制御手段
１０９，１１０：加算手段

Claims (2)

1. 大形のエネルギーバッファを用いずに交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に直接変換する交流交流直接電力変換器の制御装置であって、
   電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この手段により得た入力電圧検出値から電力変換器の入力電流指令を演算する入力電流制御手段と、前記入力電流指令に基づいて電力変換器の出力電圧を制御する手段と、を備えた制御装置において、
   前記入力電流制御手段は、
   前記入力電圧検出値から入力電圧ベクトルを演算する演算手段と、
   前記入力電圧ベクトルに含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、
   前記周波数成分の大きさを調節するゲイン調節手段と、
   このゲイン調節手段の出力を用いて、前記周波数成分に起因した入力電流の振動を抑制するための補正量を演算する補正量生成手段と、
   前記補正量を用いて前記入力電流指令を補正する補正手段と、
   を備えたことを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。
2. 請求項１に記載した交流交流直接電力変換器の制御装置において、
   前記入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値の直交２軸の静止座標上で表した各成分から入力電圧位相の三角関数を演算する手段を備え、
   前記補正量生成手段は、前記三角関数と前記ゲイン調節手段の出力とを用いて前記補正量を演算することを特徴とする交流交流直接電力変換器の制御装置。