JP3169002B2 - 送信出力制御回路 - Google Patents
送信出力制御回路Info
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
- H03G3/3047—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers for intermittent signals, e.g. burst signals
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
- H03G3/004—Control by varying the supply voltage
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- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
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- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
- H04B2001/0416—Circuits with power amplifiers having gain or transmission power control
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線送信機の送信
出力制御回路に係り、特に広いダイナミックレンジにわ
たって安定かつ高精度な送信出力制御を必要とされるＴ
ＤＭＡ方式等の無線送信機に用いて好適な送信出力制御
回路に関するものである。
出力制御回路に係り、特に広いダイナミックレンジにわ
たって安定かつ高精度な送信出力制御を必要とされるＴ
ＤＭＡ方式等の無線送信機に用いて好適な送信出力制御
回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】移動しながら通話可能なＧＳＭ（Groupe
Speciale Mobile）方式に代表されるセルラー電話移動
通信システムの移動通信端末は、近年ますます発展して
きている。これらの移動通信システムの伝送方式は、デ
ジタル交換技術を背景とするネットワークとの融合、音
声品質の向上、暗号化秘匿、および通信容量増大の必要
性から、アナログ無線伝送方式に代わりデジタル無線伝
送方式へと完全に移行しつつある。
Speciale Mobile）方式に代表されるセルラー電話移動
通信システムの移動通信端末は、近年ますます発展して
きている。これらの移動通信システムの伝送方式は、デ
ジタル交換技術を背景とするネットワークとの融合、音
声品質の向上、暗号化秘匿、および通信容量増大の必要
性から、アナログ無線伝送方式に代わりデジタル無線伝
送方式へと完全に移行しつつある。
【０００３】またＧＳＭ等の地上移動通信方式に加え、
昨今では国際間のシームレスな呼接続を可能とする全世
界的なデジタル移動通信システムとして、低・中軌道移
動体衛星通信システムとその携帯端末技術も実用段階に
達し、その需要もますます大きくなってきている。
昨今では国際間のシームレスな呼接続を可能とする全世
界的なデジタル移動通信システムとして、低・中軌道移
動体衛星通信システムとその携帯端末技術も実用段階に
達し、その需要もますます大きくなってきている。
【０００４】これらの移動通信システムにおいては、携
帯端末側のハードウェア上の負荷を軽減するために、携
帯端末側はシンプレックス通信となるＴＤＭＡ（Time D
ivision Multiple Access：時分割多重接続）無線接続
方式を採用している。さらに、同一通信セル内での通信
呼量の確保と高密度な多元接続を可能とする送受信回線
品質の維持のため、きめの細かい送信バースト出力レベ
ルの高速な自動送信出力制御（Automatic Power Contro
l 、以下、ＡＰＣと略する）と、バーストオン・オフ時
の送信スペクトラムの周波数軸上での隣接チャネルへの
拡散を防止するため、定常バースト前後にランピング波
形を付加した出力制御を可能とするＡＰＣが採用されて
いる。
帯端末側のハードウェア上の負荷を軽減するために、携
帯端末側はシンプレックス通信となるＴＤＭＡ（Time D
ivision Multiple Access：時分割多重接続）無線接続
方式を採用している。さらに、同一通信セル内での通信
呼量の確保と高密度な多元接続を可能とする送受信回線
品質の維持のため、きめの細かい送信バースト出力レベ
ルの高速な自動送信出力制御（Automatic Power Contro
l 、以下、ＡＰＣと略する）と、バーストオン・オフ時
の送信スペクトラムの周波数軸上での隣接チャネルへの
拡散を防止するため、定常バースト前後にランピング波
形を付加した出力制御を可能とするＡＰＣが採用されて
いる。
【０００５】従来、この種の送信出力制御回路として
は、送信出力の一部を検波し、その検波出力電圧により
ＧａＡｓＦＥＴ（Field Effect Transistor ：電解効果
トランジスタ）やＳｉバイポーラトランジスタからなる
高出力電力増幅器のゲート電圧をフィードバック制御す
る閉ループ方式出力制御が用いられることが多い。この
ようなフィードバック制御を行う従来の送信出力制御回
路として、図７、図８に示すような送信出力制御回路が
知られている。図９は図７、図８の送信出力制御回路の
各構成の出力信号波形を示す信号波形図である。
は、送信出力の一部を検波し、その検波出力電圧により
ＧａＡｓＦＥＴ（Field Effect Transistor ：電解効果
トランジスタ）やＳｉバイポーラトランジスタからなる
高出力電力増幅器のゲート電圧をフィードバック制御す
る閉ループ方式出力制御が用いられることが多い。この
ようなフィードバック制御を行う従来の送信出力制御回
路として、図７、図８に示すような送信出力制御回路が
知られている。図９は図７、図８の送信出力制御回路の
各構成の出力信号波形を示す信号波形図である。
【０００６】図６、図７の送信出力制御回路では、変調
波発生器（ＶＣＯ）２０の出力により高出力電力増幅器
３を駆動して、送信バーストＰｏを得ている。方向性結
合器４は、送信バーストＰｏの一部を取り出し、検波器
６は、方向性結合器４の出力を検波する。
波発生器（ＶＣＯ）２０の出力により高出力電力増幅器
３を駆動して、送信バーストＰｏを得ている。方向性結
合器４は、送信バーストＰｏの一部を取り出し、検波器
６は、方向性結合器４の出力を検波する。
【０００７】比較誤差増幅器７は、制御部１２から出力
された図９（ａ）のような基準電圧Ｖｒｅｆと検波器６
から出力された図９（ｂ）のような検波電圧Ｖｄｅｔと
を比較し、基準電圧Ｖｒｅｆと検波電圧Ｖｄｅｔとの誤
差に比例した誤差増幅後の電圧を誤差電圧Ｖｃｏｎｔと
して高出力電力増幅器３へ出力する。
された図９（ａ）のような基準電圧Ｖｒｅｆと検波器６
から出力された図９（ｂ）のような検波電圧Ｖｄｅｔと
を比較し、基準電圧Ｖｒｅｆと検波電圧Ｖｄｅｔとの誤
差に比例した誤差増幅後の電圧を誤差電圧Ｖｃｏｎｔと
して高出力電力増幅器３へ出力する。
【０００８】ここで、制御部１２から出力される基準電
圧Ｖｒｅｆは、図９（ａ）に示すように、バースト立ち
上がり時及び立ち下がり時のランピング出力エンベロー
プ波形と定常バースト時の矩形の出力エンベロープ波形
とを時間軸上で畳み込んだ波形をしている。このような
基準電圧Ｖｒｅｆは、制御部１２内のＲＯＭ／ＲＡＭ等
の記憶素子（不図示）に予め格納されている。制御部１
２は、送信出力設定コマンドで指定される送信出力レベ
ルに対応した基準電圧Ｖｒｅｆを記憶素子から取得し
て、比較誤差増幅器７に出力する。
圧Ｖｒｅｆは、図９（ａ）に示すように、バースト立ち
上がり時及び立ち下がり時のランピング出力エンベロー
プ波形と定常バースト時の矩形の出力エンベロープ波形
とを時間軸上で畳み込んだ波形をしている。このような
基準電圧Ｖｒｅｆは、制御部１２内のＲＯＭ／ＲＡＭ等
の記憶素子（不図示）に予め格納されている。制御部１
２は、送信出力設定コマンドで指定される送信出力レベ
ルに対応した基準電圧Ｖｒｅｆを記憶素子から取得し
て、比較誤差増幅器７に出力する。
【０００９】こうして、比較誤差増幅器７の出力を誤差
電圧Ｖｃｏｎｔとして高出力電力増幅器３へ帰還をかけ
ることにより、ランピング出力制御を含む高出力電力増
幅器３の出力電力安定化フィードバック制御を行ってい
る。
電圧Ｖｃｏｎｔとして高出力電力増幅器３へ帰還をかけ
ることにより、ランピング出力制御を含む高出力電力増
幅器３の出力電力安定化フィードバック制御を行ってい
る。
【００１０】ＧＭＳＫ変調のような定包絡変調の場合
は、ＰＤＣのπ／４シフトＱＰＳＫ等とは異なり、振幅
変動が元々ない角度変調のため、比較誤差増幅器７を含
むループアンプの時定数を大きく設定して包絡線検波後
の振幅変動分を持った検波電圧の平滑化を行い平均化電
力見合いで比較誤差制御を行う必要はなく、ループアン
プの時定数を予め低く設定して、飽和出力レベルのフィ
ードバック制御、つまりＡＰＣループの高速化のみに設
計条件を特化させることが可能である。
は、ＰＤＣのπ／４シフトＱＰＳＫ等とは異なり、振幅
変動が元々ない角度変調のため、比較誤差増幅器７を含
むループアンプの時定数を大きく設定して包絡線検波後
の振幅変動分を持った検波電圧の平滑化を行い平均化電
力見合いで比較誤差制御を行う必要はなく、ループアン
プの時定数を予め低く設定して、飽和出力レベルのフィ
ードバック制御、つまりＡＰＣループの高速化のみに設
計条件を特化させることが可能である。
【００１１】図７、図８の送信出力制御回路において、
比較誤差増幅器７は、検波電圧Ｖｄｅｔが基準電圧Ｖｒ
ｅｆより高いとき（つまり、送信バーストＰｏが所望値
より高いとき）、高出力電力増幅器３への誤差電圧Ｖｃ
ｏｎｔを下げて、高出力電力増幅器３の出力を下げるよ
うに動作する。また、比較誤差増幅器７は、検波電圧Ｖ
ｄｅｔが基準電圧Ｖｒｅｆより低いとき（つまり、送信
バーストＰｏが所望値より低いとき）、高出力電力増幅
器３への誤差電圧Ｖｃｏｎｔを上げて、高出力電力増幅
器３の出力を上げるように動作する。こうして、高出力
電力増幅器３の出力である送信バーストＰｏは、誤差電
圧Ｖｃｏｎｔに応じて、図９（ｃ）のような定常バース
ト前後のランピング波形を含む所望の送信出力レベルと
なるように自動的に制御される。
比較誤差増幅器７は、検波電圧Ｖｄｅｔが基準電圧Ｖｒ
ｅｆより高いとき（つまり、送信バーストＰｏが所望値
より高いとき）、高出力電力増幅器３への誤差電圧Ｖｃ
ｏｎｔを下げて、高出力電力増幅器３の出力を下げるよ
うに動作する。また、比較誤差増幅器７は、検波電圧Ｖ
ｄｅｔが基準電圧Ｖｒｅｆより低いとき（つまり、送信
バーストＰｏが所望値より低いとき）、高出力電力増幅
器３への誤差電圧Ｖｃｏｎｔを上げて、高出力電力増幅
器３の出力を上げるように動作する。こうして、高出力
電力増幅器３の出力である送信バーストＰｏは、誤差電
圧Ｖｃｏｎｔに応じて、図９（ｃ）のような定常バース
ト前後のランピング波形を含む所望の送信出力レベルと
なるように自動的に制御される。
【００１２】しかし、図７に示した送信出力制御回路で
は、検波系と高出力電力増幅器３の出力ゲート制御系の
双方の系制御のダイナミックレンジが狭いため、バース
ト状の送信出力制御を行うには立ち上がり／立ち下がり
特性が高速化しにくく、広範囲の出力設定制御も行いに
くいという問題点があった。
は、検波系と高出力電力増幅器３の出力ゲート制御系の
双方の系制御のダイナミックレンジが狭いため、バース
ト状の送信出力制御を行うには立ち上がり／立ち下がり
特性が高速化しにくく、広範囲の出力設定制御も行いに
くいという問題点があった。
【００１３】また、高出力電力増幅器３の送信出力レベ
ルが小出力に設定されているときの検波感度が温度特性
によりばらつくことと、この小出力設定時に高出力電力
増幅器３の出力ゲート制御感度が高くなると共にばらつ
くため、安定かつ再現性のある小出力ＡＰＣ制御が不可
能になるという問題点があった。
ルが小出力に設定されているときの検波感度が温度特性
によりばらつくことと、この小出力設定時に高出力電力
増幅器３の出力ゲート制御感度が高くなると共にばらつ
くため、安定かつ再現性のある小出力ＡＰＣ制御が不可
能になるという問題点があった。
【００１４】これに対し、図８に示した送信出力制御回
路では、検波系のダイナミックレンジが広がっているた
め、安定性と再現性は改善されている。しかし、高出力
電力増幅器３の制御感度が改善されていないため、特に
小出力設定時の制御感度の高さゆえに開ループゲインが
高く、ループバンドも広がることにより、ダンピング係
数が高く、バースト立ち上がり時にオーバーシュート・
アンダーシュートが生じるという問題点があった。
路では、検波系のダイナミックレンジが広がっているた
め、安定性と再現性は改善されている。しかし、高出力
電力増幅器３の制御感度が改善されていないため、特に
小出力設定時の制御感度の高さゆえに開ループゲインが
高く、ループバンドも広がることにより、ダンピング係
数が高く、バースト立ち上がり時にオーバーシュート・
アンダーシュートが生じるという問題点があった。
【００１５】また、ループバンド以内に位相が極端に回
転するようなＲＬＣ定数がループ内に存在する場合、位
相余裕・振幅余裕をともに確保することができず、開ル
ープ周波数伝達特性の高次のカーブが０利得と交差する
周波数付近にて正帰還がかかるため、不要発振が起こる
という問題点があった。
転するようなＲＬＣ定数がループ内に存在する場合、位
相余裕・振幅余裕をともに確保することができず、開ル
ープ周波数伝達特性の高次のカーブが０利得と交差する
周波数付近にて正帰還がかかるため、不要発振が起こる
という問題点があった。
【００１６】そこで、以上の問題点を解決する送信出力
制御回路が提案されている（特開平９−１７２３８０号
公報）。図１０は、特開平９−１７２３８０号公報に開
示された送信出力制御回路のブロック図である。誤差電
圧Ｖｃｏｎｔと高出力電力増幅器３の出力電圧との関係
が直線的な関係で、この直線の傾きが一定の場合は、高
出力電力増幅器３の制御感度は出力に依らず一定であ
る。
制御回路が提案されている（特開平９−１７２３８０号
公報）。図１０は、特開平９−１７２３８０号公報に開
示された送信出力制御回路のブロック図である。誤差電
圧Ｖｃｏｎｔと高出力電力増幅器３の出力電圧との関係
が直線的な関係で、この直線の傾きが一定の場合は、高
出力電力増幅器３の制御感度は出力に依らず一定であ
る。
【００１７】そして、検波系の制御感度は図８の例のよ
うに検波器６の前段への減衰器５の配設によってほぼ一
定にできるとすれば、高出力電力増幅器３、方向性結合
器４、可変減衰器５、検波器６及び比較誤差増幅器７か
らなる閉ループだけで、小出力から大出力まで広いダイ
ナミックレンジにわたって精度のよい送信出力制御が可
能となる。
うに検波器６の前段への減衰器５の配設によってほぼ一
定にできるとすれば、高出力電力増幅器３、方向性結合
器４、可変減衰器５、検波器６及び比較誤差増幅器７か
らなる閉ループだけで、小出力から大出力まで広いダイ
ナミックレンジにわたって精度のよい送信出力制御が可
能となる。
【００１８】しかしながら、一般的には、誤差電圧Ｖｃ
ｏｎｔと高出力電力増幅器３の出力電圧である送信バー
ストＰｏとの関係は、図１１に示すように、小出力時に
は制御感度（＝出力増分／誤差電圧増分）が高く、最大
出力近辺で制御感度が下がり飽和する曲線となってい
る。このように、高出力電力増幅器３の制御感度は、送
信出力レベルによって大きく変化する。
ｏｎｔと高出力電力増幅器３の出力電圧である送信バー
ストＰｏとの関係は、図１１に示すように、小出力時に
は制御感度（＝出力増分／誤差電圧増分）が高く、最大
出力近辺で制御感度が下がり飽和する曲線となってい
る。このように、高出力電力増幅器３の制御感度は、送
信出力レベルによって大きく変化する。
【００１９】特に、小出力設定時は急激に制御感度が高
くなることから、上述のようにループの不要発振が起き
やすくなる。この小出力時の閉ループ発振は、ループ内
の別定数設定でループバンドを狭め、ループの時定数を
大きくする、つまりループ応答を遅くすれば止めること
が可能である。ただし、このような対処方法では、ルー
プ応答が全般的に遅くなり、特に最大出力設定時には、
高出力電力増幅器３の制御感度が落ちることと相まっ
て、ループ応答が極端に遅くなる。そのため、定常バー
スト前後のランピング波形出力を含む所望のバースト出
力制御が不能となり、高出力電力増幅器３への電源電圧
変動や入力レベル変動、電力増幅器３自身のパワーゲイ
ン変動等といった諸条件変化に対して、ＡＰＣの効果が
期待できなくなる。
くなることから、上述のようにループの不要発振が起き
やすくなる。この小出力時の閉ループ発振は、ループ内
の別定数設定でループバンドを狭め、ループの時定数を
大きくする、つまりループ応答を遅くすれば止めること
が可能である。ただし、このような対処方法では、ルー
プ応答が全般的に遅くなり、特に最大出力設定時には、
高出力電力増幅器３の制御感度が落ちることと相まっ
て、ループ応答が極端に遅くなる。そのため、定常バー
スト前後のランピング波形出力を含む所望のバースト出
力制御が不能となり、高出力電力増幅器３への電源電圧
変動や入力レベル変動、電力増幅器３自身のパワーゲイ
ン変動等といった諸条件変化に対して、ＡＰＣの効果が
期待できなくなる。
【００２０】そこで、図１０に示した送信出力制御回路
では、高出力電力増幅器３の制御感度が各出力電力でば
らつくという問題点を以下のような構成で克服してい
る。つまり、図１０に示した送信出力制御回路では、変
調波発生器（ＶＣＯ）２０と高出力電力増幅器３との間
に、利得の調整が可能な出力可変ドライバーアンプ２を
設けている。
では、高出力電力増幅器３の制御感度が各出力電力でば
らつくという問題点を以下のような構成で克服してい
る。つまり、図１０に示した送信出力制御回路では、変
調波発生器（ＶＣＯ）２０と高出力電力増幅器３との間
に、利得の調整が可能な出力可変ドライバーアンプ２を
設けている。
【００２１】そして、比較誤差増幅器７からの誤差電圧
Ｖｃｏｎｔにより高出力電力増幅器３の出力を制御する
上述のフィードバック制御に加え、所要の送信出力レベ
ルに対して高出力電力増幅器３が常に略一定の制御感度
を持つように出力可変ドライバーアンプ２の出力レベル
を制御するフィードフォワード制御を行っている。
Ｖｃｏｎｔにより高出力電力増幅器３の出力を制御する
上述のフィードバック制御に加え、所要の送信出力レベ
ルに対して高出力電力増幅器３が常に略一定の制御感度
を持つように出力可変ドライバーアンプ２の出力レベル
を制御するフィードフォワード制御を行っている。
【００２２】このように、検波系の検波感度を送信出力
の変化に対して一定に保つようにした閉ループ・フィー
ドバック制御に加えて、電力増幅器３の制御感度が一定
となるように出力可変ドライバーアンプ２の出力レベル
を送信出力に合わせて個別に開ループ制御することによ
り、送信バーストの立ち上がり／立ち下がり時と定常バ
ースト時の出力制御を、広い出力ダイナミックレンジで
高精度・高安定に行える効果を与えている。
の変化に対して一定に保つようにした閉ループ・フィー
ドバック制御に加えて、電力増幅器３の制御感度が一定
となるように出力可変ドライバーアンプ２の出力レベル
を送信出力に合わせて個別に開ループ制御することによ
り、送信バーストの立ち上がり／立ち下がり時と定常バ
ースト時の出力制御を、広い出力ダイナミックレンジで
高精度・高安定に行える効果を与えている。
【００２３】例えば、高出力電力増幅器３から出力する
送信バーストＰｏを最大出力設定から１０ｄＢ下げてＡ
ＰＣによるフィードバック出力安定化をかけたいとき
は、高出力電力増幅器３への入力レベルを１２ｄＢ下げ
て、図１１の制御感度曲線Ｓ１から制御感度曲線Ｓ２へ
移行させる。これにより、誤差電圧Ｖｃｏｎｔの値と制
御感度とを送信出力レベルが最大出力設定のときの値か
ら変化させることなく、フィードバックをかけることが
でき、小出力設定時にも最大出力時と同様の安定、かつ
高精度のＡＰＣを期待することができる。
送信バーストＰｏを最大出力設定から１０ｄＢ下げてＡ
ＰＣによるフィードバック出力安定化をかけたいとき
は、高出力電力増幅器３への入力レベルを１２ｄＢ下げ
て、図１１の制御感度曲線Ｓ１から制御感度曲線Ｓ２へ
移行させる。これにより、誤差電圧Ｖｃｏｎｔの値と制
御感度とを送信出力レベルが最大出力設定のときの値か
ら変化させることなく、フィードバックをかけることが
でき、小出力設定時にも最大出力時と同様の安定、かつ
高精度のＡＰＣを期待することができる。
【００２４】また、送信バーストＰｏを最大出力設定か
ら２４ｄＢ下げてＡＰＣによるフィードバック出力安定
化をかけたいときは、上記と同様に、高出力電力増幅器
３への入力レベルを３０ｄＢ下げて、図１１の制御感度
曲線Ｓ３へ移行させる。これにより、制御感度をほぼ一
定に保ったまま、ＡＰＣをかけることができ、高安定・
高精度な出力制御が実現できる。
ら２４ｄＢ下げてＡＰＣによるフィードバック出力安定
化をかけたいときは、上記と同様に、高出力電力増幅器
３への入力レベルを３０ｄＢ下げて、図１１の制御感度
曲線Ｓ３へ移行させる。これにより、制御感度をほぼ一
定に保ったまま、ＡＰＣをかけることができ、高安定・
高精度な出力制御が実現できる。
【００２５】このような条件を満たす電力増幅器への最
適ドライブレベルを各出力に対して予め求めておき、そ
れを制御部１２中のＲＯＭ／ＲＡＭといった記憶素子に
ルックアップテーブルとして格納しておくことにより、
それらを各出力設定コマンドによって出力・制御するこ
とによりドライブ入力が概ね最適設定され、以後の高精
度な出力制御と安定化は既存の閉ループフィードバック
制御によって執り行われることとなる。
適ドライブレベルを各出力に対して予め求めておき、そ
れを制御部１２中のＲＯＭ／ＲＡＭといった記憶素子に
ルックアップテーブルとして格納しておくことにより、
それらを各出力設定コマンドによって出力・制御するこ
とによりドライブ入力が概ね最適設定され、以後の高精
度な出力制御と安定化は既存の閉ループフィードバック
制御によって執り行われることとなる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１０
の送信出力制御回路をＧＳＭ方式の地上用移動通信端末
（ＧＳＭ／ＰＣＮ／ＰＣＳ）や、ＧＳＭシステムと同様
の送信方式であるＧＭＳＫ変調を採用している中軌道移
動体衛星通信端末に採用しようとする場合、バースト立
ち上がり／立ち下がり時に生じる高出力電力増幅器３の
位相変動（位相誤差）の劣化に伴う送信バーストの位相
誤差が問題として残る。
の送信出力制御回路をＧＳＭ方式の地上用移動通信端末
（ＧＳＭ／ＰＣＮ／ＰＣＳ）や、ＧＳＭシステムと同様
の送信方式であるＧＭＳＫ変調を採用している中軌道移
動体衛星通信端末に採用しようとする場合、バースト立
ち上がり／立ち下がり時に生じる高出力電力増幅器３の
位相変動（位相誤差）の劣化に伴う送信バーストの位相
誤差が問題として残る。
【００２７】地上用移動通信端末や中軌道移動体衛星通
信端末では、大出力レベル設定時において高出力電力増
幅器３の飽和領域での高効率動作が許される定包絡変調
方式を採用している。このため、高出力電力増幅器３の
定常動作点は、通常、飽和領域に設定される。このと
き、高出力電力増幅器３の出力飽和点近傍には、一般に
位相（ＰＭ）変動領域が存在する。前述のように、高出
力電力増幅器３に位相変動が生じるのは、バースト立ち
上がり時あるいは立ち下がり時近傍で生じる増幅器３内
部での急激な振幅エンベロープ変動が、上記位相変動領
域をよぎるからである。
信端末では、大出力レベル設定時において高出力電力増
幅器３の飽和領域での高効率動作が許される定包絡変調
方式を採用している。このため、高出力電力増幅器３の
定常動作点は、通常、飽和領域に設定される。このと
き、高出力電力増幅器３の出力飽和点近傍には、一般に
位相（ＰＭ）変動領域が存在する。前述のように、高出
力電力増幅器３に位相変動が生じるのは、バースト立ち
上がり時あるいは立ち下がり時近傍で生じる増幅器３内
部での急激な振幅エンベロープ変動が、上記位相変動領
域をよぎるからである。
【００２８】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたもので、高精度のＡＰＣを実現しつつ、送信バース
トの位相誤差を改善することができる送信出力制御回路
を提供することを目的とする。
れたもので、高精度のＡＰＣを実現しつつ、送信バース
トの位相誤差を改善することができる送信出力制御回路
を提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】本発明の送信出力制御回
路は、請求項１に記載のように、振幅変動を伴わない被
変調波を増幅してバースト送信する無線送信機におい
て、上記被変調波を増幅する出力可変ドライバーアンプ
（２）と、出力可変ドライバーアンプの出力を増幅する
飽和型高出力増幅器（３）と、飽和型高出力増幅器の出
力である送信バーストの一部を取り出す方向性結合器
（４）と、方向性結合器の出力を入力とし、入力レベル
の減衰度を調整することが可能な可変検波器（５，６）
と、可変検波器の検波出力（Ｖｄｅｔ）と第１の基準電
圧（Ｖｒｅｆ）とを比較した結果得られた誤差電圧（Ｖ
ｃｏｎｔ）を飽和型高出力増幅器に与える比較誤差増幅
器（７）と、第２の基準電圧（Ｖｉｎ）に応じた電源電
圧（Ｖｄ）を飽和型高出力増幅器に供給する電圧変換器
（１０）と、上記送信バーストの立ち上がり及び立ち下
がり期間においてランピング波形を有する第１の基準電
圧を比較誤差増幅器に出力し、上記立ち上がり及び立ち
下がり期間を含む、定常バースト前後の短期間のみ飽和
型高出力増幅器の電源電圧が上昇するような第２の基準
電圧を電圧変換器に出力し、出力可変ドライバーアンプ
と可変検波器にそれぞれ第１、第２の制御電圧を出力す
る制御部（１２ａ）とを備える。そして、比較誤差増幅
器の誤差電圧により飽和型高出力増幅器の出力を制御す
るフィードバック制御に加え、送信出力レベルに対して
飽和型高出力増幅器の制御感度が略一定となるように出
力可変ドライバーアンプの出力レベルを制御し、送信出
力レベルに対して入力レベルが略一定となるように可変
検波器の減衰度を制御し、電圧変換器により上記定常バ
ースト前後の短期間のみ飽和型高出力増幅器の飽和出力
が上昇するように電源電圧を制御するフィードフォワー
ド制御を行い、上記送信バーストの立ち上がり及び立ち
下がり期間におけるランピング波形制御と定常バースト
期間における送信出力レベル制御を行うものである。
路は、請求項１に記載のように、振幅変動を伴わない被
変調波を増幅してバースト送信する無線送信機におい
て、上記被変調波を増幅する出力可変ドライバーアンプ
（２）と、出力可変ドライバーアンプの出力を増幅する
飽和型高出力増幅器（３）と、飽和型高出力増幅器の出
力である送信バーストの一部を取り出す方向性結合器
（４）と、方向性結合器の出力を入力とし、入力レベル
の減衰度を調整することが可能な可変検波器（５，６）
と、可変検波器の検波出力（Ｖｄｅｔ）と第１の基準電
圧（Ｖｒｅｆ）とを比較した結果得られた誤差電圧（Ｖ
ｃｏｎｔ）を飽和型高出力増幅器に与える比較誤差増幅
器（７）と、第２の基準電圧（Ｖｉｎ）に応じた電源電
圧（Ｖｄ）を飽和型高出力増幅器に供給する電圧変換器
（１０）と、上記送信バーストの立ち上がり及び立ち下
がり期間においてランピング波形を有する第１の基準電
圧を比較誤差増幅器に出力し、上記立ち上がり及び立ち
下がり期間を含む、定常バースト前後の短期間のみ飽和
型高出力増幅器の電源電圧が上昇するような第２の基準
電圧を電圧変換器に出力し、出力可変ドライバーアンプ
と可変検波器にそれぞれ第１、第２の制御電圧を出力す
る制御部（１２ａ）とを備える。そして、比較誤差増幅
器の誤差電圧により飽和型高出力増幅器の出力を制御す
るフィードバック制御に加え、送信出力レベルに対して
飽和型高出力増幅器の制御感度が略一定となるように出
力可変ドライバーアンプの出力レベルを制御し、送信出
力レベルに対して入力レベルが略一定となるように可変
検波器の減衰度を制御し、電圧変換器により上記定常バ
ースト前後の短期間のみ飽和型高出力増幅器の飽和出力
が上昇するように電源電圧を制御するフィードフォワー
ド制御を行い、上記送信バーストの立ち上がり及び立ち
下がり期間におけるランピング波形制御と定常バースト
期間における送信出力レベル制御を行うものである。
【００３０】また、請求項２に記載のように、上記出力
可変ドライバーアンプの代わりに、固定利得のドライバ
ーアンプを備えると共に、デジタル変調波のレベルを調
整することが可能なデジタルベースバンドレベル変換器
と、デジタルベースバンドレベル変換器から出力された
デジタル変調波を変調して上記被変調波を出力する送信
コンバータとを備え、送信出力レベルに対して上記飽和
型高出力増幅器の制御感度が略一定となるように制御す
るフィードフォワード制御をデジタルベースバンドレベ
ル変換器によって行うものである。
可変ドライバーアンプの代わりに、固定利得のドライバ
ーアンプを備えると共に、デジタル変調波のレベルを調
整することが可能なデジタルベースバンドレベル変換器
と、デジタルベースバンドレベル変換器から出力された
デジタル変調波を変調して上記被変調波を出力する送信
コンバータとを備え、送信出力レベルに対して上記飽和
型高出力増幅器の制御感度が略一定となるように制御す
るフィードフォワード制御をデジタルベースバンドレベ
ル変換器によって行うものである。
【００３１】また、請求項３に記載のように、上記定常
バースト期間における飽和型高出力増幅器の電源電圧
は、所望の送信出力レベルを確保することが可能な下限
値に設定される。また、請求項４に記載のように、上記
電圧変換器（１０）は、シリーズ・ドロッパである。こ
のように、電圧変換器をシリーズ・ドロッパから構成す
ることにより、電圧変換器を比較的簡単、廉価に実現す
ることができる。また、請求項５に記載のように、上記
電圧変換器は、スイッチング・レギュレータである。こ
のように、電圧変換器をスイッチング・レギュレータか
ら構成することにより、電源電圧を無線送信機の電源バ
ッテリーの出力電圧以上に昇圧することができる。
バースト期間における飽和型高出力増幅器の電源電圧
は、所望の送信出力レベルを確保することが可能な下限
値に設定される。また、請求項４に記載のように、上記
電圧変換器（１０）は、シリーズ・ドロッパである。こ
のように、電圧変換器をシリーズ・ドロッパから構成す
ることにより、電圧変換器を比較的簡単、廉価に実現す
ることができる。また、請求項５に記載のように、上記
電圧変換器は、スイッチング・レギュレータである。こ
のように、電圧変換器をスイッチング・レギュレータか
ら構成することにより、電源電圧を無線送信機の電源バ
ッテリーの出力電圧以上に昇圧することができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】［実施の形態の１］次に、本発明
の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態を示す送信出力制御回
路のブロック図である。図示しない変調器と局部発振器
とからなる送信コンバータ１は、入力されたベースバン
ド周波数帯の２系列のデジタル変調波Ｉ，Ｑを例えばＧ
ＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）変調して、
被変調波を出力する。
の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態を示す送信出力制御回
路のブロック図である。図示しない変調器と局部発振器
とからなる送信コンバータ１は、入力されたベースバン
ド周波数帯の２系列のデジタル変調波Ｉ，Ｑを例えばＧ
ＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）変調して、
被変調波を出力する。
【００３３】出力可変ドライバーアンプ２は、制御部１
２ａからの第１の制御電圧Ｖａに応じた利得で送信コン
バータ１からの被変調波を増幅する。高出力電力増幅器
（パワーアンプ）３は、出力可変ドライバーアンプ２の
出力信号を電力増幅する。
２ａからの第１の制御電圧Ｖａに応じた利得で送信コン
バータ１からの被変調波を増幅する。高出力電力増幅器
（パワーアンプ）３は、出力可変ドライバーアンプ２の
出力信号を電力増幅する。
【００３４】方向性結合器４は、高出力電力増幅器３の
出力である送信バーストＰｏの一部を取り出す。可変減
衰器（ＡＴＴ）５は、制御部１２ａからの第２の制御電
圧Ｖｂに応じた減衰度で方向性結合器４の出力信号を減
衰させる。
出力である送信バーストＰｏの一部を取り出す。可変減
衰器（ＡＴＴ）５は、制御部１２ａからの第２の制御電
圧Ｖｂに応じた減衰度で方向性結合器４の出力信号を減
衰させる。
【００３５】ダイオード等で構成された検波器６は、可
変減衰器５の出力信号を検波する。この検波器６と可変
減衰器（ＡＴＴ）５で、検波器６への入力レベルの減衰
度調整が可能な可変検波器が構成される。比較誤差増幅
器７は、制御部１２ａから出力された第１の基準電圧Ｖ
ｒｅｆと検波器６から出力された検波電圧Ｖｄｅｔとを
比較・誤差増幅して、高出力電力増幅器３のパワー制御
のための誤差電圧Ｖｃｏｎｔを出力する。
変減衰器５の出力信号を検波する。この検波器６と可変
減衰器（ＡＴＴ）５で、検波器６への入力レベルの減衰
度調整が可能な可変検波器が構成される。比較誤差増幅
器７は、制御部１２ａから出力された第１の基準電圧Ｖ
ｒｅｆと検波器６から出力された検波電圧Ｖｄｅｔとを
比較・誤差増幅して、高出力電力増幅器３のパワー制御
のための誤差電圧Ｖｃｏｎｔを出力する。
【００３６】電源バッテリー９は、図１の送信出力制御
回路の各回路に電力を供給する。電圧変換器（ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ）１０は、電源バッテリー９と高出力電力
増幅器３のドレイン電圧端子（つまり、高出力電力増幅
器３の電源入力端子）１１との間に挿入されている。
回路の各回路に電力を供給する。電圧変換器（ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ）１０は、電源バッテリー９と高出力電力
増幅器３のドレイン電圧端子（つまり、高出力電力増幅
器３の電源入力端子）１１との間に挿入されている。
【００３７】この電圧変換器１０は、通常、高出力電力
増幅器３のドレイン電圧端子１１に安定化した電源電圧
Ｖｄを供給しており、制御部１２ａからの制御によりバ
ースト立ち上がり／立ち下がりランピング期間を含む、
定常バースト前後の短期間のみ電源電圧Ｖｄを上昇させ
る昇圧機能を有する。
増幅器３のドレイン電圧端子１１に安定化した電源電圧
Ｖｄを供給しており、制御部１２ａからの制御によりバ
ースト立ち上がり／立ち下がりランピング期間を含む、
定常バースト前後の短期間のみ電源電圧Ｖｄを上昇させ
る昇圧機能を有する。
【００３８】図２は電圧変換器１０の１構成例を示す回
路図である。本実施の形態における電圧変換器１０とし
ては、図３のようなシリーズ・ドロッパを想定してい
る。図３の電圧変換器１０は、制御部１２ａからの第２
の基準電圧Ｖｉｎを電圧増幅するオペアンプからなる同
相電圧増幅器３１と、同相電圧増幅器３１の出力電圧を
入力とする、オペアンプからなるボルテージフォロア３
２と、ベースがボルテージフォロア３２の出力と接続さ
れ、コレクタが電源バッテリー９と接続され、エミッタ
が高出力電力増幅器３のドレイン電圧端子１１と接続さ
れた、大電流用のｎｐｎトランジスタ３３と、ｎｐｎト
ランジスタ３３のベース−コレクタ間に接続された抵抗
３４とから構成される。
路図である。本実施の形態における電圧変換器１０とし
ては、図３のようなシリーズ・ドロッパを想定してい
る。図３の電圧変換器１０は、制御部１２ａからの第２
の基準電圧Ｖｉｎを電圧増幅するオペアンプからなる同
相電圧増幅器３１と、同相電圧増幅器３１の出力電圧を
入力とする、オペアンプからなるボルテージフォロア３
２と、ベースがボルテージフォロア３２の出力と接続さ
れ、コレクタが電源バッテリー９と接続され、エミッタ
が高出力電力増幅器３のドレイン電圧端子１１と接続さ
れた、大電流用のｎｐｎトランジスタ３３と、ｎｐｎト
ランジスタ３３のベース−コレクタ間に接続された抵抗
３４とから構成される。
【００３９】制御部１２ａからの基準電圧Ｖｉｎは、同
相電圧増幅器３１によって電圧増幅され、ボルテージフ
ォロア３２を通った上でトランジスタ３３のベースに与
えられる。このとき、同相電圧増幅器３１は、増幅後の
出力電圧のレベルが電源バッテリー９の出力電圧以下と
なるように増幅する。
相電圧増幅器３１によって電圧増幅され、ボルテージフ
ォロア３２を通った上でトランジスタ３３のベースに与
えられる。このとき、同相電圧増幅器３１は、増幅後の
出力電圧のレベルが電源バッテリー９の出力電圧以下と
なるように増幅する。
【００４０】これにより、電源バッテリー９の出力電圧
以下で、かつｎｐｎトランジスタ３３のベース電圧より
もエミッタ−ベース間電圧（約０．６〜０．７Ｖ）の分
だけドロップした電源電圧Ｖｄが高出力電力増幅器３の
ドレイン電圧端子１１に印加されることになる。
以下で、かつｎｐｎトランジスタ３３のベース電圧より
もエミッタ−ベース間電圧（約０．６〜０．７Ｖ）の分
だけドロップした電源電圧Ｖｄが高出力電力増幅器３の
ドレイン電圧端子１１に印加されることになる。
【００４１】制御部１２ａは、制御信号入力端子１３に
入力される送信出力設定コマンドとバーストタイミング
に基づいて、出力可変ドライバーアンプ２に第１の制御
電圧Ｖａを出力し、可変減衰器５に第２の制御電圧Ｖｂ
を出力し、比較誤差増幅器７に第１の基準電圧Ｖｒｅｆ
を出力し、電圧変換器１０に第２の基準電圧Ｖｉｎを出
力する。
入力される送信出力設定コマンドとバーストタイミング
に基づいて、出力可変ドライバーアンプ２に第１の制御
電圧Ｖａを出力し、可変減衰器５に第２の制御電圧Ｖｂ
を出力し、比較誤差増幅器７に第１の基準電圧Ｖｒｅｆ
を出力し、電圧変換器１０に第２の基準電圧Ｖｉｎを出
力する。
【００４２】次に、本実施の形態の送信出力制御回路の
動作を詳細に説明する。図３は図１の送信出力制御回路
の各構成の出力信号波形を示す信号波形図である。送信
コンバータ１は、入力されたベースバンド周波数帯の２
系列のデジタル変調波Ｉ，Ｑを例えばＧＭＳＫ変調し
て、被変調波を出力する。
動作を詳細に説明する。図３は図１の送信出力制御回路
の各構成の出力信号波形を示す信号波形図である。送信
コンバータ１は、入力されたベースバンド周波数帯の２
系列のデジタル変調波Ｉ，Ｑを例えばＧＭＳＫ変調し
て、被変調波を出力する。
【００４３】出力可変ドライバーアンプ２は、制御部１
２ａからの第１の制御電圧Ｖａに応じた利得で送信コン
バータ１からの被変調波を増幅する。高出力電力増幅器
（パワーアンプ）３は、出力可変ドライバーアンプ２の
出力信号を電力増幅する。
２ａからの第１の制御電圧Ｖａに応じた利得で送信コン
バータ１からの被変調波を増幅する。高出力電力増幅器
（パワーアンプ）３は、出力可変ドライバーアンプ２の
出力信号を電力増幅する。
【００４４】方向性結合器４は、高出力電力増幅器３の
出力である送信バーストＰｏの一部を取り出す。可変減
衰器５は、制御部１２ａからの第２の制御電圧Ｖｂに応
じた減衰度で方向性結合器４の出力信号を減衰させる。
出力である送信バーストＰｏの一部を取り出す。可変減
衰器５は、制御部１２ａからの第２の制御電圧Ｖｂに応
じた減衰度で方向性結合器４の出力信号を減衰させる。
【００４５】制御部１２ａの制御信号入力端子１３に入
力される制御信号は、移動通信システムの基地局から送
信された受信シグナリング信号に内包されている。送信
出力設定コマンドは、次の送信バーストＰｏの送信出力
レベルを指定し、バーストタイミングは、次の送信バー
ストＰｏの送信タイミングを指定する。
力される制御信号は、移動通信システムの基地局から送
信された受信シグナリング信号に内包されている。送信
出力設定コマンドは、次の送信バーストＰｏの送信出力
レベルを指定し、バーストタイミングは、次の送信バー
ストＰｏの送信タイミングを指定する。
【００４６】可変減衰器５の減衰度は、制御信号入力端
子１３に入力されるデジタル化された送信出力設定コマ
ンドとバーストタイミングのうち、送信出力設定コマン
ドが指定する送信出力レベルに応じて制御される。そし
て、検波器６は、可変減衰器５の出力信号を検波する。
子１３に入力されるデジタル化された送信出力設定コマ
ンドとバーストタイミングのうち、送信出力設定コマン
ドが指定する送信出力レベルに応じて制御される。そし
て、検波器６は、可変減衰器５の出力信号を検波する。
【００４７】この際、可変減衰器５の減衰度は、送信バ
ーストＰｏによらず検波器６への入力レベルが概ね一定
になるように制御部１２ａから制御される。これによ
り、検波系の広いダイナミックレンジを確保することが
でき、検波系の検波感度を送信出力に関係なくほぼ一定
にすることができる。
ーストＰｏによらず検波器６への入力レベルが概ね一定
になるように制御部１２ａから制御される。これによ
り、検波系の広いダイナミックレンジを確保することが
でき、検波系の検波感度を送信出力に関係なくほぼ一定
にすることができる。
【００４８】次に、比較誤差増幅器７は、制御部１２ａ
から出力された図３（ａ）のような第１の基準電圧Ｖｒ
ｅｆと検波器６から出力された図３（ｂ）のような検波
電圧Ｖｄｅｔとを比較し、基準電圧Ｖｒｅｆと検波電圧
Ｖｄｅｔとの誤差に比例した誤差増幅後の電圧を誤差電
圧Ｖｃｏｎｔとして高出力電力増幅器３のゲート電圧端
子（パワー制御端子）８に出力する。こうして、高出力
電力増幅器３の出力である送信バーストＰｏの送信出力
レベルが誤差電圧Ｖｃｏｎｔによりフィードバック制御
される。
から出力された図３（ａ）のような第１の基準電圧Ｖｒ
ｅｆと検波器６から出力された図３（ｂ）のような検波
電圧Ｖｄｅｔとを比較し、基準電圧Ｖｒｅｆと検波電圧
Ｖｄｅｔとの誤差に比例した誤差増幅後の電圧を誤差電
圧Ｖｃｏｎｔとして高出力電力増幅器３のゲート電圧端
子（パワー制御端子）８に出力する。こうして、高出力
電力増幅器３の出力である送信バーストＰｏの送信出力
レベルが誤差電圧Ｖｃｏｎｔによりフィードバック制御
される。
【００４９】このように、高出力電力増幅器３と、方向
性結合器４と、可変減衰器５と、検波器６と、比較誤差
増幅器７とにより、検波系の高速ＡＰＣフィードバック
閉ループが形成される。この閉ループバンドは、本発明
のようにＧＭＳＫのような定包絡変調が前提の場合、概
ね大きく設定可能である。そして、ループ応答（ループ
時定数）がバースト時間より速くシンボルレートより遅
くなるようにループ設計されており、ランピング含む高
速バーストに対して安定かつ高速に追従するようにルー
プ定数が設定されている。
性結合器４と、可変減衰器５と、検波器６と、比較誤差
増幅器７とにより、検波系の高速ＡＰＣフィードバック
閉ループが形成される。この閉ループバンドは、本発明
のようにＧＭＳＫのような定包絡変調が前提の場合、概
ね大きく設定可能である。そして、ループ応答（ループ
時定数）がバースト時間より速くシンボルレートより遅
くなるようにループ設計されており、ランピング含む高
速バーストに対して安定かつ高速に追従するようにルー
プ定数が設定されている。
【００５０】ここで、制御部１２ａから出力される第１
の基準電圧Ｖｒｅｆは、図３（ａ）に示すように、バー
スト立ち上がり時及び立ち下がり時のランピング出力エ
ンベロープ波形と定常バースト時の矩形の出力エンベロ
ープ波形とを時間軸上で畳み込んだ波形をしている。
の基準電圧Ｖｒｅｆは、図３（ａ）に示すように、バー
スト立ち上がり時及び立ち下がり時のランピング出力エ
ンベロープ波形と定常バースト時の矩形の出力エンベロ
ープ波形とを時間軸上で畳み込んだ波形をしている。
【００５１】制御部１２ａ内のＲＯＭあるいはＲＡＭ等
の記憶素子（不図示）には、図３（ａ）のような基準電
圧Ｖｒｅｆと送信出力レベルとを対応付けたルックアッ
プテーブルが格納されている。
の記憶素子（不図示）には、図３（ａ）のような基準電
圧Ｖｒｅｆと送信出力レベルとを対応付けたルックアッ
プテーブルが格納されている。
【００５２】基準電圧Ｖｒｅｆの定常バースト期間にお
けるレベルは、理想的な検波電圧Ｖｄｅｔが得られると
き（すなわち、送信バーストＰｏの定常バースト期間に
おけるレベルが送信出力設定コマンドで指定される送信
出力レベルと一致するとき）、この検波電圧Ｖｄｅｔの
定常バースト期間におけるレベルと一致するように、上
記送信出力レベル毎に設定される。
けるレベルは、理想的な検波電圧Ｖｄｅｔが得られると
き（すなわち、送信バーストＰｏの定常バースト期間に
おけるレベルが送信出力設定コマンドで指定される送信
出力レベルと一致するとき）、この検波電圧Ｖｄｅｔの
定常バースト期間におけるレベルと一致するように、上
記送信出力レベル毎に設定される。
【００５３】そして、制御部１２ａは、送信出力設定コ
マンドで指定される送信出力レベルに対応した基準電圧
Ｖｒｅｆを内部の記憶素子のルックアップテーブルから
取得して、上記バーストタイミングで指定されるタイミ
ングで比較誤差増幅器７に出力する。
マンドで指定される送信出力レベルに対応した基準電圧
Ｖｒｅｆを内部の記憶素子のルックアップテーブルから
取得して、上記バーストタイミングで指定されるタイミ
ングで比較誤差増幅器７に出力する。
【００５４】比較誤差増幅器７は、検波電圧Ｖｄｅｔが
基準電圧Ｖｒｅｆより高いとき（つまり、送信バースト
Ｐｏが所望値より高いとき）、高出力電力増幅器３への
誤差電圧Ｖｃｏｎｔを下げて、高出力電力増幅器３の送
信出力レベルを下げるように動作する。
基準電圧Ｖｒｅｆより高いとき（つまり、送信バースト
Ｐｏが所望値より高いとき）、高出力電力増幅器３への
誤差電圧Ｖｃｏｎｔを下げて、高出力電力増幅器３の送
信出力レベルを下げるように動作する。
【００５５】また、比較誤差増幅器７は、検波電圧Ｖｄ
ｅｔが基準電圧Ｖｒｅｆより低いとき（つまり、送信バ
ーストＰｏが所望値より低いとき）、高出力電力増幅器
３への誤差電圧Ｖｃｏｎｔを上げて、高出力電力増幅器
３の送信出力レベルを上げるように動作する。
ｅｔが基準電圧Ｖｒｅｆより低いとき（つまり、送信バ
ーストＰｏが所望値より低いとき）、高出力電力増幅器
３への誤差電圧Ｖｃｏｎｔを上げて、高出力電力増幅器
３の送信出力レベルを上げるように動作する。
【００５６】高出力電力増幅器３のゲート電圧端子（パ
ワー制御端子）８は、高出力電力増幅器３内の例えば最
終段にあるトランジスタのゲートと接続されている。そ
のため、高出力電力増幅器３の出力レベルが誤差電圧Ｖ
ｃｏｎｔに応じて変化する。こうして、高出力電力増幅
器３の出力である送信バーストＰｏは、誤差電圧Ｖｃｏ
ｎｔに応じて、図３（ｃ）のような定常バースト前後の
ランピング波形を含む所望の送信出力レベルとなるよう
に自動的に制御される。
ワー制御端子）８は、高出力電力増幅器３内の例えば最
終段にあるトランジスタのゲートと接続されている。そ
のため、高出力電力増幅器３の出力レベルが誤差電圧Ｖ
ｃｏｎｔに応じて変化する。こうして、高出力電力増幅
器３の出力である送信バーストＰｏは、誤差電圧Ｖｃｏ
ｎｔに応じて、図３（ｃ）のような定常バースト前後の
ランピング波形を含む所望の送信出力レベルとなるよう
に自動的に制御される。
【００５７】本実施の形態の送信出力制御回路では、検
波系のダイナミックレンジは、上記可変減衰器５の制御
によって広がっているため、送信出力レベルに依存しな
い安定性と再現性は確保されている。さらに、送信出力
レベルに対して高出力電力増幅器３の制御感度を略一定
にするため、出力可変ドライバーアンプ２の出力レベル
を制御して、高出力電力増幅器３の入力レベルを最適化
する制御を行う。
波系のダイナミックレンジは、上記可変減衰器５の制御
によって広がっているため、送信出力レベルに依存しな
い安定性と再現性は確保されている。さらに、送信出力
レベルに対して高出力電力増幅器３の制御感度を略一定
にするため、出力可変ドライバーアンプ２の出力レベル
を制御して、高出力電力増幅器３の入力レベルを最適化
する制御を行う。
【００５８】一般的には、誤差電圧Ｖｃｏｎｔと高出力
電力増幅器３の出力電圧である送信バーストＰｏとの関
係は、図１１に示すように、小出力時には制御感度（＝
出力増分／誤差電圧増分）が高く、最大出力近辺で制御
感度が下がり飽和する曲線となっている。このように、
高出力電力増幅器３の制御感度は、送信出力レベルによ
って大きく変化する。
電力増幅器３の出力電圧である送信バーストＰｏとの関
係は、図１１に示すように、小出力時には制御感度（＝
出力増分／誤差電圧増分）が高く、最大出力近辺で制御
感度が下がり飽和する曲線となっている。このように、
高出力電力増幅器３の制御感度は、送信出力レベルによ
って大きく変化する。
【００５９】特に、小出力設定時は急激に制御感度が高
くなることから、開ループゲインが高く、ループバンド
も広がることにより、ダンピング係数が高く、送信バー
スト立ち上がり時にオーバーシュート・アンダーシュー
トが生じる。
くなることから、開ループゲインが高く、ループバンド
も広がることにより、ダンピング係数が高く、送信バー
スト立ち上がり時にオーバーシュート・アンダーシュー
トが生じる。
【００６０】また、ループバンド以内に位相が極端に回
転するようなＲＬＣ定数がループ内に存在する場合、位
相余裕・振幅余裕をともに確保することができず、開ル
ープ周波数伝達特性の高次のカーブが０利得と交差する
周波数付近にて正帰還がかかるため、不要発振が起きや
すくなる。
転するようなＲＬＣ定数がループ内に存在する場合、位
相余裕・振幅余裕をともに確保することができず、開ル
ープ周波数伝達特性の高次のカーブが０利得と交差する
周波数付近にて正帰還がかかるため、不要発振が起きや
すくなる。
【００６１】この小出力時の閉ループ発振は、ループ内
の別定数設定でループバンドを狭め、ループの時定数を
大きくする、つまりループ応答を遅くすれば止めること
が可能である。ただし、このような対処方法では、ルー
プ応答が全般的に遅くなり、特に最大出力設定時には、
高出力電力増幅器３の制御感度が落ちることと相まっ
て、ループ応答が極端に遅くなる。
の別定数設定でループバンドを狭め、ループの時定数を
大きくする、つまりループ応答を遅くすれば止めること
が可能である。ただし、このような対処方法では、ルー
プ応答が全般的に遅くなり、特に最大出力設定時には、
高出力電力増幅器３の制御感度が落ちることと相まっ
て、ループ応答が極端に遅くなる。
【００６２】そのため、定常バースト前後のランピング
波形出力を含む所望のバースト出力制御が不能となり、
高出力電力増幅器３への電源電圧変動や入力レベル変
動、電力増幅器３自身のパワーゲイン変動等といった諸
条件変化に対して、ＡＰＣの効果が期待できなくなる。
波形出力を含む所望のバースト出力制御が不能となり、
高出力電力増幅器３への電源電圧変動や入力レベル変
動、電力増幅器３自身のパワーゲイン変動等といった諸
条件変化に対して、ＡＰＣの効果が期待できなくなる。
【００６３】そこで、本実施の形態の送信出力制御回路
では、高出力電力増幅器３の制御感度が各出力電力でば
らつくという問題を以下のような構成で克服している。
つまり、本実施の形態の送信出力制御回路では、送信コ
ンバータ１と高出力電力増幅器３との間に、利得の調整
が可能な出力可変ドライバーアンプ２を設けている。そ
して、比較誤差増幅器７の誤差電圧Ｖｃｏｎｔにより高
出力電力増幅器３の出力を制御するフィードバック制御
に加え、所要の送信出力レベルに対して高出力電力増幅
器３が常に略一定の制御感度を持つように出力可変ドラ
イバーアンプ２の出力レベルを制御するフィードフォワ
ード制御を行っている。
では、高出力電力増幅器３の制御感度が各出力電力でば
らつくという問題を以下のような構成で克服している。
つまり、本実施の形態の送信出力制御回路では、送信コ
ンバータ１と高出力電力増幅器３との間に、利得の調整
が可能な出力可変ドライバーアンプ２を設けている。そ
して、比較誤差増幅器７の誤差電圧Ｖｃｏｎｔにより高
出力電力増幅器３の出力を制御するフィードバック制御
に加え、所要の送信出力レベルに対して高出力電力増幅
器３が常に略一定の制御感度を持つように出力可変ドラ
イバーアンプ２の出力レベルを制御するフィードフォワ
ード制御を行っている。
【００６４】このように、検波系と電力増幅器３を内包
する閉ループ・フィードバック制御の中で、検波系の検
波感度と増幅器３の制御感度を制御部１２ａからの制御
電圧Ｖａ，Ｖｂにより、各送信出力レベルに合わせて個
別に開ループ制御することにより、送信バーストの立ち
上がり／立ち下がり時と定常バースト時の出力制御を、
広い出力ダイナミックレンジで高精度・高安定に行える
効果を与えている。
する閉ループ・フィードバック制御の中で、検波系の検
波感度と増幅器３の制御感度を制御部１２ａからの制御
電圧Ｖａ，Ｖｂにより、各送信出力レベルに合わせて個
別に開ループ制御することにより、送信バーストの立ち
上がり／立ち下がり時と定常バースト時の出力制御を、
広い出力ダイナミックレンジで高精度・高安定に行える
効果を与えている。
【００６５】例えば、高出力電力増幅器３から出力する
送信バーストＰｏを最大出力設定から１０ｄＢ下げてＡ
ＰＣによるフィードバック出力安定化をかけたいとき
は、高出力電力増幅器３への入力レベルを１２ｄＢ下げ
て、図１１の制御感度曲線Ｓ１から制御感度曲線Ｓ２へ
移行させる。
送信バーストＰｏを最大出力設定から１０ｄＢ下げてＡ
ＰＣによるフィードバック出力安定化をかけたいとき
は、高出力電力増幅器３への入力レベルを１２ｄＢ下げ
て、図１１の制御感度曲線Ｓ１から制御感度曲線Ｓ２へ
移行させる。
【００６６】これにより、誤差電圧Ｖｃｏｎｔの値と制
御感度とを送信出力レベルが最大出力設定のときの値か
ら変化させることなく、フィードバックをかけることが
でき、小出力設定時にも最大出力時と同様の安定、かつ
高精度のＡＰＣを期待することができる。
御感度とを送信出力レベルが最大出力設定のときの値か
ら変化させることなく、フィードバックをかけることが
でき、小出力設定時にも最大出力時と同様の安定、かつ
高精度のＡＰＣを期待することができる。
【００６７】また、送信バーストＰｏを最大出力設定か
ら２４ｄＢ下げてＡＰＣによるフィードバック出力安定
化をかけたいときは、上記と同様に、高出力電力増幅器
３への入力レベルを３０ｄＢ下げて、図１１の制御感度
曲線Ｓ３へ移行させる。これにより、制御感度をほぼ一
定に保ったまま、ＡＰＣをかけることができ、高安定・
高精度な出力制御が実現できる。
ら２４ｄＢ下げてＡＰＣによるフィードバック出力安定
化をかけたいときは、上記と同様に、高出力電力増幅器
３への入力レベルを３０ｄＢ下げて、図１１の制御感度
曲線Ｓ３へ移行させる。これにより、制御感度をほぼ一
定に保ったまま、ＡＰＣをかけることができ、高安定・
高精度な出力制御が実現できる。
【００６８】制御部１２ａ内のＲＯＭあるいはＲＡＭ等
の記憶素子（不図示）には、以上のような条件を満たす
高出力電力増幅器３の最適入力レベルと各送信出力レベ
ルとを対応付けたルックアップテーブルが格納されてい
る。そして、制御部１２ａは、送信出力設定コマンドで
指定される送信出力レベルに対応した最適入力レベルが
得られるよう第１の制御電圧Ｖａを出力可変ドライバー
アンプ２に出力する。
の記憶素子（不図示）には、以上のような条件を満たす
高出力電力増幅器３の最適入力レベルと各送信出力レベ
ルとを対応付けたルックアップテーブルが格納されてい
る。そして、制御部１２ａは、送信出力設定コマンドで
指定される送信出力レベルに対応した最適入力レベルが
得られるよう第１の制御電圧Ｖａを出力可変ドライバー
アンプ２に出力する。
【００６９】以上の手法によれば、送信バースト立ちあ
がりのランピング期間の出力エンベロープ特性も改善さ
れ、不要なオーバーシュート・アンダーシュートやルー
プ発振を防止することができる。また、検波電圧Ｖｄｅ
ｔの最大値を数ボルトに設定した場合は、検波感度の温
度特性も改善されることと相まって、出力精度の温度依
存性が極めて小さく、全ての送信出力レベルにて温度補
償の追加を不要とできるメリットも生じる。
がりのランピング期間の出力エンベロープ特性も改善さ
れ、不要なオーバーシュート・アンダーシュートやルー
プ発振を防止することができる。また、検波電圧Ｖｄｅ
ｔの最大値を数ボルトに設定した場合は、検波感度の温
度特性も改善されることと相まって、出力精度の温度依
存性が極めて小さく、全ての送信出力レベルにて温度補
償の追加を不要とできるメリットも生じる。
【００７０】以上の構成により、ＡＰＣ自体は高精度に
機能するものの、本発明の送信出力制御回路をＧＳＭ
（Groupe Speciale Mobile）方式の地上用移動通信端末
（ＧＳＭ／ＰＣＮ／ＰＣＳ）や、ＧＳＭシステムと同様
の送信方式であるＧＭＳＫ変調を採用している中軌道移
動体衛星通信端末に採用しようとする場合、バースト立
ち上がり／立ち下がり時に生じる高出力電力増幅器３の
位相変動（位相誤差）の劣化に伴う送信バーストの位相
誤差が問題として残る。
機能するものの、本発明の送信出力制御回路をＧＳＭ
（Groupe Speciale Mobile）方式の地上用移動通信端末
（ＧＳＭ／ＰＣＮ／ＰＣＳ）や、ＧＳＭシステムと同様
の送信方式であるＧＭＳＫ変調を採用している中軌道移
動体衛星通信端末に採用しようとする場合、バースト立
ち上がり／立ち下がり時に生じる高出力電力増幅器３の
位相変動（位相誤差）の劣化に伴う送信バーストの位相
誤差が問題として残る。
【００７１】地上用移動通信端末や中軌道移動体衛星通
信端末では、高出力レベル設定時において高出力電力増
幅器３の飽和領域での高効率動作が許される定包絡変調
方式を採用している。このため、高出力電力増幅器３の
定常動作点は、通常、飽和領域に設定される。
信端末では、高出力レベル設定時において高出力電力増
幅器３の飽和領域での高効率動作が許される定包絡変調
方式を採用している。このため、高出力電力増幅器３の
定常動作点は、通常、飽和領域に設定される。
【００７２】ここで、高出力電力増幅器３の出力飽和点
近傍には、一般に位相（ＰＭ）変動領域が存在する。前
述のように、高出力電力増幅器３に位相変動が生じるの
は、バースト立ち上がり時あるいは立ち下がり時近傍で
生じる増幅器３内部での急激な振幅エンベロープ変動
が、上記位相変動領域をよぎるからである。
近傍には、一般に位相（ＰＭ）変動領域が存在する。前
述のように、高出力電力増幅器３に位相変動が生じるの
は、バースト立ち上がり時あるいは立ち下がり時近傍で
生じる増幅器３内部での急激な振幅エンベロープ変動
が、上記位相変動領域をよぎるからである。
【００７３】そこで、本発明では、高精度のＡＰＣをか
けつつ、この位相変動を生じさせないようにするため、
電源バッテリー９と高出力電力増幅器３との間に電圧変
換器１０を設けている。この電圧変換器１０は、制御部
１２ａから出力される第２の基準電圧Ｖｉｎによって制
御される。
けつつ、この位相変動を生じさせないようにするため、
電源バッテリー９と高出力電力増幅器３との間に電圧変
換器１０を設けている。この電圧変換器１０は、制御部
１２ａから出力される第２の基準電圧Ｖｉｎによって制
御される。
【００７４】第２の基準電圧Ｖｉｎは、図３（ｄ）に示
すように、定常バースト期間の電源電圧Ｖｄに対応した
一定電位と、立ち上がり／立ち下がりランピング期間を
含む定常バースト前後の短期間のみ電源電圧Ｖｄを昇圧
するための高電位の２種類のレベルを有している。
すように、定常バースト期間の電源電圧Ｖｄに対応した
一定電位と、立ち上がり／立ち下がりランピング期間を
含む定常バースト前後の短期間のみ電源電圧Ｖｄを昇圧
するための高電位の２種類のレベルを有している。
【００７５】この基準電圧Ｖｉｎは、電圧変換器１０内
の同相電圧増幅器３１によって電圧増幅され、ボルテー
ジフォロア３２を通った上でトランジスタ３３のベース
に与えられる。このとき、同相電圧増幅器３１は、増幅
後の出力電圧のレベルが電源バッテリー９の出力電圧以
下となるように増幅する。
の同相電圧増幅器３１によって電圧増幅され、ボルテー
ジフォロア３２を通った上でトランジスタ３３のベース
に与えられる。このとき、同相電圧増幅器３１は、増幅
後の出力電圧のレベルが電源バッテリー９の出力電圧以
下となるように増幅する。
【００７６】これにより、電源バッテリー９の出力電圧
以下で、かつｎｐｎトランジスタ３３のベース電圧より
もエミッタ−ベース間電圧の分だけドロップした図３
（ｅ）のような電源電圧Ｖｄが高出力電力増幅器３のド
レイン電圧端子（電源入力端子）１１に印加されること
になる。
以下で、かつｎｐｎトランジスタ３３のベース電圧より
もエミッタ−ベース間電圧の分だけドロップした図３
（ｅ）のような電源電圧Ｖｄが高出力電力増幅器３のド
レイン電圧端子（電源入力端子）１１に印加されること
になる。
【００７７】立ち上がり／立ち下がりランピング期間を
含む定常バースト前後の短期間のみ高出力電力増幅器３
の電源電圧Ｖｄが上昇するように、制御部１２ａから電
圧変換器１０を制御すると、その短期間のみ高出力増幅
器３の飽和出力を上げることになる。
含む定常バースト前後の短期間のみ高出力電力増幅器３
の電源電圧Ｖｄが上昇するように、制御部１２ａから電
圧変換器１０を制御すると、その短期間のみ高出力増幅
器３の飽和出力を上げることになる。
【００７８】これにより、送信バーストＰｏが立ち上が
りランピング期間から定常バースト期間に移行する過
程、あるいは定常バースト期間から立ち下がりランピン
グ期間に移行する過程での高出力電力増幅器３の動作点
は、飽和領域でなく、出力バックオフを確保した線形領
域に一時的に設定される。
りランピング期間から定常バースト期間に移行する過
程、あるいは定常バースト期間から立ち下がりランピン
グ期間に移行する過程での高出力電力増幅器３の動作点
は、飽和領域でなく、出力バックオフを確保した線形領
域に一時的に設定される。
【００７９】したがって、立ち上がり／立ち下がりラン
ピング期間の近傍で生じる高出力電力増幅器３内部での
急激な振幅エンベロープ変動が、位相変動領域をよぎら
ないように高出力電力増幅器３の飽和点を制御すること
ができる。その結果、高出力電力増幅器３の位相変動
（位相誤差）の劣化を抑えることができ、送信バースト
の平均位相誤差（または最大位相誤差）を許容範囲内に
抑えることができる。
ピング期間の近傍で生じる高出力電力増幅器３内部での
急激な振幅エンベロープ変動が、位相変動領域をよぎら
ないように高出力電力増幅器３の飽和点を制御すること
ができる。その結果、高出力電力増幅器３の位相変動
（位相誤差）の劣化を抑えることができ、送信バースト
の平均位相誤差（または最大位相誤差）を許容範囲内に
抑えることができる。
【００８０】送信バーストの位相誤差は対向受信局での
受信劣化を招くが、本発明によれば、このような受信劣
化を改善することができる。なお、立ち上がりランピン
グ期間後の定常バースト期間では、所望の送信出力レベ
ルを確保することが可能な下限値まで電源電圧Ｖｄが落
ちるように基準電圧Ｖｉｎを設定して、高出力電力増幅
器３の動作点を線形領域から飽和領域に移行させてい
る。
受信劣化を招くが、本発明によれば、このような受信劣
化を改善することができる。なお、立ち上がりランピン
グ期間後の定常バースト期間では、所望の送信出力レベ
ルを確保することが可能な下限値まで電源電圧Ｖｄが落
ちるように基準電圧Ｖｉｎを設定して、高出力電力増幅
器３の動作点を線形領域から飽和領域に移行させてい
る。
【００８１】これにより、送信バーストＰｏの殆どを占
める定常バースト期間での高出力電力増幅器３の高効率
動作を保証することができ、本発明の送信出力制御回路
を搭載する移動端末の平均消費電力の不要な増加を防ぐ
ことができる。
める定常バースト期間での高出力電力増幅器３の高効率
動作を保証することができ、本発明の送信出力制御回路
を搭載する移動端末の平均消費電力の不要な増加を防ぐ
ことができる。
【００８２】また、立ち上がりランピング期間から定常
バースト期間に移行する過程、あるいは定常バースト期
間から立ち下がりランピング期間に移行する過程での電
源電圧Ｖｄの変移は、送信バーストエンベロープが安定
的にフィードバック制御され、かつ連続的で穏やかなエ
ンベロープ軌跡を描くように（すなわち、電源電圧Ｖｄ
の変移によって送信バーストエンベロープに変極点が生
じないように）、制御部１２ａによって制御される。
バースト期間に移行する過程、あるいは定常バースト期
間から立ち下がりランピング期間に移行する過程での電
源電圧Ｖｄの変移は、送信バーストエンベロープが安定
的にフィードバック制御され、かつ連続的で穏やかなエ
ンベロープ軌跡を描くように（すなわち、電源電圧Ｖｄ
の変移によって送信バーストエンベロープに変極点が生
じないように）、制御部１２ａによって制御される。
【００８３】このような制御は、図３（ｄ）に示すよう
に、立ち上がりランピング期間から定常バースト期間に
移行する過程、あるいは定常バースト期間から立ち下が
りランピング期間に移行する過程における基準電圧Ｖｉ
ｎに傾斜を設けることで実現できる。なお、電源電圧Ｖ
ｄの変移による高出力電力増幅器３の出力電力変動があ
ったとしても、この出力電力変動は高速ＡＰＣフィード
バック制御により十分圧縮されるので、問題とはならな
い。
に、立ち上がりランピング期間から定常バースト期間に
移行する過程、あるいは定常バースト期間から立ち下が
りランピング期間に移行する過程における基準電圧Ｖｉ
ｎに傾斜を設けることで実現できる。なお、電源電圧Ｖ
ｄの変移による高出力電力増幅器３の出力電力変動があ
ったとしても、この出力電力変動は高速ＡＰＣフィード
バック制御により十分圧縮されるので、問題とはならな
い。
【００８４】このように、本発明では、ＴＤＭＡ無線通
信方式で、特に振幅変動を伴わない変調波（ＧＭＳＫ
等）を増幅してバースト送信する高出力電力増幅器３を
有する無線送信機において、送信バースト波の有効ビッ
ト情報を含む定常バースト時の出力レベルを、広い出力
設定範囲にわたって一定レベルに保つため、安定・高精
度かつ高速なＡＰＣをかけると共に、フィードバック・
ループ内に存在するループ定数である検波器６の検波感
度と増幅器３の制御感度を広いダイナミックレンジにわ
たって一定に保つため、送信出力レベルに応じたドライ
バーアンプ２、検波器３の制御をフィードフォワード制
御で行うことを前提としている。
信方式で、特に振幅変動を伴わない変調波（ＧＭＳＫ
等）を増幅してバースト送信する高出力電力増幅器３を
有する無線送信機において、送信バースト波の有効ビッ
ト情報を含む定常バースト時の出力レベルを、広い出力
設定範囲にわたって一定レベルに保つため、安定・高精
度かつ高速なＡＰＣをかけると共に、フィードバック・
ループ内に存在するループ定数である検波器６の検波感
度と増幅器３の制御感度を広いダイナミックレンジにわ
たって一定に保つため、送信出力レベルに応じたドライ
バーアンプ２、検波器３の制御をフィードフォワード制
御で行うことを前提としている。
【００８５】さらに、広い範囲の送信出力レベルに付随
して要求される、立ち上がり／立ち下がり期間の高速ラ
ンプ波形に基づく滑らかな出力エンベロープ・ランピン
グ制御をも、前述の制御で実現させ、時間−出力過渡応
答マスクを満足させながら、過渡応答時のトランジェン
ト周波数スペクトラムの拡散を抑える機能を持つことを
前提としている。
して要求される、立ち上がり／立ち下がり期間の高速ラ
ンプ波形に基づく滑らかな出力エンベロープ・ランピン
グ制御をも、前述の制御で実現させ、時間−出力過渡応
答マスクを満足させながら、過渡応答時のトランジェン
ト周波数スペクトラムの拡散を抑える機能を持つことを
前提としている。
【００８６】そして、送信バーストＰｏの位相誤差を生
じさせないようにするため、立ち上がり及び立ち下がり
ランピング期間を含む、定常バースト前後の短期間のみ
高出力電力増幅器３の電源電圧Ｖｄが上昇するように、
電源バッテリー９等の電源と高出力増幅器３のドレイン
電圧端子間１１に電圧変換器１０を配置している。これ
により、立ち上がり／立ち下がりランピング期間の近傍
で生じる高出力電力増幅器３内部での急激な振幅エンベ
ロープ変動が、位相変動領域をよぎらないように高出力
電力増幅器３の飽和点を制御することができる。
じさせないようにするため、立ち上がり及び立ち下がり
ランピング期間を含む、定常バースト前後の短期間のみ
高出力電力増幅器３の電源電圧Ｖｄが上昇するように、
電源バッテリー９等の電源と高出力増幅器３のドレイン
電圧端子間１１に電圧変換器１０を配置している。これ
により、立ち上がり／立ち下がりランピング期間の近傍
で生じる高出力電力増幅器３内部での急激な振幅エンベ
ロープ変動が、位相変動領域をよぎらないように高出力
電力増幅器３の飽和点を制御することができる。
【００８７】高出力電力増幅器３の位相変動に伴う送信
バーストの位相誤差は、従来残されていた問題点であ
り、その解決策として本発明のような高出力電力増幅器
３の電源電圧制御の追加は、従来例に比して新規性を有
する部分である。本発明によれば、位相変動防止に伴う
増幅器３の効率悪化は、立ち上がり／立ち下がりランピ
ング期間を含む前後の短期間のみに留められることか
ら、移動端末全体の平均消費電力を損なうことなく問題
を解決できる点で有効である。
バーストの位相誤差は、従来残されていた問題点であ
り、その解決策として本発明のような高出力電力増幅器
３の電源電圧制御の追加は、従来例に比して新規性を有
する部分である。本発明によれば、位相変動防止に伴う
増幅器３の効率悪化は、立ち上がり／立ち下がりランピ
ング期間を含む前後の短期間のみに留められることか
ら、移動端末全体の平均消費電力を損なうことなく問題
を解決できる点で有効である。
【００８８】［実施の形態の２］図４は、本発明の第２
の実施の形態を示す送信出力制御回路のブロック図であ
り、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。実
施の形態の１の電圧変換器１０は、シリーズ・ドロッパ
からなるため、比較的簡単、廉価に回路を構成できると
いう利点を有する。
の実施の形態を示す送信出力制御回路のブロック図であ
り、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。実
施の形態の１の電圧変換器１０は、シリーズ・ドロッパ
からなるため、比較的簡単、廉価に回路を構成できると
いう利点を有する。
【００８９】しかし、大電流用のｎｐｎトランジスタ３
３のコレクタ−エミッタ間電力損失分が存在するため
に、電源効率が若干低下しており、電源バッテリー９の
出力電圧以上の電圧が得られないという制約がある。そ
こで、本実施の形態では、電圧変換器１０の代わりに、
電圧変換器１０ａを用い、この電圧変換器１０ａを図５
のようにスイッチング・レギュレータ３５から構成して
いる。
３のコレクタ−エミッタ間電力損失分が存在するため
に、電源効率が若干低下しており、電源バッテリー９の
出力電圧以上の電圧が得られないという制約がある。そ
こで、本実施の形態では、電圧変換器１０の代わりに、
電圧変換器１０ａを用い、この電圧変換器１０ａを図５
のようにスイッチング・レギュレータ３５から構成して
いる。
【００９０】スイッチング・レギュレータ３５を使用す
る場合は、外部の発振器３６からのクロックが必要とな
る。しかし、効率的には電源効率、しいては全体効率を
実施の形態の１のシリーズ・ドロッパ構成時よりも改善
できる。また、高出力電力増幅器３の電源電圧Ｖｄを電
源バッテリー９の出力電圧以上にして供給することも可
能である。
る場合は、外部の発振器３６からのクロックが必要とな
る。しかし、効率的には電源効率、しいては全体効率を
実施の形態の１のシリーズ・ドロッパ構成時よりも改善
できる。また、高出力電力増幅器３の電源電圧Ｖｄを電
源バッテリー９の出力電圧以上にして供給することも可
能である。
【００９１】［実施の形態の３］図６は、本発明の第３
の実施の形態を示す送信出力制御回路のブロック図であ
り、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。実
施の形態の１，２では、高出力電力増幅器３の最適入力
レベル設定を出力可変ドライバーアンプ２の利得制御に
よってアナログ的に行っていたのに対し、本実施の形態
では、デジタルベースバンドレベル変換器１７によって
デジタル的に行う。
の実施の形態を示す送信出力制御回路のブロック図であ
り、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。実
施の形態の１，２では、高出力電力増幅器３の最適入力
レベル設定を出力可変ドライバーアンプ２の利得制御に
よってアナログ的に行っていたのに対し、本実施の形態
では、デジタルベースバンドレベル変換器１７によって
デジタル的に行う。
【００９２】つまり、デジタルベースバンドレベル変換
器１７は、ベースバンド周波数帯の２系列のデジタル変
調波Ｉ，Ｑの数値を制御部１２ｂからのデジタルレベル
変換信号に応じて変えることによりレベル可変制御す
る。制御部１２ｂ内のＲＯＭあるいはＲＡＭ等の記憶素
子（不図示）には、送信出力レベルと高出力電力増幅器
３の最適入力レベルを実現するデジタル変調波Ｉ，Ｑの
レベルとを対応付けたルックアップテーブルが格納され
ている。
器１７は、ベースバンド周波数帯の２系列のデジタル変
調波Ｉ，Ｑの数値を制御部１２ｂからのデジタルレベル
変換信号に応じて変えることによりレベル可変制御す
る。制御部１２ｂ内のＲＯＭあるいはＲＡＭ等の記憶素
子（不図示）には、送信出力レベルと高出力電力増幅器
３の最適入力レベルを実現するデジタル変調波Ｉ，Ｑの
レベルとを対応付けたルックアップテーブルが格納され
ている。
【００９３】制御部１２ｂは、送信出力設定コマンドで
指定される送信出力レベルに対応した高出力電力増幅器
３の最適入力レベルが得られるようデジタルレベル変換
信号をデジタルベースバンドレベル変換器１７に出力す
る。そして、高出力電力増幅器３の入力には出力可変ド
ライバーアンプ２の代わりに、固定利得のドライバーア
ンプ１８が設けられる。
指定される送信出力レベルに対応した高出力電力増幅器
３の最適入力レベルが得られるようデジタルレベル変換
信号をデジタルベースバンドレベル変換器１７に出力す
る。そして、高出力電力増幅器３の入力には出力可変ド
ライバーアンプ２の代わりに、固定利得のドライバーア
ンプ１８が設けられる。
【００９４】制御部１２ｂの動作は、デジタルレベル変
換信号を出力することと、制御電圧Ｖａを出力しないこ
とを除いて、実施の形態の１の制御部１２ａと同様であ
る。本実施の形態では、高出力電力増幅器３の入力レベ
ル最適化を高周波のアナログ処理からデジタル処理に変
えることより、送信出力制御回路をより簡潔に集積化す
ることができ、再現性の良い制御を低コストで行える効
果を有する。なお、本実施の形態では、実施の形態の１
で説明した電圧変換器１０を用いているが、実施の形態
の２で説明した電圧変換器１０ａを用いてもよいことは
言うまでもない。
換信号を出力することと、制御電圧Ｖａを出力しないこ
とを除いて、実施の形態の１の制御部１２ａと同様であ
る。本実施の形態では、高出力電力増幅器３の入力レベ
ル最適化を高周波のアナログ処理からデジタル処理に変
えることより、送信出力制御回路をより簡潔に集積化す
ることができ、再現性の良い制御を低コストで行える効
果を有する。なお、本実施の形態では、実施の形態の１
で説明した電圧変換器１０を用いているが、実施の形態
の２で説明した電圧変換器１０ａを用いてもよいことは
言うまでもない。
【００９５】
【発明の効果】本発明によれば、送信出力レベルに対し
て入力レベルが略一定となるように可変検波器の減衰度
を制御することにより、検波系の検波感度は送信出力レ
ベルによらずほぼ一定となる。検波系のダイナミックレ
ンジは、この可変検波器の制御によって広がっているた
め、送信出力レベルに依存しないＡＰＣの安定性と再現
性を確保することができる。また、ＡＰＣフィードバッ
クは高速閉ループで形成しており、この閉ループバンド
は、ＧＭＳＫのような定包絡変調を前提とすれば、概ね
大きく設定可能であり、ループ応答（ループ時定数）が
バースト時間より速く、シンボルレートより遅くなるよ
うにループ設計でき、ランピング波形を含む高速バース
トに対して安定かつ高速に追従するようにループ定数を
設定することができる。また、出力可変ドライバーアン
プの出力レベルを制御することにより、送信出力レベル
に対して飽和型高出力増幅器の制御感度を略一定にする
ことができる。これにより、不要な開ループゲインの増
加とループバンドの広がりを防止でき、ダンピング係数
を低く保った状態で、バースト立ち上がり時のオーバー
シュート・アンダーシュートを防止できる。また、小出
力設定時に位相が極端に回転するようなＲＬＣ定数がル
ープ内に存在したとしても、必要なループバンドで低く
保ったまま、位相余裕・振幅余裕をともに確保できるこ
とより、低周波数での正帰還ループ発振を防止でき、ル
ープの不要発振を抑止できる効果を有する。この小電力
時の閉ループ特性としては、ループバンドを維持したま
まループの時定数が概ね変わらないため、ループ応答は
最大電力設定時とほぼ同等であり、小出力設定から最大
出力設定時まで、広いダイナミックレンジで、所望の高
速ＡＰＣループ応答と高速バースト出力制御を可能とす
る効果を有する。この手法によれば、送信バースト立ち
あがりのランピング時の出力エンベロープ特性も改善さ
れ、不要なオーバーシュート・アンダーシュートやルー
プ発振を防止できると共に、検波電圧の最大値を数ボル
トに設定した場合は、検波感度の温度特性も改善される
ことと相まって、出力精度の温度依存性が極めて小さ
く、全ての送信出力レベルにて温度補償の追加を不要と
できる効果も有する。さらに、送信バーストの位相誤差
を生じさせないようにするため、立ち上がり及び立ち下
がりランピング期間を含む、定常バースト前後の短期間
のみ飽和型高出力増幅器の電源電圧が上昇するように電
圧変換器を設けている。これにより、立ち上がり／立ち
下がりランピング期間の近傍で生じる増幅器内部での急
激な振幅エンベロープ変動が、位相変動領域をよぎらな
いように増幅器の飽和点を制御することができる。その
結果、飽和型高出力増幅器の位相変動（位相誤差）の劣
化を抑えることができ、送信バーストの平均位相誤差
（または最大位相誤差）を許容範囲内に抑えることがで
きる。送信バーストの位相誤差は対向受信局での受信劣
化を招くが、本発明によれば、このような受信劣化を改
善することができる。
て入力レベルが略一定となるように可変検波器の減衰度
を制御することにより、検波系の検波感度は送信出力レ
ベルによらずほぼ一定となる。検波系のダイナミックレ
ンジは、この可変検波器の制御によって広がっているた
め、送信出力レベルに依存しないＡＰＣの安定性と再現
性を確保することができる。また、ＡＰＣフィードバッ
クは高速閉ループで形成しており、この閉ループバンド
は、ＧＭＳＫのような定包絡変調を前提とすれば、概ね
大きく設定可能であり、ループ応答（ループ時定数）が
バースト時間より速く、シンボルレートより遅くなるよ
うにループ設計でき、ランピング波形を含む高速バース
トに対して安定かつ高速に追従するようにループ定数を
設定することができる。また、出力可変ドライバーアン
プの出力レベルを制御することにより、送信出力レベル
に対して飽和型高出力増幅器の制御感度を略一定にする
ことができる。これにより、不要な開ループゲインの増
加とループバンドの広がりを防止でき、ダンピング係数
を低く保った状態で、バースト立ち上がり時のオーバー
シュート・アンダーシュートを防止できる。また、小出
力設定時に位相が極端に回転するようなＲＬＣ定数がル
ープ内に存在したとしても、必要なループバンドで低く
保ったまま、位相余裕・振幅余裕をともに確保できるこ
とより、低周波数での正帰還ループ発振を防止でき、ル
ープの不要発振を抑止できる効果を有する。この小電力
時の閉ループ特性としては、ループバンドを維持したま
まループの時定数が概ね変わらないため、ループ応答は
最大電力設定時とほぼ同等であり、小出力設定から最大
出力設定時まで、広いダイナミックレンジで、所望の高
速ＡＰＣループ応答と高速バースト出力制御を可能とす
る効果を有する。この手法によれば、送信バースト立ち
あがりのランピング時の出力エンベロープ特性も改善さ
れ、不要なオーバーシュート・アンダーシュートやルー
プ発振を防止できると共に、検波電圧の最大値を数ボル
トに設定した場合は、検波感度の温度特性も改善される
ことと相まって、出力精度の温度依存性が極めて小さ
く、全ての送信出力レベルにて温度補償の追加を不要と
できる効果も有する。さらに、送信バーストの位相誤差
を生じさせないようにするため、立ち上がり及び立ち下
がりランピング期間を含む、定常バースト前後の短期間
のみ飽和型高出力増幅器の電源電圧が上昇するように電
圧変換器を設けている。これにより、立ち上がり／立ち
下がりランピング期間の近傍で生じる増幅器内部での急
激な振幅エンベロープ変動が、位相変動領域をよぎらな
いように増幅器の飽和点を制御することができる。その
結果、飽和型高出力増幅器の位相変動（位相誤差）の劣
化を抑えることができ、送信バーストの平均位相誤差
（または最大位相誤差）を許容範囲内に抑えることがで
きる。送信バーストの位相誤差は対向受信局での受信劣
化を招くが、本発明によれば、このような受信劣化を改
善することができる。
【００９６】また、請求項２に記載のように、出力可変
ドライバーアンプの代わりに、固定利得のドライバーア
ンプを備えると共に、デジタルベースバンドレベル変換
器を備えることにより、飽和型高出力増幅器の入力レベ
ル最適化を高周波のアナログ処理からデジタル処理に変
えることができ、送信出力制御回路をより簡潔に集積化
することができ、再現性の良い制御を低コストで行える
効果を有する。
ドライバーアンプの代わりに、固定利得のドライバーア
ンプを備えると共に、デジタルベースバンドレベル変換
器を備えることにより、飽和型高出力増幅器の入力レベ
ル最適化を高周波のアナログ処理からデジタル処理に変
えることができ、送信出力制御回路をより簡潔に集積化
することができ、再現性の良い制御を低コストで行える
効果を有する。
【００９７】また、請求項３に記載のように、定常バー
スト期間における飽和型高出力増幅器の電源電圧を、所
望の送信出力レベルを確保することが可能な下限値に設
定することにより、送信バーストの殆どを占める定常バ
ースト期間での増幅器の高効率動作を保証することがで
き、本発明の送信出力制御回路を搭載する無線送信機の
平均消費電力の不要な増加を防ぐことができる。
スト期間における飽和型高出力増幅器の電源電圧を、所
望の送信出力レベルを確保することが可能な下限値に設
定することにより、送信バーストの殆どを占める定常バ
ースト期間での増幅器の高効率動作を保証することがで
き、本発明の送信出力制御回路を搭載する無線送信機の
平均消費電力の不要な増加を防ぐことができる。
【００９８】また、請求項４に記載のように、電圧変換
器をシリーズ・ドロッパから構成することにより、電圧
変換器を比較的簡単、廉価に実現することができる。ま
た、請求項５に記載のように、電圧変換器をスイッチン
グ・レギュレータから構成することにより、電源電圧を
無線送信機の電源バッテリーの出力電圧以上に昇圧する
ことができる。
器をシリーズ・ドロッパから構成することにより、電圧
変換器を比較的簡単、廉価に実現することができる。ま
た、請求項５に記載のように、電圧変換器をスイッチン
グ・レギュレータから構成することにより、電源電圧を
無線送信機の電源バッテリーの出力電圧以上に昇圧する
ことができる。
【図１】 本発明の第１の実施の形態を示す送信出力制
御回路のブロック図である。
御回路のブロック図である。
【図２】 図１の電圧変換器の回路図である。
【図３】 図１の送信出力制御回路の各構成の出力信号
波形を示す信号波形図である。
波形を示す信号波形図である。
【図４】 本発明の第２の実施の形態を示す送信出力制
御回路のブロック図である。
御回路のブロック図である。
【図５】 図４の電圧変換器の回路図である。
【図６】 本発明の第３の実施の形態を示す送信出力制
御回路のブロック図である。
御回路のブロック図である。
【図７】 従来の送信出力制御回路のブロック図であ
る。
る。
【図８】 従来の他の送信出力制御回路のブロック図で
ある。
ある。
【図９】 図７、図８の送信出力制御回路の各構成の出
力信号波形を示す信号波形図である。
力信号波形を示す信号波形図である。
【図１０】 従来の他の送信出力制御回路のブロック図
である。
である。
【図１１】 高出力電力増幅器の出力制御特性を示す図
である。
である。
１…送信コンバータ、２…出力可変ドライバーアンプ、
３…高出力電力増幅器、４…方向性結合器、５…可変減
衰器、６…検波器、７…比較誤差増幅器、８…ゲート電
圧端子、９…電源バッテリー、１０、１０ａ…電圧変換
器、１１…ドレイン電圧端子、１２ａ、１２ｂ…制御
部、１３…制御信号入力端子、１７…デジタルベースバ
ンドレベル変換器、１８…ドライバーアンプ、３１…同
相電圧増幅器、３２…ボルテージフォロア、３３…ｎｐ
ｎトランジスタ、３４…抵抗、３５…スイッチング・レ
ギュレータ、３６…発振器。
３…高出力電力増幅器、４…方向性結合器、５…可変減
衰器、６…検波器、７…比較誤差増幅器、８…ゲート電
圧端子、９…電源バッテリー、１０、１０ａ…電圧変換
器、１１…ドレイン電圧端子、１２ａ、１２ｂ…制御
部、１３…制御信号入力端子、１７…デジタルベースバ
ンドレベル変換器、１８…ドライバーアンプ、３１…同
相電圧増幅器、３２…ボルテージフォロア、３３…ｎｐ
ｎトランジスタ、３４…抵抗、３５…スイッチング・レ
ギュレータ、３６…発振器。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−279768（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−135179（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−22160（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−64757（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−170202（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−53919（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−3608（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−172380（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−152977（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−94522（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−212811（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−51305（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−221559（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−46337（ＪＰ，Ｕ) 実開 平２−49212（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/04 H03F 1/00 H03F 3/00 H03G 1/00 - 3/34 H04J 3/00
Claims (5)
- 【請求項１】 被変調波を増幅してバースト送信する無
線送信機において、 前記被変調波を増幅する出力可変ドライバーアンプと、 出力可変ドライバーアンプの出力を増幅する飽和型高出
力増幅器と、 飽和型高出力増幅器の出力である送信バーストの一部を
取り出す方向性結合器と、 方向性結合器の出力を入力とし、入力レベルの減衰度を
調整することが可能な可変検波器と、 可変検波器の検波出力と第１の基準電圧とを比較した結
果得られた誤差電圧を飽和型高出力増幅器に与える比較
誤差増幅器と、 第２の基準電圧に応じた電源電圧を飽和型高出力増幅器
に供給する電圧変換器と、 前記送信バーストの立ち上がり及び立ち下がり期間にお
いてランピング波形を有する第１の基準電圧を比較誤差
増幅器に出力し、前記立ち上がり及び立ち下がり期間を
含む、定常バースト前後の短期間のみ飽和型高出力増幅
器の電源電圧が上昇するような第２の基準電圧を電圧変
換器に出力し、出力可変ドライバーアンプと可変検波器
にそれぞれ第１、第２の制御電圧を出力する制御部とを
備え、 比較誤差増幅器の誤差電圧により飽和型高出力増幅器の
出力を制御するフィードバック制御に加え、 送信出力レベルに対して飽和型高出力増幅器の制御感度
が略一定となるように出力可変ドライバーアンプの出力
レベルを制御し、送信出力レベルに対して入力レベルが
略一定となるように可変検波器の減衰度を制御し、電圧
変換器により前記定常バースト前後の短期間のみ飽和型
高出力増幅器の飽和出力が上昇するように電源電圧を制
御するフィードフォワード制御を行い、 前記送信バーストの立ち上がり及び立ち下がり期間にお
けるランピング波形制御と定常バースト期間における送
信出力レベル制御を行うことを特徴とする送信出力制御
回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の送信出力制御回路におい
て、 前記出力可変ドライバーアンプの代わりに、固定利得の
ドライバーアンプを備えると共に、 デジタル変調波のレベルを調整することが可能なデジタ
ルベースバンドレベル変換器と、 デジタルベースバンドレベル変換器から出力されたデジ
タル変調波を変調して前記被変調波を出力する送信コン
バータとを備え、 送信出力レベルに対して前記飽和型高出力増幅器の制御
感度が略一定となるように制御するフィードフォワード
制御をデジタルベースバンドレベル変換器によって行う
ことを特徴とする送信出力制御回路。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載の送信出力制御回路
において、 前記定常バースト期間における飽和型高出力増幅器の電
源電圧は、所望の送信出力レベルを確保することが可能
な下限値に設定されることを特徴とする送信出力制御回
路。 - 【請求項４】 請求項１又は２記載の送信出力制御回路
において、 前記電圧変換器は、シリーズ・ドロッパであることを特
徴とする送信出力制御回路。 - 【請求項５】 請求項１又は２記載の送信出力制御回路
において、 前記電圧変換器は、スイッチング・レギュレータである
ことを特徴とする送信出力制御回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36084598A JP3169002B2 (ja) | 1998-12-18 | 1998-12-18 | 送信出力制御回路 |
| DE69938121T DE69938121T2 (de) | 1998-12-18 | 1999-12-17 | Leistungssteuerungsschaltung eines Burst-Übertragungsgerätes mit reduzierten Phasenfehler |
| US09/466,168 US6580901B1 (en) | 1998-12-18 | 1999-12-17 | Burst-type transmission output power control apparatus capable of reducing phase errors |
| SG9906418A SG81339A1 (en) | 1998-12-18 | 1999-12-17 | Burst-tyre transmission output power control apparatus capable of reducing phase errors |
| EP99125232A EP1014570B1 (en) | 1998-12-18 | 1999-12-17 | Burst-type transmission output power control apparatus capable of reducing phase errors |
| CN99126369A CN1127806C (zh) | 1998-12-18 | 1999-12-17 | 能够降低相位误差的突发型传输输出功率控制装置 |
| KR10-1999-0058955A KR100380429B1 (ko) | 1998-12-18 | 1999-12-18 | 위상 에러를 감소시킬 수 있는 버스트형 전송출력전력제어장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36084598A JP3169002B2 (ja) | 1998-12-18 | 1998-12-18 | 送信出力制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000183763A JP2000183763A (ja) | 2000-06-30 |
| JP3169002B2 true JP3169002B2 (ja) | 2001-05-21 |
Family
ID=18471171
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36084598A Expired - Lifetime JP3169002B2 (ja) | 1998-12-18 | 1998-12-18 | 送信出力制御回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6580901B1 (ja) |
| EP (1) | EP1014570B1 (ja) |
| JP (1) | JP3169002B2 (ja) |
| KR (1) | KR100380429B1 (ja) |
| CN (1) | CN1127806C (ja) |
| DE (1) | DE69938121T2 (ja) |
| SG (1) | SG81339A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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