JP2006135488A - 電力制御装置及びこれを用いた無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
パワーアンプの電源電圧を各モードに対応して変化させる電力制御装置を提供する。
【解決手段】
入力信号が供給されて第１の制御信号に応じて該入力信号のレベルを制御する信号レベル可変回路２と、電力制御信号と前記入力信号の切り換え信号が供給され、入力信号のレベルを制御する第１の制御信号出力する第１の関数発生回路３と、電力制御信号が供給され該電力制御信号に応じた電圧を発生する第２の関数発生回路４と、信号レベル可変回路からの信号が供給され、第２の関数発生回路から電力制御信号に応じた電源電圧が供給され、信号レベル可変回路から入力された信号を増幅する増幅器４とを有し、通信方式のそれぞれのモードによってコントロール方式を変えることなく、同一の方式を用いてパワーコントロールを行うようにした。
【選択図】図１

Description

無線通信装置などに用いられるパワーアンプの出力電力を入力信号のモードにより切り換え制御する電力制御装置及びこれを用いた無線通信装置に関する。

セルラー電話、コードレスホンなどの無線通信システム、高周波信号計測システム、レーダーなどのデジィタル、アナログ高周波回路などにパワーアンプが用いられている。近年、多バンド多モードの通信機器の開発要請が高まり、特に多モードの通信機器用のパワーアンプのコントロール方式が開発されている。携帯電話を例にとると、日本国内ではPDC（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕａｒ）方式、WCDMA（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ Ａｃｃｅｓｓ）方式、PHS（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｈａｎｄｙ Ｓｙｓｔｅｍ）方式などの通信方式を一つの端末で使用することのできる他モード携帯電話、海外ではＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）方式、ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ ｆｏｒ ＧＳＭ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）方式、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）方式、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式などを一つの携帯電話で使用することのできる他モード携帯電話などがある。
初期の携帯電話での出力電力の制御は図１３に示すように、ＰＡ（パワーアンプ）１３３からの出力の一部をカップラー１３４を用いてトランシーバ１３１に帰還し、ＰＡ１３３の出力をモニターしつつ、ドライバーアンプ１３２の出力電力を制御するものであった。
この方式はＰＡ１３３を非飽和状態で用いることができるため、現在でもＣＤＭＡなどの線形性を必要とする通信方式では一般的に用いられている。しかし、この方式ではＰＡ１３３の入力電力に対する利得変動のためにカップラー１３４を用いて出力電力Ｐｏｕｔをモニターする必要があり、そのカップラー１３４は出力電力Ｐｏｕｔのロスとなっていた。

ポーラーループ方式は図１４に示すように入力信号を位相成分と振幅成分に分け、それぞれを増幅した後、それを合成し信号を出力する方式である。
信号が入力端子Ｐｉｎ１５１に供給され、リミッタ１５６と包絡線検波器１５２に供給される。リミッタ１５６で振幅を制限された信号は位相検波器１５７に供給され、またこの位相検波器１５７にはリミッタ１５８から帰還された信号が供給され位相差を検出してこの結果をミキサー１６２に供給する。またミキサー１６２には発振器１６１から発振信号が供給され、位相検波器１５７から出力された位相差に応じてキャリヤとしての発振信号の位相が制御される。
一方、包絡線検波器１５２からの検波された信号は演算処理器（減算器）１５３の一方の端子に供給される。また、パワーアンプＰＡ１６３からカプラー１６４を介して抽出された出力信号の一部が包絡線検波器１６５に供給され検波され、その検波された値が演算処理器（減算器）１５３に供給され、前述の包絡線検波器１５２からの出力信号と減算処理されて、増幅器１５４を介してパワーアンプＰＡ１６３に振幅情報が供給される。
また、位相を検出する帰還ループにおいて、パワーアンプ１６３の出力をカプラー１６４を介して抽出して、出力信号の一部をミキサー１５９に供給する。このミキサー１５９にはまた発振器１６０からの発振信号が供給されて、その後リミッタ１５８を介して位相検波器１５７に供給される。
そして、ミキサー１６２から供給された位相補償された信号と増幅器１５４で得られた振幅情報がパワーアンプＰＡ１６３に供給され、パワーアンプＰＡ１６３で電力が制御され、位相と振幅が制御された信号が出力される。
このように、包絡線検波器１５２、包絡線検波器１６５、演算処理器１５３の構成を用いてＰｏｕｔの出力振幅をモニターしてＰＡ１６３振幅情報を制御し、またリミッタ１５６，１５８、発振器１６０，１６１、ミキサー１５９．１６２と位相検波器１５７の構成ではＰｏｕｔの出力位相をモニターしてＰＡ１６３の位相情報を制御している。
この場合、ＧＳＭ方式とＥＤＧＥ方式の二つの方式を一つのパワーアンプＰＡを用いることができるという利点があるが、位相成分と振幅成分に分けなければならないという問題と、それぞれを適正に増幅するためにトランシーバーＩＣもしくはベースバンドＩＣにおいて複雑な制御を行わなければいけないという問題と、適正な信号合成を行うために、タイミングを合わせなくてはいけないという問題と、パワーアンプの特に位相成分の変動に対して非常に脆弱であるという問題をもつ。また、これら本質的な問題の他に、従来のＧＳＭのパワーアンプＰＡのパワー制御方式と比べて、大きくかけ離れて複雑な構造を持つため、システム開発に際して多くのことを学ぶ必要があり、この方式を実現するのに非常に大きな設計工数が発生する。

また、パワーアンプＰＡを線形動作させる必要の無いＧＳＭ用パワーアンプＰＡでは出力電力のロスを無くするためと、ドライバーアンプＰＡを無くするために、ドレインレギュレーションというパワーコントロール方式が開発され、現在一般的に用いられている。ＧＳＭ用パワーアンプＰＡに用いられているドレインレギュレーションパワーコントロール方式を図１５に示す。
このパワーアンプＰＡ１７３のパワーコントロール方式の構成において、入力信号Ｐｉｎが入力端子１７１に入力され、またＶｒａｍｐ信号（電圧）が制御端子１７４から関数発生回路１７５入力される。関数発生回路１７５は、この時間経過と共にパルス矩形波の振幅がランプ状に減衰したＶｒａｍｐ電圧をもとにＰＭＯＳトランジスタ１７６に制御電圧を発生する。ゲート電圧にしたがってＰＭＯＳトランジスタ１７６のソース電圧は可変され、その可変された電圧が電源電圧としてパワーアンプＰＡ１７３に供給される。また、パワーアンプＰＡ１７３の電源電圧またはＰＭＯＳトランジスタ１７６のソース電圧を検出し、関数発生回路１７５にフィードバックする。そして、予め作成したＲＯＭテーブルなどのデータを参照して関数発生回路１７５からＰＭＯＳトランジスタ１７６のゲートに制御電圧を供給して出力電圧を可変し、ＰＡ１７３の電源電圧を制御して、パワーをコントロールする。
ＧＳＭ方式では飽和状態でパワーアンプを用いることができるので、入力電力は一定にしたままで、パワーアンプの電源電圧を上下させ出力電力を制御する。入力電圧を一定にした条件において、パワー効率を向上させることは、パワーアンプの電源電圧を下げることになるので、入力電力を制御した場合よりもパワーアンプの効率は良くなる。また、Ｖｒａｍｐ電圧に対し、出力電力が一義に決まるため、出力電力のモニターを行う必要がない。

従来、多モードの携帯電話ではそれぞれの通信方式に対してパワーアンプを用意しておく必要があった。モード数の増加に応じてパワーアンプの数を増やすと、コストの増大、端末サイズの肥大化が発生するという問題があった。この問題を克服するために、ポーラーループ方式、リニアアンプ兼用方式といった方式が、ＧＳＭ−ＥＤＧＥのデュアル方式パワーアンプでは用いられようとしている。ＧＳＭ方式とＥＤＧＥ方式の決定的な差はその出力信号に求められる線形性に関する特性にある。従来方式のＧＳＭ方式ではその信号の包絡線の変動がないため、パワーアンプに対する線形性はほぼ求められておらず、飽和状態で使うことができた。しかしながら、新方式であるＥＤＧＥ方式では包絡線の変動があり、パワーアンプを飽和状態で用いることはできない。

リニアアンプ兼用方式では図１５のドレインレギュレーション方式を用いる。ＧＳＭモードでは当然のことながら、Ｖｒａｍｐ電圧を用いて出力電力の制御を行う。EDGEモードではパワーアンプＰＡ１７３の線形性を維持するため図１５のＰＭＯＳトランジスタ１７６を完全にオンにした状態で入力電力を調節し、出力電力を制御する。この場合、ドレインレギュレーション方式では行っていなかった、トランシーバーＩＣを用いてのパワーアンプＰＡ１７３への入力電力制御、もしくはトランシーバーとパワーアンプＰＡ１７３の間にドライバーアンプを挿入し、パワーアンプＰＡ１７３への入力電力の制御を行う必要がある。また、ドレインレギュレーション方式によってドライバーアンプを無くすることができ、カップラーを再度挿入し、入力電力によるパワーアンプＰＡ１７３のゲイン差を補償するための出力電力をモニターが必要にある。
このように、従来のデュアルモードパワーコントロール方式では様々な問題が存在していた。

特開２００１−１６８６４７号公報 特開２００２−２０８８６９号公報

上述したように、本発明では、入力信号の各モードを切り換えるための関数発生回路とパワーアンプのドレインレギュレーション回路を用いてパワーアンプの電源電圧を変化させることによる多モードパワーアンプの電力制御装置及びこれを用いた無線通信装置を提供する。

本発明の電力制御装置は、入力信号が供給されて第１の制御信号に応じて該入力信号のレベルを制御する信号レベル可変回路と、電力制御信号と前記入力信号の切り換え信号が供給され、前記入力信号のレベルを制御するための前記第１の制御信号出力する第１の関数発生回路と、前記電力制御信号が供給され該電力制御信号に応じた電圧を発生する第２の関数発生回路と、前記第２の関数発生回路から前記電力制御信号に応じた電源電圧が供給され、前記信号レベル可変回路から入力された信号を増幅する増幅器とを有する。

本発明の電力制御装置は、入力信号が供給されて第１の制御信号に応じて該入力信号のレベルを制御する信号レベル可変回路と、電力制御信号と前記入力信号の切り換え信号が供給され、該切り換え信号に応じて前記信号レベル可変回路に前記第１の制御信号を供給し、前記入力信号に応じて前記入力信号を制御する第１の関数発生回路と、前記電力制御信号が供給され該電力制御信号に応じた第２の制御信号を出力する第２の関数発生回路と、前記第２の関数発生回路から前記第２の制御信号が供給され、該第２の制御信号に応じた電源電圧を出力する電圧発生回路と、前記電圧発生回路から前記第２の制御信号に応じた電源電圧が供給されて前記信号レベル可変回路から入力された信号を増幅する増幅器とを有する。

本発明の電力制御装置は、入力信号の信号レベルを可変する電力化変回路と、前記電力可変回路からの出力を増幅するパワーアンプと、前記電力可変回路に入力端子が接続され、前記パワーアンプの電源端子に電力制御電圧が電源端子を介して接続された第１の関数発生回路と、前記電力制御電圧が供給され、一つ以上のモード切換端子を有し該モードに応じて電力可変制御信号を前記電力可変回路に供給する第２の関数発生回路とを有し、前記モード切換端子によって多モードの通信に対応し、前記電力制御電圧によってパワーコントロールすることを特徴とする。

本発明の無線通信装置は、無線信号を周波数変換し、復調してベースバンド処理する受信回路と、ベースバンド処理された信号を変調し周波数変換し電力増幅する送信回路を有する無線通信装置であって、前記電力増幅する電力制御装置は、入力信号の信号レベルを可変する電力可変回路と、前記電力可変回路からの出力を増幅するパワーアンプと、出力端子に接続されるパワーアンプと、該パワーアンプの入力に接続される電力可変回路と、前記電力可変回路に入力端子が接続され、前記パワーアンプの電源端子に電力制御電圧が電源端子を介して接続された第１の関数発生回路と、前記電力制御電圧が供給され、一つ以上のモード切換端子を有し該モードに応じて電力可変制御信号を前記電力可変回路に供給する第２の関数発生回路とを有し、前記モード切換端子によって多モードの通信に対応し、前記電力制御電圧によってパワーコントロールすることを特徴とする。

多モードの通信方式において、それぞれのモードによってコントロール方式を変えることなく、同一の方式を用いてパワーコントロールを行うことが可能である。パワーコントロールに必要なソフトウエアーは従来のものと同様なもので動作可能なので、開発時間の短縮につながる。また、パワーアンプの電源電圧を落としてパワーコントロールを行う方式であるため、パワーアンプの中低出力時の効率を高く保つことが可能である。しかも、Ｖｒａｍｐに対する出力電力の校正を行うことにより出力電力のモニター機能を有する素子が必要なくなり、パワーアンプとアンテナ間の損失を最小限に抑えることができる。

図１に本発明の実施形態例であるパワーアンプを用いた電力制御装置１０について示す。図１において、入力端子が電圧可変回路（アッテネーター回路）２の入力端子に接続され、その出力端子がパワーアンプＰＡ１の入力端子に接続され、出力端子Ｐｏｕｔから電力増幅された信号が出力される。
パワーアンプＰＡ１を制御するための電力制御用電圧Ｖｒａｍｐが入力される端子は、関数発生回路３を経て、電圧可変回路２例えば電圧可変のアッテネーター回路またはＶＧＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）に接続され、それとともに電源電圧の接続された関数発生回路４に接続される。関数発生回路４の出力はパワーアンプＰＡ１の電源電圧に接続される。
また、モード（ＭＯＤ）端子から関数発生回路３にＧＳＭやＥＤＧＥ信号が供給され、モード切り換信号（ロジック電圧）を発生して、電圧可変回路２にＶｒａｍｐ信号に応じた制御信号を出力し、入力信号Ｐｉｎの振幅を制御するようにしている。
またこれ以外に、たとえばＭＯＤ端子から入力される信号をＧＳＭまたはＥＤＧＥのロジック信号とし、このロジック信号を用いて関数発生回路３を切り替えるようにしてもよい。切り換え信号はこれらに限定されるべきでなく、その他の信号に応じて設けることができる。

説明を簡略化するため、飽和-非飽和デュアルモードの例として、ＧＳＭ−ＥＤＧＥのデュアルモードを想定し、回路動作の説明を行う。また電圧可変回路２にアッテネーター回路を用いた例を示す。
ＧＳＭは包絡線変動の無い信号であるため、パワーアンプＰＡ１を飽和出力で用いることができる。パワーアンプＰＡ１は飽和状態で用いる方がその効率が向上するため、アッテネーター回路２での減衰は必要ない。よってＧＳＭ使用時にはＭＯＤを例えばハイ状態の場合、このＭＯＤのハイ状態の信号に応じて、関数発生回路３から出力される制御信号でアッテネーター回路２での減衰が無い（ゼロ）もしくは減衰量を小さくするように制御する。この状態は従来のＧＳＭパワーアンプのコントロール方式と同じく、関数発生回路４を用いてＶｒａｍｐに対応した電圧を発生し、この発生した電圧をＰＡ１の電源電圧として供給し、パワーアンプＰＡ１の出力をコントロールする方式となる。パワーを大きく出力する状態では電源電圧は高く、パワーを小さく出力する状態では電源電圧を低くなるように関数発生回路４は構成される。電源電圧が高いときにはパワーアンプＰＡ１はその電源電圧で出力することのできる最大電力を出力し、電源電圧が低くなるにつれて、パワーアンプＰＡ１の駆動能力が少なくなるため出力電力は小さくなる。

ＥＤＧＥモードで用いる場合、ＥＤＧＥの信号には包絡線変動があるためパワーアンプＰＡ１をある程度リニアに動作させる必要がある。先ほど説明したＧＳＭモードと同じ動作状態では、ＰＡ１が飽和状態で動いているために振幅情報が失われてしまう。ＧＳＭで用いたパワーアンプＰＡ１と同一のパワーアンプＰＡ１を用いて振幅情報を失わずに動作させるためには、パワーアンプＰＡ１に入力される電力を減らす必要がある。本発明の実施形態例においてはパワーアンプＰＡ１に入力される電力を減らすために、電圧可変回路２を用いる。
アッテネーター（電圧可変）回路２はＭＯＤ信号を切り換えることにより、動作状態となり、Ｖｒａｍｐに対応した減衰量を実現する。

図２にＶｒａｍｐに対するパワーアンプＰＡ１の出力特性を示す。縦軸はパワーアンプＰＡ１の出力電力（Ｐｏｗｅｒ）、横軸に関数発生回路４に入力されるＶｒａｍｐ電圧を示す。パワーアンプＰＡ１の最大飽和出力電力をＰｏｕｔｍａｘ、それに対応する入力電力をＰｉｎＧＳＭ、また線形動作領域での出力をＰｏｕｔｌｉｎとしこれに対応する入力電力をＰｉｎ−ＰＡとする。
ＭＯＤ信号としてＧＳＭ信号が関数発生回路３に入力された時、関数発生回路３から出力された制御信号（切り換え信号）をアッテネーター回路２に供給する。このＧＳＭモードにおいて、アッテネーター回路２は非動作状態であり、減衰量は無くスルーとする。あるいは動作状態にした場合は、減衰量を小さく固定したままとする。またこのとき、入力信号Ｐｉｎ（ＰｉｎＧＳＭ）のパワーレベルはＶｒａｍｐの信号レベルの増加または減少に係わらず一定（または飽和状態）となっている。
入力信号（電力）ＰｉｎＧＳＭが一定の条件で、Ｖｒａｍｐ電圧を増加させると、それに応じて関数発生回路４が動作して、ドレインレギュレーション機能が働きパワーアンプＰＡ１の電源電圧を可変する。その結果、パワーアンプＰＡ１の最大飽和出力電力（Ｐｏｕｔｍａｘ）はＰｉｎＧＳＭが一定にも係わらず、Ｖｒａｍｐ電圧の増加に応じて増加することになる。

これに対して、ＥＤＧＥモードで用いる場合、ＥＤＧＥの信号には包絡線変動があるためパワーアンプＰＡ１をある程度リニアに動作させる必要がある。上述したＧＳＭモードと同じ動作状態にするとＰＡ１は飽和状態で動作し、その結果振幅情報が失われてしまう。ＧＳＭで用いたパワーアンプＰＡ１と同一のパワーアンプＰＡ１を用いて振幅情報を失わずに動作させるためには、パワーアンプＰＡ１に入力する電力を減らす必要がある。この実施形態例において、パワーアンプＰＡ１に入力される電力を減らすために、電圧可変回路２を用いる。また、上述したように、この電圧可変回路２として、説明をわかりやすくするため、たとえば電圧可変のアッテネーター回路２を用いた例を示す。
電圧可変のアッテネーター回路２はＭＯＤ信号で関数発生回路３の設定条件を切り換えることにより、動作状態となり、Ｖｒａｍｐ制御信号（電圧）に対応した減衰特性に設定される。
図２において、Ｖｒａｍｐが増加するに従いパワーアンプＰＡ１の出力電力である、最大飽和出力電力がＰｏｕｔｍａｘとして示してある。
いま、あるＶｒａｍｐ電圧のときＥＤＧＥ信号の仕様を満たすパワーアンプＰＡ１の出力電力をＰｏｕｔｌｉｎとする。図２から明らかなように、Ｖｒａｍｐの変化に対して、ＰｏｕｔｍａｘとＰｏｕｔｌｉｎ間には対応関係があり、一定の差があることがわかる。この差はバックオフ量と言われていて、ＥＤＧＥの場合には約３ｄＢであることが知られている。

パワーアンプＰＡ１の入出力の関係を明確にするため、Ｐｏｕｔｌｉｎに対応するパワーアンプＰＡ１の入力（信号）電力をＰｉｎ−ＰＡとし、その対応グラフを図２に示す。
パワーアンプＰＡ１はいま線形領域で動作していると仮定しているので、ＰＡ１の入力電力Ｐｉｎ−ＰＡは、パワーアンプＰＡ１の出力電力Ｐｏｕｔｌｉｎから利得を差し引いた電力である。
パワーアンプＰＡ１の入力端子からＰｉｎＧＳＭと同じレベルの信号が入力されると、ＥＤＧＥ仕様を満足させるためには、入力電力を減衰する必要がある。そのためには、電圧可変のアッテネーター回路２を制御し、Ｐｉｎ−ＰＡのレベルにしてパワーアンプＰＡ１に入力しなければならない。
また、図２に示してあるパワーアンプＰＡ１の入出力特性から、Ｐｉｎ−ＰＡはＶｒａｍｐの関数であるので、減衰量ＰｉｎＧＳＭ−ＰｉｎＰＡもまたＶｒａｍｐの関数となる。このような関数を実現する回路を関数発生回路３で構成することにより、ＥＤＧＥモードでも動作可能とすることができる。

その結果、減衰量ＰｉｎＧＳＭ−ＰｉｎＰＡがＶｒａｍｐの関数に設定された関数発生回路３を用いると、図２に図示してあるように、関数発生回路４に入力されるＶｒａｍｐのレベルが増加するにつれて、Ｐｉｎ−ＰＡの各入力レベルに対してパワーアンプＰＡ１の各出力レベルがリニアに増加し、Ｐｏｕｔｌｉｎラインを示す特性になる。
この入出力特性は、ＧＳＭモードの場合の入力（信号）電力レベルＰｉｎＧＳＭが一定で、Ｖｒａｍｐの増加につれて関数発生回路４で出力電力Ｐｏｕｔｍａｘが増加するようにした入出力特性とは明らかに異なっている。

このように減衰量ＰｉｎＧＳＭ−ＰｉｎＰＡがＶｒａｍｐの関数に設定された関数発生回路３を使用することにより、ＥＤＧＥモードの場合、関数発生回路３で切り換えた後は、パワーアンプＰＡ１の出力電力はＶｒａｍｐのみで制御することができるようになる。
すなわち、関数発生回路３で入力電力の減衰量を予め設定しているので、関数発生回路４を用いてＧＳＭモードと同様のパワーコントロールが可能となる。
関数発生回路３は説明をし易くするためにアッテネーター回路２で説明したが、これ以外のＶＧＡ（電圧利得制御回路）などを用いて、減衰量を可変することにより、同様な機能を実現できることは勿論である。

以上述べたように、本実施形態例によれば、モード切り換え信号（電圧）のみを供給することにより、たとえば現在ＧＳＭ方式携帯電話において一般的に用いられているパワーコントロールと同一の方法によってＥＤＧＥモードのパワーコントロールができる。
これまで動作を解り易くするためＧＳＭ−ＥＤＧＥのデュアルモードを例にして説明してきたが、上述した関数発生回路３を用いることにより、ＧＳＭ−ＣＤＭＡ、ＯＦＤＭ−ＡＭＰＳ−ＥＤＧＥ−ＧＳＭなどの多様な信号方式への適用が可能であり、さらにデュアルモードのみならず多モードへの対応も可能である。

つぎに、図３を参照しながら、実際のデバイスに関する非線形動作について述べる。いままでパワーアンプＰＡ１の出力電力がＶｒａｍｐに対して線形に変化する場合について説明してきた。しかし、パワーアンプＰＡ１を構成するデバイスは動作条件により非線形動作する。たとえばデバイスとして、ＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタなどがある。ここではＦＥＴを用いて説明する。図３において、縦軸にドレイン電流Ｉｄｓを、横軸にドレイン−ソース電圧Ｖｄｓを示し、Ｖｇｓ（ゲート−ソース間電圧）を可変したときのＩｄｓ−Ｖｄｓ特性を示す。さらにこのＩｄｓ−Ｖｄｓ特性上に負荷線を示す。

ＦＥＴをＲＦ動作させる場合の負荷線をＲＬ１として図３中に示す。Ｖｒａｍｐで関数発生回路４をコントロールしてパワーアンプＰＡ１の電源電圧を変化させ、パワーコントロールすることは、ＦＥＴの電源電圧を可変し負荷線ＲＬ１をＲＬ２、ＲＬ３と移動させることと等価である。ＲＬ１からＲＬ２へ負荷線を移動した時、飽和出力電力は図４のＰ１からＰ２に移動する。ところが、負荷線がＦＥＴ特性のｋｎｅｅ電圧にあたるＲＬ２からＲＬ３に移動すると、飽和出力電力のＶｒａｍｐに対する特性は変曲点をもち、Ｐ２からＰ３に移動する。
図４において、縦軸はパワーアンプＰＡ１の出力電力を、横軸はＶｒａｍｐをそれぞれ示し、ＧＳＭモードのときのパワーアンプＰＡ１の入力電力ＰｉｎＧＳＭと出力電力Ｐｏｕｔｍａｘの関係を示し、またＥＤＧＥモードの場合、入力電力Ｐｉｎ−ＰＡと出力電力Ｐｏｕｔｌｉｎの関係をそれぞれ表している。
ＧＳＭモードの場合、入力電力ＰｉｎＧＳＭは一定であるが、Ｖｒａｍｐの変化に応じて関数発生回路４からパワーアンプＰＡ１のＦＥＴのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを制御して出力電力を制御しているので、Ｐｏｕｔｍａｘの曲線となる。
一方、ＥＤＧＥモードの場合、関数発生回路３で予め減衰量を設定して、関数発生回路４でパワーアンプの電源電圧を制御し、パワーアンプＰＡ１が線形動作領域で動作するようにしている。すなわち、Ｖｒａｍｐを可変することは、関数発生回路４でパワーアンプＰＡ１のＦＥＴの電源電圧を可変していて、Ｖｄｓを変化していることになる。したがって、Ｖｒａｍｐを可変したときそれに伴うＰｉｎ−ＰＡとＰｏｕｔｌｉｎの曲線はＦＥＴの特性に対応した曲線になる。

また前述した、バックオフ量一定の法則が満たされる場合、Ｐｏｕｔｍａｘが変曲点を持つということは、線形動作させようとする場合の出力電力Ｐｏｕｔｌｉｎも、Ｐｏｕｔｍａｘが平行移動したものに近く、図４に示すような曲線になる。
したがって、このようなＰｏｕｔｌｉｎの特性を満たすように関数発生回路３もしくはアッテネーター（電圧可変）回路２の構成をとることができ、本発明の範囲に含まれることは明らかである。

図５に電圧可変回路３２にアッテネーター回路を用いた電力制御装置３０の全体ブロック構成図を示す。
この電力制御装置３０は、ＧＳＭ信号とＥＤＧＥ信号に応じて切り換える関数発生回路３３と、入力（信号）電力が入力され関数発生回路３３からの制御信号で減衰量が制御されるアッテネーター（回路）３２と、このアッテネーター回路３２から出力された信号を増幅するパワーアンプＰＡ３１と、さらにＶｒａｍｐが供給されてドレインレギュレーションの制御信号を発生する関数発生回路３４と、ドレインレギュレーションを行うＰＭＯＳトランジスタ３５とで構成されている。また、ＰＭＯＳトランジスタ３５の出力電圧が関数発生回路３４にフィードバックされる。
ＧＳＭモードのとき、入力信号のモードに応じて関数発生回路３３が切り換えられて、制御信号がアッテネーター回路３２に供給されるが、振幅情報は必要ないのでアッテネーター回路３２の出力は一定でよい。そのため、アッテネーター回路３２の動作をオフにするかまたは動作させて減衰量は固定される。この場合、関数発生回路３４でＶｒａｍｐ信号に応じてＰＭＯＳトランジスタ５５のゲートを制御してパワーアンプＰＡ３１の電源電圧を可変し、出力電力を制御する。
一方、ＥＤＧＥモードの場合、ＥＤＧＥ信号が入力されるとこのモードに応じて関数発生回路３３が切り換えられて、Ｖｒａｍｐ信号に応じた制御信号が関数発生回路３３に供給される。またそれと同時にこのＶｒａｍｐは関数発生回路３４にも供給される。上述したように、関数発生回路３３はＶｒａｍｐを関数とする減衰量ＰｉｎＧＳＭ−ＰｉｎＰＡを実現する回路構成である。この関数発生回路３３からの出力制御信号により、Ｖｒａｍｐ信号のレベルに応じて入力信号がアッテネーター回路３２で所定量減衰される。
一方関数発生回路３４においては、Ｖｒａｍｐの制御信号に応じたゲート制御電圧が発生され、ＰＭＯＳトランジスタ３５の動作条件が設定される。ＰＭＯＳトランジスタ３５のソースから出力された電圧が電源電圧としてパワーアンプＰＡ３１に供給され、その結果パワーアンプＰＡ３１の電源電圧が制御されて、出力電力が設定される。

図６に他の実施形態例である電圧可変回路５２にＶＧＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）回路を用いた電力制御装置５０の全体ブロック図を示す。
この電力制御装置５０は、ＧＳＭ信号とＥＤＧＥ信号に応じて切り換える関数発生回路５３と、入力（信号）電力が関数発生回路５３に供給され、この関数発生回路５３から出力された制御信号で利得が制御される電圧利得制御回路（ＶＧＡ）５２と、このＶＧＡ５２から出力された信号を増幅するパワーアンプＰＡ５１と、さらにＶｒａｍｐが供給されてドレインレギュレーションの制御信号を発生する関数発生回路５４と、ドレインレギュレーションを行うＰＭＯＳトランジスタ５５とで構成されている。また、ＰＭＯＳトランジスタ５５の出力電圧が関数発生回路５４にフィードバックされ、出力電圧が制御される。
ＧＳＭモードのとき、関数発生回路５３が切り換えられて、制御信号がＶＧＡ５２に供給されるが、振幅情報は必要ないのでＶＧＡ出力は一定で飽和状態でもよい。そのため、ＶＧＡ５２の利得は固定される。この場合、関数発生回路４でＶｒａｍｐ信号に応じてＰＭＯＳトランジスタ５５のゲートを制御してパワーアンプＰＡ１の電源電圧を可変し、出力電力を制御する。
一方、ＥＤＧＥモードの場合、ＥＤＧＥ信号が入力されると関数発生回路５３が切り換えられて、Ｖｒａｍｐ信号に応じた制御信号が関数発生回路５３と５４に供給される。関数発生回路５３はＶｒａｍｐを関数とする減衰量ＰｉｎＧＳＭ−ＰｉｎＰＡを実現する回路構成とする。この関数発生回路５３からの出力制御信号により、Ｖｒａｍｐ信号のレベルに応じてＶＧＡ５２の利得が制御され、線形動作するよう入力電力のレベルが調整される。
一方関数発生回路５４においては、Ｖｒａｍｐ制御信号に応じたゲート制御電圧が発生され、ＰＭＯＳトランジスタ５５の動作条件が設定される。ＰＭＯＳトランジスタ５５のソースから出力された電圧がパワーアンプＰＡ５１に供給され、その結果、パワーアンプＰＡ５１の電源電圧が制御されて出力電力が設定される。

つぎに他の実施形態例を図７に示す。
図７にドレインレギュレーション回路にＤＣ−ＤＣコンバータ回路７５を用いた電力制御装置７０の構成例を示し、電圧可変回路７２としてアッテネーター回路（７２）を用いたブロック図を示す。
図５，６にパワーアンプＰＡ３１，５１の電源電圧を供給するためにＰＭＯＳトランジスタ３５，５５を用いた実施形態例を示した。
しかしながら、ＰＭＯＳトランジスタ３５，５５を用いて電源電圧を供給する場合、パワーコントロールするための中間領域ではＰＭＯＳトランジスタ３５，５５は抵抗と等価になってしまう。パワーアンプＰＡ３１，ＰＡ５１は大電流を必要とするデバイスであるため、たとえばパワーコントロールの中間領域であったとしてもＰＭＯＳトランジスタ３５，５５による抵抗から熱ロスが発生し、パワーアンプＰＡ３１，ＰＡ５１の効率が低下する。
そこで、このＰＭＯＳトランジスタ３５，５５の代わりにＤＣ−ＤＣコンバータ回路７５を用いた実施形態例を示す。

この電力制御装置７０は、ＧＳＭ信号とＥＤＧＥ信号に応じて切り換える関数発生回路７３と、電力信号が入力され関数発生回路７３からの制御信号で減衰量が制御されるアッテネーター回路７２と、この電圧可変（アッテネーター）回路７２から出力された信号を増幅するパワーアンプＰＡ７１と、さらにＶｒａｍｐが供給されてドレインレギュレーションの制御信号を発生する関数発生回路７４と、ドレインレギュレーションを行うＤＣ−ＤＣコンバータ回路７５とで構成されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路７５の出力が関数発生回路７４にフィードバックされている。
ＧＳＭモードのとき、関数発生回路７３が切り換えられて、制御信号が電圧可変（アッテネーター）回路７２に供給されるが、振幅情報は必要ないので電圧可変回路７２の出力は一定でよい。そのため、電圧可変回路７２の動作は固定される。この場合、関数発生回路７４でＶｒａｍｐ信号に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ回路７５を制御してパワーアンプＰＰ７１の電源電圧を可変し、出力電力を制御する。
一方、ＥＤＧＥモードの場合、ＥＤＧＥ信号が入力されると関数発生回路７３が切り換えられて、Ｖｒａｍｐ信号に応じた制御信号が関数発生回路７３に供給される。またこれと同時にＶｒａｍｐ信号は関数発生回路７４にも供給される。関数発生回路７３はＶｒａｍｐを関数とする減衰量ＰｉｎＧＳＭ−ＰｉｎＰＡを実現する回路構成とする。この関数発生回路７３からの出力制御信号により、Ｖｒａｍｐ信号のレベルに応じて入力信号がアッテネーター回路７２で所定量減衰される。
一方関数発生回路７４においては、Ｖｒａｍｐ制御信号に応じた制御電圧が発生され、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路７５に供給される。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路７５から出力された電圧がパワーアンプＰＡ７１に供給され、電源電圧が制御され出力電力が設定され、それと同時にＤＣ−ＤＣコンバータ回路７５の出力電圧が関数発生回路７４にフィードバックされ、制御される。
図７において、ドレインレギュレーションにＤＣ−ＤＣコンバータ回路７５を用いたことにより、電源電圧を可変するため使用していたＰＭＯＳトランジスタの抵抗で発生したロスを無くすることができ、パワーアンプの効率を向上させることができた。

つぎに、図８に電圧可変回路２，３２，７２に用いるアッテネーター回路の実施形態例を示す。図８において、アッテネーター回路にＦＥＴを用いた例を示す。Ｐｏｒｔ１に入力信号を供給し、ゲートに関数発生回路３，３３，７３からの制御信号を供給し、動作状態を制御する。そしてＰｏｒｔ２からゲート制御電圧Ｖｇで制御された信号を出力し、パワーアンプＰＡ１，３１，７１の入力へ供給する。
このＦＥＴのゲート制御電圧Ｖｇと減衰量との関係を図９に示す。縦軸にＳ（スキャッタリング）パラメータのＳ２１を示し、横軸にゲート制御電圧Ｖｇを示す。
ゲート制御電圧Ｖｇが小さいときＳ２１の値はマイナスでその絶対値は大きく、減衰量が大きい。Ｖｇが大きくなるにつれてＳ２１はマイナスでその絶対値は小さくなり、減衰量は小さくなる。
このスキャッタリングパラメータＳ２１のＶｇに対する減衰度を利用して、入力電力を減衰させることができる。

上述の図８に示す実施形態例において、パワーアンプと電圧可変（アッテネーター）回路２，３２，７２を１チップに構成すると、関数発生回路３，３３，７３を構成する際その周辺回路を簡略化できる利点がある。また、本実施形態例の構成によりパワーアンプを線形動作させるためにはその入力電力を図４のＰｉｎ−ＰＡの曲線に相当する減衰曲線を持つ関数発生回路を構成する必要があり、複雑になるが、ＦＥＴを同一チップに設けアッテネーターとして用いると簡単な関数発生回路で制御できるようになる。

ところで、この図９に示すゲート制御電圧ＶｇとＳ２１の特性曲線は、図４に示すＰｉｎ−ＰＡの特性曲線と非常に類似している。このＦＥＴのスキャッタリングパラメータＳ２１曲線をアッテネーター回路２，３２，７２に用いることによって、ＥＤＧＥモードの入力信号レベルＰｉｎ−ＰＡに対応する減衰曲線を実現することができ、さらにＶｒａｍｐ電圧に対して抵抗分割やそれに準じた簡単な回路で関数発生回路３，３３，７３を構成することができる。さらに、ＦＥＴのＳ２１特性がＥＤＧＥモードのＰＩＮ−ＰＡと類似しているので、ＦＥＴを電力制御装置と同一チップに設けると簡単な回路で構成でき、チップ面積を小さくできる。

図１０に関数発生回路３，３３，５３，７３の回路構成例を示す。Ｖｒａｍｐがバッファアンプ（Ｂｕｆｆｅｒ Ａｍｐ）８１に供給され、その出力が抵抗Ｒ８２とＲ８２の抵抗分割した電圧がＶｏｕｔから出力され、電圧可変回路２，３２，５２，７２に制御電圧として供給される。

また上述した電圧可変回路２，３２，７２を他のアッテネーター（回路）で構成する例としてたとえば以下の回路構成がある。
実施形態例として、たとえば第１のＦＥＴの入力と出力に第１と第２の抵抗の一方をそれぞれ接続し、その第１と第２の抵抗の他方を共通接続して第２のＦＥＴのドレインに接続し、制御信号により第１と第２のＦＥＴのゲートを制御する回路がある。この第１と第２のＦＥＴのゲートをアナログ的に制御することによりＦＥＴ１に入力される信号レベルを任意に減衰してパワーアンプに出力することができる。
さらに、アッテネーター回路の他の実施形態例として、入力と出力端子間に第１と第２のＦＥＴが直列接続され、入力端子と第１のＦＥＴの入力端子の共通接続点とグランド間に第３のＦＥＴと第１の抵抗が直列接続され、制御信号ＣＴＬ１で第３のＦＥＴのゲートをオン／オフ制御し、第１のＦＥＴの出力と第２のＦＥＴの入力が共通接続された接続点に第４のＦＥＴと第２の抵抗がグランド間に直列接続され、第４のＦＥＴのゲートが制御信号ＣＴＬ２でオン／オフ制御される。さらに第２のＦＥＴの出力と出力端子が共通接続された接続点に第５のＦＥＴと第３の抵抗がグランド間に直列接続され、第５のＦＥＴのゲートは制御信号ＣＴＬ３でオン／オフ制御される。また、上述した第１と第２のＦＥＴのゲートは制御信号ＣＴＬ４，５でそれぞれオン／オフ制御される。
このアッテネーターの回路構成において、制御信号ＣＴＬ１〜５のハイレベルとローレベルを組み合わせて、各ＦＥＴ１〜５のゲートに供給することにより、ディジタル的に各ＦＥＴ１〜５をオン／オフさせて、減衰量を設定することができる。
このように、電圧可変回路に、アナログ的、またはディジタル的に減衰量を設定する回路を用いることができる。

つぎに、図１１に電力制御装置の他の実施形態例を示す。
この電力制御装置９０は、いままで示した実施形態と異なり、関数発生回路９３がＧＳＭ信号とＥＤＧＥ信号に応じて切り換える機能、構成となっていない。Ｖｒａｍｐが供給され電圧可変回路９２に制御信号を出力する関数発生回路９３と、入力（電力）信号が入力され関数発生回路９３からの制御信号で減衰量が制御される電圧可変回路９２と、この電圧可変回路９２から出力された信号を増幅するパワーアンプＰＡ９１と、さらにＶｒａｍｐが供給されてドレインレギュレーションの制御信号を発生し、パワーアンプＰＡ９１の電源電圧を可変する関数発生回路９４とで構成されている。
電圧可変回路９２において、Ｖｒａｍｐと関数発生回路９３により、パワーアンプＰＡ９１が高出力条件の場合、信号が飽和する程度に減衰量を小さくして飽和状態で用いたとえばＧＳＭモードとしてパワーアンプＰＡ９１を動作させ、低出力条件では出力信号が線形に動作する範囲になるよう減衰量を大きくしてＥＤＧＥモードとしてパワーアンプＰＡ９１を動作させることができる。
すなわち、高出力条件では飽和信号の出力、低出力条件では線形信号の出力とすることができる。またこれとは逆に、高出力条件では線形信号の出力、低出力条件では飽和信号の出力とすることができる。

図１２に本発明の電力制御装置の実施形態例を用いた無線通信装置の例である携帯電話のブロック構成例を示す。図１２において、携帯電話のブロック構成の受信経路は、アンテナ１１１、アンテナ共用部１１２、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）１１３、周波数変換部１１４、ＩＦアンプ１１５、復調部１１６、ベースバンド処理部１１７で構成されている。
また、送信経路は、ベースバンド処理部１１７、変調部１１８、バッファアンプ１１９、周波数変換部１２０、電力増幅部１２１、アンテナ共用部１１２、アンテナ１１１で構成されている。
上述した電力制御装置１０，５０，７０，９０はこの図１２における電力増幅部１２１に相当する。
ベースバンド処理部１１７または変調部１１８から出力された、たとえばＧＳＭまたはＥＤＧＥモードの制御信号が関数発生回路でモードにより切り換えられ、その制御信号が電圧可変回路に入力され減衰量が制御される。また周波数変換部１２０から出力された送信用の信号は電圧可変回路に入力されＧＳＭまたはＥＤＧＥモードとＶｒａｍｐに応じて減衰量が設定され、パワーアンプに出力される。またＶｒａｍｐにより、他の関数発生回路で制御信号が発生し、この発生した制御信号でドレインレギュレーションが行われ、パワーアンプの電源電圧が可変されて電力が制御される。
以上のべたパワーアンプのデバイスとして、ＨＥＭＴ、またＨＥＭＴで正電源で動作させるよう構成してもよい。
また、ＨＥＭＴ以外のデバイスとしてゲートにＰ−Ｎ接合を用いた電界効果トランジスタを用いても良い。
このように、本発明の実施形態例を用いることにより、線形、非線形多モードにおけるパワーコントロールはポーラーループよりも容易となり、リニアアンプ方式よりも高効率となる。

上述したように、本発明はモードの通信方式において、それぞれのモードによってコントロール方式を変えることなく、同一の方式を用いてパワーコントロールを行うことが可能である。パワーコントロールに必要なソフトウエアーは従来のものと同様なもので動作可能なので、開発時間の短縮につながる。また、パワーアンプの電源電圧を落としてパワーコントロールを行う方式であるため、パワーアンプの中低出力時の効率を高く保つことが可能である。しかも、Ｖｒａｍｐに対する出力電力の校正を行うことにより出力電力のモニター機能を有する素子が必要なくなり、パワーアンプとアンテナ間の損失を最小限に抑えることができる。

本発明の実施形態例である電力制御装置の全体ブロック回路構成を示す回路図である。 図１に示した電力制御装置のパワーアンプの入力−出力特性を示す図である。 図１に示した電力制御装置のパワーアンプの負荷特性を示す図である。 図１に示した電力制御装置のパワーアンプの入力信号モードに対する特性を示す図である。 本発明の実施形態例である電圧可変回路にアッテネーター回路を用いた全体ブロック回路構成を示す回路図である。 本発明の実施形態例である電圧可変回路にＶＧＡ回路を用いた全体ブロック回路構成を示す回路図である。 本発明の実施形態例であるドレインレギュレーションにＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いた全体ブロック回路構成を示す回路図である。 本発明の実施形態例である電圧可変回路にＦＥＴを用いた回路図である。 図８に示すＦＥＴの電気的減衰特性を示す特性図である。 本発明の実施形態例である関数発生回路の回路構成を示す回路図である。 本発明の実施形態例である電力制御装置の全体ブロック回路構成を示す回路図である。 本発明の実施形態例である電力制御装置を用いた無線通信装置のブロック構成図である。 従来例のリニアアンプの電力制御装置の構成図である。 従来例のポーラーループの電力制御装置の構成図である。 従来例のＧＳＭ用電力制御装置の構成図である。

符号の説明

１０，３０，５０，７０，９０，１３０，１５０，１７０…電力制御装置、１１,３１,５１,７１，９１，１３３，１６３，１７３…パワーアンプ（ＰＡ）、１２，３２，５２，９２…電圧可変回路、１３，１４，３３，３４，５３，５４，７３，７４，９３，９４…関数発生回路、３５，５５，１７６…ＰＭＯＳトランジスタ、７５…ＤＣ−ＤＣコンバータ回路、１１１…アンテナ、１１２…アンテナ共用部、１１３…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、１１４，１２０…周波数変換部、１１５…ＩＦアンプ、１１６…復調部、１１７…ベースバンド処理部、１１８…変調部、１１９…バッファアンプ、１２１…電力増幅部、１３１…トランシーバー、１３２…ドライバーアンプ、１３４，１６４…カプラー、１５２，１６５…包絡線検波器、１５３…演算処理器（減算器）、１５４…増幅器（アンプ）、１６０，１６１…発振器、１５６，１５８…リミッタ、１５７…位相検波器、１５９，１６２…ミキサー。

Claims (23)

1. 入力信号が供給されて第１の制御信号に応じて該入力信号のレベルを制御する信号レベル可変回路と、
   電力制御信号と前記入力信号に応じた切り換え信号が供給され、前記入力信号のレベルを制御するための前記第１の制御信号を出力する第１の関数発生回路と、
   前記電力制御信号が供給され該電力制御信号に応じた電圧を発生する第２の関数発生回路と、
   前記第２の関数発生回路から前記電力制御信号に応じた電源電圧が供給され、前記信号レベル可変回路から入力された信号を増幅する増幅器と
   を有する電力制御装置。
2. 前記信号レベル可変回路は可変アッテネーターを有する
   請求項１記載の電力制御装置。
3. 前記信号レベル可変回路は可変利得増幅器を有する
   請求項１記載の電力制御装置。
4. 入力信号が供給されて第１の制御信号に応じて該入力信号のレベルを制御する信号レベル可変回路と、
   電力制御信号と前記入力信号の切り換え信号が供給され、該切り換え信号に応じて前記信号レベル可変回路に前記第１の制御信号を供給し、前記入力信号に応じて前記入力信号のレベルを制御する第１の関数発生回路と、
   前記電力制御信号が供給され該電力制御信号に応じた第２の制御信号を出力する第２の関数発生回路と、
   前記第２の関数発生回路から前記第２の制御信号が供給され、該第２の制御信号に応じた電源電圧を出力する電圧発生回路と、
   前記電圧発生回路から前記第２の制御信号に応じた電源電圧が供給されて前記信号レベル可変回路から入力された信号を増幅する増幅器と
   を有する電力制御装置。
5. 前記信号レベル可変回路は可変アッテネーターを有する
   請求項４記載の電力制御装置。
6. 前記信号レベル可変回路は可変利得増幅器を有する
   請求項４記載の電力制御装置。
7. 前記電圧発生回路は、前記増幅器と基準電圧間に接続されて、前記第２の関数発生回路からの第２の制御信号により前記電源電圧を出力する電界効果トランジスタを有する
   請求項４記載の電力制御装置。
8. 入力信号の信号レベルを可変する電力可変回路と、
   前記電力可変回路からの出力を増幅するパワーアンプと、
   前記電力可変回路に入力端子が接続され、前記パワーアンプの電源端子に電力制御電圧が電源端子を介して接続された第１の関数発生回路と、
   前記電力制御電圧が供給され、一つ以上のモード切換端子を有し該モードに応じて電力可変制御信号を前記電力可変回路に供給する第２の関数発生回路とを有し、
   前記モード切換端子によって多モードの通信に対応し、前記電力制御電圧によってパワーコントロールするようにした電力制御装置。
9. 前記電力化変回路はアッテネーターを有する
   請求項８記載の電力制御装置。
10. 前記電力可変回路は電圧可変アンプを有する
    請求項８記載の電力制御装置。
11. 前記電力制御装置はさらに、前記パワーアンプと基準電源間に接続され、前記第２の関数発生回路からの制御信号により前記パワーアンプに供給する電圧を出力する電界効果トランジスタタを有する
    請求項８記載の電力制御装置。
12. 前記パワーコントロールのために前記パワーアンプに供給する電圧はＤＣ−ＤＣコンバータを用いて発生するようにした
    請求項８記載の電力制御装置。
13. 前記電圧可変アンプと前記パワーアンプは１チップに形成された
    請求項１０記載の電力制御装置。
14. 前記第２の関数発生回路は前記モード切換端子を持たず前記電力制御電圧のみで２モード以上の動作を行うようにした
    請求項８記載の電力制御装置。
15. 前記パワーアンプはＨＥＭＴを用いた
    請求項８記載の電力制御装置。
16. 無線信号を周波数変換し、復調してベースバンド処理する受信回路と、ベースバンド処理された信号を変調し周波数変換し電力増幅する送信回路を有する無線通信装置であって、
    前記電力増幅する電力制御装置は、
    入力信号の信号レベルを可変する電力可変回路と、
    前記電力可変回路からの出力を増幅するパワーアンプと、
    前記電力可変回路に入力端子が接続され、前記パワーアンプの電源端子に電力制御電圧が電源端子を介して接続された第１の関数発生回路と、
    前記電力制御電圧が供給され、一つ以上のモード切換端子を有し該モードに応じて電力可変制御信号を前記電力可変回路に供給する第２の関数発生回路とを有し、
    前記モード切換端子によって多モードの通信に対応し、前記電力制御電圧によってパワーコントロールするようにした無線通信装置。
17. 前記電力化変回路はアッテネーターを有する
    請求項１６記載の無線通信装置。
18. 前記電力可変回路は電圧可変アンプにより形成した
    請求項１６記載の無線通信装置。
19. 前記無線装置は、前記パワーコントロールのために、さらに前記パワーアンプと基準電位間に接続され、前記第２の関数発生回路により前記パワーアンプに電圧を供給する電界効果トランジスタを有する
    請求項１６記載の無線通信装置。
20. 前記パワーコントロールのために前記パワーアンプに供給する電圧はＤＣ−ＤＣコンバータを用いて発生する
    請求項１６記載の無線通信装置。
21. 前記電圧可変アンプと前記パワーアンプは１チップに形成された
    請求項１８記載の無線通信装置。
22. 前記第２の関数発生回路は前記モード切換端子を持たず前記電力制御電圧のみで２モード以上の動作を行うようにした
    請求項１６記載の無線通信装置。
23. 前記パワーアンプはＨＥＭＴを用いた
    請求項１６記載の無線通信装置。

Images