KR101766628B1 - 전치 보상기를 갖는 송신기 - Google Patents

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Abstract

전력 증폭기 회로는 증폭기 MOSFET 및 전치 보상기 MOSFET을 포함한다. 전치 보상기 MOSFET 소스 및 드레인은 함께 연결되며, 전치 보상기 MOSFET은 증폭기 MOSFET의 게이트와 제2 바이어스 전압 신호 사이에 연결된다. 전치 보상기 MOSFET의 이러한 바이어싱은 그것으로 하여금 증폭기 MOSFET의 게이트에서 비선형 커패시턴스를 제공하도록 한다. 증폭기 MOSFET과 전치 보상기 MOSFET의 결합된 비선형 커패시턴스는 증폭기 MOSFET에 의해 단독으로 기여되는 왜곡 또는 비선형성의 상쇄를 촉진하는 전치 보상을 제공한다.

Description

전치 보상기를 갖는 송신기{TRANSMITTER WITH PREDISTORTER}
(셀룰러 전화로도 불리는) 모바일 무선 전화 핸드셋 및 다른 휴대용 라디오 트랜스시버에 포함되는 것들과 같은 라디오 주파수(RF) 송신기들은 일반적으로 전력 증폭기를 포함한다. 전력 증폭기는 전형적으로 송신기 회로의 최종 스테이지이다. 송신기들의 일부 종류들에서, 선형 전력 증폭을 달성하는 것은 매우 중요하다. 그러나, 다양한 요소들이 선형 동작을 방해할 수 있다. 예컨대, 전력 증폭기가 업컨버전 믹서의 출력을 수신하는, 모바일 무선 전화 핸드셋들의 일부 종류들에 일반적으로 포함되는 종류의 송신기에서, 그러한 믹서가 전형적으로 출력하는 비교적 큰 신호는 전력 증폭기가 비선형 동작을 하도록 할 수 있다. 전력 증폭기 전류를 증가시키는 것은 그러한 송신기에서의 선형 동작을 촉진하기 위한 한 기법이지만, 그것은 모든 경우들에서 통하지는 않는다.
도 1 내지 2에 예시된 것과 같이, 모바일 무선 전화 핸드셋들의 일부 종류들에 일반적으로 포함되는 종류의 송신기에서, 전력 증폭기(10)는 전형적으로 몇 개의 증폭기 구동기 스테이지들 또는 섹션들(12, 14, 16 등)을 포함하는데, 증폭기 구동기 스테이지(14)와 같은 이들 중 적어도 하나는 라디오 주파수(RF) 입력 전압 신호(20)(V_IN)에 응답하여 RF 전류 신호(18)(I-OUT)를 출력하는 트랜스컨덕턴스(transconductance)(Gm) 증폭기를 포함한다. 전력 증폭기(10)의 이득은 RF 초크(24)를 통해 제공되는 바이어스 전압 신호(22)(V_BIAS)를 제어함으로써 제어될 수 있다. (명료함을 위해 도 1 내지 2에 도시되지 않았지만, 모바일 무선 전화 핸드셋 내의 회로는 송신기 출력 전력의 조절을 요구하는 다양한 동작 조건들에 응답하여 바이어스 전압 신호(22)를 생성한다.) 도 2에 예시된 것과 같이, 트랜스컨덕턴스 증폭기 트랜지스터(26)는 전형적으로 공통-소스 구성(common-source configuration)으로 회로 내에 배열된 MOSFET(metal oxide semiconductor field-effect transistor)이다. RF 입력 전압 신호(20)는 커플링 커패시터(28)를 통해 트랜지스터(26)의 게이트에 결합된다. 명료함을 위해, 트랜지스터(26)에 결합된 전류 소스 회로는 도시되지 않지만, 생략("...") 기호로 표시된다. 비교적 큰 신호에 의해 구동될 때, 그러한 MOSFET은 이동도 저하(mobility degradation), 속도 포화(velocity saturation), 및 입력 커패시턴스의 비선형성과 같은 트랜지스터 효과들의 결과로서 비선형 전류 신호(18)를 생성한다. 잡음 성능 요구 사항들을 만족시키고, 어느 정도까지 선형 동작을 촉진하기 위해 트랜스컨덕턴스 증폭기들을 증가된 전류 레벨에서 동작하도록 설계한다고 알려져 있다. 그러나, 전류만을 증가시키는 것은 일반적으로 선형 출력 전류 신호(18)를 만들기에 충분한 오버드라이브 전압을 게이트-소스 정션에서 제공할 수 없다. 선형성을 더 촉진하기 위해 디제너레이션(degeneration)으로 알려진 기법이 위에서 설명한 증가된 전류 기법과 결합될 수 있으나, 디제너레이션은 증폭기 이득 제어로서의 바이어스 전압 신호(22)의 사용을 방해한다. 또한, 모바일 무선 전화 핸드셋 전력 증폭기에서 전류를 증가시키는 것은 배터리를 더 빨리 방전시키는 경향이 있다.
과도한 전류를 소모하거나, 증폭기 잡음 성능을 저하시키거나, 또는 바이어스 전압 이득 제어 가능성을 희생시키지 않는 방식으로 트랜스컨덕턴스 선형성을 촉진하는 것이 바람직할 것이다.
본 발명의 실시예들은 증폭기 MOSFET 및 전치 보상기(predistorter) MOSFET을 포함하는 전력 증폭기 회로에 관한 것이다. 증폭기 MOSFET은 제1 바이어스 전압에 결합되고, 선형 커플링 커패시턴스를 통해 입력 전압 신호에 결합되는 게이트 단자를 갖는다. (본원에 사용된 용어 "결합된"은 0개 이상의 중간 요소들을 통해 연결되었다는 것을 의미한다.) 증폭기 출력 전류 신호를 제공하는 증폭기 MOSFET 소스 및 드레인 단자들은 접지 또는 공급 전압과 같은 기준 전압, 및 전류 소스 또는 싱크에 결합된다. 전치 보상기 MOSFET은 증폭기 MOSFET의 게이트 단자와 제2 바이어스 전압 신호 사이에 결합된다. 전치 보상기 MOSFET의 소스 및 드레인 단자들은, 전치 보상기 MOSFET이 증폭기 MOSFET의 게이트 단자에서 비선형 커패시턴스를 제공하도록 함께 연결된다.
증폭기 MOSFET의 게이트-소스 전압은, 입력 선형 커플링 커패시턴스와, 증폭기 MOSFET과 전치 보상기 MOSFET의 결합된 비선형 커패시턴스 사이에서 용량성으로 나누어진 입력 전압 신호이다. 결과로서, 증폭기 MOSFET의 게이트-소스 전압은 비선형이거나 전치 보상된다. 이러한 전치 보상은 증폭기 MOSFET에 의해 기여되는 왜곡 또는 비선형성의 상쇄를 촉진한다.
본 발명의 다른 시스템들, 방법들, 특징들, 및 이점들은 아래의 도면들 및 상세한 설명을 검토함으로써 본 기술분야의 당업자에게 명백하거나 명백해질 것이다.
본 발명은 아래의 도면들을 참조하여 더 잘 이해될 수 있다. 도면들 내의 요소들은 반드시 비율에 맞지 않으며, 그 대신 본 발명의 원리들을 명백히 예시하는 것이 강조된다. 더욱이, 도면들에서, 상이한 도면들에 걸쳐 유사한 참조 번호들은 대응하는 부분들을 지시한다.
도 1은 적어도 하나의 트랜스컨덕턴스 스테이지를 갖는 알려진 전력 증폭기 시스템의 블록도이다.
도 2는 도 1의 전력 증폭기 시스템의 트랜스컨덕턴스 스테이지의 일부의 개략적인 도이다.
도 3은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 전력 증폭기 시스템의 트랜스컨덕턴스 스테이지의 일부의 개략적인 도이다.
도 4는 본 발명의 다른 예시적인 실시예에 따른 전력 증폭기 시스템의 트랜스컨덕턴스 스테이지의 일부의 개략적인 도이다.
도 5는 본 발명의 또다른 예시적인 실시예에 따른 전력 증폭기 시스템의 트랜스컨덕턴스 스테이지의 일부의 개략적인 도이다.
도 6은 본 발명의 또다른 예시적인 실시예에 따른 전력 증폭기 시스템의 트랜스컨덕턴스 스테이지의 일부의 개략적인 도이다.
도 7은 트랜스컨덕턴스 증폭기 선형성의 개선을 도시하는 그래프이다.
도 8은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 전력 증폭기 시스템을 갖는 모바일 무선 전화 핸드셋의 블록도이다.
도 9는 도 7의 모바일 무선 전화 핸드셋의 송신기 부분의 블록도이다.
도 3에 예시된 것과 같이, 예컨대 모바일 무선 전화 핸드셋의 일부 종류들에 일반적으로 포함되는 종류의 RF 전력 증폭기의 트랜스컨덕턴스(gm) 스테이지 내에 포함될 수 있는 증폭기 회로(30)는, RF 입력 전압 신호(34)(V_IN)에 응답하여 RF 전류 신호(32)(I_OUT)를 출력한다. 증폭기 회로(30)는 증폭기 MOSFET(36) 및 전치 보상기 MOSFET(38)을 포함한다. 도 3에 도시된 실시예에서, 증폭기 MOSFET(36)은 n 채널(NMOS) 디바이스이며, 전치 보상기 MOSFET(38)은 p 채널(PMOS) 디바이스이다.
증폭기 MOSFET(36)의 게이트 단자는 RF 초크(choke)(42)를 통해 제1 바이어스 전압 신호(40)(V_BIAS)에 결합된다. 증폭기 MOSFET(36)의 게이트 단자는 또한 선형 커플링 커패시턴스(44)를 통해 입력 전압 신호(34)에 결합된다. 증폭기 MOSFET(36)의 소스 단자는 접지에 연결된다. 증폭기 MOSFET(36)의 드레인 단자는, 명료함을 위해 도시되지 않았지만 생략("...") 기호로 표시된 전류 소스 회로에 연결된다.
전치 보상기 MOSFET(38)의 소스 및 드레인 단자들은 함께 결합되어, 그로 인해 (비선형) 커패시턴스를 효과적으로 정의한다. 전치 보상기 MOSFET(38)의 게이트 단자가 증폭기 MOSFET(36)의 게이트 단자에 연결되고, 전치 보상기 MOSFET(38)의 소스 및 드레인 단자들이 제2 바이어스 전압 신호(46)에 연결되도록, 전치 보상기 MOSFET(38)은 증폭기 MOSFET(36)의 게이트 단자와 제2 바이어스 전압 신호(46)(V_BIAS_PMOS) 사이에 연결된다. 전치 보상기 MOSFET(38)의 이러한 바이어싱은 그것으로 하여금 증폭기 MOSFET(36)의 게이트 단자에서 비선형 커패시턴스를 제공하도록 한다.
전치 보상기 MOSFET(38)의 비선형 커패시턴스와 증폭기 MOSFET(36)의 비선형 커패시턴스의 조합이 증폭기 MOSFET(36)의 입력 커패시턴스가 단독으로 거동하는 방식과 반대로 거동하는 커패시턴스를 정의하도록 하는 제2 바이어스 전압 신호(46) 및 전치 보상기 MOSFET(38)의 크기가 선택된다. 그러나, 전치 보상기(38)의 비선형 커패시턴스는 증폭기 MOSFET(36)의 비선형 커패시턴스를 단순히 상쇄하지 않는다는 것을 유념하라. 그보다는, 증폭기 MOSFET(36)의 게이트-소스 전압은 선형 커플링 커패시턴스(44)와 전치 보상기 MOSFET(38)과 증폭기 MOSFET(36)의 결합된 비선형 커패시턴스 사이에서 용량성으로 나누어진 입력 전압 신호(34)이다. 결과로서, 증폭기 MOSFET(36)의 게이트-소스 전압은 비선형이거나 전치 보상된다. 전치 보상은 증폭기 MOSFET(36)의 왜곡 또는 비선형을 상쇄한다. 이 효과는 아래의 수학식들을 참조하여 더 잘 이해될 수 있다.
도 2에 도시된 증폭기 구동기 스테이지(14)와 같은 종래의 트랜스컨덕턴스 증폭기 회로들에서,
Figure 112017025241321-pat00001
여기서 V_GS26은 증폭기 MOSFET(26)의 게이트-소스 전압이고, C28은 커플링 커패시터(28)의 커패시턴스이고, C26GG는 증폭기 MOSFET(26)의 게이트 단자에서의 커패시턴스이다.
Figure 112017025241321-pat00002
여기서 Gm26은 증폭기 MOSFET(26)의 트랜스컨덕턴스이며,
Figure 112017025241321-pat00003
여기서 Gmeff는 증폭기 구동기 스테이지(14)의 유효 트랜스컨덕턴스이다.
수학식 3으로부터, 비선형 트랜스컨덕턴스와 비선형 용량 나눗셈의 곱은 (비선형성들은 서로 연관되지 않음) 결합된 비선형 유효 트랜스컨덕턴스(Gmeff)를 야기한다는 것을 알 수 있다.
반면에, 도 3을 참조하여 위에 설명된 예시적인 트랜스컨덕턴스 증폭기 회로(30)에서,
Figure 112017025241321-pat00004
여기서 Gm36은 증폭기 MOSFET(36)의 트랜스컨덕턴스이고, V_GS36은 증폭기 MOSFET(36)의 게이트-소스 전압이고, C44는 커플링 커패시터(44)의 선형 커패시턴스이고, C36GG는 증폭기 MOSFET(36)의 게이트 단자에서의 비선형 커패시턴스이고, C38GG는 전치 보상기 MOSFET(38)의 게이트 단자에서의 비선형 커패시턴스이다.
Figure 112017025241321-pat00005
여기서 Gmeff는 증폭기 회로(30)의 유효 트랜스컨덕턴스이다.
수학식 5로부터, 비선형 트랜스컨덕턴스와 비선형 용량 나눗셈의 곱은 (비선형성들이 서로를 상쇄하도록 조정됨) 선형 유효 트랜스컨덕턴스(Gmeff)를 야기한다는 것을 알 수 있다. 전치 보상기 MOSFET(38)의 비선형 커패시턴스는 전치 보상기 MOSFET(38)의 크기 및 제2 바이어스 전압(46)의 값을 선택함으로써 조절될 수 있다. 전치 보상기 MOSFET(38)의 총 비선형 커패시턴스 및 증폭기 MOSFET(36)의 총 비선형 커패시턴스는 서로 유사해야 한다(즉, 유사한 비선형 특성을 가져야 한다). 증폭기 회로(30)의 비선형 동작의 가장 큰 감소를 야기하고, 전치 보상기 MOSFET(38)의 총 비선형 커패시턴스와 증폭기 MOSFET(36)의 총 비선형 커패시턴스가 서로 유사하도록 하는 전치 보상기 MOSFET(38)의 크기 및 제2 바이어스 전압(46)의 값의 조합은 실험적으로 또는 임의의 다른 적합한 수단들에 의해 결정될 수 있다. 실험적 평가들은, 통상적으로 입수 가능한 시뮬레이터 소프트웨어를 사용한 회로 시뮬레이션, 즉, 적합한 워크스테이션 컴퓨터(도시되지 않음) 상에서 소프트웨어 수단들을 통해 회로를 모델링하는 것을 통해 행해질 수 있다. 시뮬레이션에서, 제2 바이어스 전압(46), 및 전치 보상기 MOSFET(38)의 길이 및 폭은 서로에 대해 여러 범위의 값들을 취할 수 있으며, 그에 응답하여 증폭기 회로(30)가 얼마나 선형으로 또는 비선형으로 거동할지가 관측되고, 최선의 값들이 주목될 수 있다. 그러한 수단들을 통해, 본 발명과 연관되는 기술분야의 당업자들은 전치 보상기 MOSFET(38)의 크기 및 제2 바이어스 전압(46) 중 하나 또는 양쪽 모두에 대한 적합한 값들을 빠르고 쉽게 결정할 수 있다. 예로서, 증폭기 MOSFET(36)는 폭이 4.80 마이크로미터이고 길이가 0.24 마이크로미터일 수 있고, 전치 보상기 MOSFET(38)은 폭이 6.72 마이크로미터이고 길이가 0.24 마이크로미터일 수 있고, 제2 바이어스 전압(46)은 650 밀리볼트일 수 있다. 제1 바이어스 전압(40)은, 예컨대 1.1 볼트일 수 있다.
대안적인 증폭기 회로(48)가 도 4에 예시된다. 예컨대, 모바일 무선 전화 핸드셋의 일부 종류들에 일반적으로 포함되는 종류의 RF 전력 증폭기의 트랜스컨덕턴스(gm) 스테이지에 포함될 수 있는 증폭기 회로(48)는, RF 입력 전압 신호(52)(V_IN)에 응답하여 RF 전류 신호(50)(I_OUT)를 출력한다. 증폭기 회로(48)는 증폭기 MOSFET(54) 및 전치 보상기 MOSFET(56)을 포함한다. 도 4에 도시된 실시예에서, 증폭기 MOSFET(54)은 p 채널(PMOS) 디바이스이고, 전치 보상기 MOSFET(56)은 n 채널(NMOS) 디바이스이다.
증폭기 MOSFET(54)의 게이트 단자는 RF 초크(60)를 통해 제1 바이어스 전압 신호(58)(V_BIAS)에 결합된다. 증폭기 MOSFET(54)의 게이트 단자 또한 선형 커플링 커패시턴스(62)를 통해 입력 전압 신호(52)에 결합된다. 증폭기 MOSFET(54)의 소스 단자는 공급 전압(VCC)에 연결된다. 증폭기 MOSFET(54)의 드레인 단자는, 명료함을 위해 도시되지 않았지만 생략("...") 기호로 표시된 전류 싱크 회로에 연결된다.
전치 보상기 MOSFET(56)의 소스 및 드레인 단자들은 함께 결합되어, 그로 인해 (비선형) 커패시턴스를 효과적으로 정의한다. 전치 보상기 MOSFET(56)의 게이트 단자가 증폭기 MOSFET(54)의 게이트 단자에 연결되고, 전치 보상기 MOSFET(56)의 소스 및 드레인 단자들이 제2 바이어스 전압 신호(64)(V_BIAS_NMOS)에 연결되도록, 전치 보상기 MOSFET(56)은 증폭기 MOSFET(54)의 게이트 단자와 제2 바이어스 전압 신호(64) 사이에 연결된다. 전치 보상기 MOSFET(56)의 이러한 바이어싱은 그것으로 하여금 증폭기 MOSFET(54)의 게이트 단자에서 비선형 커패시턴스를 제공하도록 한다.
전치 보상기 MOSFET(56)의 비선형 커패시턴스와 증폭기 MOSFET(54)의 비선형 커패시턴스의 조합이 증폭기 MOSFET(54)의 입력 커패시턴스가 단독으로 거동하는 방식과 반대로 거동하는 커패시턴스를 정의하도록 하는 제2 바이어스 전압 신호(64) 및 전치 보상기 MOSFET(56)의 크기가 선택된다. 전치 보상은 증폭기 MOSFET(54)의 왜곡 또는 비선형성을 상쇄한다.
다른 대안적인 증폭기 회로(66)가 도 5에 예시된다. 예컨대, 모바일 무선 전화 핸드셋의 일부 종류들에 일반적으로 포함되는 종류의 RF 전력 증폭기의 트랜스컨덕턴스(gm) 스테이지에 포함될 수 있는 증폭기 회로(66)는, RF 입력 전압 신호(70)(V_IN)에 응답하여 RF 전류 신호(68)(I_OUT)를 출력한다. 증폭기 회로(66)는 증폭기 MOSFET(72) 및 전치 보상기 MOSFET(74)을 포함한다. 도 5에 도시된 실시예에서, 증폭기 MOSFET(72)은 n 채널(NMOS) 디바이스이고, 전치 보상기 MOSFET(74)은 n 채널(NMOS) 디바이스이다.
증폭기 MOSFET(72)의 게이트 단자는 RF 초크(78)를 통해 제1 바이어스 전압 신호(76)(V_BIAS)에 결합된다. 증폭기 MOSFET(72)의 게이트 단자 또한 선형 커플링 커패시턴스(80)를 통해 입력 전압 신호(70)에 결합된다. 증폭기 MOSFET(72)의 소스 단자는 접지에 연결된다. 증폭기 MOSFET(72)의 드레인 단자는, 명료함을 위해 도시되지 않았지만 생략("...") 기호로 표시된 전류 소스 회로에 연결된다.
전치 보상기 MOSFET(74)의 소스 및 드레인 단자들은 함께 결합되어, 그로 인해 (비선형) 커패시턴스를 효과적으로 정의한다. 전치 보상기 MOSFET(74)의 게이트 단자가 제2 바이어스 전압 신호(82)(V_BIAS_NMOS)에 연결되고, 전치 보상기 MOSFET(74)의 소스 및 드레인 단자들이 증폭기 MOSFET(72)의 게이트 단자에 연결되도록, 전치 보상기 MOSFET(74)은 증폭기 MOSFET(72)의 게이트 단자와 제2 바이어스 전압 신호(82) 사이에 연결된다. 전치 보상기 MOSFET(74)의 이러한 바이어싱은 그것으로 하여금 증폭기 MOSFET(72)의 게이트 단자에서 비선형 커패시턴스를 제공하도록 한다.
전치 보상기 MOSFET(74)의 비선형 커패시턴스와 증폭기 MOSFET(72)의 비선형 커패시턴스의 조합이 증폭기 MOSFET(72)의 입력 커패시턴스가 단독으로 거동하는 방식과 반대로 거동하는 커패시턴스를 정의하도록 하는 제2 바이어스 전압 신호(82) 및 전치 보상기 MOSFET(74)의 크기가 선택된다. 전치 보상은 증폭기 MOSFET(72)의 왜곡 또는 비선형성을 상쇄한다.
도 5에 도시된 실시예에 하기 수학식들이 적용된다.
Figure 112017025241321-pat00006
여기서 Gm36은 증폭기 MOSFET(36)의 트랜스컨덕턴스이고, V_GS36은 증폭기 MOSFET(36)의 게이트-소스 전압이고, C44는 커플링 커패시터(44)의 선형 커패시턴스이고, C72GG는 증폭기 MOSFET(72)의 게이트 단자에서의 비선형 커패시턴스이고, C74DD는 전치 보상기 MOSFET(36)의 드레인 단자에서의 비선형 커패시턴스이고, C74SS는 전치 보상기 MOSFET(38)의 소스 단자에서의 비선형 커패시턴스이며,
Figure 112017025241321-pat00007
여기서 Gmeff는 증폭기 회로(66)의 유효 트랜스컨덕턴스이다.
수학식 7로부터, 비선형 트랜스컨덕턴스와 비선형 용량 나눗셈의 곱은 (비선형성들은 서로를 상쇄하도록 조정됨) 선형 유효 트랜스컨덕턴스(Gmeff)를 야기한다는 것을 알 수 있다. 전치 보상기 MOSFET(74)의 비선형 커패시턴스는 전치 보상기 MOSFET(74)의 크기 및/또는 제2 바이어스 전압(82)의 값을 선택함으로써 조절될 수 있다.
또 다른 대안적인 증폭기 회로(84)가 도 6에 예시된다. 예컨대, 모바일 무선 전화 핸드셋의 일부 종류들에 일반적으로 포함되는 종류의 RF 전력 증폭기의 트랜스컨덕턴스(gm) 스테이지에 포함될 수 있는 증폭기 회로(84)는, RF 입력 전압 신호(88)(V_IN)에 응답하여 RF 전류 신호(86)(I_OUT)를 출력한다. 증폭기 회로(84)는 증폭기 MOSFET(90) 및 전치 보상기 MOSFET(92)을 포함한다. 도 6에 도시된 실시예에서, 증폭기 MOSFET(90)은 p 채널(PMOS) 디바이스이고, 전치 보상기 MOSFET(92)은 p 채널(PMOS) 디바이스이다.
증폭기 MOSFET(90)의 게이트 단자는 RF 초크(96)를 통해 제1 바이어스 전압 신호(94)(V_BIAS)에 결합된다. 증폭기 MOSFET(90)의 게이트 단자 또한 선형 커플링 커패시턴스(98)를 통해 입력 전압 신호(88)에 결합된다. 증폭기 MOSFET(90)의 소스 단자는 공급 전압(VCC)에 연결된다. 증폭기 MOSFET(90)의 드레인 단자는, 명료함을 위해 도시되지 않았지만 생략("...") 기호로 표시된 전류 드레인 회로에 연결된다.
전치 보상기 MOSFET(92)의 소스 및 드레인 단자들은 함께 결합되어, 그로 인해 (비선형) 커패시턴스를 효과적으로 정의한다. 전치 보상기 MOSFET(92)의 게이트 단자가 제2 바이어스 전압 신호(100)(V_BIAS_PMOS)에 연결되고, 전치 보상기 MOSFET(92)의 소스 및 드레인 단자들이 증폭기 MOSFET(90)의 게이트 단자에 연결되도록, 전치 보상기 MOSFET(92)은 증폭기 MOSFET(90)의 게이트 단자와 제2 바이어스 전압 신호(100) 사이에 연결된다. 전치 보상기 MOSFET(92)의 이러한 바이어싱은 그것으로 하여금 증폭기 MOSFET(90)의 게이트 단자에서 비선형 커패시턴스를 제공하도록 한다.
전치 보상기 MOSFET(92)의 비선형 커패시턴스와 증폭기 MOSFET(90)의 비선형 커패시턴스의 조합이 증폭기 MOSFET(90)의 입력 커패시턴스가 단독으로 거동하는 방식과 반대로 거동하는 커패시턴스를 정의하도록 하는 제2 바이어스 전압 신호(100) 및 전치 보상기 MOSFET(92)의 크기가 선택된다. 전치 보상은 증폭기 MOSFET(90)의 왜곡 또는 비선형성을 상쇄한다.
위에서 설명한 종류의 트랜스컨덕턴스 증폭기의 개선된 선형성이 도 7에 예시된다. 일반적으로 도 2에 도시된 종류의 종래의 증폭기 회로의 특성인 트랜스컨덕턴스(Gm)(99)는 비선형인데 반해, 일반적으로 위에서 설명한 예시적인 RF 전력 증폭기 회로들(30, 48, 66 및 84), 또는 본 발명과 연관되는 다른 그러한 증폭기 회로들의 특성인 유효 트랜스컨덕턴스(Gmeff)(101)는 더 선형이다.
도 8 및 9에 예시된 것과 같이, 위에서 설명한 예시적인 전력 증폭기 회로들(30, 48, 66 및 84), 또는 본 발명과 연관되는 다른 그러한 증폭기 회로들의 어느 것이든 셀룰러 전화 핸드셋과 같은 모바일 무선 통신 디바이스(102)에 포함될 수 있다. 디바이스(102)는 RF 서브시스템(104), 안테나(106), 기저대역 서브시스템(108), 및 사용자 인터페이스 섹션(110)을 포함한다. RF 서브시스템(104)은 송신기 부분(112) 및 수신기 부분(114)을 포함한다. 송신기 부분(112)의 출력 및 수신기 부분(114)의 입력은, 송신기 부분(112)에 의해 생성된 송신된 RF 신호 및 수신기 부분(114)에 제공되는 수신된 RF 신호 양쪽 모두의 동시 통과를 허용하는 프론트-엔드 모듈(116)을 통해 안테나(106)에 결합된다. 송신기 부분(112)의 부분들이 없다면, 위에 나열된 요소들은 그러한 모바일 무선 통신 디바이스들에 종래에 포함되는 종류들일 수 있다. 종래의 요소들로서, 그것들은 본 발명과 연관되는 기술분야의 당업자들에 의해 잘 이해되며, 따라서 본원에 더 상세히 설명되지 않는다. 그러나, 그러한 모바일 무선 통신 디바이스들의 종래의 송신기 부분들과 다르게, 송신기 부분(112)은 위에서 설명한 예시적인 RF 전력 증폭기 회로들(30, 48, 66 및 84)(도 7-8에서는 도시되지 않음), 또는 본 발명과 연관되는 다른 그러한 증폭기 회로들을 갖는 하나 이상의 트랜스컨덕턴스 스테이지들을 갖는 전력 증폭기 시스템(118)을 포함한다. 본 발명은 모바일 무선 통신 디바이스와 연관되는 예시적인 실시예의 상황에서 설명되었으나, 본 발명은 대안적으로 RF 송신기들을 포함하는 다른 디바이스들로 구현될 수 있다는 것을 유념해야 한다.
도 9에 예시된 것과 같이, 송신기 부분(112)에서 전력 증폭기 시스템(118)은 업컨버터(120)의 출력을 수신하고, 업컨버터는 차례로 변조기(122)의 출력을 수신한다. 전력 증폭기 시스템(118)의 이득은 하나 이상의 전력 제어 신호들(124)을 조절함으로써 제어될 수 있다. 본 기술분야에서 잘 이해되는 바와 같이, 전력 제어 회로(126)는 다양한 동작 조건들에 응답하여 종래의 방식으로 전력 제어 신호들(124)을 생성할 수 있다. 전력 증폭기 시스템(118) 내의 바이어스 전압 생성기 회로(명확함을 위해 도시되지 않음)는 전력 제어 신호들(124)에 응답하여 위에서 설명한 제1 및 제2 바이어스 전압 신호들을 생성할 수 있다. 위에서 설명한 것과 같이, 예시적인 증폭기 회로들(30, 48, 66 및 84) 중 임의의 회로의 이득은 그것의 제1 바이어스 전압 신호를 조절함으로써 제어될 수 있다. 이 예시적인 실시예에서 제1 및 제2 바이어스 제어 신호들은 전력 증폭기 시스템(118) 내의 회로에 의해 생성되지만, 다른 실시예들에서 모바일 무선 통신 디바이스(102)의 송신기 부분(112) 또는 임의의 다른 적합한 부분 내의 임의의 다른 회로가 제1 및 제2 바이어스 전압 신호들을 생성할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들이 설명되었으나, 본 발명의 범위 내에 있는 다른 많은 실시예들 및 구현들이 가능하다는 것이 본 기술분야의 통상적인 기술자들에게 명백할 것이다. 따라서, 본 발명은 하기 청구항들에 의해 제한되는 경우를 제외하면 제한되지 않아야 한다.

Claims (20)

  1. 송신기 모듈로서,
    수신된 신호를 변조하고 변조된 신호를 제공하도록 구성되는 변조기 회로;
    상기 변조된 신호를 수신하고 라디오 주파수(radio frequency; RF) 신호를 생성하도록 구성되는 업컨버터; 및
    상기 RF 신호를 증폭하도록 구성되는 전력 증폭기 회로 - 상기 전력 증폭기 회로는 증폭기 전계 효과 트랜지스터(field effect transistor), 입력 전압 신호를 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 게이트에 결합하도록 구성되는 선형 커패시턴스, 및 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터에 결합되는 전치 보상기(predistorter) 전계 효과 트랜지스터를 포함하고, 상기 전력 증폭기 회로는 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 게이트-소스 전압이 상기 선형 커패시턴스와, 상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터와 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 결합된 비선형 커패시턴스들 사이에서 용량성으로 나누어진 상기 입력 전압 신호에 대응하도록 배열됨 -
    를 포함하는 송신기 모듈.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터 및 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터는 모두 n-형 디바이스인, 송신기 모듈.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터 및 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터는 모두 p-형 디바이스인, 송신기 모듈.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 전력 증폭기 회로는 트랜스컨덕턴스(transconductance) 스테이지를 포함하고, 상기 트랜스컨덕턴스 스테이지는 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터를 포함하는, 송신기 모듈.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 상기 게이트에 바이어스 전압을 제공하도록 구성되는 RF 초크를 더 포함하는 송신기 모듈.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 드레인은 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 상기 게이트에 전기적으로 연결되는, 송신기 모듈.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 게이트는 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 상기 게이트에 전기적으로 연결되는, 송신기 모듈.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 소스는 상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 드레인에 전기적으로 연결되는, 송신기 모듈.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터는 상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 비선형 커패시턴스와 실질적으로 동일한(equal) 비선형 커패시턴스를 갖는, 송신기 모듈.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 상기 비선형 커패시턴스는 상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 크기 및 상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터에 제공되는 바이어스 신호의 전압 레벨의 조합에 기초하는, 송신기 모듈.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 상기 크기 및 상기 바이어스 신호의 상기 전압 레벨의 상기 조합은 상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 상기 비선형 커패시턴스가 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 상기 비선형 커패시턴스와 반대로 거동하도록 하는, 송신기 모듈.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 입력 전압 신호는 상기 RF 신호인, 송신기 모듈.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 수신된 신호는 기저대역 신호인, 송신기 모듈.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 전력 증폭기 회로에 바이어스 전압을 제공하도록 구성되는 전력 제어 회로를 더 포함하고,
    상기 바이어스 전압은 상기 전력 증폭기 회로의 이득을 제어하도록 구성되는, 송신기 모듈.
  15. 무선 디바이스로서,
    수신된 신호를 변조하고 변조된 신호를 제공하도록 구성되는 변조기 회로를 포함하는 송신기 회로; 상기 변조된 신호를 수신하고 라디오 주파수(RF) 신호를 생성하도록 구성되는 업컨버터; 및 상기 RF 신호를 증폭하고 증폭된 RF 신호를 제공하도록 구성되는 전력 증폭기 회로 - 상기 전력 증폭기 회로는 증폭기 전계 효과 트랜지스터, 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 게이트에 입력 전압 신호를 결합하도록 구성되는 선형 커패시턴스, 및 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터에 결합되는 전치 보상기(predistorter) 전계 효과 트랜지스터를 포함하고, 상기 전력 증폭기 회로는 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 게이트-소스 전압이 상기 선형 커패시턴스와, 상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터와 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 결합된 비선형 커패시턴스들 사이에서 용량성으로 나누어진 상기 입력 전압 신호에 대응하도록 배열됨 -;
    상기 변조기 회로에 의해 수신되는 상기 수신된 신호를 생성하도록 구성되는 기저대역 서브시스템; 및
    상기 송신기 회로와 통신하는 안테나 - 상기 안테나는 상기 전력 증폭기 회로에 의해 제공되는 상기 증폭된 RF 신호의 송신을 용이하게 하도록 구성됨 -
    를 포함하는 무선 디바이스.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터 및 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터는 전도성(conductivity) 종류가 동일한, 무선 디바이스.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 전력 증폭기 회로는 트랜스컨덕턴스 스테이지를 포함하고, 상기 트랜스컨덕턴스 스테이지는 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터를 포함하는, 무선 디바이스.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 송신기 회로는 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 상기 게이트에 바이어스 전압을 제공하도록 구성되는 RF 초크를 더 포함하는 무선 디바이스.
  19. 제15항에 있어서,
    상기 전치 보상기 전계 효과 트랜지스터의 게이트는 상기 증폭기 전계 효과 트랜지스터의 상기 게이트에 전기적으로 연결되는, 무선 디바이스.
  20. 제15항에 있어서,
    상기 무선 디바이스는 셀룰러 전화인, 무선 디바이스.
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