ES2268033T3 - Subida y bajada en rampa de la potencia de alta calidad en un transmisor de comunicaciones. - Google Patents
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Abstract
Un método para controlar las rampas de una señal de comunicaciones, que incluye una modulación en amplitud entre dos estados, incluyendo un estado de salida mínima de la señal de comunicaciones durante el cual no se transporta información y un estado de mayor potencia de salida en el cual se transporta información, comprendiendo el método los pasos de: - añadir una secuencia predeterminada de símbolos digitales a una secuencia de símbolos digitales de información a comunicar, para formar una secuencia aumentada de símbolos digitales, - filtrar la secuencia aumentada de símbolos digitales utilizando un filtro digital de formación de impulsos, para generar una señal envolvente que presente un perfil de rampa deseado; donde el filtrado de dicha secuencia aumentada de símbolos digitales se realiza de una manera que asegura que un espectro de la señal envolvente durante la formación de las rampas no es peor que el espectro durante la modulación que transporta información, siendo aplicados los coeficientes de respuesta de impulsos de dicho filtro digital de formación de impulsos con una tasa de muestreo múltiplo de la tasa de símbolos, proporcionando con ello muestras de la señal envolvente a dicha tasa de muestreo.
Description
Subida y bajada en rampa de la potencia de alta
calidad en un transmisor de comunicaciones.
La presente invención está relacionada con la
subida y bajada en rampa de la potencia en un transmisor de
comunicaciones.
Las señales de RF (radiofrecuencia) de alta
calidad deben subir rápidamente en rampa desde una condición de
mínima potencia de salida hasta una condición de modulación
portadora de información con una potencia de salida especificada, y
volver a bajar hasta la condición de mínima potencia de salida. Tal
capacidad de subida y bajada en rampa de la potencia, ilustrada en
la figura 1, es requerida para los transmisores en muchos sistemas
de comunicaciones de acceso múltiple por división de tiempos (TDMA).
Ejemplos de estos sistemas incluyen los especificados por los
estándares GSM y ANSI-136, y por combinaciones de
los mismos (los denominados sistemas
multi-modo).
Un requisito fundamental de estos transmisores
es que las actuaciones de subida y bajada en rampa no deben violar
los límites especificados de potencia de pico en las bandas
espectrales lejanas desde el canal de RF asignado (es decir, bandas
que serían asignadas a otros transmisores); la medición asociada se
denomina espectro transitorio en algunos sistemas, o potencia
transitoria del canal contiguo (ACP transitoria) en otros.
Las técnicas actuales de subida o bajada en
rampa de la potencia deben ser adaptadas para cada tipo de
modulación, y típicamente requieren una calibración unidad por
unidad (al menos en los transmisores típicos de GSM y transmisores
multi-modo convencionales mencionados). Aún así, el
rendimiento de la ACP transitoria está normalmente muy por debajo
del óptimo.
La solicitud de patente EP 0 895 363 divulga un
modulador digital en el cual los datos de modulación o señales
moduladas quedan impedidas para generar señales de interferencia con
circuitos cercanos por medio de un control, cuando se enciende la
fuente de alimentación o cambia el sistema. Al encender, los datos
de transmisión se modulan con los datos fijos durante un tiempo
requerido para completar la constitución establecida requerida de
un sistema.
La solicitud de patente EP 0 800 267 divulga un
aparato de transmisión, con un circuito de formación de rampas
simplificado, para efectuar una transición suave cuando se enciende
y apaga. El aparato utiliza un circuito de establecimiento de mapas
de correspondencia para establecer un mapa de correspondencia con
los datos a transmitir en coordenadas ortogonales. Los datos son
convertidos en analógicos para formar canales de datos analógicos
correspondientes a los datos ortogonales digitales. Cada canal está
provisto de medios de filtro para restringir la banda de las
señales de salida.
La presente invención es aplicable tanto a
arquitecturas convencionales (I/Q) como a arquitecturas de
modulación polar. Las arquitecturas de modulación polar, y
arquitecturas similares en las cuales se disponen caminos
independientes para la amplitud y la fase, están descritas por
ejemplo en las patentes de Estados Unidos 6.191.653, 6.194.963,
6.078.628, 5.705.959, 6.101, 224, 5.847.602, 6.043.707 y 3.900.823,
así como en la publicación de patente francesa FR 2 768 574.
La presente invención está definida en la
reivindicación independiente 1 del método y en la reivindicación
independiente 9 del aparato. En las reivindicaciones dependientes se
ofrecen modos de realización ventajosos de realización de la
invención.
La presente invención puede comprenderse mejor a
partir de la descripción siguiente, conjuntamente con los dibujos
anexos. En los dibujos:
La figura 1 es un diagrama que ilustra la subida
y bajada en rampa de la potencia, en un sistema de
comunicaciones;
la figura 2 es un diagrama que ilustra el
funcionamiento de un modulador QAM convencional, utilizando un
filtro de formación de impulsos que tiene una respuesta de impulsos
dada por p(t);
la figura 3 es un diagrama de un ejemplo de
p(t);
la figura 4 es un diagrama que ilustra el
funcionamiento de un modulador QAM que utiliza símbolos añadidos al
principio y al final con valor cero, para controlar la subida y
bajada en rampa;
la figura 5 es un diagrama de tiempos de una
señal de sincronismo utilizada con los circuitos de la figura
6;
la figura 6 es un diagrama de una parte de un
transmisor que incluye circuitos de control de subida y bajada en
rampa, de acuerdo con un ejemplo de modo de realización de la
invención;
la figura 7 es un gráfico de señal de los
resultados obtenidos utilizando el circuito de control de subida y
bajada en rampa de la figura 6;
la figura 8 es un diagrama de una función
p(t) del filtro de formación de impulsos, utilizada en el
ejemplo de la figura 7;
la figura 9 es una vista despiezada del borde de
subida de la rampa de un gráfico de señal como el de la figura
7;
la figura 10 muestra el borde de subida de la
rampa de la figura 9, cuando se observa en una escala logarítmica
(dB);
la figura 11 es similar a la figura 9, pero
muestra el borde de bajada de la rampa;
la figura 12 es un diagrama de bloques que
ilustra la aplicación de la presente técnica de rampas en una
arquitectura de modulación polar;
la figura 13 es un diagrama de una función
n(t) de un filtro de formación de impulsos, utilizada para
D-AMPS;
la figura 14 es un diagrama de una parte de un
transmisor de comunicaciones que implementa rampas para
D-AMPS;
la figura 15 es un diagrama de bloques de un
transmisor multi-modo, de acuerdo con la presente
invención; y
la figura 16 es un diagrama de tiempos que
ilustra el funcionamiento del transmisor de la figura 15.
Para casi todos los sistemas de interés, la
envolvente compleja x(t) de una modulación portadora de
información puede ser expresada por la muy conocida ecuación:
x(t) =
\sum\limits_{n} a_{n}p(t -
nT)
que es equivalente
a
x(nT +
\tau) = \sum\limits^{L}_{k=0} a_{n-k}p(kT +
\tau)
donde a_{n} es el símbolo
n-simo de valor complejo (típicamente extraído de
una constelación discreta), p(t) es la respuesta de impulsos
en el instante t de un filtro de formación de impulsos, y T es el
periodo del símbolo. El tiempo t puede ser continuo o discreto. El
funcionamiento de un modulador QAM convencional que utiliza un
filtro de formación de impulsos con una respuesta de impulsos dada
por p(t), está ilustrado en la figura 2. Debido al deseo de
mantener la eficiencia espectral, p(t) es típicamente una
función suavizada en forma de impulso, como se ilustra por ejemplo
en la figura
3.
De acuerdo con la presente invención, se explota
una observación importante, desconocida anteriormente tanto con
respecto a moduladores polares como a moduladores convencionales,
para conseguir la formación de rampas con las ventajosas
características previamente mencionadas. La observación es que al
anteponer o posponer unos pocos símbolos de valor cero a la
secuencia de longitud finita de símbolos de información
pertenecientes a una ráfaga, la envolvente compleja resultante
x(t) sube y baja en rampa naturalmente con precisión como es
requerido. Además, puede demostrarse matemáticamente que las
propiedades espectrales transitorias de x(t) durante estas
rampas no son peores que durante la modulación portadora de
información. En la figura 4 se muestra un diagrama que ilustra el
funcionamiento de un modulador QAM utilizando símbolos antepuestos y
pospuestos con valor cero, para controlar la formación de
rampas.
La figura 6 muestra una parte de un transmisor
que incluye unos circuitos de control de rampas, de acuerdo con un
ejemplo de un modo de realización de la invención. Antes de
describir los circuitos de la figura 6, será útil comprender la
relación de ciertas señales de sincronismo utilizadas en los
circuitos de la figura 6. Estas señales de sincronismo están
ilustradas en la figura 5. Una señal de reloj de muestra es dividida
por cierto número T, para obtener un reloj de símbolos. Un contador
\tau cuenta el impulso de reloj de muestra dentro de un periodo
del reloj de símbolos. En el ejemplo de la figura 5, T = 4.
Haciendo referencia ahora a la figura 6, un
filtro 601 de formación de impulsos, que tiene coeficientes de
respuesta de impulsos, p(0), p(I),...,
p((L+1)T-1), recibe desde una línea de
retardo en derivación o un registrador de desplazamiento, un grupo
de símbolos a_{n}, a_{n-1},
a_{n-2}, ..., a_{n-L}. (Para los
fines de la presente descripción, se supondrá una implementación de
un registrador de desplazamiento). Según \tau pasa cíclicamente
por 0, 1, 2, ..., T-1, los índices \tau, \tau+T,
\tau+2T,..., \tau+LT seleccionan un subconjunto de los
coeficientes de respuesta de impulsos para su aplicación dentro del
circuito en un instante en particular. Los subconjuntos de
coeficientes de respuesta de impulsos aplicados en un instante en
particular, pueden ser descritos como sigue: en \tau = 0, el
subconjunto es {0, T, 2T,..., LT}; en \tau = 1, el subconjunto es
{T+1, 2T+1,..., LT + 1}; en \tau = 2, el subconjunto es {T+2,
2T+2,..., LT + 2};, y así sucesivamente, hasta que en \tau =
T-1, el subconjunto es {T-1,
T-1+T,
T-1+2T,...,T-1+LT}. Por tanto, como
\tau pasa cíclicamente a través de 0, 1,
2,...,T-1, toda la gama de coeficientes de respuesta
de impulsos, p(0), p(I),...,
p((L+1)T-1), habrá sido aplicada.
El filtro 601 de impulsos forma una señal 603 de
salida dada por x(nT + \tau), que es modulada utilizando
un modulador I/Q o un modulador polar 605 para formar una señal 607
de RF. Anteponer y posponer símbolos con valor cero para el control
de rampas se consigue introduciendo valores en un registrador 608 de
desplazamiento, a través de un selector o interruptor 609 de
entrada, conectados a una fuente de símbolos de información 611 o
bien a una fuente 613 de valores cero. Se introduce directamente un
reloj 615 de muestra en el filtro 601 de formación de impulsos, y
se introduce también en un contador \tau 617 y en un contador 619
de división por T. El contador \tau genera una cuenta 621 que es
introducida en el filtro 601 de formación de impulsos. El contador
619 de división por T genera, a partir del reloj de muestra, un
reloj 623 de símbolos que es introducido en el registrador 608 de
desplazamiento y aplicado para sincronizar las etapas individuales
del registrador de desplazamiento.
Durante el funcionamiento, al recibir el primer
símbolo a_{0} portador de información, el estado inicial (n = 0)
del registrador de desplazamiento es a_{n-1} =
a_{n-2} = ... = a_{n-L} = 0. A
medida que se reciben símbolos adicionales, son desplazados en el
registrador de desplazamiento. Con cada tic del reloj de muestras,
el contador o índice \tau es actualizado, con módulo T; por tanto,
\tau pasa cíclicamente a través de la secuencia 0, 1, ...,
T-1, 0, 1, ..., T-1... Una vez que
ha entrado el último símbolo de información en el registrador de
desplazamiento, el selector de entrada cambia para aceptar ceros
durante los siguientes L tics del reloj de símbolos, hasta que el
estado del registrador de desplazamiento es a_{n} =...=
a_{n-L+1} = 0 y a_{n-L} =
a_{N-1,} donde N es el número de símbolos en una
ráfaga. En este estado, se completa la rampa hacia abajo una vez
que se alcanza \tau = T-1.
En el gráfico de la figura 7 se muestran
resultados de esta técnica para una ráfaga completa con N = 148
símbolos. En este ejemplo, se utilizó un impulso EDGE, ilustrado en
la figura 8, con T = 4 (es decir, cuatro muestras por símbolo) y
L+1 = 5 (es decir, un registrador de desplazamiento de longitud
cinco).
La figura 9 muestra una vista en despiece del
borde de subida de la rampa en un gráfico de una señal similar al
de la figura 7, con anotaciones para mostrar el valor del contador
\tau en cada muestra de salida, junto con el contenido del
registrador de desplazamiento, actualizado cada vez que se introduce
un nuevo símbolo. Obsérvese que la rampa de subida se completa
básicamente con tres periodos de símbolo del primer símbolo de
información que entra en el registrador de desplazamiento.
La figura 10 muestra el borde de subida de la
rampa cuando se observa en una escala logarítmica (dB). En ella
puede verse que la amplitud de la señal durante el primer periodo de
símbolo está por debajo del pico en más de 40 dB. En la mayoría de
los sistemas (incluyendo los que cumplen con la especificación
EDGE), tales pequeños componentes de señal pueden distorsionarse
significativamente, (es decir, enclavados en cero) sin originar una
degradación medible del rendimiento del sistema (es decir, ACP
transitoria). Por tanto, pueden conmutarse abruptamente diversas
señales de control del amplificador de potencia durante tales
instantes de baja amplitud, sin degradación del rendimiento,
descrito con más detalle a continuación.
La figura 11 es similar a la figura 9, pero
muestra el borde de bajada de la rampa, con símbolos de valor cero
que entran en el registrador de desplazamiento tras el último
símbolo de información. Este añadido de símbolos con valor cero se
consigue en el ejemplo de modo de realización de la figura 6 cuando
el selector de entrada conmuta a la fuente de ceros, después de que
el reloj de símbolos esté en el índice n = 147, pero antes de que
el reloj del símbolo siguiente esté en n = 148.
La figura 12 es un diagrama de bloques que
ilustra la aplicación de la presente técnica de rampas en una
arquitectura de modulación polar, es decir, que tenga caminos
independientes para la amplitud y la fase. Una fuente 1201 de
símbolos introduce símbolos de datos en un modulador 1203 de
impulsos, tal como un modulador EDGE QAM, de acuerdo con un reloj
1205 de símbolos. El modulador genera una señal envolvente 1207, por
ejemplo una señal envolvente como la de la figura 7, dada por
x(nT + \tau). La señal envolvente es procesada por un
convertidor 1109 de rectangulares a polares (tal como un
convertidor Cordic), generando las señales \rho y \theta de
magnitud y de fase.
En un ejemplo de modo de realización, estas
últimas señales son corregidas en cuanto a las no linealidades y
son ajustadas en el tiempo para tener en cuenta las diferencias de
retardo del camino. Desde aquí, la señal de magnitud es aplicada a
una tabla 1211 de consulta de AM/AM, de la cual se retarda una
salida \rho' en una cantidad controlada, por medio de un elemento
1213 de retardo de amplitud, para generar una salida \rho''. De
forma similar, la señal de fase es aplicada a una tabla 1211 de
consulta de AM/PM, de la cual se retarda una salida \theta' en
una cantidad controlada, por medio de un elemento 1217 de retardo de
fase, para generar una salida \theta''. Los retardos del elemento
de retardo de magnitud y del elemento de retardo de fase son
controlados para conseguir un ajuste correcto de magnitud y de fase
en una cadena 1220 de amplificación.
La cadena 1220 de amplificación, en un ejemplo
de modo de realización, incluye tres etapas en cascada, realizadas
por ejemplo utilizando dispositivos FET. Se modula el drenaje de las
etapas y se hacen funcionar en modo de conmutación o, para un
funcionamiento de baja potencia, en modo "multiplicativo". Un
puerta 1221 de entrada de RF de la cadena de amplificación, puede
ser considerada como puerta de fase, y los drenajes (o entradas de
la fuente de alimentación) de las etapas pueden considerarse
conjuntamente como la puerta 1223 de amplitud.
La puerta de amplitud es accionada por un
circuito excitador 1225, que responde a la señal \rho'' y a la
señal 1227 de entrada de nivel de potencia.
La puerta de fase es accionada por un modulador
digital 1230 de fase, preferiblemente un modulador de fase digital
que tiene un bucle de enclavamiento de frecuencia con estabilidad de
fase, como el descrito en la patente de Estados Unidos 6.094.101
del presente solicitante, en combinación con un VCO 1231. El
modulador digital 1230 de fase está aislado de la cadena 1220 de
amplificación utilizando un amplificador de ganancia variable (VGA)
o un atenuador variable que origina respuestas a otra señal de
entrada de nivel de potencia. Alternativamente, el modulador
digital de fase puede estar aislado del amplificador de potencia
utilizando un amplificador intermedio. Estas alternativas están
representadas en la figura 12, por medio de un amplificador 1223 de
ganancia variable que puede tener una ganancia igual a cero (en el
caso del amplificador intermedio), negativa (en el caso de un
atenuador) o positiva.
Un bloque 1240 de control de sincronismo
proporciona señales de sincronismo a la fuente de símbolos y al
circuito excitador, así como al amplificador intermedio si
estuviera presente.
El transmisor de la figura 12 es principalmente
digital, estando separadas las partes digital y analógica (partes
de la derecha) por medio de una línea de puntos.
Los mismos principios descritos hasta ahora,
particularmente con respecto a las rampas del modulador EDGE,
pueden ser extendidos fácilmente para abarcar otros tipos de
modulación, tal como la IS-136, también conocida
como Celular Digital Norteamericana o D-AMPS. Sin
embargo, los detalles de D-AMPS requieren ciertas
modificaciones al enfoque anterior.
En particular, la forma de impulso utilizada en
D-AMPS, ilustrada en la figura 13, es teóricamente
de duración infinita (a diferencia del impulso EDGE, que tiene una
duración de 5 periodos de símbolo). Naturalmente, en la práctica,
este impulso de duración infinita es truncado, determinando la
elección del intervalo de truncamiento (es decir, el intervalo
fuera del cual el impulso está truncado), las características
espectrales (incluyendo la ACP y la ACP transitoria) de la señal de
salida. Utilizando el método anterior de formación de rampas, para
obtener lóbulos laterales pequeños, sería requerido un intervalo de
truncamiento en la gama de 8-16 periodos de
símbolo, correspondiente a un tiempo de subida de la rampa en la
gama de 4-8 periodos de símbolo y un tiempo de
bajada de la rampa en la gama de 4-8 periodos de
símbolos. Desafortunadamente, tales tiempos prolongados de rampa
exceden de la duración de 3 periodos de símbolo, especificada en el
estándar D-AMPS. Por tanto, con el fin de utilizar
el método anterior para D-AMPS, o para modulaciones
QAM múltiples incluyendo EDGE, D-AMPS, etc., se
requiere un mecanismo de aceleración de rampas por el que los
tiempos de rampa prolongados de D-AMPS puedan ser
acortados, para satisfacer la máscara de rampa especificada.
En la figura 14 se ilustra una manera de
conseguir tal aceleración de rampa. En ella, se dispone un modulador
1401 QAM de D-AMPS, habiendo antepuestos y
pospuestos símbolos de valor cero a los símbolos de información
pertenecientes a una ráfaga, como se ha descrito anteriormente con
relación a EDGE. El modulador genera una señal digital 1403 de
salida, que tiene una tasa de símbolos predeterminada. Esta señal
digital de salida es aplicada a una unidad 1405 de descarte,
controlada por una señal 1407 de control de un generador de
sincronismo (no ilustrado). Durante la rampa de subida y de bajada,
se aplica una señal de control a la unidad de descarte para hacer
que descarte muestras seleccionadas (que tiene el efecto equivalente
de acelerar la base de tiempos). Por ejemplo, puede descartarse una
muestra si y otra no, dando como resultado una aceleración doble.
Durante la ráfaga de información, la unidad de descarte hace pasar
inalterada la cadena de muestras del modulador.
En un ejemplo de modo de realización, los
tiempos de rampa de subida y de bajada, utilizando la aceleración
de rampas, son de tres tiempos de símbolo de duración, satisfaciendo
la máscara de rampa especificada.
Como la señal a la tasa de muestreo original
está sobremuestreada y es naturalmente de banda limitada, el
descarte de un símbolo de cada dos no crea lóbulos laterales
espectrales o repliegue del espectro, y no destruye la información
de la señal.
Para el experto en la técnica, serán evidentes
otros medios diversos de conseguir la aceleración de rampas. Por
ejemplo, en lugar de la unidad de descarte, podría utilizarse un
convertidor de tasa de muestreo variable (denominado algunas veces
convertidor de tasa de muestreo asíncrono), del tipo conocido en la
técnica. Utilizando tal convertidor de tasa de muestreo, la
aceleración deseada, en lugar de estar limitada a valores discretos,
puede ser elegida arbitrariamente.
La presente invención, en otro aspecto de la
misma, permite la generación de señales de alta calidad con buenas
características espectrales transitorias en las que puede cambiar la
modulación (entre GMSK y EDGE, por ejemplo) de una ventana a otra.
Esta forma de funcionamiento se consigue con más facilidad
utilizando la modulación polar, permitiendo un funcionamiento
multimodo verdadero donde la conmutación de modos se hace sobre la
marcha, en tiempo real.
La figura 15 muestra una arquitectura de
modulador polar como la de la figura 12, modificada para el
funcionamiento multimodo. En particular, además del modulador EDGE
QAM de la figura 12, se disponen también un modulador
D-AMPS QAM 1802 y un modulador GMSK PAM 1804,
recibiendo símbolos cada uno de ellos desde la fuente 1801 de
símbolos de acuerdo con el reloj 1805 de muestras. También se
dispone un generador de rampas GMSK 1710.
Además, se proporcionan tres interruptores,
controlados por el generador de sincronismo. Un interruptor SW1 se
dispone en la entrada del convertidor R/P y hace una selección entre
las salidas del modulador EDGE QAM (modo EDGE) y del modulador
D-AMPS QAM (modo D-AMPS). Se dispone
otro interruptor SW/2 en la entrada de la AM/AM LUT y hace una
selección entre una salida del convertidor R/P (modo
no-GMSK), es decir, EDGE o D-AMPS)
y una salida del generador de rampas GMSK (modo GMSK). El otro
interruptor SW3 se dispone en la entrada de la AM/PM LUT y hace una
selección entre una salida del convertidor R/P (modo
no-GMSK, es decir, EDGE o D-AMPS) y
la salida del modulador GMSK PAM (modo GMSK).
El transmisor de la figura 15, igual que el de
la figura 12, es principalmente digital, estando separadas las
partes digital y analógica por una línea de puntos. Preferiblemente,
la parte digital está construida en forma de un solo circuito, por
ejemplo un circuito integrado CMOS.
Las características del perfil de rampas
conseguido de acuerdo con la presente invención permiten conmutar
abruptamente diversas señales de control del amplificador de
potencia, durante tales instantes de amplitud en lotes, sin
degradación del rendimiento. Haciendo referencia a la figura 15, se
describirá un ejemplo de la interacción entre la formación de
rampas y el control global de un amplificador de potencia no lineal
en una arquitectura de modulación polar.
Las señales PB, P1 y Pout son utilizadas para
conectar o desconectar el amplificador intermedio 1833, la primera
y segunda etapas 1820a y 1820b del amplificador de potencia, y el
circuito excitador 1825, respectivamente. Es importante controlar
el sincronismo de estas señales con relación a la rampa del borde de
subida y a la rampa del borde de bajada, con el fin de obtener un
buen rendimiento de espectro transitorio (se producen pocos o
ningún fallo en el sistema originados por los efectos de un mal
sincronismo del encendido o apagado). Como se ha descrito
anteriormente, las características deseadas de amplitud de la rampa
pueden ser obtenidas a partir de la amplitud de una salida del
modulador (por ejemplo, un modulador QAM como en EDGE), o desde un
generador de rampas (por ejemplo, como en GMSK). Se proporciona una
lógica de sincronismo adicional para generar PB, P1 y Pout, como se
requiera. La implementación de tal lógica será evidente para los
expertos en la técnica, a partir del diagrama de tiempos de la
figura 16, que muestra la relación deseada entre estas señales y
otras descritas previamente. Igualmente, el ejemplo de GMSK
ilustrado en la figura 16, mantiene unas relaciones similares entre
las señales PB, P1 y Pout y las señales de sincronismo del ejemplo
EDGE (es decir, la señal o contador utilizado para controlar el
selector de entrada).
Haciendo referencia ahora a la figura 16, puede
observarse que los amplificadores se encienden secuencialmente y se
apagan en secuencia inversa. De acuerdo con su orden (figura 15),
entre el modulador de frecuencia y la salida de RF. Para conseguir
la más alta calidad de señal, los puntos de conmutación para PB, P1
y Pout deberían ser seleccionados de manera que se correspondan con
instantes de baja amplitud en r(t), de manera que el
transitorio de conmutación asociado sea pequeño. Opcionalmente,
puede evitarse el desperdicio de potencia haciendo mínimo el tiempo
de encendido de cada una de las señales PB, P1 y Pout. Este objetivo
puede conseguirse, como se ilustra en la figura 16, no conectando
PB, P1 y Pout hasta que r(t) ya no sea cero en la rampa de
subida, y desconectando las mismas señales antes de que r(t)
haya alcanzado el cero en la rampa de bajada.
Más allá de las relaciones generales de
sincronismo ilustradas en la figura 16, en cualquier implementación
particular, pueden ajustarse empíricamente unas relaciones de
sincronismo más exactas para optimizar el rendimiento espectral
transitorio y la compactación temporal. Este proceso puede ser
facilitado utilizando una lógica de sincronismo "suave" o
programable, y solamente necesita hacerse una vez para una
implementación dada (no hay que volverla a realizar en cada unidad
durante la fabricación).
Así se ha descrito una arquitectura de modulador
polar, que puede modificarse para conseguir un gran nivel de
integración, que permite la formación de rampas tanto en señales QAM
(por ejemplo, en EDGE, D-AMPS) como en señales
no-QAM (por ejemplo, en GMSK), y que permite una
conmutación sobre la marcha, libre de errores en el sistema, entre
diferentes modulaciones (por ejemplo, EDGE y GMSK). No se requiere
una calibración unidad por unidad, permitiendo fijar la forma de
las rampas en el momento del diseño. Las señales de control de
sincronismo también pueden fijarse en el momento del diseño, ya que
están relacionadas principalmente con eventos o condiciones
digitales. Estos métodos particulares de formación de rampas
descritos, producen unas rampas con estrechos bordes de subida y
bajada y transitorios muy bajos (es decir, muy buenas
características espectrales transitorias).
Las personas con experiencia normal en la
técnica podrán apreciar que la invención puede ser materializada en
otras formas específicas. Los modos de realización descritos
actualmente son considerados, por tanto, en todos sus aspectos,
como ilustrativos y no restrictivos.
Claims (16)
1. Un método para controlar las rampas de una
señal de comunicaciones, que incluye una modulación en amplitud
entre dos estados, incluyendo un estado de salida mínima de la señal
de comunicaciones durante el cual no se transporta información y un
estado de mayor potencia de salida en el cual se transporta
información, comprendiendo el método los pasos de:
- añadir una secuencia predeterminada de
símbolos digitales a una secuencia de símbolos digitales de
información a comunicar, para formar una secuencia aumentada de
símbolos digitales,
- filtrar la secuencia aumentada de símbolos
digitales utilizando un filtro digital de formación de impulsos,
para generar una señal envolvente que presente un perfil de rampa
deseado;
donde el filtrado de dicha secuencia aumentada
de símbolos digitales se realiza de una manera que asegura que un
espectro de la señal envolvente durante la formación de las rampas
no es peor que el espectro durante la modulación que transporta
información, siendo aplicados los coeficientes de respuesta de
impulsos de dicho filtro digital de formación de impulsos con una
tasa de muestreo múltiplo de la tasa de símbolos, proporcionando
con ello muestras de la señal envolvente a dicha tasa de
muestreo.
2. El método de la reivindicación 1, que
comprende la modulación de una señal portadora, de acuerdo con la
señal envolvente.
3. El método de la reivindicación 1, en el que
la secuencia predeterminada de símbolos digitales es una secuencia
de símbolos de valor cero.
4. El método de la reivindicación 3, en el que
la señal de comunicaciones es una señal de Modulación de Amplitud
en Cuadratura.
5. El método de la reivindicación 4, en el que
la señal de comunicaciones es una señal de comunicaciones EDGE.
6. El método de la reivindicación 4, en el que
la señal de comunicaciones es una señal de comunicaciones
D-AMPS.
7. El método de la reivindicación 1, que
comprende el control de dicha tasa de muestreo durante al menos una
parte de un periodo de formación de rampas.
8. El método de la reivindicación 7, en el que
la tasa de muestreo es controlada descartando muestras de la
envolvente, dando como resultado la aceleración de la rampa.
9. Circuitos para controlar la formación de
rampas de una señal de comunicaciones incluyendo una modulación en
amplitud entre dos estados, que incluye un estado de salida mínima
de potencia de la señal de comunicaciones durante el cual no se
transporta información y un estado de mayor potencia de salida en el
cual se transporta la información, comprendiendo además los
circuitos:
- medios (613, 609) para añadir una secuencia
predeterminada de símbolos digitales a una secuencia de símbolos
digitales de información a comunicar, para formar una secuencia
aumentada de símbolos digitales;
- un filtro digital (601, 608, 617, 619) de
impulsos para filtrar dicha secuencia aumentada de símbolos
digitales de manera que se asegura que un espectro de la señal
envolvente durante la formación de las rampas no es peor que el
espectro durante la modulación que transporta información, estando
adaptado dicho filtro digital de formación de impulsos para aplicar
unos coeficientes de respuesta de impulsos con una tasa de muestreo
múltiplo de la tasa de símbolos, proporcionando con ello muestras
de la señal envolvente a dicha tasa de muestreo.
10. Circuitos según la reivindicación 9, que
comprenden además medios (605) de modulación para modular una señal
portadora con dicha señal envolvente.
11. Circuitos según la reivindicación 10, en los
que la secuencia predeterminada de símbolos es una secuencia de
símbolos de valor cero.
12. Circuitos según la reivindicación 11, en los
que la señal de comunicaciones es una señal de Modulación de
Amplitud en Cuadratura.
13. Circuitos según la reivindicación 12, en los
que la señal de comunicaciones es una señal de comunicaciones
EDGE.
14. Circuitos según la reivindicación 12, en los
que la señal de comunicaciones es una señal de comunicaciones
D-AMPS.
15. Circuitos según la reivindicación 9, que
comprenden medios (1405, 1407) de control para controlar la tasa de
muestreo durante al menos una parte de un periodo de formación de
rampas.
16. Circuitos según la reivindicación 15, en los
que dichos medios de control están adaptados para descartar
muestras de la envolvente, dando así como resultado una aceleración
de las rampas.
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