JP4903718B2 - マルチモード対応極座標変調送信装置、及び、マルチモード無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、複数変調方式に対応して増幅器の出力信号の歪を補償する歪補償処理回路を含むマルチモード対応極座標変調送信装置、及び、前記歪補償処理回路の補償データを効率的に取得するためのマルチモード無線通信方法に関する。

近年の携帯電話サービスでは、音声通話に加えてデータ通信に対する需要が拡大していることから、通信速度の向上が重要である。例えば、主に、ヨーロッパ、アジア地域にて普及しているＧＳＭ（Global System for Mobile communications）システムにおいては、従来、搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ変調にて音声通話が行われてきたが、搬送波の位相及び振幅を送信データに応じてシフトすることで、ＧＭＳＫ変調に対して１シンボル当たりのビット情報を３倍に高めた３π／８ｒｏｔａｔｉｎｇ８−ＰＳＫ変調（以下８−ＰＳＫ変調と略す）にてデータ通信も行うＥＤＧＥ（Enhanced Data rates for GSM Evolution）方式が提案されている。また、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）、あるいは、ＧＳＭなどの携帯電話システムや、無線ＬＡＮ（Local Area Network）システムといった複数の無線システムに対応するマルチモード端末が登場している。さらに、上述の無線システム以外の無線システムも含め、様々な無線システムに対応する場合に、無線端末の小型化、低コスト化を実現する技術として、ソフトウェア無線（ＳＤＲ：Software Defined Radio）技術の研究も行われている。

８−ＰＳＫ変調のように振幅変動を伴う線形変調方式では、無線通信装置送信部の電力増幅器に対する線形性の要求が厳しい。また、一般的に、電力増幅器の線形動作領域での電力効率は飽和動作領域での電力効率に比べて低い。したがって、線形変調方式に、従来の直交変調方式を適用すると、電力効率の高効率化が困難であった。

そこで、送信信号を定振幅位相信号と振幅信号に分離して、定振幅位相信号をもとに位相変調器にて位相変調をかけ、電力増幅器が飽和動作点となるレベルの定振幅位相変調信号を入力するとともに、電力増幅器の制御電圧を高速に駆動することで振幅変調を合成する、ＥＥＲ法（Envelope Elimination & Restoration）と呼ばれ、線形変調方式にて電力増幅器の高効率化を実現する方式が知られている（例えば、非特許文献１の第４２７頁、第７．１図を参照）。特に、ベースバンド帯にて送信信号を分離し、分離した定振幅位相信号と振幅信号を用いて変調をかける変調方式をPolar Modulation方式（ポーラ変調方式、極座標変調方式）と呼ぶ（例えば、非特許文献１の第４２８頁、第７．２図を参照）。なお、以下では、従来の直交変調方式と異なる変調方式について説明してゆくことを明確にするため、極座標変調方式と呼ぶ。

極座標変調方式において、電力増幅器出力にて振幅信号を表現するための所要ダイナミックレンジ（以下、Ｄレンジと略す）に対して、電力増幅器の入力制御電圧に対する出力信号振幅の線形性を確保することは、現状の技術水準では困難であることから、歪補償処理技術を適用することが必要となる。

図２９は特許文献１の第１０図に記載されたプリディストーション（以下、ＰＤと略す）歪補償処理技術を適用した従来の極座標変調送信装置を示すブロック図である。

図２９に示すように、この極座標変調送信装置２０は、電力増幅器１と、極座標変換部２と、歪補償処理回路３と、振幅変調部１０と、位相変調部１１と、振幅位相測定部１２と、を備える。また、歪補償処理回路３は、遅延調整部４、５と、メモリ６と、アドレス生成部７と、振幅補正部８と、位相補正部９と、を備える。

次に、図２９に示す従来の極座標変調送信装置２０の動作説明を行う。

極座標変換部２は、極座標変調送信装置２０を用いて無線通信装置送信部を構成する場合に、無線通信装置の図示しない信号生成部より入力されたベースバンド帯直交座標信号（ＩＱ信号）を振幅信号ｒ（ｔ）と定振幅の位相信号θ（ｔ）とに分離する。ここで、ｒ（ｔ）は所定値にて正規化する。

歪補償処理回路３は、振幅信号ｒ（ｔ）及び位相信号θ（ｔ）に対して所定の歪補償処理を行い、振幅補正後の振幅信号を振幅変調部１０に対して出力するとともに、位相補正後の位相信号を位相変調部１１に対して出力する。この歪補償処理回路３の構成、及び、動作は後述する。

振幅変調部１０は、歪補償処理回路３より出力される振幅信号に基づいて、電力増幅器１の制御電圧を駆動する。

位相変調部１１は、歪補償処理回路３より出力される位相信号に基づいて、位相変調を行う。

電力増幅器１は、制御信号としての振幅変調部１０からの出力信号に基づいて、位相変調部１１より出力される位相変調信号に対して振幅変調を合成する。

振幅位相測定部１２は、所定の入力信号を極座標変換部２に与えるとともに、振幅信号が一定値となる制御電圧を最大値から所定間隔にて低減することで、電力増幅器１の出力信号振幅を制御する際に、前記制御電圧値ごとに、電力増幅器１の出力信号振幅特性及び通過位相特性を測定し、取得データをメモリ６に対して出力する。

次に、歪補償処理回路３の構成、及び、動作について詳述する。

遅延調整部４、５は、振幅変調信号と位相変調信号の経路間の時間遅延差を補償するために、極座標変換部２より出力される振幅信号及び位相信号に対して所定の遅延を与え、遅延調整後の振幅信号をアドレス生成部７、及び、振幅補正部８に対して出力するとともに、遅延調整後の位相信号を位相補正部９に対して出力する。

メモリ６は、振幅位相測定部１２より出力される、所定入力高周波信号振幅での電力増幅器１の、入力制御信号に対する出力信号振幅特性（ＡＭ−ＡＭ：Amplitude Modulation to Amplitude Modulation conversion、以下ＡＭ−ＡＭ特性と呼ぶ）、及び通過位相特性（ＡＭ−ＰＭ：Amplitude Modulation to Phase Modulation conversion、以下ＡＭ−ＰＭ特性と呼ぶ）の逆特性を格納し、アドレス生成部７より出力されるアドレス信号に応じて電力増幅器１の逆特性となる振幅補正信号、位相補正信号を出力する。なお、上記特性は定常状態の制御電圧を供給した際の特性を示す。

ここで、定常状態の制御電圧を供給した際の電力増幅器１のＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性と、各々の逆特性と、振幅変調動作時の電力増幅器の特性を区別するため、以下では、振幅位相測定部１２などの測定部を用いて取得される電力増幅器１の特性を順特性（ＡＭ−ＡＭ順特性、ＡＭ−ＰＭ順特性）と呼び、メモリ６などの歪補償処理用メモリに格納する補償データを逆特性（ＡＭ−ＡＭ逆特性、ＡＭ−ＰＭ逆特性）と呼び、振幅変調動作時の電力増幅器１の特性を動特性（ＡＭ−ＡＭ動特性、ＡＭ−ＰＭ動特性）と呼ぶ。

アドレス生成部７は、遅延調整部４より出力される振幅信号を、メモリ６に格納する補償データと補償精度から求まる、所定範囲、かつ、所定ステップ幅を有する離散値に変換した上で、メモリ６に格納する補償データを参照するためのアドレス信号を生成する。

振幅補正部８は、メモリ６より出力される振幅補正信号をもとに、遅延調整部４より出力される振幅信号に対する補正を行う。

位相補正部９は、メモリ６より出力される位相補正信号をもとに、遅延調整部５より出力される位相信号に対する補正を実施する。

このようにして、電力増幅器の入力制御信号に対する出力特性の逆特性を考慮して予め歪ませた振幅変調信号及び位相変調信号は、電力増幅器にて発生する実際の振幅、位相歪の影響を受けて所望の出力振幅、位相となり、入力制御電圧に対する線形性を向上させることができる。

以上で特許文献１記載の従来の極座標変調送信装置の動作説明を終える。なお、以下では、特許文献１記載の極座標変調送信装置２０を従来の極座標変調送信装置と呼ぶ。

続いて、従来の極座標変調送信装置を用いて、マルチモード対応無線通信装置送信部を構成する場合に必要となる技術について説明する。

従来の極座標変調送信装置を用いて、マルチモード無線通信装置送信部を実現するには、電力増幅器の動作を線形化するため、システムごとに異なる変調速度、振幅信号の所要Ｄレンジに対応した歪補償処理が必要である。

次に、ＳＤＲ通信装置送信部を実現する場合に必要となる技術について説明する。

ＳＤＲ通信装置は、デジタル信号処理部の演算処理機能を含めたソフトウェアの書き換え（リコンフィグ）によって、所望の特性、機能への変更が可能であり、装置の製造時点では対応していない様々な通信方式、すなわち、マルチモード変調信号に対応することが可能である。一方、現状の技術水準では、電力増幅器などのアナログ回路に関して、所望の特性、機能への変更を行うリコンフィグは困難である。よって、例えば、マルチモード変調信号に対して同一の電力増幅器を用いる場合には、変調信号に応じて変化する特性の補償技術が必要である。

特表２００４−５０１５２７号公報 Kenington, Peter B、"High-Linearity RF Amplifier Design"、Artech House Pulishers

従来の極座標変調送信装置を用いて、マルチモード対応無線通信装置送信部を構成する場合に発生する課題について説明する。

マルチモード無線通信装置では、対応するシステムごと、あるいは、同一のシステム内でも、複数の変調信号を処理するため、マルチモード変調信号に対応することが必要である。

特許文献１には、変調速度が異なる場合や、振幅信号の所要Ｄレンジが異なる場合の歪補償処理データの効率的な格納方法が開示されていないが、従来の極座標変調送信装置において、対応すべきマルチモード変調信号ごとの歪補償処理データをメモリに格納しておき、電力増幅器に対する歪補償処理を行う技術と組み合わせることが考えられる。

しかしながら、マルチモード変調信号ごとに歪補償処理データをメモリに格納すると、メモリ容量が増え、無線通信装置の製造コストが増大するという問題が生じる。

よって、歪補償処理データ容量を低減しながら、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理を実現することが、第一の課題である。

また、ＳＤＲ通信装置の実現にあたっては、マルチモード変調信号ごとに、電力増幅器の歪補償処理データをメモリに格納しておく必要があるが、装置の製造時点では対応していない変調信号に対する歪補償処理データを、事前にメモリに格納しておくことは、回路規模の増大を伴うこと、また、変調方式が同一でも、例えば、変調速度が異なる変調信号に対しては、異なる歪補償処理データが必要になる。

ここで、従来の極座標変調送信装置において、振幅位相測定部を用い、変調信号ごとの電力増幅器の歪補償処理データを取得することで対応可能であるが、前記手順で取得した歪補償処理データでは、上述のように、メモリ容量が増え、無線通信装置の製造コストが増大する。

よって、適応的に取得する、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理データを、効率的にメモリに格納することが、第二の課題である。

本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、歪補償精度を維持しながら、歪補償処理データ容量を低減可能であるとともに、適応的に取得するマルチモード変調信号に対応した歪補償処理データを、効率的にメモリに格納可能なマルチモード極座標変調装置、及び、マルチモード無線通信方法を提供することを目的とする。

本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第１に、送信変調信号の変調方式の切り替えを行う第一の制御部と、送信データをもとに、前記第一の制御部により選択された変調方式にてベースバンド直交信号を生成する信号生成部と、前記ベースバンド直交信号から、振幅信号を生成する極座標変換部と、前記振幅信号をもとに、振幅変調信号を生成する振幅変調部と、前記ベースバンド直交信号の少なくとも位相成分を含む信号をもとに、無線周波数帯の位相変調信号を生成する位相変調部と、前記位相変調信号を入力高周波信号として入力し、前記振幅変調信号を制御信号として入力し、無線周波数帯の送信データを生成する増幅部と、前記振幅変調部の入力信号及び前記位相変調部の入力信号のうち少なくとも一方に対して所定の歪補償処理を行う歪補償処理回路と、前記歪補償処理回路において用いられる補償データの校正動作と、送信動作との切り替えを行う第二の制御部とを備え、前記第一の制御部は、前記校正動作時には、前記送信動作時に用いられる変調方式における変調信号の振幅ダイナミックレンジ以下となる変調方式を選択する。

この構成により、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理用の補償データを、効率的に取得することができる。

本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第２に、上記第１のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記第一の制御部は、前記校正動作時には、さらに、所定制御幅にて、出力レベルを単調減少させる。

この構成により、上記第１のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、簡易に歪補償処理用の補償データを取得することができる。

本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第３に、上記第１または第２のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、所定振幅の入力高周波信号及び制御電圧が入力された増幅部の定常状態における制御電圧値に対する出力信号特性をもとに、前記増幅部の定常状態での出力信号を線形化する定常特性補償回路を備える。

この構成により、上記第１、あるいは、第２のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、歪補償処理回路を簡易に構成することができる。

本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第４に、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記定常状態出力信号線形化処理実施後の、振幅信号の振幅を調整する第一の振幅調整部をさらに備える。

この構成により、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、歪補償精度をさらに向上することができる。

本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第５に、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記振幅信号の歪補償処理を行う場合のアドレス参照用振幅信号の振幅を調整する第二の振幅調整部をさらに備える。

この構成により、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、歪補償精度をさらに向上することができる。

本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第６に、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記位相信号の歪補償処理を行う場合のアドレス参照用振幅信号の振幅を調整する第一の位相補償部をさらに備える。

この構成により、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、歪補償精度をさらに向上することができる。

本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第７に、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記位相信号又は前記位相変調信号の振幅を調整する第二の位相補償部をさらに備える。

この構成により、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、歪補償精度をさらに向上することができる。

本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第８に、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記振幅信号あるいは前記位相信号に所定の遅延量を与え、振幅信号と位相信号との間の同期を確保する遅延調整部をさらに備える。

この構成により、上記第３のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、歪補償精度をさらに向上することができる。

本発明の集積回路は、上記第１から第８のいずれかのマルチモード対応極座標変調送信装置より構成される。

この構成により、上記第１から第８のいずれかのマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、回路規模を低減することができる。

本発明のマルチモード対応極座標変調方法は、送信変調信号の変調方式の切り替えを行うステップと、送信データをもとに、前記選択された変調方式にてベースバンド直交信号を生成するステップと、前記ベースバンド直交信号から、振幅信号を生成するステップと、前記振幅信号をもとに、振幅変調信号を生成するステップと、前記ベースバンド直交信号の少なくとも位相成分を含む信号をもとに、無線周波数帯の位相変調信号を生成するステップと、前記位相変調信号を入力高周波信号として入力し、前記振幅変調信号を制御信号として入力し、無線周波数帯の送信データを生成するステップと、前記振幅変調部の入力信号及び前記位相変調部の入力信号のうち少なくとも一方に対して所定の歪補償処理を行う歪補償処理回路において用いられる補償データの校正動作と、送信動作との切り替えを行うステップとを有し、前記校正動作時には、変調信号の振幅ダイナミックレンジが、前記送信動作時に用いられる変調方式における変調信号の振幅ダイナミックレンジ以下となる変調方式を選択する。

この構成により、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理用の補償データを、効率的に取得することができる。

本発明のマルチモード無線通信方法は、上記マルチモード対応極座標変調方法を用いて、基地局と移動局との間の無線通信を行う。

この構成により、無線リンクを経由して、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理用の補償データを、効率的に取得することができる。

本発明の無線通信装置は、上記第１から第８のいずれかのマルチモード対応極座標変調送信装置又は集積回路を備える。

この構成により、マルチモード動作に対応した極座標変調方式の無線通信装置を、簡易に実現することができる。

本発明の無線通信システムは、記第１から第８のいずれかのマルチモード対応極座標変調送信装置、集積回路又は無線通信装置を備える。

この構成により、マルチモード動作に対応した極座標変調方式の無線通信システムを、簡易に実現することができる。

本発明は、極座標変調回路における歪補償処理方法であって、位相変調と振幅変調に関わる理想動作からの劣化要因を、キャリア周波数に依存するＡＭ−ＡＭ特性およびＡＭ−ＰＭ特性、電力増幅器の出力電位に依存する係数情報、および変調速度に依存する係数情報の独立な３つのパラメータに分離して補償する歪補償処理方法である。

この構成により、歪補償精度を維持しながら歪補償処理データの容量を低減するとともに、適応的に取得するマルチモード変調信号に対応した歪補償処理データを効率的にメモリに格納することができる。

本発明は、第一のエリアおよび第二のエリアの各無線通信システムに対応可能なコグニティブ無線通信装置におけるマルチモード無線通信方法であって、前記第一のエリアを離れ、前記第二のエリアに入った場合に、変調信号のダイナミックレンジに対応する係数情報を取得するステップと、変調速度に対応する係数情報を取得するステップと、前記係数情報に対応する歪補償処理用データをメモリに格納するステップと、前記第二のエリアの無線通信システムに対応する変調方式で通信を行うステップとを有するマルチモード無線通信方法である。

この構成により、複数の無線通信システムごとに異なる周波数、変調方式および変調速度に柔軟に対応することができ、歪補償処理データ用に大容量のメモリを用意しておかなくて、無線通信装置の製造時点では想定されていない無線通信システムに対して適応的に対応することができる。

本発明によれば、歪補償精度を維持しながら、歪補償処理データ容量を低減可能であるとともに、適応的に取得するマルチモード変調信号に対応した歪補償処理データを、効率的にメモリに格納可能なマルチモード対応極座標変調送信装置、及び、マルチモード無線通信方法を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態は、歪補償精度を維持しながら、歪補償処理データ容量を低減可能なマルチモード対応極座標変調送信装置に関して説明するものである。まず始めに、第１の実施形態に係る極座標変調送信装置の概要について説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る極座標変調送信装置の概略構成を示すブロック図である。図１に示すように、極座標変調送信装置１９００は、極座標変調回路１９０１と、信号生成部１９０２と、制御部１９０３と、適応動作制御部１７１１とを備える。また、極座標変調回路１９０１は、電力増幅器１と、極座標変換部２と、歪補償処理回路１７０１と、振幅変調部１０と、位相変調部１１と、を備える。

まず、図１に示す極座標変調送信装置１９００に関する制御信号について説明する。

送信レベル情報Ｄ１９１は、電力増幅器１からの出力レベルを設定する制御信号である。

モード切り替え信号Ｄ１９２は、極座標変調送信装置１９００の動作モードとして、歪補償処理回路１７０１における歪補償用係数情報の最適化モード（キャリブレーションモード）と送信動作モードという２つの動作切り替えを実行するための第一のモード切り替え信号と、信号生成部１９０２より出力する信号の変調モードを設定する第二のモード切り替え信号とを有する制御信号である。

（１）極座標変調送信装置の基本構成
次に、図１に示す極座標変調送信装置１９００の構成について説明する。

信号生成部１９０２は、制御部１９０３より出力される前記第二のモード切り替え信号により設定される変調モードにて、極座標変調送信装置１９００より構成される無線通信装置のユーザー操作に基づいた送信データから、ベースバンド帯直交座標信号（ＩＱ信号）を生成し、信号入力端子Ｔ１１、及び、信号入力端子Ｔ１２を介して、極座標変換部２に対して、ＩＱ信号を出力する。

制御部１９０３は、送信レベル情報Ｄ１９１を歪補償処理回路１７０１に対して出力する。具体的には、制御部１９０３は、送信レベル情報Ｄ１９１を、信号入力端子Ｔ１９１を介して極座標変調回路１９０１に対して出力する。送信レベル情報Ｄ１９１を受信した極座標変調回路１９０１は、信号入力端子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４，Ｔ５及びＴ６を介して、送信レベル情報Ｄ１９１を、歪補償処理回路１７０１に出力する。また、制御部１９０３は、信号生成部１９０２に対して第二のモード切り替え信号を、また、信号入力端子Ｔ１９２を介して、極座標変調回路１９０１に対して第一のモード切り替え信号、及び、第二のモード切り替え信号を、さらに、適応動作制御部１７１１に対して第一のモード切り替え信号を、それぞれ出力する。

制御部１９０３は、キャリブレーションモード時に、送信動作モード時に用いられる変調方式における変調信号の振幅Ｄレンジ以下となる変調方式を選択する第二のモード切り替え信号を出力する。そして、歪補償処理回路１７０１では、変調信号の振幅Ｄレンジが狭い変調方式において、適応動作制御部１７１１からの制御信号Ｄ１７３を参照しながら、歪補償処理回路１７０１における補償データの一例である歪補償用係数情報を最適化する。

このように、振幅Ｄレンジの狭い信号を用いて歪補償用係数情報を求めておき、より広い振幅Ｄレンジを有する変調信号送信時の補償データとして参照することで、極座標変調送信装置のマルチモード動作対応を可能とする場合の、歪補償処理データ容量の増大抑制と、補償精度の確保という相反する課題を同時に解決することが可能となる。

（２）極座標変調回路の基本構成
本願発明者のこれまでの検討によれば、電力増幅器の動特性（ＡＭ−ＡＭ動特性、ＡＭ−ＰＭ動特性）を事前に取得することは容易ではないが、歪補償処理回路１７０１は、定常状態の制御電圧を供給して取得した電力増幅器のＡＭ−ＡＭ順特性、ＡＭ−ＰＭ順特性をもとに、所定の演算処理を行うことで、簡易な構成ながら、電力増幅器の動特性を高精度に補償できることが分かった。

そこでまず、電力増幅器のＡＭ−ＡＭ動特性補償技術、ＡＭ−ＰＭ動特性補償技術について説明する。

図２は、本発明の第１の実施形態に係る極座標変調回路の概略構成を示すブロック図である。

図２に示すように、極座標変調回路１９０１は、電力増幅器１と、極座標変換部２と、歪補償処理回路１７０１と、振幅変調部１０と、位相変調部１１とを備える。また、歪補償処理回路１７０１は、遅延調整部４、５と、アドレス生成部７ａ、７ｂと、振幅補正部８と、位相補正部９と、乗算回路１０２と、信号入力端子Ｔ１を有する送信レベル制御部１０３と、メモリ１０４と、乗算回路１０５ａより構成される第一の振幅調整部１０５と、信号入力端子Ｔ２を有する第一の係数選択部１０６と、乗算回路１０７ａ及び演算処理回路１０７ｂより構成される第二の振幅調整部１０７と、信号入力端子Ｔ３を有する第二の係数選択部１０８と、信号入力端子Ｔ４を有する第三の係数選択部１０９と、可変減衰回路１１０と、信号入力端子Ｔ５を有する第四の係数選択部１１１と、信号入力端子Ｔ６を有する第五の係数選択部１１２と、信号出力端子Ｔ７を有する振幅判定部１１３と、アドレス生成部１４０２と、乗算回路１７０２と、信号入力端子Ｔ１７１とＴ１７４とを有する第六の係数選択部１７０３とを備える。

すなわち、本発明の第１の実施形態における極座標変調回路１９０１は、図２９に示す従来の極座標変調送信装置２０における振幅位相測定部１２を削除するとともに、メモリ６及びアドレス生成部７の代わりに、メモリ１０４及びアドレス生成部７ａ、７ｂを備える。また、新規に、乗算回路１０２と、送信レベル制御部１０３と、第一の振幅調整部１０５と、第一の係数選択部１０６と、第二の振幅調整部１０７と、第二の係数選択部１０８と、第三の係数選択部１０９と、可変減衰回路１１０と、第四の係数選択部１１１と、第五の係数選択部１１２と、振幅判定部１１３と、アドレス生成部１４０２と、乗算回路１７０２と、第六の係数選択部１７０３と、を備えるものである。

極座標変換部２は、信号入力端子Ｔ１１、及び、信号入力端子Ｔ１２を介して、信号生成部１９０２より入力されたベースバンド帯直交座標信号（ＩＱ信号）を振幅信号ｒ（ｔ）と定振幅の位相信号θ（ｔ）とに分離する。ここで、ｒ（ｔ）は所定値、例えば、１で正規化する。

歪補償処理回路１７０１は、信号入力端子Ｔ１３、及び、信号入力端子Ｔ１４を介して入力される、極座標変換部２にて生成された振幅信号ｒ（ｔ）及び位相信号θ（ｔ）に対して所定の歪補償処理を行う。また、歪補償処理回路１７０１は、振幅補正後の振幅信号を、信号出力端子Ｔ１５を介して振幅変調部１０に対して出力するとともに、位相補正後の位相信号を、信号出力端子Ｔ１６を介して位相変調部１１に対して出力する。この歪補償処理回路１７０１の構成、及び、動作は後述する。

振幅変調部１０は、信号出力端子Ｔ１５を介して歪補償処理回路１７０１より出力される振幅信号に基づいて、電力増幅器１の制御電圧を駆動する。

位相変調部１１は、信号出力端子Ｔ１６を介して歪補償処理回路１７０１より出力される位相信号に基づいて、位相変調を行うとともに、信号入力端子Ｔ１７を介して、位相変調信号を、歪補償処理回路１７０１に対して出力する。

電力増幅器１は、制御信号としての振幅変調部１０からの出力信号に基づいて、信号出力端子Ｔ１８を介して、歪補償処理回路１７０１より出力される位相変調信号に対して振幅変調を合成する。

次に、歪補償処理回路１７０１の構成、及び、動作について詳述する。なお、振幅変調部１０及び位相変調部１１について、歪補償処理回路１７０１との間の信号の入出力関係を明確化するために、再度、動作について詳述する。

まず、振幅信号の信号経路に関わる構成について説明する。

遅延調整部４は、第五の係数選択部１１２より出力される第五の係数情報（ｃｏｅｆｆ５）に基づいて、信号入力端子Ｔ１３を介して極座標変換部２より入力される振幅信号に対して、所定の遅延を与え、遅延調整後の振幅信号を乗算回路１０２に対して出力する。なお、遅延調整の方法については後述する。

乗算回路１０２は、遅延調整部４より出力される振幅信号に対して、送信レベル制御部１０３より出力される電力制御係数（ＰＣＬ）を乗算し、電力制御係数乗算後の振幅信号を、振幅補正部８と、第二の振幅調整部１０７と、振幅判定部１１３と、に対して出力する。

送信レベル制御部１０３は、制御部１９０３より入力される電力増幅器１の送信レベル情報Ｄ１９１に対応する電力制御係数をメモリに格納し、信号入力端子Ｔ１を介して入力する送信レベル情報Ｄ１９１をアドレス信号として、前記電力制御係数を乗算回路１０２に対して出力する。

メモリ１０４は、ネットワークアナライザ等を用いて事前に取得する、電力増幅器１のＡＭ−ＡＭ順特性、及び、ＡＭ−ＰＭ順特性の逆特性を格納する。ここで、電力増幅器１のＡＭ−ＡＭ順特性とＡＭ−ＰＭ順特性は、例えば、図３、図４に示すものである。図３において、横軸は電力増幅器１に供給する制御電圧の最大値にて正規化した正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器１からの出力振幅を、図中の実線は正規化制御電圧に対する出力振幅の定常特性を示す。

次に、図４において、横軸は正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器１への入力高周波信号と出力高周波信号との位相差、すなわち、電力増幅器１の通過位相回転量を、図中の実線は正規化制御電圧に対する通過位相回転量の定常特性を示す。また、メモリ１０４は、アドレス生成部７ａより出力される第一のアドレス信号に応じて電力増幅器１の逆特性となる振幅補正信号を振幅補正部８に対して出力するとともに、アドレス生成部７ｂより出力される第二のアドレス信号に応じて電力増幅器１の逆特性となる位相補正信号を位相補正部９に対して出力する。なお、図３、図４の特性は、制御電圧供給後、電力増幅器の出力が安定化した時点の定常特性を示す。

アドレス生成部７ａは、第二の振幅調整部１０７を構成する乗算回路１０７ａより出力される振幅信号を、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＡＭ逆特性データと補償精度から求まる、所定範囲、かつ、所定ステップ幅を有する離散値に変換した上で、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＡＭ逆特性データを参照するための第一のアドレス信号を生成する。

アドレス生成部７ｂは、第二の振幅調整部１０７を構成する演算処理回路１０７ｂより出力される振幅信号を、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＰＭ逆特性データと補償精度から求まる、所定範囲、かつ、所定ステップ幅を有する離散値に変換した上で、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＰＭ逆特性データを参照するための第二のアドレス信号を生成する。

振幅補正部８は、メモリ１０４より出力される振幅補正信号をもとに、乗算回路１０２より出力される振幅信号に対する補正を行い、振幅補正後の振幅信号を第一の振幅調整部１０５に対して出力する。

振幅判定部１１３は、乗算回路１０２より出力される振幅信号を、一定間隔にてサンプリングして瞬時振幅値を求め、前記瞬時振幅値を振幅データＤ７として、アドレス生成部１４０２に対して出力する。

アドレス生成部１４０２は、振幅判定部１１３より出力される振幅データＤ７をもとに、第六の係数選択部１７０３において補償データを参照するための第三のアドレス信号Ｄ１４１を後述する方法にて生成し、信号出力端子Ｔ１４１と信号入力端子Ｔ１７１とを介して、前記第六の係数選択部１７０３に対して、第三のアドレス信号Ｄ１４１を出力する。

第一の係数選択部１０６は、信号入力端子Ｔ２より入力される所定のデータＤ２に対応した係数情報を図５に示すテーブルデータとして格納しておく。図５に示すテーブルデータの１列目は、テーブルデータのアドレス番号を、２列目は、後述する方法にて設定する係数情報（ｃｏｅｆｆ１）を示す。ここで、データＤ２は、送信レベル情報Ｄ１９１である。また、第一の係数選択部１０６は、係数情報のキャリブレーションモード時には、乗算回路１７０２より出力される係数情報によって、テーブルデータを更新する構成を採る。

第六の係数選択部１７０３は、２つのメモリ領域を有し、第一のメモリ領域は、係数情報のキャリブレーションモード時に使用するものであり、信号入力端子Ｔ１７４より入力されるデータＤ１７４に対応する形式にて第六の係数情報（ｃｏｅｆｆ６）を格納する。また、第六の係数選択部１７０３を構成する第二のメモリ領域は、送信動作モード時に使用するものであり、信号入力端子Ｔ１７１より入力されるデータＤ１７１に対応する形式にて第六の係数情報を格納する。よって、第一のメモリ領域と第二のメモリ領域とは、それぞれ、第六の係数情報の格納形式が異なる。

前記第一のメモリ領域は、図１８に示す形式であり、テーブルデータの一列目はテーブルデータのアドレス番号を、二列目は１を含む所定範囲の第六の係数情報を示す。なお、この例では、アドレス番号Ｑに係数情報“１”を格納しているとともに、各係数情報は、例えば、Ｑより小さいアドレス番号に対応した係数情報は“１”より大きく、Ｑより大きいアドレス番号に対応した係数情報は“１”より小さく、アドレス番号の増加に伴い単調減少するように設定されている。ここで、データＤ１７４は、適応動作制御部１７１１より出力される制御信号Ｄ１７３である。

また、前記第二のメモリ領域は、図５に示すテーブルデータの２列目を、後述する方法にて設定する係数情報（ｃｏｅｆｆ６）に置き換えたものとなる。ここで、データＤ１７１は、アドレス生成部１４０２より出力されるデータＤ１４１である。なお、特に記載のない場合、第六の係数選択部１７０３は、送信動作モード時には、第六の係数情報として“１”を出力する。

乗算回路１７０２は、第一の係数選択部１０６より出力される第一の係数情報と、第六の係数選択部１７０３より出力される第六の係数情報とを乗算し、送信動作モード時には、係数情報の積を第一の振幅調整部１０５に対して出力し、また、係数情報のキャリブレーションモード時には、前記係数情報の積を第一の係数選択部１０６に対して出力する。

第一の振幅調整部１０５は、乗算回路１０５ａより構成される。乗算回路１０５ａは、振幅補正部８より出力される振幅信号に対して、乗算回路１７０２より出力される係数情報の積を乗算して、前記積を乗算後の振幅信号を、信号出力端子Ｔ１５を介して、振幅変調部１０に対して出力する。

第二の振幅調整部１０７は、乗算回路１０７ａ及び演算処理回路１０７ｂより構成される。乗算回路１０７ａは、乗算回路１０２より出力される振幅信号に対して、第二の係数選択部１０８より出力される第二の係数情報（ｃｏｅｆｆ２）を乗算し、第二の係数情報乗算後の振幅信号をアドレス生成部７ａに対して出力する。また、演算処理回路１０７ｂは、乗算回路１０２より出力される振幅信号に対して、第三の係数選択部１０９より出力される第三の係数情報（ｃｏｅｆｆ３）をもとに所定の演算処理を実施し、演算処理実施後の振幅信号をアドレス生成部７ｂに対して出力する。ここで、第二の振幅調整部１０７は、アドレス生成部７ａと７ｂが、第一のアドレス信号と第二のアドレス信号を生成する際のもとになる振幅信号に対して、異なる係数情報を乗算可能であることを特徴とする。なお、演算処理回路１０７ｂにて行う所定の演算処理とは、例えば、乗算回路１０２より出力される振幅信号に対して、第三の係数選択部１０９より出力される第三の係数情報（ｃｏｅｆｆ３）を、乗算あるいは加算する演算処理を指す。

第二の係数選択部１０８は、乗算回路１０７ａにて乗算する第二の係数情報を設定するために、信号入力端子Ｔ３より入力される所定のデータＤ３に対応した係数情報をテーブルデータとして格納しておく。このテーブルデータは、図５に示すテーブルデータの２列目を、後述する方法にて設定する第二の係数情報に置き換えたものとなる。ここで、データＤ３は、送信レベル情報Ｄ１９１である。

第三の係数選択部１０９は、演算処理回路１０７ｂにて乗算する第三の係数情報を設定するために、信号入力端子Ｔ４より入力される所定のデータＤ４に対応した係数情報をテーブルデータとして格納しておく。このテーブルデータは、図５に示すテーブルデータの２列目を、後述する方法にて設定する第三の係数情報に置き換えたものとなる。ここで、データＤ４は、送信レベル情報Ｄ１９１である。

振幅変調部１０は、信号出力端子Ｔ１５を介して乗算回路１０５ａより出力される振幅信号に基づいて電力増幅器１の制御電圧を駆動する。

次に、位相信号の信号経路に関わる構成について説明する。

遅延調整部５は、第五の係数選択部１１２より出力される第五の係数情報（ｃｏｅｆｆ５）に基づいて、信号入力端子Ｔ１４を介して極座標変換部２より入力される位相信号に対して、所定の遅延を与え、遅延調整後の位相信号を位相補正部９に対して出力する。なお、遅延調整の方法については、遅延調整部４での遅延調整とあわせて後述する。

位相補正部９は、メモリ１０４より出力される位相補正信号をもとに、遅延調整部５より出力される位相信号に対する補正を行い、信号出力端子Ｔ１６を介して、位相補正後の位相信号を位相変調部１１に対して出力する。

位相変調部１１は、信号出力端子Ｔ１６を介して位相補正部９より出力される位相補正後の位相信号に基づいて位相変調を行い、信号入力端子Ｔ１７を介して可変減衰回路１１０に対して位相変調信号を出力する。

可変減衰回路１１０は、第四の係数選択部１１１より出力される第四の係数情報（ｃｏｅｆｆ４）に応じて、信号入力端子Ｔ１７を介して位相変調部１１より入力される位相変調信号の振幅値（減衰量）を調整し、信号出力端子Ｔ１８を介して、振幅調整後の位相変調信号を電力増幅器１に対して出力する。なお、可変減衰回路の代わりに可変利得増幅器を用いてもよい。

第四の係数選択部１１１は、可変減衰回路１１０での減衰量を決定するための第四の係数情報を設定するために、信号入力端子Ｔ５より入力される所定のデータＤ５に対応した係数情報をテーブルデータとして格納しておく。このテーブルデータは、図５に示すテーブルデータの２列目を、後述する方法にて設定する第四の係数情報に置き換えたものとなる。ここで、データＤ５は、送信レベル情報Ｄ１９１である。

続いて、振幅信号と位相信号の信号経路間の遅延調整に関わる構成について説明する。

第五の係数選択部１１２は、遅延調整部４と遅延調整部５とが行う、極座標変換部２より出力される振幅信号と位相信号との間の同期調整量を設定するために、信号入力端子Ｔ６より入力される所定のデータＤ６に対応した係数情報をテーブルデータとして格納しておく。このテーブルデータは、図５に示すテーブルデータの２列目を、後述する方法にて設定する第五の係数情報（ｃｏｅｆｆ５）に置き換えたものとなる。ここで、データＤ６は、送信レベル情報Ｄ１９１である。

（３）歪補償処理回路の動作（送信動作モード時）
次に、送信動作モード時の歪補償処理回路１７０１の動作について、電力増幅器１の電力制御方法と、電力増幅器１のＡＭ−ＡＭ動特性補償方法と、電力増幅器１のＡＭ−ＰＭ動特性補償方法と、振幅信号と位相信号の経路間時間遅延差の補償方法と、の４つに分けて説明する。

電力増幅器１の電力制御方法については、乗算回路１０２と送信レベル制御部１０３とを用いることに関して説明する。

次に、電力増幅器１のＡＭ−ＡＭ動特性補償方法については、乗算回路１０５ａと第一の係数選択部１０６とを用いること、また、乗算回路１０７ａと第二の係数選択部１０８とを用いること、の２点に関して説明する。

また、電力増幅器１のＡＭ−ＰＭ動特性補償方法については、演算処理回路１０７ｂと第三の係数選択部１０９とを用いること、また、可変減衰回路１１０を用いること、の２点に関して説明する。

さらに、振幅信号と位相信号の経路間時間遅延差の補償方法については、第五の係数選択部１１２と、遅延調整部４と、遅延調整部５と、を用いることに関して説明する。

（３−１） 電力制御方法
まず、乗算回路１０２と、送信レベル制御部１０３と、を用いた電力制御方法について、図２、図６、図７、及び、図８を用いて説明する。

図６は、極座標変調送信装置１９００の制御部１９０３より出力される電力増幅器１の送信レベル情報Ｄ１９１の具体例を示す図である。

図６に示すテーブルデータの１列目は、ＧＳＭ規格書に記載された、９００ＭＨｚ帯ＧＳＭバンドにおいて８−ＰＳＫ変調にて送信している無線通信装置送信部に対するアップリンクの送信電力規定の電力値［ｄＢｍ］を、２列目は送信レベル情報Ｄ１９１を示す。

図６に示すような、送信電力の制御ステップ幅が２ｄＢである場合に、送信レベル制御部１０３に格納する電力制御係数（ＰＣＬ）を図７に示す。図７に示すテーブルデータの１列目は、テーブルデータのアドレス番号を、２列目は、電力制御係数を示す。

アドレス番号１に対応する電力制御係数を１とし、アドレス番号Ｍ、及び、アドレス番号（Ｍ＋１）に対応する電力制御係数間の関係は、下記の式（１）にて表される。

送信レベル制御部１０３では、このように設定した電力制御係数を、信号入力端子Ｔ１を介して入力する送信レベル情報１９１に応じて出力し、振幅信号に対して乗算することで、振幅信号に対して、電力制御情報を重畳する。

図８は、電力増幅器１の出力部における、８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジを示す図であり、縦軸は、ｄＢ単位表示した出力電力を示す。

レンジ（Ａ）７０１は、平均出力電力がＰｏｕｔ１の場合の８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジである。

レンジ（Ｂ）７０２は、平均出力電力がＰｏｕｔ２の場合の８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジである。

レンジ（Ｃ）７０３は、平均出力電力がＰｏｕｔ３の場合の８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジである。

ここで、Ｐｏｕｔ１と、Ｐｏｕｔ２と、Ｐｏｕｔ３との関係は、下記の式（２）にて表される。また、Ｐｏｕｔ１、Ｐｏｕｔ２、Ｐｏｕｔ３に対応するＰＣＬをそれぞれ、ＰＣＬ（１）、ＰＣＬ（２）、ＰＣＬ（３）とすると、下記の式（３）に示す相互関係になる。

Ｐｏｕｔ１＞Ｐｏｕｔ２＞Ｐｏｕｔ３ ・・・・（２）
ＰＣＬ（１）＞ＰＣＬ（２）＞ＰＣＬ（３） ・・・・（３）

すなわち、振幅信号に対して電力制御情報を重畳すると、ｄＢ単位表示した出力電力軸に対して、振幅信号のＤレンジは同一ながら、出力電力軸に対して平行シフトさせた時間波形が、電力増幅器１からの出力信号として得られる。

なお、これまで説明したように、極座標変調送信装置１９００では、振幅信号を用いて、変調信号の振幅成分と電力制御情報を表現するが、電力制御情報による振幅信号の制御ステップは、振幅成分に要求される振幅値の解像度と比べ、はるかに粗いものである。

（３−２）ＡＭ−ＡＭ動特性補償方法
次に、乗算回路１０５ａと、第一の係数選択部１０６と、を用いたＡＭ−ＡＭ動特性補償方法について、図２、及び、図９を用いて説明する。ここで、第二の係数情報は“１”とする。

図９において、横軸は電力増幅器１に供給する制御電圧の所定値にて正規化した正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器１からの出力振幅を示す。

点線にて示す定常特性８０１は、正規化制御電圧に対する出力振幅の定常特性（ＡＭ−ＡＭ順特性）を示し、図３にて示した定常特性と同一のものである。

実線にて示す特性（Ａ）８０２は、第一の係数情報が下記の式（４）を満たす場合に、振幅変調部１０への入力信号として、定常特性８０１を用いたＡＭ−ＡＭ特性補償後の振幅信号と同等の振幅信号を得るために、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＡＭ特性の順特性を示す。

実線にて示す特性（Ｂ）８０３は、第一の係数情報が下記の式（５）を満たす場合に、振幅変調部１０への入力信号として、定常特性８０１を用いたＡＭ−ＡＭ特性補償後の振幅信号と同等の振幅信号を得るために、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＡＭ特性の順特性を示す。

ｃｏｅｆｆ１＞１ ・・・・（４）
ｃｏｅｆｆ１＜１ ・・・・（５）

上記関係は、例えば、振幅変調動作状態にある電力増幅器１のＡＭ−ＡＭ動特性と、電力増幅器１の特性取得時のＡＭ−ＡＭ順特性データとが、誤差を生じる場合の補償に適用できることを示す。

よって、メモリ１０４に格納する逆特性は変更しなくても、第一の係数情報を調整することで、メモリ１０４に格納する逆特性を調整したのと同様な効果を実現できる。

また、乗算回路１０７ａと、第二の係数選択部１０８と、を用いたＡＭ−ＡＭ動特性補償方法についても、同様な関係があり、上記説明と同様に、図２、及び、図９を用いて説明する。ここで、第一の係数情報は“１”とする。

乗算回路１０７ａでの第二の係数情報の乗算処理において、第二の係数情報が下記の式（６）を満たす場合に、振幅変調部１０への入力信号として、定常特性８０１を用いたＡＭ−ＡＭ特性補償後の振幅信号と同等の振幅信号を得るために、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＡＭ特性の順特性が特性（Ａ）８０２である。

また、乗算回路１０７ａでの第二の係数情報の乗算処理において、第二の係数情報が下記の式（７）を満たす場合に、振幅変調部１０への入力信号として、定常特性８０１を用いたＡＭ−ＡＭ特性補償後の振幅信号と同等の振幅信号を得るために、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＡＭ特性の順特性が特性（Ｂ）８０３である。

よって、乗算回路１０５ａと第一の係数選択部１０６とを用いたＡＭ−ＡＭ動特性補償方法での説明と同様に、メモリ１０４に格納する逆特性は変更しなくても、第二の係数情報を調整することで、メモリ１０４に格納する逆特性を調整したのと同様な効果を実現できる。

ｃｏｅｆｆ２＞１ ・・・・（６）
ｃｏｅｆｆ２＜１ ・・・・（７）

ここで、第一の係数選択部１０６に入力するデータＤ２として、図６を用いて説明した送信レベル情報Ｄ１９１を挙げているが、送信レベル情報Ｄ１９１にもとづいて第一の係数情報を選択する意味について図１０を用いて説明する。

図１０は、電力増幅器１に所定レベルの入力高周波信号振幅を与えた状態にて、制御電圧に対する出力信号振幅のステップ応答特性を示す図である。図１０において、横軸は電力増幅器１に制御信号を入力した時点からの経過時間を、縦軸は電力増幅器１からの出力信号振幅を示す。図１０の例では、異なる２つの制御電圧値（定常制御電圧値）に対するステップ応答特性として、特性（Ａ）９０１、及び、特性（Ｂ）９０２を示しており、定常特性での電力増幅器からの出力振幅が異なる。なお、図１０に示す２つのステップ応答特性において、特性（Ａ）９０１の方が、特性（Ｂ）９０２よりも、高い定常制御電圧値を供給している。

メモリ１０４に格納しているＡＭ−ＡＭ逆特性データを参照して歪補償を実施した場合、高速に変化する振幅変調信号に対しては、振幅変調部１０、あるいは、電力増幅器１の出力応答特性に起因して、所望の補償効果を得ることができないが、本願発明者の検討の結果、変調信号の平均出力電力を得る一定値の制御電圧供給時の電力増幅器１のステップ応答特性を、無線システムの規格書（例えば、ＧＳＭ規格書など）に定められた送信出力電力ごとに予め測定しておき、前記ステップ応答特性に応じて、振幅信号に所定値を乗算することで補償精度を向上できることが分かった。

例えば、図１０中の特性（Ａ）９０１のように過渡応答特性がオーバーシュート状態の場合には、第一の係数選択部１０６は、振幅補正部８から乗算回路１０５ａへの入力信号に対して、乗算回路１０５ａから振幅変調部１０への出力信号を減衰させるように、“１”未満となる第一の係数情報を、第一の振幅調整部１０５に対して出力する。逆に、図１０中の特性（Ｂ）９０２のように過渡応答期間中に所定値を超えることなく収束する場合には、第一の係数選択部１０６は、乗算回路１０５ａへの入力信号に対して出力信号を増幅するように、“１”以上となる第一の係数情報を、乗算回路１０５ａに対して出力する。

すなわち、送信変調信号における平均出力電力を得る一定値の制御電圧を供給し、電力増幅器１の起動特性がオーバーシュートの場合には、定常特性にて補正を実施した振幅信号を圧縮し、起動特性がオーバーシュートの逆特性の場合には、前記振幅信号を伸張することで、過渡応答の影響を考慮して所望の出力振幅が得られるようにする。本処理内容は、図９を用いて説明したような、第一の係数情報を用いて、定常特性８０１から特性（Ａ）８０２、あるいは、特性（Ｂ）８０３を求める処理を、送信電力レベルに応じて行うことに相当するものである。なお、第二の係数情報に関しても同様である。

以上のように、送信レベルごとに求めた第一の係数情報を、図５に示す形式にて、第一の係数選択部１０６に格納しておく。なお、第一の係数情報は送信レベルごとに異なる値を取る場合を記載したが、電力増幅器１の特性から、近接する電力値に対して同一値をとる場合には、テーブルデータを削減するように、間引いたデータを格納してもよい。以上が、第一、及び、第二の係数情報の設定に関する説明である。

ここで、本発明に至る過程での検討により、送信レベル規定よりも細かいステップ幅にて、電力増幅器１の制御電圧を掃引して第一の係数情報、あるいは、第二の係数情報を取得しておき、アドレス生成部１４０２より出力される振幅信号の振幅値に基づく第三のアドレス信号Ｄ１４１に応じて、第一の係数情報、あるいは、第二の係数情報を選択することで、補償精度をさらに向上可能であることと、変調速度の速い信号を送信する場合に前記効果がより大きくなることが分かった。よって、本明細書では、送信レベル情報Ｄ１９１に基づいて第一の係数選択部１０６より出力される第一の係数情報に対して、第三のアドレス信号Ｄ１４１に基づいて第六の係数選択部１７０３より出力される第六の係数情報を乗算する構成とした。

なお、図２には記載していないが、送信レベル情報Ｄ１９１に基づいて第二の係数選択部１０８より出力される第二の係数情報に対して、第三のアドレス信号Ｄ１４１に基づいて出力される係数情報を乗算する構成としてもよいし、第一の係数選択部１０６、第二の係数選択部１０８を、第三のアドレス信号Ｄ１４１に対応して係数情報を格納する形式として、第三のアドレス信号Ｄ１４１に基づいて、第一の係数情報、あるいは、第二の係数情報を出力する構成としてもよい。

（３−３）ＡＭ−ＰＭ動特性補償方法
次に、演算処理回路１０７ｂと、第三の係数選択部１０９と、を用いたＡＭ−ＰＭ動特性補償方法について、図２、図１１、図１２、及び、図１３を用いて説明する。

図１１において、横軸は正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器１の通過位相回転量を示す。

点線にて示す定常特性１００１は、正規化制御電圧に対する通過位相回転量の定常特性（ＡＭ−ＰＭ順特性）を示し、図４にて示した定常特性と同一のものである。

実線にて示す特性（Ａ）１００２は、演算処理回路１０７ｂが単一の乗算回路にて構成され、第三の係数情報が下記の式（８）を満たす場合に、位相変調部１１への入力信号として、定常特性１００１を用いたＡＭ−ＰＭ特性補償後の位相信号と同等の位相信号を得るために、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＰＭ特性の順特性を示す。

実線にて示す特性（Ｂ）１００３は、演算処理回路１０７ｂが単一の乗算回路にて構成され、第三の係数情報が下記の式（９）を満たす場合に、位相変調部１１への入力信号として、定常特性１００１を用いたＡＭ−ＰＭ特性補償後の位相信号と同等の位相信号を得るために、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＰＭ特性の順特性を示す。

ｃｏｅｆｆ３＞１ ・・・・（８）
ｃｏｅｆｆ３＜１ ・・・・（９）

上記関係は、例えば、振幅変調動作状態にある電力増幅器１のＡＭ−ＰＭ動特性と、電力増幅器１の特性取得時のＡＭ−ＰＭ順特性データとが、誤差を生じる場合の補償に適用できることを示す。

よって、メモリ１０４に格納する逆特性は変更しなくても、第三の係数情報を調整することで、メモリ１０４に格納する逆特性を調整したのと同様な効果を実現できる。

ここで、図１２に示す演算回路を用いて、第三の係数情報を調整することでも、メモリ１０４に格納する逆特性を調整したのと同様な効果を実現できる。

図１２は、演算処理回路１０７ｂの回路構成の一例を示すものである。

本構成を採ることにより、乗算回路１０２より出力される振幅信号をｒ１１０１（ｔ）、演算処理回路１０７ｂより出力される振幅信号をｒ１１０２（ｔ）とした場合に、ｒ１１０１（ｔ）とｒ１１０２（ｔ）とは、下記の式（１０）に示す関係となる。

r1102(t) ＝ r1101(t)×coeff3＋r(t)max×（1−coeff3）・・・・（１０）

ここで、ｒ（ｔ）ｍａｘは、極座標変換部２より出力される振幅信号の最大値であり、例えば１に設定されるものである。

次に、上記の式（８）あるいは式（９）に示す第三の係数情報を、上記の式（１０）に適用することで実現するＡＭ−ＰＭ動特性補償方法について図１３を用いて説明する。

図１３において、横軸は正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器１の通過位相回転量を示す。

点線にて示す定常特性１２０１は、正規化制御電圧に対する通過位相回転量の定常特性（ＡＭ−ＰＭ順特性）を示し、図４にて示した定常特性、図１１にて示した定常特性１００１と同一のものである。

実線にて示す特性（Ａ）１２０２は、第三の係数情報が上記の式（８）を満たす場合に、位相変調部１１への入力信号として、定常特性１２０１を用いたＡＭ−ＰＭ特性補償後の位相信号と同等の位相信号を得るために、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＰＭ特性の順特性を示す。

実線にて示す特性（Ｂ）１２０３は、第三の係数情報が上記の式（９）を満たす場合に、位相変調部１１への入力信号として、定常特性１２０１を用いたＡＭ−ＰＭ特性補償後の位相信号と同等の位相信号を得るために、メモリ１０４に格納するＡＭ−ＰＭ特性の順特性を示す。

続いて、可変減衰回路１１０を用いたＡＭ−ＰＭ動特性補償方法について、図２、及び、図１３を用いて説明する。

電力増幅器１が飽和動作状態にあるように、可変減衰回路１１０から出力する位相変調信号の電力レベルを十分高く設定している場合、可変減衰回路１１０での減衰量を微調整することで、定常動作状態にある電力増幅器１のＡＭ−ＰＭ順特性を、定常特性１２０１から、特性（Ａ）１２０２、あるいは、特性（Ｂ）１２０３へと変化させることができ、演算処理回路１０７ｂと第三の係数選択部１０９とを用いたＡＭ−ＰＭ動特性補償方法と同様に、メモリ１０４に格納する逆特性は変更しなくても、第四の係数情報を調整することで、メモリ１０４に格納する逆特性を調整するのと同様な効果を実現できる。

ここで、図２には記載していないが、送信レベル情報Ｄ１９１に基づいて第三の係数選択部１０９、あるいは、第四の係数選択部１１１より出力される、第三の係数情報、あるいは、第四の係数情報に対して、第三のアドレス信号Ｄ１４１に基づいて出力される係数情報を乗算する構成とした方が、より高精度な補償を実現可能である。なお、第三の係数選択部１０９、第四の係数選択部１１１を、第三のアドレス信号Ｄ１４１に対応して係数情報を格納する形式として、第三のアドレス信号Ｄ１４１に基づいて、第三の係数情報、あるいは、第四の係数情報を出力する構成としてもよい。

なお、図１２に示す演算処理回路１０７ｂを、図１４に示す加算回路１３０１にて構成し、乗算回路１０２より出力される振幅信号に対して所定値を加算することでも、図１２に示す演算処理回路１０７ｂと同様な効果を得ることができるとともに、回路規模をさらに低減することが可能である。なお、本加算処理は、アドレス生成部７ｂに入力される信号に対してではなく、アドレス生成部７ｂより出力される第二のアドレス信号に対して行うことでも同様な効果を実現できる。

（３−４）振幅信号と位相信号の経路間時間遅延差の補償方法
最後に、第五の係数選択部１１２と、遅延調整部４と、遅延調整部５と、を用いた、振幅信号と位相信号の経路間時間遅延差の補償方法について説明する。

通常、遅延調整部４と遅延調整部５とを用いて振幅信号と位相信号との間の同期調整を行う場合、回路設計時に設定される固有の遅延差が振幅信号と位相信号との間に生じるように調整を行うが、本願発明者の検討から、電力増幅器１を構成するトランジスタの振幅変調信号経路と位相変調信号経路に関係する寄生容量に起因して、電力増幅器１に対して入力する制御電圧に応じて、振幅変調信号と位相変調信号との時間遅延差が前記固有の遅延差から変化することが分かった。

よって、送信レベル情報Ｄ１９１に基づいて第五の係数選択部１１２より出力される第五の係数情報に基づいて、振幅信号と位相信号の経路間の時間遅延差を調整する第五の係数情報を遅延調整部４及び遅延調整部５に送信するとともに、遅延調整部４及び遅延調整部５が第五の係数情報に応じた遅延量を振幅信号と位相信号とに与えることで、良好な低歪特性を実現可能である。

また、図２には記載していないが、送信レベル情報Ｄ１９１に基づいて第五の係数選択部１１２より出力される第五の係数情報に対して、第三のアドレス信号Ｄ１４１に基づいて出力される係数情報を乗算する構成を採り、第三のアドレス信号Ｄ１４１に基づいて、振幅信号と位相信号との経路間の時間遅延差を調整する前記係数情報の積を、遅延調整部４及び遅延調整部５に送信するとともに、遅延調整部４及び遅延調整部５が第五の係数情報に応じた遅延量を振幅信号と位相信号とに与えることで、さらに良好な低歪特性を実現可能である。

（３−５）歪補償処理回路の動作のまとめ
以上のように、図２に示す歪補償処理回路１７０１は、メモリ１０４に格納する定常特性でのＡＭ−ＡＭ逆特性を用いたＡＭ−ＡＭ動特性補償に関して、振幅補正後の振幅信号に対して過渡応答を表現する係数情報を乗算すること、メモリ１０４に格納する定常特性でのＡＭ−ＡＭ逆特性参照時のアドレス信号に対して所定の演算処理を行うこと、メモリ１０４に格納する定常特性でのＡＭ−ＰＭ逆特性参照時のアドレス信号に対して所定の演算処理を行うこと、電力増幅器１への入力電力レベルを調整すること、あるいは、電力増幅器１への入力制御電圧に応じて振幅信号と位相信号の経路間の遅延調整を行うこと、のいずれか、もしくは、各々を組み合わせて実施することを、送信レベル情報Ｄ１９１に応じて実施することで、極座標変調方式において、補償データの増大を抑制しながら、動特性を正確に補償することが可能となる。さらに、送信レベル情報Ｄ１９１に応じた前記補償に対して、第三のアドレス信号Ｄ１４１を用いた補償を行うことで、動特性補償効果を向上できるとともに、変調速度の速い信号を送信する場合に、第三のアドレス信号Ｄ１４１に応じた補償効果がより大きくなる。

すなわち、本発明の極座標変調回路における歪補償処理技術は、位相変調と振幅変調に関わる理想動作からの劣化要因を独立な３つのパラメータに分離して補償することを特徴とするものであり、後述するマルチモード動作に対して好適な構成である。

具体的には、図２において、まず、位相変調に関わる劣化要因に対する補償データとして、キャリア周波数に依存するＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性をメモリ１０４に格納する。

次に、振幅変調に関して電力増幅器の出力電位に依存する劣化要因に対する補償データとして、電力増幅器の出力電位に依存する係数情報を、第一の係数選択部１０６、第二の係数選択部１０８、第三の係数選択部１０９、第四の係数選択部１１１、第五の係数選択部１１２、第六の係数選択部１７０３に格納する。

さらに、振幅変調に関して信号変化（変調速度）への電力増幅器の追従性に起因する劣化要因に対する補償データとして、変調速度に依存する係数情報を第一の係数選択部１０６、第二の係数選択部１０８、第三の係数選択部１０９、第五の係数選択部１１２、第六の係数選択部１７０３に格納する。

なお、前記メモリ１０４、第一の係数選択部１０６、第二の係数選択部１０８、第三の係数選択部１０９、第四の係数選択部１１１、第五の係数選択部１１２、第六の係数選択部１７０３に格納した補償データによる補償効果は、それぞれ単独にて効果を有するものである。

（４）極座標変調送信装置のマルチモード動作対応
次に、図２に示す極座標変調回路１９０１のマルチモード動作時の歪補償処理動作について説明する。

無線システムに用いられる変調信号の振幅信号の最大値−最小値比（振幅Ｄレンジ）に関して、ＥＤＧＥシステムに用いられる８−ＰＳＫ変調信号の場合は約１７ｄＢであるのに対して、ＵＭＴＳシステムに用いられるアップリンクのＨＰＳＫ変調信号の場合は約５５ｄＢである。よって、電力増幅器１の出力にて、ＨＰＳＫ変調信号を表現する場合には、８−ＰＳＫ変調信号を表現する場合よりも、より広範囲な制御レンジが要求される。

また、変調速度に関して、ＨＰＳＫ変調信号は、８−ＰＳＫ変調信号の１０倍以上高速であり、ＨＰＳＫ変調信号を送信する場合には、８−ＰＳＫ変調信号を送信する場合に比べ、振幅信号の振幅値に基づく第三のアドレス信号Ｄ１４１に応じた歪補償処理の効果が大きい。

したがって、極座標変調送信装置１９００において、ＨＰＳＫ変調信号を送信する場合に、ＵＭＴＳ規格書「Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ (ＵＭＴＳ); ＵｓｅｒＥｑｕｉｐｍｅｎｔ （ＵＥ）ｒａｄｉｏ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ （ＦＤＤ） （３ＧＰＰ ＴＳ ２５．１０１ ｖｅｒｓｉｏｎ ６．６．０ Ｒｅｌｅａｓｅ ６）」に記載の移動局送信装置に対する出力信号の隣接チャネル漏洩電力規定を満足するためには、振幅信号の振幅値に基づく第三のアドレス信号Ｄ１４１に応じた歪補償処理を実行することが有効である。一方、ＨＰＳＫ変調信号を表現するために要求される制御レンジが広く、歪補償処理データ容量の増大といった新たな課題が生じる。

そこで、本願発明者は、図１に示す極座標変調送信装置１９００のマルチモード動作対応を可能とする場合の、歪補償処理データ容量の増大抑制と、補償精度の確保という相反する課題を同時に解決する手段について、具体的には、振幅Ｄレンジの比較的狭い変調信号送信時の、送信レベル情報ごとに設定する係数情報の最適値をもとに、振幅Ｄレンジが広い変調信号を送信する際の係数情報を設定することで、係数情報の最適ステップ幅を求める検討を行ったので、図１、図２、及び、図１５を用いて説明する。ここで、振幅Ｄレンジの比較的狭い変調信号を８−ＰＳＫ変調信号として、また、振幅Ｄレンジが広い変調信号をＨＰＳＫ変調信号として説明する。

図１５は、電力増幅器１の出力部における、ＨＰＳＫ変調信号と、８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジを示す図であり、縦軸は、ｄＢ単位表示した出力電力を示す。

レンジ（Ａ１）１５０１は、平均出力電力がＰｏｕｔＡ（１）の場合のＨＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジである。

レンジ（Ｂ１）１５１１は、平均出力電力がＰｏｕｔＢ（１）の場合の８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジである。

レンジ（Ｂ２）１５１２は、平均出力電力がＰｏｕｔＢ（２）の場合の８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジである。

レンジ（Ｂ３）１５１３は、平均出力電力がＰｏｕｔＢ（３）の場合の８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジである。

レンジ（Ｂ４）１５１４は、平均出力電力がＰｏｕｔＢ（４）の場合の８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジである。

なお、ＰｏｕｔＡ（１）と、ＰｏｕｔＢ（１）と、ＰｏｕｔＢ（２）と、ＰｏｕｔＢ（３）と、ＰｏｕｔＢ（４）との関係は、下記の式（１１）及び式（１２）にて表される。

ＰｏｕｔＡ（１）＝ＰｏｕｔＢ（１） ・・・・（１１）
ＰｏｕｔＢ（ｎ）＞ＰｏｕｔＢ（ｎ＋１） ・・・・（１２）

ここで、所定のステップ幅にて電力制御を実施するレンジ（Ｂ１）１５１１からレンジ（Ｂ４）１５１４までの８−ＰＳＫ変調信号に対する最適な係数情報をもとに、レンジ（Ａ１）１５０１となるＨＰＳＫ変調信号に対する最適な係数情報を求めることができる。

よって、アドレス生成部１４０２は、前記電力制御の所定ステップ幅から求まる振幅信号のステップ幅を基に、振幅判定部１１３より出力される振幅データＤ７に対して、第三のアドレス信号Ｄ１４１を生成した上で、信号出力端子Ｔ１４１を介して、前記第六の係数選択部１７０３に対して出力する。

図１６は、振幅判定部１１３より出力される振幅データＤ７に対する、第三のアドレス信号Ｄ１４１の生成方法の一例を示す図であり、一列目は、所定ステップ幅にて区切った振幅データＤ７を、二列目は、アドレス生成部１４０２より出力する第三のアドレス信号Ｄ１４１を示す。

なお、レンジ（Ａ１）１５０１となるＨＰＳＫ変調信号から、更に電力を低減するＨＰＳＫ変調信号に対する最適係数情報を得るためには、レンジ（Ｂ４）１５１４よりも更に電力を低減する８−ＰＳＫ変調信号に対する最適係数情報を用いる。

これまでの説明では、所定ステップ幅となる離散値化された振幅データＤ７に基づく第三のアドレス信号Ｄ１４１に対する係数情報を求めたが、前記係数情報をもとに補間処理を行うことで、補償精度を更に向上することも可能であり、歪補償処理データ容量が許容されるシステムにおいては、本方法を採ることもできる。

ここで、極座標変調回路１９０１を用いて無線通信装置送信部を構成する場合には、図２における第一の振幅調整部１０５と振幅変調部１０との段間、位相補正部９と位相変調部１１との段間に、図示しないデジタル−アナログ変換回路（以下、ＤＡＣと略す）を配置するの一般的だが、次の構成を採ることも可能である。

すなわち、デジタル入力信号に対してアナログ基準信号の乗算処理を行うマルチプライングＤＡＣ（以下、ＭＤＡＣと略す）を用いることで、第一の振幅調整部１０５を削除し、乗算回路１７０２より出力される第一の係数情報と第六の係数情報の積に相当する信号をＭＤＡＣの基準信号として入力するとともに、振幅補正部８より出力されるデジタル信号を入力して、ＭＤＡＣの乗算機能を利用する構成である。この場合、振幅補正部８とＭＤＡＣとの段間に別のＤＡＣを配置してもよい。

次に、極座標変調送信装置１９００の歪補償処理回路１７０１における係数情報の最適化方法、具体的には、第六の係数選択部の第一のメモリ領域を用いた係数情報の設定方法に関して説明する。ここで、第六の係数情報のキャリブレーションモード時においては、第一の係数選択部１０６より出力する第一の係数情報を“１”に設定しておく。

図１に示す極座標変調送信装置１９００に設けられた適応動作制御部１７１１の概略構成を図１７に示す。図１７に示すように、適応動作制御部１７１１は、信号入力端子Ｔ１７２を有する周波数変換回路１７１２と、検波部１７１３と、信号出力端子Ｔ１７３を有する係数調整部１７１４と、を備える。

周波数変換回路１７１２は、信号出力端子Ｔ１９４を介して電力増幅器１より出力される無線周波数帯の変調信号Ｄ１７２を、信号入力端子Ｔ１７２を介して受信する。また、周波数変換回路１７１２は、変調信号Ｄ１７２に対して周波数の変換を行い、無線周波数帯から、検波部１７１３にて処理可能な周波数帯まで周波数の低減を行う。

検波部１７１３は、周波数変換回路１７１２より出力される変調信号の中心周波数から所定の同一離調周波数となる低域周波数帯、及び、高域周波数帯での信号電力（Ｐｏｗ＿Ｌ、Ｐｏｗ＿Ｈ）を測定する。また、Ｐｏｗ＿Ｌ、Ｐｏｗ＿Ｈをもとに、下記の式（１３）に示すアンバランス情報ΔＰｏｗを係数調整部１７１４に対して送信する。

係数調整部１７１４は、アンバランス情報ΔＰｏｗに対する閾値（ΔＰｏｗ＿Ｔｈｒｅｓｈ）、すなわち、電力増幅器１出力での隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ：Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）特性のアンバランスの許容値と、前記ΔＰｏｗとを比較し、アンバランス情報ΔＰｏｗが閾値未満である場合、すなわち、下記の式（１４）を満足する場合には、第六の係数選択部１７０３の係数情報を維持する制御信号Ｄ１７３を、信号出力端子Ｔ１７３と、信号入力端子Ｔ１７１とを介して、第六の係数選択部１７０３に対して出力する。一方、アンバランス情報ΔＰｏｗが閾値以上である場合、すなわち、下記の式（１５）を満足する場合には、第六の係数選択部１７０３の係数情報を切り替える制御信号Ｄ１７３を、信号出力端子Ｔ１７３と、信号入力端子Ｔ１７４とを介して、第六の係数選択部１７０３に対して出力する。

ΔＰｏｗ＜ΔＰｏｗ＿Ｔｈｒｅｓｈ ・・・・（１４）
ΔＰｏｗ≧ΔＰｏｗ＿Ｔｈｒｅｓｈ ・・・・（１５）

第六の係数選択部１７０３は、送信動作モード時には、信号出力端子Ｔ１４１と信号入力端子Ｔ１７１とを介して、アドレス生成部１４０２より出力される第三のアドレス信号Ｄ１４１をアドレス信号として、第二のメモリ領域に格納した第六の係数情報（後述、図２０参照）を出力するものとする。また、第六の係数選択部１７０３は、係数情報のキャリブレーションモード時において、図１８に示す第一のメモリ領域に格納した出力係数情報（ｃｏｅｆｆ６）のうち、初期状態では“１”を出力している。すなわち、第六の係数選択部１７０３は、初期状態では、アドレス番号Ｑを選択している。その後、第六の係数選択部１７０３は、信号出力端子Ｔ１７３と、信号入力端子Ｔ１９３と、信号入力端子Ｔ１７４とを介して、係数調整部１７１４より出力される制御信号Ｄ１７３に基づいて、アドレス番号を所定の方法にて切り替える。例えば、第六の係数選択部１７０３は、係数調整部１７１４より出力される制御信号Ｄ１７３として、係数情報を切り替える制御信号を受信した場合には、現在選択しているアドレス番号から、前後のアドレス番号のいずれかを試行錯誤的に選択するように動作する。

本発明に至る過程での検討より、電力増幅器１より出力される変調信号に対して、所定帯域におけるＡＣＰＲ特性を測定し、ＡＣＰＲ特性のアンバランスを低減するように前記係数情報を設定することで、最適な係数情報を選択できることが分かっている。よって、前述の動作を、振幅Ｄレンジの比較的狭い変調信号を用いて、送信レベル情報ごとに、あるいは、送信レベル情報よりも制御幅の粗い所定間隔の送信レベルごとに繰り返すことで、所定制御幅の送信レベルに対する最適な第六の係数情報を求めることができる。

続いて、所定間隔の送信出力レベルに対する第六の係数情報のキャリブレーション手順について、図１９を用いて説明する。図１９は、キャリブレーションのフローチャート図である。ここでは、説明を簡素化するため、極座標変換部２より出力される振幅信号ｒ（ｔ）は１で正規化されているものとする。すなわち、振幅データＤ７の最大値は１である。

制御部１９０３より出力される第一のモード切り替え信号をトリガーとして、歪補償処理回路１７０１と適応動作制御部１７１１は、キャリブレーション動作を開始する。

ステップ１として、キャリブレーション動作開始後、送信出力レベル規定の最大値Ｐ１に送信出力レベルを設定する。

続いて、ステップ２として、前記出力レベルにおける係数情報のキャリブレーションを行う。ステップ２において、係数調整部１７１４にて、ΔＰｏｗ＿ＴｈｒｅｓｈとΔＰｏｗとの比較（ステップ２Ａ）を行い、条件を満足する場合には、第六の係数選択部１７０３を構成する第一のメモリ領域にて現在選択している係数情報を、第六の係数選択部１７０３を構成する第二のメモリ領域に書き込む（ステップ２Ｂ）。この時、前記第二のメモリ領域への書き込みは、送信動作モード時のアドレス生成部１４０２より出力される第三のアドレス信号Ｄ１４１と対応づけて行われる。

例えば、送信出力レベルＰｋを得るために、送信レベル制御部１０３より出力される電力制御係数（ＰＣＬ）をＰＣＬｋＢとする場合、すなわち、送信出力レベルＰ１を得るためのＰＣＬをＰＣＬ１Ｂとする場合、振幅データＤ７の最大値を１に設定しているため、アドレス生成部１４０２においては、ＰＣＬ１Ｂ＊（ｒ（ｔ）最大値）、すなわち、ＰＣＬ１Ｂ以上となる振幅データＤ７に対して、第三のアドレス信号Ｄ１４１として“１”を出力するように設定しておく。また、第六の係数選択部１７０３の第二のメモリ領域においては、アドレス生成部１４０２よりアドレス“１”を入力した場合に、ＰＣＬ１Ｂに対する第六の係数情報の最適値を格納する。

一方、前記比較結果が条件を満足しない場合には、既に説明した手順にて、現在選択している係数情報のアドレス値と異なるアドレス値を選択し（ステップ２Ｃ）、再度、ΔＰｏｗ＿ＴｈｒｅｓｈとΔＰｏｗとの比較（ステップ２Ａ）を行い、条件を満足するまで、同様の手順を繰り返す。

次に、係数情報の第二のメモリ領域への書き込みが完了（ステップ２Ｂ）した場合には、送信出力レベルＰ１よりも第一の所定量を低減する送信出力レベルＰ２に送信出力レベルを設定する（ステップ３）。続いて、ステップ１の後に実行するステップ２と同様の手順で、係数情報のキャリブレーションを実施する。係数情報の第二のメモリ領域への書き込みが完了した後、送信出力レベルＰ２よりも第一の所定量を低減する送信出力レベルＰ３に送信出力レベルを設定し、以後、同様の作業を繰り返す。Ｐ１から第二の所定量を低減した送信出力レベルまで上記動作を繰り返し、係数情報の第二のメモリ領域への書き込みが完了した時点で、キャリブレーションは完了する。

上記キャリブレーション動作の結果、第六の係数選択部１７０３の第二のメモリ領域には、図２０に示す形式にて係数情報が書き込まれる。また、アドレス生成部１４０２では、図２１に示す形式にてアドレス生成を行うように、メモリへの書き込みが行われる。

続いて、上記キャリブレーション動作終了後、送信モードに切り替わる前に、広い振幅Ｄレンジ信号用の送信レベル情報Ｄ１９１に対応する第六の係数情報を、第一の係数情報選択部１０６に書き込む。ここで、歪補償精度の要求されない無線システムにおいて、第六の係数選択部１７０３は、信号入力端子Ｔ１７１を介して入力されるデータＤ１７１に関わらず、第六の係数情報として“１”を出力してもよい。

なお、これまでの説明では、乗算回路１０５ａにて乗算する係数情報を例として、係数情報の最適化方法について説明してきたが、乗算回路１７０２への入力信号を第一の係数選択部１０６より出力される信号から、第二、第三、第四、第五の係数選択部１０８、１０９、１１１、あるいは、１１２より出力される信号に置き換えることで、第二、第三、第四、第五の係数情報に対して同様な効果を実現可能である。

以上のように振幅Ｄレンジの狭い信号を用いて第六の係数情報を求めておき、より広い振幅Ｄレンジを有する変調信号送信時の補償データとして参照することで、極座標変調送信装置のマルチモード動作対応を可能とする場合の、歪補償処理データ容量の増大抑制と、補償精度の確保という相反する課題を同時に解決することが可能となる。

なお、本発明の第１の実施形態に記載の極座標変調送信装置１９００、あるいは、極座標変調回路１９０１は、例えば、シリコン半導体基板上に形成することで、集積回路として構成することができる。この場合、機能ブロックごとに別基板上に形成することも可能である。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態は、本発明の第１の実施形態にて説明した補償データとしての係数情報のキャリブレーションを、移動局無線通信装置と基地局無線通信装置との間の無線リンクを経由して行う技術について説明するものである。

本キャリブレーション技術は、移動局無線通信装置を構成する電力増幅器より出力される変調信号の検波部を基地局無線通信装置に備え、また、前記検波部での測定結果をもとに、移動局無線通信装置の歪補償処理データを更新する係数調整部を移動局無線通信装置に備えるとともに、適応動作制御に関わる制御情報量を低減したことを特徴とするものであり、無線リンクを経由した適応動作制御を実現できるものである。

図２２は、本発明の第２の実施形態における適応歪補償処理システムの概略構成を示す図である。

図２２に示すように、適応歪補償処理システム２３００は、移動局無線通信装置２３０１と基地局無線通信装置２３１１とを備えるとともに、移動局無線通信装置２３０１と基地局無線通信装置２３１１とは無線リンクを経由して、データの送受信を行っている。移動局無線通信装置２３０１は、極座標変調回路１９０１と、信号生成部１９０２と、制御部１９０３と、移動局受信装置２３０２と、システム切り替え判断部２３０５と、を備える。

（１） 移動局無線通信装置の動作
まず、移動局無線通信装置２３０１の動作について説明する。
信号生成部１９０２は、移動局無線通信装置２３０１のユーザー操作に基づいて、対向する基地局無線通信装置２３１１へと送信する送信データからベースバンド帯直交座標信号（ＩＱ信号）を生成して、信号入力端子Ｔ１１及びＴ１２を介し、極座標変換部２に対して出力する。

制御部１９０３は、極座標変調回路１９０１、及び、移動局受信装置２３０２の動作制御を行う。

制御部１９０３での移動局受信装置２３０２に関する制御としては、自動利得制御、ＤＣオフセットキャンセルに関する動作制御などがある。

また、制御部１９０３での極座標変調回路１９０１に関する制御としては、本発明の第１の実施形態にて説明した制御と同様であり、再度の説明は省略する。

移動局受信装置２３０２は、周波数変換回路２３０３と復調部２３０４とを備える。

周波数変換回路２３０３は、アンテナを介して、基地局無線通信装置２３１１より送信された変調信号を受信し、無線周波数帯の変調信号をベースバンド帯周波数に変換して、復調部２３０４に対して出力する。

復調部２３０４は、周波数変換回路２３０３より出力される受信信号を基に、基地局無線通信装置２３１１にて生成した送信データを再生する。また、前記送信データに含まれる、基地局無線通信装置２３１１にて測定された、移動局無線通信装置２３０１より出力される変調信号の帯域外スペクトラムのアンバランス情報（ΔＰｏｗ２）を、係数調整部１７１４に対して出力する。なお、基地局無線通信装置１８１１でのアンバランス情報（ΔＰｏｗ２）の生成方法については後述する。

係数調整部１７１４は、ΔＰｏｗ２に対する閾値（ΔＰｏｗ２＿Ｔｈｒｅｓｈ）、すなわち、極座標変調回路１９０１を構成する電力増幅器１の出力部でのＡＣＰＲ特性のアンバランスの許容値と、アンバランス情報ΔＰｏｗ２とを比較し、アンバランス情報ΔＰｏｗ２が閾値未満である場合、すなわち、下記の式（１６）を満足する場合には、第六の係数選択部の係数情報を維持する制御信号を、信号入力端子Ｔ１９３を介して第六の係数選択部に対して出力する。一方、アンバランス情報ΔＰｏｗ２が閾値以上である場合、すなわち、下記の式（１７）を満足する場合には、第六の係数選択部の係数情報を切り替える制御信号を、信号入力端子Ｔ１９３を介して第六の係数選択部に対して出力する。

ΔＰｏｗ２＜ΔＰｏｗ２＿Ｔｈｒｅｓｈ ・・・・（１６）
ΔＰｏｗ２≧ΔＰｏｗ２＿Ｔｈｒｅｓｈ ・・・・（１７）

ここで、アンバランス情報ΔＰｏｗ２が閾値以上である場合に、第六の係数選択部の係数情報を切り替える方法の一例としては、本発明の第１の実施形態に示したように試行錯誤的に切り替える方法があるが、再度の説明は省略する。

システム切り替え部２３０５は、制御部１９０３より出力される第一のモード切り替え信号をトリガーとして、極座標変調回路１９０１におけるキャリブレーション動作を開始する前に、制御部１９０３より出力する第二のモード切り替え信号Ｄ１９２を設定する。また、所定モードでの通信中に、隣接するタイムスロット間にて、送信レベルを制御するために、制御部１９０３より出力する送信レベル情報Ｄ１９１を設定する。

具体的には、図２３に示すように、キャリブレーション動作の開始後、移動局無線通信装置２３０１、及び、基地局無線通信装置２３１１が対応する変調信号のうち、まず、振幅Ｄレンジの一番狭い変調信号を選択する。続いて、順次、振幅Ｄレンジの広い変調信号を選択してゆく。また、振幅Ｄレンジの一番狭い変調信号送信時に、出力レベルを順次、低減してゆく。

図２３は、システム切り替え部２３０５が行う制御の結果として、移動局無線通信装置２３０１よりアンテナを介して出力される変調信号の時間変化を示す図である。

タイムスロットＴＳ０は、キャリブレーション開始後の最初のタイムスロットであり、タイムスロットＴＳ１、ＴＳ（ｎ−１）、ＴＳｎとタイムスロットが連続している。また、タイムスロットＴＳ(ｎ−１）までは、キャリブレーション動作期間であり、タイムスロットＴＳｎ以降で送信動作期間となる。

キャリブレーション動作期間には、送信動作期間に用いられる変調モードに比べ、振幅Ｄレンジの狭い変調信号を用いるため、図２３の例では、モード１は、モード２に比べ、振幅Ｄレンジが狭い変調モードである。

また、出力レベルＰ１、Ｐ２、Ｐ（ｎ−１）は、出力レベルＰ１が最大出力レベルあり、Ｐ２、Ｐ（ｎ−１）と順次、出力レベルを低下させる。

システム切り替え部２３０５が上述の動作制御を行うとともに、本発明の第二の実施形態にて説明したように、極座標変調回路１９０１にて最適係数情報を求めることで、キャリブレーション動作が完了する。

（２） 基地局無線通信装置の動作
次に、基地局無線通信装置２３１１の動作について説明する。

図２２に示すように、基地局無線通信装置２３１１は、基地局送受信装置２３１２と、周波数変換回路１７１２と、検波部１７１３と、変換部２３１５と、を備える。また、基地局送受信装置２３１２は、周波数変換回路２３１３と、信号処理部２３１４と、を備える。

周波数変換回路２３１３は、受信動作時には、アンテナを介して移動局無線通信装置２３０１からの送信変調信号を受信して、無線周波数帯の変調信号をベースバンド帯周波数に変換して、信号処理部２３１４に対して出力する。また、送信動作時には、信号処理部２３１４より出力されるベースバンド帯周波数信号を無線周波数帯へと変換し、無線周波数信号をアンテナを介して移動局無線通信装置に対して送信する。

信号処理部２３１４は、受信動作時には、周波数変換回路２３１３より出力されるベースバンド帯周波数信号から、移動局無線通信装置２３０１にて生成した送信データを再生する。また、送信動作時には、移動局無線通信装置２３０１からの要求及び変換部２３１５より出力される信号に基づいて、対向する移動局無線通信装置２３０１へと送信する送信信号を生成して、ベースバンド帯周波数信号を周波数変換回路２３１３に対して出力する。

周波数変換回路１７１２は、アンテナを介して受信した移動局無線通信装置２３０１より送信された無線周波数信号に対して周波数の変換を行い、無線周波数帯から、検波部１７１３にて処理可能な周波数帯まで周波数の低減を行う。

検波部１７１３は、図１７にて示す検波部１７１３の動作と同様に、前段に位置する周波数変換回路１７１２より出力される変調信号から、変調信号の中心周波数から所定の同一離調周波数となる低域周波数帯、及び、高域周波数帯での信号電力（Ｐｏｗ３＿Ｌ、Ｐｏｗ３＿Ｈ）を測定する。また、Ｐｏｗ３＿Ｌ、Ｐｏｗ３＿Ｈをもとに、下記の式（１８）に示すアンバランス情報ΔＰｏｗ３を変換部２３１５に対して出力する。

ΔＰｏｗ３＝Ｐｏｗ３＿Ｌ−Ｐｏｗ３＿Ｈ ・・・・（１８）

変換部２３１５は、検波部１７１３より出力されるアンバランス情報ΔＰｏｗ３を所定間隔にて離散値化するとともに、前記離散値に対して所定の送信信号フォーマットに適合したビット割り当て処理を行い、対向する移動局無線通信装置２３０１を構成する極座標変調回路１９０１の適応的な歪補償動作の動作制御信号として前記ビット情報（以下ＣＡＬビットと呼ぶ）を信号処理部２３１４に対して出力する。なお、変換部２３１５での具体的な処理内容については後述する。

次に、変換部２３１５での具体的な処理内容のうち、離散値化されたアンバランス情報の生成方法について説明する。離散化のステップ幅をＮ［ｄＢ］とした場合の例で説明する。

まず、変換部２３１５において、検波部１７１３より出力されるアンバランス情報ΔＰｏｗ３に対して、下記の式（１９）から求まるＫ１の商Ｋ２のみ抽出する。ここで、商をＫ２、余りをＫ３とする。次に、下記の式（２０）を計算することで、Ｎ［ｄＢ］ステップ幅に離散化されたアンバランス情報ΔＰｏｗ２が求まる。

Ｋ１＝ΔＰｏｗ３／Ｎ＝Ｋ２＋Ｋ３ ・・・・（１９）
ΔＰｏｗ２＝（Ｋ２−１）＊Ｎ ・・・・（２０）

次に、アンバランス情報ΔＰｏｗ２に対する所定の送信信号フォーマットに適合したビット割り当て処理について説明する。

図２４は、Ｎ＝３、すなわち、３［ｄＢ］ステップ幅にて離散化したアンバランス情報ΔＰｏｗ２からＣＡＬビットを生成する一例を示す。

この例では、アンバランス情報ΔＰｏｗ２の絶対値情報に対して２ビットを割り当て、アンバランス情報ΔＰｏｗ２の符号情報に対して１ビットを割り当てている。すなわち３ビットでアンバランス情報を表現している。なお、割り当て可能なビット数は、想定する無線システムごとに異なる。

以上のように構成することで、基地局無線通信装置２３１１での電力増幅器１の出力スペクトラムのＡＣＰＲ特性取得結果を、無線リンクを介して、移動局無線通信装置２３０１を構成する極座標変調回路１９０１に対してフィードバックすることが可能となる。これによって、移動局無線通信装置内に周波数変換回路１７１２と検波部１７１３とを設けている第２の実施形態において生じる、電力増幅器１の出力信号を分岐することによる損失と、ＡＣＰＲ特性を取得する部での消費電流増加に起因する、移動局無線通信装置の通話時間、データ通信時間の短縮といった新たな課題を解決することができる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態は、歪補償処理用データ容量の増大、及び、歪補償処理回路の回路規模の増大を抑制しながら、マルチモード対応無線送信装置のプリディストーション歪補償処理を実現する技術について説明するものである。

図２５に示す極座標変調回路を用いて、マルチモード対応プリディストーション歪補償処理技術について説明する。なお、図２に示す極座標変調回路と重複する部分については、同一の符号を付す。

図２５に示すように、歪補償処理回路２５０１は、図２に示す極座標変調回路１９０１における第六の係数選択部１７０３及び乗算回路１７０２の代わりに、信号入力端子Ｔ２５１を有する第七の係数選択部２５０２と、乗算回路２５０３と、を備える。そして、第一の係数選択部１０６より出力される第一の係数情報に対して、第七の係数選択部２５０２より出力される第七の係数情報（ｃｏｅｆｆ７）を、乗算回路２５０３にて乗算する構成である。

信号入力端子Ｔ２５１には、図１に示す制御部１９０３から、モード切り替え信号Ｄ１９２が入力される。そして、本実施形態において、モード切り替え信号Ｄ１９２における信号の変調モードを設定する第二のモード切り替え信号は、現在送信している変調信号の種類を識別する情報としての変調速度データＤ２５１を含む。

第七の係数選択部２５０２は、図２６に示す形式にて、第七の係数情報（ｃｏｅｆｆ７）を格納しておく。図２６に示すテーブルデータの一列目はテーブルデータのアドレス番号を、二列目は１を含む所定範囲の第七の係数情報を示す。なお、この例では、アドレス番号３に係数情報１を格納しているとともに、各係数情報は、例えば、３より小さいアドレス番号に対応した係数情報は“１”より大きく、３より大きいアドレス番号に対応した係数情報は“１”より小さく、アドレス番号の増加に伴い単調減少するように設定されている。

また、第七の係数選択部２６０２は、図２７に示すような、所定範囲ごとに区切った変調速度データＤ２５１とアドレス番号とを対応付けたテーブルデータを格納おく。そして、変調速度データＤ２５１を、信号入力端子Ｔ２５１を介して受信すると、変調速度データＤ２５１に対応したアドレス番号を参照して、第七の係数情報を選択する。ここで、図２７に示すテーブルデータの一列目は変調速度の範囲を、二列目は図２６に示す第七の係数選択部２５０２の格納データを参照する際のアドレス番号を示す。また、第一の係数選択部１０６は、信号入力端子Ｔ２へ入力される、本発明の第１の実施形態にて示したように送信レベル情報Ｄ１９１に基づいてアドレス番号Ｍを選択しているものとする。

本発明に至る過程での検討から、信号入力端子Ｔ２へ入力するデータＤ２のほか、信号入力端子Ｔ３からＴ６へ入力するデータＤ３からＤ６が同一情報に基づいている場合に、電力増幅器１から出力される変調信号のＡＣＰＲ特性の最適点を得る第七の係数情報（ｃｏｅｆｆ７）は、変調速度が増加すると、より小さな値となることが分かった。

図２８は、異なる変調速度を有する変調信号に対するＡＣＰＲ特性を示す図である。図２８において、横軸は第七の係数情報を、縦軸はＡＣＰＲ値を示す。

特性（Ａ）２９０１は、ＥＤＧＥシステム用８−ＰＳＫ変調信号を用いる場合に、第七の係数情報のみ掃引して取得したＡＣＰＲ特性である。

特性（Ｂ）２９０２は、８−ＰＳＫ変調信号よりも高速な変調信号として、例えば、ＷＣＤＭＡシステム用変調信号を用いる場合に、第七の係数情報のみ掃引して取得したＡＣＰＲ特性である。

なお、図２８に示すＡＣＰＲ特性は、低域周波数帯、高域周波数帯のＡＣＰＲ特性のうち、より悪い特性を抽出したものである。

ここで、本発明の第３の実施形態では、ＥＤＧＥシステム用８−ＰＳＫ変調信号を用いる場合の第七の係数情報を基準として考えるために、８−ＰＳＫ変調信号の変調速度（約２７０ｋ）にて送信する場合に、変調速度データＤ７に対応して“１”なる第七の係数情報を出力するように、図２６及び図２７のテーブルデータを設定しているが、テーブルデータへの格納データの定義方法は、想定するマルチモード信号や、要求される補償精度等によって、変更すべきものであることは言うまでもない。

以上説明してきたように、変調速度によって、第七の係数情報の最適値が異なるため、本発明の第３の実施形態に係る極座標変調送信装置では、変調速度を表す情報をもとに、第七の係数情報を切り替える構成とした。

以上のように構成することで、メモリ１０２に格納する電力増幅器１の歪補償処理用データを変調信号ごとに用意することと等価な効果を実現し、歪補償処理用データ容量の増大、及び、歪補償処理回路の回路規模の増大を抑制しながら、マルチモード対応無線送信装置のプリディストーション歪補償処理を実現できる。

なお、歪補償処理回路２５０１に、図２に示す信号入力端子Ｔ１７１及びＴ１７４を有する第六の係数選択部１７０３と、乗算回路１７０２と、適応動作制御部１７１１を追加し、乗算回路２５０３より出力される第一の係数情報と第七の係数情報との積に対して、第六の係数選択部１７０３より出力される第六の係数情報（ｃｏｅｆｆ６）を、乗算回路１７０２にて乗算する構成にて、信号出力端子Ｔ１４１を介してアドレス生成部１４０２より出力されるデータＤ１４１を、信号入力端子Ｔ１７１を介して、第六の係数選択部１６０２に対して入力するとともに、係数調整判断部１７１４より出力されるデータＤ１７３を、信号出力端子Ｔ１７３と信号入力端子Ｔ１７４とを介して、第六の係数選択部１６０２に対して入力することで、適応的な歪補償処理を実現可能な極座標変調送信装置を実現することができる。

また、本発明の第３の実施形態に係る極座標変調送信装置は、例えば、シリコン半導体基板上に形成することで、集積回路として構成することができる。この場合、機能ブロックごとに別基板上に形成することも可能である。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態は、周辺の電波環境に応じて無線通信に利用する周波数、変調方式を自立的に選択するコグニティブ無線通信装置に適用可能なプリディストーション歪補償処理技術について説明するものである。

ここで、本発明の極座標変調回路における歪補償処理技術は、位相変調と振幅変調に関わる理想動作からの劣化要因を独立な３つのパラメータに分離して補償することを特徴とするものであり、この歪補償処理技術をコグニティブ無線通信装置に適用する例について説明する。

図３０は、コグニティブ無線通信システムの概略構成を示す図である。

図３０において、第一のエリア３００１、第二のエリア３００２は、地理的に異なる２つの領域を示し、第一の無線通信システム３０１１、第二の無線通信システム３０１２、第三の無線通信システム３０１３は、第一のエリア３００１にてサービスを提供している無線通信システムを示し、第四の無線通信システム３０１４、第五の無線通信システム３０１５は第二のエリア３００２にてサービスを提供している無線通信システムを示し、無線通信装置３０２０は第一のエリア３００１、第二のエリア３００２の各無線通信システムに対応可能なコグニティブ無線通信装置を示す。

図３１は、図３０に示す各無線通信システムにおける代表パラメータの一例を示す図である。

本発明の第四の実施形態における説明では、第一の無線通信システム３０１１は周波数帯ｆ１、変調方式８−ＰＳＫ、変調速度ＳＰ１、第二の無線通信システム３０１２は周波数帯ｆ２、変調方式ＱＰＳＫ、変調速度ＳＰ２、第三の無線通信システム３０１３は周波数帯ｆ３、変調方式ＨＰＳＫ、変調速度ＳＰ３、第四の無線通信システム３０１４は周波数帯ｆ３、変調方式８−ＰＳＫ、変調速度ＳＰ４、第五の無線通信システム３０１５は周波数帯ｆ１、変調方式ＯＦＤＭ、変調速度ＳＰ５なるパラメータとするが、本発明はこの例に限定されるものではない。

無線通信装置３０２０は、製造時点では、第一のエリア３００１での使用を想定されているものとし、無線通信装置３０２０のユーザーが第一のエリア３００１内にて移動する場合、無線通信装置３０２０は、第一の無線通信システム３０１１、第二の無線通信システム３０１２、第三の無線通信システム３０１３間で切り替えて使用される。本切り替えは、電界強度、実効伝送速度、課金体系等に基づき実施されるものとする。また、無線通信装置３０２０の送信部の構成要素は、図２に示す極座標変調回路１９０１、あるいは、その一部であるとする。

ここで、無線通信装置３０２０のユーザーが第一のエリア３００１を離れ、第二のエリア３００２に入った場合、無線通信装置３０２０は、周辺の電波環境を測定し、製造時点では想定されていない第四の無線通信システム３０１４、第五の無線通信システム３０１５の存在を検知する。

無線通信装置３０２０は、第四の無線通信システム３０１４、第五の無線通信システム３０１５に対応した送信動作を開始する前に、歪補償処理用データとして、本発明の第一の実施形態の図１９を用いて説明した手順にて、変調信号のダイナミックレンジに対応する係数情報を取得するとともに、本発明の第三の実施形態にて説明したように変調速度に対応する係数情報を取得する。なお、本発明の第二の実施形態にて説明したように移動局無線通信装置と基地局無線通信装置との間の無線リンクを経由して係数情報を取得してよい。

ここで、周波数に対応する歪補償処理用データは、使用が想定される周波数帯に関しては、製造時点で図２に示すメモリ１０４に格納しておくが、変調信号のダイナミックレンジ、あるいは、変調速度に対応する歪補償処理用データを固定値とした状態で、送信動作開始前に、周波数ごとのＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性を取得してもよい。

以上のように、本発明の極座標変調回路における歪補償処理技術は、キャリア周波数に依存する補償データと、電力増幅器の出力電位に依存する補償データと、変調速度に依存する補償データとを独立に格納するため、無線通信システムごとに異なる周波数と、変調方式と、変調速度とに柔軟に対応でき、歪補償処理データ用に大容量のメモリを用意しておかなくても、無線通信装置の製造時点では想定されていない無線通信システムに対しても対応することができる。

本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。
本出願は、2005年12月27日出願の日本特許出願（特願2005−375485）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

本発明の極座標変調送信装置は、歪補償処理用データ容量の増大、及び、歪補償処理回路の回路規模の増大を抑制しながら、振幅変調動作時の電力増幅器の低歪特性を実現することを可能とする効果を有し、マルチモード対応極座標変調送信装置や、適応歪補償処理システム等に有用である。

本発明の第１の実施形態における極座標変調送信装置の概略構成を示すブロック図 本発明の第１の実施形態における極座標変調回路の概略構成を示すブロック図 電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性 電力増幅器のＡＭ−ＰＭ特性 本発明の第１の実施形態における第一の係数選択部１０６に格納するテーブルデータの一例を示す図 送信電力規定と送信レベル情報との関係を示す図 送信レベル制御部１０３に格納する電力制御係数（ＰＣＬ）の一例を示す図 電力増幅器１の出力部における、８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジを示す図 電力増幅器のＡＭ−ＡＭ特性 電力増幅器が飽和動作するレベルの入力高周波信号を与えた状態にて、出力振幅の制御電圧に対するステップ応答特性を示す図 電力増幅器のＡＭ−ＰＭ特性 本発明の第１の実施形態における演算処理回路１０７ｂの回路構成の一例を示す図 電力増幅器のＡＭ−ＰＭ特性 本発明の第１の実施形態における演算処理回路１０７ｂの回路構成の他の例を示す図 電力増幅器１の出力部における、ＨＰＳＫ変調信号と、８−ＰＳＫ変調信号に対する瞬時出力電力のＤレンジを示す図 本発明の第１の実施形態におけるアドレス生成部１４０２に格納するテーブルデータの一例を示す図 本発明の第１の実施形態における適応動作制御部を示す図 本発明の第１の実施形態における第六の係数選択部１７０３を構成する第一のメモリ領域に格納するテーブルデータの一例を示す図 本発明の第１の実施形態におけるキャリブレーションのフローチャート図 本発明の第１の実施形態における第六の係数選択部１７０３を構成する第二のメモリ領域に格納するテーブルデータの一例を示す図 本発明の第１の実施形態におけるアドレス生成部１４０２に格納するテーブルデータの一例を示す図 本発明の第２の実施形態における適応歪補償処理システムの概略構成を示す図 本発明の第２の実施形態における移動局無線通信装置２３０１よりアンテナを介して出力される変調信号の時間変化を示す図 本発明の第２の実施形態におけるＣＡＬビットの一例を示す図 本発明の第３の実施形態における極座標変調送信装置を構成する歪補償処理回路の一例を示す図 第七の係数選択部に格納するテーブルデータの一例を示す図 変調速度と変調速度情報Ｄ２５１との関係を示す図 変調速度と第七の係数情報との関係を示す図 従来の極座標変調送信装置を示す図 本発明の第４の実施形態におけるコグニティブ無線通信システムの概略構成を示す図 本発明の第４の実施形態における各無線通信システムにおける代表パラメータの一例を示す図

符号の説明

１ 電力増幅器
２ 極座標変換部
３、１７０１、２５０１ 歪補償処理回路
４、５ 遅延調整部
６、１０４ メモリ
７、７ａ、７ｂ、１４０２ アドレス生成部
８ 振幅補正部
９ 位相補正部
１０ 振幅変調部
１１ 位相変調部
１２ 振幅位相測定部
２０、１９００ 極座標変調送信装置
１０２、１０５ａ、１０７ａ、１７０２、２５０３ 乗算回路
１０３ 送信レベル制御部
１０５ 第一の振幅調整部
１０６ 第一の係数選択部
１０７ 第二の振幅調整部
１０７ｂ 演算処理回路
１０８ 第二の係数選択部
１０９ 第三の係数選択部
１１０ 可変減衰回路
１１１ 第四の係数選択部
１１２ 第五の係数選択部
１１３ 振幅判定部
１３０１ 加算回路
１７０３ 第六の係数選択部
１７１１ 適応動作制御部
１７１２、２３０３、２３１３ 周波数変換回路
１７１３ 検波部
１７１４ 係数調整部
１９０１ 極座標変調回路
１９０２ 信号生成部
１９０３ 制御部
２３００ 適応歪補償処理システム
２３０１ 移動局無線通信装置
２３０２ 移動局受信装置
２３０４ 復調部
２３０５ システム切り替え部
２３１１ 基地局無線通信装置
２３１２ 基地局送受信装置
２３１４ 信号処理部
２３１５ 変換部
２５０２ 第七の係数選択部
３００１ 第一のエリア
３００２ 第二のエリア
３０１１ 第一の無線通信システム
３０１２ 第二の無線通信システム
３０１３ 第三の無線通信システム
３０１４ 第四の無線通信システム
３０１５ 第五の無線通信システム
３０２０ 無線通信装置

Claims (15)

1. 送信変調信号の変調方式の切り替えを行う第一の制御部と、
   送信データをもとに、前記第一の制御部により選択された変調方式にてベースバンド直交信号を生成する信号生成部と、
   前記ベースバンド直交信号から、振幅信号を生成する極座標変換部と、
   前記振幅信号をもとに、振幅変調信号を生成する振幅変調部と、
   前記ベースバンド直交信号の少なくとも位相成分を含む信号をもとに、無線周波数帯の位相変調信号を生成する位相変調部と、
   前記位相変調信号を入力高周波信号として入力し、前記振幅変調信号を制御信号として入力し、無線周波数帯の送信データを生成する増幅部と、
   前記振幅変調部の入力信号及び前記位相変調部の入力信号のうち少なくとも一方に対して所定の歪補償処理を行う歪補償処理回路と、
   前記歪補償処理回路において用いられる補償データの校正動作と、送信動作との切り替えを行う第二の制御部と
   を備え、
   前記第一の制御部は、前記校正動作時には、前記送信動作時に用いられる変調方式における変調信号の振幅ダイナミックレンジ以下となる変調方式を選択するマルチモード対応極座標変調送信装置。
2. 請求項１記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、
   前記第一の制御部は、前記校正動作時には、さらに、所定制御幅にて、出力レベルを単調減少させるマルチモード対応極座標変調送信装置。
3. 請求項１または２記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、
   前記歪補償処理回路は、所定振幅の入力高周波信号及び制御電圧が入力された増幅部の定常状態における制御電圧値に対する出力信号特性をもとに、前記増幅部の定常状態での出力信号を線形化する定常特性補償回路を備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。
4. 請求項３記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、
   前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記定常状態出力信号線形化処理実施後の、振幅信号の振幅を調整する第一の振幅調整部をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。
5. 請求項３記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、
   前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記振幅信号の歪補償処理を行う場合のアドレス参照用振幅信号の振幅を調整する第二の振幅調整部をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。
6. 請求項３記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、
   前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記位相信号の歪補償処理を行う場合のアドレス参照用振幅信号の振幅を調整する第一の位相補償部をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。
7. 請求項３記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、
   前記歪補償処理回路は、前記位相信号又は前記位相変調信号の振幅を調整する第二の位相補償部をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。
8. 請求項３記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、
   前記歪補償処理回路は、前記振幅信号あるいは前記位相信号に所定の遅延量を与え、振幅信号と位相信号との間の同期を確保する遅延調整手段をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。
9. 請求項１から８のいずれか一項記載のマルチモード対応極座標変調送信装置を実装した集積回路。
10. 送信変調信号の変調方式の切り替えを行うステップと、
    送信データをもとに、前記選択された変調方式にてベースバンド直交信号を生成するステップと、
    前記ベースバンド直交信号から、振幅信号を生成するステップと、
    前記振幅信号をもとに、振幅変調信号を生成するステップと、
    前記ベースバンド直交信号の少なくとも位相成分を含む信号をもとに、無線周波数帯の位相変調信号を生成するステップと、
    前記位相変調信号を入力高周波信号として入力し、前記振幅変調信号を制御信号として入力し、無線周波数帯の送信データを生成するステップと、
    前記振幅変調部の入力信号及び前記位相変調部の入力信号のうち少なくとも一方に対して所定の歪補償処理を行う歪補償処理回路において用いられる補償データの校正動作と、送信動作との切り替えを行うステップと
    を有し、
    前記校正動作時には、変調信号の振幅ダイナミックレンジが、前記送信動作時に用いられる変調方式における変調信号の振幅ダイナミックレンジ以下となる変調方式を選択するマルチモード対応極座標変調送信方法。
11. 請求項１０記載のマルチモード対応極座標変調方法を用いて、基地局と移動局との間の無線通信を行うマルチモード無線通信方法。
12. 請求項１から８のいずれか一項記載のマルチモード対応極座標変調送信装置又は請求項９記載の集積回路を備える無線通信装置。
13. 請求項１から８のいずれか一項記載のマルチモード対応極座標変調送信装置、請求項９記載の集積回路、又は、請求項１２記載の無線通信装置を備える無線通信システム。
14. 極座標変調回路における歪補償処理方法であって、
    位相変調と振幅変調に関わる理想動作からの劣化要因を、キャリア周波数に依存するＡＭ−ＡＭ特性およびＡＭ−ＰＭ特性、電力増幅器の出力電位に依存する係数情報、および変調速度に依存する係数情報の独立な３つのパラメータに分離して補償する歪補償処理方法。
15. 第一のエリアおよび第二のエリアの各無線通信システムに対応可能なコグニティブ無線通信装置におけるマルチモード無線通信方法であって、
    前記第一のエリアを離れ、前記第二のエリアに入った場合に、変調信号のダイナミックレンジに対応する係数情報を取得するステップと、
    変調速度に対応する係数情報を取得するステップと、
    前記係数情報に対応する歪補償処理用データをメモリに格納するステップと、
    前記第二のエリアの無線通信システムに対応する変調方式で通信を行うステップとを有するマルチモード無線通信方法。

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