WO2007074839A1

WO2007074839A1 - マルチモード対応極座標変調送信装置、及び、マルチモード無線通信方法

Info

Publication number: WO2007074839A1
Application number: PCT/JP2006/325955
Authority: WO
Inventors: Yoshito Shimizu; Akihiko Matsuoka; Tomoya Urushihara
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-12-27
Filing date: 2006-12-26
Publication date: 2007-07-05
Also published as: JPWO2007074839A1; US20100291885A1; JP4903718B2; US8369801B2

Abstract

　本発明は、歪補償精度を維持しながら、歪補償処理データ容量を低減可能であるとともに、適応的に取得するマルチモード変調信号に対応した歪補償処理データを、効率的にメモリに格納可能なマルチモード極座標変調装置、及び、マルチモード無線通信方法を提供することを目的とする。　極座標変調回路１９０１の歪補償係数のキャリブレーション動作時には、制御部１９０３は、送信動作時よりも振幅信号のダイナミックレンジの狭い変調信号を選択するとともに、適応動作制御部１７１１は、所定出力レベルごとに、電力増幅器１出力でのスペクトラムを測定し、また、歪補償処理回路１７０１は、最適係数情報を求める。一方、送信動作時には、前記手順にて求めた最適係数情報を参照して、振幅信号のダイナミックレンジの広い変調信号の最適係数情報を求める。

Description

明細書

マルチモード対応極座標変調送信装置、及び、マルチモード無線通信方法

技術分野

[0001] 本発明は、複数変調方式に対応して増幅器の出力信号の歪を補償する歪補償処理回路を含むマルチモード対応極座標変調送信装置、及び、前記歪補償処理回路の補償データを効率的に取得するためのマルチモード無線通信方法に関する。背景技術

[0002] 近年の携帯電話サービスでは、音声通話に加えてデータ通信に対する需要が拡大していることから、通信速度の向上が重要である。例えば、主に、ヨーロッパ、アジァ地域にて普及している GSM (Global System for Mobile communications)システムにおいては、従来、搬送波の位相を送信データに応じてシフトする GMSK変調にて音声通話が行われてきたが、搬送波の位相及び振幅を送信データに応じてシフトすることで、 GMSK変調に対して 1シンボル当たりのビット情報を 3倍に高めた 3 π /8r otating8— PSK変調（以下 8— PSK変調と略す）にてデータ通信も行う EDGE (Enh anced Data rates for GSM Evolution)方式が提案されている。また、 UMTS (Univers al Mobile Telecommunications System)、あるいは、 GSMなどの携帯電話システムや、無線 LAN (Local Area Network)システムといった複数の無線システムに対応するマルチモード端末が登場している。さらに、上述の無線システム以外の無線システムも含め、様々な無線システムに対応する場合に、無線端末の小型化、低コスト化を実現する技術として、ソフトウェア無線（SDR: Software Defined Radio)技術の研究も行われている。

[0003] 8 PSK変調のように振幅変動を伴う線形変調方式では、無線通信装置送信部の電力増幅器に対する線形性の要求が厳しい。また、一般的に、電力増幅器の線形動作領域での電力効率は飽和動作領域での電力効率に比べて低、。したがって、線形変調方式に、従来の直交変調方式を適用すると、電力効率の高効率化が困難であった。 [0004] そこで、送信信号を定振幅位相信号と振幅信号に分離して、定振幅位相信号をもとに位相変調器にて位相変調をかけ、電力増幅器が飽和動作点となるレベルの定振幅位相変調信号を入力するとともに、電力増幅器の制御電圧を高速に駆動することで振幅変調を合成する、 EER法（Envelope Elimination & Restoration)と呼ばれ、線形変調方式にて電力増幅器の高効率ィ匕を実現する方式が知られている（例えば、非特許文献 1の第 427頁、第 7. 1図を参照)。特に、ベースバンド帯にて送信信号を分離し、分離した定振幅位相信号と振幅信号を用いて変調を力 4ナる変調方式を Pola r Modulation方式 (ポーラ変調方式、極座標変調方式）と呼ぶ (例えば、非特許文献 1の第 428頁、第 7. 2図を参照)。なお、以下では、従来の直交変調方式と異なる変調方式について説明してゆくことを明確にするため、極座標変調方式と呼ぶ。

[0005] 極座標変調方式において、電力増幅器出力にて振幅信号を表現するための所要ダイナミックレンジ (以下、 Dレンジと略す）に対して、電力増幅器の入力制御電圧に対する出力信号振幅の線形性を確保することは、現状の技術水準では困難であることから、歪補償処理技術を適用することが必要となる。

[0006] 図 29は特許文献 1の第 10図に記載されたプリディストーション (以下、 PDと略す）歪補償処理技術を適用した従来の極座標変調送信装置を示すブロック図である。

[0007] 図 29に示すように、この極座標変調送信装置 20は、電力増幅器 1と、極座標変換部 2と、歪補償処理回路 3と、振幅変調部 10と、位相変調部 11と、振幅位相測定部 1 2と、を備える。また、歪補償処理回路 3は、遅延調整部 4、 5と、メモリ 6と、アドレス生成部 7と、振幅補正部 8と、位相補正部 9と、を備える。

[0008] 次に、図 29に示す従来の極座標変調送信装置 20の動作説明を行う。

[0009] 極座標変換部 2は、極座標変調送信装置 20を用いて無線通信装置送信部を構成する場合に、無線通信装置の図示しない信号生成部より入力されたベースバンド帯直交座標信号 (IQ信号)を振幅信号 r(t)と定振幅の位相信号 Θ (t)とに分離する。ここで、 r (t)は所定値にて正規化する。

[0010] 歪補償処理回路 3は、振幅信号 r (t)及び位相信号 Θ (t)に対して所定の歪補償処理を行い、振幅補正後の振幅信号を振幅変調部 10に対して出力するとともに、位相補正後の位相信号を位相変調部 11に対して出力する。この歪補償処理回路 3の構成、及び、動作は後述する。

[0011] 振幅変調部 10は、歪補償処理回路 3より出力される振幅信号に基づいて、電力増幅器 1の制御電圧を駆動する。

[0012] 位相変調部 11は、歪補償処理回路 3より出力される位相信号に基づいて、位相変調を行う。

[0013] 電力増幅器 1は、制御信号としての振幅変調部 10からの出力信号に基づいて、位相変調部 11より出力される位相変調信号に対して振幅変調を合成する。

[0014] 振幅位相測定部 12は、所定の入力信号を極座標変換部 2に与えるとともに、振幅信号が一定値となる制御電圧を最大値力所定間隔にて低減することで、電力増幅器 1の出力信号振幅を制御する際に、前記制御電圧値ごとに、電力増幅器 1の出力信号振幅特性及び通過位相特性を測定し、取得データをメモリ 6に対して出力する。

[0015] 次に、歪補償処理回路 3の構成、及び、動作について詳述する。

[0016] 遅延調整部 4、 5は、振幅変調信号と位相変調信号の経路間の時間遅延差を補償するために、極座標変換部 2より出力される振幅信号及び位相信号に対して所定の遅延を与え、遅延調整後の振幅信号をアドレス生成部 7、及び、振幅補正部 8に対して出力するとともに、遅延調整後の位相信号を位相補正部 9に対して出力する。

[0017] メモリ 6は、振幅位相測定部 12より出力される、所定入力高周波信号振幅での電力増幅器 1の、入力制御信号に対する出力信号振幅特性 (AM— AM mplitude Mod ulation to Amplitude Modulation conversionゝ以下 AM— AM特'性と呼ぶ)、及び通過位ネ目特 '性 (AM— PM : Amplitude Modulation to Phase Modulation conversion^以下 AM— PM特性と呼ぶ）の逆特性を格納し、アドレス生成部 7より出力されるァドレス信号に応じて電力増幅器 1の逆特性となる振幅補正信号、位相補正信号を出力する。なお、上記特性は定常状態の制御電圧を供給した際の特性を示す。

[0018] ここで、定常状態の制御電圧を供給した際の電力増幅器 1の AM— AM特性、 AM

PM特性と、各々の逆特性と、振幅変調動作時の電力増幅器の特性を区別するため、以下では、振幅位相測定部 12などの測定部を用いて取得される電力増幅器 1の特性を順特性 (AM— AM順特性、 AM— PM順特性）と呼び、メモリ 6などの歪補償処理用メモリに格納する補償データを逆特性 (AM— AM逆特性、 AM— PM逆特性 )と呼び、振幅変調動作時の電力増幅器 1の特性を動特性 (AM— AM動特性、 AM PM動特性）と呼ぶ。

[0019] アドレス生成部 7は、遅延調整部 4より出力される振幅信号を、メモリ 6に格納する補償データと補償精度から求まる、所定範囲、かつ、所定ステップ幅を有する離散値に変換した上で、メモリ 6に格納する補償データを参照するためのアドレス信号を生成する。

[0020] 振幅補正部 8は、メモリ 6より出力される振幅補正信号をもとに、遅延調整部 4より出力される振幅信号に対する補正を行う。

[0021] 位相補正部 9は、メモリ 6より出力される位相補正信号をもとに、遅延調整部 5より出力される位相信号に対する補正を実施する。

[0022] このようにして、電力増幅器の入力制御信号に対する出力特性の逆特性を考慮して予め歪ませた振幅変調信号及び位相変調信号は、電力増幅器にて発生する実際の振幅、位相歪の影響を受けて所望の出力振幅、位相となり、入力制御電圧に対する線形性を向上させることができる。

[0023] 以上で特許文献 1記載の従来の極座標変調送信装置の動作説明を終える。なお、以下では、特許文献 1記載の極座標変調送信装置 20を従来の極座標変調送信装置と呼ぶ。

[0024] 続ヽて、従来の極座標変調送信装置を用いて、マルチモード対応無線通信装置送信部を構成する場合に必要となる技術について説明する。

[0025] 従来の極座標変調送信装置を用いて、マルチモード無線通信装置送信部を実現するには、電力増幅器の動作を線形化するため、システムごとに異なる変調速度、振幅信号の所要 Dレンジに対応した歪補償処理が必要である。

[0026] 次に、 SDR通信装置送信部を実現する場合に必要となる技術について説明する。

[0027] SDR通信装置は、デジタル信号処理部の演算処理機能を含めたソフトウェアの書き換え (リコンフイダ）によって、所望の特性、機能への変更が可能であり、装置の製造時点では対応していない様々な通信方式、すなわち、マルチモード変調信号に対応することが可能である。一方、現状の技術水準では、電力増幅器などのアナログ回路に関して、所望の特性、機能への変更を行うリコンフイダは困難である。よって、例えば、マルチモード変調信号に対して同一の電力増幅器を用いる場合には、変調信号に応じて変化する特性の補償技術が必要である。

[0028] 特許文献 1 :特表 2004— 501527号公報

特干文献 1 : Kenington, Peter B、 High— Linearity RF Ampliner Design 、 Artech H ouse Pulishers

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0029] 従来の極座標変調送信装置を用いて、マルチモード対応無線通信装置送信部を構成する場合に発生する課題にっヽて説明する。

[0030] マルチモード無線通信装置では、対応するシステムごと、あるいは、同一のシステム内でも、複数の変調信号を処理するため、マルチモード変調信号に対応することが必要である。

[0031] 特許文献 1には、変調速度が異なる場合や、振幅信号の所要 Dレンジが異なる場合の歪補償処理データの効率的な格納方法が開示されて、な、が、従来の極座標変調送信装置にぉ、て、対応すべきマルチモード変調信号ごとの歪補償処理データをメモリに格納しておき、電力増幅器に対する歪補償処理を行う技術と組み合わせることが考免られる。

[0032] し力しながら、マルチモード変調信号ごとに歪補償処理データをメモリに格納すると、メモリ容量が増え、無線通信装置の製造コストが増大するという問題が生じる。

[0033] よって、歪補償処理データ容量を低減しながら、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理を実現することが、第一の課題である。

[0034] また、 SDR通信装置の実現にあたっては、マルチモード変調信号ごとに、電力増幅器の歪補償処理データをメモリに格納しておく必要がある力装置の製造時点では対応していない変調信号に対する歪補償処理データを、事前にメモリに格納しておくことは、回路規模の増大を伴うこと、また、変調方式が同一でも、例えば、変調速度が異なる変調信号に対しては、異なる歪補償処理データが必要になる。

[0035] ここで、従来の極座標変調送信装置にお!、て、振幅位相測定部を用い、変調信号ごとの電力増幅器の歪補償処理データを取得することで対応可能であるが、前記手順で取得した歪補償処理データでは、上述のように、メモリ容量が増え、無線通信装置の製造コストが増大する。

[0036] よって、適応的に取得する、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理データを、効率的にメモリに格納することが、第二の課題である。

[0037] 本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、歪補償精度を維持しながら、歪補償処理データ容量を低減可能であるとともに、適応的に取得するマルチモード変調信号に対応した歪補償処理データを、効率的にメモリに格納可能なマルチモード極座標変調装置、及び、マルチモード無線通信方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0038] 本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第 1に、送信変調信号の変調方式の切り替えを行う第一の制御部と、送信データをもとに、前記第一の制御部により選択された変調方式にてベースバンド直交信号を生成する信号生成部と、前記べースバンド直交信号から、振幅信号を生成する極座標変換部と、前記振幅信号をもとに、振幅変調信号を生成する振幅変調部と、前記ベースバンド直交信号の少なくとも位相成分を含む信号をもとに、無線周波数帯の位相変調信号を生成する位相変調部と、前記位相変調信号を入力高周波信号として入力し、前記振幅変調信号を制御信号として入力し、無線周波数帯の送信データを生成する増幅部と、前記振幅変調部の入力信号及び前記位相変調部の入力信号のうち少なくとも一方に対して所定の歪補償処理を行う歪補償処理回路と、前記歪補償処理回路において用いられる補償データの校正動作と、送信動作との切り替えを行う第二の制御部とを備え、前記第一の制御部は、前記校正動作時には、前記送信動作時に用いられる変調方式における変調信号の振幅ダイナミックレンジ以下となる変調方式を選択する。

[0039] この構成により、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理用の補償データを、効率的に取得することができる。

[0040] 本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第 2に、上記第 1のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記第一の制御部は、前記校正動作時には、さらに、所定制御幅にて、出力レベルを単調減少させる。 [0041] この構成により、上記第 1のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果にカロえ、簡易に歪補償処理用の補償データを取得することができる。

[0042] 本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第 3に、上記第 1または第 2のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、所定振幅の入力高周波信号及び制御電圧が入力された増幅部の定常状態における制御電圧値に対する出力信号特性をもとに、前記増幅部の定常状態での出力信号を線形化する定常特性補償回路を備える。

[0043] この構成により、上記第 1、あるいは、第 2のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、歪補償処理回路を簡易に構成することができる。

[0044] 本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第 4に、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記定常状態出力信号線形化処理実施後の、振幅信号の振幅を調整する第一の振幅調整部をさらに備える。

[0045] この構成により、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果にカロえ、歪補償精度をさらに向上することができる。

[0046] 本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第 5に、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記振幅信号の歪補償処理を行う場合のアドレス参照用振幅信号の振幅を調整する第二の振幅調整部をさらに備える。

[0047] この構成により、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果にカロえ、歪補償精度をさらに向上することができる。

[0048] 本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第 6に、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記位相信号の歪補償処理を行う場合のアドレス参照用振幅信号の振幅を調整する第一の位相補償部をさらに備える。

[0049] この構成により、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果にカロえ、歪補償精度をさらに向上することができる。

[0050] 本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第 7に、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記位相信号又は前記位相変調信号の振幅を調整する第二の位相補償部をさらに備える。

[0051] この構成により、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果にカロえ、歪補償精度をさらに向上することができる。

[0052] 本発明のマルチモード対応極座標変調送信装置は、第 8に、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、前記歪補償処理回路は、前記振幅信号あるいは前記位相信号に所定の遅延量を与え、振幅信号と位相信号との間の同期を確保する遅延調整部をさらに備える。

[0053] この構成により、上記第 3のマルチモード対応極座標変調送信装置での効果にカロえ、歪補償精度をさらに向上することができる。

[0054] 本発明の集積回路は、上記第 1から第 8のいずれかのマルチモード対応極座標変調送信装置より構成される。

[0055] この構成により、上記第 1から第 8のいずれかのマルチモード対応極座標変調送信装置での効果に加え、回路規模を低減することができる。

[0056] 本発明のマルチモード対応極座標変調方法は、送信変調信号の変調方式の切り替えを行うステップと、送信データをもとに、前記選択された変調方式にてベースバンド直交信号を生成するステップと、前記ベースバンド直交信号から、振幅信号を生成するステップと、前記振幅信号をもとに、振幅変調信号を生成するステップと、前記ベースバンド直交信号の少なくとも位相成分を含む信号をもとに、無線周波数帯の位相変調信号を生成するステップと、前記位相変調信号を入力高周波信号として入力し、前記振幅変調信号を制御信号として入力し、無線周波数帯の送信データを生成するステップと、前記振幅変調部の入力信号及び前記位相変調部の入力信号のうち少なくとも一方に対して所定の歪補償処理を行う歪補償処理回路において用いられる補償データの校正動作と、送信動作との切り替えを行うステップとを有し、前記校正動作時には、変調信号の振幅ダイナミックレンジ力前記送信動作時に用いられる変調方式における変調信号の振幅ダイナミックレンジ以下となる変調方式を選択する。

[0057] この構成により、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理用の補償データを、効率的に取得することができる。

[0058] 本発明のマルチモード無線通信方法は、上記マルチモード対応極座標変調方法を用いて、基地局と移動局との間の無線通信を行う。

[0059] この構成により、無線リンクを経由して、マルチモード変調信号に対応した歪補償処理用の補償データを、効率的に取得することができる。

[0060] 本発明の無線通信装置は、上記第 1から第 8のいずれかのマルチモード対応極座標変調送信装置又は集積回路を備える。

[0061] この構成により、マルチモード動作に対応した極座標変調方式の無線通信装置を

、簡易に実現することができる。

[0062] 本発明の無線通信システムは、記第 1から第 8のいずれかのマルチモード対応極座標変調送信装置、集積回路又は無線通信装置を備える。

[0063] この構成により、マルチモード動作に対応した極座標変調方式の無線通信システムを、簡易に実現することができる。

[0064] 本発明は、極座標変調回路における歪補償処理方法であって、位相変調と振幅変調に関わる理想動作からの劣化要因を、キャリア周波数に依存する AM— AM特性および AM— PM特性、電力増幅器の出力電位に依存する係数情報、および変調速度に依存する係数情報の独立な 3つのパラメータに分離して補償する歪補償処理方法である。

[0065] この構成により、歪補償精度を維持しながら歪補償処理データの容量を低減するとともに、適応的に取得するマルチモード変調信号に対応した歪補償処理データを効率的にメモリに格納することができる。

[0066] 本発明は、第一のエリアおよび第二のエリアの各無線通信システムに対応可能なコグ-ティブ無線通信装置におけるマルチモード無線通信方法であって、前記第一のエリアを離れ、前記第二のエリアに入った場合に、変調信号のダイナミックレンジに対応する係数情報を取得するステップと、変調速度に対応する係数情報を取得するステツプと、前記係数情報に対応する歪補償処理用データをメモリに格納するステップと、前記第二のエリアの無線通信システムに対応する変調方式で通信を行うステップとを有するマルチモード無線通信方法である。 [0067] この構成により、複数の無線通信システムごとに異なる周波数、変調方式および変調速度に柔軟に対応することができ、歪補償処理データ用に大容量のメモリを用意しておかなくて、無線通信装置の製造時点では想定されて、な、無線通信システムに対して適応的に対応することができる。

発明の効果

[0068] 本発明によれば、歪補償精度を維持しながら、歪補償処理データ容量を低減可能であるとともに、適応的に取得するマルチモード変調信号に対応した歪補償処理データを、効率的にメモリに格納可能なマルチモード対応極座標変調送信装置、及び、マルチモード無線通信方法を提供することができる。

図面の簡単な説明

[0069] [図 1]本発明の第 1の実施形態における極座標変調送信装置の概略構成を示すプロック図

[図 2]本発明の第 1の実施形態における極座標変調回路の概略構成を示すブロック図

[図 3]電力増幅器の AM— AM特性

[図 4]電力増幅器の AM— PM特性

[図 5]本発明の第 1の実施形態における第一の係数選択部 106に格納するテーブルデータの一例を示す図

[図 6]送信電力規定と送信レベル情報との関係を示す図

[図 7]送信レベル制御部 103に格納する電力制御係数 (PCL)の一例を示す図

[図 8]電力増幅器 1の出力部における、 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジを示 1 "図

[図 9]電力増幅器の AM— PM特性

[図 10]電力増幅器が飽和動作するレベルの入力高周波信号を与えた状態にて、出力振幅の制御電圧に対するステップ応答特性を示す図

[図 11]電力増幅器の AM— PM特性

[図 12]本発明の第 1の実施形態における演算処理回路 107bの回路構成の一例を示す図 [図 13]電力増幅器の AM— PM特性

圆 14]本発明の第 1の実施形態における演算処理回路 107bの回路構成の他の例を示す図

[図 15]電力増幅器 1の出力部における、 HPSK変調信号と、 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジを示す図

[図 16]本発明の第 1の実施形態におけるアドレス生成部 1402に格納するテーブルデータの一例を示す図

圆 17]本発明の第 1の実施形態における適応動作制御部を示す図

圆 18]本発明の第 1の実施形態における第六の係数選択部 1703を構成する第一のメモリ領域に格納するテーブルデータの一例を示す図

[図 19]本発明の第 1の実施形態におけるキャリブレーションのフローチャート図圆 20]本発明の第 1の実施形態における第六の係数選択部 1703を構成する第二のメモリ領域に格納するテーブルデータの一例を示す図

[図 21]本発明の第 1の実施形態におけるアドレス生成部 1402に格納するテーブルデータの一例を示す図

圆 22]本発明の第 2の実施形態における適応歪補償処理システムの概略構成を示す図

圆 23]本発明の第 2の実施形態における移動局無線通信装置 2301よりアンテナを介して出力される変調信号の時間変化を示す図

圆 24]本発明の第 2の実施形態における CALビットの一例を示す図

圆 25]本発明の第 3の実施形態における極座標変調送信装置を構成する歪補償処理回路の一例を示す図

[図 26]第七の係数選択部に格納するテーブルデータの一例を示す図

圆 27]変調速度と変調速度情報 D251との関係を示す図

[図 28]変調速度と第七の係数情報との関係を示す図

[図 29]従来の極座標変調送信装置を示す図

[図 30]本発明の第 4の実施形態におけるコグ-ティブ無線通信システムの概略構成を示す図 [図 31]本発明の第 4の実施形態における各無線通信システムにおける代表パラメ一タの一例を示す図

符号の説明

1 電力増幅器

2 極座標変換部

3、 1701、 2501 歪補償処理回路

4、 5 遅延調整部

6、 104 メモリ

7、 7a、 7b、 1402 アドレス生成部

8 振幅補正部

9 位相補正部

10 振幅変調部

11 位相変調部

12 振幅位相測定部

20、 1900 極座標変調送信装置

102、 105a, 107a, 1702、 2503 乗算回路

103 送信レベル制御部

105 第一の振幅調整部

106 第一の係数選択部

107 第二の振幅調整部

107b 演算処理回路

108 第二の係数選択部

109 第三の係数選択部

110 可変減衰回路

111 第四の係数選択部

112 第五の係数選択部

113 振幅判定部

1301 加算回路 1703 第六の係数選択部

1711 適応動作制御部

1712、 , 2303、 2313 周波数変換回路

1713 検波部

1714 係数調整部

1901 極座標変調回路

1902 信号生成部

1903 制御部

2300 適応歪補償処理システム

2301 移動局無線通信装置

2302 移動/ ¾受 Ί目装

2304 復調部

2305 システム切り替え部

2311 基地局無線通信装置

2312 基地局送受信装置

2314 信号処理部

2315 変換部

2502 第七の係数選択部

3001 第一のエリア

3002 第二のエリア

3011 第一の無線通信システム

3012 第二の無線通信システム

3013 第三の無線通信システム

3014 第四の無線通信システム

3015 第五の無線通信システム

3020 無線通信装置

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する (第 1の実施形態）

本発明の第 1の実施形態は、歪補償精度を維持しながら、歪補償処理データ容量を低減可能なマルチモード対応極座標変調送信装置に関して説明するものである。まず始めに、第 1の実施形態に係る極座標変調送信装置の概要について説明する。

[0072] 図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る極座標変調送信装置の概略構成を示すブロック図である。図 1に示すように、極座標変調送信装置 1900は、極座標変調回路 1 901と、信号生成部 1902と、制御部 1903と、適応動作制御部 1711とを備える。また、極座標変調回路 1901は、電力増幅器 1と、極座標変換部 2と、歪補償処理回路 1701と、振幅変調部 10と、位相変調部 11と、を備える。

[0073] まず、図 1に示す極座標変調送信装置 1900に関する制御信号について説明する

[0074] 送信レベル情報 D191は、電力増幅器 1からの出力レベルを設定する制御信号である。

[0075] モード切り替え信号 D192は、極座標変調送信装置 1900の動作モードとして、歪補償処理回路 1701における歪補償用係数情報の最適化モード (キャリブレーションモード）と送信動作モードという 2つの動作切り替えを実行するための第一のモード切り替え信号と、信号生成部 1902より出力する信号の変調モードを設定する第二のモード切り替え信号とを有する制御信号である。

[0076] (1)極座標変調送信装置の基本構成

次に、図 1に示す極座標変調送信装置 1900の構成について説明する。

[0077] 信号生成部 1902は、制御部 1903より出力される前記第二のモード切り替え信号により設定される変調モードにて、極座標変調送信装置 1900より構成される無線通信装置のユーザー操作に基づ!、た送信データから、ベースバンド帯直交座標信号（ IQ信号)を生成し、信号入力端子 Tl l、及び、信号入力端子 T12を介して、極座標変換部 2に対して、 IQ信号を出力する。

[0078] 制御部 1903は、送信レベル情報 D191を歪補償処理回路 1701に対して出力する。具体的には、制御部 1903は、送信レベル情報 D191を、信号入力端子 T191を介して極座標変調回路 1901に対して出力する。送信レベル情報 D 191を受信した極座標変調回路 1901は、信号入力端子 Τ1、 Τ2、 Τ3、 Τ4, Τ5及び Τ6を介して、送信レベル情報 D191を、歪補償処理回路 1701に出力する。また、制御部 1903は、信号生成部 1902に対して第二のモード切り替え信号を、また、信号入力端子 T19 2を介して、極座標変調回路 1901に対して第一のモード切り替え信号、及び、第二のモード切り替え信号を、さらに、適応動作制御部 1711に対して第一のモード切り替え信号を、それぞれ出力する。

[0079] 制御部 1903は、キャリブレーションモード時に、送信動作モード時に用いられる変調方式における変調信号の振幅 Dレンジ以下となる変調方式を選択する第二のモード切り替え信号を出力する。そして、歪補償処理回路 1701では、変調信号の振幅 D レンジが狭い変調方式において、適応動作制御部 1711からの制御信号 D173を参照しながら、歪補償処理回路 1701における補償データの一例である歪補償用係数情報を最適化する。

[0080] このように、振幅 Dレンジの狭い信号を用いて歪補償用係数情報を求めておき、より広ヽ振幅 Dレンジを有する変調信号送信時の補償データとして参照することで、極座標変調送信装置のマルチモード動作対応を可能とする場合の、歪補償処理データ容量の増大抑制と、補償精度の確保という相反する課題を同時に解決することが可能となる。

[0081] (2)極座標変調回路の基本構成

本願発明者のこれまでの検討によれば、電力増幅器の動特性 (AM— AM動特性、 AM— PM動特性)を事前に取得することは容易ではないが、歪補償処理回路 1701 は、定常状態の制御電圧を供給して取得した電力増幅器の AM— AM順特性、 AM PM順特性をもとに、所定の演算処理を行うことで、簡易な構成ながら、電力増幅器の動特性を高精度に補償できることが分力た。

[0082] そこでまず、電力増幅器の AM— AM動特性補償技術、 AM— PM動特性補償技術について説明する。

[0083] 図 2は、本発明の第 1の実施形態に係る極座標変調回路の概略構成を示すブロック図である。

[0084] 図 2に示すように、極座標変調回路 1901は、電力増幅器 1と、極座標変換部 2と、歪補償処理回路 1701と、振幅変調部 10と、位相変調部 11とを備える。また、歪補償処理回路 1701は、遅延調整部 4、 5と、アドレス生成部 7a、 7bと、振幅補正部 8と、位相補正部 9と、乗算回路 102と、信号入力端子 T1を有する送信レベル制御部 10 3と、メモリ 104と、乗算回路 105aより構成される第一の振幅調整部 105と、信号入力端子 T2を有する第一の係数選択部 106と、乗算回路 107a及び演算処理回路 10 7bより構成される第二の振幅調整部 107と、信号入力端子 T3を有する第二の係数選択部 108と、信号入力端子 T4を有する第三の係数選択部 109と、可変減衰回路 110と、信号入力端子 T5を有する第四の係数選択部 111と、信号入力端子 T6を有する第五の係数選択部 112と、信号出力端子 T7を有する振幅判定部 113と、ァドレス生成部 1402と、乗算回路 1702と、信号入力端子 T171と T174とを有する第六の係数選択部 1703とを備える。

[0085] すなわち、本発明の第 1の実施形態における極座標変調回路 1901は、図 29に示す従来の極座標変調送信装置 20における振幅位相測定部 12を削除するとともに、メモリ 6及びアドレス生成部 7の代わりに、メモリ 104及びアドレス生成部 7a、 7bを備える。また、新規に、乗算回路 102と、送信レベル制御部 103と、第一の振幅調整部 105と、第一の係数選択部 106と、第二の振幅調整部 107と、第二の係数選択部 10 8と、第三の係数選択部 109と、可変減衰回路 110と、第四の係数選択部 111と、第五の係数選択部 112と、振幅判定部 113と、アドレス生成部 1402と、乗算回路 170 2と、第六の係数選択部 1703と、を備えるものである。

[0086] 極座標変換部 2は、信号入力端子 Tl l、及び、信号入力端子 T12を介して、信号生成部 1902より入力されたベースバンド帯直交座標信号 (IQ信号)を振幅信号!: (t) と定振幅の位相信号 Θ (t)とに分離する。ここで、 r (t)は所定値、例えば、 1で正規化する。

[0087] 歪補償処理回路 1701は、信号入力端子 T13、及び、信号入力端子 T14を介して入力される、極座標変換部 2にて生成された振幅信号!: (t)及び位相信号 Θ (t)に対して所定の歪補償処理を行う。また、歪補償処理回路 1701は、振幅補正後の振幅信号を、信号出力端子 T15を介して振幅変調部 10に対して出力するとともに、位相補正後の位相信号を、信号出力端子 T16を介して位相変調部 11に対して出力する。この歪補償処理回路 1701の構成、及び、動作は後述する。

[0088] 振幅変調部 10は、信号出力端子 T15を介して歪補償処理回路 1701より出力される振幅信号に基づいて、電力増幅器 1の制御電圧を駆動する。

[0089] 位相変調部 11は、信号出力端子 T16を介して歪補償処理回路 1701より出力される位相信号に基づいて、位相変調を行うとともに、信号入力端子 T17を介して、位相変調信号を、歪補償処理回路 1701に対して出力する。

[0090] 電力増幅器 1は、制御信号としての振幅変調部 10からの出力信号に基づいて、信号出力端子 T18を介して、歪補償処理回路 1701より出力される位相変調信号に対して振幅変調を合成する。

[0091] 次に、歪補償処理回路 1701の構成、及び、動作について詳述する。なお、振幅変調部 10及び位相変調部 11につ、て、歪補償処理回路 1701との間の信号の入出力関係を明確化するために、再度、動作について詳述する。

[0092] まず、振幅信号の信号経路に関わる構成について説明する。

[0093] 遅延調整部 4は、第五の係数選択部 112より出力される第五の係数情報 (coeff5) に基づいて、信号入力端子 T13を介して極座標変換部 2より入力される振幅信号に対して、所定の遅延を与え、遅延調整後の振幅信号を乗算回路 102に対して出力する。なお、遅延調整の方法については後述する。

[0094] 乗算回路 102は、遅延調整部 4より出力される振幅信号に対して、送信レベル制御部 103より出力される電力制御係数 (PCL)を乗算し、電力制御係数乗算後の振幅信号を、振幅補正部 8と、第二の振幅調整部 107と、振幅判定部 113と、に対して出力する。

[0095] 送信レベル制御部 103は、制御部 1903より入力される電力増幅器 1の送信レベル情報 D191に対応する電力制御係数をメモリに格納し、信号入力端子 T1を介して入力する送信レベル情報 D191をアドレス信号として、前記電力制御係数を乗算回路 1 02に対して出力する。

[0096] メモリ 104は、ネットワークアナライザ等を用いて事前に取得する、電力増幅器 1の AM— AM順特性、及び、 AM— PM順特性の逆特性を格納する。ここで、電力増幅器 1の AM— AM順特性と AM— PM順特性は、例えば、図 3、図 4に示すものである。図 3において、横軸は電力増幅器 1に供給する制御電圧の最大値にて正規ィ匕した正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器 1からの出力振幅を、図中の実線は正規ィ匕制御電圧に対する出力振幅の定常特性を示す。

[0097] 次に、図 4において、横軸は正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器 1への入力高周波信号と出力高周波信号との位相差、すなわち、電力増幅器 1の通過位相回転量を、図中の実線は正規ィ匕制御電圧に対する通過位相回転量の定常特性を示す。また、メモリ 104は、アドレス生成部 7aより出力される第一のアドレス信号に応じて電力増幅器 1の逆特性となる振幅補正信号を振幅補正部 8に対して出力するとともに、アドレス生成部 7bより出力される第二のアドレス信号に応じて電力増幅器 1の逆特性となる位相補正信号を位相補正部 9に対して出力する。なお、図 3、図 4の特性は、制御電圧供給後、電力増幅器の出力が安定化した時点の定常特性を示す。

[0098] アドレス生成部 7aは、第二の振幅調整部 107を構成する乗算回路 107aより出力される振幅信号を、メモリ 104に格納する AM— AM逆特性データと補償精度力も求まる、所定範囲、かつ、所定ステップ幅を有する離散値に変換した上で、メモリ 104に格納する AM— AM逆特性データを参照するための第一のアドレス信号を生成する

[0099] アドレス生成部 7bは、第二の振幅調整部 107を構成する演算処理回路 107bより出力される振幅信号を、メモリ 104に格納する AM— PM逆特性データと補償精度から求まる、所定範囲、かつ、所定ステップ幅を有する離散値に変換した上で、メモリ 1 04に格納する AM— PM逆特性データを参照するための第二のアドレス信号を生成する。

[0100] 振幅補正部 8は、メモリ 104より出力される振幅補正信号をもとに、乗算回路 102より出力される振幅信号に対する補正を行い、振幅補正後の振幅信号を第一の振幅調整部 105に対して出力する。

[0101] 振幅判定部 113は、乗算回路 102より出力される振幅信号を、一定間隔にてサンプリングして瞬時振幅値を求め、前記瞬時振幅値を振幅データ D7として、アドレス生成部 1402に対して出力する。

[0102] アドレス生成部 1402は、振幅判定部 113より出力される振幅データ D7をもとに、第六の係数選択部 1703において補償データを参照するための第三のアドレス信号 D141を後述する方法にて生成し、信号出力端子 T141と信号入力端子 T171とを介して、前記第六の係数選択部 1703に対して、第三のアドレス信号 D141を出力する。

[0103] 第一の係数選択部 106は、信号入力端子 T2より入力される所定のデータ D2に対応した係数情報を図 5に示すテーブルデータとして格納しておく。図 5に示すテープルデータの 1列目は、テーブルデータのアドレス番号を、 2列目は、後述する方法にて設定する係数情報 (coeffl)を示す。ここで、データ D2は、送信レベル情報 D191 である。また、第一の係数選択部 106は、係数情報のキャリブレーションモード時には、乗算回路 1702より出力される係数情報によって、テーブルデータを更新する構成を採る。

[0104] 第六の係数選択部 1703は、 2つのメモリ領域を有し、第一のメモリ領域は、係数情報のキャリブレーションモード時に使用するものであり、信号入力端子 T174より入力されるデータ D174に対応する形式にて第六の係数情報 (coeff6)を格納する。また、第六の係数選択部 1703を構成する第二のメモリ領域は、送信動作モード時に使用するものであり、信号入力端子 T171より入力されるデータ D171に対応する形式にて第六の係数情報を格納する。よって、第一のメモリ領域と第二のメモリ領域とは、それぞれ、第六の係数情報の格納形式が異なる。

[0105] 前記第一のメモリ領域は、図 18に示す形式であり、テーブルデータの一列目はテ一ブルデータのアドレス番号を、二列目は 1を含む所定範囲の第六の係数情報を示す。なお、この例では、アドレス番号 Qに係数情報" 1"を格納しているとともに、各係数情報は、例えば、 Qより小さいアドレス番号に対応した係数情報は" 1"より大きぐ Qより大きいアドレス番号に対応した係数情報は" 1"より小さぐアドレス番号の増加に伴い単調減少するように設定されている。ここで、データ D174は、適応動作制御部 1711より出力される制御信号 D173である。

[0106] また、前記第二のメモリ領域は、図 5に示すテーブルデータの 2列目を、後述する方法にて設定する係数情報（coeff6)に置き換えたものとなる。ここで、データ D171は、アドレス生成部 1402より出力されるデータ D141である。なお、特に記載のない場合、第六の係数選択部 1703は、送信動作モード時には、第六の係数情報として" 1" を出力する。

[0107] 乗算回路 1702は、第一の係数選択部 106より出力される第一の係数情報と、第六の係数選択部 1703より出力される第六の係数情報とを乗算し、送信動作モード時には、係数情報の積を第一の振幅調整部 105に対して出力し、また、係数情報のキヤリブレーシヨンモード時には、前記係数情報の積を第一の係数選択部 106に対して出力する。

[0108] 第一の振幅調整部 105は、乗算回路 105aより構成される。乗算回路 105aは、振幅補正部 8より出力される振幅信号に対して、乗算回路 1702より出力される係数情報の積を乗算して、前記積を乗算後の振幅信号を、信号出力端子 T15を介して、振幅変調部 10に対して出力する。

[0109] 第二の振幅調整部 107は、乗算回路 107a及び演算処理回路 107bより構成される。乗算回路 107aは、乗算回路 102より出力される振幅信号に対して、第二の係数選択部 108より出力される第二の係数情報 (coeff2)を乗算し、第二の係数情報乗算後の振幅信号をアドレス生成部 7aに対して出力する。また、演算処理回路 107bは、乗算回路 102より出力される振幅信号に対して、第三の係数選択部 109より出力される第三の係数情報 (coeff 3)をもとに所定の演算処理を実施し、演算処理実施後の振幅信号をアドレス生成部 7bに対して出力する。ここで、第二の振幅調整部 107 は、アドレス生成部 7aと 7bが、第一のアドレス信号と第二のアドレス信号を生成する際のもとになる振幅信号に対して、異なる係数情報を乗算可能であることを特徴とする。なお、演算処理回路 107bにて行う所定の演算処理とは、例えば、乗算回路 102 より出力される振幅信号に対して、第三の係数選択部 109より出力される第三の係数情報 (coeff 3)を、乗算あるいは加算する演算処理を指す。

[0110] 第二の係数選択部 108は、乗算回路 107aにて乗算する第二の係数情報を設定するために、信号入力端子 T3より入力される所定のデータ D3に対応した係数情報をテーブルデータとして格納しておく。このテーブルデータは、図 5に示すテーブルデータの 2列目を、後述する方法にて設定する第二の係数情報に置き換えたものとなる。ここで、データ D3は、送信レベル情報 D191である。 [0111] 第三の係数選択部 109は、演算処理回路 107bにて乗算する第三の係数情報を設定するために、信号入力端子 T4より入力される所定のデータ D4に対応した係数情報をテーブルデータとして格納しておく。このテーブルデータは、図 5に示すテーブルデータの 2列目を、後述する方法にて設定する第三の係数情報に置き換えたものとなる。ここで、データ D4は、送信レベル情報 D191である。

[0112] 振幅変調部 10は、信号出力端子 T15を介して乗算回路 105aより出力される振幅信号に基づいて電力増幅器 1の制御電圧を駆動する。

[0113] 次に、位相信号の信号経路に関わる構成について説明する。

[0114] 遅延調整部 5は、第五の係数選択部 112より出力される第五の係数情報 (coeff5) に基づいて、信号入力端子 T14を介して極座標変換部 2より入力される位相信号に対して、所定の遅延を与え、遅延調整後の位相信号を位相補正部 9に対して出力する。なお、遅延調整の方法については、遅延調整部 4での遅延調整とあわせて後述する。

[0115] 位相補正部 9は、メモリ 104より出力される位相補正信号をもとに、遅延調整部 5より出力される位相信号に対する補正を行い、信号出力端子 T16を介して、位相補正後の位相信号を位相変調部 11に対して出力する。

[0116] 位相変調部 11は、信号出力端子 T16を介して位相補正部 9より出力される位相補正後の位相信号に基づいて位相変調を行い、信号入力端子 T17を介して可変減衰回路 110に対して位相変調信号を出力する。

[0117] 可変減衰回路 110は、第四の係数選択部 111より出力される第四の係数情報 (co eff4)に応じて、信号入力端子 T17を介して位相変調部 11より入力される位相変調信号の振幅値 (減衰量)を調整し、信号出力端子 T18を介して、振幅調整後の位相変調信号を電力増幅器 1に対して出力する。なお、可変減衰回路の代わりに可変利得増幅器を用いてもよい。

[0118] 第四の係数選択部 111は、可変減衰回路 110での減衰量を決定するための第四の係数情報を設定するために、信号入力端子 T5より入力される所定のデータ D5に対応した係数情報をテーブルデータとして格納しておく。このテーブルデータは、図 5に示すテーブルデータの 2列目を、後述する方法にて設定する第四の係数情報に置き換えたものとなる。ここで、データ D5は、送信レベル情報 D191である。

[0119] 続いて、振幅信号と位相信号の信号経路間の遅延調整に関わる構成について説明する。

[0120] 第五の係数選択部 112は、遅延調整部 4と遅延調整部 5とが行う、極座標変換部 2 より出力される振幅信号と位相信号との間の同期調整量を設定するために、信号入力端子 T6より入力される所定のデータ D6に対応した係数情報をテーブルデータとして格納しておく。このテーブルデータは、図 5に示すテーブルデータの 2列目を、後述する方法にて設定する第五の係数情報 (coeff 5)に置き換えたものとなる。ここで、データ D6は、送信レベル情報 D191である。

[0121] (3)歪補償処理回路の動作 (送信動作モード時）

次に、送信動作モード時の歪補償処理回路 1701の動作について、電力増幅器 1の電力制御方法と、電力増幅器 1の AM— AM動特性補償方法と、電力増幅器 1の A M— PM動特性補償方法と、振幅信号と位相信号の経路間時間遅延差の補償方法と、の 4つに分けて説明する。

[0122] 電力増幅器 1の電力制御方法については、乗算回路 102と送信レベル制御部 103 とを用いることに関して説明する。

[0123] 次に、電力増幅器 1の AM— AM動特性補償方法については、乗算回路 105aと第一の係数選択部 106とを用いること、また、乗算回路 107aと第二の係数選択部 10 8とを用いること、の 2点に関して説明する。

[0124] また、電力増幅器 1の AM— PM動特性補償方法については、演算処理回路 107 bと第三の係数選択部 109とを用いること、また、可変減衰回路 110を用いること、の 2点に関して説明する。

[0125] さらに、振幅信号と位相信号の経路間時間遅延差の補償方法については、第五の係数選択部 112と、遅延調整部 4と、遅延調整部 5と、を用いることに関して説明する

[0126] (3- 1) 電力制御方法

まず、乗算回路 102と、送信レベル制御部 103と、を用いた電力制御方法について、図 2、図 6、図 7、及び、図 8を用いて説明する。 [0127] 図 6は、極座標変調送信装置 1900の制御部 1903より出力される電力増幅器 1の送信レベル情報 D191の具体例を示す図である。

[0128] 図 6に示すテーブルデータの 1列目は、 GSM規格書に記載された、 900MHz帯 G

SMバンドにぉ、て 8— PSK変調にて送信して!/、る無線通信装置送信部に対するァップリンクの送信電力規定の電力値 [dBm]を、 2列目は送信レベル情報 D191を示す。

[0129] 図 6に示すような、送信電力の制御ステップ幅が 2dBである場合に、送信レベル制御部 103に格納する電力制御係数 (PCL)を図 7に示す。図 7に示すテーブルデータの 1列目は、テーブルデータのアドレス番号を、 2列目は、電力制御係数を示す。

[0130] アドレス番号 1に対応する電力制御係数を 1とし、アドレス番号 M、及び、アドレス番号 (M+ 1)に対応する電力制御係数間の関係は、下記の式（1)にて表される。

[0131] 2_

PCL_M+l = PCL_M x \0 ²⁰ · · · · ( "

[0132] 送信レベル制御部 103では、このように設定した電力制御係数を、信号入力端子 T

1を介して入力する送信レベル情報 191に応じて出力し、振幅信号に対して乗算することで、振幅信号に対して、電力制御情報を重畳する。

[0133] 図 8は、電力増幅器 1の出力部における、 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジを示す図であり、縦軸は、 dB単位表示した出力電力を示す。

[0134] レンジ (A) 701は、平均出力電力力Poutlの場合の 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジである。

[0135] レンジ（B) 702は、平均出力電力が Pout2の場合の 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジである。

[0136] レンジ（C) 703は、平均出力電力が Pout3の場合の 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジである。

[0137] ここで、 Poutlと、 Pout2と、 Pout3との関係は、下記の式（2)にて表される。また、

Poutl、 Pout2、 Pout3に対応する PCLをそれぞれ、 PCL (l)、 PCL (2)、 PCL (3) とすると、下記の式（3)に示す相互関係になる。

[0138] Poutl > Pout2 > Pout3 · · · · (2) PCL (l) >PCL (2) >PCL (3) · · · · (3)

[0139] すなわち、振幅信号に対して電力制御情報を重畳すると、 dB単位表示した出力電力軸に対して、振幅信号の Dレンジは同一ながら、出力電力軸に対して平行シフトさせた時間波形が、電力増幅器 1からの出力信号として得られる。

[0140] なお、これまで説明したように、極座標変調送信装置 1900では、振幅信号を用いて、変調信号の振幅成分と電力制御情報を表現するが、電力制御情報による振幅信号の制御ステップは、振幅成分に要求される振幅値の解像度と比べ、はるかに粗いものである。

[0141] (3— 2) AM— AM動特性補償方法

次に、乗算回路 105aと、第一の係数選択部 106と、を用いた AM— AM動特性補償方法について、図 2、及び、図 9を用いて説明する。ここで、第二の係数情報は" 1" とする。

[0142] 図 9において、横軸は電力増幅器 1に供給する制御電圧の所定値にて正規化した正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器 1からの出力振幅を示す。

[0143] 点線にて示す定常特性 801は、正規ィ匕制御電圧に対する出力振幅の定常特性（ AM— AM順特性)を示し、図 3にて示した定常特性と同一のものである。

[0144] 実線にて示す特性 (A) 802は、第一の係数情報が下記の式 (4)を満たす場合に、振幅変調部 10への入力信号として、定常特性 801を用いた AM— AM特性補償後の振幅信号と同等の振幅信号を得るために、メモリ 104に格納する AM— AM特性の順特性を示す。

[0145] 実線にて示す特性 (B) 803は、第一の係数情報が下記の式 (5)を満たす場合に、振幅変調部 10への入力信号として、定常特性 801を用いた AM— AM特性補償後の振幅信号と同等の振幅信号を得るために、メモリ 104に格納する AM— AM特性の順特性を示す。

[0146] coeffl > l · · · · (4)

coeffK l · · · · (5)

[0147] 上記関係は、例えば、振幅変調動作状態にある電力増幅器 1の AM— AM動特性と、電力増幅器 1の特性取得時の AM— AM順特性データとが、誤差を生じる場合の補償に適用できることを示す。

[0148] よって、メモリ 104に格納する逆特性は変更しなくても、第一の係数情報を調整することで、メモリ 104に格納する逆特性を調整したのと同様な効果を実現できる。

[0149] また、乗算回路 107aと、第二の係数選択部 108と、を用いた AM— AM動特性補償方法についても、同様な関係があり、上記説明と同様に、図 2、及び、図 9を用いて説明する。ここで、第一の係数情報は" 1"とする。

[0150] 乗算回路 107aでの第二の係数情報の乗算処理において、第二の係数情報が下記の式 (6)を満たす場合に、振幅変調部 10への入力信号として、定常特性 801を用いた AM—AM特性補償後の振幅信号と同等の振幅信号を得るために、メモリ 104 に格納する AM— AM特性の順特性が特性 (A) 802である。

[0151] また、乗算回路 107aでの第二の係数情報の乗算処理において、第二の係数情報が下記の式 (7)を満たす場合に、振幅変調部 10への入力信号として、定常特性 80 1を用いた AM— AM特性補償後の振幅信号と同等の振幅信号を得るために、メモリ 104に格納する AM— AM特性の順特性が特性 (B) 803である。

[0152] よって、乗算回路 105aと第一の係数選択部 106とを用いた AM— AM動特性補償方法での説明と同様に、メモリ 104に格納する逆特性は変更しなくても、第二の係数情報を調整することで、メモリ 104に格納する逆特性を調整したのと同様な効果を実現できる。

[0153] coeff2> l · · · · (6)

coeff2< l · · · · (7)

[0154] ここで、第一の係数選択部 106に入力するデータ D2として、図 6を用いて説明した送信レベル情報 D 191を挙げて、るが、送信レベル情報 D 191にもとづ、て第一の係数情報を選択する意味について図 10を用いて説明する。

[0155] 図 10は、電力増幅器 1に所定レベルの入力高周波信号振幅を与えた状態にて、制御電圧に対する出力信号振幅のステップ応答特性を示す図である。図 10において、横軸は電力増幅器 1に制御信号を入力した時点力もの経過時間を、縦軸は電力増幅器 1からの出力信号振幅を示す。図 10の例では、異なる 2つの制御電圧値 (定常制御電圧値）に対するステップ応答特性として、特性 (A) 901、及び、特性） 90 2を示しており、定常特性での電力増幅器からの出力振幅が異なる。なお、図 10に示す 2つのステップ応答特性において、特性 (A) 901の方力特性 (B) 902よりも、高ヽ定常制御電圧値を供給してヽる。

[0156] メモリ 104に格納してヽる AM— AM逆特性データを参照して歪補償を実施した場合、高速に変化する振幅変調信号に対しては、振幅変調部 10、あるいは、電力増幅器 1の出力応答特性に起因して、所望の補償効果を得ることができないが、本願発明者の検討の結果、変調信号の平均出力電力を得る一定値の制御電圧供給時の電力増幅器 1のステップ応答特性を、無線システムの規格書 (例えば、 GSM規格書など）に定められた送信出力電力ごとに予め測定しておき、前記ステップ応答特性に応じて、振幅信号に所定値を乗算することで補償精度を向上できることが分力つた。

[0157] 例えば、図 10中の特性 (A) 901のように過渡応答特性がオーバーシュート状態の場合には、第一の係数選択部 106は、振幅補正部 8から乗算回路 105aへの入力信号に対して、乗算回路 105aから振幅変調部 10への出力信号を減衰させるように、 " 1"未満となる第一の係数情報を、第一の振幅調整部 105に対して出力する。逆に、図 10中の特性 (B) 902のように過渡応答期間中に所定値を超えることなく収束する場合には、第一の係数選択部 106は、乗算回路 105aへの入力信号に対して出力信号を増幅するように、 "1"以上となる第一の係数情報を、乗算回路 105aに対して出力する。

[0158] すなわち、送信変調信号における平均出力電力を得る一定値の制御電圧を供給し、電力増幅器 1の起動特性がオーバーシュートの場合には、定常特性にて補正を実施した振幅信号を圧縮し、起動特性がオーバーシュートの逆特性の場合には、前記振幅信号を伸張することで、過渡応答の影響を考慮して所望の出力振幅が得られるようにする。本処理内容は、図 9を用いて説明したような、第一の係数情報を用いて、定常特性 801から特性 (A) 802、あるいは、特性 (B) 803を求める処理を、送信電カレベルに応じて行うことに相当するものである。なお、第二の係数情報に関しても同様である。

[0159] 以上のように、送信レベルごとに求めた第一の係数情報を、図 5に示す形式にて、第一の係数選択部 106に格納しておく。なお、第一の係数情報は送信レベルごとに異なる値を取る場合を記載したが、電力増幅器 1の特性から、近接する電力値に対して同一値をとる場合には、テーブルデータを削減するように、間引いたデータを格納してもよい。以上が、第一、及び、第二の係数情報の設定に関する説明である。

[0160] ここで、本発明に至る過程での検討により、送信レベル規定よりも細力、ステップ幅にて、電力増幅器 1の制御電圧を掃引して第一の係数情報、あるいは、第二の係数情報を取得しておき、アドレス生成部 1402より出力される振幅信号の振幅値に基づく第三のアドレス信号 D141に応じて、第一の係数情報、あるいは、第二の係数情報を選択することで、補償精度をさらに向上可能であることと、変調速度の速い信号を送信する場合に前記効果がより大きくなることが分力つた。よって、本明細書では、送信レベル情報 _D191に基づいて第一の係数選択部 ₁₀6より出力される第一の係数情報に対して、第三のアドレス信号 D141に基づいて第六の係数選択部 1703より出力される第六の係数情報を乗算する構成とした。

[0161] なお、図 2には記載していないが、送信レベル情報 D191に基づいて第二の係数選択部 108より出力される第二の係数情報に対して、第三のアドレス信号 D141に基づいて出力される係数情報を乗算する構成としてもよいし、第一の係数選択部 106、第二の係数選択部 108を、第三のアドレス信号 D141に対応して係数情報を格納する形式として、第三のアドレス信号 D 141に基づいて、第一の係数情報、あるいは、第二の係数情報を出力する構成としてもょヽ。

[0162] (3— 3) AM— PM動特性補償方法

次に、演算処理回路 107bと、第三の係数選択部 109と、を用いた AM— PM動特性補償方法について、図 2、図 11、図 12、及び、図 13を用いて説明する。

[0163] 図 11において、横軸は正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器 1の通過位相回転量を示す。

[0164] 点線にて示す定常特性 1001は、正規ィ匕制御電圧に対する通過位相回転量の定常特性 (AM— PM順特性)を示し、図 4にて示した定常特性と同一のものである。

[0165] 実線にて示す特性 (A) 1002は、演算処理回路 107bが単一の乗算回路にて構成され、第三の係数情報が下記の式 (8)を満たす場合に、位相変調部 11への入力信号として、定常特性 1001を用いた AM— PM特性補償後の位相信号と同等の位相信号を得るために、メモリ 104に格納する AM— PM特性の順特性を示す。

[0166] 実線にて示す特性 (B) 1003は、演算処理回路 107bが単一の乗算回路にて構成され、第三の係数情報が下記の式 (9)を満たす場合に、位相変調部 11への入力信号として、定常特性 1001を用いた AM— PM特性補償後の位相信号と同等の位相信号を得るために、メモリ 104に格納する AM— PM特性の順特性を示す。

[0167] coeff3 > l · · · · (8)

coeff3< l · · · · (9)

[0168] 上記関係は、例えば、振幅変調動作状態にある電力増幅器 1の AM— PM動特性と、電力増幅器 1の特性取得時の AM— PM順特性データとが、誤差を生じる場合の補償に適用できることを示す。

[0169] よって、メモリ 104に格納する逆特性は変更しなくても、第三の係数情報を調整することで、メモリ 104に格納する逆特性を調整したのと同様な効果を実現できる。

[0170] ここで、図 12に示す演算回路を用いて、第三の係数情報を調整することでも、メモリ 104に格納する逆特性を調整したのと同様な効果を実現できる。

[0171] 図 12は、演算処理回路 107bの回路構成の一例を示すものである。

[0172] 本構成を採ることにより、乗算回路 102より出力される振幅信号を rl lOl (t)、演算処理回路 107bより出力される振幅信号を rl 102 (t)とした場合に、 rl 101 (t)と rl 10

2 (t)とは、下記の式（10)に示す関係となる。

[0173] rll02(t) = rll01(t) X coeff3+r(t)max X (l— coeffi3)… ·（10)

[0174] ここで、 r (t) maxは、極座標変換部 2より出力される振幅信号の最大値であり、例えば 1に設定されるものである。

[0175] 次に、上記の式 (8)あるいは式（9)に示す第三の係数情報を、上記の式（10)に適用することで実現する AM— PM動特性補償方法について図 13を用いて説明する。

[0176] 図 13において、横軸は正規化制御電圧を、縦軸は電力増幅器 1の通過位相回転量を示す。

[0177] 点線にて示す定常特性 1201は、正規ィ匕制御電圧に対する通過位相回転量の定常特性 (AM— PM順特性)を示し、図 4にて示した定常特性、図 11にて示した定常特性 1001と同一のものである。 [0178] 実線にて示す特性 (A) 1202は、第三の係数情報が上記の式 (8)を満たす場合に、位相変調部 11への入力信号として、定常特性 1201を用いた AM— PM特性補償後の位相信号と同等の位相信号を得るために、メモリ 104に格納する AM— PM特性の順特性を示す。

[0179] 実線にて示す特性 (B) 1203は、第三の係数情報が上記の式 (9)を満たす場合に、位相変調部 11への入力信号として、定常特性 1201を用いた AM— PM特性補償後の位相信号と同等の位相信号を得るために、メモリ 104に格納する AM— PM特性の順特性を示す。

[0180] 続いて、可変減衰回路 110を用いた AM— PM動特性補償方法について、図 2、及び、図 13を用いて説明する。

[0181] 電力増幅器 1が飽和動作状態にあるように、可変減衰回路 110から出力する位相変調信号の電力レベルを十分高く設定している場合、可変減衰回路 110での減衰量を微調整することで、定常動作状態にある電力増幅器 1の AM— PM順特性を、定常特性 1201から、特性 (A) 1202、あるいは、特性 (B) 1203へと変化させることができ、演算処理回路 107bと第三の係数選択部 109とを用いた AM— PM動特性補償方法と同様に、メモリ 104に格納する逆特性は変更しなくても、第四の係数情報を調整することで、メモリ 104に格納する逆特性を調整するのと同様な効果を実現できる。

[0182] ここで、図 2には記載していないが、送信レベル情報 D191に基づいて第三の係数選択部 109、あるいは、第四の係数選択部 111より出力される、第三の係数情報、あるいは、第四の係数情報に対して、第三のアドレス信号 D 141に基づいて出力される係数情報を乗算する構成とした方が、より高精度な補償を実現可能である。なお、第三の係数選択部 109、第四の係数選択部 111を、第三のアドレス信号 D141に対応して係数情報を格納する形式として、第三のアドレス信号 D141に基づいて、第三の係数情報、あるいは、第四の係数情報を出力する構成としてもよい。

[0183] なお、図 12に示す演算処理回路 107bを、図 14に示す加算回路 1301にて構成し、乗算回路 102より出力される振幅信号に対して所定値を加算することでも、図 12に示す演算処理回路 107bと同様な効果を得ることができるとともに、回路規模をさらに低減することが可能である。なお、本加算処理は、アドレス生成部 7bに入力される信号に対してではなぐアドレス生成部 7bより出力される第二のアドレス信号に対して行うことでも同様な効果を実現できる。

[0184] (3— 4)振幅信号と位相信号の経路間時間遅延差の補償方法

最後に、第五の係数選択部 112と、遅延調整部 4と、遅延調整部 5と、を用いた、振幅信号と位相信号の経路間時間遅延差の補償方法について説明する。

[0185] 通常、遅延調整部 4と遅延調整部 5とを用いて振幅信号と位相信号との間の同期調整を行う場合、回路設計時に設定される固有の遅延差が振幅信号と位相信号との間に生じるように調整を行うが、本願発明者の検討から、電力増幅器 1を構成するトランジスタの振幅変調信号経路と位相変調信号経路に関係する寄生容量に起因して、電力増幅器 1に対して入力する制御電圧に応じて、振幅変調信号と位相変調信号との時間遅延差が前記固有の遅延差力変化することが分かった。

[0186] よって、送信レベル情報 D191に基づいて第五の係数選択部 112より出力される第五の係数情報に基づ、て、振幅信号と位相信号の経路間の時間遅延差を調整する第五の係数情報を遅延調整部 4及び遅延調整部 5に送信するとともに、遅延調整部 4及び遅延調整部 5が第五の係数情報に応じた遅延量を振幅信号と位相信号とに与えることで、良好な低歪特性を実現可能である。

[0187] また、図 2には記載していないが、送信レベル情報 D191に基づいて第五の係数選択部 112より出力される第五の係数情報に対して、第三のアドレス信号 D141に基づいて出力される係数情報を乗算する構成を採り、第三のアドレス信号 D141に基づ V、て、振幅信号と位相信号との経路間の時間遅延差を調整する前記係数情報の積を、遅延調整部 4及び遅延調整部 5に送信するとともに、遅延調整部 4及び遅延調整部 5が第五の係数情報に応じた遅延量を振幅信号と位相信号とに与えることで、さらに良好な低歪特性を実現可能である。

[0188] (3— 5)歪補償処理回路の動作のまとめ

以上のように、図 2に示す歪補償処理回路 1701は、メモリ 104に格納する定常特性での AM— AM逆特性を用いた AM— AM動特性補償に関して、振幅補正後の振幅信号に対して過渡応答を表現する係数情報を乗算すること、メモリ 104に格納する定常特性での AM— AM逆特性参照時のアドレス信号に対して所定の演算処理を行うこと、メモリ 104に格納する定常特性での AM— PM逆特性参照時のアドレス信号に対して所定の演算処理を行うこと、電力増幅器 1への入力電力レベルを調整すること、あるいは、電力増幅器 1への入力制御電圧に応じて振幅信号と位相信号の経路間の遅延調整を行うこと、のいずれか、もしくは、各々を組み合わせて実施することを、送信レベル情報 D191に応じて実施することで、極座標変調方式において、補償データの増大を抑制しながら、動特性を正確に補償することが可能となる。さらに、送信レベル情報 D191に応じた前記補償に対して、第三のアドレス信号 D141を用いた補償を行うことで、動特性補償効果を向上できるとともに、変調速度の速い信号を送信する場合に、第三のアドレス信号 D141に応じた補償効果がより大きくなる。

[0189] すなわち、本発明の OLE丄 INK3極座標変調回路における歪補償処理技術 OLE丄 I NK3は、位相変調と振幅変調に関わる理想動作力もの劣化要因を独立な 3つのパラメータに分離して補償することを特徴とするものであり、後述するマルチモード動作に対して好適な構成である。

[0190] 具体的には、図 2において、まず、位相変調に関わる劣化要因に対する補償データとして、キャリア周波数に依存する AM— AM特性、 AM— PM特性をメモリ 104に格納する。

[0191] 次に、振幅変調に関して電力増幅器の出力電位に依存する劣化要因に対する補償データとして、電力増幅器の出力電位に依存する係数情報を、第一の係数選択部 106、第二の係数選択部 108、第三の係数選択部 109、第四の係数選択部 111、第五の係数選択部 112、第六の係数選択部 1703に格納する。

[0192] さらに、振幅変調に関して信号変化 (変調速度)への電力増幅器の追従性に起因する劣化要因に対する補償データとして、変調速度に依存する係数情報を第一の係数選択部 106、第二の係数選択部 108、第三の係数選択部 109、第五の係数選択部 112、第六の係数選択部 1703に格納する。

[0193] なお、前記メモリ 104、第一の係数選択部 106、第二の係数選択部 108、第三の係数選択部 109、第四の係数選択部 111、第五の係数選択部 112、第六の係数選択部 1703に格納した補償データによる補償効果は、それぞれ単独にて効果を有するものである。 [0194] (4)極座標変調送信装置のマルチモード動作対応

次に、図 2に示す極座標変調回路 1901のマルチモード動作時の歪補償処理動作について説明する。

[0195] 無線システムに用いられる変調信号の振幅信号の最大値最小値比（振幅 Dレンジ）に関して、 EDGEシステムに用いられる 8— PSK変調信号の場合は約 17dBであるのに対して、 UMTSシステムに用いられるアップリンクの HPSK変調信号の場合は約 55dBである。よって、電力増幅器 1の出力にて、 HPSK変調信号を表現する場合には、 8— PSK変調信号を表現する場合よりも、より広範囲な制御レンジが要求される。

[0196] また、変調速度に関して、 HPSK変調信号は、 8— PSK変調信号の 10倍以上高速であり、 HPSK変調信号を送信する場合には、 8— PSK変調信号を送信する場合に比べ、振幅信号の振幅値に基づく第三のアドレス信号 D141に応じた歪補償処理の効果が大きい。

[0197] したがって、極座標変調送信装置 1900にお、て、 HPSK変調信号を送信する場合に、 UMTS規格書「Universal Mobile Telecommunications System (UMT ¾); User Equipment (UE) radio transmission and reception (FDD) (3GP P TS 25. 101 version 6. 6. 0 Release 6)」に記載の移動局送信装置に対する出力信号の隣接チャネル漏洩電力規定を満足するためには、振幅信号の振幅値に基づく第三のアドレス信号 D141に応じた歪補償処理を実行することが有効である。一方、 HPSK変調信号を表現するために要求される制御レンジが広ぐ歪補償処理データ容量の増大と、つた新たな課題が生じる。

[0198] そこで、本願発明者は、図 1に示す極座標変調送信装置 1900のマルチモード動作対応を可能とする場合の、歪補償処理データ容量の増大抑制と、補償精度の確保という相反する課題を同時に解決する手段について、具体的には、振幅 Dレンジの比較的狭!、変調信号送信時の、送信レベル情報ごとに設定する係数情報の最適値をもとに、振幅 Dレンジが広、変調信号を送信する際の係数情報を設定することで、係数情報の最適ステップ幅を求める検討を行ったので、図 1、図 2、及び、図 15を用いて説明する。ここで、振幅 Dレンジの比較的狭い変調信号を 8— PSK変調信号として、また、振幅 Dレンジが広い変調信号を HPSK変調信号として説明する。

[0199] 図 15は、電力増幅器 1の出力部における、 HPSK変調信号と、 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジを示す図であり、縦軸は、 dB単位表示した出力電力を示す。

[0200] レンジ（A1) 1501は、平均出力電力が PoutA(l)の場合の HPSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジである。

[0201] レンジ（B1) 1511は、平均出力電力が PoutB (l)の場合の 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジである。

[0202] レンジ（B2) 1512は、平均出力電力が PoutB (2)の場合の 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジである。

[0203] レンジ（B3) 1513は、平均出力電力が PoutB (3)の場合の 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジである。

[0204] レンジ（B4) 1514は、平均出力電力が PoutB (4)の場合の 8— PSK変調信号に対する瞬時出力電力の Dレンジである。

[0205] なお、 PoutA (l)と、 PoutB (l)と、 PoutB (2)と、 PoutB (3)と、 PoutB (4)との関係は、下記の式（11)及び式（12)にて表される。

[0206] PoutA(l) =PoutB (l) · · · · (11)

PoutB (n) > PoutB (n + 1 ) · · · · (12)

[0207] ここで、所定のステップ幅にて電力制御を実施するレンジ（Bl) 1511からレンジ（B

4) 1514までの 8— PSK変調信号に対する最適な係数情報をもとに、レンジ (A1) 15

01となる HPSK変調信号に対する最適な係数情報を求めることができる。

[0208] よって、アドレス生成部 1402は、前記電力制御の所定ステップ幅力も求まる振幅信号のステップ幅を基に、振幅判定部 113より出力される振幅データ D7に対して、第三のアドレス信号 D141を生成した上で、信号出力端子 T141を介して、前記第六の係数選択部 1703に対して出力する。

[0209] 図 16は、振幅判定部 113より出力される振幅データ D7に対する、第三のアドレス信号 D141の生成方法の一例を示す図であり、一列目は、所定ステップ幅にて区切つた振幅データ D7を、二列目は、アドレス生成部 1402より出力する第三のアドレス信号 D 141を示す。

[0210] なお、レンジ (A1) 1501となる HPSK変調信号から、更に電力を低減する HPSK 変調信号に対する最適係数情報を得るためには、レンジ (B4) 1514よりも更に電力を低減する 8— PSK変調信号に対する最適係数情報を用いる。

[0211] これまでの説明では、所定ステップ幅となる離散値化された振幅データ D7に基づく第三のアドレス信号 D141に対する係数情報を求めたが、前記係数情報をもとに補間処理を行うことで、補償精度を更に向上することも可能であり、歪補償処理データ容量が許容されるシステムにおいては、本方法を採ることもできる。

[0212] ここで、極座標変調回路 1901を用いて無線通信装置送信部を構成する場合には、図 2における第一の振幅調整部 105と振幅変調部 10との段間、位相補正部 9と位相変調部 11との段間に、図示しないデジタルアナログ変換回路（以下、 DACと略す)を配置するの一般的だが、次の構成を採ることも可能である。

[0213] すなわち、デジタル入力信号に対してアナログ基準信号の乗算処理を行うマルチプライング DAC (以下、 MDACと略す)を用いることで、第一の振幅調整部 105を削除し、乗算回路 1702より出力される第一の係数情報と第六の係数情報の積に相当する信号を MDACの基準信号として入力するとともに、振幅補正部 8より出力されるデジタル信号を入力して、 MDACの乗算機能を利用する構成である。この場合、振幅補正部 8と MDACとの段間に別の DACを配置してもよい。

[0214] 次に、極座標変調送信装置 1900の歪補償処理回路 1701における係数情報の最適化方法、具体的には、第六の係数選択部の第一のメモリ領域を用いた係数情報の設定方法に関して説明する。ここで、第六の係数情報のキャリブレーションモード時においては、第一の係数選択部 106より出力する第一の係数情報を" 1"に設定しておく。

[0215] 図 1に示す極座標変調送信装置 1900に設けられた適応動作制御部 1711の概略構成を図 17に示す。図 17に示すように、適応動作制御部 1711は、信号入力端子 T 172を有する周波数変換回路 1712と、検波部 1713と、信号出力端子 T173を有する係数調整部 1714と、を備える。

[0216] 周波数変換回路 1712は、信号出力端子 T194を介して電力増幅器 1より出力される無線周波数帯の変調信号 D172を、信号入力端子 T172を介して受信する。また、周波数変換回路 1712は、変調信号 D172に対して周波数の変換を行い、無線周波数帯から、検波部 1713にて処理可能な周波数帯まで周波数の低減を行う。

[0217] 検波部 1713は、周波数変換回路 1712より出力される変調信号の中心周波数から所定の同一離調周波数となる低域周波数帯、及び、高域周波数帯での信号電力 (P ow_L、 Pow_H)を測定する。また、 Pow_L、 Pow_Hをもとに、下記の式（13) に示すアンバランス情報 Δ Powを係数調整部 1714に対して送信する。

[0218] p o _w = I p o w— L - P o w— H I · · · · ( 1 3 )

[0219] 係数調整部 1714は、アンバランス情報 Δ Powに対する閾値（Δ Pow— Thresh)、すなわち、電力増幅器 1出力での隣接チャネル漏洩電力（ACPR: Adjacent Chan nel Power Ratio)特性のアンバランスの許容値と、前記 Δ Powとを比較し、アンバランス情報 Δ Powが閾値未満である場合、すなわち、下記の式（14)を満足する場合には、第六の係数選択部 1703の係数情報を維持する制御信号 D173を、信号出力端子 T173と、信号入力端子 T171とを介して、第六の係数選択部 1703に対して出力する。一方、アンバランス情報 Δ Powが閾値以上である場合、すなわち、下記の式（15)を満足する場合には、第六の係数選択部 1703の係数情報を切り替える制御信号 D173を、信号出力端子 T173と、信号入力端子 T174とを介して、第六の係数選択部 1703に対して出力する。

[0220] Δ Powく Δ Pow— Thresh · · · · (14)

Δ Pow≥ Δ Pow一 Thresh (15)

[0221] 第六の係数選択部 1703は、送信動作モード時には、信号出力端子 T141と信号入力端子 T171とを介して、アドレス生成部 1402より出力される第三のアドレス信号 D141をアドレス信号として、第二のメモリ領域に格納した第六の係数情報 (後述、図 20参照）を出力するものとする。また、第六の係数選択部 1703は、係数情報のキヤリブレーシヨンモード時において、図 18に示す第一のメモリ領域に格納した出力係数情報 (coeff6)のうち、初期状態では" 1"を出力している。すなわち、第六の係数選択部 1703は、初期状態では、アドレス番号 Qを選択している。その後、第六の係数選択部 1703は、信号出力端子 T173と、信号入力端子 T193と、信号入力端子 T1 74とを介して、係数調整部 1714より出力される制御信号 D173に基づいて、ァドレス番号を所定の方法にて切り替える。例えば、第六の係数選択部 1703は、係数調整部 1714より出力される制御信号 D173として、係数情報を切り替える制御信号を受信した場合には、現在選択しているアドレス番号から、前後のアドレス番号のいずれかを試行錯誤的に選択するように動作する。

[0222] 本発明に至る過程での検討より、電力増幅器 1より出力される変調信号に対して、所定帯域における ACPR特性を測定し、 ACPR特性のアンバランスを低減するように前記係数情報を設定することで、最適な係数情報を選択できることが分力つて、る。よって、前述の動作を、振幅 Dレンジの比較的狭い変調信号を用いて、送信レベル情報ごとに、あるいは、送信レベル情報よりも制御幅の粗い所定間隔の送信レベルごとに繰り返すことで、所定制御幅の送信レベルに対する最適な第六の係数情報を求めることができる。

[0223] 続いて、所定間隔の送信出力レベルに対する第六の係数情報のキヤリブレーション手順について、図 19を用いて説明する。図 19は、キャリブレーションのフローチヤート図である。ここでは、説明を簡素化するため、極座標変換部 2より出力される振幅信号 r (t)は 1で正規ィ匕されているものとする。すなわち、振幅データ D7の最大値は 1 である。

[0224] 制御部 1903より出力される第一のモード切り替え信号をトリガーとして、歪補償処理回路 1701と適応動作制御部 1711は、キャリブレーション動作を開始する。

[0225] ステップ 1として、キャリブレーション動作開始後、送信出力レベル規定の最大値 P1 に送信出力レベルを設定する。

[0226] 続いて、ステップ 2として、前記出力レベルにおける係数情報のキャリブレーションを行う。ステップ 2において、係数調整部 1714にて、 A Pow— Threshと A Powとの比較 (ステップ 2A)を行い、条件を満足する場合には、第六の係数選択部 1703を構成する第一のメモリ領域にて現在選択している係数情報を、第六の係数選択部 1703 を構成する第二のメモリ領域に書き込む (ステップ 2B)。この時、前記第二のメモリ領域への書き込みは、送信動作モード時のアドレス生成部 1402より出力される第三のアドレス信号 D 141と対応づけて行われる。 [0227] 例えば、送信出力レベル Pkを得るために、送信レベル制御部 103より出力される電力制御係数 (PCL)を PCLkBとする場合、すなわち、送信出力レベル P1を得るための PCLを PCL1Bとする場合、振幅データ D7の最大値を 1に設定しているため、ァドレス生成部 1402においては、 PCL1B * (r (t)最大値）、すなわち、 PCL1B以上となる振幅データ D7に対して、第三のアドレス信号 D141として" 1"を出力するように設定しておく。また、第六の係数選択部 1703の第二のメモリ領域においては、ァドレス生成部 1402よりアドレス" 1"を入力した場合に、 PCL1Bに対する第六の係数情報の最適値を格納する。

[0228] 一方、前記比較結果が条件を満足しない場合には、既に説明した手順にて、現在選択している係数情報のアドレス値と異なるアドレス値を選択し (ステップ 2C)、再度、 A Pow— Threshと A Powとの比較 (ステップ 2A)を行い、条件を満足するまで、同様の手順を繰り返す。

[0229] 次に、係数情報の第二のメモリ領域への書き込みが完了（ステップ 2B)した場合には、送信出力レベル P1よりも第一の所定量を低減する送信出力レベル P2に送信出カレベルを設定する (ステップ 3)。続いて、ステップ 1の後に実行するステップ 2と同様の手順で、係数情報のキャリブレーションを実施する。係数情報の第二のメモリ領域への書き込みが完了した後、送信出力レベル P2よりも第一の所定量を低減する送信出力レベル P3に送信出力レベルを設定し、以後、同様の作業を繰り返す。 P1から第二の所定量を低減した送信出力レベルまで上記動作を繰り返し、係数情報の第二のメモリ領域への書き込みが完了した時点で、キャリブレーションは完了する。

[0230] 上記キャリブレーション動作の結果、第六の係数選択部 1703の第二のメモリ領域には、図 20に示す形式にて係数情報が書き込まれる。また、アドレス生成部 1402では、図 21に示す形式にてアドレス生成を行うように、メモリへの書き込みが行われる。

[0231] 続いて、上記キャリブレーション動作終了後、送信モードに切り替わる前に、広い振幅 Dレンジ信号用の送信レベル情報 D191に対応する第六の係数情報を、第一の係数情報選択部 106に書き込む。ここで、歪補償精度の要求されない無線システムにおいて、第六の係数選択部 1703は、信号入力端子 T171を介して入力されるデータ D171に関わらず、第六の係数情報として" 1"を出力してもよい。 [0232] なお、これまでの説明では、乗算回路 105aにて乗算する係数情報を例として、係数情報の最適化方法について説明してきたが、乗算回路 1702への入力信号を第一の係数選択部 106より出力される信号から、第二、第三、第四、第五の係数選択部 108、 109、 111、あるいは、 112より出力される信号に置き換えることで、第二、第三、第四、第五の係数情報に対して同様な効果を実現可能である。

[0233] 以上のように振幅 Dレンジの狭い信号を用いて第六の係数情報を求めておき、より広ヽ振幅 Dレンジを有する変調信号送信時の補償データとして参照することで、極座標変調送信装置のマルチモード動作対応を可能とする場合の、歪補償処理データ容量の増大抑制と、補償精度の確保という相反する課題を同時に解決することが可能となる。

[0234] なお、本発明の第 1の実施形態に記載の極座標変調送信装置 1900、あるいは、極座標変調回路 1901は、例えば、シリコン半導体基板上に形成することで、集積回路として構成することができる。この場合、機能ブロックごとに別基板上に形成することも可能である。

[0235] (第 2の実施形態）

本発明の第 2の実施形態は、本発明の第 1の実施形態にて説明した補償データとしての係数情報のキャリブレーションを、移動局無線通信装置と基地局無線通信装置との間の無線リンクを経由して行う技術について説明するものである。

[0236] 本キャリブレーション技術は、移動局無線通信装置を構成する電力増幅器より出力される変調信号の検波部を基地局無線通信装置に備え、また、前記検波部での測定結果をもとに、移動局無線通信装置の歪補償処理データを更新する係数調整部を移動局無線通信装置に備えるとともに、適応動作制御に関わる制御情報量を低減したことを特徴とするものであり、無線リンクを経由した適応動作制御を実現できるものである。

[0237] 図 22は、本発明の第 2の実施形態における適応歪補償処理システムの概略構成を示す図である。

[0238] 図 22に示すように、適応歪補償処理システム 2300は、移動局無線通信装置 2301 と基地局無線通信装置 2311とを備えるとともに、移動局無線通信装置 2301と基地局無線通信装置 2311とは無線リンクを経由して、データの送受信を行っている。移動局無線通信装置 2301は、極座標変調回路 1901と、信号生成部 1902と、制御部 1903と、移動局受信装置 2302と、システム切り替え判断部 2305と、を備える。

[0239] (1) 移動局無線通信装置の動作

まず、移動局無線通信装置 2301の動作について説明する。

信号生成部 1902は、移動局無線通信装置 2301のユーザー操作に基づいて、対向する基地局無線通信装置 2311へと送信する送信データ力もベースバンド帯直交座標信号 (IQ信号)を生成して、信号入力端子 T11及び T12を介し、極座標変換部 2 に対して出力する。

[0240] 制御部 1903は、極座標変調回路 1901、及び、移動局受信装置 2302の動作制御を行う。

[0241] 制御部 1903での移動局受信装置 2302に関する制御としては、自動利得制御、 D Cオフセットキャンセルに関する動作制御などがある。

[0242] また、制御部 1903での極座標変調回路 1901に関する制御としては、本発明の第 1の実施形態にて説明した制御と同様であり、再度の説明は省略する。

[0243] 移動局受信装置 2302は、周波数変換回路 2303と復調部 2304とを備える。

[0244] 周波数変換回路 2303は、アンテナを介して、基地局無線通信装置 2311より送信された変調信号を受信し、無線周波数帯の変調信号をベースバンド帯周波数に変換して、復調部 2304に対して出力する。

[0245] 復調部 2304は、周波数変換回路 2303より出力される受信信号を基に、基地局無線通信装置 2311にて生成した送信データを再生する。また、前記送信データに含まれる、基地局無線通信装置 2311にて測定された、移動局無線通信装置 2301より出力される変調信号の帯域外スペクトラムのアンバランス情報（ Δ Pow2)を、係数調整部 1714に対して出力する。なお、基地局無線通信装置 1811でのアンバランス情報（ Δ Pow2)の生成方法につ、ては後述する。

[0246] 係数調整部 1714は、 A Pow2に対する閾値（ A Pow2— Thresh)、すなわち、極座標変調回路 1901を構成する電力増幅器 1の出力部での ACPR特性のアンバランスの許容値と、アンバランス情報 A Pow2とを比較し、アンバランス情報 A Pow2が閾値未満である場合、すなわち、下記の式（16)を満足する場合には、第六の係数選択部の係数情報を維持する制御信号を、信号入力端子 T193を介して第六の係数選択部に対して出力する。一方、アンバランス情報 A Pow2が閾値以上である場合、すなわち、下記の式（17)を満足する場合には、第六の係数選択部の係数情報を切り替える制御信号を、信号入力端子 T193を介して第六の係数選択部に対して出力する。

[0247] Δ Pow2< Δ Pow2— Thresh · · · · (16)

Δ Pow2≥ Δ Pow2一 Thresh (17)

[0248] ここで、アンバランス情報 Δ Pow2が閾値以上である場合に、第六の係数選択部の係数情報を切り替える方法の一例としては、本発明の第 1の実施形態に示したように試行錯誤的に切り替える方法があるが、再度の説明は省略する。

[0249] システム切り替え部 2305は、制御部 1903より出力される第一のモード切り替え信号をトリガーとして、極座標変調回路 1901におけるキャリブレーション動作を開始する前に、制御部 1903より出力する第二のモード切り替え信号 D192を設定する。また、所定モードでの通信中に、隣接するタイムスロット間にて、送信レベルを制御するために、制御部 1903より出力する送信レベル情報 D191を設定する。

[0250] 具体的には、図 23に示すように、キャリブレーション動作の開始後、移動局無線通信装置 2301、及び、基地局無線通信装置 2311が対応する変調信号のうち、まず、振幅 Dレンジの一番狭い変調信号を選択する。続いて、順次、振幅 Dレンジの広い変調信号を選択してゆく。また、振幅 Dレンジの一番狭い変調信号送信時に、出カレベルを順次、低減してゆく。

[0251] 図 23は、システム切り替え部 2305が行う制御の結果として、移動局無線通信装置 2301よりアンテナを介して出力される変調信号の時間変化を示す図である。

[0252] タイムスロット TS0は、キャリブレーション開始後の最初のタイムスロットであり、タイムスロット TS1、 TS (n- 1)、 TSnとタイムスロットが連続している。また、タイムスロット T S(n—1)までは、キャリブレーション動作期間であり、タイムスロット TSn以降で送信動作期間となる。

[0253] キャリブレーション動作期間には、送信動作期間に用いられる変調モードに比べ、振幅 Dレンジの狭い変調信号を用いるため、図 23の例では、モード 1は、モード 2に比べ、振幅 Dレンジが狭い変調モードである。

[0254] また、出力レベル Pl、 P2、（!1 1)は、出力レベル PIが最大出力レベルあり、 P2 、 P (n— 1)と順次、出力レベルを低下させる。

[0255] システム切り替え部 2305が上述の動作制御を行うとともに、本発明の第二の実施形態にて説明したように、極座標変調回路 1901にて最適係数情報を求めることで、キャリブレーション動作が完了する。

[0256] (2) 基地局無線通信装置の動作

次に、基地局無線通信装置 2311の動作について説明する。

[0257] 図 22に示すように、基地局無線通信装置 2311は、基地局送受信装置 2312と、周波数変換回路 1712と、検波部 1713と、変換部 2315と、を備える。また、基地局送受信装置 2312は、周波数変換回路 2313と、信号処理部 2314と、を備える。

[0258] 周波数変換回路 2313は、受信動作時には、アンテナを介して移動局無線通信装置 2301からの送信変調信号を受信して、無線周波数帯の変調信号をベースバンド帯周波数に変換して、信号処理部 2314に対して出力する。また、送信動作時には、信号処理部 2314より出力されるベースバンド帯周波数信号を無線周波数帯へと変換し、無線周波数信号をアンテナを介して移動局無線通信装置に対して送信する。

[0259] 信号処理部 2314は、受信動作時には、周波数変換回路 2313より出力されるべ一スバンド帯周波数信号から、移動局無線通信装置 2301にて生成した送信データを再生する。また、送信動作時には、移動局無線通信装置 2301からの要求及び変換部 2315より出力される信号に基づいて、対向する移動局無線通信装置 2301へと送信する送信信号を生成して、ベースバンド帯周波数信号を周波数変換回路 2313に対して出力する。

[0260] 周波数変換回路 1712は、アンテナを介して受信した移動局無線通信装置 2301より送信された無線周波数信号に対して周波数の変換を行い、無線周波数帯から、検波部 1713にて処理可能な周波数帯まで周波数の低減を行う。

[0261] 検波部 1713は、図 17にて示す検波部 1713の動作と同様に、前段に位置する周波数変換回路 1712より出力される変調信号から、変調信号の中心周波数力所定の同一離調周波数となる低域周波数帯、及び、高域周波数帯での信号電力 (Pow3 _L、 Pow3_H)を測定する。また、 Pow3_L、 Pow3_Hをもとに、下記の式（18) に示すアンバランス情報 A Pow3を変換部 2315に対して出力する。

[0262] Δ Pow3 = Pow3_L - Pow3_H · · · · (18)

[0263] 変換部 2315は、検波部 1713より出力されるアンバランス情報 A Pow3を所定間隔にて離散値化するとともに、前記離散値に対して所定の送信信号フォーマットに適合したビット割り当て処理を行ヽ、対向する移動局無線通信装置 2301を構成する極座標変調回路 1901の適応的な歪補償動作の動作制御信号として前記ビット情報 (以下 CALビットと呼ぶ）を信号処理部 2314に対して出力する。なお、変換部 2315での具体的な処理内容については後述する。

[0264] 次に、変換部 2315での具体的な処理内容のうち、離散値化されたアンバランス情報の生成方法にっ、て説明する。離散化のステップ幅を N [dB]とした場合の例で説明する。

[0265] まず、変換部 2315において、検波部 1713より出力されるアンバランス情報 A Pow 3に対して、下記の式（19)力も求まる K1の商 K2のみ抽出する。ここで、商を K2、余りを Κ3とする。次に、下記の式（20)を計算することで、 N[dB]ステップ幅に離散化されたアンバランス情報 Δ Pow2が求まる。

[0266] Kl = A Pow3/N=K2+K3 · · · · (19)

A Pow2= (K2— 1) * N · · · · (20)

[0267] 次に、アンバランス情報 Δ Pow2に対する所定の送信信号フォーマットに適合したビット割り当て処理につ!ヽて説明する。

[0268] 図 24は、 N = 3、すなわち、 3 [dB]ステップ幅にて離散化したアンバランス情報 Δ Ρ ow2から CALビットを生成する一例を示す。

[0269] この例では、アンバランス情報 Δ Pow2の絶対値情報に対して 2ビットを割り当て、アンバランス情報 A Pow2の符号情報に対して 1ビットを割り当てている。すなわち 3 ビットでアンバランス情報を表現している。なお、割り当て可能なビット数は、想定する無線システムごとに異なる。

[0270] 以上のように構成することで、基地局無線通信装置 2311での電力増幅器 1の出力スペクトラムの ACPR特性取得結果を、無線リンクを介して、移動局無線通信装置 23 01を構成する極座標変調回路 1901に対してフィードバックすることが可能となる。これによって、移動局無線通信装置内に周波数変換回路 1712と検波部 1713とを設けている第 2の実施形態において生じる、電力増幅器 1の出力信号を分岐することによる損失と、 ACPR特性を取得する部での消費電流増加に起因する、移動局無線通信装置の通話時間、データ通信時間の短縮と、つた新たな課題を解決することができる。

[0271] (第 3の実施形態）

本発明の第 3の実施形態は、歪補償処理用データ容量の増大、及び、歪補償処理回路の回路規模の増大を抑制しながら、マルチモード対応無線送信装置のプリディストーシヨン歪補償処理を実現する技術について説明するものである。

[0272] 図 25に示す極座標変調回路を用いて、マルチモード対応プリディストーション歪補償処理技術について説明する。なお、図 2に示す極座標変調回路と重複する部分については、同一の符号を付す。

[0273] 図 25に示すように、歪補償処理回路 2501は、図 2に示す極座標変調回路 1901 における第六の係数選択部 1703及び乗算回路 1702の代わりに、信号入力端子 T 251を有する第七の係数選択部 2502と、乗算回路 2503と、を備える。そして、第一の係数選択部 106より出力される第一の係数情報に対して、第七の係数選択部 250 2より出力される第七の係数情報 (coeff 7)を、乗算回路 2503にて乗算する構成である。

[0274] 信号入力端子 T251には、図 1に示す制御部 1903から、モード切り替え信号 D19 2が入力される。そして、本実施形態において、モード切り替え信号 D192における信号の変調モードを設定する第二のモード切り替え信号は、現在送信して!/、る変調信号の種類を識別する情報としての変調速度データ D251を含む。

[0275] 第七の係数選択部 2502は、図 26に示す形式にて、第七の係数情報 (coeff 7)を格納しておく。図 26に示すテーブルデータの一列目はテーブルデータのアドレス番号を、二列目は 1を含む所定範囲の第七の係数情報を示す。なお、この例では、アドレス番号 3に係数情報 1を格納しているとともに、各係数情報は、例えば、 3より小さいアドレス番号に対応した係数情報は" 1"より大きぐ 3より大きいアドレス番号に対応した係数情報は" 1"より小さぐアドレス番号の増加に伴い単調減少するように設定されている。

[0276] また、第七の係数選択部 2602は、図 27に示すような、所定範囲ごとに区切った変調速度データ D251とアドレス番号とを対応付けたテーブルデータを格納おく。そして、変調速度データ D251を、信号入力端子 T251を介して受信すると、変調速度データ D251に対応したアドレス番号を参照して、第七の係数情報を選択する。ここで、図 27に示すテーブルデータの一列目は変調速度の範囲を、二列目は図 26に示す第七の係数選択部 2502の格納データを参照する際のアドレス番号を示す。また、第一の係数選択部 106は、信号入力端子 T2へ入力される、本発明の第 1の実施形態にて示したように送信レベル情報 D191に基づ!/、てアドレス番号 Mを選択して!/、るものとする。

[0277] 本発明に至る過程での検討から、信号入力端子 T2へ入力するデータ D2のほか、信号入力端子 T3から T6へ入力するデータ D3から D6が同一情報に基づいている場合に、電力増幅器 1から出力される変調信号の ACPR特性の最適点を得る第七の係数情報 (coeff7)は、変調速度が増加すると、より小さな値となることが分力つた。

[0278] 図 28は、異なる変調速度を有する変調信号に対する ACPR特性を示す図である。

図 28において、横軸は第七の係数情報を、縦軸は ACPR値を示す。

[0279] 特性 (A) 2901は、 EDGEシステム用 8— PSK変調信号を用いる場合に、第七の係数情報のみ掃引して取得した ACPR特性である。

[0280] 特性） 2902は、 8— PSK変調信号よりも高速な変調信号として、例えば、 WCD MAシステム用変調信号を用いる場合に、第七の係数情報のみ掃引して取得した A CPR特性である。

[0281] なお、図 28に示す ACPR特性は、低域周波数帯、高域周波数帯の ACPR特性のうち、より悪い特性を抽出したものである。

[0282] ここで、本発明の第 3の実施形態では、 EDGEシステム用 8— PSK変調信号を用 V、る場合の第七の係数情報を基準として考えるために、 8— PSK変調信号の変調速度 (約 270k)にて送信する場合に、変調速度データ D7に対応して" 1"なる第七の係数情報を出力するように、図 26及び図 27のテーブルデータを設定している力テーブルデータへの格納データの定義方法は、想定するマルチモード信号や、要求される補償精度等によって、変更すべきものであることは言うまでもない。

[0283] 以上説明してきたように、変調速度によって、第七の係数情報の最適値が異なるため、本発明の第 3の実施形態に係る極座標変調送信装置では、変調速度を表す情報をもとに、第七の係数情報を切り替える構成とした。

[0284] 以上のように構成することで、メモリ 102に格納する電力増幅器 1の歪補償処理用データを変調信号ごとに用意することと等価な効果を実現し、歪補償処理用データ容量の増大、及び、歪補償処理回路の回路規模の増大を抑制しながら、マルチモード対応無線送信装置のプリディストーション歪補償処理を実現できる。

[0285] なお、歪補償処理回路 2501に、図 2に示す信号入力端子 T171及び T174を有する第六の係数選択部 1703と、乗算回路 1702と、適応動作制御部 1711を追加し、乗算回路 2503より出力される第一の係数情報と第七の係数情報との積に対して、第六の係数選択部 1703より出力される第六の係数情報 (coeff6)を、乗算回路 170 2にて乗算する構成にて、信号出力端子 T141を介してアドレス生成部 1402より出力されるデータ D141を、信号入力端子 T171を介して、第六の係数選択部 1602に対して入力するとともに、係数調整判断部 1714より出力されるデータ D173を、信号出力端子 T173と信号入力端子 T174とを介して、第六の係数選択部 1602に対して入力することで、適応的な歪補償処理を実現可能な極座標変調送信装置を実現することがでさる。

[0286] また、本発明の第 3の実施形態に係る極座標変調送信装置は、例えば、シリコン半導体基板上に形成することで、集積回路として構成することができる。この場合、機能ブロックごとに別基板上に形成することも可能である。

[0287] (第 4の実施形態）

本発明の第 4の実施形態は、周辺の電波環境に応じて無線通信に利用する周波数、変調方式を自立的に選択するコグニティブ無線通信装置に適用可能なプリディストーシヨン歪補償処理技術について説明するものである。

[0288] ここで、本発明の極座標変調回路における歪補償処理技術は、位相変調と振幅変調に関わる理想動作力の劣化要因を独立な 3つのパラメータに分離して補償することを特徴とするものであり、この歪補償処理技術をコグ-ティブ無線通信装置に適用する例について説明する。

[0289] 図 30は、コグ-ティブ無線通信システムの概略構成を示す図である。

[0290] 図 30において、第一のエリア 3001、第二のエリア 3002は、地理的に異なる 2つの領域を示し、第一の無線通信システム 3011、第二の無線通信システム 3012、第三の無線通信システム 3013は、第一のエリア 3001にてサービスを提供している無線通信システムを示し、第四の無線通信システム 3014、第五の無線通信システム 301 5は第二のエリア 3002にてサービスを提供している無線通信システムを示し、無線通信装置 3020は第一のエリア 3001、第二のエリア 3002の各無線通信システムに対応可能なコグ-ティブ無線通信装置を示す。

[0291] 図 31は、図 30に示す各無線通信システムにおける代表パラメータの一例を示す図である。

[0292] 本発明の第四の実施形態における説明では、第一の無線通信システム 3011は周波数帯 fl、変調方式 8— PSK、変調速度 SP1、第二の無線通信システム 3012は周波数帯 f2、変調方式 QPSK、変調速度 SP2、第三の無線通信システム 3013は周波数帯 f3、変調方式 HPSK、変調速度 SP3、第四の無線通信システム 3014は周波数帯 f3、変調方式 8— PSK、変調速度 SP4、第五の無線通信システム 3015は周波数帯 fl、変調方式 OFDM、変調速度 SP5なるパラメータとする力本発明はこの例に限定されるものではない。

[0293] 無線通信装置 3020は、製造時点では、第一のエリア 3001での使用を想定されているものとし、無線通信装置 3020のユーザーが第一のエリア 3001内にて移動する場合、無線通信装置 3020は、第一の無線通信システム 3011、第二の無線通信システム 3012、第三の無線通信システム 3013間で切り替えて使用される。本切り替えは、電界強度、実効伝送速度、課金体系等に基づき実施されるものとする。また、無線通信装置 3020の送信部の構成要素は、図 2に示す極座標変調回路 1901、あるいは、その一部であるとする。

[0294] ここで、無線通信装置 3020のユーザーが第一のエリア 3001を離れ、第二のエリア 3002に入った場合、無線通信装置 3020は、周辺の電波環境を測定し、製造時点では想定されていない第四の無線通信システム 3014、第五の無線通信システム 30 15の存在を検知する。

[0295] 無線通信装置 3020は、第四の無線通信システム 3014、第五の無線通信システム 3015に対応した送信動作を開始する前に、歪補償処理用データとして、本発明の第一の実施形態の図 19を用いて説明した手順にて、変調信号のダイナミックレンジに対応する係数情報を取得するとともに、本発明の第三の実施形態にて説明したように変調速度に対応する係数情報を取得する。なお、本発明の第二の実施形態にて説明したように移動局無線通信装置と基地局無線通信装置との間の無線リンクを経由して係数情報を取得してよ!、。

[0296] ここで、周波数に対応する歪補償処理用データは、使用が想定される周波数帯に関しては、製造時点で図 2に示すメモリ 104に格納しておくが、変調信号のダイナミツクレンジ、あるいは、変調速度に対応する歪補償処理用データを固定値とした状態で、送信動作開始前に、周波数ごとの AM— AM特性、 AM— PM特性を取得してもよい。

[0297] 以上のように、本発明の極座標変調回路における歪補償処理技術は、キャリア周波数に依存する補償データと、電力増幅器の出力電位に依存する補償データと、変調速度に依存する補償データとを独立に格納するため、無線通信システムごとに異なる周波数と、変調方式と、変調速度とに柔軟に対応でき、歪補償処理データ用に大容量のメモリを用意してお力なくても、無線通信装置の製造時点では想定されて Vヽな、無線通信システムに対しても対応することができる。

[0298] 本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。

本出願は、 2005年 12月 27日出願の日本特許出願 (特願 2005— 375485)に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

産業上の利用可能性

[0299] 本発明の極座標変調送信装置は、歪補償処理用データ容量の増大、及び、歪補償処理回路の回路規模の増大を抑制しながら、振幅変調動作時の電力増幅器の低歪特性を実現することを可能とする効果を有し、マルチモード対応極座標変調送信装置や、適応歪補償処理システム等に有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 送信変調信号の変調方式の切り替えを行う第一の制御部と、

送信データをもとに、前記第一の制御部により選択された変調方式にてベースバンド直交信号を生成する信号生成部と、

前記ベースバンド直交信号から、振幅信号を生成する極座標変換部と、前記振幅信号をもとに、振幅変調信号を生成する振幅変調部と、

前記ベースバンド直交信号の少なくとも位相成分を含む信号をもとに、無線周波数帯の位相変調信号を生成する位相変調部と、

前記位相変調信号を入力高周波信号として入力し、前記振幅変調信号を制御信号として入力し、無線周波数帯の送信データを生成する増幅部と、

前記振幅変調部の入力信号及び前記位相変調部の入力信号のうち少なくとも一方に対して所定の歪補償処理を行う歪補償処理回路と、

前記歪補償処理回路において用いられる補償データの校正動作と、送信動作との切り替えを行う第二の制御部と

を備え、

前記第一の制御部は、前記校正動作時には、前記送信動作時に用いられる変調方式における変調信号の振幅ダイナミックレンジ以下となる変調方式を選択するマルチモード対応極座標変調送信装置。

[2] 請求項 1記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、

前記第一の制御部は、前記校正動作時には、さらに、所定制御幅にて、出カレべルを単調減少させるマルチモード対応極座標変調送信装置。

[3] 請求項 1または 2記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、

前記歪補償処理回路は、所定振幅の入力高周波信号及び制御電圧が入力された増幅部の定常状態における制御電圧値に対する出力信号特性をもとに、前記増幅部の定常状態での出力信号を線形ィ匕する定常特性補償回路を備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。

[4] 請求項 3記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、

前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記定常状態出力信号線形化処理実施後の、振幅信号の振幅を調整する第一の振幅調整部をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。

[5] 請求項 3記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、

前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記振幅信号の歪補償処理を行う場合のアドレス参照用振幅信号の振幅を調整する第二の振幅調整部をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。

[6] 請求項 3記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、

前記歪補償処理回路は、前記定常特性補償回路にて前記位相信号の歪補償処理を行う場合のアドレス参照用振幅信号の振幅を調整する第一の位相補償部をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。

[7] 請求項 3記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、

前記歪補償処理回路は、前記位相信号又は前記位相変調信号の振幅を調整する第二の位相補償部をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。

[8] 請求項 3記載のマルチモード対応極座標変調送信装置であって、

前記歪補償処理回路は、前記振幅信号あるいは前記位相信号に所定の遅延量を与え、振幅信号と位相信号との間の同期を確保する遅延調整手段をさらに備えるマルチモード対応極座標変調送信装置。

[9] 請求項 1から 8の、ずれか一項記載のマルチモード対応極座標変調送信装置を実装した集積回路。

[10] 送信変調信号の変調方式の切り替えを行うステップと、

送信データをもとに、前記選択された変調方式にてベースバンド直交信号を生成するステップと、

前記ベースバンド直交信号から、振幅信号を生成するステップと、

前記振幅信号をもとに、振幅変調信号を生成するステップと、

前記ベースバンド直交信号の少なくとも位相成分を含む信号をもとに、無線周波数帯の位相変調信号を生成するステップと、

前記位相変調信号を入力高周波信号として入力し、前記振幅変調信号を制御信号として入力し、無線周波数帯の送信データを生成するステップと、前記振幅変調部の入力信号及び前記位相変調部の入力信号のうち少なくとも一方に対して所定の歪補償処理を行う歪補償処理回路において用いられる補償データの校正動作と、送信動作との切り替えを行うステップと

を有し、

前記校正動作時には、変調信号の振幅ダイナミックレンジが、前記送信動作時に用いられる変調方式における変調信号の振幅ダイナミックレンジ以下となる変調方式を選択するマルチモード対応極座標変調送信方法。

[11] 請求項 10記載のマルチモード対応極座標変調方法を用いて、基地局と移動局との間の無線通信を行うマルチモード無線通信方法。

[12] 請求項 1から 8の、ずれか一項記載のマルチモード対応極座標変調送信装置又は請求項 9記載の集積回路を備える無線通信装置。

[13] 請求項 1から 8のいずれか一項記載のマルチモード対応極座標変調送信装置、請求項 9記載の集積回路、又は、請求項 12記載の無線通信装置を備える無線通信システム。

[14] 極座標変調回路における歪補償処理方法であって、

位相変調と振幅変調に関わる理想動作からの劣化要因を、キャリア周波数に依存する AM— AM特性および AM— PM特性、電力増幅器の出力電位に依存する係数情報、および変調速度に依存する係数情報の独立な 3つのパラメータに分離して補償する歪補償処理方法。

[15] 第一のエリアおよび第二のエリアの各無線通信システムに対応可能なコグ-ティブ無線通信装置におけるマルチモード無線通信方法であって、

前記第一のエリアを離れ、前記第二のエリアに入った場合に、変調信号のダイナミックレンジに対応する係数情報を取得するステップと、

変調速度に対応する係数情報を取得するステップと、

前記係数情報に対応する歪補償処理用データをメモリに格納するステップと、前記第二のエリアの無線通信システムに対応する変調方式で通信を行うステップとを有するマルチモード無線通信方法。