JP2005534204A - マルチモードの通信用送信器 - Google Patents

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Abstract

広い意味で、本発明は、モード切り換えが実時間にオンザフライで可能な真正のマルチモード動作を提供する。信号のグリッチが信号の立ち下がり時にのみ発生し従ってわずかしかできないために、通信信号を完全に立ち下げて、一つのモードから他のモードへ切り替わる間の保護期間内に元に戻るような傾斜の技術が、提供される。本発明の他の面では、極性変調アーキテクチャを持った、有利な点のあるマルチモード通信プラットフォームが提供される。このプラットフォームは、マルチモードの、大部分がディジタルの、単一チップ通信信号プロセッサが基になっているのが望ましい。ディジタルの、位相固定の、周波数ロックループによって、多用途で低消費電力の動作が可能となる。

Description

本発明は、マルチモードの通信用送信器に関する。
異なった地域において異なった移動通信システムが普及している。例に挙げるシステムには、ＧＳＭとＡＮＳＩ−１３６標準によって特定される通信システムが含まれ、それらには、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）通信システムと、ＣＤＭＡ標準（ＩＳ−９５）と、同じものの組み合わせ（所謂、マルチモードシステム）がある。さらに、競争関係にある標準の急増が、ＥＤＧＥ，ＵＭＴＳ（ＷＣＤＭＡ），ＣＤＭＡ２０００等の異なる２.５と３Ｇ移動通信標準の採用と共に増加している。従って、“世界電話”の展望が繰り返し明らかにされたが、その目標への進展は進まず難しいものであった。現在の様々な製品によって、特定の標準に対して多帯域の動作が提供されている。少数の製品によって、多標準（すなわちマルチモード）の動作が提供されている。真正のマルチモード動作は、実時間でオンザフライ（on-the-fly）のモード切り換えができなくてはならない。
ＴＤＭＡ通信システムにおいて、高品質のＲＦ（無線周波数）信号が、最小出力電力状態から特定の出力電力における情報搬送（information-bearing）の変調の状態へ急峻に立ち上がり、そして最小出力電力の状態へと戻らなくてはならない。そのような電力の立ち上がり能力が図１に示されている。
これらの送信器に基本的な要件は、立ち上がりと立ち下がりの動作が、割り当てられたＲＦチャネルから離れたスペクトル帯域（例えば、他の送信器に割り当てられた帯域）のピーク電力の特定の制限に従わなくてはならず、その関連する測定値は、いくつかのシステムにおいて過渡スペクトルと呼ばれたり、あるいは他のシステムでは過渡隣接チャネル電力（過渡ＡＣＰ）と呼ばれている。
現在の電力立ち上がり技術は、変調の種類毎にあつらえらえており、典型的なものでは、ユニット単位の較正が必要である（少なくとも典型的なＧＭＳＫ送信器の場合と、従来型のマルチモード送信器の場合はそうである）。たとえそうであっても、過渡ＡＣＰ性能は、通常は、ぎりぎりのものである。
米国特許第６１９１６５３号 米国特許第６１９４９６３号 米国特許第６０７８６２８号 米国特許第５７０５９５９号 米国特許第６１０１２２４号 米国特許第５８４７６０２号 米国特許第６０４３７０７号 米国特許第３９００８２３号 仏国特許公報ＦＲ２７６８５７４号
モード切り替えが実時間にオンザフライで行われるような、真正のマルチモード動作への大いなる挑戦は、次の、（ａ）信号のグリッチ（glitch）が信号の立ち下がり時にのみ発生し従ってわずかしかできないために、どのようにして通信信号を完全に立ち下げて、一つのモードから他のモードへ切り替わる間の保護期間内に元に戻るか、と（ｂ）完全に立ち下がらずに、いかに一つの変調から他の変調へ速やかに変化するか、という問題を抱えている。
さらに、もし異なるハードウェアのパスが異なる変調に対して使用されるなら、ハードウェアパスの間の切り換えがある時に切り換え過渡状態があろうし、これらの過渡状態は制御可能かも知れないしそうでないかも知れないので、モード切り換えは、さらに難しくなる。
他の問題は、帯域内（誤りベクトルの大きさ或いはＥＶＭによって測定される）と帯域外（電力スペクトル密度あるいはＰＳＤによって測定される）の両方で、信号の品質に関係する。多くの標準に対して広い範囲の出力電力に渡って、信号の品質を高く保つことには、特別な挑戦が課される。
本発明は、従来の（Ｉ／Ｑ）と極性変調のアーキテクチャの両方に応用可能である。極性変調アーキテクチャと、別々の振幅と位相のパスが提供される同種のアーキテクチャが記載されているのは、例えば、特許文献１と特許文献２と特許文献３と特許文献４と特許文献５と特許文献６と特許文献７と特許文献８と特許文献９であり、これら全てがここに参考のために組み入れられる。
広い意味で、本発明は、モード切り換えが実時間にオンザフライで可能な真正のマルチモード動作を提供する。信号のグリッチが信号の立ち下がり時にのみ発生し従ってわずかしかできないために、通信信号を完全に立ち下げて、一つのモードから他のモードへ切り替わる間の保護期間内に元に戻るような傾斜の技術が、提供される。本発明の他の面では、極性変調アーキテクチャを持った、有利な点のあるマルチモード通信プラットフォームが提供される。このプラットフォームは、マルチモードの、大部分がディジタルの、単一チップ通信信号プロセッサが基になっているのが望ましい。ディジタルの、位相固定の、周波数ロックループによって、多用途で低消費電力の動作が可能となる。
本発明は、添付の図面と共に以下の説明を読むことで、より良く理解されよう。
対象とするほとんど全てのシステムにとって、情報搬送の変調の複素包絡線＜complex envelope＞ｘ（ｔ）は、既知の式を用いて表現することができる。
Figure 2005534204
 これは、次の式に等しい。
Figure 2005534204
上記の式でａｎは、ｎ番目の複素値を持つシンボル（典型的には、ばらばらの一群から抽出される）であり、ｐ（ｔ）は、パルス形成フィルタの時刻ｔにおけるインパルス応答であり、Ｔは、シンボル期間である。時刻ｔは、連続的でも離散的でも良い。ｐ（ｔ）で与えられるインパルス応答を持つパルス形成フィルタを用いた、従来からのＱＡＭ変調器が、図２に示されている。スペクトルの効率を維持したいという希望のために、ｐ（ｔ）は、典型的には、図３に例が示される、滑らかなパルス状の関数である。
本発明の記載では、“変調器”という用語は、２つの異なる文脈で用いられる。一つの用法は、図２のような複素包絡線発生器を意味し、その詳細は、特定の選ばれた変調によって決まる。他の用法は、上述した種類の複雑な包絡線信号を用いるいくつかの例では、無線周波数における情報搬送の（すなわち変調された）信号を作るのに使用される回路を意味する。これら２つの異なる用法は、文脈から、当業者には容易に区別可能である。
極性変調器と従来からの変調器とに関して未だ知られていない、重要な所見が、既述した有利な特長を持った傾斜化を達成するのに、本発明に沿って引き出される。ゼロの値の少量のシンボルを、バーストに属する情報シンボルの有限長のシーケンスへ、先頭に付加したり追加したりすることで、結果としての複素包絡線ｘ（ｔ）は、必要なだけ正確に自然に立ち上がり、また立ち下がるものである。さらに、これらの傾斜化の間における、ｘ（ｔ）の過渡スペクトル特性は、情報搬送の変調の間のものよりは良いことが見て取れる。ゼロの値のシンボルを先頭に付加したり追加して、傾斜化を制御するのに使用されるＱＡＭ変調器の動作を示す図が、図４に示されている。
図６は、本発明の一例の実施形態に沿った傾斜制御回路を含んだ送信器の一部を示したものである。図６の回路を説明する前に、図６の回路で使用されるタイミング信号間の関係を理解することが有用であろう。これらのタイミング信号は図５に示されている。サンプルのクロック信号は、シンボルクロックを得るために、或る数Ｔで分けられる。τカウンタは、シンボルクロックの１期間の間に、サンプルクロックを計数する。図５の例では、Ｔ＝４である。
図６を参照すると、インパルス応答係数ｐ(０)，ｐ(１)，…，ｐ((Ｌ＋１)Ｔ−１)を持ったパルス形成フィルタ６０１が、タップされた遅延線あるいはシフトレジスタから、一群のシンボルａｎ，ａｎ−１，ａｎ−２，…，ａｎ−Ｌを受け取る。（本説明のために、シフトレジスタの実装を仮定する）τは、０，１，２，…，Ｔ−１を通して循環するので、指標τ，τ＋Ｔ，τ＋２Ｔ，…，τ＋ＬＴは、特定の時刻の回路内における応用例に対する、インパルス応答係数のサブセットを選択する。特定の時刻に適用されるインパルス応答係数のサブセットは、以下の様に記述される。τ＝０のとき、サブセットは｛０，Ｔ，２Ｔ，…，ＬＴ｝；τ＝１のとき、サブセットは｛２，Ｔ＋２，２Ｔ＋２，…，ＬＴ＋１｝等々、τ＝Ｔ−１まで、サブセットは｛Ｔ−１，２Ｔ−１，３Ｔ，…，ＬＴ＋Ｔ−１｝。従って、τは、０，１，２，…，Ｔ−１を通して循環するので、インパルス応答係数ｐ(０)，ｐ(１)，…，ｐ((Ｌ＋１)Ｔ−１)の範囲全体が、適用されるだろう。
図６のパルスフィルタは、基本的に重ね合わせフィルタであり、例えば、"McCune, Synthesis of a Superposition Based FIR Digital Baseband Filter, IEEE Midwestern Symposium on Circuits and Systems, 1998 proceedings"に詳述されており、これは、ここに参考のために組み入れる。
パルスフィルタは、ｘ(ｎＴ＋τ)で与えられる出力信号６０３を作り、これは、Ｉ／Ｑ変調器もしくは極性変調器６０５に当てられて、ＲＦ信号６０７を作る。傾斜制御のために、ゼロの値のシンボルを先頭に付加し追加することが、情報シンボル源６１１あるいはゼロ値源６１３に接続される、入力選択器あるいは切り換え器６０９を通してシフトレジスタ６０８へ値を入力することによって達成される。サンプルクロック６１５は、直接にパルス整形フィルタに入力され、またτカウンタ６１７とＴ除算カウンタ６１９にも入力される。τカウンタは、パルス整形フィルタに入力される計数値６２１を作り出す。Ｔ除算カウンタは、サンプルクロックから、シフトレジスタに入力されてシフトレジスタの各段にクロックを与えるシンボルクロック６２３を作り出す。
動作時に、第１情報搬送シンボルａ０を受信したとき、シフトレジスタの初期状態（ｎ＝０）は、ａｎ−１＝ａｎ−２＝…＝ａｎ−Ｌ＝０である。その後のシンボルを受信すると、それらは、シフトレジスタの中へシフトされる。サンプルクロックの各刻み毎に、カウンタ或いは指標τがＴを法として更新され、従って、τは、シーケンス０，１，…，Ｔ−１を通して循環する。最後の情報シンボルがシフトレジスタに入った後に、入力選択器は、シンボルクロックの次のＬ個の刻みの間、ゼロを受信するように切り換え、シフトレジスタの状態がａｎ＝…＝ａｎ−Ｌ＝０まで続く。ここで、Ｎは、バースト中のシンボルの数である。この状態で、一旦τ＝Ｔ−１に達すると、下り傾斜は終了する。
Ｎ＝１４８シンボルの完結した一つのバーストにこの技術を使用した結果が、図７のプロットに示されている。この例において、ＥＤＧＥパルス（図８に示される）が使用され、Ｔ＝４（すなわち１シンボル当たり４サンプル）かつＬ＋１＝５（すなわち長さ５のシフトレジスタ１つ）である。
図９は、図７のそれと同様の、信号のプロットの傾斜の立ち上がりエッジの分解図であり、シフトレジスタの内容と共に、新しいシンボルが入力されるたびに更新される、各出力サンプルにおけるτカウンタの値を示す注釈が付いている。
図１０は、対数（ｄＢ）メモリで見たときの、傾斜の立ち上がりエッジを示した図である。ここでは、第１シンボル期間の間の信号の振幅が、最大値から４０ｄＢ以上も小さいことが分かる。殆どのシステム（ＥＤＧＥ特性に準じたものも含め）では、そのような小さな信号成分は、システムの性能（例えば、過渡的ＡＣＰ）の測定可能な範囲の劣化を引き起こすこと無く、著しく歪む可能性がある。従って、様々な電力振幅制御信号は、性能の劣化無しにそのような小さな振幅時に、急激に切り換えられる事があるが、これは既述した通りであり、より詳細なことは、以降に説明する。
図１１は、図９と似ているが、傾斜の立下りエッジを示しており、最後の情報シンボルの後に、ゼロの値のシンボルがシフトレジスタに入っている。ゼロの値のシンボルの付加は、図６の一例の実施形態で、入力選択器がゼロの供給源に切り換えられたときに実行されており、これは、指標ｎ＝１４７におけるシンボルクロックの後であるが、ｎ＝１４８における次のシンボルクロックの前である。
図１２は、極性変調器アーキテクチャ、すなわち、別々の振幅と位相とを持ったものにおける本傾斜化技術の実例を示している。バースト毎の原則によると、構成情報と送信すべき情報との両方が、システムインターフェイス１２０２を通して受信され、内部レジスタ１２０６に格納される。分かり易く説明するために、構成情報を格納するレジスタセクション１２０４と、送信すべき情報（例えば、データシンボル）を格納するレジスタセクション１２０１とは、別々に示されている。実施形態の一例では、内部レジスタ１２０６は、二重にバッファされる。このやり方だと、いつの送信バーストが進むにつれて、次の送信バーストのためのデータが受信され格納される。構成情報（１２０４）と時間制御情報（ブロック１２４０）とは、回路全体の中の様々な場所に与えられるものとして一般的なものとして示されている。
データシンボルが、シンボルクロック１２０５に従って、ＥＤＧＥ ＱＡＭのようなパルス変調器１２０３へ入力される。この変調器は、複雑な包絡線信号１２０７を作り出すが、それは例えば、図７でｘ（ｎＴ＋τ）で与えられる包絡線信号である。包絡線信号は、矩形から極への変換器（rectangular-to-polar converter）１１０９によって処理され、振幅信号と位相信号ρとθが作られる。
一例としての実施形態において、後者の信号は、非線形性に対して較正され、パス遅延の差を償うために時間的に整合される。従って、振幅信号が、ＡＭ／ＡＭ参照表１２１１に与えられ、その出力ρ’は、振幅遅延素子１２１３によって、制御範囲内の量だけ遅らされて、出力ρ”を作る。位相信号と振幅信号とは、ＡＭ／ＰＭ参照表１２１５に与えられ、その出力は、θ’は、位相遅延素子１２１７によって、制御範囲内の量だけ遅らされて、出力θ”を作る。振幅遅延素子と、位相遅延素子との遅延は、制御されて、増幅チェーン１２２０において正しい振幅と位相の較正を達成する。
図示された実施形態において、特定電力レベル向けＡＭ／ＡＭとＡＭ／ＰＭの、特定のバーストに対する修正値は、構成情報１２０４の一部としてのバーストに先立って、受信され格納される。ＡＭ／ＡＭとＡＭ／ＰＭの両方の修正に対して、片状線形（piece-wise-linear）補間を使うことができ、そこでは、表の値（例えば、８）の内の少数が、ρの関数として、片状線形修正値曲線を定義するのに使うことができ、使用された実際の修正値は、表の値に基づいて補間される。他の実施形態では、完全な電力範囲に対する修正表は、回路内に格納することができ、システムインを通しての動作中に修正値を得る必要を減じる。
一例としての実施形態における増幅チェーン１２２０には、例示のためにＦＥＴ素子を用いて実現されるカスケードされた３段が含まれる。その３段は、ドレイン変調され、切り換えモードで駆動されるか、定電力動作のために、“乗算”モードで駆動されるが、これは、より詳細に、発明の名称：COMMUNICATIONS SIGNAL AMPLIFIERS HAVING INDEPENDENT POWER CONTROL AND AMPLITUDE MODULATION、２００１年４月１１日出願の米国特許出願＿（代理人のドケット番号第１１０４１１ＬＤＭ．ＵＳ）に記載されており、ここに参考のために組み入れる。増幅チェーンのＲＦ入力ポート１２２１は、位相ポートと見ることができ、上記３段のドレイン（あるいは電源入力）は、共に増幅ポート１２２３と見ることができる。
振幅ポートは、駆動回路１２２５によって駆動され、信号ρ”と電力レベル入力信号１２２７とに応答する。
位相ポートは、好ましくは、本譲り受け人の米国特許第６０９４１０１号（ここに参考のために組み入れる）に記載されるような位相固定の周波数ロックループを持つディジタル位相変調器のようなディジタル位相変調器１２３０と、ＶＣＯ１２３１とを組み合わせて、駆動される。ＶＣＯからディジタル位相変調器へと戻る帰還ループには、周波数オフセット回路１２３２が含まれる。ＶＣＯ１２３１は、他の電力レベル入力信号に応答する可変利得増幅器（ＶＧＡ）あるいは可変減衰器を用いて、増幅チェーン１２２０から分離することができる。代わりに、ＶＣＯは、バッファ増幅器を用いて、電力増幅器から分離することができる。これらの選択肢は、ゼロ（バッファ増幅器の場合）や負（減衰器の場合）や正である利得を持つことのできる可変利得増幅器１２３３によって、図１２に表されている。
タイミング制御ブロック１２４０は、シンボル供給源と駆動回路とに、もし存在すればバッファ増幅器へと同様に（より詳細に以下で説明する）タイミング信号を供給する。
図１２の送信器は、ディジタルであり、点線で分離されたディジタルとアナログの部分である。
特にＥＤＧＥ変調器の傾斜化に関して、今まで説明した同じ原理を、North American Digital Cellular あるいは D-AMPSとして知られるＩＳ−１６のような他の変調方式を包含するべく拡大するのは容易であろう。しかし、Ｄ−ＡＭＰＳの細目については、先述のやり方に対して何らかの変更を加える必要がある。
特に、図１３に示される、Ｄ−ＡＭＰＳで使用されるパルス形状は、理論的に無限の期間のものである。もちろん、実際には、この無限期間パルスは、切り取られ、切り取りの間隔を選択することで、出力信号のスペクトル特性（隣接チャネル--ＡＣＰ--と過渡ＡＣＰを含む）が決定される。先述の多傾斜化の方法を用いて、低位側ローブ（lobe）を得るのに、８〜１６シンボル区間の範囲内の切り捨て間隔が必要であろう、これは、４〜８シンボル区間の範囲内の上り傾斜時間と、４〜８シンボル区間の範囲内の下り傾斜時間とに対応する。残念ながら、そのように延長された傾斜時間は、Ｄ−ＡＭＰＳ標準で決められた３シンボル区間を超過する。従って、Ｄ−ＡＭＰＳに関する先述の方法を用いるために、あるいは、ＥＤＧＥ，ＤＡＭＰＳ等を含む多数のＱＡＭ変調のために、Ｄ−ＡＭＰＳの延長された傾斜時間が指定された傾斜マスクを満足するように短縮することのできる、傾斜を加速する機構が必要である。
そのような傾斜の加速を達成する一つの方法が、図１４に示されている。そこでは、Ｄ−ＡＭＰＳ ＱＡＭ変調器１４０１が与えられ、ゼロ値シンボルが、バーストに属する情報シンボルの先頭に付加されるか追加されるが、これは、ＥＤＧＥに関して前述した通りである。変調器は、所定のシンボル速度を持つ、ディジタル出力信号１４０３を作り出す。このディジタル出力信号は、タイミング生成器（図示せず）からの制御信号１４０７が制御する廃棄ユニット１４０３に与えられる。上り傾斜と下り傾斜の間、制御信号は、廃棄ユニットに与えられて、廃棄ユニットに選択したサンプル（時間基準を加速するのと同様の効果がある）を廃棄させる。例えば、一つおきにサンプルを廃棄することで、２倍の加速をしたことになる。情報バーストの間、廃棄ユニットは、サンプルストリームを変化しなかった変調器から通す。
一例としての実施形態において、傾斜加速を用いた上り傾斜と下り傾斜の時間は、期間内に３シンボル時間であり、指定された傾斜マスクを満足する。
元のサンプリング速度において信号は、過剰サンプリングされ自然に帯域制限されるので、一つおきにサンプルを廃棄することで、スペクトルサイドローブやエイリアシング（aliasing）が作られることはなく、信号情報を破壊することもない。
傾斜加速を達成するための様々な他の手段は、当業者には明らかであろう。例えば、廃棄ユニットの代わりに、業界では良く知られた任意に可変なサンプリング速度変換器（時に非同期サンプリング速度変換器として引き合いにされる）を使用することができる。個々の値に限定する代わりに、そのようなサンプリング速度変換器を用いることで、望みの加速を任意に選択することができる。
先述した方法は、ＧＳＭ内で用いられるＧＭＳＫ信号のようなＰＭ信号或いはＦＭ信号（すなわち固定包絡線）には、直接適用はできず、この場合、ゼロ値シンボルは、ゼロレベル出力信号にはならない。しかし、ＧＭＳＫ信号の場合には、その理想的なスペクトルは実質的にＥＤＧＥ信号のスペクトルと同等であり、ＥＤＧＥに用いる同じ傾斜の形状をＧＭＳＫにも用いることができることを示唆している。ある特定の実施形態において、第１の半分のＥＤＧＷパルスであるp(0),p(1),…,p(2.5T)は、上り傾斜のためにＧＭＳＫ傾斜形状として使用され、残りのＥＤＧＥパルスp(2.5T),p(2.5T+1),…,p(4T+T-1)は、下り傾斜のためにＧＭＳＫ傾斜形状として使用される。ＥＤＧＥパルスは、そのフーリエ変換の２乗された振幅が、ほぼＧＭＳＫ通信信号の電力スペクトルに比例するという特徴を持つ。
図１５は、別々の振幅パスと位相パスとを持つ極性アーキテクチャにおける、ＧＭＳＫの先述した傾斜化技法の応用を示したものである。位相パスには、ＧＭＳＫ ＰＡＭ変調器１５０１と周波数変調器１５０３が含まれ、それらの組み合わせは、最終的なＧＭＳＫ信号１５０５を作り出す。（ＰＡＭ変調器は、ＧＭＳＫに対して誂えたインパルス応答を伴うパルス形成フィルタを持つ。）ＰＡＭ変調器は、ビット供給源（図示せず）から数ビットを受信する。これらのビットは、ＰＡＭ変調器と周波数変調器とが使用し、ＧＭＳＫ信号１５０５を生成し、これは、非線形電力増幅器（ＰＡ）１５１０の位相ポートに適用される。振幅パスには、ＰＡ１５１０の振幅ポートに与えられる傾斜信号１５１２を生成すると前述されたように、ＥＤＧＥパルスｐ（ｔ）からの値を使用する“ハードコード（hard-code）された”傾斜生成器１５１１が含まれる。タイミング制御器１５１３は、バースト開始信号１５１５を受信して、傾斜生成器とＰＡＭ変調器とのために、タイミング信号を生成する。特に、傾斜生成器とＰＡＭ変調器とは、時間によって情報搬送用信号が非線形ＰＡの位相ポートに与えられるように始動されて、ＲＦ出力信号が完全に上り傾斜になる。
非線形ＰＡを使用することで、製造ユニット（production unit）間の性能の差は、予想通り小さく、従来において必要とされたユニット毎の傾斜化の較正は、排除される結果となり、線形回路設計を用いる従来技術に対する重要な利点である。
図１６は、振幅と位相の情報を結合する単一の信号パスを持つ、従来からのＩ／ＱアーキテクチャにおけるＧＭＳＫ用の先述した傾斜化技法の応用例を示している。この実施形態において、図１５の実施形態のＰＡＭ／ＦＭの組み合わせは、ＧＭＳＫ複合包絡線生成器１６０１と乗算器１６０２とＩ／Ｑ変調器１６０３とで置き換えられている。タイミング制御器１６１３は、バースト開始信号１６１５を受信して、傾斜生成器とＧＭＳＫ複合包絡線生成器とのために、タイミング信号を生成する。特に、傾斜生成器とＧＭＳＫ複合信号生成器とは、時間によって、情報搬送用信号が乗算器１６０２へ与えられるように始動されて、傾斜生成器の出力信号が、上り傾斜部分を完了する。
先の実施形態の傾斜生成器の出力ｒ（ｔ）が、図１７に示されている。バーストの開始は時刻ｔ＝０に対応し、この時、上り傾斜が始まる。上り傾斜は、時刻ｔ＝２．５Ｔのとき完了し、その結果、“上り傾斜終了”状態は、情報ビットが送信される間に始まる。上り傾斜終了状態の最後に、ｔ＝ｕと示される時刻に、“下り傾斜”信号が生成される。下り傾斜状態は、時刻＋２．５Ｔまで続く。従って、出力ｒ（ｔ）は、次の様に表現できる。
Figure 2005534204
上り傾斜状態の区間は、ディジタル論理回路の当業者には明らかな、プログラム可能ななカウンタを用いたディジタル論理の具現例において定義することができる。カウンタが計数を完了すると、下り傾斜信号がイネーブルとなる。同様に、カウンタは、簡素なステートマシンにおいて使用されて、ｒ（ｔ）を定義するのに使用するｐ（ｔ）の参照値において使用する指標ｔとｕを生成することができる。同等の信号ｒ（ｔ）を提供する他の手段も、同様に使用することができる。
ｐ（ｔ）の値をチップ上に直接格納する代わりに、領域に保存することは、代わりに値のシーケンスのＮ次の差を保存することでできる。値の元のシーケンスを“呼び出す”ために、そのＮ次の差が呼び出され、Ｎ次のアキュムレータを用いて処理されて、その出力は、元の値のシーケンスである。この技法は、図６におけるＱＡＭ信号生成と同様に、ＧＭＳＫ傾斜化に適用することができる。
前述したやり方で実行する時のＧＭＳＫ信号に対する傾斜化は“時間的に詰まって”いる、すなわち、上り傾斜と下り傾斜とは、スペクトルの要求に準じて、できるだけ速く発生しなくてはならない。
ここまでの記述ではＥＤＧＥやＤ−ＡＭＰＳのような可変包絡線信号とＧＭＳＫのような固定包絡線信号とに対する、有利な傾斜化技法について説明した。他の面において、本発明は、変調がスロットからスロットへ切り替わる可能性のある（例えば、ＧＭＳＫからＥＤＧＷへ）、良好な過渡スペクトル特性を持った高品質の信号を生成することができる。この動作の仕方は、モード切り換えが実時間にオンザフライで行われるようなマルチモード動作を可能にする極性変調を用いて、最も容易に行うことができる。
図１８は、図１２のような極性変調器アーキテクチャであり、マルチモード動作用に変更されたものを示している。図１２のＥＤＧＥ ＱＡＭ変調器に加えて、この特定の実施形態では、Ｄ−ＡＭＰＳ ＱＡＭ変調器１８２２とＧＭＳＫ ＰＡＭ変調器１８０４と（任意であるが）ＡＭＰＳ補間器１８９９も提供され、各々は、同じサンプルクロック１８０５に従って供給源１８０１からビット／シンボル／ワードを受信する。図１５と図１６のようなＧＭＳＫ傾斜生成器１８１０も提供される。
さらに、３つの切り換え器が提供されるが、これらはタイミング生成器１８４０が制御する。一つの切り換え器ＳＷ１が、Ｒ／Ｐ（矩形から極への）変換器１８０９の入力において与えられ、ＥＤＧＥ ＱＡＭ変調器（ＥＤＧＥモード）とＤ−ＡＭＰＳ ＱＡＭ変調器の出力（速度変換済み）の間で選択される。他の切り換え器ＳＷ２がＡＭ／ＡＭ ＬＵＴ（参照表）の入力において与えられ、Ｒ／Ｐ変換器（ＥＤＧＷあるいはＤ−ＡＭＰＳモード）の出力と、ＧＭＳＫ傾斜生成器（ＧＭＳＫモード）の出力との間で選択される。他の切り換え器ＳＷ３がＡＭ／ＰＭ ＬＵＴの入力において与えられ、Ｒ／Ｐ変換器（ＥＤＧＥあるいはＤ−ＡＭＰＳ）の出力と、ＧＭＳＫ ＰＡＭ変調器（ＧＭＳＫモード）の出力と、ＡＭＰＳ補間器（ＡＭＰＳモード）の出力（速度変換済み）との間で選択される。
モード選択は、システムインターフェイス１８０２を通して行われる。選択されたモードは、システムインターフェイスを通して受信され、回路内の様々な場所に格納され回される構成情報１８０４に影響するが、この中には例えば位相変調器が含まれる。
非同期速度変換器１８９７は、ここで説明したように、Ｄ−ＡＭＰＳとＡＭＰＳ動作のために必要な速度変換を実行する。
図１８のマルチモード送信器の一実施形態において、ＣＯＲＤＩＣ変換器とその次の振幅及び位相のパスは、サンプルクロック周波数が１３ＭＨｚの時に、６.５ＭＨｚサンプリング速度で動作するように設計される。この構成は、ＥＤＧＥあるいはＧＭＳＫ変調に対して何ら困難は無い、なぜならそのシンボル速度は共に等しい１３／４８ＭＨｚ＝２７０.８３３ＭｋＨｚであるからである。６.５ＭＨｚのサンプリング速度において、シンボル当たり２４個のサンプルがＥＤＧＥ ＱＡＭ変調器及びＧＭＳＫ ＰＡＭ変調器の中で生成される。しかし、ＱＰＳＫとＡＭＰＳは、この規則には従わない。ＱＰＳＫシンボル速度は２４.３ｋＨｚであり、これは、等しく６.５ＭＨｚに分かれはしない。さらに、ＦＭ変調器を駆動する従来のバースバンドチップのＤＡＣへのＡＭＰＳ入力に対して使用されるサンプリング速度の標準化は無い。
ＡＭＰＳベースバンド信号に対してベースバンドチップが使用するかも知れない全てのサンプリング速度を支援するために、速度変換器１８９７は、非同期式速度変換器である。この説明中の実施形態において、速度変換器は入力サンプリング速度にかかわらず、６.５ＭＨｚの速度において出力サンプルを提供する。さらに、同じ実施形態において、速度変換器は、Ｄ−ＡＭＰＳ変調器に対してクロック信号（図示せず）を作り出し、それによって速度変換器は、Ｄ−ＡＭＰＳ ＱＡＭ変調器に、いつ、他の入力サンプルが必要かを伝える。こうして、速度変換器は、効果的に変調器からデータ出力を“引く”が、これは、次の段を通してデータを“押す”ために周期的クロックが変調器を駆動することと反対である。同様に、ＡＭＰＳモードにおいて、速度変換器はＡＭＰＳ補間器１８９９からデータを引くが、これは、ここに説明した。
ＡＭＰＳ（連続送信モードである）に対して、ベースバンドプロセッサは、送信器に最低限過剰サンプリングされたデータを提供する。従来の送信器において、これらのサンプルは、ＤＡＣに送られて、従来型のＦＭ変調器を駆動する。本システムでは、これらのサンプルは、より高いサンプリング速度を得るために処理されて、その後、ここでは精確な位相固定ＦＭ変調器として動作するディジタル位相変調器を駆動するのに使用される。ＡＭＰＳ補間器１８９９は、従来の８倍補間器でよく、その出力は速度変換器１８９７に与えられる。例えば、１３ＭＨｚの基準クロックと、ＡＭＰＳサンプルに対して４０ｋＨｚの入力サンプリング速度を用いる時、８倍のＡＭＰＳ補間器１８９９は、ＡＭＰＳ速度を３２０ｋＨｚまで上げ、サンプリング速度変換器１８９７は、サンプル速度を６.５ＭＨｚまで変換する。
図１８の送信器は、図１２の送信器のように、多くディジタルであり、ディジタルとアナログロブの部分は、点線で分けられる。ディジタルの部分は、例えばＣＭＯＳ集積回路のような一つの集積回路の形態で実現されるのが好ましい。
本発明によって達成できる傾斜化の輪郭の特徴によって、非常に小さな振幅の時に急激に切り換えられる、様々な電力増幅器制御信号を性能の低下無しに得ることができる。傾斜化と極性変調アーキテクチャにおける非線型電力増幅器の全体的な制御との間の相互関係の一例を、図１８を参照しつつ説明する。
信号ＰＢとＰ１とＰｏｕｔは、バッファ増幅器１８３３と、第１電力増幅器段１８２０ａ及び第２電力増幅器段１８２０ｂと、増幅器最終段１８２０ｃのそれぞれの電源をオンそしてオフするのに使用される。立ち上がりエッジの傾斜と立下りエッジの傾斜に関する、これらの信号のタイミングの制御は、良好な過渡スペクトル性能（時間的に良好でない電源のオンとオフによる効果によって起こるグリッチが少ないか全く無い）を得るために重要である。先述したように、望む傾斜化振幅特性は、変調器の出力の振幅（例えば、ＥＤＧＥ内におけるようなＱＡＭ変調器）あるいは傾斜生成器（例えば、ＧＭＳＫ内のような）から得ることができる。追加されるタイミング論理回路は、ＰＢとＰ１とＰｏｕｔを要求に応じて生成するために提供される。そのような論理回路の実現は、これらの信号と既述した他の信号との間の希望する関係を示した図１９のタイミング図から当業者には明らかであろう。図１９は、ＧＭＳＫの例を示しているので、同様の関係が、信号ＰＢとＰ１とＰｏｕｔおよびＥＤＧＥの例（例えば、入力選択器を制御するのに使用される信号もしくはカウンタ）のタイミング信号の間で有効である。
次に、図１９を参照すると、増幅器が、周波数変調器とＲＦ出力との間の順番（図１８）に従って、順にオンし、逆の順番でオフするのが分かるであろう。最高品質の信号を得るために、ＰＢとＰ１とＰｏｕｔのための切り換え点は、ｒ（ｔ）における小さな振幅の時間に応答するように選択されるべきであり、ゆえに関連する切り換え過渡電流は少なくなる。選択肢として、電力の浪費は、信号ＰＢとＰ１とＰｏｕｔの各々の“オン”時間を最小化することで避けることができる。この目的は、図１９に示したように、ＰＢとＰ１とＰｏｕｔをｒ（ｔ）が上り傾斜時にゼロでなくなるまで切り換えないことと、ｒ（ｔ）が下り傾斜時にゼロに達する前に同じ信号を切り換えることによって、達成することができる。
図１９に示した一般的な時間関係を超えて、全ての特定の実現例において、過渡スペクトル性能と時間的な緊密さを最適化するために、より精確な時間関係を実験的に調整することができる。この処理は、“ソフト”あるいはプログラム可能なタイミング論理回路を用いて促進することができ、所定の実現例に対して一度だけ行われる必要がある（製造の間に各ユニットごとに再び行わることは無い）。
以上のように、ＱＡＭ（例えばＥＤＧＥ，Ｄ−ＡＭＰＳ）と非ＱＡＭ（例えばＧＭＳＫ）の両方の傾斜化を可能にし、また、異なる変調（例えばＥＤＧＥとＧＭＳＫ）間のグリッチの無いオンザフライの切り換えを可能にする高レベルの集積に対して扱い易い、一般的な変調器アーキテクチャについて説明してきた。ユニット毎の較正は必要無く、傾斜形状を設計時間に固定することができる。タイミング制御信号も、設計時間に固定することができる、というのは、それらの信号は、主にディジタルの出来事あるいは状況に関連しているからである。説明してきた特定の傾斜化手法は、立ち上がりと立ち下がりの狭いエッジ傾斜と、非常に小さな過渡電流（すなわち非常に良好な過渡スペクトル特性）を作り出す。
先述した技法は、あらゆる信号の種類に対して一般的なものである。ＱＡＭ信号は、求積法（quadrature techniques）を用いて生成される全ての信号を含み、また国際的な振幅の変化を含んでいる。広帯域であろうとなかろうと、その形態全ての中にＯＦＤＭがあるので、ＣＤＭＡを含むＱＰＳＫ信号が含まれる。
同様に、非ＱＡＭ信号は、生成するのに求積法を用いていようがいまいが、国際的な各種の包絡線を含まない全ての信号を表している。ＧＭＳＫとＡＭＰＳの他に、そのような信号には、変調がＦＭであろうがＰＭであろうが一般的な角度変調であろうが、ＣＰＭ（連続位相変調）クラスが含まれる。
図２０を参照して、図１８と同じ一般的な既述したアーキテクチャは、例えばＣＤＭＡやＷＣＤＭＡ，ｃｄｍａ２０００等のＣＤＭＡの変種のような、さらなる送信標準へ拡張することができる。本実施形態において、（図１８の実施形態と比較して）少数の追加ブロックが、ＣＤＭＡの変種（“ｘＣＤＭＡ”）を支援する目的から必要である、あるいは望まれる。これらの追加ブロックには、ＣＤＭＡ生成器と、非線形フィルタリングブロックと、分離したサンプリング速度変換器と、切り換えモード電源が含まれる。
ＣＤＭＡ生成器信号生成器に対する要求は明らかである。残りのブロックが望まれることについて、簡単に説明する。
ＣＤＭＡ信号の場合、信号の軌跡は原点（origin）の近くを非常にしばしば通過する（すなわち信号はゼロあるいは殆どゼロになる）。非常に小さな信号を正確に作ることは、漏洩現象ゆえに、ＲＦ増幅器にとって一般的に問題である。極性変調にとって特に、そのような信号の軌道は、位相成分の過度の帯域幅拡大という結果になる。例えば、原点を貫通する直線の信号軌跡の場合、瞬間的な１８０度の位相シフトが、信号が原点を通過する瞬間に発生する。理論的に、無限の位相帯域幅は、極性変調器を用いてそのような信号を作り出すために必要である。実際的な問題として、そのような劇的な位相帯域幅の要求を排除することが必要となる。
位相帯域幅の制約を満足するために、信号の妥当な程度の品位を維持しつつ、信号軌跡を最小限必要な量だけ変更する処理は、ここで非線形フィルタリングとして参照される。本質的に“除外域”は、原点について設けられる。信号生成器からシンボル或いはチップストリームは、監視されて、結果としての信号軌跡が除外域に入ると検出される時に、適切な修正因子が計算されてシンボル或いはチップの値に加えられて、そのようなことが起こらないように（大部分は）防がれる。
非線形フィルタリングの詳細については、名称＿で同日に出願された同時係属出願の＿（ドケット番号１１１０１９ＮＬＦ．ＵＳ）に記載されており、ここに参考のために組み入れる。
異なる通信標準の異なるシンボル速度あるいはチップ速度のせいで、ｘＣＤＭＡのような特定の標準にとって、多様なシンボル速度あるいはチップ速度で動作する、分離したサンプリング速度変換器を提供することは、都合が良いであろう。本例において、非線形フィルタからの出力信号は、分離したサンプリング速度変換器に提供される。先述した他の信号の種類と同様に、矩形から極への変換がその後に続く。
ｘＣＤＭＡタイプの信号は、典型的には、高い最大値／平均値の比を持っている。従って、効率的な動作のためには、スイッチモード電力変換器を、特定の瞬間に信号要求によって電力増幅器に与えられる電圧を効率的に変えるために提供することが望ましい。
図２０の主な追加機能を説明したので、図２０の全体的なシステムを、既に触れた動作の原則を補強するいくつかの例で説明する。
データと構成情報がシステムインターフェイスバス２００１を通して受信される。データは、データバッファ２００３の中に蓄えられる。構成情報は、インターフェイス論理回路２００５を通過し、システム中の様々なレジスタ（図示せず）に格納される。
選択した種類によって、データバッファからのデータは、様々な信号生成器の対応する一つに与えられる。その例には、ｘＣＤＭＡ生成器２００７ａ、ＥＤＧＥ生成器２００７ｂ、ＩＳ１３６生成器２００７ｃ、ＧＭＳＫ生成器２００７ｄ、ＡＭＰＳの場合、生成器それ自体の代わりに補間フィルタ２００７ｅが含まれる。
サンプリング速度変換は、一つあるいはそれ以上の種類の信号にとって、おそらく必要とされるだろう。本例では、速度変換は、ＧＭＳＫ以外の種類の信号の各々に対して実行される。特に、共有のサンプリング速度変換器２００９がＩＳ１３６とＡＭＰＳに対して使用され、分離したサンプリング速度変換器２０１１がｘＣＤＭＡに対して使用され、また他の装置も勿論可能である。
２種類の信号を区別することができ、それは、固定包絡線（角度変調に対応）と可変包絡線である。角度変調された信号（この場合はＧＭＳＫとＡＭＰＳ）に対して生成されたサンプルは、既に極形式である、すなわち位相情報は特定されて、振幅情報は固定され従い暗示されている。可変包絡線信号（例えばｘＣＤＭＡやＥＤＧＥやＩＳ１３６）にとって、生成されたサンプルは、ＣＯＲＤＩＣ変換器２０１３のような適切な変換器を用いて、極形式に変換される。
固定包絡線信号によって運ばれるメッセージは、位相のみを用いて運ばれるが、信号は、バーストされる、すなわち不連続なバーストの中で送られて、ＴＤＭＡ動作を実現する。そのようなバーストは、本実施形態の中で、他の供給源から“失われた”振幅情報を提供することで実現される。従って、本例において、ＧＭＳＫ傾斜生成器２０１５が提供される。傾斜生成器は、従来からの方法あるいは名称HIGH-QUALITY POWER RAMPING IN A COMMUNICATIONS TRANSMITTERで、同日に出願された係属出願の米国特許出願第０９／８３３，９６７号（ドケット番号１１０４１１ＱＰＲ.ＵＳ）に記載される方法で実現することができ、上記特許は、ここに参考のために組み入れる。
上記の記載から明らかであろうが、信号Ｒｃ（ＣＯＲＤＩＣ変換器或いは傾斜生成器から）と、θｃ（ＣＯＲＤＩＣ変換器或いはＧＭＳＫ生成器から）とは、同じやり方で、信号の種類に係わらず希望する信号を表す。これらの量をそれ以上に操作することが、各々の信号パスへ与えられるに先立って、希望するＲＦ信号を構成し終えるのに必要である。
さらに詳細には、低歪の出力性能を得るためにディジタル先行歪みが、振幅パスと位相パスの両方に与えられる。図解された実施形態において、先行歪みは、ＡＭからＡＭへの修正ブロック２０１７とＡＭからＰＭへの修正ブロック２０１９（これは、参照表として実現することができる）を用いて実行される。一般的にＡＭからＡＭへの歪みがＲＦ増幅器にとって普通であるのに対し、ＡＭからＰＭへの歪みは、特に極性変調に関連して発生する。修正ブロックは、歪みが是正されるように、電力増幅器２０２０によって作られることが期待される歪みの反対である歪み特性を、それぞれの信号に与える。
加えて、極の実現において、位相成分と振幅成分が電力増幅器において確実に同期するように、位相パスと振幅パスの間の信号の遅延の差を調整をしなくてはならない。変調遅延調整ブロック２０１８は、この機能を行う。変調遅延調整ブロックは、遅延調整ブロックを通り電力増幅器へ向かう一つの信号パス上の遅延の和が、遅延調整ブロックを通り電力増幅器へ向かう他の信号パス上の遅延の和と同じであるような方法で、動作する。
従って、信号（ディジタル値）ＲＤとθＤは、信号パスの遅延特性と電力増幅器の歪み特性とを考慮して、希望する信号を表す。これらの信号は、希望するＲＦ信号の構築を達成するために、各々の信号パスに与えられる。位相信号パスが、振幅信号パスに続いて説明される。
位相パスにおいて、位相が正確な周波数ロックループ（ＦＬＬ）と呼ばれる機構２０３０が、よくある位相ロックループ（ＰＬＬ）とは異なる方法で機能する。両方のループにおいて、基準信号は、ＶＣＯ２０３１のような制御された発振器から抽出される帰還信号と比較されて、誤り信号を作る。誤り信号は、ＶＣＯに対して制御信号を作り出すためにフィルタにかけられ、制御信号は、誤り信号を最小化するか、ゼロへ駆動するかのために、ＶＣＯに働きかける。
しかし、殆どのＰＬＬと異なり、本発明の位相が正確なＦＬＬは、ディジタルであり、周波数に基づいて動作する。ゆえに、ＶＣＯから抽出した帰還信号２０３３は、シグマ−デルタの周波数からディジタルへの変換器（ＦＤＶ）２０３５を用いて、アナログ信号から、信号の時間変化周波数の正確なディジタル表記へと変換される。同様に、ＤＤＳブロック２０３７は、角度変調の目的のための希望する位相変種を表す信号θＤを使用して、希望する搬送周波数を知った上で、希望する信号の時間変化周波数の正確なディジタル表記を作り出す。ディジタルループフィルタ２０３８ディジタル２０３９は、基準信号とディジタル帰還信号との差を求めて、その結果をフィルタにかけて、ＶＣＯに対して制御信号２０３９を作り出す。
オフセット回路２０４０によって、異なるチャネル周波数間で周波数ホッピングが与えられる。図示された実施形態では、オフセット回路には、合成器２４０１とオフセットＰＬＬ２０４３と混合器２０４５とが含まれる。合成器は、基準クロック（例えば１３ＭＨｚ）を受信する。同じ基準クロックが、クロック生成器乗算器／クロック生成器回路２０５０にも使われて、様々な内部のクロック信号を生成する。
上述した特許文献の中でより詳細に記載されるように、本システムは、マルチポイント変調を使用する。すぐ前に説明した制御パスは、ループフィルタを含み、“遅い”変調パスを構成する。加えて“速い”変調パスは、ループフィルタを迂回するよう規定される。２つの変調パスによって作られる制御信号は、加算器２０６１の中で互いに加算されて、ＶＣＯに対して、最終的な制御２０６３信号を作り出す。
速いパスの内部で、乗算器２０６５は、位相成分θＤと倍率とを乗算して、結果の量をＤＡＣ２０６７によって変換させる。ＤＡＣの出力信号２０６８は、加算器に与えられる。ＭｕｌｔＣａｌブロック２０６９は、ループフィルタと共同して、乗算／較正処理を実行し、希望する倍率を決定する。
ＶＣＯの出力信号２０３２は、ＲＦ入力信号として電力増幅器に対して働く。しかし、ＶＣＯの出力信号は、位相情報のみを運ぶ。電力増幅器によって作られるＲＦ出力信号の各種の振幅は、電力増幅器の電源を変調することによって得られる。ＦＥＴ能動素子を持った電力増幅器の場合、この手法は、ドレイン変調として使われる。図示された実施形態では、電力増幅器２０２０は、少なくとも３段あり、ドレイン変調は、第２段と第３段つまりドレイン２（２０２２）とドレイン３（２０２３）のドレインに与えられる。ドレイン２とドレイン３は、互いに、通過トランジスタ（pass transistor）２０２４と２０２５をそれぞれ通して互いに結合されて、電源電圧Ｖｂａｔ’に至るが、これは“生の”電池電圧から引き出されている。特に、電池２０２７は、希望するＲＦ出力信号を作るのにちょうど適当なレベルまで電圧を効率的に減ずるような、スイッチモード電力変換器（ＳＭＰＣ）２０２９に結合される。
図示された実施形態において、ドレイン３に与えられる電圧レベルは、希望する電力レベルと絶対値成分ＲＤの両方によって決まる。加えて、クリップの検出は、結果として信号歪みとなるような、最終増幅器段の飽和を防ぐために実行される。従って、増倍ＤＡＣ（multiplying DAC）２０３１が与えられ、これは、ＲＤの形式の主入力信号と、電力レベル信号２０３３とクリップ検出信号の２つの他の信号に応答するものである。後者の２つの信号は、互いに、増倍ＤＡＣの乗算器を決定するのに使用される。ＤＡＣクロック生成器２０３７は、増倍ＤＡＣを制御して、信号ＲＤの速度で動作する。
増倍ＤＡＣの出力信号２０３９は、アンチエイリアシングフィルタ２４０１を用いてフィルタをかけられ、電力駆動器２０４３とＳＭＰＣとに与えられる。電力駆動器２０４３は、通過トランジスタを駆動してドレイン３電圧を制御する。クリップ検出回路２０４５は、クリッピングの開始を検出し、増倍ＤＡＣの乗算器を減じてクリッピングを防ぐ。
動作の少なくともいくつかのモードにおいて、ドレイン２に与えられる電圧レベルは、部分的に、増倍ＤＡＣの出力信号によって決まるが、それは、この信号が電圧Ｖｂａｔ’を制御するからである。しかし、ドレイン２とドレイン３の制御を別々に最適化するために、ディジタルの電力レベル信号２０３１が、分離したＤＡＣ２０４７を用いて変換され、その出力信号は、駆動回路２０４９に与えられる。駆動回路は、ドレイン２の電圧を制御するために、通過トランジスタ２０２４を駆動する。
本発明は、その趣旨或いは必須の特徴から離れることなく、特定の形態によって具現化することができることを当業者ならば理解されよう。従って、ここに開示された実施形態は、あらゆる点で、例示のためであり、制約を与えるものではないと取られたい。本発明の範囲は、上述した説明よりも、添付の特許請求の範囲によって示されるものであり、その等化物の意味と範囲との中に入る全ての変更は、その中に含まれるものである。
通信システムにおいて、電力の傾斜を示す図である。 ｐ（ｔ）で与えられるインパルス応答を持つパルス整形フィルタを用いた、従来からのＱＡＭ変調器の動作を示す図である。 ｐ（ｔ）の一例の図である。 傾斜を制御するのに、先頭に付加し追加したゼロの値を持つシンボルを用いたＱＡＭ変調器の動作を示す図である。 図６の回路で使用されるタイミング信号のタイミング図である。 本発明の一実施形態に沿った傾斜制御回路を含む送信器の一部の図である。 図６の傾斜制御回路を用いて得られる結果の信号のプロット図である。 図７の例で使用されるパルス整形フィルタ関数ｐ（ｔ）の図である。 図７と同様の、信号プロット図の傾斜の立ち上がりエッジの分解図である。 対数（ｄＢ）目盛りで見た時の、図９の傾斜も立ち上がりエッジの分解図である。 立ち下がりエッジを示す、図９に似た図である。 極性変調での本発明の傾斜技術の応用例を示すブロック図である。 ＤＡＭＰＳに対して用いられるパルス整形フィルタ関数ｎ（ｔ）の図である。 Ｄ−ＡＭＰＳに対する傾斜を使用する通信用送信器の一部の図である。 極性変調アーキテクチャにおけるＧＭＳＫの傾斜を示すブロック図である。 Ｉ／ＱアーキテクチャにおけるＧＭＳＫの傾斜を示すブロック図である。 図１５と図１６における傾斜波発生器の出力ｒ（ｔ）を示す図である。 本発明の一実施形態によるマルチモード送信器のブロック図である。 図１８の送信器の動作を示すタイミング図である。 本発明の他の実施形態によるマルチモード送信器のブロック図である。
符号の説明
６０３…出力信号
６０５…極性変調器
６０７…ＲＦ信号
６０８…シフトレジスタ
６０９…入力選択器あるいは切り換え器
６１１…情報シンボル源
６１３…ゼロ値源
６１５…サンプルクロック
６１７…τカウンタ
６１９…Ｔ除算カウンタ
６２１…計数値
６２３…シンボルクロック

Claims (59)

  1. マルチモードのＲＦ通信方法であって、
    第１タイムスロットの間に、固定包絡線変調を用いる第１通信標準と、可変包絡線変調を用いる第２通信標準の内の一つに従って、第１通信信号を送信する段階と、
    第１タイムスロットの終わりに、第１通信信号を下り傾斜させる段階と、
    第２隣接タイムスロットの間に、前記第１通信標準と前記第２通信標準の内の別の一つに従って、第２通信信号を上り傾斜させて、その同じものを送信する段階と
    を備えることを特徴とする方法。
  2. 第１タイムスロットと第２タイムスロットにおいて、通信信号の電力レベルを独立に設定する段階を備えることを特徴とする請求項１記載の方法。
  3. もし、第１通信信号が、位相成分のみを持った固定包絡線信号でなければ、第１通信信号を変換して、その位相成分とその振幅成分とを得る段階と、
    もし、第２通信信号が、位相成分のみを持った固定包絡線信号でなければ、第２通信信号を変換して、その位相成分とその振幅成分とを得る段階とを備えることを特徴とする請求項１記載の方法。
  4. もし、第１通信信号が、位相成分のみを持った固定包絡線信号であれば、第１通信信号に対して、格納された値の傾斜生成器を提供し、前記傾斜生成器は、第１通信信号に対して傾斜信号を生成する段階と、
    もし、第２通信信号が、位相成分のみを持った固定包絡線信号であれば、第２通信信号に対して、格納された値の傾斜生成器を提供し、前記傾斜生成器は、第２通信信号に対して傾斜信号を生成する段階とを備えることを特徴とする請求項３記載の方法。
  5. ＡＭ／ＰＭ修正表を提供する段階と、
    第１通信信号と第２通信信号の位相成分を前記ＡＭ／ＰＭ修正表に与えて、第１及び第２の修正済み位相成分を得る段階を備えることを特徴とする請求項４記載の方法。
  6. ＡＭ／ＰＭ修正表を提供する段階と、
    第１通信信号と第２通信信号の振幅成分あるいは、第１通信信号と第２通信信号に対する傾斜信号を前記ＡＭ／ＰＭ修正表に与えて、第１及び第２の修正済み振幅成分を得る段階を備えることを特徴とする請求項５記載の方法。
  7. 第１タイムスロットの間に、
    第１修正済み振幅成分に基づいて、振幅駆動回路を用いて、増幅チェーンの振幅ポートを駆動する段階と、
    第１修正済み位相成分に基づいて、位相駆動回路を用いて、増幅チェーンの位相ポートを駆動する段階とを備え、
    第２タイムスロットの間に、
    第２修正済み振幅成分に基づいて、振幅駆動回路を用いて、増幅チェーンの振幅ポートを駆動する段階と、
    第２修正済み位相成分に基づいて、位相駆動回路を用いて、増幅チェーンの位相ポートを駆動する段階とを備えることを特徴とする請求項６記載の方法。
  8. 前記位相駆動回路は、ＶＣＯを含むことを特徴とする請求項７記載の方法。
  9. 前記位相駆動回路は、位相固定の周波数ロックループを含むことを特徴とする請求項７記載の方法。
  10. 第１通信信号の修正済み振幅成分と修正済み位相成分との時間的整合を実行して、第１通信信号の時間的整合の取れた修正済み振幅成分と時間的整合の取れた修正済み位相成分を作り出す段階と、
    第２通信信号の修正済み振幅成分と修正済み位相成分との時間的整合を実行して、第２通信信号の時間的整合の取れた修正済み振幅成分と時間的整合の取れた修正済み位相成分を作り出す段階とを備えることを特徴とする請求項６記載の方法。
  11. 前記固定包絡線変調はＧＭＳＫであり、ＧＭＳＫ信号が形成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
  12. ＧＭＳＫ信号に対する傾斜形状は、ＥＤＧＥ標準に従って通信信号を生成するのに使用されるパルス形状に従って決定されることを特徴とする請求項１１記載の方法。
  13. 前記可変包絡線変調はＱＡＭであり、前記第２通信標準はＥＤＧＥであり、ＥＤＧＥ信号が形成されることを特徴とする請求項１１記載の方法。
  14. ＥＤＧＥ信号に対する傾斜形状は、
    シンボルの所定のシーケンスを、シンボルの増大したシーケンスを形成するのにやり取りされる情報シンボルのシーケンスに加算する段階と、
    シンボルの増大したシーケンスの変調を実行して、希望する傾斜の輪郭を示す包絡線信号を作り出す段階とから得られることを特徴とする請求項１３記載の方法。
  15. 前記可変包絡線変調はＱＡＭであり、前記第２通信標準はＥＤＧＥであり、ＥＤＧＥ信号が形成されることを特徴とする請求項１記載の方法。
  16. ＥＤＧＥ信号に対する傾斜形状は、
    シンボルの所定のシーケンスを、シンボルの増大したシーケンスを形成するのにやり取りされる情報シンボルのシーケンスに加算する段階と、
    シンボルの増大したシーケンスの変調を実行して、希望する傾斜の輪郭を示す包絡線信号を作り出す段階とから得られることを特徴とする請求項１５記載の方法。
  17. 前記固定包絡線変調はＧＭＳＫであり、ＧＭＳＫ信号が形成されることを特徴とする請求項１５記載の方法。
  18. ＧＭＳＫ信号に対する傾斜形状は、ＥＤＧＥ標準に従った通信信号を生成するのに使用されるパルス形状に従って決定されることを特徴とする請求項１７記載の方法。
  19. マルチモードＲＦ通信のための装置であって、
    第１タイムスロットの間に、固定包絡線変調を用いる第１通信標準と、可変包絡線変調を用いる第２通信標準の内の一つに従って、第１通信信号を送信するための手段と、
    第１タイムスロットの終わりに、第１通信信号を下り傾斜させるための手段と、
    次の隣接タイムスロットの間に、前記第１通信標準と前記第２通信標準の内の別の一つに従って、第２通信信号を上り傾斜させて、その同じものを送信するための手段と
    を備えることを特徴とする装置。
  20. 第１タイムスロットと第２タイムスロットにおいて、通信信号の電力レベルを独立に設定するための手段を備えることを特徴とする請求項１９記載の装置。
  21. 位相成分のみを持った固定包絡線信号でない通信信号を変換して、その位相成分とその振幅成分とを得るための手段を備えることを特徴とする請求項１９記載の装置。
  22. 第１通信信号と第２通信信号の内の一つに対する傾斜信号を生成するための、格納された値の傾斜生成器を備えることを特徴とする請求項２１記載の装置。
  23. ＡＭ／ＰＭ修正表を備え、
    第１通信信号と第２通信信号の位相成分は、前記ＡＭ／ＰＭ修正表に与えられて、第１及び第２修正済み位相成分を得ることを特徴とする請求項２２記載の装置。
  24. ＡＭ／ＰＭ修正表を備え、
    第１通信信号と第２通信信号の振幅成分あるいは、第１通信信号と第２通信信号に対する傾斜信号が前記ＡＭ／ＰＭ修正表に与えられて、第１及び第２の修正済み振幅成分を得ることを特徴とする請求項２３記載の装置。
  25. 振幅ポートと位相ポートとを持った増幅チェーンと、
    増幅チェーンの振幅ポートを駆動するために、第１及び第２の修正済み振幅成分に応答する振幅駆動回路と、
    増幅チェーンの位相ポートを駆動するために、第１及び第２の修正済み位相成分に応答する位相駆動回路と
    を備えることを特徴とする請求項２４記載の装置。
  26. 前記位相駆動回路には、ＶＣＯが含まれることを特徴とする請求項２５記載の装置。
  27. 前記位相駆動回路には、位相固定周波数ロックループが含まれることを特徴とする請求項２５記載の装置。
  28. 通信信号の修正済み振幅成分と修正済み位相成分との時間的整合を実行し、各通信号に対して、時間的整合の取れた修正済み振幅成分と時間的整合の取れた修正済み位相成分とを作り出すための手段を備えることを特徴とする請求項２４記載の装置。
  29. 前記固定包絡線変調はＧＭＳＫであり、ＧＭＳＫ信号が形成されることを特徴とする請求項１９記載の装置。
  30. ＧＭＳＫ信号に対する傾斜形状は、ＥＤＧＥ標準に従って通信信号を生成するのに使用されるパルス形状に従って決定されることを特徴とする請求項２９記載の装置。
  31. 前記可変包絡線変調はＱＡＭであり、前記第２通信標準はＥＤＧＥであり、ＥＤＧＥ信号が形成されることを特徴とする請求項２９記載の装置。
  32. シンボルの所定のシーケンスを、シンボルの増大したシーケンスを形成するのにやり取りされる情報シンボルのシーケンスに加算するための手段と、
    シンボルの増大したシーケンスの変調を実行して、希望する傾斜の輪郭を示す包絡線信号を作り出すための変調器と
    を備え、
    それらによって、ＥＤＧＥ信号に対する傾斜形状が得られることを特徴とする請求３１記載の装置。
  33. 前記可変包絡線変調はＱＡＭであり、前記第２通信標準はＥＤＧＥであり、ＥＤＧＥ信号が形成されることを特徴とする請求項１９記載の装置。
  34. シンボルの所定のシーケンスを、シンボルの増大したシーケンスを形成するのにやり取りされる情報シンボルのシーケンスに加算するための手段と、
    シンボルの増大したシーケンスの変調を実行して、希望する傾斜の輪郭を示す包絡線信号を作り出すための変調器と
    を備え、
    それらによって、ＥＤＧＥ信号に対する傾斜形状が得られることを特徴とする請求３３記載の装置。
  35. 前記固定包絡線変調はＧＭＳＫであり、ＧＭＳＫ信号が形成されることを特徴とする請求項３３記載の装置。
  36. ＧＭＳＫ信号に対する傾斜形状は、ＥＤＧＥ標準に従って通信信号を生成するのに使用されるパルス形状に従って決定されることを特徴とする請求項３５記載の装置。
  37. マルチモードの通信信号のプロセッサであって、
    希望する通信標準を選択するためのモード選択手段と、
    異なる通信標準に各々が対応する多数の信号生成器と、
    通信周波数要素を制御する制御信号を生成するために、モード選択手段と、選択された一つのディジタル信号生成器とに応答するディジタル位相変調器と、
    モード選択手段に応答して、選択された一つのディジタル信号生成器をディジタル位相変調器に結合するための、切り換え手段と
    を備えることを特徴とするプロセッサ。
  38. 前記通信周波数要素は、電圧制御された発振器であることを特徴とする請求項３７記載の装置。
  39. 前記ディジタル位相変調器は、位相固定の周波数ロックループを備えることを特徴とする請求項３７記載の装置。
  40. シンボルシーケンスを増大するためにパルス変調器の一つに結合されて、１つのパルス変調器によって処理される時に、傾斜区間の間、パルス変調器の出力信号を傾斜の輪郭に追従させる、増大したシンボルシーケンスを形成する手段を備えることを特徴とする請求項３７記載の装置。
  41. マルチモードの通信号プロセッサは、分離した振幅と位相のパスを持った極性アーキテクチャのマルチモード通信信号生成器であり、位相パスはディジタル移動変調器を含むことを特徴とする請求項３７記載の装置。
  42. 振幅パスによって運ばれる振幅情報と、位相パスによって運ばれる位相情報との間の時間的整合を実行するための時間的整合手段を備えることを特徴とする請求項４１記載の装置。
  43. 前記振幅パスには、通信信号増幅器に対して、少なくとも一つの駆動信号を作り出すために、振幅情報と電力レベル信号とに応答する駆動回路が含まれることを特徴とする請求項４２記載の装置。
  44. 前記駆動回路は、通信信号増幅器の多数の各々の段に対して、多数の駆動信号を作り出すことを特徴とする請求項４３記載の装置。
  45. 通信信号増幅器の非理想性を修正するために振幅情報を修正するための振幅修正手段と、通信信号増幅器の非理想性を修正するために位相情報を修正するための位相修正手段との内の少なくとも一つを備えることを特徴とする請求項４２記載の装置。
  46. 前記振幅修正手段と前記位相修正手段との両方を備えることを特徴とする請求項４５記載の装置。
  47. 少なくとの一つのパルス変調器に結合されて、振幅成分と位相成分の両方を持つ信号を、分離した振幅信号と位相信号とに変換するための回路を備え、分離した振幅パスと位相パスは、それぞれ振幅パスと位相パスに結合されることを特徴とする請求項４１記載の装置。
  48. 固定包絡線変調を用いて通信標準のための傾斜の輪郭を保存する傾斜生成器を備えることを特徴とする請求項４１記載の装置。
  49. モード選択手段に応答して、傾斜生成器の一つと、選択されたディジタルパルス変調器の一つとを、振幅パスに結合するための切り換え手段を備えることを特徴とする請求項４８記載の装置。
  50. マルチモードの通信プロセッサは、単一のモノリシックな集積回路上に形成されることを特徴とする請求項３７記載の装置。
  51. 第１のゼロ或いは非ゼロ電力レベルと、第２の非ゼロ電力レベルとの間の送信期間中に、通信信号を形成する方法であって、
    通信信号は、非送信期間中に、所定のパルス形状に基づいてパルス形成フィルタを用いて形成され、前記方法は、
    所定のパルス形状から傾斜形状を引き出す段階と、
    前記傾斜形状に従って、第１電力レベルと第２電力レベルの間で、通信信号を傾斜させる段階と
    を備えることを特徴とする方法。
  52. 遷移期間の間の電力スペクトル密度は、非遷移期間の間の電力スペクトル密度と同じであることを特徴とする請求項５１記載の方法。
  53. 前記通信信号は、ＴＤＭＡ通信信号であることを特徴とする請求項５１記載の方法。
  54. 前記通信信号は、ＣＤＭＡ通信信号であることを特徴とする請求項５１記載の方法。
  55. 所定のパルス形状に基づき、パルス形成フィルタを用いて通信信号を生成するための手段と、
    第１のゼロ或いは非ゼロ電力レベルと、第２の非ゼロ電力レベルとの間で、通信信号を、所定のパルス形状から引き出される傾斜形状に従って傾斜させるための手段と
    を備えることを特徴とする通信用送信器。
  56. 通信信号を増幅するための手段をさらに備えることを特徴とする請求項５５記載の装置。
  57. 前記増幅するための手段は、位相制御パスと振幅制御との両方を結合する、単一の制御パスを備えることを特徴とする請求項５６記載の装置。
  58. 前記増幅するための手段は、位相制御パスと、分離した振幅制御パスとを備えることを特徴とする請求項５６記載の装置。
  59. 前記傾斜させるための手段は、Ｎ次のアキュムレータを備えることを特徴とする請求項５５記載の装置。

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