CN1777035B - 振荡器、集成电路、通信装置 - Google Patents
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Abstract
本发明揭示一种振荡器，具有多个其振荡频率根据控制电压在下限值和上限值之间变化的电压控制振荡电路，同时包括从该多个电压控制振荡电路中选择任意的电压控制振荡电路的选择电路，而且，2个以上的所述电压控制振荡电路中，上限值和下限值之差对下限值和上限值的中间值的比率互相不同。这样，可得到不使制造成本和其电路面积增加的、覆盖宽的频率范围并具有良好的相位噪声特性的振荡器(例如本地振荡器)。
Description
技术领域
本发明涉及能覆盖连续宽频范围的本地振荡器(LO)，以及使用该振荡器的通信装置(例如卫星广播对应的接收机)。
背景技术
卫星广播、有线电视、地面波电视广播等的电视广播中，使用宽频率范围。例如，卫星广播的室内接收机使用950MHz至2150MHz，有线电视广播中使用52MHz至864MHz。因此，要求与这些广播对应的接收机所用的本地振荡器在宽频范围内进行动作。
另外，这些广播中也采用带相位调制的数字通信方式，为实行误差少的通信，本地振荡器具有良好的相位噪声特性极为重要。
这种本地振荡器中通常采用由PLL(相控环路)控制具有包含电感和可变电容的LC振荡电路的压控振荡电路(VCO)的方式。
这里，首先说明PLL控制的本地振荡器的一般构成。如图7所示，本地振荡器101包括基准信号振荡电路103，VCO106，PLL105。PLL105包括分频器107，分频器108，相位比较器109，供给泵110，环路滤波器112。
VCO106振荡与所加电压(控制用电压)对应的频率的输出信号。
PLL107比较来自基准信号振荡器103的基准信号频率与来自VCO106的输出信号频率，如有差异就进行动作，控制对VCO106的施加电压使消除差异(即VCO106振荡→相位比较→对VCO106的施加电压控制→VCO106振荡那样的环形地动作)。基准信号振荡电路103例如是晶体振荡电路，振荡基准频率的信号(基准信号)。分频比R的分频器107将来自基准信号振荡器103的基准信号频率分频成1/R。又，分频比N的分频器108将来自VCO106的输出信号的频率分频成1/N。相位比较器109将基准信号分频后的频率与来自VCO106的输出信号的分频后的频率进行比较。供给泵110在相位比较器109的比较结果有差异时，将其差(相位误差)对应值的电流(平均直流电流)输出到环路滤波器112。环路滤波器112中，根据来自供给泵110的输出电流与其阻抗，生成对VCO106的控制用电压。利用该反馈环路的作用，PLL稳定状态下的VCO106的振荡频率f，为f＝(N/R)×基准频率。
这里如设置多个VCO106(例如106a～106c)，互相错开可变频率范围，则能构成覆盖宽频区域(例如890[MHz]～2210[MHz])的本地振荡器101。
其次，说明用PLL的本地振荡器的相位噪声。本地振荡器中，PLL的环路增益为Odb的频带域(环路带域)内，PLL带域内噪声是主要的，而环路带域外VCO的噪声是主要的。实际上如图8所示在将环路带域的端(环路增益为0db的频率fr)设定为高的频率时，环路带域内的噪声被抑低，同时带域外的噪声增加。反之，将环路带域的端(环路增益为0db的频率fr)设定为低的频率时，环路带域内的噪声增加，同时带域外的噪声增加小。
因此，为在本地振荡器中得到良好的相位噪声，VCO的相位噪声良好，与适当设定PLL环路带域是重要的。
日本国特许公报特开2003-110425公报(公开日：平成15年4月11日)中，揭示通过用同一工艺将多个VCO全部做进集成电路，设定全部VCO使可变频率范围的偏移在同一方向，各VCO的频率可变范围之间连续。根据该从来的构成，VCO的个数不必增加到必要以上，能构成在宽频范围内动作的本地振荡器。
然而，上述从来的构成中，为抑制电路面积和制造成本，使VC06的个数最少，同时为使可变频率范围的偏移在同一方向，各VCO的频率可变范围连续，各VCO的频率的变化比率(可变频率上限值与下限值之差与该下限值和上限值的中间值的比率)在各VCO取一定值。图9示出该例。如图中所示，VCO106a的可变频率范围，下限值为890MHz，上限值为1200MHz，中间值为1045MHz，可变频率的变化比率为0.3。又VCO106b的可变频率范围，下限值为1200MHz，上限值为1630MHz，中间值为1415MHz，可变频率的变化比率为0.3。又VCO106c的可变频率范围，下限值为1630MHz，上限值为2210MHz，中间值为1920MHz，可变频率的变化比率为0.3。这样，本地振荡器101中，各VCO间的可变频率的变化比率为一定。
这时，各VCO应覆盖的频率范围展宽，特别在高频侧对应的VCO106c中相对于控制电压的变动幅度的振荡频率变动宽度非常大，而且由于电路元件的频率特性难以得到大的振荡幅度，相位噪声特性显著恶化。
另一方面，为避免这一点，当增加VCO的个数，缩小各VCO的振荡频率的频率变化比率时，增大了电路规模和制造成本。即，用单个元件构成VCO时，元件数与实装面积增加，制造成本也增加。另外，将VCO集成到半导体上时，由于增加绕线电感和可变电容那种占有面积大的无源元件的元件数，故招致芯片面积的增大和制造成本的增大。
发明内容
本发明鉴于上述课题而作，其目的在于提供具有良好的相位噪声并抑制电路面积的振荡器(例如本地振荡器LO)。
为解决上述课题，本发明的振荡器，具有多个其振荡频率根据控制电压在下限值和上限值之间变化的电压控制振荡电路，同时包括从该多个电压控制振荡电路中选择任意的电压控制振荡电路的选择电路，其中，2个以上的所述电压控制振荡电路中，上限值和下限值之差对下限值和上限值的中间值的比率(上限值与下限值之差/下限值与上限值的中间值)互相不同。
本振荡器中例如通过在各电压控制振荡电路间使可变频率范围不同，可选择与所要频率一致的电压控制振荡电路，对宽频范围的对应成为可能。
根据上述构成，2个以上的所述电压控制振荡电路，上限值与下限值的差与下限值和上限值的中间值的比率(上限值与下限值之差/下限值与上限值的中间值)互相不同。即，能根据各电压控制振荡电路覆盖的频率范围，任意设定其比率(上限值与下限值之差/下限值与上限值的中间值)。
这样一来，通过缩小覆盖不易得到良好相位噪声特性的频率范围的电压控制振荡电路的上述比率，另一方面，增大覆盖容易得到良好相位噪声特性的频率范围的电压控制振荡电路的上述比率，从而能抑制电路面积和制造成本，构成相位噪声特性良好的振荡器。
附图说明
图1示出本发明的本地振荡器的各VCO中的可变频率的变化比率表。
图2示出本发明的实施形态1的本地振荡器的构成框图。
图3示出本发明的实施形态2的本地振荡器的构成框图。
图4示出图3所示的本地振荡器各VCO的可变频率范围与供给泵的输出电流值的对关系表。
图5示出本发明的实施形态3的本地振荡器的构成框图。
图6示出图5所示的本地振荡器各VCO的可变频率范围与比较频率的对关系表。
图7示出从来的本地振荡器的构成框图。
图8为说明PLL控制的VCO环路带域与相位噪声的关系的说明图。
图9示出图7所示的本地振荡器的各VCO中的可变频率的变化比率表。
具体实施方式
根据图1～图6说明本发明的本地振荡器(振荡器)的实施形态的具体例如下。本实施形态举出用3个VCO(电压控制振荡电路)覆盖890MHz～2210MHz的情况为例进行说明。另外，对于振荡频率的绝对的或相对的偏移而言，为不使频率中断，实际上对频率的上限和下限最好在各VCO间设计重叠，但以下说明为简单计，不考虑(说明)这一点。
[实施形态1]
图2示出本实施形态1的本地振荡器1的构成框图。图中，本地振荡器(振荡器)1包括：3个VCO6a～6c(电压控制振荡电路)，PLL5，VCO选择电路18(选择电路)，及VCO输出选择电路19。PLL5包括：基准信号振荡器3，分频器7，分频器8，相位比较器9，供给泵10，以及环路滤波器12。
各VCO(6a，6B，6c)根据所加的电压振荡从下限值至上限值(可变频率范围)频率的信号。这里，各VCO(6a，6B，6c)的可变频率范围互相不同(偏移)。VCO选择电路18通过输出VCO选择信号，仅使3个VCO6a～6c中所要频率振荡的VCO动作，同时使其他VCO停止。VCO输出电路19仅将来自接受VCO选择信号的(所选择的)VCO的信号输出到混频器等的外部。这样，本地振荡器1中，由于根据必要的频率转换VCO，故能覆盖宽的频率范围。
PLL5根据基准信号频率和VCO6的输出信号的频率，控制对VCO6的施加电压。即PLL5进行VCO6振荡→相位比较→对VCO6的施加电压控制→VCO6振荡那样的环形动作。
基准信号振荡电路3例如是晶体振荡电路，振荡基准频率的信号。分频器7分频比是R，将来自基准信号振荡器3的基准信号的频率分频为1/R。分频器8分频比是N，将VCO6的输出信号的频率分频为1/N。相位比较器9将基准信号分频后的频率与VCO6的输出信号分频后的频率进行比较。供给泵10在相位比较器的输出有差异时，将与该差异(相位误差)对应值的电流(平均直流电流)输出到环路滤波器12。环路滤波器12根据供给泵10的输出电流与其阻抗生成对VCO6的控制用电压。根据这样的反馈作用，PLL的稳定状态下的VCO6的振荡频率f，为f＝(N/R)×基准频率。
图1示出本实施形态中各VCO和可变频率范围及其变化比率。这是用3个不同VCO6a，6b，6c覆盖890MHz至2210MHz频率范围时的设计例。
图1中，在本地振荡器中，各VCO间的可变频率的变化比率(上下限值之差(频率变化宽度)对上下限值的中间值(中心频率)之比)互相不同。即，VCO6a的可变频率范围，下限值为890[MHz]，上限值为1340[MHz]，中间值为1115[MHz]，可变频率的变化比率为0.4。又，VCO6b的可变频率范围，下限值为1 340[MHz]，上限值为1810[MHz]，中间值为1575[MHz]，可变频率的变化比率为0.3。又，VCO6c的可变频率范围，下限值为1810[MHz]，上限值为2210[MHz]，中间值为2010[MHz]，可变频率的变化比率为0.2。
另外，如前所述，图9所示的从来在构成中，可变频率的变化比率，各VCO是一定(相同)的0.3。
这里，比较本实施形态与从来的各VCO相位噪声，当比较下限频率最高的VCO6c(可变频率范围的变化率0.2)与VCO106c(可变频率范围的变化率0.3)时，可见利用可变频率范围的变化率的差异，得到本实施形态中的VCO6c的良好相位噪声。另一方面，当比较下限频率最低的VCO6a(可变频率范围的变化率0.4)与VCO106a(可变频率范围的变化率0.3)时，从来的VCO106a一方得到良好的相位噪声。但是在本地振荡器1中由于大幅度改善了3个VCO中相位噪声状态最差的VCO6c(106c)的相位噪声，因此能比从来的构成(可变频率范围的变化比率为一定时，参照图9)提高作为本地振荡器整体的相位噪声。
不过，最好设定各VCO(VCO6a，6b，6c)的可变频率范围及其变化比率，使下限频率最低的VCO6a的相位噪声的影响为最小限度，因此使作为本地振荡器整体的相位噪声特性提高到最大限度。
[实施形态2]
图3示出本实施形态2的本地振荡器11的构成框图。图中，本地振荡器11包括：3个VCO6a～6c，PLL15，VCO选择电路18，及VCO输出选择电路19，供给泵电流值选择电路20(输出转换手段)。PLL15包括：基准信号振荡器3，分频器7，分频器8，相位比较器9，电流转换供给泵30，及环路滤波器12。
本实施形态的本地振荡器11，包括供给泵电流值选择电路20，和能将输出电流值转换到PLL15的电流值转换供给泵30。其他构成与实施形态1相同。
供给泵电流值选择电路20接收来自VCO输出选择电路19的VCO选择信号，决定各VCO对应的输出电流值，设定电流值转换供给泵30的输出电流值。图4示出各VCO的可变频率范围对应的供给泵30的输出电流值的一设计例。如图中所示，VCO6a的可变频率范围，下限值为890[MHz]，上限值为1340[MHz]，可变频率的变化比率为0.4，供给泵30的输出电流值为0.9[mA]。又，VCO6b的可变频率范围，下限值为1340[MHz]，上限值为1810[MHz]，可变频率的变化比率为0.3，供给泵30的输出电流值为1.2[mA]。又，VCO6c的可变频率范围，下限值为1810[MHz]，上限值为2210[MHz]，可变频率的变化比率为0.2，供给泵30的输出电流值为1.8[mA]。
这样一来，如果使可变频率的变化比率与供给泵30的输出电流值的积对各VCO6为一定，那末不论选择那一个VCO6也能用同一环路滤波器保持PLL环路增益为一定。
另外，存储所选的VCO与供给泵的输出电流值的关系的存储部(未图示)设置在本地振荡器11的内部或外部，供给泵电流值选择电路20接收VCO选择信号，访问所述存储部，设定供给泵30的输出电流值那样的构成也是可能的。
另外，如设计该PLL15的环路增益使本地振荡器11的相位噪声特性为最佳，那末不论选择那个VCO也得到良好的相位噪声特性。
另外，输出电流值可转换的供给泵30，例如在用电流镜电路从基准电流源(未图示)取出电流的电流镜电路中，通过改变连接于输出的电流镜的排列数，可容易地实现。另外，供给泵电流值选择电路20，采用以VCO选择信号作为输入的组合电路，可容易实现。
[实施形态3]
图5示出本实施形态3的本地振荡器21的构成框图。图中，本地振荡器21包括：3个VCO6a～6c，PLL25，VCO选择电路18，及VCO输出选择电路19，比较频率选择电路40，(分频比转换手段)。PLL25包括：基准信号振荡器3，分频比可变分频器17，分频器8，相位比较器9，供给泵10，及环路滤波器12。
本实施形态的本地振荡器21，包括，比较频率选择电路40，和PLL25能转换分频比的分频比可变分频器17。其他构成与实施形态1相同。
比较频率选择电路40接收VCO选择信号，决定所选的VCO对应的比较频率(对基准信号分频后的频率)，设定分频比可变分频器17的分频比使输出决定的比较频率。图6示出各VCO的可变频率范围对应的比较频率的一设计例。如图中所示，VCO6a的可变频率范围，下限值为890[MHz]，上限值为1340[MHz]，可变频率的变化比率为0.4，比较频率为0.75[MHz]。又，VCO6b的可变频率范围，下限值为1340[MHz]，上限值为1810[MHz]，可变频率的变化比率为0.3，比较频率为1.0[MHz]。又，VCO6c的可变频率范围，下限值为1810[MHz]，上限值为2210[MHz]，可变频率的变化比率为0.2，比较频率为1.5[MHz]。
这样，如果使可变频率的变化比率与比较频率的在所有的VCO中为一定(相同)，那末不论选择哪个VCO时，也能保持同一个环路滤波器中的PLL的环路增益为一定。
此外，如设计该PLL的环路增益使本地振荡器21的相位噪声特性为最佳，那末不论选择哪个VCO也得到良好的相位噪声特性。
另外，存储所选的VCO与比较频率(对应的分频比)的对应关系的存储部(未图示)设置在本地振荡器21的内部或外部，比较频率选择电路40接收VCO选择信号，访问所述存储部，设定分频比可变分频器17的分频比那样的构成也是可能的。
另外，分频比可变分频器17，通过使分频器为装载触发器的计数电路，改变其计数的构成，可容易地实现。
比较频率选择电路40，使用以VCO选择信号作为输入的组合电路，可容易实现。另外用PLL可设定的振荡频率，因限于比较频率的整数倍，因此要求根据必要的频率设定比较频率为适当的值。
另外，虽然分别说明了第2和第3实施形态，但根据需要使组合两者的构成也是可能的。即是说，如果组合供给泵的输出电流值与比较频率，则能更灵活地使环路增益最佳化，得到良好的相位噪声特性。
另外，也可将各实施形态的本地振荡器(1，11，21)集成在半导体做成集成电路。这时，能实现比用个体元件构成的更小型化、低成本化。而且，由于在集成电路上做成Q值高的无源元件是困难的，不易得到良好的相位噪声，因此利用本发明获得的效果大。
此前已经举出具体数值说明了VCO的个数和可变频率的变化比率，但当然不限定于这些数值。通过实验方式或解析方式求出对可变频率范围(其变化比率)的各VCO6的相位噪声特性，为用最小限度的VCO个数在必要的频率范围内得到最良的相位噪声特性，希望使VCO个数，对各VCO的可变频率范围的分配(各VCO的变化比率的设定)，供给泵的输出电流值及比较频率等最佳化。
如上所述，在本地振荡器(1，11，21)具有可变频率范围互相偏移的多个VCO(6a～6c)，对各VCO，可变频率中的上下限值的差对上下限值的中间值的比互相不同。
因此，根据各VCO的覆盖的频率范围改变其比率(上下限值的差对上下限值的中间值的比)是可能的。这样，通过缩小覆盖良好的相位噪声特性不易得到的频率范围的VCO的上述比率，另一方面增大覆盖良好的相位噪声特性容易得到的频率范围的VCO的上述比率，可抑制电路面积和制造成本并构成相位噪声特性良好的振荡器。
另外，在本地振荡器(1，11，21)中，对下限值越高的VCO，设定上述比率越小。
根据上述构成，能改善覆盖良好的相位噪声特性不易得到的高频率范围的VCO(例如VCO6c)的相位噪声。另外，通过将覆盖良好的相位噪声特性容易得到的低频率范围的VCO(例如VCO6a)的上述比率设定得高，可能谋求对应频率的宽范围化(例如890[MHz]～2210[MHz])。这样一来，在本地振荡器(1，11，21)整体中可对应宽的频率范围，能实现良好的相位噪声特性。
另外，在本地振荡器11中，包括：构成PLL15的输出电流可变的供给泵30，和根据所选的VCO6转换该供给泵30的输出电流的供给泵电流值选择电路20。
根据上述的构成，通过根据各VCO的上述比率转换供给泵30的输出电流，能将PLL15的环路增益设定为最佳值。这样，作为振荡器11的整体，能得到良好的相位噪声。
另外，在本地振荡器11中，供给泵电流值选择电路20，对上述比率越小的VCO，转换到越大的输出电流值。
根据上述构成，不论选择有多个VCO的哪一个，也能保持PLL15的环路增益为一定，作为振荡器11的整体，能得到良好的相位噪声。
另外，在本地振荡器11中，最好包括存储所选的VCO6与供给泵30的输出电流值的关系的存储部。
根据上述构成，就不必分别进行VCO6的选择与供给泵30的输出电流的设定。即是说不需增加对VCO6与PLL15的设定电路。这样，能装载转换供给泵的输出电流值的功能，并抑制电路面积和制造成本。
另外，在本地振荡器21中，包括，构成PLL25的分频比可变的分频器17，和根据所选的VCO转换该分频器1 7的分频比的比较频率选择电路40。
根据上述构成，根据各VCO6的上述比率转换分频器的分频比，改变(转换)比较频率，从而能最佳地设定PLL25的环路增益。这样，作为本地振荡器21整体能得到良好的相位噪声。
另外，在本地振荡器21中，比较频率选择电路40，对上述比率越小的VCO转换成越小的分频比(即比较频率越高)。
根据上述构成，不论在选择有多个VCO6的哪一个时也能保持PLL25的环路增益为一定，作为本地振荡器21整体能得到良好的相位噪声。
另外，在本地振荡器21中，最好包括存储所选的VCO与分频器17的分频比的关系的存储部。
根据上述构成，就不必分别进行VCO的选择与分频器的分频比的设定。即是说不需增加对VCO6与PLL25的设定电路。这样，能装载转换分频器的分频比的功能，并抑制电路面积和制造成本。
另外，本实施形态的本地振荡器(1，11，21)包括振荡频率范围(可变频率范围)不同的多个VCO(6a～6c)，根据必要的频率转换使用的VCO，从而覆盖所需的频率范围(例如890[MHz]～2210[MHz])，其特征表现为各VCO中的可变频率(范围)的变化比不同。
如上所述，根据本实施形态，不必徒然增加制造成本和其面积，能得到覆盖宽频范围并具良好相位噪声特性的振荡器(例如本地振荡器)。
另外，本振荡器中，最好下限值越高的电压控制振荡电路设定上述比率(上限值与下限值的差/下限值和上限值的中间值)越小。
根据上述构成，能改善覆盖良好的相位噪声特性不易得到的高频范围的电压控制振荡电路的相位噪声。另外，通过将覆盖良好的相位噪声特性容易得到的低频范围的电压控制振荡电路的上述比率设定得高，谋求对应频率的宽范围化是可能的。这样一来，振荡器整体可能对应宽频范围，实现良好的相位噪声特性。
另外，本振荡器中，最好包括，构成PLL的输出电流值可变的供给泵，和根据所选的电压控制振荡电路转换供给泵的输出电流值的输出(电流值)转换电路。
根据上述构成，根据各电压控制振荡电路的上述比率转换供给泵的输出电流值，从而能最佳地设定PLL的环路增益。这样，作为振荡器整体能得到良好的相位噪声。
本振荡器中，上述输出(电流值)转换电路，最好对上述比率(上限值与下限值的差/下限值和上限值的中间值)越小的电压控制振荡电路转换到越大的输出电流值。
根据上述构成，不论在选择有多个电压控制振荡电路的哪一个时也能保持PLL的环路增益为一定，作为振荡器整体能得到良好的相位噪声。
另外，本振荡器中，最好包括存储所选的电压控制振荡电路与供给泵的输出电流值的关系的存储部。
根据上述构成，就不必分别进行电压控制振荡电路的选择与供给泵的输出电流值的设定。即是说不需增加对电压控制振荡电路与PLL的设定电路。这样，能装载转换供给泵的输出电流值的功能，并抑制电路面积和制造成本。
另外，本振荡器中，最好包括，构成PLL的分频比(整数)可变的分频器，和根据所选的电压控制振荡电路转换该分频器的分频比的分频比转换电路。分频器将输入信号的频率分频成分频比分之一。
根据上述构成，根据各电压控制振荡电路的上述比率转换分频器的分频比，改变(转换)比较频率，从而能最佳地设定PLL的环路增益。这样，作为振荡器整体能得到良好的相位噪声。
另外，本振荡器中，上述分频比转换电路最好对上述比率(上限值与下限值的差/下限值和上限值的中间值)越小的电压控制振荡电路转换到越小的分频比(即转换到高的比较频率)。
根据上述构成，不论在选择有多个电压控制振荡电路的哪一个时也能保持PLL的环路增益为一定，作为振荡器整体能得到良好的相位噪声。
另外，本振荡器中，最好包括存储所选的电压控制振荡电路与分频器的分频比的关系的存储部。
根据上述构成，就不必分别进行电压控制振荡电路的选择与分频器的分频比的设定。即是说不需增加对电压控制振荡电路与PLL的设定电路。这样，能装载转换分频器的分频比的功能，并抑制电路面积和制造成本。
另外，本实施形态的集成电路，以形成上述振荡器为特征。这样，通过将上述振荡器做进集成电路，振荡器当然可小型化。
另外，本实施形态的通信装置，以使用上述振荡器为特征。
本实施形态的本地振荡器可广泛应用于具有RF电路的通信装置(例如卫星广播对应的接收部)中。
本发明不限于上述的实施形态，在权利要求项所示的范围内各种变更是可能的，适当组合各实施形态中所揭示的技术手段而得到的实施形态也包含在本发明的技术范围内。
Claims (9)
1.一种PLL控制的振荡器，其特征在于，
具有多个其振荡频率根据控制电压在下限值和上限值之间变化的电压控制振荡电路，同时包括从这种多个电压控制振荡电路中选择任意的电压控制振荡电路的选择电路，
2个以上的所述电压控制振荡电路中，上限值和下限值之差对下限值和上限值的中间值的比率互相不同，
所述振荡器还包括：
PLL电路，所述PLL电路包括：对基准信号的频率进行分频的第1分频器、对来自所选择的电压控制振荡电路的反馈信号的频率进行分频的第2分频器、相位比较器、输出电流值可变的供给泵、以及环路滤波器；以及
根据所选择的电压控制振荡电路转换所述供给泵的输出电流值的输出转换电路，所述供给泵将来自相位比较器的信号作为输入。
2.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，
下限值越高的电压控制振荡电路，所述比率设定得越小。
3.如权利要求2所述的振荡器，其特征在于，
所述输出转换电路，对所述比率越小的电压控制振荡电路转换成越大的输出电流值。
4.如权利要求2所述的振荡器，其特征在于，包括
存储所选择的电压控制振荡电路与所述供给泵的输出电流值的关系的存储部。
5.一种PLL控制的振荡器，其特征在于，
具有多个其振荡频率根据控制电压在下限值和上限值之间变化的电压控制振荡电路，同时包括从这种多个电压控制振荡电路中选择任意的电压控制振荡电路的选择电路，
2个以上的所述电压控制振荡电路中，上限值和下限值之差对下限值和上限值的中间值的比率互相不同，
所述振荡器还包括：
PLL电路，所述PLL电路包括：对基准信号的频率进行分频且分频比可变的第1分频器、对来自所选择的电压控制振荡电路的反馈信号的频率进行分频的第2分频器、相位比较器、供给泵、以及环路滤波器；以及
根据所选择的电压控制振荡电路转换所述第1分频器的分频比的分频比转换电路。
6.如权利要求5所述的振荡器，其特征在于，
所述分频比转换电路，对所述比率越小的电压控制振荡电路转换成越小的分频比。
7.如权利要求5所述的振荡器，其特征在于，包括
存储所选择的电压控制振荡电路与所述第1分频器的分频比的关系的存储部。
8.一种集成电路，其特征在于，包括权利要求1或5所述的振荡器。
9.一种接收装置，其特征在于，包括权利要求1或5所述的振荡器。
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