JP4067409B2

JP4067409B2 - 通信送信機における高品質パワーランプ増減

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Publication number: JP4067409B2
Application number: JP2002582509A
Authority: JP
Inventors: ステファン・ヴィー・シェル
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-04-11
Filing date: 2002-04-11
Publication date: 2008-03-26
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Description

本発明は、通信送信機におけるパワーランプ増減（ramping）に関する。

高品質ＲＦ（無線周波数）信号は、素早く、最小出力パワーの状態から指定された出力パワーで情報を運んでいる変調の状態まで増加し、かつ最小出力パワーの状態まで戻らなければならない。図１に示す、このようなパワーランプ増減性能は、多くの時分割多重接続（ＴＤＭＡ）通信システムにおける送信機に要求される。システムの例としては、ＧＳＭおよびＡＮＳＩ−１３６規格によって規定されたものや、これらの組み合わせ（いわゆるマルチモードシステム）がある。

これらの送信機の基本的な要求は、ランプ上昇および下降の動作が、割り当てられたＲＦチャネルから離れたスペクトル帯域（例えば、他の送信機に割り当てられた帯域）において、ピークパワーに関して指定された限度を破ってはならないということである。関連する測定値は、いくつかのシステムにおいては、過渡スペクトルと呼ばれている。また、他のシステムにおいては、過渡隣接チャネルパワー（過渡ＡＣＰ）と呼ばれている。

現在のパワーランプ増減技術は、各変調タイプに合うように調整されなければならず、かつ一般にユニット毎の較正を必要とする（少なくとも典型的なＧＭＳＫ送信機および従来のマルチモード送信機の場合）。たとえそうしても、過渡ＡＣＰの性能は、通常、とても最適状態には及ばない。

本発明は、従来（Ｉ／Ｑ）および極の変調アーキテクチャに適用できる。別々の振幅と位相の経路が設けられた、極変調アーキテクチャ、およびこれに類似したアーキテクチャは、例えば、米国特許６，１９１，６５３、６，１９４，９６３、６，０７８，６２８、５，７０５，９５９、６，１０１，２２４、５，８４７，６０２、６，０４３，７０７、および３，９００，８２３だけでなく、フランス特許の刊行物ＦＲ２７６８５７４にも記載されていて、その全ては、ここで引用することにより、本願に組み込まれたものとする。

本発明は、大まかに言えば、素早く、最小出力パワーの状態から指定された出力パワーで情報を運んでいる変調の状態まで増加し、かつ最小出力パワーの状態に戻る、高品質のＲＦ信号を生成する、極変調器または従来の線形変調器のような変調器の制御を提供する。極変調器を用いれば、例えば、情報を運んでいる変調自体に起因する低下を越えて、過渡的な測定値を低下させることなく、ランプ増減を実行することが、理論的に可能である。この理想に、実際に、かなり近づくことが可能である。このようなランプ増減は、製造ライン上での大規模なユニット毎の較正を必要とせずに、達成することができる。

本発明は、添付の図面を参照する以下の説明から、更に良く理解することができる。

ほとんど全ての重要なシステムにとって、情報を運んでいる変調の複素エンベロープｘ（ｔ）は、以下の周知の式によって表すことができる。

これは、以下の式と等価である。

ここで、ａ_ｎは、ｎ次（n-th）複素（complex-valued）シンボルであり（一般に離散的な配列（constellation）から引き出される）、ｐ（ｔ）は、パルス整形フィルタの時間ｔでのインパルス応答であり、Ｔは、シンボル周期である。時間ｔは、連続的であっても離散的であってもよい。ｐ（ｔ）によって与えられるインパルス応答を有するパルス整形フィルタを用いている従来のＱＡＭ変調器の動作を図２に示す。スペクトル効率を維持するという要求のために、ｐ（ｔ）は、一般に、図３の例に示すような、なめらかなパルス状の関数である。

極変調器または従来の変調器のどちらに関しても知られていなかった、重要な所見が、本発明によって開発され、上述した有益な特徴を有するランプ増減を達成した。これは、１つのバーストに属する情報シンボルの有限長のシーケンスの先頭および後尾に、わずかなゼロの値のシンボルを付加することによって、結果としての複素エンベロープｘ（ｔ）が、要求された通りに、自然に増減する（ramp up and down）ものである。さらに、これらのランプの期間のｘ（ｔ）の過渡スペクトル特性が、情報を運んでいる変調の期間と比べて、悪くはないことを数学的に示すことができる。先頭および後尾に付加されたゼロの値のシンボルを用いてランプ増減を制御するＱＡＭ変調器の動作を図４に示す。

図６は、本発明の具体例としての実施形態によるランプ制御回路を備えている送信機の一部を示す。図６の回路を説明する前に、図６の回路内で用いられる、いくつかのタイミング信号の関係を理解することは、役に立つ。これらのタイミング信号を図５に示す。サンプルクロック信号を、何らかの数Ｔで割って、シンボルクロックを得る。τカウンタは、シンボルクロックの１周期内のサンプルクロックパルスをカウントする。図５の例では、Ｔ＝４である。

以下、図６を参照すると、インパルス応答係数ｐ（０）、ｐ（１）、．．．、ｐ（（Ｌ＋１）Ｔ−１）をもつパルス整形フィルタ６０１は、タップ付きディレイラインまたはシフトレジスタから、一群のシンボルａ_n、ａ_n-1、ａ_n-2、．．．、ａ_n-Lを受け取る。（この説明の中では、シフトレジスタであるものとする。）τが０、１、２、．．．、Ｔ−１を通って循環するとき、指数τ、τ＋Ｔ、τ＋２Ｔ、．．．、τ＋ＬＴは、特定の時間に回路内に適用するために、インパルス応答係数のサブセットを選択する。特定の時間に適用されるインパルス応答係数のサブセットは、以下のように記述することができる。τ＝０でのサブセットは｛ｐ（０）、ｐ（Ｔ）、．．．、ｐ（ＬＴ）｝、τ＝１でのサブセットは｛ｐ（１）、ｐ（Ｔ＋１）、．．．、ｐ（ＬＴ＋１）｝、τ＝２でのサブセットは｛ｐ（２）、ｐ（Ｔ＋２）、．．．、ｐ（ＬＴ＋２）｝等であり、τ＝Ｔ−１でのサブセットは｛ｐ（Ｔ−１）、ｐ（Ｔ−１＋Ｔ）、ｐ（Ｔ−１＋２Ｔ）、．．．、ｐ（Ｔ−１＋ＬＴ）｝である。したがって、τが０、１、２、．．．、Ｔ−ｌを通って循環するとき、インパルス応答係数ｐ（０）、ｐ（１）、．．．、ｐ（（Ｌ＋１）Ｔ−１）の全範囲が適用される。

パルスフィルタは、ｘ（ｎＴ＋τ）によって与えられる出力信号６０３を形成し、これはＩ／Ｑ変調器または極変調器６０５を用いて変調され、ＲＦ信号６０７を形成する。ランプ制御のためにゼロの値のシンボルを先頭および後尾に付加することは、情報シンボルのソース６１１またはゼロの値のソース６１３に接続された、入力セレクタまたはスイッチ６０９を通して、シフトレジスタ６０８に値を入力することによって達成される。サンプルクロック６１５は、パルス整形フィルタに直接入力され、かつτカウンタ６１７およびＴ分周カウンタ６１９にも入力される。τカウンタは、カウント６２１を生成し、これはパルス整形フィルタに入力される。Ｔ分周カウンタは、サンプルクロックからシンボルクロック６２３を生成し、これはシフトレジスタに入力され、シフトレジスタの個々の段階にクロックを供給する。

動作において、最初の情報を運んでいるシンボルａ_０を受け取ると、シフトレジスタは、初期状態（ｎ＝０）であるａ_ｎ−１＝ａ_ｎ−２＝．．．＝ａ_ｎ−Ｌ＝０になる。追加のシンボルを受け取ると、これらはシフトレジスタの中にシフトされる。サンプルクロックの各々の刻み（tick）と共に、カウンタすなわち指数τは更新され、モジュロＴになる。τは、その結果、０、１、．．．、Ｔ−１、０、ｌ、．．．、Ｔ−１、．．．というシーケンスを繰り返す。最後の情報シンボルがシフトレジスタに入った後に、入力セレクタが切り替わり、次のＬシンボルクロックの間、ゼロを受け入れ、その結果、シフトレジスタの状態は、ａ_ｎ＝．．．＝ａ_{ｎ−Ｌ＋１}＝０およびａ_ｎ−Ｌ＝ａ_Ｎ−１になる。ここで、Ｎは、１つのバーストの中のシンボル数である。この状態で、τ＝Ｔ−１に達すると、ランプ減少（ramp-down）が完了する。

Ｎ＝１４８のシンボルを有する１つの完全なバーストに対する、この技術の結果を図７のグラフに示す。この例では、図８に示すＥＤＧＥパルスが、Ｔ＝４（すなわちシンボル当たり４サンプル）かつＬ＋１＝５（すなわち長さ５のシフトレジスタ）で用いられた。

図９は、各々の新しいシンボルが入力されると更新される、シフトレジスタの内容とともに、各出力サンプルにおけるτカウンタの値を示す注釈をつけた、図７のような信号プロットのランプの立ち上がりエッジの分解図である。ランプ上昇（ramp up）が、基本的に、シフトレジスタに入ってくる最初の情報シンボルの３シンボル周期以内に完了していることに注意して下さい。

図１０は、対数（ｄＢ）目盛上で見たときの、ランプの立ち上がりエッジを示す。ここで、最初のシンボル周期の期間の信号振幅が、ピークから４０ｄＢ以上低下していることが分かる。（ＥＤＧＥ仕様に準拠するものを含む）大部分のシステムにおいて、このような小さい信号成分は、システム性能（例えば、過渡ＡＣＰ）の測定可能な低下を引き起こすことなく、大幅に変形させる（例えば、ゼロにクランプする）ことができる。それゆえに、より詳細に以下で説明するが、さまざまなパワーアンプ制御信号は、このような低振幅時の期間に、性能低下なしで、急に切り替えることができる。

図１１は、図９と同様であるが、ランプの立ち下がりエッジを示していて、最後の情報シンボルの後にシフトレジスタに入ってくるゼロの値のシンボルを有している。このゼロの値のシンボルを後尾に付加することは、指数ｎ＝１４７でのシンボルクロックの後ではあるが、ｎ＝１４８での次のシンボルクロックの前に、入力セレクタがゼロのソースに切り替わるときに、図６の具体例としての実施形態の中で成し遂げられる。

図１２は、極変調器のアーキテクチャ、すなわち別々の振幅と位相の経路を有するものの中での本ランプ増減（ramping）技術の応用を示すブロック図である。シンボルソース１２０１は、パルス変調器１２０３、例えばＥＤＧＥＱＡＭ変調器に、シンボルクロック１２０５に従ってデータシンボルを入力する。この変調器は、エンベロープ信号１２０７、例えば、ｘ（ｎＴ＋τ）によって与えられる、図７のようなエンベロープ信号を生成する。エンベロープ信号は、直交から極へのコンバータ１２０９（例えばＣｏｒｄｉｃコンバータ）によって処理され、大きさおよび位相信号ρおよびθを生成する。

具体例としての実施形態においては、前記（latter）の信号は、非線形性のために補正され、時間軸上に整列させられ、これにより経路の遅延の差異を明らかにする。そして、大きさ信号は、ＡＭ／ＡＭルックアップテーブル１２１１に当てはめられ、その出力ρ’は、大きさ遅延素子１２１３によって、制御された量だけ遅延させられ、出力ρ”を生成する。同様に、位相信号は、ＡＭ／ＰＭルックアップテーブル１２１５に当てはめられ、その出力θ’は、位相遅延素子１２１７によって、制御された量だけ遅延させられ、出力θ”を生成する。大きさ遅延素子および位相遅延素子の遅延は、増幅チェーン１２２０での適切な大きさおよび位相の調整を成し遂げるために制御される。

具体例としての実施形態における、増幅チェーン１２２０は、縦続接続された３つの段階を有していて、例えばＦＥＴ素子を用いて実現される。これらの段階は、ドレイン変調されて、切り替え（switch）モードで駆動されるか、または、低パワー動作のために、“増殖（multiplicative）”モードで駆動される。このことは、これと共に同日に出願された、米国特許出願＿＿＿（代理人の明細書Ｎｏ．１１０３＿ＬＤＭ．ＵＳ）に、より詳細に記載されていて、ここで引用することにより、本願に組み込まれたものとする。増幅チェーンのＲＦ入力ポート１２２１は、位相ポートとみなすことができ、かつ段階のドレイン（または電源入力）は、共に振幅ポート１２２３とみなすことができる。

振幅ポートは、信号ρ”およびパワーレベル入力信号１２２７に応じるドライバ回路１２２５によって駆動される。

位相ポートは、デジタル位相変調器１２３０、好ましくは位相安定周波数ロックループを有するデジタル位相変調器によって駆動される。このことは、本譲受人（assignee）の米国特許６，０９４，１０１に記載されており、ここで引用することにより、本願に組み込まれたものとする。なお、デジタル位相変調器１２３０は、ＶＣＯ１２３１と協働する。デジタル位相変調器１２３０は、別のパワーレベル入力信号に応じる可変利得増幅器（ＶＧＡ）または可変減衰器を用いて、増幅チェーン１２２０から分離されている。代案として、デジタル位相変調器を、バッファ増幅器を用いて、パワーアンプから分離することもできる。これらの選択肢は、図１２に、可変利得増幅器１２３３によって示されていて、これは利得をゼロ（バッファ増幅器の場合）、負（減衰器の場合）または正にすることができる。

タイミング制御ブロック１２４０は、シンボルソースおよびドライバ回路にタイミング信号を供給し、もし存在するのであれば、バッファ増幅器にも同様に供給する。

図１２の送信機は、主に、デジタル部と、デジタルおよびアナログ部（断続線によって区切られた右側の部分）とから成る。

特にＥＤＧＥ変調器のランプ増減に関して、ここまで述べたのと同じ原理は、容易に拡張することができ、他の変調タイプ、例えば、北アメリカデジタル移動電話（North American Digital Cellular）またはＤ−ＡＭＰＳとしても知られている、ＩＳ−１３６を包含する。しかし、Ｄ−ＡＭＰＳは、詳細には、前述のアプローチに対して、ある変更を必要とする。

特に、図１３に示す、Ｄ−ＡＭＰＳにおいて用いられるパルス波形は、（５シンボル周期の期間を有する、ＥＤＧＥパルスと違って）理論的に無限の持続期間がある。もちろん、実際問題として、この無限の期間のパルスは、切り詰められ、切り詰め間隔（すなわち、パルスが切り詰められる外側の間隔）の選択は、出力信号のスペクトル特性（ＡＣＰおよび過渡ＡＣＰを含む）を決定する。ランプ増減の前述の方法を用いて、低サイドローブを得るためには、８〜１６シンボル周期の範囲の切り詰め間隔が必要であり、これは４〜８シンボル周期の範囲のランプ上昇時間、および４〜８シンボル周期の範囲のランプ下降時間に相当する。あいにく、このように長いランプ時間は、Ｄ−ＡＭＰＳ規格で規定された３シンボル周期の期間を上回る。従って、Ｄ−ＡＭＰＳ、またはＥＤＧＥ、Ｄ−ＡＭＰＳ等を含む多重ＱＡＭ変調のために前述の方法を用いるためには、ランプ加速のメカニズムが必要であり、それによってＤ−ＡＭＰＳの長いランプ時間を短くして、規定されたランプマスクを満たすことができる。

このようなランプ加速を成し遂げる１つの方法を、図１４に示す。ここには、Ｄ−ＡＭＰＳＱＡＭ変調器１４０１が設けられ、ＥＤＧＥに関して前述したように、ゼロの値のシンボルが、１つのバーストに属する情報シンボルの先頭および後尾に付加される。変調器は、定められたシンボルレートを有するデジタル出力信号１４０３を生成する。このデジタル出力信号は、（図示していない）タイミング発生器からの制御信号１４０７によって制御される放棄（discard）ユニット１４０５に加えられる。ランプ上昇およびランプ下降の期間、制御信号が放棄ユニットに加えられ、選択されたサンプルを放棄させる（それは、時間ベースを加速するのと同じ効果を有する）。例えば、１つおきのサンプルを放棄して、その結果、２倍の加速を得ることができる。情報バーストの期間、放棄ユニットは、変調器からのサンプルストリームをそのまま通過させる。

具体例としての実施形態において、ランプ加速を用いたランプ上昇およびランプ下降時間は、期間内の３シンボルの時間であり、これは指定されたランプマスクを満たす。

元のサンプリングレートでの信号がオーバーサンプリング（oversample）され、かつ自然に帯域が制限（bandlimit）されるので、１つおきのシンボルを放棄しても、スペクトルのサイドローブまたはエイリアシング（aliasing）が生み出されることはなく、かつ信号情報が破壊されることもない。

ランプ加速を成し遂げるための、さまざまな他の手段は、当業者にとって明らかである。例えば、放棄ユニットの代わりに、公知技術の、あるタイプの任意可変サンプルレートコンバータ（時には非同期サンプルレートコンバータと呼ばれる）を用いることもできる。このようなサンプルレートコンバータを用いて、所望の加速を、離散的な値に限る代わりに、任意に選択してもよい。

前述の方法は、ゼロの値のシンボルが、ゼロレベルの出力信号という結果にならない、ＧＳＭにおいて用いられるＧＭＳＫ信号のような、ＰＭまたはＦＭ（すなわち、エンベロープが一定の）信号に、直接適用できない。しかし、ＧＭＳＫ信号の場合、その理想的なスペクトルは、実際には、ＥＤＧＥ信号のそれと同じであり、ＥＤＧＥのために用いられる同じランプ形状が、ＧＭＳＫのためにも用いられることを示唆している。１つの特定の実施形態において、ＥＤＧＥパルスの最初の半分、すなわちｐ（０）、ｐ（ｌ）、．．．、ｐ（２．５Ｔ）は、ランプ上昇のためのＧＭＳＫランプ形状として用いられ、残りのＥＤＧＥパルス、すなわちｐ（２．５Ｔ）、ｐ（２．５Ｔ＋１）、．．．、ｐ（４Ｔ＋Ｔ−１）は、ランプ下降のためのＧＭＳＫランプ形状として用いられる。ＥＤＧＥパルスは、そのフーリエ変換の二乗された大きさが、ＧＭＳＫ通信信号のパワースペクトルにほぼ比例するという特性を有している。

図１５は、別々の振幅と位相の経路を有する極アーキテクチャ内でのＧＭＳＫのための前述のランプ増減技術の応用を示す。位相の経路は、ＧＭＳＫＰＡＭ変調器１５０１および周波数変調器１５０３を有していて、これらの組み合わせが、最終的なＧＭＳＫ信号１４０５を生成する。（ＰＡＭ変調器は、ＧＭＳＫに合うように調整されたインパルス応答ｇ（ｔ）をもつパルス整形フィルタを有している。）ＰＡＭ変調器は、ビットソース（図示せず）からビットを受け取る。このビットは、ＰＡＭ変調器および周波数変調器によって用いられ、ＧＭＳＫ信号１５０５を生成し、これは非線形パワーアンプ（ＰＡ）１５１０の位相ポートに加えられる。振幅の経路は、“ハードコード化（hard-coded）”ランプ発生器１５１１を備えていて、それは、前述したように、ＥＤＧＥパルスｐ（ｔ）からの値を用いて、ＰＡ１５１０の振幅ポートに加えられるランプ信号１５１２を生成する。タイミング制御器１５１３は、バースト開始信号１５１５を受け取り、ランプ発生器およびＰＡＭ変調器へのタイミング信号を生成する。特に、情報を運んでいる信号が非線形ＰＡの位相ポートに加えられる時までに、ＲＦ出力信号が充分に上昇する（ramp up）ように、ランプ発生器およびＰＡＭ変調器が起動させられる。

非線形ＰＡを用いることによって、製造ユニット間の性能ばらつきは、予想どおり小さくなるので、その結果、従来技術では必要とされていた、この種のユニット毎のランプ増減（ramping）の較正を無くすことができる。これは重要な効果である。

図１６は、振幅と位相の情報を組み合わせた１本の信号経路を有する従来のＩ／Ｑアーキテクチャ内でのＧＭＳＫのための前述のランプ増減技術の応用を示す。本実施形態においては、図１５の実施形態におけるＰＡＭ／ＦＭの組み合わせが、ＧＭＳＫ複素エンベロープ発生器１６０１、マルチプライア（multiplier）１６０２およびＩ／Ｑ変調器１６０３によって置き換えられている。タイミング制御器１６１３は、バースト開始信号１６１５を受け取り、ランプ発生器およびＧＭＳＫ複素エンベロープ発生器へのタイミング信号を生成する。特に、情報を運んでいる信号がマルチプライア１６０２に加えられる時までに、ランプ発生器の出力信号のランプ上昇（ramp-up）部が終了するように、ランプ発生器およびＧＭＳＫ複素信号発生器が起動させられる。

前述の実施形態におけるランプ発生器の出力ｒ（ｔ）を図１７に示す。バーストの開始は、時間ｔ＝０に相当し、その時、ランプの上昇が始まる。ランプの上昇は、時間ｔ＝２．５Ｔに完了し、そこから“ランプが上昇した”状態が始まり、その間、情報ビットが送信される。ランプが上昇した状態の終わりに、“ランプ下降”信号が生成され、同時にｔ＝ｕとされる。ランプ下降状態は、ｔ＝ｕ＋２．５Ｔの時まで続く。従って、出力ｒ（ｔ）は以下のように表される。

ランプが上昇した状態の継続時間が、プログラマブルカウンタを用いたデジタルロジック手段で定めることができることは、デジタルロジック設計の当業者にとっては明らかである。カウンタの満了時に、ランプ下降信号が可能になる。同様に、カウンタを、単純な状態の装置（simple state machine）に用いて、ｒ（ｔ）を定めるために用いられるｐ（ｔ）の値を調べる際に用いられるべき、指数ｔおよびｕを生成することができる。ｒ（ｔ）と等価な信号（equivalent signals r(t)）を供給する他の手段にも、同様に用いることができる。

チップに直接ｐ（ｔ）値を格納する代わりに、値のシーケンスのＮ次の差分（Nth-order differences）を格納することによって、面積を節約することができる。元の値のシーケンスを“呼び戻す”には、それらのＮ次の差分を呼び戻して、Ｎ次のアキュムレータを用いて処理する。この出力が、元の値のシーケンスである。

ＧＭＳＫ信号のためのランプ増減は、前述の方法で実行されるとき、“時間的にコンパクト”である。すなわち、ランプ上昇およびランプ下降は、スペクトルの要求に合うように、できるだけ素早く起こる。

ここまで、ＥＤＧＥおよびＤ−ＡＭＰＳのようなエンベロープが変化する信号、およびＧＭＳＫのようなエンベロープが一定の信号のための、有益なランプ増減技術を説明してきた。本発明は、その別の態様において、良好な過渡スペクトル特性を有する高品質の信号の生成を可能にし、この中で、変調は、スロットからスロットへ、（例えば、ＧＭＳＫとＥＤＧＥの間で）切り替えることができる。このような動作は、極変調を用いることで、最も容易に成し遂げられ、モードの切り替えが、進行中にリアルタイムで行われる、本当のマルチモード動作を可能にする。

図１８は、図１２のそれのような極変調器アーキテクチャを示しているが、マルチモード動作のために修正されている。特に、図１２のＥＤＧＥＱＡＭ変調器に加えて、Ｄ−ＡＭＰＳＱＡＭ変調器１８０２およびＧＭＳＫＰＡＭ変調器１８０４も設けられていて、各々は、サンプルクロック１８０５に従って、シンボルソース１８０１からシンボルを受け取る。図１５および図１６のそれのようなＧＭＳＫランプ発生器１７１０も設けられている。

更に、タイミング発生器によって制御される、３つのスイッチが設けられている。１つのスイッチＳＷ１は、Ｒ／Ｐコンバータの入力に設けられていて、ＥＤＧＥＱＡＭ変調器の出力（ＥＤＧＥモード）またはＤ−ＡＭＰＳＱＡＭ変調器の出力（Ｄ−ＡＭＰＳモード）を選択する。もう１つのスイッチＳＷ２は、ＡＭ／ＡＭＬＵＴの入力に設けられていて、Ｒ／Ｐコンバータの出力（非ＧＭＳＫモードすなわちＥＤＧＥまたはＤ−ＡＭＰＳ）またはＧＭＳＫランプ発生器の出力（ＧＭＳＫモード）を選択する。もう１つのスイッチＳＷ３は、ＡＭ／ＰＭＬＵＴの入力に設けられていて、Ｒ／Ｐコンバータの出力（非ＧＭＳＫモードすなわちＥＤＧＥまたはＤ−ＡＭＰＳ）またはＧＭＳＫＰＡＭ変調器の出力（ＧＭＳＫモード）を選択する。

図１２のそれのような図１８の送信機は、主に、デジタル部と、デジタルおよびアナログ部とから成り、これらは断続線によって区切られている。デジタル部は、１つの集積回路、例えばＣＭＯＳ集積回路の形で実現されることが好ましい。

本発明によって達成されるランプ増減プロフィールの特性は、このような低振幅時の期間に、性能低下なく、さまざまなパワーアンプ制御信号を、急に切り替えることを可能にする。極変調アーキテクチャにおける非線形パワーアンプのランプ増減と全体の制御の間の相互の影響の例を、図１８を参照して説明する。

信号ＰＢ、Ｐ１およびＰｏｕｔは、それぞれ、バッファ増幅器１８３３、第１および第２のパワーアンプ段階１８２０ａおよび１８２０ｂ、およびドライバ回路１８２５をパワーオンおよびパワーオフするために用いられる。立ち上がりエッジのランプおよび立ち下がりエッジのランプに関係する、これらの信号のタイミングは、（タイミング合わせが不十分なターンオンまたはターンオフの影響によって引き起こされるグリッチ（glitching）がほとんどないか、全くない）良好な過渡スペクトル性能が得られるように制御することが重要である。前述したように、所望のランプ増減振幅特性は、変調器（例えば、ＥＤＧＥにおけるＱＡＭ変調器）の出力の振幅から、またはランプ発生器（例えば、ＧＭＳＫにおけるもの）から得ることができる。追加のタイミングロジックが、必要に応じて、ＰＢ、Ｐ１およびＰｏｕｔを生成するために設けられる。当業者が、このようなロジックを、これらの信号と前述した他の信号との間の所望の関係を示している、図１９のタイミング図から実現できることは、明らかである。図１９はＧＭＳＫの例を示しているが、同様の関係が、信号ＰＢ、Ｐ１およびＰｏｕｔと、ＥＤＧＥの例のタイミング信号（例えば、入力セレクタを制御するために用いられる信号またはカウンタ）との間に保たれる。

以下、図１９を参照すると、周波数変調器とＲＦ出力との間の、それらの順序（図１８）に従って、増幅器がシーケンシャルにターンオンして、逆のシーケンスでターンオフすることが分かる。最高品質の信号を得るために、ＰＢ、Ｐ１およびＰｏｕｔの切り替えポイントを、ｒ（ｔ）における低振幅時に対応するように選択すべきである。これにより、関連するスイッチングの過渡現象は小さくなる。オプションとして、各信号ＰＢ、Ｐ１およびＰｏｕｔの“オン”時間を最小にすることによって、電力の浪費を避けることができる。この目的は、図１９に示したように、ランプ上昇時に、ｒ（ｔ）が既にゼロではない時まで、ＰＢ、Ｐ１およびＰｏｕｔをオンに切り替えないこと、および、ランプ下降時に、ｒ（ｔ）がゼロに達する前に、同じ信号をオフに切り替えることによって、達成することができる。

図１９に示した概略のタイミング関係を越えて、任意の個々の実施において、より正確なタイミング関係を、経験的に調節して、過渡スペクトル性能および時間的なコンパクトさを最適化することができる。このプロセスは、“ソフトな”すなわちプログラム可能なタイミングロジックを用いることで、容易になる。そして、与えられた実施に対して、一度だけ行えばよい（製造期間中、全てのユニットに対して繰り返し行う必要はない）。

かくして、ＱＡＭ（例えば、ＥＤＧＥ、Ｄ−ＡＭＰＳ）および非ＱＡＭ（例えば、ＧＭＳＫ）の両方の信号のランプ増減を可能にすると共に、別の変調（例えば、ＥＤＧＥおよびＧＭＳＫ）との間でのグリッチのない進行中のスイッチングも可能にするという、高いレベルの統合に適した、極変調器アーキテクチャが説明された。ユニット毎の較正は不要であり、設計時にランプ形状を固定することができる。タイミング制御信号も、それらが主にデジタルイベントまたは状態に関するものなので、設計時に固定することができる。以上説明した独特のランプ増減方法は、幅が狭い立ち上がり及び立ち下がりエッジのランプと、非常に低い過渡現象（すなわち、非常に良好な過渡スペクトル特性）を生成する。

本発明が、その精神または重要な特徴から逸脱することなく、他の具体的な形態で具体化することができることは、普通の当業者によって認められるであろう。従って、ここで開示された実施形態は、全ての点で、実例であって、本発明を限定するものではないとみなされる。本発明の範囲は、前述の説明ではなく、添付された請求項によって示され、かつ、この趣旨およびその等価物の範囲内での変更は、その中に包含される。

通信システムにおけるパワーランプ増減を示す図である。ｐ（ｔ）によって与えられるインパルス応答を有するパルス整形フィルタを用いている従来のＱＡＭ変調器の動作を示す図である。ｐ（ｔ）の一例の図である。先頭および後尾に付加されたゼロの値のシンボルを用いてランプ増減を制御するＱＡＭ変調器の動作を示す図である。図６の回路で用いられるタイミング信号のタイミング図である。本発明の具体例としての実施形態によるランプ制御回路を備えている送信機の一部の図である。図６のランプ制御回路を用いて得られた結果の信号プロットである。図７の例において用いられるパルス整形フィルタ関数ｐ（ｔ）の図である。図７のような信号プロットのランプの立ち上がりエッジの分解図である。対数（ｄＢ）目盛上で見たときの図９のランプの立ち上がりエッジを示す。図９と同様であるが、ランプの立ち下がりエッジを示す。極変調アーキテクチャ内での本ランプ増減技術の応用を示すブロック図である。Ｄ−ＡＭＰＳのために用いられるパルス整形フィルタ関数ｎ（ｔ）の図である。Ｄ−ＡＭＰＳのためのランプ増減を実現する通信送信機の一部の図である。極変調アーキテクチャ内でのＧＭＳＫのランプ増減を示すブロック図である。Ｉ／Ｑアーキテクチャ内でのＧＭＳＫのランプ増減を示すブロック図である。図１５および図１６中のランプ発生器の出力ｒ（ｔ）を示す図である。本発明によるマルチモード送信機のブロック図である。図１８の送信機の動作を示すタイミング図である。

符号の説明

６０１パルス整形フィルタ
６０３出力信号
６０５Ｉ／Ｑまたは極変調器
６０７ＲＦ信号
６０８シフトレジスタ
６０９入力セレクタまたはスイッチ
６１１情報シンボルのソース
６１３ゼロの値のソース
６１５サンプルクロック
６１７ τカウンタ
６１９Ｔ分周カウンタ
６２１カウント
６２３シンボルクロック

Claims

情報が運ばれない、通信信号の最小の出力パワーの状態と、情報が運ばれる、より大きい出力パワーの状態との２つの状態における振幅変調を含む通信信号のランプを制御するランプ制御回路において、
あらかじめ決められたデジタルシンボルのシーケンスを、伝送されるべきデジタル情報シンボルのシーケンスに加えて、増大されたデジタルシンボルのシーケンスを形成する入力セレクタと、
シンボルクロック毎に前記増大されたデジタルシンボルのシーケンスを順次後段にシフトするＬ＋１段（Ｌは自然数）のシフトレジスタと、
前記Ｌ＋１段のシフトレジスタの各段の出力をフィルタリングし、所望のランププロフィールを示すエンベロープ信号を生成するパルス整形フィルタを備え、
前記パルス整形フィルタは、前記シンボルクロックの１周期内において前記Ｌ＋１段のシフトレジスタの各段からの出力される一群のデジタルシンボル（ａ _n 、ａ _n-1 、・・・、ａ _n-L ）を、前記シンボルクロックのＴ倍（Ｔは自然数）のサンプルクロックでＴ回サンプリングし、
前記Ｔ回のサンプルクロック毎に、サンプリングした前記一群のデジタルシンボル（ａ _n 、ａ _n-1 、・・・、ａ _n-L ）の各々に、異なるインパルス応答係数のサブセット｛ｐ（τ）、ｐ（Ｔ＋τ）、ｐ（２Ｔ＋τ）、・・・、ｐ（ＬＴ＋τ）｝（τ＝０、１、・・・Ｔ−１）を乗算し、前記シンボルクロックのＴ倍のサンプルクロックでエンベロープ信号を生成することを特徴とするランプ制御回路。
前記あらかじめ決められたデジタルシンボルのシーケンスは、ゼロの値のデジタルシンボルのシーケンスであることを特徴とする請求項１に記載のランプ制御回路。
前記通信信号は、直交振幅変調信号であることを特徴とする請求項２に記載のランプ制御回路。
前記通信信号は、ＥＤＧＥ通信信号であることを特徴とする請求項３に記載のランプ制御回路。
前記通信信号は、Ｄ−ＡＭＰＳ通信信号であることを特徴とする請求項３に記載のランプ制御回路。