JP2006148356A - 発振器、集積回路、通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 良好な位相ノイズを有しつつ回路面積を抑えた発振器（例えば、局部発振器）を提供する。
【解決手段】 制御電圧に応じてその発振周波数が下限値および上限値間で変化する電圧制御発振回路を複数有するとともにこの複数の電圧制御発振回路から任意の電圧制御発振回路を選択する選択手段を備えた発振器であって、２つ以上の上記電圧制御発振回路においては、上限値および下限値の差と、下限値および上限値の中間値との比率が互いに異なっている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、連続した広い周波数範囲をカバーできる局部発振器（ＬＯ）、およびこれを用いた通信装置（例えば、衛星放送対応の受信機）に関する。

衛星放送、ケーブルテレビ、地上波テレビ放送などのテレビ放送では、広い周波数範囲が使用されている。例えば、衛星放送の屋内受信機では９５０ＭＨｚから２１５０ＭＨｚ、ケーブルテレビ放送では、５２ＭＨｚから８６４ＭＨｚが使用されている。したがって、これらの放送に対応した受信機に用いられる局部発振器には、広い周波数範囲で動作することが求められる。

また、これらの放送では、位相変調をともなうデジタル通信方式も採用されており、誤りの少ない通信を行うためには、局部発振器が良好な位相ノイズ特性をもつことが大変重要である。

このような局部発振器には、通常、インダクタおよび可変容量を含むＬＣ発振回路を備えた電圧制御発振回路（ＶＣＯ）をＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）によって制御する方式がとられる。

ここで、まず、ＰＬＬ制御の局部発振器の一般的な構成を説明する。図７に示されるように、局部発振器１０１は、基準信号発振回路１０３と、ＶＣＯ１０６と、ＰＬＬ１０５とを備える。ＰＬＬ１０５は、分周器１０７と、分周器１０８と、位相比較器１０９と、チャージポンプ１１０と、ループフィルタ１１２とを備える。

ＶＣＯ１０６は、印加された電圧（制御用電圧）に応じた周波数の出力信号を発振する。

ＰＬＬ１０７は、基準信号発振器１０３からの基準信号の周波数とＶＣＯ１０６からの出力信号の周波数とを比較し、差があれば、ＶＣＯ１０６への印加電圧を制御して差をなくすというように（すなわち、ＶＣＯ１０６発振→位相比較→ＶＣＯ１０６への印加電圧制御→ＶＣＯ１０６発振というループ状に）動作する。基準信号発振回路１０３は、例えば水晶発振回路であり、基準周波数の信号（基準信号）を発振する。分周比Ｒの分周器１０７は基準信号発振器１０３からの基準信号の周波数を１／Ｒに分周する。また、分周比Ｎの分周器１０８はＶＣＯ１０６からの出力信号の周波数を１／Ｎに分周する。位相比較器１０９は、基準信号の分周後の周波数とＶＣＯ１０６からの出力信号の分周後の周波数とを比較する。チャージポンプ１１０は、位相比較器１０９の比較結果に差がある場合に、その差（位相誤差）に対応するような値の電流（平均直流電流）をループフィルタ１１２に出力する。ループフィルタ１１２では、チャージポンプ１１０からの出力電流とそのインピーダンスとからＶＣＯ１０６への制御用電圧が生成される。このフィードバックループの働きにより、ＰＬＬの定常状態におけるＶＣＯ１０６の発振周波数ｆは、ｆ=（Ｎ／Ｒ）×基準周波数となる。

ここで、ＶＣＯ１０６を複数設け（例えば、１０６ａ〜１０６ｃ）、互いに可変周波数範囲をずらしておけば、広い周波数領域（例えば、８９０〔ＭＨｚ〕〜２２１０〔ＭＨｚ〕）をカバーする局部発振器１０１を構成することができる。

次に、ＰＬＬを用いた局部発振器の位相ノイズについて説明する。局部発振器においては、ＰＬＬのループゲインが０ｄＢとなる周波数帯域（ループ帯域）内ではＰＬＬ帯域内ノイズが支配的であり、ループ帯域外ではＶＣＯのノイズが支配的である。実際には、図８に示すように、ループ帯域の端（ループゲインが０ｄＢとなる周波数ｆｒ）を高い周波数に設定した場合、ループ帯域内でのノイズは抑えられる一方、帯域外のノイズは増える。逆に、ループ帯域の端（ループゲインが０ｄＢとなる周波数ｆｒ）を低い周波数に設定した場合は、ループ帯域内でのノイズが増す一方、帯域外のノイズの増加は小さい。

したがって、局部発振器において良好な位相ノイズを得るためには、ＶＣＯの位相ノイズが良好であることと、ＰＬＬのループ帯域を適切に設定することが大切である。

特許文献１には、集積回路に複数のＶＣＯすべてを同一プロセスにて作り込むことによって、すべてのＶＣＯについて可変周波数範囲のばらつきを同一方向にし、各ＶＣＯの周波数可変範囲同士が連続するように設定する構成が開示されている。この従来の構成によれば、ＶＣＯの個数を必要以上に増やすことなく、広い周波数範囲で動作する局部発振器を構成することができる。
特開２００３−１１０４２５公報（公開日：平成１５年４月１１日）

しかしながら、上記従来の構成では、回路面積や製造コストを抑えるためにＶＣＯ６の個数を最小限するとともに、可変周波数範囲のばらつきを同一方向にして各ＶＣＯ６の周波数可変範囲同士を連続させるために各ＶＣＯの周波数の変化比率（可変周波数の上限値および下限値の差と、当該下限値および当該上限値の中間値との比率）を各ＶＣＯ６で一定値としている。この一例を図９に示す。同図に示されるように、ＶＣＯ１０６ａの可変周波数範囲は、下限値が８９０〔ＭＨｚ〕、上限値が１２００〔ＭＨｚ〕、中間値が１０４５〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率は０．３である。また、ＶＣＯ１０６ｂの可変周波数範囲は、下限値が１２００〔ＭＨｚ〕、上限値が１６３０〔ＭＨｚ〕、中間値が１４１５〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率は０．３である。また、ＶＣＯ１０６ｃの可変周波数範囲は、下限値が１６３０〔ＭＨｚ〕、上限値が２２１０〔ＭＨｚ〕、中間値が１９２０〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率は０．３である。このように、局部発振器１０１においては、各ＶＣＯ間における可変周波数の変化比率が一定となっている。

この場合、各ＶＣＯがカバーすべき周波数範囲が広くなり、とりわけ高周波数側に対応するＶＣＯ１０６ｃにおいては、制御電圧の変動幅に対する発振周波数変動の幅が非常に大きくなり、加えて回路素子の周波数特性により大きな発振振幅が得にくいため、位相ノイズ特性が著しく悪化する。

一方、これを回避すべく、ＶＣＯの個数を増やして各ＶＣＯの発振周波数の周波数変化比率を小さくすると、回路規模や製造コストが増大する。すなわち、ＶＣＯを個別部品で構成した場合には、部品点数や実装面積が増加し、製造コストも増加する。また、ＶＣＯを半導体に集積した場合には、スパイラルインダクタや可変容量といった占有面積の大きな受動素子の素子数が増えるため、チップ面積の増大や製造コストの増大を招来してしまう。

本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、良好な位相ノイズを有しつつ回路面積を抑えた発振器（例えば、局部発振器ＬＯ）を提供する点にある。

上記の課題を解決するため、本発明の発振器は、制御電圧に応じてその発振周波数が下限値および上限値間で変化する電圧制御発振回路を複数有するとともにこの複数の電圧制御発振回路から任意の電圧制御発振回路を選択する選択手段を備えた発振器であって、２つ以上の上記電圧制御発振回路について、上限値および下限値の差と、下限値および上限値の中間値との比率（例えば、上限値と下限値との差の、下限値および上限値の中間値に対する比）が互いに異なっていることを特徴としている。

本発振器においては、例えば各電圧制御発振回路間で可変周波数範囲を相異させておくことで所望周波数に合致した電圧制御発振回路を選択でき、広い周波数範囲への対応が可能となっている。

上記構成によれば、２つ以上の上記電圧制御発振回路について、上限値および下限値の差と、下限値および上限値の中間値との比率が互いに異なっている。すなわち、各電圧制御発振回路のカバーする周波数範囲に応じて、その比率（可変周波数の上限値および下限値の差と、当該下限値および上限値の中間値との比率）を変える（任意に設定する）ことが可能である。

これにより、良好な位相ノイズ特性の得にくい周波数範囲をカバーする電圧制御発振回路の上記比率を小さくする一方、良好な位相ノイズ特性の得やすい周波数範囲をカバーする電圧制御発振回路の上記比率を大きく設定することで、位相ノイズ特性の良好な発振器を回路面積や製造コストを抑制しつつ構成することができる。

また、本発振器においては、下限値の高い電圧制御発振回路ほど上記比率（上限値と下限値との差の、下限値および上限値の中間値に対する比率）が小さく設定されていることが好ましい。

上記構成によれば、良好な位相ノイズ特性の得にくい高周波数範囲をカバーする電圧制御発振回路の位相ノイズを改善することができる。また、良好な位相ノイズ特性の得やすい低周波数範囲をカバーする電圧制御発振回路の上記比率を高く設定することで、対応周波数の広範囲化を図ることが可能である。これにより、発振器全体において、広い周波数範囲への対応を可能としつつ、良好な位相ノイズ特性を実現することができる。

また、本発振器においては、ＰＬＬを構成する出力電流値が可変なチャージポンプと、選択された電圧制御発振回路に応じて該チャージポンプの出力電流値を切り替える出力電流値切り替え手段とを備えることが好ましい。

上記構成によれば、各電圧制御発振回路の上記比率に応じてチャージポンプの出力電流値を切り替えることで、ＰＬＬのループゲインを最適値に設定することができる。これにより、発振器全体として良好な位相ノイズを得ることができる。

また、本発振器においては、上記出力電流値切り替え手段は、上記比率（上下限値の差の、上下限値の中間値に対する比率）が小さい電圧制御発振回路ほど大きな出力電流値に切り替えることが好ましい。

上記構成によれば、複数ある電圧制御発振回路のいずれを選択した場合においても、ＰＬＬのループゲインを一定に保つことができ、発振器全体として良好な位相ノイズを得ることができる。

また、本発振器においては、選択された電圧制御発振回路とチャージポンプの出力電流値との関係が記憶された記憶部を備えることが好ましい。

上記構成によれば、電圧制御発振回路の選択とチャージポンプの出力電流値の設定とを別々に行う必要がない。すなわち、電圧制御発振回路やＰＬＬに対する設定回路を追加しなくて済む。これにより、チャージポンプの出力電流値を切り替える機能を搭載しつつ、回路面積や製造コストを抑制することができる。

また、本発振器においては、ＰＬＬを構成する分周比（整数）が可変な分周器と、選択された電圧制御発振回路に応じて該分周器の分周比を切り替える分周比切り替え手段とを備えることが好ましい。なお、分周器は、入力信号の周波数を分周比分の一に分周する。

上記構成によれば、各電圧制御発振回路の上記比率に応じて分周器の分周比を切り替え、比較周波数を変化させる（切り替える）ことで、ＰＬＬのループゲインを最適値に設定することができる。これにより、発振器全体として良好な位相ノイズを得ることができる。

また、本発振器においては、上記分周比切り替え手段は、上記比率（上下限値の差の、上下限値の中間値に対する比率）が小さい電圧制御発振回路ほど小さな分周比に切り替える（すなわち、高い比較周波数に切り替える）ことが好ましい。

上記構成によれば、複数ある電圧制御発振回路のいずれを選択した場合においても、ＰＬＬのループゲインを一定に保つことができ、発振器全体として良好な位相ノイズを得ることができる。

また、本発振器においては、選択された電圧制御発振回路と分周器の分周比との関係が記憶された記憶部を備えることが好ましい。

上記構成によれば、電圧制御発振回路の選択と分周器の分周比の設定とを別々に行う必要がない。すなわち、電圧制御発振回路やＰＬＬに対する設定回路を追加しなくて済む。これにより、分周器の分周比を切り替える機能を搭載しつつ、回路面積や製造コストを抑制することができる。

また、本発明の集積回路は、上記発振器が形成されていることを特徴としている。このように、上記発振器を集積回路に作り込むことで、発振器のさらなる小型化が可能となる。

また、本発明の通信装置は、上記発振器が用いられていることを特徴としている。

以上のように、本発明によれば、製造コストやその回路面積を徒に増加させることなく、広い周波数範囲をカバーしつつ良好な位相ノイズ特性を有する発振器（例えば、局部発振器）を得ることができる。

本発明に係る局部発振器（発振器）の実施形態お具体例を図１〜図６に基づいて説明すれば以下のとおりである。なお、本実施形態では、８９０〔ＭＨｚ〕〜２２１０〔ＭＨｚ〕を３つのＶＣＯ（電圧制御発振回路）でカバーする場合を例に挙げて説明する。なお、発振周波数の絶対的あるいは相対的なばらつきに対して周波数が途切れないように、実際には周波数の上限や下限につき各ＶＣＯ間でオーバーラップを設計することが好ましいが、以下では説明簡略化のために、これ点を考慮（記載）していない。

〔実施の形態１〕
図２は、本実施の形態１に係る局部発振器１の構成を示すブロック図である。同図に示されるように、局部発振器１（発振器）は、３つのＶＣＯ６ａ〜６ｃ（電圧制御発振回路）と、ＰＬＬ５と、ＶＣＯ選択回路１８（選択手段）と、ＶＣＯ出力選択回路１９とを備える。ＰＬＬ５は、基準信号発振器３と、分周器７と、分周器８と、位相比較器９と、チャージポンプ１０と、ループフィルタ１２とを備える。

各ＶＣＯ（６ａ・６ｂ・６ｃ）は、印加される電圧（制御電圧）に応じて、下限値〜上限値まで（可変周波数範囲）の周波数の信号を発振する。ここで、各ＶＣＯ（６ａ・６ｂ・６ｃ）の可変周波数範囲は互いに異なる（ずれている）。ＶＣＯ選択回路１８は、ＶＣＯ選択信号を出することで、３個あるＶＣＯ６ａ〜６ｃのうち所望の周波数で発振するＶＣＯだけを動作させるとともに他のＶＣＯを停止させる。ＶＣＯ出力選択回路１９は、ＶＣＯ選択信号を受けた（選択された）ＶＣＯからの信号のみをミキサ等の外部へ出力する。このように、局部発振器１においては、必要な周波数に応じてＶＣＯが切り替えられるため、広い周波数範囲をカバーすることができる。

ＰＬＬ５は、基準信号の周波数とＶＣＯ６の出力信号の周波数とに基づいて、ＶＣＯ６への印加電圧を制御する。すなわち、ＰＬＬ５は、ＶＣＯ６が発振→位相比較→ＶＣＯ６への印加電圧制御→ＶＣＯ６が発振というループ状に動作を行う。

基準信号発振回路３は、例えば水晶発振回路であり、基準周波数の信号（基準信号）を発振する。分周器７は分周比がＲであり、基準信号発振器３からの基準信号の周波数を１／Ｒに分周する。また、分周器８は分周比がＮであり、ＶＣＯ６からの出力信号の周波数を１／Ｎに分周する。位相比較器９は、基準信号の分周後の周波数とＶＣＯ６からの出力信号の分周後の周波数とを比較する。チャージポンプ１０は、位相比較器９の比較結果に差がある場合に、その差（位相誤差）に対応するような値の電流（平均直流電流）をループフィルタ１２に出力する。また、ループフィルタ１２では、チャージポンプ１０からの出力電流とそのインピーダンスとからＶＣＯ６への制御用電圧が生成される。このようなフィードバックループの働きによって、ＰＬＬの定常状態におけるＶＣＯ６の発振周波数ｆは、ｆ=（Ｎ／Ｒ）×基準周波数となる。

図１に、本実施の形態における各ＶＣＯの可変周波数範囲およびその変化比率を示す。これは、異なる３つのＶＣＯ６ａ・６ｂ・６ｃによって、８９０〔ＭＨｚ〕から２２１０〔ＭＨｚ〕の周波数範囲をカバーする場合の一設計例である。

図１に示されるように、本局部発振器１では、各ＶＣＯ間における可変周波数の変化比率（上下限値の差（周波数変化幅）の、上下限値の中間値（中心周波数）に対する比）が互いに異なっている。すなわち、ＶＣＯ６ａの可変周波数範囲は、下限値が８９０〔ＭＨｚ〕、上限値が１３４０〔ＭＨｚ〕、中間値が１１１５〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率は０．４である。また、ＶＣＯ６ｂの可変周波数範囲は、下限値が１３４０〔ＭＨｚ〕、上限値が１８１０〔ＭＨｚ〕、中間値が１５７５〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率は０．３である。また、ＶＣＯ６ｃの可変周波数範囲は、下限値が１８１０〔ＭＨｚ〕、上限値が２２１０〔ＭＨｚ〕、中間値が２０１０〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率は０．２である。

なお、上記のとおり、図９に示す従来の構成では、可変周波数の変化比率が、各ＶＣＯで一定（同一）の０．３となっている。

ここで、本実施の形態と従来とで各ＶＣＯの位相ノイズを比較した場合、下限値周波数が最も高いＶＣＯ６ｃ（可変周波数範囲の変化率０．２）とＶＣＯ１０６ｃ（可変周波数範囲の変化率０．３）とを比較すると、可変周波数範囲の変化率の相異により本実施の形態におけるＶＣＯ６ａの方が良好な位相ノイズが得られることがわかった。一方、下限値周波数が最も低いＶＣＯ６ａ（可変周波数範囲の変化率０．４）とＶＣＯ１０６ａ（可変周波数範囲の変化率０．３）とを比較すると、従来のＶＣＯ１０６ａの方が良好な位相ノイズが得られる。しかしながら、本局部発振器１では、３つのＶＣＯ中で位相ノイズの状態が最も悪いＶＣＯ６ｃ（１０６ｃ）の位相ノイズを大幅に改善できるため、局部発振器全体としての位相ノイズを従来の構成（可変周波数範囲の変化比率を一定にした場合、図９参照）より向上させることができる。

もっとも、下限値周波数が最も低いＶＣＯ６ａの位相ノイズの影響を最小限にするため、局部発振器全体としての位相ノイズ特性を最大限向上させうるように各ＶＣＯ（ＶＣＯ６ａ・６ｂ・６ｃ）の可変周波数範囲およびその変化比率を設定することが好ましい。

〔実施の形態２〕
図３は、本実施の形態２に係る局部発振器１１の構成を示すブロック図である。同図に示されるように、局部発振器１１は、３つのＶＣＯ６ａ〜６ｃと、ＰＬＬ１５と、ＶＣＯ選択回路８と、ＶＣＯ出力選択回路９と、チャージポンプ電流値選択回路２０（出力切り替え手段）とを備える。ＰＬＬ１５は、基準信号発振器３と、分周器７と、分周器８と、位相比較器９と、電流値切り替えチャージポンプ３０と、ループフィルタ１２とを備える。

本実施の形態に係る局部発振器１１では、チャージポンプ電流値選択回路２０と、ＰＬＬ１５に出力電流値を切り替えることができる電流値切り替えチャージポンプ３０とを備える。その他の構成は実施の形態１と同様である。

チャージポンプ電流値選択回路２０は、ＶＣＯ出力選択回路９からのＶＣＯ選択信号を受けて各ＶＣＯに対応した出力電流値を決定し、電流値切り替えチャージポンプ３０の出力電流値を設定する。図４に、各ＶＣＯの可変周波数範囲に対応したチャージポンプ３０の出力電流値の一設計例を示す。同図に示されるように、ＶＣＯ６ａの可変周波数範囲は、下限値が８９０〔ＭＨｚ〕、上限値が１３４０〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率が０．４、チャージポンプ３０の出力電流値は０．９〔ｍＡ〕である。また、ＶＣＯ６ｂの可変周波数範囲は、下限値が１３４０〔ＭＨｚ〕、上限値が１８１０〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率が０．３、チャージポンプ３０の出力電流値は１．２〔ｍＡ〕である。また、ＶＣＯ６ｃの可変周波数範囲は、下限値が１８１０〔ＭＨｚ〕、上限値が２２１０〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率が０．２、チャージポンプ３０の出力電流値は１．８〔ｍＡ〕である。

このように、可変周波数の変化比率とチャージポンプ３０の出力電流値との積を各ＶＣＯ６において一定にしておけば、いずれのＶＣＯ６が選択された場合でも、同一のループフィルタでＰＬＬループゲインを一定に保つことができる。

なお、選択されたＶＣＯとチャージポンプの出力電流値との関係が記憶された記憶部（図示せず）を局部発振器１１内部あるいは外部に設けておき、チャージポンプ電流値選択回路２０は、ＶＣＯ選択信号を受けて上記記憶部にアクセスし、チャージポンプ３０の出力電流値を設定するといった構成も可能である。

さらに、このＰＬＬ１５のループゲインを局部発振器１１の位相ノイズ特性が最良になるように設計しておけば、いずれのＶＣＯが選択された場合でも、良好な位相ノイズ特性が得られる。

なお、出力電流値の切り替え可能なチャージポンプ３０は、例えば、基準電流源（図示せず）からカレントミラー回路で電流を取り出すチャージポンプにおいて、出力に接続するカレントミラーの並列数を変えることで容易に実現できる。また、チャージポンプ電流値選択回路２０は、ＶＣＯ選択信号を入力とする組み合わせ回路で容易に実現できる。

〔実施の形態３〕
図５は、本実施の形態３に係る局部発振器２１の構成を示すブロック図である。同図に示されるように、局部発振器２１は、３つのＶＣＯ６ａ〜６ｃと、ＰＬＬ２５と、ＶＣＯ選択回路１８と、ＶＣＯ出力選択回路１９と、比較周波数選択回路４０（分周比切り替え手段）とを備える。ＰＬＬ２５は、基準信号発振器３と、分周比可変分周器１７と、分周器８と、位相比較器９と、チャージポンプ１０と、ループフィルタ１２とを備える。

本実施の形態に係る局部発振器２１では、比較周波数選択回路４０と、ＰＬＬ２５に分周比を切り替えることができる分周比可変分周器１７とを備える。その他の構成は実施の形態１と同様である。

比較周波数選択回路４０は、ＶＣＯ選択信号を受け、選択されたＶＣＯに応じた比較周波数（基準信号を分周した後の周波数）を決定し、決定された比較周波数を出力するように、分周比可変分周器１７の分周比を設定する。図６に、各ＶＣＯの可変周波数範囲に対応した比較周波数の一設計例を示す。同図に示されるように、ＶＣＯ６ａの可変周波数範囲は、下限値が８９０〔ＭＨｚ〕、上限値が１３４０〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率が０．４、比較周波数は０．７５〔ＭＨｚ〕である。また、ＶＣＯ６ｂの可変周波数範囲は、下限値が１３４０〔ＭＨｚ〕、上限値が１８１０〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率が０．３、比較周波数は１．０〔ＭＨｚ〕である。また、ＶＣＯ６ｃの可変周波数範囲は、下限値が１８１０〔ＭＨｚ〕、上限値が２２１０〔ＭＨｚ〕、可変周波数の変化比率が０．２、比較周波数は１．５〔ＭＨｚ〕である。

このように、可変周波数の変化比率と比較周波数との積を、すべてのＶＣＯにおいて一定（同一）にしておけば、いずれのＶＣＯが選択された場合でも、同一のループフィルタにおけるＰＬＬのループゲインを一定に保つことができる。

さらに、このＰＬＬのループゲインを局部発振器２１の位相ノイズ特性が最良になるように設計しておけば、いずれのＶＣＯが選択された場合でも、良好な位相ノイズ特性が得られる。

なお、選択されたＶＣＯと比較周波数（対応する分周比）との対応関係が記憶された記憶部（図示せず）を局部発振器２１内部あるいは外部に設けておき、比較周波数選択回路４０は、ＶＣＯ選択信号を受けて上記記憶部にアクセスし、分周比可変分周器１７の分周比を設定するといった構成も可能である。

また、分周比可変分周器１７は、分周器をフリップフロップ搭載のカウンタ回路とし、そのカウント数を変える構成とすることで容易に実現することができる。

比較周波数選択回路４０は、ＶＣＯ選択信号を入力とする組み合わせ回路で容易に実現できる。なお、ＰＬＬで設定できる発振周波数は、比較周波数の整数倍に限られるので、必要な周波数に応じて比較周波数を適切な値に設定することが求められる。

また、第２および第３の実施の形態を別々に説明しているが、必要に応じて両者を組み合わせた構成にすることも可能である。すなわち、チャージポンプの出力電流値と比較周波数とを組み合わせれば、より柔軟にループゲインを最適化でき、良好な位相ノイズ特性を得ることができる。

また、各実施の形態にかかる局部発振器（１・１１・２１）を半導体に集積回路化することもできる。この場合、個別部品で構成するより小型化、低コスト化が実現できる。さらに、集積回路上では、Ｑ値の高い受動素子の作成が困難であり、良好な位相ノイズが得にくいため、本発明によって得られる効果は大きい。

なお、ここまでＶＣＯ６の個数や可変周波数の変化比率を、具体的な数値を挙げて説明してきたが、これらの数値に限定されないことはいうまでもない。可変周波数範囲（その変化比率）に対する各ＶＣＯ６の位相ノイズ特性を、実験的あるいは解析的に求めることにより、最小限のＶＣＯの個数で必要な周波数範囲において最良の位相ノイズ特性が得られるように、ＶＣＯの個数、各ＶＣＯへの可変周波数範囲の配分（各ＶＣＯの変化比率の設定）、チャージポンプの出力電流値および比較周波数等を最適化することが望ましい。

以上のように、本局部発振器（１・１１・２１）は、互いに可変周波数範囲がずれた複数のＶＣＯ（６ａ〜６ｃ）を有し、各ＶＣＯについて、可変周波数における上下限値の差の、上下限値の中間値に対する比が互いに異なっている。

したがって、各ＶＣＯのカバーする周波数範囲に応じて、その比率（上下限値の差の、上下限値の中間値に対する比）を変えることが可能である。これにより、良好な位相ノイズ特性の得にくい周波数範囲をカバーするＶＣＯの上記比率を小さくする一方、良好な位相ノイズ特性の得やすい周波数範囲をカバーするＶＣＯの上記比率を大きく設定することで、位相ノイズ特性の良好な発振器を回路面積や製造コストを抑制しつつ構成することができる。

また、本局部発振器（１・１１・２１）においては、下限値の高いＶＣＯほど上記比率が小さく設定されている。

上記構成によれば、良好な位相ノイズ特性の得にくい高周波数範囲をカバーするＶＣＯ（例えばＶＣＯ６ｃ）の位相ノイズを改善することができる。また、良好な位相ノイズ特性の得やすい低周波数範囲をカバーするＶＣＯ（例えば、ＶＣＯ６ａ）の上記比率を高く設定することで、対応周波数の広範囲化（例えば、８９０〔ＭＨｚ〕〜２２１０〔ＭＨｚ〕）を図ることが可能である。これにより、局部発振器（１・１１・２１）全体において、広い周波数範囲への対応を可能としつつ、良好な位相ノイズ特性を実現することができる。

また、本局部発振器１１においては、ＰＬＬ１５を構成する出力電流値が可変なチャージポンプ３０と、選択されたＶＣＯ６に応じて該チャージポンプ３０の出力電流値を切り替えるチャージポンプ電流値選択回路２０とを備える。

上記構成によれば、各ＶＣＯ６の上記比率に応じてチャージポンプ３０の出力電流値を切り替えることで、ＰＬＬ１５のループゲインを最適値に設定することができる。これにより、局部発振器１１全体として良好な位相ノイズを得ることができる。

また、本局部発振器１１においては、チャージポンプ電流値選択回路２０は、上記比率が小さいＶＣＯ６ほど大きな出力電流値に切り替える。

上記構成によれば、複数あるＶＣＯ６のいずれを選択した場合においても、ＰＬＬ１５のループゲインを一定に保つことができ、局部発振器１１全体として良好な位相ノイズを得ることができる。

また、本局部発振器１１においては、選択されたＶＣＯ６とチャージポンプ３０の出力電流値との関係が記憶された記憶部を備えることが好ましい。

上記構成によれば、ＶＣＯ６の選択とチャージポンプ３０の出力電流値の設定とを別々に行う必要がない。すなわち、ＶＣＯ６やＰＬＬ１５に対する設定回路を追加しなくて済む。これにより、チャージポンプの出力電流値を切り替える機能を搭載しつつ、回路面積や製造コストを抑制することができる。

また、本局部発振器２１においては、ＰＬＬ２５を構成する分周比が可変な分周器１７と、選択されたＶＣＯに応じて該分周器１７の分周比を切り替える比較周波数選択回路４０とを備える。

上記構成によれば、各ＶＣＯ６の上記比率に応じて分周器の分周比を切り替え、比較周波数を変化させる（切り替える）ことで、ＰＬＬ２５のループゲインを最適値に設定することができる。これにより、局部発振器２１全体として良好な位相ノイズを得ることができる。

また、本局部発振器２１においては、比較周波数選択回路４０は、上記比率が小さいＶＣＯほど小さな分周比に切り替える（すなわち、比較周波数を高くする）。

上記構成によれば、複数あるＶＣＯ６のいずれを選択した場合においても、ＰＬＬ２５のループゲインを一定に保つことができ、局部発振器２１全体として良好な位相ノイズを得ることができる。

また、本局部発振器２１においては、選択されたＶＣＯと分周器１７の分周比との関係が記憶された記憶部を備えることが好ましい。

上記構成によれば、ＶＣＯの選択と分周器の分周比の設定とを別々に行う必要がない。すなわち、ＶＣＯ６やＰＬＬ２５に対する設定回路を追加しなくて済む。これにより、分周器の分周比を切り替える機能を搭載しつつ、回路面積や製造コストを抑制することができる。

なお、本発明に係る局部発振器（１・１１・２１）は、発振周波数範囲（可変周波数範囲）の異なる複数個のＶＣＯ（６ａ〜６ｃ）を備え、必要な周波数に応じて使用するＶＣＯを切り替えて使用することで所望の周波数範囲（例えば、８９０〔ＭＨｚ〕〜２２１０〔ＭＨｚ〕）をカバーする局部発振器であって、各ＶＣＯにおける可変周波数（範囲）の変化比が異なっていることを特徴する、と表現することもできる。

本発明は上述した実施の形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、各実施の形態に開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明に係る局部発振器は、ＲＦ回路を有する通信装置（例えば、衛星放送対応の受信部）等に広く適用可能である。

本発明に係る局部発振器の各ＶＣＯにおける可変周波数の変化比率を示す表である。 本発明の実施の形態１に係る局部発振器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２に係る局部発振器の構成を示すブロック図である。 図３に示す局部発振器の各ＶＣＯの可変周波数範囲とチャージポンプの出力電流値との対応関係を示す表である。 本発明の実施の形態３に係る局部発振器の構成を示すブロック図である。 図５に示す局部発振器の各ＶＣＯの可変周波数範囲と比較周波数との対応関係を示す表である。 従来の局部発振器の構成を示すブロック図である。 ＰＬＬ制御のＶＣＯのループ帯域と位相ノイズとの関係を説明する説明図である。 図７に示す局部発振器の各ＶＣＯにおける可変周波数の変化比率を示す表である。

符号の説明

１・１１・２１ 局部発振器（発振器）
３ 基準信号発振器
５・１５・２５ ＰＬＬ
６ａ〜６ｃ ＶＣＯ（電圧制御発振回路）
７ 分周器
８ 分周器
８ ＶＣＯ選択回路
９ ＶＣＯ出力選択回路
１０ チャージポンプ
１２ ループフィルタ
１７ 分周比可変分周器
１８ ＶＣＯ選択回路（選択手段）
１９ ＶＣＯ出力選択回路
２０ チャージポンプ電流値選択回路（出力切り替え手段）
３０ 電流値切り替えチャージポンプ
４０ 比較周波数選択回路（分周比切り替え手段）

Claims (10)

1. 制御電圧に応じてその発振周波数が下限値および上限値間で変化する電圧制御発振回路を複数有するとともにこの複数の電圧制御発振回路から任意の電圧制御発振回路を選択する選択手段を備えた発振器であって、
   ２つ以上の上記電圧制御発振回路においては、上限値および下限値の差と、下限値および上限値の中間値との比率が互いに異なっていることを特徴とする発振器。
2. 下限値の高い電圧制御発振回路ほど上記比率が小さく設定されていることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
3. ＰＬＬを構成する出力電流値が可変なチャージポンプと、選択された電圧制御発振回路に応じて該チャージポンプの出力電流値を切り替える出力切り替え手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
4. 上記出力切り替え手段は、上記比率が小さい電圧制御発振回路ほど大きな出力電流値に切り替えることを特徴とする請求項３に記載の発振器。
5. 選択された電圧制御発振回路とチャージポンプの出力電流値との関係が記憶された記憶部を備えることを特徴とする請求項３記載の発振器。
6. ＰＬＬを構成する分周比が可変な分周器と、選択された電圧制御発振回路に応じて該分周器の分周比を切り替える分周比切り替え手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
7. 上記分周比切り替え手段は、上記比率が小さい電圧制御発振回路ほど小さな分周比に切り替えることを特徴とする請求項６に記載の発振器。
8. 選択された電圧制御発振回路と分周器の分周比との関係が記憶された記憶部を備えることを特徴とする請求項６記載の発振器。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載の発振器を用いたことを特徴とする集積回路。
10. 請求項１から８のいずれか１項に記載の発振器を用いたことを特徴とする通信装置。

Images