KR100247373B1 - 신호 송신 장치, 신호 수신 장치, 및 신호 송수신방법 - Google Patents

신호 송신 장치, 신호 수신 장치, 및 신호 송수신방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 예를 들면 디지탈 텔레비전 방송에 사용되는 것이고, 수신측에 있어서 신호 레벨이 큰 경우에 양호한 텔레비전 영상 및 음성을 제공하고, 신호 레벨이 작은 경우에 있어서도 어느 정도 품질의 텔레비전 영상 및 음성을 제공한다. 신호 송신 장치(10)는 입력 정보 계열을 그 데이타 내용의 중요도에 따라 분할하여 복수의 입력 신호로 하고, 입력 신호를 각각 다른 부호화율로 부호화하고, 전송용 타임 슬롯으로 다중화하고, 부호화 신호에 대응하는 타임 슬롯마다 다른 다치 변조 방법으로 변조하여 위성 통신 회선 등의 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(30)에 대하여 전송한다. 신호 수신 장치(30)는 수신한 신호에 포함되는 부호화 신호에 대응하고, 타임 슬롯마다 다른 복조 방법에 의해, 통신 전송로(20)에서 수신한 변조 신호에서 부호화 신호 각각을 복조하여 분리하고, 복호하여 입력 신호 각각을 재생한다.

Description

신호 송신 장치, 신호 수신 장치, 및 신호 송수신 방법
디지탈 형식의 데이타를 데이타 에러(전송 에러)가 발생하기 쉬운 통신 회선(전송로)을 거쳐 전송하는 경우에는 일반적으로 전송해야할 데이타에 대하여 소정의 부호화 처리를 실행하고 나서 전송하는 방법이 취해진다.
예를 들면, 무선 회선을 거쳐 데이타 전송을 실행하는 경우, 특히 위성 통신 회선을 거쳐 데이타 전송을 실행하는 경우에는 수신측에 있어서의 수신 신호의 강도(신호 레벨)가 매우 낮게 되므로, 데이타 에러가 발생하기 쉽다. 또한 지상파를 이용한 통신 회선(지상파 통신 회선)을 거쳐 데이타의 전송을 실행하는 경우에 있어서도 서비스 범위의 끝 지역에서는 수신 레벨이 낮게 되어 버리므로, 데이타 에러가 발생하기 쉽게 된다.
따라서, 전송해야할 데이타가 고능률 부호화 방법에 의해 높은 압축률로 부호화되어 있는 경우, 수신측에 있어서의 복호 처리의 과정에서 엄중히 데이타 에러 대책을 실행할 필요가 있다.
예를 들면, 수신측 복호 처리에 있어서, 데이타 에러를 발생시킨 데이타 이외의 데이타에 영향을 미치는(데이타 에러가 전파해 버림) 경우가 있고, 이와 같은 경우에는 데이타 에러에 대한 대책을 특히 엄중히 할 필요가 있다.
상술한 사정에 의해, 위성 통신 회선을 거쳐 데이타 전송을 실행하는 경우, 수신 신호의 반송파 전력대 잡음 전력비(C/N비)가 낮게 되므로, 일반적으로 전송하고자 하는 디지탈 형식 데이타를 예를 들면, 리드 솔로몬(Reed Slomon)부호인 블럭부호를 사용한 부호화에 의해 부호화한 후, 또 콘벌루션 부호화에 의해 전송로 에러 정정 부호화하여 전송로 부호를 생성한다.
이와 같이 데이타 에러에 대하여 대책을 실시한 전송로 부호를 QPSK 변조 방법 등에 의해 변조하여 통신 회선을 거쳐 전송하도록 한 방법이 취해진다.
한편, 위성 통신 회선보다도 양호한 수신 신호의 C/N 비가 얻어지는 지상파 통신 회선에서는 전송 효율을 높이기 위해 예를 들면 16QAM이나 32QAM으로 한 다치 변조 방법에 의해 반송 부호를 변조하여 데이타 전송을 실행하는 일이 많다.
또한 최근에는 에러 정정 기술과 변조 기술을 통합한 전송로 부호화 방식으로서 부호화 변조 방식이 사용되고 있다. 부호화 변조 방식중, 에러 정정 부호로서 트렐리스(Trellis) 부호를 사용하는 것을 특히 트렐리스 부호화 변조(TCM)라고 한다.
일반적으로 데이타 전송에 에러 정정 부호를 사용하는 방법에는 부호화율을 작게 하면, 즉 전송하고자 하는 정보의 데이타량과 통신 회선상에서 실제로 전송되는 정보의 데이타량과의 비를 작게 하면, 에러 정정 능력은 높게 되지만, 전송하고자 하는 디지탈 정보의 전송 효율(스루풋)이 저하하고, 반대로 부호화율을 크게 하면, 스루풋은 크게 되지만, 에러 정정 능력이 낮게 된다고 하는 성질이 있다.
한편, 위성 통신 회선을 거친 데이타 전송에는 수신 안테나의 이득에 의해 또는 기상 조건에 의해 통신 레벨이 크게 변동하는 성질이 있다.
또한, 지상파 통신 회선을 거친 데이타 전송에는 송신측과 수신측과의 위치 관계에 의해 수신 레벨이 변동하는 성질이 있다. 즉, 송신측에서 가까운 지역에 수신측이 존재하는 경우에는 수신 레벨이 크게 되지만, 송신측에서 먼 지역에 수신측이 존재하는 경우에는 수신 레벨이 낮게 되어 버린다.
이들 무선 통신 회선을 거쳐 데이타 전송을 하는 경우, 수신 레벨이 낮을 때에는 C/N 비가 작게 되고, 데이타 에러가 발생하기 쉽게 된다. C/N 비가 더 낮게 되어, 전송 부호가 갖는 에러 정정 능력을 넘는 데이타 에러가 발생하면, 데이타 에러를 정정할 수 없게 되어 버린다. 즉, 데이타를 고능률 부호화한 경우, 수신측에서 C/N 비가 악화되면, 원 데이타를 올바로 재생할 수 없게 된다.
여기서, 제1도 및 제2도를 참조하여 고능률 부호화된 디지탈 형식 텔레비전 신호를 데이타 전송하는 경우를 예로, 상술한 무선 통신 회선을 거친 데이타 전송에 관한 문제점 및 이 문제점에 대한 대책을 구체적으로 설명한다.
제1도는 무선 통신 회선을 거쳐 텔레비전 신호의 데이타 전송을 실행하는 경우 수신측에서의 반송파 전력대 잡음 전력비(C/N 비) 및 재생된 텔레비전 신호의 신호 전력대 잡음 전력비(S/N 비)와 데이타 재생 가능성과의 관계를 도시한 도면이다.
제2도는 무선 통신 회선을 거쳐 텔레비전 신호의 데이타 전송을 실생하는 경우 수신측에서의 C/N비 및 재생된 텔레비전 신호의 S/N 비와 데이타 재생 가능성의 바람직한 관계를 도시한 도면이다.
또한 제1도 및 제2도의 종축의 신호 전력대 잡음 전력비(S/N 비)는 송신측에 있어서, 송신해야할 데이타에 대하여 실시되는 부호화에 의해 정해지는 값이다.
제1도에 사선으로 도시한 바와 같이, 수신측에 있어서, 소정값 이상으로 수신 신호의 C/N 비가 확보되어 있는 영역(수신 레벨 II)에 있어서는 수신 신호에서 완전히 텔레비전 신호의 데이타를 복호할 수 있으므로, 양호한 텔레비전 영상을 재생할 수 있다.
한편, 수신측에 있어서, 수신 신호의 C/N 비가 소정값 이하로 되는 영역(수신 레벨 I)에 있어서는 데이타 에러때문에 올바르게 텔레비전 신호를 복호할 수 없으므로, 텔레비전 영상을 완전히 재생할 수 없게 된다.
따라서, 실제 텔레비전 방송 운용에 있어서는 제2도에 도시한 바와 같이, 수신측에서의 C/N 비의 변화에 따라, 텔레비전 신호의 수신 품질(S/N 비)이 변동하는 쪽이 바람직하다.
즉, 실제 텔레비전 방송에 있어서는 제2도에 도시한 바와 같이, 수신측에 있어서 신호 레벨이 높아 양호한 C/N 비가 얻어지는 영역(수신 레벨 III)에 있어서는 고품위의 텔레비전 영상 및 음성이 재생되고, 수신 레벨 III 보다도 조금 수신 레벨이 낮게 되어 있는 영역(수신 레벨 II)에 있어서는 다소 품위가 저하하고 있는 텔레비전 영상 및 음성이 재생되도록 하여 두는 것이 바람직하다.
이와 같이 하는 것이 바람직한 이유는 제1도에 도시한 바와 같이, C/N 비가 일정 이하로 된 영역에 수신측에서 모든 텔레비전 신호를 재생 불가능으로 하기 보다도 제2도에 도시한 바와 같이 C/N 비가 저하한 경우에 품위는 저하하고 있지만, 그 영상의 내용이 이해 가능한 정도의 영상 신호가 수신측에서 재생 가능하도록 두는 쪽이 텔레비전 시청자에 대해서는 바람직하기 때문이다.
제2도에 도시한 바와 같은 수신 신호의 C/N 비와 S/N 비의 관계를 실현하기 위해서는 송신측에 있어서 전송해야할 데이타에 대한 부호와 처리에 계층적인 수법을 사용할 필요가 있다. 즉 송신측에서 전송해야할 데이타를 절대로 필요한 중요 정보와 부가적인 정보로 계층적으로 나누어 부호화하여 전송하고, 수신측에서 신호 레벨이 높은 때에는 높은 전송 속도로 모든 데이타를 수신하고, 수신측이 신호 레벨이 낮은 때에는 낮은 전송 속도로 절대 필요한 중요 정보만을 수신하는 수법, 환언하면, 수신측에 있어서는 수신 상태에 대응하여 수루풋을 변동할 수 있는 데이타 전송 수법이 필요하게 된다.
본 발명은 이상 설명한 종래 기술의 문제점을 감안하여 이루어진 것으로, 예를 들면, 텔레비전 신호를 디지탈 형식으로 데이타 전송하는 경우에 수신측에 있어서 신호 레벨이 높은 경우에 양호한 텔레비전 영상 및 음성을 제공할 수 있음과 동시에, 신호 레벨이 낮은 경우에 있어서도 어느 정도의 품질의 텔레비전 영상 및 음성을 제공하는, 소위 깨끗한 열화(degradation)를 실현할 수 있는 신호 송신 장치, 신호 수신 장치 및 이들 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한 본 발명은 상술한 수신 신호의 C/N 비와 재생한 데이타의 S/N 비의 관계, 즉 수신측에서의 수신 신호의 C/N 비가 일정값 이하로 된 경우에 C/N 비에 따라 재생한 데이타의 S/N 비가 저하하는 관계를 실현할 수 있는 신호 송신 장치, 신호 수신 장치 및 이들 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한 본 발명은 수신 상태, 즉 수신 신호의 C/N 비에 따른 스루풋으로 데이타 전송이 가능한 신호 송신 장치, 신호 수신 장치 및 이들 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 신호 송신 장치는 복수의 입력 신호를 그 입력 신호 각각에 대응한 부호화율로 에러 정정 부호화한 복수의 부호화 신호를 생성하는 부호화 수단과, 상기 복수의 부호화 신호를 소정 순서로 다중화하는 다중화 수단과, 상기 다중화된 부호화 신호를 변조하여 출력하는 변조 수단을 갖는다.
바람직하게, 상기 부호화 수단은 상기 복수의 입력 신호 각각을 그 입력 신호의 중요도가 높으면 높을수록 작은 부호화율로 그 입력 신호를 부호화하고, 그 입력 신호의 중요도가 낮으면 낮을 수록 큰 부호화율로 부호화한다.
바람직하게, 상기 복수의 입력 신호는 전체로서 하나의 신호를 구성하는 것으로서, 중요도에 따라 n개의 입력 신호로 분할되어 있고, 상기 n개의 입력 신호 각각에 대응하여 상기 부호화 수단은 입력 신호를 블럭 부호화하는 블럭 부호화 수단과, 블럭 부호화된 상기 입력 신호를 인터리브하는 인터리브 수단과, 상기 인터리브된 입력 신호를 콘벌루션 부호화하는 콘벌루션 부호화 수단을 n계통 갖는다.
바람직하게, 상기 n계통의 콘벌루션 부호화 수단 각각의 구성을 바꾸는 것에 의해 상기 부호화율을 바꾼다.
바람직하게, 또한 상기 콘벌루션 부호화 수단에 의해 부호화된 신호에 대하여 펑처링 처리를 실행하는 펑처리 수단을 갖고, 그 펑처링 처리에 의해 상기 부호화율을 바꾼다.
바람직하게, 상기 복수의 입력 신호는 전체로서 하나의 신호를 구성하는 것으로서, 중요도에 따라 n개의 입력 신호로 분할되어 있고, 상기 n개의 입력 신호 각각에 대응하여, 상기 부호화 수단은 입력 신호를 블럭 부호화하는 수단과, 블럭부호화된 상기 입력 신호를 인터리브하는 인터리브 수단과, 상기 인터리브된 입력 신호를 트렐리스 부호화하는 트렐리스 부호화 수단을 n계통 갖는다.
바람직하게, 상기 변조 수단은 상기 다중화된 복수의 부호화 신호 각각을 입력 신호의 중요도에 대응한 개별적인 다치 변조 방법으로 변조를 실행한다.
바람직하게, 상기 변조 수단은 상기 부호화 신호의 중요도가 높으면 높을 수록 1 신호점당 정보량이 작은 다치 변조 방법으로 변조하고, 상기 부호화 신호의 중요도가 낮으면, 낮을 수록 1신호점담 정보량이 많은 다치 변조 방법으로 변조한다.
바람직하게, 또한 상기 다중화된 부호화 신호를 주파수 영역의 신호로부터 시간 영역의 신호로 변환한 시간 영역 신호를 생성하는 변환 수단을 갖고, 상기 변조 수단은 상기 변환 수단으로 부터의 출력을 OFDM 변조하여 출력한다.
바람직하게, 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 복수의 OFDM 변조 캐리어가 할당되어, OFDM 변조 캐리어 전체에 있어서 동일 변조 방식으로 변조를 실행한다.
바람직하게, 또한 상기 다중화된 부호화 신호를 주파수 영역 신호로부터 시간 영역 신호로 변환하는 시간 영역 신호를 생성하는 변환 수단을 갖고, 상기 변조 수단은 그 변환 수단으로 부터의 출력을 OFDM 변조하여 출력한다.
바람직하게, 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 복수의 OFDM 변조 캐리어를 할당하여, 상기 입력 신호 각각에 대하여 대응하는 복수의 OFDM 캐리어마다 변조 방식을 바꾸어 변조한다.
본 발명에 따른 신호 송신 장치에 있어서, 부호화 수단은 전체로서 하나의 전송 신호, 예를 들면 텔레비전 방송 신호를 구성하는 복수의 입력 신호, 예를 들면 기본적인 영상 및 음성 재생에 필요한 중요한 기본 신호와 화질 향상에 필요한 부가 신호를 계층화하여 부호화한다. 즉 부호화 수단은 기본 신호는 통신 전송로상의 노이즈등을 받아도 에러 정정이 쉬운 낮은 부호화율로 부호화하고, 부가 신호는 통신 전송로상의 노이즈등을 받은 경우에 에러 정정하기 어렵지만 전송 효율이 높은 부호화율로 부호화하여, 각각 부호화된 신호를 생성한다.
다중화 수단은 생성된 부호화 신호를 다중화한다.
변조 수단은 다중화된 부호화 신호를 각각 부호화 신호에 대응하는 다치 변조 방식에 의해 변조한다. 즉 변조 수단은 기본 신호의 부호화 신호를 1신호 점당 정보량이 작은 다치 변조 방식으로 변조하고, 부가 신호의 부호화 신호를 1신호당 정보량이 높은 다치 변조 방식으로 변조한다.
이와 같이, 중요성이 높은 입력 신호(기본 신호)를 에러 정정이 쉬운 낮은 부호화율로 부호화하고, 또한 통신 전송로상에서 노이즈등의 영향을 받기 어려운 변조 방식으로 변조하여 수신의 C/N 비가 낮은 경우에도 확실히 수신할 수 있게 한다.
또한, 중요성이 낮은 입력 신호(부가 신호)를 에러 정정의 관점에서는 나쁘지만, 전송 효율이 보다 높은 부호화율로 부호화하고, 또한 전송율을 높게 할 수 있는 변조 방식으로 변조하여, 통신 전송로에서의 전송 대역폭의 확대를 방지한다.
또한, 본 발명에 관한 신호 수신 장치는 복수의 입력 신호 각각을 상기 복수의 입력 신호 각각에 대응한 부호화율로 에러 정정 부호화된 복수의 부호화 신호를 소정 순서로 다중화하고, 그 다중화된 복수의 부호화 신호를 변조한 전송 신호를 수신하는 신호 수신 장치에 있어서, 상기 변조된 전송 신호를 복조하여 복조 신호를 생성하는 복조 수단과, 상기 복조 신호에서 상기 다중화된 복수의 부호화 신호로 분리하는 분리 수단과, 분리된 상기 복수의 부호화 신호 각각을 상기 복수의 부호화 신호 각각에 대응하는 에러 정정 복호 방식으로 복호하여 복호 신호로서 출력하는 복호 수단을 갖는다.
바람직하게, 상기 복수의 입력 신호는 전체로서 하나의 신호를 구성하는 것으로서, 중요도에 따라 n개의 입력 신호로 분할되어 있고, 상기 복수의 입력 신호 각각은 그 입력 신호의 중요도가 높으면 높을 수록 작은 부호화율로 그 입력 신호를 부호화시키고, 그 입력 신호의 중요도가 낮으면 낮을 수록 큰 부호화율로 부호화되어 있고, 상기 복호 수단에서는 복호된 n개의 복호 신호중, 에러 정정 불가능한 에러가 발생하지 않은 복호 신호만을 출력한다.
바람직하게, 상기 다중화된 복수의 부호화 신호 각각은 입력 신호의 중요도에 대응한 개별 다치 변조 방법으로 변조되어 있고, 상기 복조 수단은 수신한 전송신호를 송신측에서 변조한 변조 방식에 대응하는 복조 방식으로 복조한다.
바람직하게, 상기 n개의 입력 신호 각각은 블럭 부호화 처리, 인터리브 처리. 콘벌루션 부호화 처리를 받은 후, 다중화되어 변조되어 있고, 상기 복호 수단은 분리 수단에 의해 분리된 상기 복수의 부호화 신호를 비터비 복호하는 비터비 복호 수단과 비터비 복호된 신호를 디인터리브하는 디인터리브 수단과 디인터리브된 신호를 블럭 복호하는 블럭 복호화 수단으로 구성된다.
바람직하게, 상기 다중화된 부호화 신호는 주파수 영역 신호로부터 시간 영역 신호로 변환되고, 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 할당된 복수의 OFDM 변조 캐리어를 사용함과 동시에 모든 OFDM 캐리어에 있어서 동일 변조 방식으로 OFDM 변조되어 있고, 상기 복조 수단은 OFDM 변조 캐리어 모두에 있어서 동일 복조 방식으로 복조를 실행하는 OFDM 복조 수단과, 복조된 복조 신호를 시간 영역 신호에서 주파수 영역 신호로 변환하는 변환 수단으로 구성된다.
바람직하게, 상기 n개의 입력 신호 각각은 블럭 부호화 처리, 인터리브 처리. 트렐리스 부호화 처리를 받은 후, 다중화되어 변조되어 있고, 상기 복호 수단은 분리 수단에 의해 분리된 상기 복수의 부호화 신호를 비터비 복호하는 비터비 복호 수단과, 비터비 복호된 신호를 디인터리브하는 디인터리브 수단과, 디인터리브된 신호를 블럭 복호하는 블럭 복호화 수단으로 구성된다.
바람직하게, 상기 다중화된 부호화 신호는 주파수 영역 신호로부터 시간 영역 신호로 변환되고, 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 할당된 복수의 OFDM 변조 캐리어를 사용함과 동시에 상기 입력 신호 각각에 대응하는 복수의 OFDM 캐리어 마다 변조 방식을 바꾸어 OFDM 변조되어 있고, 상기 복조 수단은 상기 입력 신호 각각에 대응하는 복수의 OFDM 캐리어 마다 복조 방식을 바꾸어 복조한다.
본 발명에 따른 신호 수신 장치는 상술한 본 발명에 따른 신호 송신 장치에서 소정의 통신 전송로를 거쳐 전송되어 온 수신 신호에서 입력 신호를 재생하는 장치이다. 본 발명에 따른 신호 수신 장치에 있어서, 복조 수단은 신호 송신 장치의 변조 수단에서의 변조 방식에 대응하는 복조 방식으로 수신 신호에 포함된 부호화 신호를 각각 복조한다.
분리 수단은 복조 수단에 의해 복조된 부호화 신호 각각을 분리한다. 복호수단은 신호 송신 장치의 부호화 수단에 있어서, 부호화 신호 각각에 대하여 실시된 부호화의 부호화 방식에 대응하는 복호 수단으로 복호화 수단 각각을 복호하여 입력 신호를 재생한다.
복호 수단에서의 복호 방식과 복호의 대상으로 되는 부호화 수단이 일치하지 않는 경우, 올바른 복호를 실행할 수 없다. 이때문에, 입력 변조 수단에 의해, 부호화 수단의 적어도 몇개인가의 복호후의 에러율이 소정값 이하로 될때까지, 복호 방식과 부호화 수단과의 일치를 도모하기 위해 부호화 신호에 대한 복호 방식을 변경하여 이들의 일치(동기)를 도모한다.
또한, 본 발명에 관한 신호 송수신 방법은 전체로서 하나의 신호를 구성하는 디지탈 신호를 중요도에 따라 복수의 입력 신호로 분할하고, 에러 정정 부호화 및 변조 처리를 실시하고, 전송로를 거쳐 수신측으로 송신하는 신호 송수신 방법에 있어서, 송신측에서는 상기 복수로 분할된 입력 신호 각각을 상기 복수의 입력 신호 각각에 대응한 부호화율로 에러 정정 부호화된 복수의 부호화 신호를 소정 순서로 다중화하고, 그 다중화된 복수의 부호화 신호를 변조하여 송신하고, 수신측에서는 수신한 변조된 전송 신호를 복조하고, 복조된 신호에서 상기 복수의 부호화 신호로 분리하고, 분리된 상기 복수의 부호화 신호 각각을 상기 복수의 부호화 신호 각각에 대응하는 에러 정정 복호 방식으로 복호하여 복호 신호로서 출력한다.
바람직하게, 상기 송신측의 상기 에러 정정 부호화에서는 상기 입력 신호의 중요도가 높으면 높을 수록 작은 부호화율로 그 입력 신호를 부호화하고, 그 입력 신호의 중요도가 낮으면, 낮을 수록 큰 부호화율로 부호화한다.
바람직하게, 상기 송신측에서는 상기 다중화된 복수의 부호화 신호 각각을 입력 신호의 중요도에 대응한 개별 다치 변조 방법으로 변조하고, 상기 수신측에서는 수신한 전송 신호가 송신측에서 변조된 변조 방식에 대응하는 복조 방식으로 복조한다.
바람직하게, 상기 송신측에서는 상기 부호화 신호의 중요도가 높으면, 높을 수록 1신호점당 정보량이 작은 다치 변조 방법으로 변조하고, 상기 부호화 신호의 중요도가 낮으면, 낮을 수록 1신호점당 정보량이 많은 다치 변조 방법으로 변조한다.
바람직하게, 상기 송신측에서는 상기 다중화된 부호화 신호를 주파수 영역신호에서 시간 영역 신호로 변환하고, 그 변환된 신호를 OFDM 변조하여 출력하고, 상기 수신측에서 수신한 신호를 OFDM 복조하고, 복조된 신호를 시간 영역 신호에서 주파수 영역 신호로 변환하여 상기 복수의 부호화 신호로 분리한다.
바람직하게는, 상기 송신측에서는 상기 에러 정정 부호화로서, 블록 부호화 처리, 인터리브 처리, 콘벌루션 부호화 처리를 실행하고, 상기 수신측에서는 에러 정정 복호화로서, 비터비 복호 처리, 디인터리브 처리, 블록 복호 처리를 실행한다.
바람직하게는, 상기 송신측에서는 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 복수의 OFDM 변조 캐리어가 할당되고, OFDM 변조 캐리어 모두에 있어서 동일 변조 방식으로 변조를 실행한다.
바람직하게는, 상기 송신측에서는 상기 에러 정정 부호화로서, 블럭 부호화 처리, 인터리브 처리, 트렐리스 부호화 처리를 실행하고, 상기 수신측에서는 에러 정정 복호화로서, 비터비 복호 처리, 디인터리브 처리, 블록 복호 처리를 실행한다.
바람직하게는, 상기 송신측에서는 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 복수의 OFDM 변조 캐리어를 할당하여, 상기 입력 신호 각각에 대응하는 복수의 OFDM 캐리어 마다 변조 방식을 바꾸어 변조한다.
[도면의 간단한 설명]
제1도는 무선 통신 회선을 거쳐 텔레비전 신호의 데이타 전송을 실행하는 경우 수신측에서의 C/N 비, 및 재생된 텔레비전 신호의 S/N비와 데이타 재생 가능성과의 관계를 도시한 도면.
제2도는 무선 통신 회선을 거쳐 텔레비전 신호의 데이타 전송을 실행하는 경우 수신측에서의 C/N비, 및 재생된 텔레비전 신호의 S/N비와 데이타 재생 가능성의 바람직한 관계를 도시한 도면.
제3도는 제1실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 전송 시스템의 구성을 도시한 도면.
제4도는 제3도에 도시한 신호 송신 장치의 구성을 도시한 도면.
제5도는 제3도에 도시한 신호 수신 장치의 구성을 도시한 도면.
제6도는 제4도에 도시한 변조 회로의 구성을 도시한 도면.
제7도는 제5도에 도시한 복조 회로의 구성을 도시한 도면.
제8도는 제3도에 도시한 신호 송신 장치에서 전송되는 변조 신호를 설명하는 도면.
제9도는 제2실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 전송 시스템의 구성을 도시한 도면.
제10도는 제9도에 도시한 신호 송신 장치의 구성을 도시한 도면.
제11도는 제9도에 도시한 신호 수신 장치의 구성을 도시한 도면.
제12도는 제10도에 도시한 제1트렐리스(trellis) 부호화 회로(1101)의 구성을 도시한 도면.
제13도는 제10도에 도시한 제2트렐리스 부호화 회로(1102)의 구성을 도시한 도면.
제14도는 제10도에 도시한 다중화 회로에 의해 다중화된 제1맵핑 신호를 16QAM 변조하는 경우의 신호점을 도시한 도면.
제15도는 제10도에 도시한 다중화 회로에 의해 다중화된 제2맵핑 신호를 64QAM 변조하는 경우의 신호점을 도시한 도면.
제16도는 제2실시예에 있어서의 신호 전송 시스템에 의한 무선 통신 회로를 거쳐 텔레비전 신호의 데이타 전송을 실행하는 경우 수신측에 있어서의 C/N비, 및 재생된 텔레비전 신호의 S/N비와 데이타 재생 가능성과의 관계를 도시한 도면.
제17도는 제3실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 수신 장치의 구성을 도시한 도면.
제18도는 제17도에 도시한 비교 회로의 구성을 도시한 도면.
제19도는 n=4인 경우 제17도에 도시한 분리 회로의 구성을 도시한 도면.
제20도는 제4실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 송신 장치의 구성을 도시한 도면.
제21도는 제4실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 수신 장치의 구성을 도시한 도면.
제22도는 제20도에 도시한 CNV 회로의 구성 일예를 도시한 도면.
제23도는 제20도에 도시한 IDFT 회로에 있어서 생성된 시간 영역 신호가 시간 방향의 합으로서 변조 회로에 대하여 출력되는 모양을 도시한 도면.
제24a도 내지 제24c도는 제20도에 도시한 IDFT 회로에 있어서 생성된 시간 영역 신호의 실수 성분과 허수 성분을 직교 변조하는 모양을 설명하는 도면.
제25도는 제5실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 송신 장치의 구성을 도시한 도면.
제26도는 제5실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 수신 장치의 구성을 도시한 도면.
제27도는 제5실시예에 도시한 신호 송신 장치 및 신호 수신 장치를 사용하여, 신호 수신 장치에 의해 복호화 신호를 영상 처리 표시 장치에 표시시키도록 구성한 경우 신호 전송 시스템에 있어서의 C/N비와 S/N비의 관계를 도시한 도면.
제28도는 제6실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 송신 장치의 구성을 도시한 도면.
제29도는 제6실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 수신 장치의 구성을 도시한 도면.
제30도는 반송파의 할당을 도시한 도면.
제31도는 제28도에 도시한 IDFT 회로에 있어서 생성된 시간 영역 신호가 시간 방향의 합으로서 변조 회로에 대하여 출력되는 모양을 도시한 도면.
제32도는 제7실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 송신 장치의 구성을 도시한 도면.
제33도는 제7실시예에 있어서의 본 발명에 따른 신호 수신 장치의 구성을 도시한 도면.
[제1실시예]
이하, 제3도 내지 제8도를 참조하여 본 발명의 제1실시예를 설명한다. 제1실시예에 있어서는, 본 발명에 따른 신호 전송 시스템(1)을 예로, 본 발명의 원리를 설명한다. 제3도는 제1실시예에서의 본 발명에 따른 신호 전송 시스템의 구성을 도시한 도면이다.
제3도에 도시한 바와 같이, 신호 전송 시스템(1)은 신호 전송 장치(STR)(10), 통신 전송로(20), 및 신호 수신 장치(SRV)(30)로 구성된다.
제4도는 제3도에 도시한 신호 송신 장치(10)의 구성을 도시한 도면이다.
제4도에 도시한 바와 같이, 신호 송신 장치(10)는 입력 신호 INi-INn각각에 대응하여 마련된 n개의 부호화 회로(100n)(i, n은 정수, 1≤i≤n, 이하 제1실시예에 있어서 동일), 다중화 회로(MUX)(120) 및 변조 회로(140)로 구성된다.
부호화 회로(100i)각각은 입력 단자#i, 리드 솔로몬 부호화 회로(RSE)(102i), 인터리브 회로(IL)(104i), 트렐리스 부호화 회로(TCM)(110i) 및 맵핑 회로(MAP)(106i)로 구성되어 있다.
이들 구성 부분에 의해 신호 송신 장치(10)는 신호 전송 시스템(1)에 있어서, 전송하고자 하는 데이타(입력 정보 계열)를 그 데이타 내용의 중요도에 따라 분할하여 복수의 입력 신호 INl-INn(정보 계열)로 하고, 입력 신호 INl-INn을 각각 다른 부호화화율로 트렐리스 부호화하고, 전송용 타임 슬롯으로 다중화하고, 부호화 신호에 대응하는 타임 슬롯마다 다른 다치 변조 방법으로 변조하여, 예를 들면 위성 통신 회선인 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(20)에 대하여 전송한다.
제5도는 제3도에 도시한 신호 수신 장치(30)의 구성을 도시한 도면이다.
제5도에 도시한 바와 같이, 신호 수신 장치(30)는 복조 회로(DEM)(300i), 분리 회로(DEMUX)(310) 및 n개의 복호 회로(320i)로 구성된다.
복호 회로(320i)는 각각 비터비(Viterbi) 복호 회로(VIT)(330i), 디인터리브회로(DIL)(322i), 리드 솔로몬 복호 회로(RSD)(324i) 및 출력 단자 #i로 구성된다. 또한, 비터비 복호 회로(330l)-(330n) 각각의 구성은 트렐리스 부호화 회로(110l)-(110n) 각각에 대응하도록 구성되어 있다.
신호 수신 장치(30)는 이들 구성 부분에 의해 신호 전송 시스템(1)에 있어서, 부호화 신호에 대응하고, 타임 슬롯마다 다른 복조 방법에 의해, 통신 전송로(20)에서 수신한 변조 신호에서 부호화 신호를 복조하고, 복조한 부호화 신호 각각을 분리하여 비터비 복호하고, 신호 전송 장치(10)에서의 입력 신호 INl-INn각각을 재생한다.
제6도는 제4도에 도시한 변조 회로(MOD)의 구성을 도시한 도면이다.
제6도에 도시한 바와 같이, 신호 송신 장치(10)의 변조 회로(140)는 디지탈/아날로그 변환 회로(D/A 변환 회로)(142), (144), 승산 회로(146), (148), 발진 회로(150), 위상 천이 회로(152), 가산 회로(154) 및 밴드 패스 필터(BPF)(156)로 구성된다.
변조 회로(140)에 입력된 직교 신호 성분(I, Q)은 각각 D/A 변환 회로(142),(144)에서 아날로그 형식의 신호로 변환되고, 승산 회로(146), (148)에 대하여 출력된다. 한편, 발진 회로(150)는 반송파 신호를 생성하고 승산 회로(148)와 위상 천이 회로(152)에 대하여 출력하고, 위상 천이 회로(152)는 반송파 신호의 위상을 90°(π/2 라디안)위상 천이시켜 승산 회로(146)에 대하여 출력한다.
승산 회로(146), (148)는 각각 아날로그 형식의 직교 신호 성분(I, Q)과 90°의 위상차를 갖는 반송파 신호를 승산하고, 가산 회로(154)는 이들 승산 결과를 가산하여 밴드 패스 필터(156)에 대하여 출력한다.
밴드 패스 필터(156)는 소정 주파수 대역폭으로 가산 회로(154)의 가산 결과를 제한하여 직교 변조 신호로서 출력한다.
제7도는 제5도에 도시한 복조 회로(DEM)의 구성을 도시한 것이다.
제7도에 도시한 바와 같이, 복조 회로(300)는 승산 회로(342), (344), 발진 회로(350), 위상 천이 회로(π/2 )(352), 로우 패스 필터(LPF)(346), (348), 아날로그/디지탈 변환 회로(A/D 변환 회로)(354), (346)로 구성된다. 복조 회로(300)는 변조 회로(140)와는 반대로, 신호 송신 장치에서 전송되어 온 신호를 복조하여 디지탈 형식의 직교 신호 성분(I, Q)으로서 출력한다.
이하, 신호 전송 시스템(1)의 동작을 설명한다. 전송하고자 하는 데이타는 신호 송신 장치(10)에 입력되기에 앞서, 미리 중요성에 따른 n개의 부분(입력 신호 INi)으로 분할된다. 분할된 입력 신호 INi중, 예를 들면, 중요성이 가장 높은 입력 신호 INl은 입력 단자 #1에 입력되고, 그 다음으로 중요성이 높은 입력 신호 IN2는 입력 단자 #2에 입력되도록 하는 순서로, 입력 신호 INi가 입력 단자 #i에 입력되어, 가장 중요성이 낮은 입력 신호 n은 입력 단자 #n에 입력된다.
입력 단자 #i에 각각 입력된 입력 신호 INi는 리드 솔로몬 부호화 회로(102i)에 의해 리드 솔로몬 부호화되고, 리드 솔로몬 부호화 신호 RSEi로서 인터리브 회로(104i)에 대하여 출력된다.
여기서, 리드 솔로몬(RS) 부호라 함은 BCH 부호화의 일종으로서, I. S. 리드(Reed)와 G. 솔로몬(Solomon)에 의해 1960년에 제안된 에러 정정 부호이다. 통상 에러 정정 부호가 1비트 단위로 에러 정정을 실행하는 것에 대하여, RS 부호는 복수 비트 단위로 에러 정정을 실행하는 것을 특징으로 한다. RS 부호는 바이트 단위로 데이타를 취급하는 경우 및 에러가 집중하여 발생하는 경우 등에 적합한 에러 정정 부호이다. 인터리브 회로(104i)에 입력된 리드 솔로몬 부호화 신호 RSEi는 인터리브되고, 인터리브 신호 ISi로서 트렐리스 부호화 회로(110i)에 대하여 출력된다.
여기서, 인터리브라 함은 전송로에 있어서, 폭발적으로 발생하는 데이타 에러를 분산시켜, 평균적인 에러로 변환하는 것에 의해, 효율 좋은 에러 정정 부호의 능력을 인출하기 위해 사용되는 기술을 말한다.
트렐리스 부호화 회로(110i)에 입력된 인터리브 신호 ISi는 입력 신호 INi에 대응한 부호화율로 트렐리스 부호화된다. 즉, 중요도가 가장 높은 입력 신호 INl에 대응하는 인터리브 신호 ISl은 트렐리스 부호화 회로(110l)에 의해, 인터리브 신호 IS2-ISn보다도 트렐리스 부호화전 데이타량이 트렐리스 부호화후 데이타량에 대한 비가 가장 작은(부호화율이 작은) 트렐리스 부호화에 의해 부호화되고, 트렐리스 부호화 신호 TCSl로서 맵핑 회로(106l)에 대하여 출력된다.
여기서, 통상적인 디지탈 전송에 있어서는 데이타를 에러 정정 부호화하는 부분과 그것을 전송하기 위해 변조하는 부분은 서로 독립한 것으로서 구성된다. 이 부호화와 변조를 결합하고, 전송 특성을 개선하는 것을 부호화 변조라고 한다. 트렐리스 부호화 방식(트렐리스 부호화 변조 방식)은 부호화 변조 방식의 일종으로서, 1980년대에 발표된 G. 언가백(Ungerboeck)의 콘벌루션 부호화와 디지탈 변조를 일체화한 트렐리스 부호화 변조 방식의 논문을 발단으로 하여, 연구 개발이 활발히 진행되고 있는 것이다.
또한, 인터리브 신호 ISi는 트렐리스 부호화 회로(110i)에 의해 대응하는 입력 신호 INi의 중요성이 높으면, 높을 수록 부호화율이 작은 트렐리스 부호화에 의해 부호화되고, 트렐리스 부호화 신호 TCSi로서 맵핑 회로(106i)에 대하여 출력된다.
마찬가지로, 인터리브 신호 ISn은 대응하는 입력 신호 INn의 중요성이 가장 낮으므로, 트렐리스 부호화 회로(110n)에 의해 인터리브 신호 ISl-ISn-1보다도 부호화율이 큰 트렐리스 부호화에 의해 부호화되고, 트렐리스 부호화 신호 TCSn으로서 맵핑 회로(106n)에 대하여 출력한다.
상술한 바와 같이, 트렐리스 부호화 신호 TCSi는 부호화율이 작을 수록 데이타 에러를 정정하는 능력이 높아 신뢰성이 높다. 따라서, 트렐리스 부호화 회로(110i) 각각에 있어서, 입력 신호 INi의 중요성에 대응한 부호화율로 부호화하는 것에 의해, 입력 신호 INl-INn각각의 중요성에 따른 데이타 에러에 대한 정정 능력을 갖는 트렐리스 부호화 신호 TCSi를 생성할 수 있다.
맵핑 회로(106i)에 입력된 트렐리스 부호화 신호 TCSi는 그 값에 대응하는 예를 들면 QAM 변조 방법의 신호점에 맞춰진다. 즉, 맵핑 회로 106i는 트렐리스 부호화 신호 TCSi를 대응하는 QAM 변조 방법의 디지탈 변조 신호점에 대응하는 진폭과 위상 정보에 할당하여, 각각 서로 직교하는 2개의 직교 신호 성분 I, Q로 된 맵핑 신호 MPSi로서 다중화 회로(120)에 대하여 출력한다.
다중화 회로(120)에 입력된 맵핑 신호 MPSi는 전송용 n개의 타임 슬롯 TSl-TSn중의 대응하는 타임 슬롯(타임 슬롯 TSi)에 할당되어 다중화되고, 서로 직교하는 직교 성분 I, Q로 된 다중화 신호로서 변조 회로(140)에 대하여 출력된다.
변조 회로(140)에 입력된 다중화 신호는 타임 슬롯 TSi각각에 대응하는 변조 방법으로 변조된다. 즉, 타임 슬롯 TSi로 전송되는 부호화 신호 CSi가 3비트의 데이타이고, 타임 슬롯 TSi+1로 전송되는 부호화 신호 CSi+1가 4비트의 데이타인 경우, 변조 회로(140)는 타임 슬롯 TSi의 부호화 신호 CSi를 8PSK(8QAM)변조하고 타임 슬롯 TSi+1의 부호화 신호 CSi+1를 16QAM 변조한다. 변조 회로(140)가 다중화 신호 I, Q를 변조하여 생성한 변조 신호는 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(30)에 대하여 전송된다.
이하, 제8도를 참조하여 신호 송신 장치(10)에서 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(30)에 대하여 전송되는 변조 신호를 설명하다.
제8도는 제3도에 도시한 신호 송신 장치에 전송되는 변조 신호를 설명하는 것이다.
제8도에 도시한 바와 같이, 신호 전송 시스템(1)에 있어서, 신호 송신 장치(10)가 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(30)에 전송하는 변조 신호는 타임 슬롯마다 변조 방식이 각각으로 변화하여 간다고 하는 특징이 있다.
상술한 바와 같이, 입력 단자 #1-#n으로 부터 입력된 입력 신호 INi는 부호화 회로(100i)를 거쳐 맵핑 신호 MPSi로 되고, 다중화 회로(102)에서 다중화되며, 변조 회로(140)에서 변조되어 변조 신호로 된다.
이들 변조 신호는 제8도중 부호 a-d를 붙여 각각 도시한 타임 슬롯 TSl-TSn에 각각 8PSK, 16QAM, 32QAM, .... 128QAM 변조된 부호화 신호 CSl-CSn이 다중화된다.
이하, 신호 수신 장치(30)의 동작을 설명한다.
신호 송신 장치(10)에서 통신 전송로(20)를 거쳐 변조 신호를 수신한 신호 수신 장치(30)는 변조 신호에 대하여 신호 송신 장치(10)와 거의 반대 처리를 순차 행하여 입력 신호 INi를 복호한다.
신호 송신 장치(10)에서 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(30)에 전송되어 온 변조 신호는 복조 회로(300)에 의해 복조되어 직교 신호 성분(I, Q)으로 된 복조 신호로서 분리 회로(310)에 대하여 출력된다.
여기서, 복조 회로(300)는 수신 개시시에 8PSK 변조에 대한 복조 동작을 실행하지만, 수신한 신호가 예를 들면, 32QAM 변조된 것인 경우에는 당연히 올바로 복조되지 않아, 비터비 복호 회로(330i)에 있어서의 데이타 에러율이 크게 된다. 그러나 그후 복조 회로(300)가 8PSK 변조된 신호를 복조하도록 된 경우에는 비터비 복호 회로(330i)에서의 데이타 에러율이 작게 된다. 따라서, 그때 이후는 16QAM, 32QAM, .... 128QAM, 8PSK로 되도록, 복조 방법을 순번으로 변경하는 것에 의해, 정확한 복조가 가능하게 된다. 이 복조 신호는 신호 송신 장치(10)의 다중화 회로(120)에서 변조 회로(140)에 대하여 출력되는 다중화 신호에 대응한다.
분리 회로(310)에 입력된 복조 신호는 타임 슬롯마다 분리되어 분리 신호 DSi로서 복호 회로(320i)의 비터비 복호 회로(330i)에 대하여 출력된다. 이 분리 신호 DSi는 맵핑 회로(160i)에서 다중화 회로(120)에 대하여 출력되는 맵핑 신호 MPSi에 대응한다.
비터비 복호 회로(330i)에 입력된 분리 회로 DSi는 비터비 복호되고, 비터비 복호 신호 VDSi로서 디인터리브 회로(322i)에 대하여 출력된다. 이 비터비 복호 신호 VDSi는 인터리브 회로(140i)에서 트렐리스 부호화 회로(110i)에 대하여 출력되는 인터리브 신호 ISi에 대응한다.
여기서, 비터비 복호 방식은 에러 정정 부호 중 콘벌루션 부호의 복호법중 하나로서, 1967년에 A. J. 비터비(Vitervi)에 의해 제안되었다. 비터비 복호 방식에 의하면, 수신한 데이타에서 이것에 가장 가까운 부호를 구하는 최우 복호를 효과적으로 실행할 수 있다.
디인터리브 회로(322i)에 입력된 비터비 복호 신호 VDSi는 인터리브 회로(104i)와 반대 처리를 실시하여 디인터리브 신호 ISi로서 리드 솔로몬 복호 회로(324i)에 대하여 출력한다. 이 디인터리브 신호 ISi는 리드 솔로몬 부호화 회로(102i)에서 인터리브 회로(104i)에 대하여 출력되는 리드 솔로몬 부호화 신호 RSEi에 대응한다.
리드 솔로몬 복호 회로(324i)에 입력된 디인터리브 신호 ISi 는 리드 솔로몬 복호되어 전송전의 입력 신호 INi로 복호되어 출력 단자 #i에서 출력된다.
여기서, 상술한 이유에 의해, 수신 상태가 나쁘게 되어, 비터비 복호 회로(330i)에서의 에러 정정이 불가능하게 된 복호 회로(320i)가 존재하는 경우에는 그 복호 회로(320i)를 사용하지 않고 다른 복호 회로(320X)(i ≠ x)의 출력 신호만을 사용하도록 한다. 이 방법은 다음에 설명하는 실시예 2 내지 실시예 7에 있어서도 마찬가지이다.
이상 기술한 바와 같이, 신호 송신 시스템(1)에 있어서, 신호 송신 장치(10)는 전송하고자 하는 데이타중, 중요성이 높은 부분으로서 분할된 입력 신호 INi를 부호화율이 작은 트렐리스 부호로 부호화하는 것에 의해, 신호 수신 장치(30)측에 있어서 수신 상태가 나쁘게 된(수신 신호의 C/N 비가 낮음) 경우에도 그 전송을 확보할 수 있다.
또한, 신호 송신 장치(10)는 중요성이 낮은 부분으로서 분할된 입력 신호 INi에 대해서는 부호화율이 큰 트렐리스 부호로 부호화하는 것에 의해, 신호 수신장치(30)측의 수신 상태가 좋은(수신 신호의 C/N 비가 높음) 경우에 효율좋게 입력신호 INi를 수신할 수 있다.
[제2 실시예]
이하, 제9도 내지 제16도를 참조하여 본 발명의 제2 실시예를 설명한다.
먼저, 제9도 내지 제11도를 참조하여 신호 전송 시스템(2)의 구성을 설명한다. 제9도는 제2 실시예에서의 본 발명에 관한 신호 전송 시스템(2)의 구성을 도시한 것이다.
제9도에 도시한 바와 같이, 제2 실시예에 있어서 설명하는 신호 전송 시스템(2)은 제1 실시예에 도시한 신호 전송 시스템(1)의 신호 전송 장치(10) 및 신호 수신 장치(30)를 각각 디지탈 형식의 텔레비젼 신호의 전송 복조를 실행하는 신호 송신 장치(STR)(12) 및 신호 수신 장치(SRV)(32)로 치환하고 또한 신호 수신 장치(32)가 복호한 입력 신호 INi에서 영상 등을 재생, 표시하는 영상 처리 표시 장치(IPD)(60)를 부가한 것이다.
제10도는 제9도에 도시한 신호 송신 장치(12)의 구성을 도시한 것이다.
제10도에 도시한 바와 같이, 신호 송신 장치(12)는 2개의 부호화 회로(100i), 다중화 회로(120) 및 변조 회로(140)로 구성된다.
부호화 회로(100i)는 각각 리드 솔로몬 부호화 회로(102i), 인터리브 회로(104i), 트렐리스 부호화 회로(110i) 및 맵핑 회로(106i)로 구성된다(i = 1, 2, 이하 제2 실시예에 있어서 동일).
또한, 트렐리스 부호화 회로(1101), (1102)의 구성은 제12도 및 제13도를 참조하여 후술한다.
신호 송신 장치(12)는 제1 실시예에 도시한 신호 송신 장치(10)를 디지탈 형식의 텔레비전 신호의 전송으로 하고, n = 2의 경우로 구체화한 장치로서, 신호 송신 장치(12)의 입력 단자 #i에 입력되는 입력 신호 INi은 중요성에 대응하여 2계층으로 분할되어 있다. 입력 신호 IN1는 텔레비전 신호중, 기본적인 영상 및 음성을 전송하기 위해 필요한 중요성이 높은 신호이고, 입력 신호 IN2는 영상 및 영상을 고품질로 하기 위해 사용되는 부가 데이타로서, 입력 신호 IN1에 비하여 중요성이 낮은 신호이다.
또한, 신호 송신 장치(12)의 부호화 회로(100i), 다중화 회로(120), 변조 회로(140), 리드 솔로몬 부호화 회로(102i), 인터리브 회로(104i), 트렐리스 부호화 회로(110i) 및 맵핑 회로(106i)는 각각 제4도에 있어서 동일 부호를 붙여서 나타낸 신호 송신 장치(10)의 각 구성 부분에 대응하고 있고, 신호 송신 장치(12)의 각 구성 부분은 대응하는 신호 송신 장치(10)의 구성 부분에 대응하는 기능을 가지며, 대응하는 동작을 실행한다.
제11도는 제9도에 도시한 신호 수신 장치(32)의 구성을 도시한 것이다.
제11도에 도시한 바와 같이, 신호 수신 장치(32)는 복조 회로(300), 분리 회로(310) 및 2개의 복호 회로(320i)로 구성된다.
복호 회로(320i)는 비터비 복호 회로(330i), 디인터리브 회로(322i) 및 리드 솔로몬 복호 회로(324i)로 구성된다. 신호 수신 장치(32)는 제1 실시예에 도시한 신호 수신 장치(30)를 디지탈 형식의 텔레비전 신호의 수신용으로 하고, n = 2의 경우로 구체화한 장치로서 수신한 변조 신호에서 입력 신호 INi를 복호한다.
신호 수신 장치(32)의 복조 회로(300), 분리 회로(310), 복호 회로(320i), 비터비 복호 회로(330i), 디인터리브 회로(322i) 및 리드 솔로몬 복호 회로(324i)는 각각 제5도에 있어서 동일 부호를 붙여서 나타낸 신호 수신 장치(30)의 각 구성 부분에 대응하고, 신호 수신 장치(32)의 각 구성 부분은 대응하는 신호 수신 장치(30)의 구성 부분과 대응하는 기능을 가지며, 대응하는 동작을 실행한다. 또한, 비터비 복호 회로(3301), (3302)는 각각 트렐리스 부호화 회로(1101), (1102)에 대응하는 구성으로 되어 있다.
이하, 트렐리스 부호화 회로(1101)의 구성 및 동작을 설명한다.
제12도는 제10도에 도시한 트렐리스 부호화 회로(1101)의 구성을 도시한 것이다.
제12도에 도시한 바와 같이, 트렐리스 부호화 회로(1101)는 새로운 인터리브 신호 IS1가 1비트 입력될때마다 각각 입력 단자 D에 입력되고 있는 신호의 논리값을 유지하여 출력 단자 Q에서 출력하는 래치 회로(R2, R1, R0)(160), (164), (168) 및 입력되는 2개 신호의 논리값의 배타적 논리합을 산출하는 XOR 회로(162), (166)로 구성된다.
트렐리스 부호화 회로(1101)는 제12도에 도시한 구성에 의해 인터리브 회로(1041)에서 입력된 3비트의 인터리브 신호 IS1(x3(MSB), x2, x1(LSB))를 4비트의 트렐리스 부호화 신호 TCS1(y1 - y4)으로 부호화하여 맵핑 회로(1061)에 대하여 출력한다.
이하, 트렐리스 부호화 회로(1102)의 구성 및 동작을 설명한다.
제13도는 제10도에 도시한 트렐리스 부호화 회로(1102)의 구성을 도시한 것이다.
제13도에 도시한 바와 같이, 트렐리스 부호화 회로(1102)는 새로운 인터리브 신호 IS2가 1비트 입력될때마다 각각 입력 단자 D에 입력되고 있는 신호의 논리값을 유지하여 출력 단자 Q에서 출력하는 래치 회로(R2, R1, R0)(160), (164), (168) 및 입력되는 2개 신호의 논리값의 배타적 논리합을 산출하는 XOR 회로(162), (166)로 구성된다.
즉, 제12도와 제13도를 비교하여 알 수 있는 바와 같이, 트렐리스 부호화 회로(1102)는 트렐리스 부호화 회로(1102)에 트렐리스 부호화 회로(1102)를 지나는 2개의 병렬 패스(x5 - y5, x4 - y4)를 더 부가한 구성으로 되어 있다.
트렐리스 부호화 회로(1102)는 제13도에 도시한 구성에 의해, 인터리브 회로(1042)에서 입력된 5비트의 인터리브 신호 IS2(x5(MSB), ..., x1(LSB))를 6비트의 트렐리스 부호화 신호 TCS2(y1 - y6)로 부호화하여 맵핑 회로(1062)에 대하여 출력한다.
이하, 입력 신호 IN2를 트렐리스 부호화 회로(1102)에 있어서, 전송 대상 부호화율 3/4의 트렐리스 부호로 병렬 경로를 부가하여 부호화율 5/6의 트렐리스 부호화를 실행하는 방법에 대하여 설명한다.
제14도는 제10도에 도시한 다중화 회로(120)에 의해 다중화된 제1 맵핑 신호를 16QAM 변조하는 경우의 신호점을 도시한 것이다.
제15도는 제10도에 도시한 다중화 회로(120)에 의해 다중화된 제2 맵핑 신호를 64QAM 변조하는 경우의 신호점을 도시한 것이다.
상술한 바와 같이, 트렐리스 부호화 회로(1102)는 트렐리스 부호화 회로(1101)에 2개의 병렬 경로를 부가한 구성으로 되어 있다. 이 때문에, 트렐리스 부호화 회로(1102)에서 출력되는 트렐리스 부호화 신호TCS2는 트렐리스 부호화 신호 TCS1에 비하여 1 부호당 정보가 3비트에서 5비트로 증가하여 있고, 전송 속도가 높게 되어 있다. 한편, 트렐리스 부호화 신호 TCS2는 제14도와 제15도를 비교하여 알 수 있는 바와 같이, 부호화율이 높고, 서브 세트내 신호점간의 최소 거리△가 작게 되어 있다. 따라서, 트렐리스 부호화 신호 TCS2는 트렐리스 부호화 신호 TCS1에 비하여 데이타 에러에 약한 것을 알 수 있다.
상술한 바와 같이, 일반적으로, 부호화율을 크게 하면, 크게 할수록 전송 효율을 향상하고, 데이타 에러를 정정하는 능력은 저하한다.
트렐리스 부호화 회로(1102)에서와 같이, 부호화율3/4의 트렐리스 부호화 회로에 2개의 병렬 경로를 부가하여 부호화율5/6의 트렐리스 부호화를 실행하는 경우, 수신측에서 후자가 1.0 x 10-8의 데이타 에러율을 부여하는 수신 신호의 C/N 비는 수신측에서 전자가 1.0 x 10-8의 데이타 에러율을 부여하는 수신 신호의 C/N 비보다도 약 6.5db 큰 것이 알려져 있다.
즉, 부호화율 3/4의 트렐리스 부호화 신호 TCS1과 부호화율 5/6의 트렐리스 부호 신호2를 비교하면, 전자는 수신측에서의 수신 신호의 C/N 비 면에서는 후자보다도 6.5db 정도 후자보다도 유리한 반면, 스루풋은 후자쪽이 전자보다도 67% 높게 된다.
이하, 신호 전송 시스템(2)의 동작을 간단히 설명한다. 신호 송신 장치(12)의 입력 단자#1, #2에서 각각 입력된 입력 신호 IN1, IN2는 리드 솔로몬 부호화 회로(102i), 인터리브 회로(104i)에 의해 처리되어 인터리브 신호 IS1, IS2로서 각각 트렐리스 부호화 회로(1101), (1102)에 대하여 출력된다.
트렐리스 부호화 회로(1101)에 입력된 인터리브 신호 IS1는 부호화율 3/4로 트렐리스 부호화되어 트렐리스 부호화 신호 TCS1으로서 맵핑 회로(1061)에 대하여 출력된다.
트렐리스 부호화 회로(1102)에 입력된 인터리브 신호 IS2는 부호화율 5/6으로 트렐리스 부호화되어 트렐리스 부호화 신호 TCS2로서 맵핑 회로(1062)에 대하여 출력된다.
맵핑 회로(106i)에 입력된 인터리브 신호 ISi는 맵핑 회로(106i)에 의해 처리되어 맵핑 신호 MPS1, MPS2로 되어, 다중화 회로(120)에 대하여 출력된다.
다중화 회로(120)에 입력된 맵핑 신호 MPS1, MPS2는 다중화되어 다중화 신호로서 변조 회로(140)에 대하여 출력된다.
변조 회로(140)는 다중화 신호의 타임 슬롯 TS1에 다중화된 입력 신호 IN1, IN2에 대응하는 맵핑 신호 MPS1를 16QAM 변조하고, 다중화 신호의 타임 슬롯 TS2에 다중화된 입력 신호IN2에 대응하는 맵핑 신호 MPS2를 64QAM 변조하고, 변조 신호로서 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(32)에 대하여 출력한다.
신호 수신 장치(32)에 대하여 전송되어 온 변조 신호는 복조 회로(300)에 입력된다. 여기서, 복조 회로(300)의 동작은 제1 실시예에 있어서 설명한 바와 같다.
복조 회로(300)에 입력된 변조 신호의 타임 슬롯 TS2에 포함되어 있는 신호는 16QAM 복조되고, 타임 슬롯 TS1에 포함되어 있는 신호는 64QAM 복조되어 복조 신호로서 분리 회로(310)에 대하여 출력된다.
분리 회로(310)에 입력된 복조 신호는 타임 슬롯마다 분리되고, 분리 신호 DSi로서 비터비 복호 회로(330i)에 대하여 출력된다.
비터비 복호 회로(3301)에 입력된 분리 신호 DS1는 부호화율 3/4의 트렐리스 부호에 대한 비터비 복호기에 의해 비터비 복호되어 비터비 복호 신호 VDS1으로서 디인터리브 회로(3221)에 대하여 출력된다.
비터비 복호 회로(3302)에 입력된 분리 신호 DS2는 부호화율 5/6의 트렐리스 부호에 대한 비터비 복호기에 의해 비터비 복호되어 비터비 복호 신호 VDS2로서 디인터리브 회로(3222)에 대하여 출력된다.
비터비 복호 신호 VDSi는 디인터리브 회로(322i)에 의해 디인터리브되고, 리드 솔로몬 복호 회로(324i)에 의해 복호되어 원 입력 신호 INi로서 영상 처리 표시 장치(60)에 대하여 출력된다.
영상 처리 표시 장치(60)는 수신 신호의 C/N 비가 소정값 이상인 경우에는 입력 신호 IN1, IN2를 모두 사용하여 텔레비전 영상 및 음성을 재생하고, 표시, 출력한다.
이상 설명한 바와 같이, 신호 전송 시스템(2)에서의 C/N 비와 S/N 비의 관계는 제16도에 도시한 바와 같이 된다.
제16도는 제2 실시예에서의 신호 전송 시스템에 의해 무선 통신 회선을 거쳐 텔레비전 신호의 데이타 전송을 실행하는 경우의 수신측에서의 반송파 전력대 잡음 전력비(C/N 비) 및 재생된 텔레비전 신호의 신호 전력대 잡음 전력비(S/N 비)와 데이타 재생 가능성과의 관계를 도시한 것이다.
즉, 신호 수신 장치(32)에서의 수신 신호의 C/N 비가 소정값보다도 큰 영역(신호 레벨 III)에 있어서는 신호 수신 장치(32)에 있어서 입력 신호 IN2까지 재생 가능하므로, 영상 처리 표시 장치(60)는 부가 정보를 더한 고품질의 영상을 표시하고, 음성을 출력할 수 있다.
또한, 신호 수신 장치(32)에서의 수신 신호의 C/N 비가 저하하여 소정값보다도 작게 된 영역(신호 레벨 II)에 있어서는 부가 정보는 재생할 수 없는 것이고, 입력 신호 IN1는 재생할 수 있으므로, 영상 처리 표시 장치(60)는 부가 정보를 더하지 않고 기본적인 영상을 표시하고, 음성을 출력할 수 있다. 이 수신 레벨 II의 영역은 수신 신호의 C/N 비가 소정값보다도 또 6.5db 저하한 영역까지 이어진다.
그러나, 수신 신호의 C/N 비가 더 저하하는 영역(수신 레벨 I)에 있어서는 영상 처리 표시 장치(60)가 영상 신호 등의 표시를 할 수 없게 된다.
여기서, 제16도중 종축의 S/N 비는 수신 레벨 II의 영역에 있어서 재생한 입력 신호 IN1만을 사용한 경우의 값이고, 수신 레벨 I의 영역에 있어서는 재생한 입력 신호 IN1, IN2의 양쪽 신호를 사용한 경우에 얻어지는 값이다.
제2 실시예에 도시한 신호 전송 시스템(2)에 있어서는 입력 신호 수가 2개이고, 이들에 대응하는 부호화 회로(110i) 및 복호 회로(320i)도 2조씩 있지만, 입력 신호 수는 2개에 한정되지 않는다. 또한, 입력 신호를 늘린 경우, 부호화 회로(110i) 및 복호 회로(320i)를 입력 신호수에 따라 증설하는 등의 수단을 실행할 필요가 있다.
이와 같이, 입력 신호 수를 늘린 경우, 제16도에 도시한 수신 레벨 영역을 잘게 할 수 있으므로, 제2도에 도시한 바람직한 특성에 더 가까울 수 있다.
이상 설명한 본 발명에 따른 신호 전송 시스템(1), (2)에 의하면, 수신 레벨(수신 신호의 C/N비에 대응한 정보량을 수신측에서 수신할 수 있다. 따라서, 제2도에 도시한 깨끗한 열화에 대응한 데이타 전송을 실행할 수 있다.
또한, 본 발명에 다른 신호 전송 시스템(1), (2)의 신호 송신 장치(10), (12)에 있어서는 복수의 입력 신호를 각각 리드 솔로몬 부호화하고, 트렐리스 부호화 변조한 후, 이들 계열을 다중화한다. 또한, 신호 수신 장치(30), (32)에 있어서는 수신한 신호에서 입력 신호(정보 계열) 각각을 복호하므로, 종래와 같이 정보 계열을 다중화한 후에 부호화하는 경우보다도 부호화 변조 회로 및 복호 회로의 동작 속도가 늦어져 좋다. 따라서, 신호 수신 장치(30), (32)는 종래 보다도 고속인 변조 신호에 대하여 부호화 처리 및 복호 처리를 실행할 수 있다.
[제3 실시예]
이하, 제17도 내지 제19도를 참조하여 본 발명의 제3 실시예를 설명한다.
제17도는 제3 실시예에서의 본 발명에 따른 신호 수신 장치(62)의 구성을 도시한 것이다.
신호 수신 장치(62)에 있어서, 전송되어 온 신호를 정확히 복호하기 위해서는 송신측, 예를 들면 신호 송신 장치(10)로 입력될때에 분할된 데이타와 신호 수신 장치(62)에서 수신된 데이타와의 정확한 대응이 필요하다.
구체적으로, 신호 송신 장치에서 송신 데이타 #1으로서 전송되어 온 데이타는 송신 데이타 #1에 대응하는 복호 회로에서 복호되어야 한다. 이하, 제3 실시예에 있어서, "신호 송신 장치(10)측과 신호 수신 장치(62)측과의 데이타 대응이 취해져 있는 상태"를 "동기가 확립되어 있는 상태"로 정의한다.
신호 수신 장치(62)는 동기 확립을 위해 위상 천이 기능과 동기 어긋남 검출기능을 갖고 있다.
여기서 나타낸 위상 천이 기능이라는 것은 예를 들면, 입력 신호 IN1. .... INn을 각각 복호 회로#1, #2, ,,, #n에 대응시킨 경우에 복호 회로 #2, #3, .... #n, #1에 대응하도록 1개씩 대응 관계를 갖게하는 (위상 천이하는) 기능이다.
동기 어긋남 검출 기능은 이하에 설명하는 원리에 기초한다.
가령, 전송중에 잡음 등이 더해지지 않고, 신호 수신 장치에서도 데이타의 동기가 취해져 있는 경우에는 수신한 입력 신호 INi에 대응하는 비터비 복호 회로에서 복호한 결과를 다시 입력 신호 INi에 대응하는 비터비 부호화 회로에서 부호화하면, 수신한 입력 신호 INi와 같은 정보가 얻어질 것이다. 한편, 전송중에 잡음이 더해진 경우에 있어서도, 더해진 잡음이 전송 가능한 정도의 레벨이면, 어느 정도의 확률로 수신 계열과 일치한다.
가령, 신호 수신 장치에서 데이타의 동기가 취해져 있지 않은 경우에는 예를 들면 입력 신호 INi에 대응하는 데이타를 대응하지 않는 비터비 복호 회로 j(i ≠ j)에서 복호하는 것으로 되므로, 이 복호 결과를 다시 비터비 복호 회로 j에 대응하는 비터비 부호화 회로 j에서 부호하여도, 부호화의 결과는 입력 신호 INi와 일치하지 않는다. 비터비 부호화 회로 j에 의해 부호화의 결과와 입력 신호 INi이 일치하는 확률은 1/2에 가깝게 된다.
여기서 나타내는 동기 어긋남 검출 기능은 상술한 사실을 이용하여 데이타의 동기 어긋남을 검출한다. 동기 어긋남 검출을 위해 입력 신호 IN1- INn의 어느 것을 사용하는 가는 임의이지만, 가장 전송 에러가 작은, 즉 가장 부호화율이 작은 데이타를 동기 어긋남 검출에 사용하면 가장 적합하게 동기 어긋남을 검출할 수 있다.
제17도에 도시한 바와 같이, 신호 수신 장치(62)는 복조 회로(600), 분리 회로(610), n개의 복호 회로(620i) 및 동기 회로(64)로 구성된다.
동기 회로(64)는 경판정 회로(DET)(640), 지연 회로(DLY)(642), 복호 회로(620i)에 대응하는 부호화 회로(TCM)(644) 및 비교 회로(646)로 구성된다.
신호 수신 장치(62)의 복조 회로(600), 분리 회로(610), 복호 회로(620i), 비터비 복호 회로(630i), 디인터리브 회로(632i) 및 리드 솔로몬 복호 회로(634i)는 각각 신호 수신 장치(30)의 복조 회로(300), 분리 회로(310), 복호 회로(320i), 비터비 복호 회로(330i), 디인터리브 회로(322i) 및 리드 솔로몬 복호 회로(324i)에 대응하고 있고, 이들 신호 수신 장치(62)의 각 구성 요소는 대응하는 신호 수신 장치(30)의 구성 요소와 대응하는 기능을 갖고, 대응하는 동작을 실행한다.
수신되어 신호 수신 장치(62)에 입력된 신호는 복조 회로(600)에 의해 복조되고, 분리 회로(610)에 의해 입력 신호 IN1- INn로 분할된다.
분할된 입력 신호 INi는 비터비 복호 회로(630i)에 입력됨과 동시에 동기 회로(64)의 경판정 회로(640)에 입력된다.
경판정 회로(640)는 수신 신호점과 2승 유크리드 거리가 가장 작은 제14도의 신호점에 대응하는 데이타를 판정한다. 전송 에러가 없는 경우에는 판정 결과로서 얻어진 데이타는 신호 송신 장치(10)측의 부호화 회로에서의 부호화 결과와 일치한다.
경판정 회로(640)에 의한 판정 결과는 비터비 복호 회로(630i)에서의 처리 시간만큼 지연 회로(642)에서 지연되고, 비교 회로(646)에 대하여 출력된다. 비터비 복호 회로(630i)는 입력 신호 INi를 비터비 복호하여 디인터리브 회로(632i) 및 부호화 회로(644)에 대하여 출력한다. 부호화 회로(644)는 비터비 복호 회로(630i)에 의한 비터비 복호 결과를 다시 비터비 부호화한 데이타를 비교 회로(646)에 대하여 출력한다.
제18도는 제17도에 도시한 비교 회로(CMP)(646)의 구성을 도시한 것이다.
제18도에 도시한 바와 같이, 비교 회로(646)는 배타적 논리합 회로(XOR)(650), 계수 회로(652), 비교기(비교) 회로(654) 및 레지스터(REG)(656)로 구성된다.
비교 회로(646)는 부호화 회로(644)에서 입력된 데이타와 지연 회로(642)에서 지연된 데이타를 비교하고, 에러율이 소정수보다도 큰 것이 검출된 경우에 동기 어긋남이 일어난 것을 나타내는 검출값을 출력한다.
비교 회로(646)에 있어서, 배타적 논리합(XOR) 회로(650)는 지연 회로(642) 및 부호화 회로(644)에서 입력되어 온 데이타의 비트마다 불일치를 검출한다.
계수 회로(652)는 예를 들면 일정 시간마다 비교 회로(646)에서 검출되는 데이타의 불일치 수를 계수하여, 계수 결과를 비교기(654)에 대하여 출력한다.
레지스터(656)에는 동기 어긋남의 기준값이 기억되어 있고, 비교기 회로(654)는 계수 회로(652)의 계수 결과가 레지스터(656)에 기억되어 있는 기준값 보다도 크게 된 경우에 소정의 검출값, 예를 들면 논리값 0을 출력한다.
레지스터(656)에 기억되는 기준값은 예를 들면 신호 송신 장치(10)에서 신호를 전송할 수 있는 (서비스 가능한) 범위내에서, 동기가 취해져 있는 경우에 계수 회로(652)에서 계수되어 있는 값이 기준값 보다도 작게 되어, 서비스 범위와 또는 서비스 범위내에서 동기가 취해지지 않은 경우에 계수기(652)에서 계수되는 값이 기준값 보다도 큰게 되는 값을 선택하는 것이 좋다.
이상 설명한 바와 같이, 동기 회로(64)의 비교 회로(646)에서 출력되는 검출 값을 감시하는 것에 의해, 동기 어긋남 검출 기능을 실현할 수 있다.
제19도는 n=4의 경우 제17도에 도시한 분리 회로(DEMUX)(610)의 구성을 도시한 것이다.
제19도에 도시한 바와 같이, 분리 회로(610)는 래치 회로(662), (664), (666), (668), 계수 회로(CTC)(660), 게이트 회로(GATE)(670) 및 클럭 발생 회로(672)로 구성되어 있다.
분리 회로(610)에 있어서, 복조 회로(600)의 출력 신호를 래치 회로(662), (664), (666), (668)에 각각 제1 입력 신호로서 입력된다.
한편, 클럭 발생 회로(672)는 복조 회로(600)의 출력 신호에 동기한 클럭 신호 CLK를 발생하고, 게이트 회로(670)에 대하여 출력한다.
게이트 회로(670)는 동기 회로(64)에서 입력된 검출값이 논리값 0인 경우에만 클럭 신호 CLK를 1주기 동안, 논리값 0으로 유지하여 계수 회로(660)에 대하여 출력한다.
계수 회로(660)는 클럭 신호 CLK가 입력될때마다 출력 신호(a, b, c, d)를 (1, 0, 0, 0), (0, 1, 0, 0),, (0, 0, 1, 0), (0, 0, 0, 1), (1, 0, 0, 0), ...의 순서로 변화시킨다.
래치 회로(662), (664), (666), (668)는 제2 입력 신호의 논리값이 1인 경우에 제1 입력 신호를 출력하고, 제2 입력 신호가 논리값 0인 경우에는 그 시점의 출력 신호를 유지한다.
동기 회로(64)의 검출값이 항상 논리값 1인 경우, 계수 회로(660)의 출력 신호 a - d는 차례로 논리값 1로 되고, 각각 래치 회로(662), (664), (666), (668)에 제 2 입력 신호로서 입력된다. 따라서, 분리 회로(610)로 부터의 입력 신호 1-4가 각각 비터비 복호 회로(6301) 내지 (6304)로 출력된다.
동기 회로(64)의 검출값이 논리값 0인 경우, 클럭 신호 CLK는 그 주기 동안만 게이트 회로(670)에서 계수 회로(660)에 대하여 출력되지 않으므로, 예를 들면 다음 클럭 신호 CLK 주기에 있어서도 계수 회로(660)의 출력 신호 a가 논리값 1, 다른 출력 신호 b - d가 논리값 0으로 된다. 이와 같이, 동기 회로(64)의 검출값이 논리값 0으로 되면, 분리 회로(610)에서 비터비 복호 회로(6301) 내지 (6304)로 공급되는 데이타의 위상이 어긋나게 된다.
이와 같이, 동기 회로(64)에 의해 동기 어긋남이 검출되는 있는 동안은 분리 회로(610)에서 비터비 복호 회로(6301) 내지 (6304)로 공급되는 데이타의 위상이 순차 어긋나고, 동기 회로(64)에 의해 동기 어긋남이 검출되지 않게 된 시점에서 위상 천이가 종료하게 된다.
분리 회로(610)는 이상 설명한 바와 같이, 위상 천이 기능을 실현한다.
이하, 신호 수신 장치(62)의 동작을 간단히 설명한다.
신호 수신 장치(62)에 입력된 신호는 복조 회로(600)에 의해 복조되어 분리 회로(610)에 의해 분할되고, 비터비 복호 회로(6301) 내지 (6304) 및 동기 회로(64)로 입력된다.
동기 회로(64)는 분리 회로(610)가 출력하는 신호가 대응하는 비터비 복호 회로(6301) 내지 (6304)에 입력되고 있는 것, 즉 동기가 취해지고 있는 가의 여부를 검출한다.
분리 회로(610)는 동기 회로(64)가 동기 어긋남을 검출하고 있는 동안, 분리한 데이타의 위상을 순차 어긋나게 하여 비터비 복호 회로(6301) - (6304)에 공급하고, 동기 회로(64)가 위상 어긋남을 검출하게 않게 된후는 분리한 데이타의 위상 시프트를 정지한다.
분리 회로(610)에 의한 위상 시프트가 종료한 후는 분리 회로(610)에서 출력되는 신호는 각각 비터비 복호 회로(6301) - (6304), 디인터리브 회로(6321) - (6324) 및 리드 솔로몬 복호 회로(6341) - (6344)에 의해 정확히 복호되고, 전송전 입력 신호에 대응하는 신호가 재생된다.
이상, 제1 내지 제3 실시예에 있어서 설명한 본 발명에 관한 신호 전송 시스템(1), (2) 및 신호 수신 장치(62)에 의하면, 예를 들면 텔레비전 신호를 디지탈 형식으로 데이타 전송할때에 수신측에 있어서 신호 레벨이 큰 경우에 양호한 텔레비전 영상 및 음성을 제공할 수 있음과 동시에, 신호 레벨이 작은 경우에 있어서도 어느 정도 품질의 텔레비전 영상 및 음성을 제공할 수 있다.
또한, 제1 내지 제3 실시예에 있어서 설명한 본 발명에 관한 신호 전송 시스템(1), (2) 및 신호 수신 장치(62)에 의하면, 수신 신호의 C/N 비가 일정값 이하로 된 경우에 모든 신호의 복조가 불가능하게 되지 않고, 전송하는 데이타의 중요성에 대응하여, C/N 비에 따른 S/N 비로 신호를 복호할 수 있으므로, 신호 전송의 스루풋도 향상한다.
[제4 실시예]
이하, 제20도 내지 제25도를 참조하여 본 발명의 제4 실시예를 설명한다.
제20도는 제4 실시예에서의 본 발명에 관한 신호 송신 장치(40)의 구성을 도시한 것이다.
다음에 설명하는 제4 내지 제7 실시예에서의 본 발명에 관한 신호 송신 장치 및 신호 수신 장치 및 이들 방법은 제1 내지 제3 실시예에 나타낸 신호 송신 장치(10), (12) 및 신호 수신 장치(30), (32), (62)와 달리, 각각 이산적 푸리에 역변환 및 이산적 푸리에 변환을 이용하여 신호 변조 및 복조를 실행하도록 구성되어 있다. 제4 실시예에 있어서는 제1 실시예에 있어서 제3도에 도시한 신호 전송 시스템(1)에 사용한 신호 송신 장치(10) 및 신호 수신 장치(30)를 각각 신호 송신 장치(40) 및 신호 수신 장치(50)로 치환하는 경우를 예로 동작 원리를 설명한다.
제20도에 도시한 바와 같이, 신호 송신 장치(40)는 입력 신호 IN1- INn각각에 대응하여 마련된 n개의 부호화 회로(400i)(i. n은 정수, 1 ≤ i ≤ n, 이하, 제4실시예에 있어서 동일), 다중화 회로(MUX)(120), IDFT 회로(130) 및 변조 회로(MOD)(140)로 구성된다.
부호화 회로(400i) 각각은 입력 단자 #i, 리드 솔로몬 부호화 회로(RSE 회로)(102i), 인터리브 회로(IL)(104i), 콘벌루션 부호화 회로(CNV 회로)(112i) 및 직렬/병렬 변환 회로(S/P 변환 회로)(108i)로 구성된다.
또한, 신호 송신 장치(40)의 리드 솔로몬 부호화 회로(102i) 및 인터리브 회로(104i)는 제4도에 도시한 신호 송신 장치(10)의 동일 부호를 붙인 구성 부분에 대응하고 있고, 동일 기능을 가지며, 같은 동작을 실행한다.
신호 송신 장치(40)는 및 신호 수신 장치(50)를 사용한 신호 전송 시스템(10)에 있어서, 신호 송신 장치(40)에는 미리 전송해야 할 데이타(입력 정보 계열)가 그 데이타 내용의 중요도에 따라 분할되어 복수의 입력 신호(정보 계열)로서 입력된다.
신호 송신 장치(40)는 이들 구성 부분에 의해 일종의 직교 주파수 분할 다중변조 방식(OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 변조 방식)을 사용한 전송 장치로 되어 있다. 즉, 신호 송신 장치(40)는 제23도에 도시한 바와 같이 전송 대역내에 있어서, n개의 입력 신호 각각에 대하여 m개의 반송파 신호를 세워, 각각의 반송파 신호에 대하여 QPSK의 변조 데이타를 부여하고, 이들 반송파 신호를 일괄하여 IDFT 처리에 의해 변조하여 전송한다. 환언하면, 신호 송신 장치(40)는 입력 신호를 각각 다른 부호화율로 콘벌루션 부호화하고, 전송용 타임 슬롯으로 다중화하고, 또한 다중화된 부호화 신호 각각을 주파수 영역의 신호 성분으로 하는 이산적 푸리에 역변환(IDFT)처리를 실행한다.
IDFT 처리에 의해, 주파수 영역 신호를 시간 영역 신호로 변환하여 시간 영역 신호를 생성하고, 이 시간 영역 신호를 예를 들면 위성 통신 회선으로 된 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(50)에 대하여 전송한다.
여기서, 콘벌루션 부호라 함은 해밍 부호나 RS 부호 등의 블럭 부호화 달리, 정보가 부호 중에 차례로 콘벌루션되면서 부호화되는 에러 정정 부호를 말하고, 콘벌루션 부호의 복호 방법으로서는 비터비 복호법이 가장 널리 사용된다.
제21도는 제4 실시예에서의 본 발명에 관한 신호 수신 장치(50)의 구성을 도시한 것이다.
제21도에 도시한 바와 같이, 신호 수신 장치(50)는 복조 회로(DEM(300), DFT회로(302), 분리 회로(DEMUX)(310) 및 n개의 복호 회로(500i)로 구성된다.
복호 회로(500i)는 병렬/직렬 변환 회로(P/S 변환 회로)(312i), 디인터리브 회로(DIL)(322i), 비터비 복호 회로(VIT 회로(330i), 리드 솔로몬 복호 회로(RSD 회로)(324i) 및 출력 단자 #i로 구성된다.
또한, 신호 수신 장치(50)의 리드 솔로몬 복호 회로(324i) 및 디인터리브 회로(322i)는 제5도에 도시한 신호 수신 장치(30)의 동일 부호를 붙인 구성 부분에 대응하고 있고, 동일 기능을 가지며, 같은 동작을 실행한다.
신호 수신 장치(50)는 이들 구성에 의해, 신호 송신 장치(40)에서 통신 전송로(20)를 거쳐 전송되어 온 OFDM 변조 방식에 의한 시간 영역 변조 신호를 이산적 푸리에 변환(DFT ; Discrete Fourier Transform)처리하고, 주파수 영역 신호로 변환하여 다중화된 전송 신호를 재생하고, 이들 부호화 신호 각각을 분리하여 비터비 복호화하여, 신호송신장치(40)에 대한 입력 신호 각각을 재생한다.
이하, 신호 송신 장치(40) 및 신호 수신 장치(50)를 사용한 신호 전송 시스템(1)의 동작을 설명한다.
상술한 바와 같이, 전송해야할 데이타는 신호 송신 장치(40)에 입력되기 전에 미리 중요성에 따른 n개의 부분(입력 신호 INi)으로 분할된다. 입력 신호 INi중, 예를 들면 중요성이 가장 높은 입력 신호 IN1가 입력 단자 #1에 입력되고, 그 다음으로 중요성이 높은 입력 신호 IN2가 입력 단자 #2에 입력되고, 가장 중요성이 낮은 입력 신호가 입력 단자 #n에 입력되도록 입력 신호 INi는 각각 입력 단자 #i에 입력된다.
입력 단자 #i에 각각 입력된 입력 신호 INi는 RSE 회로(102i)에 있어서 리드 솔로몬 부호화되고, 리드 솔로몬 부호화 신호 RSEi로서 인터리브 회로(104i)에 대하여 출력된다.
인터리브 회로(104i)에 입력된 리드 솔로몬 부호화 신호 RSEi는 인터리브되어 인터리브 신호 ISi로서 CNV 회로(112i)에 대하여 출력된다.
제22도는 제20도에 도시한 CNV 회로(112i)의 구성 일예를 도시한 것이다.
제22도에 도시한 것은 구속 길이 3에서 부호화율 1/2 경우이고, CNV 회로(112i)는 레지스터 회로(170), (174), 가산 회로(배타적 논리합 회로)(172), (176), (178)로 구성된다.
인터리브 회로(104i)에서 입력된 인터리브 신호 ISi는 레지스터 회로(170) 및 가산 회로(172), (176)에 입력된다.
레지스터 회로(170), (174)는 인터리브 신호 ISi가 하나 입력되는 주기마다 인터리브 신호 ISi를 시프트하고, 각각 가산 회로(172) 및 가산 회로(176), (178)에 대하여 인터리브 신호 ISi를 출력한다.
가산 회로(172)는 입력된 인터리브 신호 ISi와 레지스터 회로(170)가 유지하고 있는 1주기전의 인터리브 신호 ISi를 가산하여(배타적 논리합을 산출하여), 가산회로(178)에 대하여 출력한다.
가산 회로(176)는 입력된 인터리브 신호 ISi와 레지스터 회로(174)가 유지하고 있는 2주기전 인터리브 신호 ISi를 가산하여 콘벌루션 부호화 신호 CNSi의 Y1 성분을 출력한다.
가산 회로(178)는 가산 회로(172)의 가산 결과와 레지스터 회로(174)가 유지하고 있는 2주기전 인터리브 신호 ISi를 가산하여, 콘벌루션 부호화 신호 CNSi의 Y2 성분을 출력한다. 여기서 도시하지는 않았지만, CNV 회로(112i)에는 이들 복수의 출력을 직렬 신호로 변환하는 회로가 포함되어 있고, 이 직렬 신호가 직렬/병렬 변환 회로(S/P 변환 회로)(108i)에 대하여 출력되고, 이 직렬/병렬 변환 회로(S/P 변환 회로)(108i)에서 콘벌루션 부호화 신호 CNSi의 실수 성분 I와 허수 성분Q가 출력된다.
제22도에는 부호화율 1/2의 경우를 도시하였지만, 인터리브 신호 ISi의 중요성에 따라 부호화율을 바꾸기 위해, CNV 회로(112i) 마다 구성을 바꾸는 것에 의해, 부호화율을 바꾸어 콘벌루션 부호화를 실행한다. 또한, CNV 회로(112i) 모두에 제22도에 도시한 동일 회로를 사용하는 경우에는 제5 실시예에 있어서 후술하는 바와 같이, 필요에 따라 펑처드 회로를 사용하고, 펑처링 처리에 의해 인터리브 신호의 중요성에 따른 부호화율의 콘벌루션 부호화 처리를 실현하여도 좋다.
이들 구성 부분에 의해, CNV 회로(112i)에 입력된 인터리브 신호 ISi는 입력 신호 INi에 대응한 부호화율로 콘벌루션 부호화된다. 즉, 중요도가 가장 높은 입력 신호 IN1에 대응하는 인터리브 신호 IS1는 CNV 회로(1121)에 의해 인터리브 신호 IS2- ISn보다도 콘벌루션 부호화전 데이타량이 콘벌루션 부호화후 데이타량에 대한 비가 가장 작은(부호화율이 작은) 콘벌루션 부호화에 의해 부호화되고, 콘벌루션 부호화 신호 CNS 로서 S/P 변환 회로(1081)에 대하여 출력된다.
또한, 인터리브 신호 IS2- ISn-1는 CNV 회로(112i)에 의해 대응하는 입력 신호 IN2- INn-1의 중요성이 높으면 높을 수록 부호화율이 작은 콘벌루션 부호화에 의해 부호화되고, 콘벌루션 부호화 신호 CNS2- CNSn-1로서 S/P 변환 회로(108i)에 대하여 출력된다.
마찬가지로, 인터리브 신호 ISn는 대응하는 입력 신호 INn의 중요성이 가장 낮으므로, CNV 회로(112n)에 의해, 인터리브 신호 IS1- ISn-1보다도 부호화율이 큰 콘벌루션 부호화에 의해 부호화되고, 콘벌루션 부호화 신호 CNSn로서 S/P 변환 회로(108n)에 대하여 출력된다.
상술한 바와 같이, 콘벌루션 부호화 신호 CNSi는 부호화율이 작으면 작을 수록 데이타 에러를 정정하는 능력이 높아 신뢰성이 높다. 따라서, CNV 회로(112i) 각각에 있어서, 입력 신호 INi의 중요성에 대응한 부호화율로 부호화하는 것에 의해 입력 신호 각각의 중요성에 따른 데이타 에러에 대한 정정 능력을 갖는 콘벌루션 부호화 신호 CNSi를 생성할 수 있다.
S/P 변환 회로(108i)에 입력된 콘벌루션 부호화 신호 CNSi는 2비트 병렬 형식 신호로 변화되고, 각각 서로 직교하는 2개의 직교 신호 성분 I, Q로 되는 병렬 신호 PRSi로서 다중화 회로(120)에 대하여 출력된다. 또한, 병렬 신호 PRSi의 직교 신호 성분 I, Q는 변조 회로(140)에서 주파수 영역에서의 신호점을 나타낸다.
다중화 회로(120)에 입력된 병렬 신호 PRS는 전송용 n개의 타임 슬롯내 대응하는 타임 슬롯(타임 슬롯 TSi)에 할당되어 다중화되고, 서로 직교한 직교 신호 성분 I, Q로 되는 다중화 신호로서 IDFT 회로(130)에 대하여 출력된다.
IDFT 회로(130)에 순차 입력된 병렬 신호 PRSi는 IDFT(이산적 푸리에 역변환) 처리되어 변조 회로(140)에 대하여 출력된다. 즉, IDFT 회로(130)는 다중화 신호로서 순차 입력되어 오는 병렬신호PRS1- PRSn각각의 직교 신호 성분 I, Q를 주파수 영역 신호 성분으로서 IDFT 처리하여 시간 영역 신호로 변환하고, 시간 영역 신호로서 변조 회로(140)에 대하여 출력한다.
또한, 다중화 회로(120)에 의해 병렬 신호 PRSi를 다중화하는 이유는 IDFT 회로(130)의 입출력용 단자수에 제한이 있으므로, 즉 IDFT 회로(130)의 핀 문제이다. 즉, IDFT 회로(130)가 입력 신호수 1024의 IDFT 처리를 실행하는 경우, 이것에 맞춘 수의 입출력용 단자가 필요하게 되지만, 일반적으로 이와 같은 다수의 입출력 단자를 준비하는 것은 어렵다. 그래서, IDFT 회로(130)는 다중화 회로(120)에 의해 다중화된 신호를 IDFT 회로(130)의 내부에 마련된 입출력용 메모리에 버퍼링하고, IDFT 처리에 사용하도록 구성되어 있다.
변조 회로(140)는 시간 영역 신호를 직교 변조하고, 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(50)에 대하여 전송한다. 즉, IDFT 회로(130)의 IDFT 처리에 의해, 각 부호화율에 대응하는 데이타를 다중화한 데이타(병렬 신호 PRSi)를 일괄하여 변조를 실행하고, 변조 회로(140)에 의해 병렬 신호 PRSi, 즉 시간 영역 실수 성분 신호와 허수 부분 신호를 반송파대로 시프트하고 있다.
이하, 제 23도, 제24도를 참조하여 시간 영역 신호를 설명한다.
제23도는 IDFT 회로(130)에 있어서 생성된 시간 영역 신호가 시간 방향의 합으로서 변조 회로(140)에 대하여 출력되는 모양을 도시한 것이다. 제24도는 IDFT 회로(130)에 있어서 생성된 시간 영역 신호의 실수 성분과 허수 성분을 직교 변조하는 모양을 설명하기 위한 도면이다.
n개의 각각 계층화된 입력 신호 각각에 대하여 반송파 신호(캐리어)가 m개 할당되어 있다고 하면, OFDM 변조의 총 반송파 신호수는 N=n×m으로 된다. 입력 단자 #i에 입력된 신호를 제23도에 도시한 바와 같이 j×n+i번째(0≤j≤m-1: j는 정수)의 반송파 신호에 할당되도록 하면, 주파수에 관한 인터리브 효과에 의해, 선택성 페이딩 등의 영향을 경감할 수 있다. IDFT 회로(130)에서는 차례로 입력되는 신호를 주파수 영역에서의 각 반송파 신호의 변조 정보로 인식하고, N개의 반송파 신호마다(심볼 마다) 각각 QPSK 신호로 일괄하여 변조되어, 각 반송파 신호의 시간 영역 신호의 합 신호가 생성되고, 심볼마다의 순번으로 시간 방향으로 변조 회로(140)에 대하여 출력된다.
또한, 제24a도에 도시한 바와 같이, 주파수 f11, f21, …, fn1, f12, f22, …, fn2, …, fnm의 N개의 반송파 신호 각각에 대하여, 예를 들면 주파수 f11의 반송파 신호에 대한 주파수 영역의 QPSK 변조의 신호점에 진폭, 위상 45°, 주파수 fnm의 반송파 신호에 대한 주파수 영역 QPSK 변조의 신호점은 진폭, 위상 225°에 있도록 변조된다.
이들 진폭 정보 및 위상 정보를 포함하는 N개의 주파수 영역 신호는 IDFT 회로(130)에 의해 시간 영역 신호로 변환되고, 제24b도에 도시한 바와 같이 실수 성분(직교 신호 성분 I)과 허수 성분(직교 신호 성분 Q)이 얻어진다.
변조 회로(140)는 제24b도에 도시한 시간 영역 신호를 직교 변조하여 제24c도에 도시한 바와 같은 전송 신호를 생성하여 신호 수신 장치에 대하여 전송한다.
이하, 신호 수신 장치(50)의 동작을 설명한다. 신호 송신 장치(40)에서 통신 전송로(20)를 거쳐 시간 영역 신호를 수신한 신호 수신 장치(50)는 시간 영역 신호에 대하여 신호 송신 장치(40)과 거의 반대 처리를 순차 실행하여 입력 신호 INi를 복호한다.
신호 송신 장치(40)에서 통신 전송로(20)를 거쳐 신호 수신 장치(50)으로 전송되어 온 시간 영역 신호는 복조 회로(300)에서 직교 신호 성분 I, Q로 된 복조 신호로서 DFT 회로(302)에 대하여 출력된다. 복조 신호는 신호 송신 장치(40)에 있어서 IDFT 회로(130)에서 변조 회로(140)에 대하여 출력되는 시간 영역 신호에 대응한다.
DFT 회로(302)에 입력된 복조 신호는 DFT 회로(302)에 의해 푸리에 변환 처리에 의해 시간 영역 신호에서 주파수 영역 신호로 변환되어 주파수 영역 신호로서 분리 회로(310)에 대하여 출력된다. 또한, 주파수 영역 신호는 신호 송신 장치(40)에 있어서 다중화 회로(120)에서 IDFT 회로(130)에 대하여 출력되는 다중화 신호에 대응한다.
분리 회로(310)에 입력된 주파수 영역 신호는 타임 슬롯마다 분리되고, 직교하는 직교 신호 성분 I, Q를 포함하는 분리 신호 DSi로서 복호 회로(500i)의 P/S 변환 회로(312i)에 대하여 출력된다. 분리 신호 DSi는 S/P 변환 회로(108i)에서 다중화 회로(120)에 대하여 출력되는 다중화 신호에 대응한다.
P/S 변환 회로(312i)에 입력된 분리 신호 DSi는 병렬/직렬 변환되어 직렬 신호 SRSi로서 비터비 복호 회로(330i)에 대하여 출력된다. 직렬 신호 SRSi는 신호 송신 장치(40)에 있어서 CNV 회로(112i)에서 S/P 변환 회로(108i)에 대하여 출력되는 콘벌루션 부호화 신호 CNSi에 대응한다.
비터비 복호 회로(330i)에 입력된 직렬 신호 SRSi는 비터비 복호되고, 비터비 복호 신호 VDSi로서 디인터리브 회로(322i)에 대하여 출력된다. 비터비 복호 신호 VDSi는 인터리브 회로(104i)에서 CNV 회로(112i)에 대하여 출력되는 인터리브 신호 ISi에 대응한다.
디인터리브 회로(322i)에 입력된 비터비 복호 신호 VDSi는 인터리브 회로(104i)와 반대 처리가 실시되어 디인터리브 신호 ISi로서 RSD 회로(324i)에 대하여 출력된다. 디인터리브 신호 ISi는 RSE 회로(102i)에서 인터리브 회로(104i)에 대하여 출력되는 리드 솔로몬 부호화 신호 RSEi에 대응한다.
RSD 회로(324i)에 입력된 디인터리브 신호 ISi는 리드 솔로몬 복호되어 전송전 입력 신호 INi로 복호되어 출력 단자 #i에서 출력된다.
이상 기술한 바와 같이, 신호 전송 시스템(1)에 있어서, 신호 송신 장치(40)는 전송되어야 할 데이타중, 중요성이 높은 부분으로서 분할된 입력 신호 INi를 부호화율이 작은 콘벌루션 부호로 부호화하는 것에 의해, 신호 수신 장치(50)측에 있어서 수신 상태가 나쁘게 된(수신 신호의 C/N 비가 낮음) 경우에도 그 전송을 확보할 수 있다.
또한, 신호 송신 장치(40)는 중요성이 낮은 부분으로서 분할된 입력 신호 INi에 대해서는 부호화율이 큰 콘벌루션 부호로 부호화하는 것에 의해, 신호 수신 장치(50)측의 수신 상태가 좋은(수신 신호의 C/N 비가 높음) 경우에도 효율 좋게 입력 신호 INi를 전송할 수 있다.
[제5실시예]
이하, 제25도 및 제26도를 참조하여 본 발명의 제5실시예를 설명한다,
제25도는 제5실시예에서의 본 발명에 관한 신호 송신 장치(42)의 구성을 도시한 것이다.
제26도는 제5실시예에서의 본 발명에 관한 신호 수신 장치(52)의 구성을 도시한 것이다.
제25도 및 제26도에 각각 도시한 신호 송신 장치(42)와 신호 수신 장치(52)는 제4실시예에 도시한 신호 송신 장치(40) 및 신호 수신 장치(50)를 구체화한 것으로서, 예를 들면 신호 전송 시스템(2)(제9도)에 있어서, 신호 송신 장치(12) 및 신호 수신 장치(32) 각각으로 치환되어 사용된다.
제25도에 도시한 바와 같이, 신호 송신 장치(42)는 2개의 부호화 회로(400i), 다중화 회로(120), IDFT 회로(130) 및 변조 회로(140)로 구성된다.
부호화 회로(400i)는 각각 RSE 회로(102i), 인터리브 회로(104i), CNV 회로(112i) 및 S/P 변환 회로(108i)로 구성되고, 부호화 회로(400i)는 또 펑처드 회로(PUNC)(420)를 갖고 있다(i=1, 2, 이하 제5실시예에 있어서 동일함).
또한, CNV 회로(1121), (1122)의 구성은 예를 들면, 제2도에 도시한 구성이고, 동일 동작을 실행한다. 또한, 상술한 바와 같이, CNV 회로(112i)의 부호화율은 펑처드 회로(420)에서의 처리에 의해 변경된다.
신호 송신 장치(42)는 제4실시예에 도시한 신호 송신 장치(40)를 디지탈 형식의 텔리번 신호의 전송으로 하고, n=2의 경우로 구체화한 장치로서, 신호 송신 장치(42)의 입력 단자 i에 입력되는 입력 신호 INi는 중요성에 대응하여 2계층으로 분할되어 있다. 입력 신호 IN1는 텔레비전 신호중, 기본적인 영상 및 음성을 전송하기 위해 필요한 중요성이 높은 신호이고, 입력 신호 IN2는 영상 및 영상을 고품질로 하기 위해 사용되는 부가 데이타로서, 입력 신호 IN1에 비해 중요성이 낮은 신호이다.
또한, 신호 송신 장치(42)의 부호화 회로(400i), 다중화 회로(120), IDFT 회로(130), 변조 회로(140), RSE 회로(102i), 인터리브 회로(104i), CNV 회로(112i) 및 S/P 변환 회로(108i)는 각각 제20도에 도시한 신호 송신 장치(40)의 부호화 회로(400i), 다중화 회로(120), IDFT 회로(130), 변조 회로(140), RSE 회로(102i), 인터리브 회로(104i), CNV 회로(112i) 및 S/P 변환 회로(108i)에 대응하고 있고, 이들 신호 송신 장치(42)의 각 구성 부분은 대응하는 신호 송신 장치(40)의 구성 부분과 대응하는 기능을 가지며, 대응하는 동작을 실행한다.
제26도에 도시한 바와 같이, 신호 수신 장치(52)는 복조 회로(300), DFT 회로(302), 분리 회로(310) 및 2개의 복호 회로(500i)로 구성된다.
복호 회로(500i)는 P/S 변환 회로(312i), 비터비 복호 회로(330i), 디인터리브 회로(322i) 및 RSD 회로(324i)로 구성되고, 복호 회로(500i)는 이들 구성 요소에 부가하여 펑처드 회로(520)를 더 갖고 있다.
신호 수신 장치(52)는 제4실시예에 도시한 신호 수신 장치(50)를 디지탈 형식의 텔레비전 신호의 수신용으로 하고, n=2의 경우로 구체화한 장치로서, 통신 전송로(20)에서 수신한 시간 영역 신호에서 입력 신호 INi를 복호한다.
또한, 신호 수신 장치(52)의 복조 회로(300), DFT 회로(302), 분리 회로(310), 복호 회로(500i), P/S 변환 회로(312), 비터비 복호 회로(330i), 디인터리브 회로(322i) 및 RSD 회로(324i)는 각각 제21도에 도시한 신호 수신 장치(50)의 복조 회로(300), DFT 회로(302), 분리 회로(310), 복호 회로(500i), P/S 변환 회로(312i), 비터비 복호 회로(330i), 디인터리브 회로(322i) 및 RSD 회로(324i)에 대응하고 있고, 이들 신호 수신 장치(52)의 각 구성 요소는 대응하는 신호 수신 장치(50)의 구성 요소와 대응하는 기능을 갖는다.
이하, 신호 송신 장치(42) 및 신호 수신 장치(52)를 적용한 경우의 신호 전송 시스템(1)(제3도)의 동작을 간단히 설명한다.
RSE 회로(102i), 인터리브 회로(104i)는 신호 송신 장치(40)의 입력 단자 #1, #2에서 각각 입력된 입력 신호 IN1, IN2를 처리하고, 인터리브 신호 IS1, IS2로서 각각 CNV 회로(1121), (1122)에 대하여 출력한다.
CNV 회로(1121)는 인터리브 신호 IS1를 부호화율 1/2로 콘벌루션 부호화하여, 콘벌루션 부호화 신호 CNS1로서 S/P 변환 회로(1081)에 대하여 출력한다.
CNV 회로(1122)는 인터리브 신호 IS2를 부호화율 1/2로 콘벌루션 부호화하고, 또 펑처드 회로(420)를 거쳐 부호화율을 크게 하고, 콘벌루션 부호화 신호 CNS2로서 S/P 변환 회로(1082)에 대하여 출력한다.
펑처드 회로(420)는 CNV 회로(1122)에서 입력된 콘벌루션 부호화 신호 CNS2의 소정 비트를 제거하여 펑처드 처리를 실행하고, 부호화율을 3/4으로 한다. 또한, 제거된 비트는 신호 수신 장치(52)측에서 비트 위치 검출되어 적당한 값이 끼워진다.
S/P 변환 회로(108i)는 CNV 회로(112i)에서 입력된 콘벌루션 부호화 신호 CNS1및 펑처드 회로(420)에서 입력된 콘벌루션 부호화 신호 CNS2를 병렬 신호 PRS1, PRS2로 변환하고, 다중화 회로(120)에 대하여 출력한다.
다중화 회로(120)는 병렬 신호 PRS1, PRS2를 다중화하고, 다중화 신호로서 IDFT 회로(130)에 대하여 출력한다.
IDFT 회로(130)는 병렬 신호 PRS1, PRS2를 IDFT 처리하여 변조 회로(140)에 대하여 출력한다.
변조 회로(140)는 다중화 신호의 타임 슬롯 TS1, TS2에 포함되는 신호를 QPSK 변조 방식에 의해 변조하고, 신호 수신 장치(52)에 대하여 송출한다.
신호 수신 장치(52)에 대하여 전송되어 온 신호는 복조 회로(300)에 입력된다.
복조 회로(300)는 입력된 신호를 각각 QPSK 복조 방식에 의해 복조하고, DFT 회로(302)에 대하여 출력한다.
DFT 회로(302)는 복조 회로(300)에서 입력된 베이스 밴드 신호를 DFT 처리하고, 주파수 영역 신호로서 분리 회로(310)에 대하여 출력한다.
분리 회로(310)는 주파수 영역 신호를 타임 슬롯마다 분리하고, 분리 신호 DSi로서 P/S 변환 회로(312i)를 거쳐 또는 P/S 변환 회로(312i) 및 펑처드 회로(520)를 거쳐 비터비 복호 회로(330i)에 대하여 출력한다.
비터비 복호 회로(3301)는 분리 신호 DS1를 부호화율 1/2의 콘벌루션 부호에 대한 비터비 복호기에 의해 비터비 복호하고, 비터비 복호 신호 VDS1로서 디인터리브 회로(3221)에 대하여 출력한다.
비터비 복호 회로(3302)는 펑처드 회로(520)에서 삽입한 신호를 부호화율 1/2의 콘벌루션 부호에 대한 비터비 복호기에 의해 비터비 복호하고, 비터비 복호 신호 VDS2로서 디인터리브 회로(3222)에 대하여 출력한다.
펑처드 회로(520)는 펑처드 회로(420)와 반대 처리, 즉 신호 송신 장치(42)의 펑처드 회로(420)에 있어서 제거된 비트 위치를 검출하고, 적당한 값을 보충하여 디인터리브 회로(3222)에 대하여 출력한다.
디인터리브 회로(322i)는 비터비 복호 신호 VDSi를 디인터리브 처리하여 RSD 회로(324i)에 대하여 출력하고, RSD 회로(324i)는 입력된 신호를 리드 솔로몬 복호하여 원 입력 신호 INi를 재생한다.
이하, 제5실시예에 도시한 신호 송신 장치(42) 및 신호 수신 장치(52)를 사용하고, 신호 수신 장치(52)에서 복호한 신호를 영상 처리 표시 장치(60)에 표시시키도록 구성한 경우의 신호 전송 시스템(2)(제9도)에서의 C/N 비와 S/N 비의 관계를 제27도를 사용하여 설명한다.
제27도에 도시한 바와 같이, 신호 수신 장치(52)에서의 수신 신호의 C/N 비가 소정값보바도 큰 영역(신호 레벨 III)에 있어서는 신호 수신 장치(32)에 있어서 입력 신호 IN2까지 재생 가능하므로, 영상 처리 표시 장치(60)는 부가 정보를 더한 고품질의 영상을 표시하고, 음성을 출력할 수 있다.
또한, 신호 수신 장치(32)에서의 수신 신호의 C/N 비가 저하하여 소정값보다도 작게 된 영역(신호 레벨 II)에 있어서는 부가 정보는 재생할 수 없는 것이고, 입력 신호 IN1는 재생할 수 있으므로, 영상 처리 표시 장치(60)는 부가 정보를 더하지 않고 기본적인 영상을 표시하고, 음성을 출력할 수 있다. 이 수신 레벨 II의 영역은 수신 신호의 C/N 비가 소정값보다도 또 2.5 db 저하한 영역까지 이어진다.
그러나, 수신 신호의 C/N 비가 더 저하하는 영역(수신 레벨 I)에 있어서는 영상 처리 표시 장치(60)가 영상 신호 등의 표시를 할 수 없게 된다.
여기서, 제27도중 종축의 S/N 비는 수신 레벨 II의 영역에 있어서 재생한 입출력 신호 IN1만을 사용한 경우의 값이고, 수신 레벨 I의 영역에 있어서는 재생한 입력 신호 IN1, IN2의 양쪽 신호를 사용한 경우에 얻어지는 값이다.
제5실시예에 도시한 신호 송신 장치(42)에 있어서는 입력 신호 수가 2개이고, 이들에 대응하는 부호화 회로(400i) 및 복호 회로(500i)도 2조씩 있지만, 입력 신호 수는 2개에 한정되지 않는다.
또한, 입력 신호를 늘린 경우, 부호화 회로(400i) 및 복호 회로(500i)를 입력 신호수에 따라 증설하는 등의 수단을 실행할 필요가 있다. 이와 같이, 잘게 분할한 입력 신호에 대응하도록 신호 송신 장치(42) 및 신호 수신 장치(52)를 구성한 경우, 제27도에 도시한 수신 레벨 영역을 잘게 할 수 있으므로, 제2도에 도시한 바람직한 특성에 더 가까울 수 있다.
이상 설명한 제4실시예에 도시한 신호 송신 장치(40)와 신호 수신 장치(50) 또는 제5실시예에 도시한 신호 송신 장치(42)와 신호 수신 장치(52)를 사용한 본 발명에 관한 신호 전송 시스템(1)에 의하면, 수신 레벨(수신 신호의 C/N 비)에 대응한 정보량을 수신측에서 수신할 수 있다. 따라서, 깨끗한 열화에 대응한 데이타 전송을 실행할 수 있다.
또한, 본 발명에 관한 신호 전송 시스템(1),(2)의 신호 송신 장치(40),(42)에 있어서는 복수의 입력 신호를 각각 리드 솔로몬 부호화하고, 콘벌루션 부호화한 후, 다중화하여 OFDM 변조한다. 또한, 신호 수신 장치(50),(52)에 있어서는 수신한 신호에서 입력 신호(정보 계열) 각각을 복호하므로, 종래와 같이 정보 계열을 다중화한 후에 부호화하는 경우보다도 부호화 변조 회로 및 복호 회로의 동작 속도가 늦어져 좋다. 따라서, 신호 수신 장치(30),(32)는 종래 보다도 고속인 변조 신호에 대하여 부호화 처리 및 복호 처리를 실행할 수 있다.
[제6실시예]
이하, 제28도 내지 제31도를 참조하여 본 발명에 따른 제6실시예를 설명한다.
제6실시예에 있어서는 제1 및 제4실시예에 도시한 신호 전송 시스템(1)에서의 신호 송신 장치(10),(40) 및 신호 수신 장치(30),(50)를 제28도 및 제29도에 각각 도시한 신호 송신 장치(44) 및 신호 수신 장치(54)로 각각 치환한 신호 전송 시스템의 동작 원리를 설명한다.
제28도는 제6실시예에서의 본 발명에 따른 신호 송신 장치(44)의 구성을 도시한 것이다.
제28도에 도시한 바와 같이, 신호 송신 장치(44)는 n개의 부호화 회로(440i), 다중화 회로(120), IDFT 회로(130) 및 변조 회로(140)로 구성된다.
부호화 회로(440i)는 각각 RSE 회로(102i), 인터리브 회로(104i), 트렐리스 부호화 회로(TCM 회로)(110i), 맵핑 회로(106i)로 구성되어 있다.
신호 송신 장치(44)는 이들 구성 부분에 의해, 신호 송신 장치(40)와 마찬가지로, 일종의 OFDM 변조 방식에 의한 신호 송신 장치를 구성하고 있다.
제29도는 제6실시예에서의 본 발명에 따른 신호 수신 장치(54)의 구성을 도시한 것이다.
제29도에 도시한 바와 같이, 신호 수신 장치(54)는 복조 회로(300), DFT 회로(302), 분리 회로(310) 및 n개의 복호 회로(540i)로 구성된다.
복호 회로(540)는 각각 P/S 변환 회로(312i), 비터비 복호 회로(330i), 디인터리브 회로(322i) 및 RSD 회로(324i)로 구성되어 있다.
신호 수신 장치(54)도 이상의 각 구성 부분에 의해, 신호 수신 장치(50)와 마찬가지로, 신호 송신 장치(44)에서 보내져 온 신호를 OFDM 방식에 의해 복조할 수 있다.
트렐리스 부호화 회로(TCM 회로)(110i)의 구성은 상술한 제12도, 제13도와 같아서 같은 동작을 한다. 또한, 맵핑 회로(106i)의 구성은 상술한 실시예 1 및 실시예 2의 경우와 같다.
이하, 신호 송신 장치(44) 및 신호 수신 장치(54)의 동작을 설명한다.
신호 송신 장치(40)와 마찬가지로, 전송해야 할 데이타는 신호 송신 장치(44)에 입력되기 전에 미리 중요성에 따른 n개의 부분(입력 신호 IN1-INn)으로 분할되고, 각각 입력 단자 #i에 입력된다.
입력 단자 #i에 각각 입력된 입력 신호 INi는 RSE 회로(102i)에 있어서 리드 솔로몬 부호화되고, 인터리브 회로(104i)에 있어서 인터리브되고, TCM 회로(110i)에 있어서 입력 신호 INi에 대응한 부호화율로 트렐리스 부호화되어 맵핑 회로(106i)에 대하여 출력된다.
또한, 신호 송신 장치(40)의 CNV 회로(112i)와 마찬가지로, 신호 송신 장치(44)의 TCM 회로(110i)는 입력 신호 INi의 중요성이 높으면 높을수록 작은 부호화율로, 입력 신호 INi의 중요성이 낮으면 낮을 수록 큰 부호화율로 부호화를 실행한다.
부호화된 정보에 따라, 맵핑 회로(106i)에서 변조 신호점에 대응하는 진폭과 위상 정보가 할당되고, 각각 서로 직교하는 2개의 직교 신호 성분 I, Q로 된 맵핑 신호 MPSi로서 다중화 회로(120)에 대하여 출력된다.
다중화 회로(120)는 맵핑 신호 MPSi를 다중화하고, 다중화 신호로서 IDFT 회로(130)에 대하여 출력한다.
다중화된 맵핑 신호 MPSi의 직교 신호 성분 I, Q는 반송파의 변조 신호로서 IDFT 회로(130)에 입력된다.
IDFT 회로(130)에서는 차례로 입력되는 주파수 영역 신호를 반송파의 변조 신호로 하고, 예를 들면 3비트의 정보는 8PSK, 4비트의 정보는 16QAM으로 되도록 다치 부호화되고, N개의 반송파마다 일괄하여 변조되고, 각 반송파의 시간 영역 신호의 합으로서 출력된다. 이 시간 영역 신호는 변조 회로(140)에 있어서 직교 변조된다.
제30도는 반송파의 할당을 도시한 것이다. 제30도에 도시한 바와 같이, 신호 전송 장치(44)로의 계층화된 n개의 입력 신호 각각에 할당되는 반송파 신호의 수를 m(m은 정수)로 하면, OFDM 변조의 총 반송파 신호수는 N=m×n으로 된다. 그러나, IDFT 회로(130)의 IDFT 처리에 의해 입력 신호의 계층화의 수 n 각각에 붙은 m개의 반송파 신호수는 동수일 필요는 없다.
제30도에 도시한 바와 같이, 다중화 회로(120)에서 출력된 다중화 신호에 포함되는 병렬 신호에 각각 대응하는 주파수 f11, f21, …, fn1, f12, f22, …, fn2, …, fnm의 n×m=N개의 반송파 신호중, 예를 들면 주파수 f11-f1m의 반송파 신호에 대응하는 주파수 영역 신호는 8PSK로 변조되어 있고, 주파수 f21-f2m의 반송파 신호에 대응하는 주파수 영역 신호는 16QAM 변조된다.
제31도는 IDFT 회로(130)에 있어서 재생된 시간 영역 신호가 시간 방향의 합으로서 변조 회로(140)에 대하여 출력되는 모양을 도시한 것이다.
n개의 각각의 계층화된 입력 신호 각각에 대하여 반송파 신호(캐리어)가 m개 할당되어 있다고 하면, OFDM 변조의 총반송파 신호수는 N=n×m 개로 된다. 입력 단자 #i에 입력된 신호는 제23도에 도시한 바와 같이 j×n+1번째 (0≤j≤m-1: j는 정수)의 반송파 신호에 할당되도록 하면, 주파수에 관한 인터리브 효과에 의해, 선택성 페이딩 등의 영향을 경감할 수 있다. IDFT 회로(130)에서는 차례로 입력되는 신호를 주파수 영역의 PSK, QAM 변조 정보 #1m, #2m, …, #nm이 IDFT에 의한 변환에 의해 심볼 단위로 시간 영역 신호로 변환되고, 또 시간 방향의 합으로서 출력된다. N개의 반송파 신호마다(심볼 마다) 각각 다치 부호화되어 일괄하여 변조되어, 각 반송파 신호의 시간 영역 신호의 합 신호가 생성되고, 부호마다의 순번으로 시간 방향으로 변조 회로(140)에 대하여 출력된다.
이하, 신호 수신 장치(54)의 동작은 동작을 설명한다.
신호 송신 장치(44)에서 시간 영역 신호를 수신한 신호 수신 장치(54)는 신호 수신 장치(50)와 마찬가지로, 시간 영역 신호에 대하여 신호 송신 장치(44)와 거의 반대 처리를 실행하여 입력 신호 INi를 복호한다.
신호 수신 장치(54)에 전송되어 온 시간 영역 신호는 복조 회로(300)에서 복조되고, DFT 회로(302)에서 주파수 영역 신호로 변환되고, 분리 회로(310)에서 타임 슬롯마다 분리되고, 직교하는 직교 신호 성분 I, Q를 포함하는 분리 신호 DSi로서 복호 회로(540i)의 P/S 변환 회로(312i)에 대하여 출력된다.
P/S 변환 회로(312i)에 입력된 분리 신호 DSi는 직렬 형식의 신호로 변환되고, 비터비 복호 회로(330i)에 의해 비터비 복호되고, 디인터리브 회로(322i)에 의해 인터리브 회로(104i)와 반대 처리가 실시되고, RSD 회로(324i)에 의해 리드 솔로몬 복호되고, 전송전 입력 신호 INi로 복호되어 출력 단자 #i에서 출력된다.
이상 기술한 바와 같이, 신호 송신 장치(44)는 신호 송신 장치(40)와 마찬가지로, 신호 수신 장치(54)측에 있어서 수신 상태가 나쁘게 된(수신 신호의 C/N 비가 낮음) 경우에도 그 전송을 확보할 수 있으며, 더우기 효율 좋게 입력 신호 INi를 전송할 수 있다.
[제7실시예]
이하, 제32도 및 제33도를 참조하여 본 발명의 제7실시예를 설명한다.
제32도는 제7실시예에서의 본 발명에 따른 신호 송신 장치(46)의 구성을 도시한 것이다.
제32도에 도시한 바와 같이, 신호 송신 장치(46)는 2개의 부호화 회로(440i), 다중화 회로(120), IDFT 회로(130) 및 변조 회로(140)로 구성된다.
부호화 회로(440i)는 각각 RSE 회로(102i), 인터리브 회로(104i), TCM 회로(110i), 및 맵핑 회로(MAP)(106i)로 구성되어 있다(i=1, 2, 이하 제7실시예에서 동일함).
트렐리스 부호화 회로(TCM 회로)(110i)의 구성은 상술한 제12도, 제13도와 같아서 같은 동작을 한다. 또한 맵핑 회로(106i)의 구성은 상술한 제1실시예 및 제2실시예의 경우와 같다.
신호 송신 장치(46)의 입력 단자 #i에 입력되는 입력 신호 INi는 제5실시예에 있어서 제26도에 도시한 신호 송신 장치(42)에 입력되는 입력 신호와 마찬가지로, 중요성에 대응하여 2계층으로 분할되어 있다.
신호 송신 장치(46)의 각 구성 부분은 제6실시예에 있어서 제28도에 동일 부호를 붙여 나타낸 신호 송신 장치(44)의 각 구성 부분에 대응하고, 동일 기능을 가지며, 동일 동작을 실행한다.
제33도는 제7실시예에서의 본 발명에 따른 신호 수신 장치(56)의 구성을 도시한 것이다.
제33도에 도시한 바와 같이, 신호 수신 장치(56)는 제6실시예에 도시한 신호 수신 장치(54)를 디지탈 형식의 텔레비전 신호의 수신으로 하고, n=2의 경우로 구체화한 장치이다.
신호 수신 장치(56)는 복조 회로(300), DFT 회로(302), 분리 회로(310) 및 2개의 복호 회로(540i)로 구성된다.
복호 회로(540i)는 각각 P/S 변환 회로(312i). 비터비 복호 회로(330i), 디인터리브 회로(322i) 및 RSD 회로(324i)로 구성되어 있다.
신호 수신 장치(56)의 각 구성 성분은 제6실시예에 있어서 제29도에 동일 부호를 붙여 나타낸 신호 수신 장치(54)의 각 구성 부분에 대응하고, 동일 기능을 가지며, 동일 동작을 실행한다.
이하, 신호 송신 장치(46) 및 신호 수신 장치(56)를 신호 송신 장치(10) 및 신호 수신 장치(30)으로 치환한 경우의 신호 전송 시스템(1)(제3도)를 예로, 신호 송신 장치(46) 및 신호 수신 장치(56)의 동작을 간단히 설명한다.
RSE 회로(102i), 인터리브 회로(104i)는 신호 송신 장치(46)의 입력 단자 #1, #2에서 각각 입력된 입력 신호 IN1, IN2를 처리하여 인터리브 신호 IS1, IS2로서 각각 TCM 회로(110i)에 대하여 출력한다.
TCM 회로(1101)는 인터리브 신호 IS1를 부호화율 3/4로 트렐리스 부호화하여 트렐리스 부호화 신호 TCS1로서 맵핑 회로(1061)에 대하여 출력한다.
TCM 회로(1102)는 인터리브 신호 IS2를 부호화율 5/6으로 트렐리스 부호화하여 트렐리스 부호화 신호 TCS2로서 맵핑 회로(1062)에 대하여 출력한다.
맵핑 회로(1061), (1062)는 부호화 신호를 맵핑하여 병렬 신호 PRS1, PRS2로서 다중화 회로(120)에 대하여 출력한다.
다중화 회로(120)는 병렬 신호를 다중화하여 IDFT 회로(130)에 대하여 출력한다.
IDFT 회로(130)는 다중화 회로에서 입력된 신호를 일괄하여 16QAM 변조 및 64QAM 변조하여 변조 회로(140)에 대하여 출력한다.
변조 회로(140)는 IDFT에서 입력된 신호로 통신 전송로(20)상의 반송 주파수의 반송파를 변조하고, 변조 신호를 생성하여 신호 수신 장치(56)로 전송한다.
신호 송신 장치(46)에서 전송되어 온 변조 신호는 신호 복조 장치(56)의 복조 회로(300)에 입력된다.
복조 회로(300)에 입력된 연장 신호는 변조 회로(140)에서의 변조 방식에 대응하는 복조 방식에 의해 베이스 밴드의 신호로 복조되고, 복조 신호로서 DFT 회로(302)에 대하여 출력된다.
DFT 회로(302)에 입력된 베이스 밴드의 복조 신호는 DFT 변환 처리에 의해 일괄하여 복조되고, 타임 슬롯마다 분리되어 분리 신호 DSi로서 P/S 변환 회로(312i)에 대하여 출력된다.
분리 신호 DS1는 부호화율 3/4의 트렐리스 복조에 의해 복조되어 콘벌루션 복호 신호 CDS1로서 디인터리브 회로(3321)에 대하여 출력된다.
분리 신호 DS2는 부호화율 5/6의 트렐리스 복조에 의해 복조되어 콘벌루션 복호 신호 CDS2로서 디인터리브 회로(3122)에 대하여 출력된다.
콘벌루션 복호 신호 CDSi는 디인터리브 회로(312i)에 의해 디인터리브되고, RSD 회로(324i)에 의해 원 입력 신호 INi로 복호된다.
신호 송신 장치(46) 및 신호 수신 장치(56)를 사용하면, 텔레비전 신호의 수신측에서의 C/N 비 및 재생된 텔레비전 신호의 S/N 비와 데이타 재생 가능성의 관계도 제16도에 도시한 바로 된다. 따라서, 신호 전송 시스템(2)(제9도)에 신호 송신 장치(46) 및 신호 수신 장치(56)를 사용해도, 신호 송신 장치(12) 및 신호 수신 장치(32)를 사용한 경우와 마찬가지 효과를 얻을 수 있다.
또한, 신호 송신 장치(44) 및 신호 수신 장치(54)에 대해서도 제4 내지 제6실시예에 도시한 바와 같은 변형이 가능하다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 관한 신호 송신 장치, 신호 수신 장치 및 이들 방법에 의하면, 예를 들어 텔레비전 신호를 디지탈 형식으로 데이타 전송하는 경우에, 수신측에 있어서 신호 레벨이 큰 경우에 양호한 텔레비전 영상 및 음성을 제공할 수 있음과 동시에, 신호 레벨이 작은 경우에 있어서도 어느 정도 품질의 텔레비전 영상 및 음성을 제공하는, 소위 깨끗한 열화를 실현할 수 있다.
또한, 본 발명에 관한 신호 송신 장치, 신호 수신 장치 및 이들 방법에 의하면, 수신측에서의 수신 신호의 C/N 비가 일정값 이하로 된 경우에 모든 데이타의 재생이 불가능하게 되지 않고, C/N 비에 따른 S/N 비로 데이타를 재생할 수 있다.
또한, 본 발명에 관한 신호 송신 장치, 신호 수신 장치 및 이들 방법에 의하면, 수신 상태, 즉 수신 신호의 C/N 비에 따른 스루풋으로 데이타 전송이 가능하다.
본 발명에 관한 신호 송신 장치, 신호 수신 장치 및 신호 송수신 장치는 예를 들면 무선 통신 회선을 거친 디지탈 텔레비전 방송 분야에 있어서, 화질 향상에 이용할 수 있다.
본 발명은 디지탈 형식의 데이타를 예를 들면, 무선 회선 등의 전송로를 거쳐 전송하기 위해 사용되는 신호 송신 장치, 신호 수신 장치 및 이들 방법에 관한 것이다.

Claims (24)

  1. 복수의 입력 신호를 그 입력 신호 각각에 대응하는 부호화율로 에러 정정 부호화한 복수의 부호화 신호를 생성하는 부호화 수단과,
    상기 복수의 부호화 신호를 소정 순서로 다중화하는 다중화 수단과,
    상기 다중화된 부호화 신호를 변조하여 출력하는 변조 수단을 포함하며,
    상기 부호화 수단은 상기 복수의 입력 신호 각각을 상기 입력 신호의 중요도가 높으면 높을 수록 작은 부호화율로 그 입력 신호를 부호화하고, 상기 입력 신호의 중요도가 낮으면 낮을 수록 큰 부호화율로 부호화하며,
    상기 복수의 입력 신호는 전체로서 하나의 신호를 구성하며, 중요도에 따라 n개의 입력 신호로 분할되고,
    상기 n개의 입력 신호 각각에 대응하여, 상기 부호화 수단은 입력 신호를 블럭 부호화하는 블럭 부호화 수단과, 블럭 부호화된 상기 입력 신호를 인터리브하는 인터리브 수단과, 상기 인터리브된 입력 신호를 콘벌루션(convolution) 부호화하는 콘벌루션 부호화 수단을 n계통을 갖는 신호 송신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 n계통의 콘벌루션 부호화 수단 각각의 구성을 바꾸는 것에 의해 상기 부호화율을 바꾸는 신호 송신 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    또한 상기 콘벌루션 부호화 수단에 의해 부호화된 신호에 대하여 펑처링(puncturing) 처리를 실행하는 펑처링 수단을 갖고,
    그 펑처링 처리에 의해 상기 부호화율을 바꾸는 신호 송신 장치.
  4. 복수의 입력 신호를 그 입력 신호 각각에 대응하는 부호화율로 에러 정정 부호화한 복수의 부호화 신호를 생성하는 부호화 수단과,
    상기 복수의 부호화 신호를 소정 순서로 다중화하는 다중화 수단과,
    상기 다중화된 부호화 신호를 변조하여 출력하는 변조 수단을 포함하며,
    상기 부호화 수단은 상기 복수의 입력 신호 각각을 상기 입력 신호의 중요도가 높으면 높을 수록 작은 부호화율로 그 입력 신호를 부호화하고, 상기 입력 신호의 중요도가 낮으면 낮을 수록 큰 부호화율로 부호화하며,
    상기 복수의 입력 신호는 전체로서 하나의 신호를 구성하며, 중요도에 따라 n개의 입력 신호로 분할되고,
    상기 n개의 입력 신호 각각에 대응하여 상기 부호화 수단은 입력 신호를 블럭 부호화하는 수단과, 블럭 부호화된 상기 입력 신호를 인터리브하는 인터리브 수단과, 상기 인터리브된 입력 신호를 트렐리스 부호화하는 트렐리스 부호화 수단을 n계통 갖는 신호 송신 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 변조 수단은 상기 다중화된 복수의 부호화 신호 각각을 입력 신호의 중요도에 대응한 개별 다치 변조 방법으로 변조를 실행하는 신호 송신 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 변조 수단은 상기 부호화 신호의 중요도가 높으면 높을 수록 1신호점당 정보량이 적은 다치 변조 방법으로 변조하고, 상기 부호화 신호의 중요도가 낮으면 낮을 수록 1신호점당 정보량이 많은 다치 변조 방법으로 변조하는 신호 송신 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    또한 상기 다중화된 부호화 신호를 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환하여 시간 영역 신호를 생성하는 변환 수단을 갖고,
    상기 변조 수단은 상기 변환 수단으로 부터의 출력을 OFDM 변조하여 출력하는 신호 송신 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 복수의 OFDM 변조 캐리어가 할당되고, OFDM 변조 캐리어 전부에 있어서 동일 변조 방식으로 변조를 실행하는 신호 송신 장치.
  9. 제4항에 있어서,
    또한 상기 다중화된 부호화 신호를 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환하여 시간 영역 신호를 생성하는 변환 수단을 갖고,
    상기 변조 수단은 상기 변환 수단으로 부터의 출력을 OFDM 변조하여 출력하는 신호 송신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 복수의 OFDM 변조 캐리어를 할당하고, 상기 입력 신호 각각에 대응하는 복수의 OFDM 캐리어마다 변조 방식을 바꾸어 변조하는 신호 송신 장치.
  11. 복수의 입력 신호 각각을 상기 복수의 입력 신호 각각에 대응하는 부호화율로 에러 정정 부호화된 복수의 부호화 신호를 소정의 순서로 다중화하고, 그 다중화된 복수의 부호화 신호를 변조한 전송 신호를 수신하는 신호 수신 장치에 있어서,
    상기 변조된 전송 신호를 복조하여 복조 신호를 생성하는 복조 수단과,
    상기 복조 신호에서 상기 다중화된 복수의 부호화 신호로 분리하는 분리 수단과,
    분리된 상기 복수의 부호화 신호 각각을 상기 복수의 부호화 신호 각각에 대응하는 에러 정정 복호 방식으로 복호하여 복호 신호로서 출력하는 복호 수단을 포함하며,
    상기 복수의 입력 신호는 전체로서 하나의 신호를 구성하는 것이고, 중요도에 따라 n개의 입력 신호로 분할되어 있고, 상기 복수의 입력 신호 각각은 그 입력 신호의 중요도가 높으면 높을 수록 작은 부호화율로 부호화되고, 그 입력 신호의 중요도가 낮으면 낮을 수록 큰 부호화율로 부호화되며,
    상기 복호 수단에서는 복호된 n개의 복호 신호중, 에러 정정 불가능한 에러가 발생하고 있지 않은 복호 신호만을 출력하는 신호 수신 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 다중화된 복수의 부호화 신호 각각은 입력 신호의 중요도에 대응한 개별의 다치 변조 방법으로 변조되어 있고,
    상기 복조 수단은 수신한 전송 신호를 송신측에서 변조된 변조 방식에 대응하는 복조 방식으로 복조하는 신호 수신 장치.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 n개의 입력 신호 각각은 블럭 부호화 처리, 인터리브 처리, 콘벌루션 부호화 처리를 받은 후, 다중화되어 변조되어 있고,
    상기 복호 수단은 분리 수단에 의해 분리된 상기 복수의 부호화 신호를 비터비 복호하는 비터비 복호 수단, 비터비 복호된 신호를 디인터리브하는 디인터리브수단, 및 디인터리브된 신호를 블럭 복호하는 블럭 복호 수단을 포함하는 신호 수신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 다중화된 부호화 신호는 주파수 영역의 신호로부터 시간 영역의 신호로 변환되고, 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 할당된 복수의 OFDM 변조 캐리어를 이용함과 동시에, 전부의 ODFM 캐리어에 있어서 동일한 변조 방식으로 OFDM 변조를 하고,
    상기 복조 수단은 OFDM 변조 캐리어 전부에 있어서 동일 복조 방식으로 복조를 실행하는 OFDM 복조 수단, 및 복조된 복조 신호를 시간 영역 신호에서 주파수 영역 신호로 변환하는 변환 수단을 포함하는 신호 수신 장치.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 n개의 입력 신호 각각은 블럭 부호화 처리, 인터리브 처리, 트렐리스 부호화 처리를 받은 후, 다중화되어 변조되어 있고,
    상기 복호 수단은 분리 수단에 의해 분리된 상기 복수의 부호화 신호를 비터비 복호하는 비터비 복호 수단, 비터비 복호된 신호를 디인터리브하는 디인터리브수단, 및 디인터리브된 신호를 블럭 복호하는 블럭 복호 수단을 포함하는 신호 수신 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 다중화된 부호화 신호는 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환되고, 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 할당된 복수의 OFDM 변조 캐리어를 사용함과 동시에, 상기 입력 신호 각각에 대응하는 복수의 OFDM 캐리어 마다 변조 방식을 바꾸어 OFDM 변조되어 있고,
    상기 복조 수단은 상기 입력 신호 각각에 대응하는 복수의 ODFM 캐리어마다 복조 방식을 바꾸어 복조하는 신호 수신 장치.
  17. 전체로서 하나의 신호를 구성하는 디지탈 신호를 중요도에 따라 복수의 입력 신호로 분할하고, 에러 정정 부호화 및 변조 처리를 실시하고, 전송로를 거쳐 수신측으로 송신하는 신호 송수신 방법에 있어서,
    송신측에서는 상기 복수의 분할된 입력 신호 각각을 상기 복수의 입력 신호 각각에 대응하는 부호화율로 에러 정정 부호화된 복수의 부호화 신호를 소정 순서로 다중화하고, 상기 다중화된 복수의 부호화 신호를 변조하여 송신하고,
    수신측에서는 수신 변조된 전송 신호를 복조하고, 복조된 신호에서 상기 복수의 부호화 신호로 분리하고, 분리된 상기 복수의 부호화 신호 각각을 상기 복수의 부호화 신호 각각에 대응하는 에러 정정 복호 방식으로 복호하여 복호 신호로서 출력하며,
    상기 송신측의 상기 에러 정정 부호화에서는 상기 입력 신호의 중요도가 높으면 높을 수록 작은 부호화율로 그 입력 신호를 부호화하고, 그 입력 신호의 중요도가 낮으면 낮을 수록 큰 부호화율로 부호화화는 신호 송수신 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 송신측에서는 상기 다중화된 복수의 부호화 신호 각각을 입력 신호의 중요도에 대응하는 개별의 다치 변조 방법으로 변조하고,
    상기 수신측에서는 수신된 전송 신호가 송신측에서 변조된 변조 방식에 대응하는 복조 방식으로 복조하는 신호 송수신 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 송신측에서는 상기 부호화 신호의 중요도가 높으면 높을 수록 1신호점당 정보량이 적은 다치 변조 방법으로 변조하고, 상기 부호화 신호의 중요도가 낮으면 낮을 수록 1신호점당 정보량이 많은 다치 변조 방법으로 변조하는 신호 송수신 방법.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 송신측에서는 상기 다중화된 부호화 신호를 주파수 영역 신호에서 시간 영역 신호로 변환하고, 그 변환된 신호를 OFDM 변조하여 출력하고,
    상기 수신측에서는 수신한 신호를 OFDM 복조하고, 복조된 신호를 시간 영역 신호에서 주파수 영역 신호로 변환하여 상기 복수의 부호화 신호로 분리하는 신호 송수신 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 송신측에서는 상기 에러 정정 부호화로서, 블럭 부호화 처리, 인터리브 처리, 콘벌루션 부호화 처리를 실행하고,
    상기 수신측에서는 에러 정정 복호화로서, 비터비 복호 처리, 디인터리브 처리, 블럭 복호 처리를 실행하는 신호 송수신 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 송신측에서는 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 복수의 OFDM 변조 캐리어가 할당되고, OFDM 변조 캐리어 모두에 있어서 동일 변조 방식으로 변조를 실행하는 신호 송수신 방법.
  23. 제20항에 있어서,
    상기 송신측에서는 상기 에러 정정 부호화로서, 블럭 부호화 처리, 인터리브 처리, 트렐리스 부호화 처리를 실행하고,
    상기 수신측에서는 에러 정정 복호화로서, 비터비 복호 처리, 디인터리브 처리, 블럭 복호 처리를 실행하는 신호 송수신 방법.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 송신측에서는 상기 복수의 입력 신호 각각에 대하여 복수의 OFDM 변조 캐리어를 할당하고, 상기 입력 신호 각각에 대응하는 복수의 OFDM 캐리어 마다 변조 방식을 바꾸어 변조하는 신호 송수신 방법.
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Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6334219B1 (en) * 1994-09-26 2001-12-25 Adc Telecommunications Inc. Channel selection for a hybrid fiber coax network
USRE42236E1 (en) 1995-02-06 2011-03-22 Adc Telecommunications, Inc. Multiuse subcarriers in multipoint-to-point communication using orthogonal frequency division multiplexing
US7280564B1 (en) 1995-02-06 2007-10-09 Adc Telecommunications, Inc. Synchronization techniques in multipoint-to-point communication using orthgonal frequency division multiplexing
US6151296A (en) * 1997-06-19 2000-11-21 Qualcomm Incorporated Bit interleaving for orthogonal frequency division multiplexing in the transmission of digital signals
DE69739776D1 (de) * 1997-09-04 2010-04-01 Sony Deutschland Gmbh Verfahren zum Empfangen und Empfänger für OFDM-Signale
USRE43703E1 (en) * 1997-09-04 2012-10-02 Sony Deutschland Gmbh Transmission system for OFDM-signals with optimized synchronization
EP0963631A2 (en) * 1997-10-09 1999-12-15 Hughes Electronics Corporation Adaptable overlays for forward error correction schemes based on trellis codes
JPH11298436A (ja) * 1998-02-13 1999-10-29 Sony Corp 変調方法、変調装置、復調方法及び復調装置
US6158041A (en) * 1998-10-14 2000-12-05 Cisco Technology System and method for I/Q trellis coded modulation
US6378101B1 (en) * 1999-01-27 2002-04-23 Agere Systems Guardian Corp. Multiple program decoding for digital audio broadcasting and other applications
DE19918829A1 (de) * 1999-04-22 2000-10-26 Deutsche Telekom Ag Verfahren zur Qualitätskontrolle für digitale Rundfunkübertragung im Mittel- und Kurzwellenbereich
JP3634187B2 (ja) 1999-04-23 2005-03-30 株式会社ケンウッド Ｂｓデジタル放送受信機。
US6473878B1 (en) * 1999-05-28 2002-10-29 Lucent Technologies Inc. Serial-concatenated turbo codes
US6456666B1 (en) * 1999-07-29 2002-09-24 Agere Systems Guardian Corp. Signal encoding for transmission of multiple digital signals over single physical medium
US6985537B1 (en) * 1999-09-15 2006-01-10 Lucent Technologies Inc. Symbol self synchronous interleaving method and apparatus for OFDM-based communication system
US7333571B2 (en) * 2001-04-23 2008-02-19 California Institute Of Technology Reduced complexity coding system using iterative decoding
US7583728B2 (en) 2002-10-25 2009-09-01 The Directv Group, Inc. Equalizers for layered modulated and other signals
US7209524B2 (en) * 2001-04-27 2007-04-24 The Directv Group, Inc. Layered modulation for digital signals
US7423987B2 (en) 2001-04-27 2008-09-09 The Directv Group, Inc. Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals
US7471735B2 (en) 2001-04-27 2008-12-30 The Directv Group, Inc. Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations
US7639759B2 (en) * 2001-04-27 2009-12-29 The Directv Group, Inc. Carrier to noise ratio estimations from a received signal
US7778365B2 (en) * 2001-04-27 2010-08-17 The Directv Group, Inc. Satellite TWTA on-line non-linearity measurement
US8005035B2 (en) * 2001-04-27 2011-08-23 The Directv Group, Inc. Online output multiplexer filter measurement
US7822154B2 (en) 2001-04-27 2010-10-26 The Directv Group, Inc. Signal, interference and noise power measurement
EP1386435B1 (de) * 2001-05-08 2007-04-18 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und vorrichtung zur datenübertragung in einem multiträgersystem mit paralleler concatenierter kodierung und modulation
US7158494B2 (en) * 2001-10-22 2007-01-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Multi-mode communications transmitter
TWI324463B (en) * 2002-07-01 2010-05-01 Hughes Electronics Corp Improving hierarchical 8psk performance
EP1529347B1 (en) * 2002-07-03 2016-08-24 The Directv Group, Inc. Method and apparatus for layered modulation
US7133425B2 (en) * 2002-07-10 2006-11-07 Solarflare Communications, Inc. Communication system
JP2004128988A (ja) 2002-10-03 2004-04-22 Ntt Docomo Inc 通信システム、受信装置、送信装置及び通信方法
AU2003301717A1 (en) * 2002-10-25 2004-05-25 The Directv Group, Inc. Lower complexity layered modulation signal processor
US7164764B2 (en) * 2002-11-07 2007-01-16 Solarflare Communications, Inc. Method and apparatus for precode crosstalk mitigation
JP4353774B2 (ja) 2002-12-04 2009-10-28 パナソニック株式会社 データ送信方法とデータ受信方法およびそれらを用いた送信装置と受信装置
JP2006524478A (ja) * 2003-04-23 2006-10-26 パットワードハン，ニケット，ケシャブ レート適応データ放送技術
US8363535B2 (en) 2003-04-28 2013-01-29 Marvell International Ltd. Frequency domain echo and next cancellation
US7230992B2 (en) * 2003-11-26 2007-06-12 Delphi Technologies, Inc. Method to create hierarchical modulation in OFDM
US7830983B2 (en) 2005-03-01 2010-11-09 Delphi Technologies, Inc. Method to minimize degradation in a D-MPSK hierarchical modulation system
US7697886B2 (en) 2005-05-19 2010-04-13 Delphi Technologies, Inc. Method and system to increase available bandwidth in a time division multiplexing system
US8565194B2 (en) * 2005-10-27 2013-10-22 Qualcomm Incorporated Puncturing signaling channel for a wireless communication system
US8418035B2 (en) * 2007-01-19 2013-04-09 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method and system of single carrier block transmission with parallel encoding and decoding
US7948862B2 (en) * 2007-09-26 2011-05-24 Solarflare Communications, Inc. Crosstalk cancellation using sliding filters
JP2009267930A (ja) * 2008-04-28 2009-11-12 Shinshu Univ 不均一誤り特性を有する情報伝送システム
EP2131540B1 (en) 2008-06-04 2013-09-18 Sony Corporation New frame structure for multi-carrier systems
GB0810950D0 (en) 2008-06-04 2008-07-23 Sony Uk Ltd Digital signal transmission and reception
US8760585B2 (en) * 2012-05-17 2014-06-24 Sony Corporation Nested symbol constellations representing respective services for graceful degradation in the presence of noise
CN107624237A (zh) * 2015-05-21 2018-01-23 瑞典爱立信有限公司 用于无线通信网络的调制

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS53144209A (en) * 1977-05-21 1978-12-15 Mitsubishi Electric Corp Data burst modulation system
US4881241A (en) * 1988-02-24 1989-11-14 Centre National D'etudes Des Telecommunications Method and installation for digital communication, particularly between and toward moving vehicles
JP2512130B2 (ja) * 1989-01-24 1996-07-03 三菱電機株式会社 誤り訂正連接符号化装置および誤り訂正連接符号復号化装置
JPH03283743A (ja) * 1990-03-30 1991-12-13 Anritsu Corp マルチモード変調器
US5214656A (en) * 1990-12-13 1993-05-25 At&T Bell Laboratories Multiplexed coded modulation with unequal error protection
US5278826A (en) * 1991-04-11 1994-01-11 Usa Digital Radio Method and apparatus for digital audio broadcasting and reception
US5305352A (en) * 1991-10-31 1994-04-19 At&T Bell Laboratories Coded modulation with unequal error protection
JPH05175941A (ja) * 1991-12-20 1993-07-13 Fujitsu Ltd 符号化率可変伝送方式
US5258987A (en) * 1992-04-16 1993-11-02 At&T Bell Laboratories Multilevel coding using trellis-coded modulation and reed-solomon codes
DK1439678T3 (da) * 1992-09-25 2009-01-26 Panasonic Corp Multibærebölgetransmission med variabel symboldel og variabelt beskyttelsesinterval
JP2546120B2 (ja) * 1993-01-05 1996-10-23 日本電気株式会社 誤り訂正連接符号化方式
US5673291A (en) * 1994-09-14 1997-09-30 Ericsson Inc. Simultaneous demodulation and decoding of a digitally modulated radio signal using known symbols

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