JP2005110231A - アレーアンテナ装置とその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 構造が簡単であって小型軽量であり、垂直面での指向特性を制御することができるアレーアンテナ装置とその制御方法を提供する。
【解決手段】 無線信号を送受信するための励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた複数本の非励振素子と、励振素子と非励振素子との間に接続された可変リアクタンス素子とを備え、複数本の非励振素子に少なくとも１対の間に可変リアクタンス素子を接続した。ここで、励振素子と、複数本の非励振素子とを１直線上に並置することによりコリニアアレーアンテナを構成した。各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ装置とその制御方法に関する。

単一の励振素子と複数の非励振素子を備えた、従来技術に係る電子制御導波器アレーアンテナ装置（Electronically Steerable Passive Array Radiator (ESPAR) Antenna）が、例えば、特許文献１及び２、非特許文献１において提案されている。この電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。

この電子制御導波器アレーアンテナ装置のような空間電力合成によるビームフォーミング方式は、簡単なハードウエア構成と低い電力消費で、可変指向特性を達成して高い利得を得ることができるので、実用的な端末（特に、移動体ユーザ端末）搭載アダプティブアンテナとして期待できる。しかしながら、電子制御導波器アレーアンテナ装置の場合、受動素子上の信号を観測することはできない。従って、単一ポートの出力のみを観測し、リアクタンス値を調整するためのフィードバックとして処理する必要がある。言い換えれば、従来の適応型アレー用に作られた方法の大部分を電子制御導波器アレーアンテナ装置に直接に適用することはできない。

特開２００１−２４４３１号公報。 米国特許第６，４０７，７１９号の明細書。 T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming," 2000 IEEE International Conference on Phased Array System & Technology pp. 101-104, Dana point, California, May 21-25, 2000。 飯草恭一ほか，"エスパアンテナの有限地板を考慮した等価ステアリングベクトルと等価ウエイトベクトル"，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００３−１３，ｐｐ．７３−８０，電子情報通信学会発行，２００３年４月。 大平孝，"エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとアレーファクタ表現"，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２０００−４４，ＳＡＴ２０００−４１，ＭＷ２０００−４４，ｐｐ．７−１２，２０００年７月。 大平孝，"エスパアンテナの等価ウェイトベクトルとその勾配に関する基本的定式化"，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２００１−１６，ＳＡＴ２００１−３，ｐｐ．１５−２０，２００１年５月。 大平孝，"モーメント規範に基づくエスパアンテナの定振幅ブラインド適応ビーム形成"，電子情報通信学会技術報告，ＥＤ２００１−１５５，ＭＷ２００１−１１５，ｐｐ．２３−２８，２００１年１１月。 大平孝，"エスパアンテナの主ビームを所望方法へ形成するためのリアクタンスを簡単に求める方法：準同期合成と最急勾配法"，電子情報通信学会研究技術報告，ＡＰ２００１−４８，ｐｐ．１−６，２００１年７月。 神谷ほか，"エスパアンテナの基本検討：適応制御に基づくＳＩＲ特性の統計的規範"，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ２０００−１７５，ＳＡＮＥ２０００−１５６，ｐｐ．１７−２４，２００１年１月。

上述のように、電子制御導波器アレーアンテナ装置は安価なバラクタなどの可変リアクタンス素子を用いて水平面内指向特性を制御できるアンテナであり、指向特性の制御により干渉波除去や到来方向推定が可能となる。しかしながら、垂直面での指向特性を制御することができなかった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、構造が簡単であって小型軽量であり、垂直面での指向特性を制御することができるアレーアンテナ装置とその制御方法を提供することにある。

第１の発明に係るアレーアンテナ装置は、
無線信号を送受信するための励振素子と、
上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１本の非励振素子と、
上記励振素子と上記非励振素子との間に接続された可変リアクタンス素子とを備え、
上記可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させることを特徴とする。

上記アレーアンテナ装置において、複数本の非励振素子を備え、
上記複数本の非励振素子の少なくとも１対の間に可変リアクタンス素子を接続し、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させることを特徴とする。

また、上記アレーアンテナ装置において、上記複数本の非励振素子の少なくとも１対の間を連結する連結素子をさらに備えたことを特徴とする。

さらに、上記アレーアンテナ装置において、上記励振素子と、上記複数本の非励振素子とを１直線上に並置することによりコリニアアレーアンテナを構成したことを特徴とする。

またさらに、上記アレーアンテナ装置において、上記コリニアアレーアンテナを励振素子装置として用い、
上記励振素子装置から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１本の非励振素子と、
上記各非励振素子のうちの所定数の非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とを備え、
上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させることを特徴とする。

また、上記アレーアンテナ装置において、上記励振素子と、上記非励振素子は誘電体基板の第１の面上に形成され、
上記可変リアクタンス素子と、上記可変リアクタンス素子を制御する制御信号を伝送する線路は上記誘電体基板の第２の面上に形成されたことを特徴とする。

さらに、上記アレーアンテナ装置において、複数のアンテナ素子ユニットと、少なくとも１つの延長ユニットとを備え、
上記各アンテナ素子ユニットは、アンテナ素子と、上記アンテナ素子の一端に接続された可変リアクタンス素子と、上記可変リアクタンス素子を制御する制御信号を伝送する線路とを備え、
上記延長ユニットは上記アンテナ素子ユニット上の線路を延長するための延長線路を備え、
上記複数のアンテナ素子ユニットのうちの互いに隣接する２つのアンテナ素子ユニットは、互いに隣接するアンテナ素子が可変リアクタンス素子を介して接続されるように連結され、
上記延長ユニットは、上記複数のアンテナ素子ユニットのうちの少なくとも１つにおける上記線路を延長するように上記少なくとも１つのアンテナ素子ユニットに連結されることを特徴とする。

第２の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、上記アレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の初期値からランダムに摂動して設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の摂動前後の所定の相互相関係数を演算し、摂動前後の相互相関係数が増大するときに対応するリアクタンス値を選択して設定した後、上記選択された各可変リアクタンス素子のリアクタンス値から上記ランダムに摂動して設定することを繰り返すステップを含むことを特徴とする。

第３の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、上記アレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
上記各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定する第１のステップと、
上記選択されたリアクタンス値に属する範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに上記相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を選択して設定する第２のステップとを含み、
上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御することを特徴とする。

第４の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、上記アレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のステップ幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、各可変リアクタンス素子に対して、摂動前後で上記計算された評価関数値が改善するときは上記リアクタンス値を摂動後の値に設定する一方、摂動前後で上記計算された評価関数値が改善しないときは上記リアクタンス値を摂動前の値に設定し、上記評価関数値が改善しなかった可変リアクタンス素子のリアクタンス値に対する、次の反復の処理のステップ幅を減少させかつ当該ステップ幅の符号を逆にする処理を反復して実行するように制御することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御ステップを含むことを特徴とする。

第５の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、上記アレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分幅ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大又は最小となるように各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を反復して計算することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するときに、上記差分幅ΔＸと上記ステップ幅μを、所定の減少関数を用いて上記評価関数値ｆ又は上記評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御することを特徴とする。

第６の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、上記アレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
上記受信された無線信号に基づいて所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、所定のマルカート数を有するマルカート法を用いて上記各可変リアクタンス素子の差分リアクタンス値を計算し、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分リアクタンス値だけ摂動させることを繰り返すことにより、当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の最適解を計算して設定することを特徴とする。

第７の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、上記アレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。ここで、上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であることを特徴とする。もしくは、上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であることを特徴とする。

第８の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、上記アレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
上記送信された無線信号はディジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記ディジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有し、
上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として計算し、上記目的関数値が実質的に最小又は最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。ここで、上記目的関数値は、上記期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値であることを特徴とする。

第９の発明に係るアレーアンテナの制御方法は、上記アレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
上記送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ここで、ｍは２以上の整数である。）、上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のｍ乗を用いて表された規範関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とする。

従って、本発明に係るアレーアンテナ装置によれば、構造が簡単であって小型軽量であり、垂直面での指向特性を制御することができる。また、本発明に係るアレーアンテナの制御方法によれば、上記アレーアンテナ装置において主ビームを適応制御することができる。

以下、本発明に係る各実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。

＜第１の実施形態＞
図１（ａ）は本発明の第１の実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００の構成を示す正面図であり、図１（ｂ）は図１（ａ）のコリニアアレーアンテナ装置１００のモデル回路を示す回路図である。本実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００は、図１（ａ）に示すように、
（ａ）１／４波長の長さを有する円柱形状のアンテナ素子１１−５と、
（ｂ）１／２波長の長さを有する円柱形状のアンテナ素子１１−３と、
（ｃ）１／２波長の長さを有する円柱形状のアンテナ素子１１−１と、
（ｄ）１／２波長の長さを有する円柱形状のアンテナ素子１１−２と、
（ｅ）１／２波長の長さを有する円柱形状のアンテナ素子１１−４と、
（ｆ）１／４波長の長さを有する円柱形状のアンテナ素子１１−６とを、
これらのアンテナ素子の順序でかつ天頂方向（鉛直方向に平行なＸ軸方向）を向く１直線上で並置し、
（ｇ）アンテナ素子１１−１の一端と、アンテナ素子１１−２の一端との間の端子対を、無線送受信機を接続する給電点６の給電ポートＰ０とするとともに、
（ｈ）アンテナ素子１１−１の他端と、アンテナ素子１１−３の一端との間の端子対をポートＰ１とし、ポートＰ１に可変リアクタンス素子１２−１を接続し、
（ｉ）アンテナ素子１１−３の他端と、アンテナ素子１１−５の一端との間の端子対をポートＰ３とし、ポートＰ３に可変リアクタンス素子１２−３を接続し、
（ｊ）アンテナ素子１１−２の他端と、アンテナ素子１１−４の一端との間の端子対をポートＰ２とし、ポートＰ２に可変リアクタンス素子１２−２を接続し、
（ｋ）アンテナ素子１１−４の他端と、アンテナ素子１１−６の一端との間の端子対をポートＰ４とし、ポートＰ４に可変リアクタンス素子１２−４を接続する
ことにより構成したことを特徴としている。

本実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００は、１つの給電ポートＰ０を有するほか、他のポートＰ１乃至Ｐ４にそれぞれ可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４が装荷されている。ポート番号をｍやｎで表し、給電ポートＰ０の番号をｍ＝０とする。また、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４（総称して、符号１２を付す。）が装荷されるポートの総数をＭとする（ｍ＝０，１，２，…，Ｍ）。なお、本実施形態では、ポート番号ｍ，ｎを、給電ポートＰ０から上方向に向かって奇数の昇順で付与する一方、給電ポートＰ０から下方向に向かって偶数の昇順で付与することとする。さらに、当該コリニアアレーアンテナ装置１００のＸ軸を含む平面において、Ｘ軸方向からの主ビームの角度、すなわち天頂からの仰角を天頂仰角θとし、Ｘ軸に対して垂直な水平面での主ビームの方位角をφとする。

本実施形態では、天頂仰角θに関する振幅指向特性は垂直面指向特性となり、当該コリニアアレーアンテナ装置１００は以下に示すように、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４の各リアクタンス値を変化させることにより当該垂直面指向特性における主ビームの天頂仰角θを変化させることができる。

図１のコリニアアレーアンテナ装置１００において、各ポートＰ０乃至Ｐ４に流れる電流ｉ_０乃至ｉ_４はポート間相互結合により励振される。ポート間が電気的に導通している場合も分離している場合もその結合はポート間インピーダンスＺ_ｍｎで表される。ここで、ポート間インピーダンスＺ_ｍｎはｍ番目のポートとｎ番目のポート間の結合インピーダンスである。また、アンテナ素子１１−１乃至１１−６には可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４が装荷されているので、各アンテナ素子１１−１乃至１１−６の自己インピーダンスは、ポート間インピーダンスＺ_ｍｎと、可変リアクタンス素子のインピーダンスｊｘ_ｍとの和で表される。ここで、ｘ_ｍはｍ番目のポートＰｍに装荷された可変リアクタンス素子１２−ｍのリアクタンス値である。よって、ポートＰｍに流れる電流ｉ_ｍは、次式で表される。なお、当該明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式（１）」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して（付与していない数式も存在する）用いることとする。

［数１］
［ｉ_ｍ］
＝（［Ｚ_ｍｍ］＋ｄｉａｇ［ｚ_ｓ，ｘ_１，ｊｘ_２，…，ｊｘ_Ｍ］）^−１［ｖ_ｓｎ］
（１）
［数２］
［ｖ_ｓｎ］＝［ｖ_ｓ，０，０，…，０］^Ｔ （２）

ここで、上付き添字のＴは行列の転置を表す。また、ｖ_ｓは給電回路である無線送信機７の開放電圧であり、ｚ_ｓは当該無線送信機７の出力インピーダンスである。上式のようにリアクタンス値の変化によりポート電流ｉ_ｍが変化する。当該コリニアアレーアンテナ装置１００の指向特性は、各ポート電流ｉ_ｍと、ステアリングベクトルの積の総和で表される。電流値として各ポートＰ０乃至Ｐ４に流れる電流ｉ_ｍのみが、上式によって解けているが、各ポートＰ０乃至Ｐ４以外に流れる電流は未知である。各ポートＰ０乃至Ｐ４以外に流れる電流はアンテナの部位間の相互結合により変化する。しかしながら、各ポートＰ０乃至Ｐ４のみに単位電流が流れ、残りのポートが開放されている場合の素子上電流分布は一意に決まり、また、その電流により放射される電磁界も一意に決まる。その指向特性を等価ステアリングベクトルｕ_ｍ ^ｉ（φ，θ）と定義すると（例えば、非特許文献２参照。）、ポート電圧と電流の線形の関係より、指向特性Ｅ（φ，θ）はポート電流ｉ_ｍと等価ステアリングベクトルｕ_ｍ ^ｉ（φ，θ）の積の総和で、次式のように表される。

［数３］
Ｅ（θ）
＝［ｕ_ｍ ^ｉ（θ）］
（［Ｚ_ｍｍ］＋ｄｉａｇ［ｚｓ，ｊｘ_１，ｊｘ_２，…，ｊｘ_Ｍ］）^−１
［ｖｓ，０，０，…，０］^Ｔ
（３）

なお、等価ステアリングベクトル要素ｕ_ｍ ^ｉ（φ，θ）は、ポートＰｍに単位電流を与え残りのポートを開放したときの指向特性であり、また、ポートＰｎに生ずる電圧がインピーダンスＺ_ｎｍである。ここで、等価ステアリングベクトル要素ｕ_ｍ ^ｉ（φ，θ）の右上の上付き添字であるｉは単位電流により励振される等価ステアリングベクトルであることを示す。なお、当該コリニアアレーアンテナ装置１００の主ビームを適応制御するための方法では、単位電圧により励振される等価ステアリングベクトルｕ_ｍ ^ｖ（φ，θ）についても記述される。等価ステアリングベクトルｕ_ｍ ^ｉ（φ，θ）はアンテナ構造により固定されるが、ポート電流ｉ_ｍがリアクタンス値ｘ_ｍにより変化するため、指向特性Ｅ（φ，θ）はリアクタンス値制御により可変となる。

図１に図示したコリニアアレーアンテナ装置１００においては、ダイポールアンテナが直接接続されたのではなく、長い１つのダイポールアンテナの電流分布を、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４により制御するという技術的説明も可能であり、これに基づき、その動作説明を以下に行う。

コリニアアレーアンテナ装置１００への給電により線状アンテナ上にポート電流ｉ_ｍが流れる。線状アンテナ上のポートＰ１乃至Ｐ４に装荷される可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４のリアクタンス値ｘ_ｍにより、各ポートＰｍに流れる電流ｉ_ｍの振幅と位相が変化し、次式で表される。

［数４］
［ｉ_ｍ］
＝（［Ｚ_ｍｍ］＋ｄｉａｇ［ｚ_ｓ，ｊｘ_１，ｊｘ_２，…，ｊｘ_Ｍ］）^−１［ｖ_ｓｎ］
（４）

この変化は他のポート電流やポートでない線状アンテナ上の電流を変化させる。指向特性Ｅ（θ）は線状アンテナ上の電流分布により決まる。ただし、水平面無指向特性なのでφ依存性はなく、次式で表される。
［数５］
Ｅ（θ）＝［ｕ_ｍ ^ｉ（θ）］［ｉ_ｍ］ （５）

よって、指向特性Ｅ（θ）も可変リアクタンス素子１２−ｍのリアクタンス値ｘ_ｍにより変化する。従って、次式を得る。

［数６］
Ｅ（θ）
＝［ｕ_ｍ ^ｉ（θ）］
（［Ｚ_ｍｍ］＋ｄｉａｇ［ｚ_ｓ，ｊｘ_１，ｊｘ_２，…，ｊｘ_Ｍ］）^−１
［ｖ_ｓ，０，０，…，０］^Ｔ
（６）

例えば、励振される電流の位相分布の傾きを一定にすると、その傾きに対応した方向にビームが放射されるので、その位相分布の傾きを変化させることによりビーム方向を走査することができる。ここで、上述のように、等価ステアリングベクトルモデルを適用した場合、制御パラメータが変わる度に指向特性を計算し直す場合、構造パラメータを繰り返し計算する必要がないので、モーメント法に比べ計算速度が速く効率的であるという利点がある。

さらに、指向特性Ｄ（θ）について以下のように導出できる。給電ポートＰ０における不整合損Ｍは給電ポートＰ０の電流ｉ_０を用いて次式により計算できる。

［数７］
ｚ_ｉｎ＝ｖ_ｓ／ｉ_０−ｚ_ｓ （７）
［数８］
γ＝（ｚ_ｉｎ−ｚ_ｓ）／（ｚ_ｉｎ＋ｚ_ｓ） （８）
［数９］
Ｍ＝１／（１−｜γ｜^２） （９）

従って、θ方向の指向特性Ｄ（θ）は次式で計算できる。

［数１０］
Ｄ（θ）＝｜Ｅ（θ）｜^２Ｍ （１０）

以上説明したように、アンテナへの給電により給電ポート、他のポート部、ポート以外のアンテナ導体部には電流が励振され、これらの全電流により電磁界が放射される。電流分布により指向特性や入力インピーダンス等のアンテナ特性が決まり、電流分布はアンテナ導体部間の相互結合により決まる。ポートに装荷される可変リアクタンス値により、ポート部に流れる電流の大きさや位相が変化し、この電流の変化は、さらには他のポートや導体部に流れる電流値へ影響を与える。これら総合的な作用により電流分布全体、そして、指向特性を変化させることができる。また、以上のように構成したコリニアアレーアンテナ装置１００は、小型軽量であって生産性も高いと考えられる。

以上の実施形態においては、ダイポール形式の６素子のアンテナ素子１１−１乃至１１−６を用いているが、本発明はこれに限らず、ダイポール形式の４素子又は８素子以上の素子数のアンテナ素子を用いてコリニアアレーアンテナ装置を構成してもよい。とって代わって、詳細後述するように、給電ポートＰ０の下側を接地して、モノポール形式の２素子以上素子数のコリニアアレーアンテナ装置を構成してもよい。

以上の実施形態においては、円柱形状のアンテナ素子１１−１乃至１１−４を用いているが、本発明はこれに限らず、矩形柱形状、楕円柱形状など種々の柱形状（直線形状）のアンテナ素子を用いてもよい。

次いで、本発明者らは、図１のコリニアアレーアンテナ装置１００を用いて指向特性のシミュレーションを行ったので、その結果を以下に示す。当該シミュレーションでは、指向特性利得Ｄ（θ）を評価関数として、天頂仰角θ方向の評価関数値が極大あるいは極小となるように最急勾配法を適用し、ビームやヌルを形成する。ここで、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４は無損失でリアクタンス可変範囲に制限は無いとし、最急勾配法におけるリアクタンス値の初期値は全て０［Ｗ］とする。３９度及び７３度方向に主ビームを形成し、２８度及び９０度方向にヌルを形成した場合の垂直面内指向特性利得パターンＤ（θ）を図２に示す。図２から明らかなように、所望方向にビームやヌルが形成されていることが分かる。モーメント法による計算結果はこの結果に区別できない程に一致しており、等価ステアリングベクトルを用いた解析の有効性が確認できる。また、各方向にビームやヌルを形成した場合の指向特性利得Ｄ（θ）の収束値を図３及び図４に示す。図３及び図４から明らかなように、天頂仰角θが１５度から１６５度の範囲に０ｄＢ以上の利得が確保でき、全方向に約−１５ｄＢ以下のヌルが形成できることが分かる。

以上説明したように、約半波長間隔に可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４を装荷したコリニア型の電子制御導波器アレーアンテナ装置の構成を提案し、ビームやヌルを垂直方向に走査可能であることを示した。さらに、コリニア型の場合にも等価ステアリングベクトルを適用できることを確認した。なお、当該コリニアアレーアンテナ装置１００を従来技術の電子制御導波器アレーアンテナ装置のアレー素子とすることにより、水平方向及び垂直方向に指向特性制御できる実施例について詳細後述する。

図５は本発明の第１の実施形態に対する第１の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。図５において、２本のアンテナ素子１１１，１１２からなり給電されるダイポールアンテナの励振素子Ａ２００と平行となるように、
（ａ）２本のアンテナ素子１２１，１２２からなりアンテナ素子１２１，１２２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−１が装荷されたダイポールアンテナの非励振素子Ａ２０１と、
（ｂ）２本のアンテナ素子１３１，１３２からなりアンテナ素子１３１，１３２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−２が装荷されたダイポールアンテナの非励振素子Ａ２０２とが所定の間隔で並置されている。

以上のように構成されたアレーアンテナ装置においても、可変リアクタンス素子５１２−１，５１２−２のリアクタンス値を変化することにより、当該アレーアンテナ装置全体の垂直面指向特性を変化させることができる。

図６は本発明の第１の実施形態に対する第２の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。この第２の変形例は、図５の第１の変形例に比較して、
（ａ）アンテナ素子１１１，１１２間を結合素子３０１を用いて結合し、
（ｂ）アンテナ素子１１１，１２２間を結合素子３０２を用いて結合し、
（ｃ）アンテナ素子１１２，１３２間を結合素子３０３，３０４を用いて結合した
ことを特徴としている。

以上のように構成されたアレーアンテナ装置においても、結合素子３０１乃至３０４の素子間結合を考慮する必要があるが、可変リアクタンス素子５１２−１，５１２−２のリアクタンス値を変化することにより、当該アレーアンテナ装置全体の垂直面指向特性を変化させることができる。

なお、第２の変形例における結合素子を図１のコリニアアレーアンテナ装置１００に適用してもよい。すなわち、アンテナ素子１１−１乃至１１−６のうちの所定の対間で結合素子を用いて結合してもよい。

図７は本発明の第１の実施形態に対する第３の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。この第３の変形例は、図５の第１の変形例に比較して、以下のように構成したことを特徴としている。
（ａ）アンテナ素子１１１の先端側一端と、アンテナ素子１２１の先端側一端とを、２本のアンテナ素子１４１，１４２からなりアンテナ素子１４１，１４２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−３が装荷されたダイポールアンテナの非励振素子Ａ２０３により結合した。
（ｂ）アンテナ素子１１２の先端側一端と、アンテナ素子１２２の先端側一端とを、２本のアンテナ素子１５１，１５２からなりアンテナ素子１５１，１５２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−４が装荷されたダイポールアンテナの非励振素子Ａ２０４により結合した。
（ｃ）アンテナ素子１１１の先端側一端と、アンテナ素子１３１の先端側一端とを、２本のアンテナ素子１６１，１６２からなりアンテナ素子１６１，１６２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−５が装荷されたダイポールアンテナの非励振素子Ａ２０５により結合した。
（ｄ）アンテナ素子１１２の先端側一端と、アンテナ素子１３２の先端側一端とを、２本のアンテナ素子１７１，１７２からなりアンテナ素子１７１，１７２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−６が装荷されたダイポールアンテナの非励振素子Ａ２０６により結合した。

以上のように構成されたアレーアンテナ装置においては、２つの電気的ループ回路６０１，６０２が形成され、各非励振素子Ａ２０１乃至Ａ２０６間結合を考慮する必要があるが、可変リアクタンス素子５１２−１乃至５１２−６のリアクタンス値を変化することにより、当該アレーアンテナ装置全体の指向特性を変化させることができる。

図８は本発明の第１の実施形態に対する第４の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。この第４の変形例は、励振素子として動作する図１のコリニアアレーアンテナ装置１００を中心として、所定の半径ｒの距離にある円上で、互いに例えば等角度の間隔でかつ平行となるように６本の非励振素子Ａ２０１乃至Ａ２０６を並置したことを特徴としている。ここで、
（ａ）非励振素子Ａ２０１は、２本のアンテナ素子１２１，１２２からなりアンテナ素子１２１，１２２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−１が装荷されたダイポールアンテナである。
（ｂ）非励振素子Ａ２０２は、２本のアンテナ素子１３１，１３２からなりアンテナ素子１３１，１３２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−２が装荷されたダイポールアンテナである。
（ｃ）非励振素子Ａ２０３は、２本のアンテナ素子１４１，１４２からなりアンテナ素子１４１，１４２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−３が装荷されたダイポールアンテナである。
（ｄ）非励振素子Ａ２０４は、２本のアンテナ素子１５１，１５２からなりアンテナ素子１５１，１５２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−４が装荷されたダイポールアンテナである。
（ｅ）非励振素子Ａ２０５は、２本のアンテナ素子１６１，１６２からなりアンテナ素子１６１，１６２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−５が装荷されたダイポールアンテナである。
（ｆ）非励振素子Ａ２０６は、２本のアンテナ素子１７１，１７２からなりアンテナ素子１７１，１７２の端子対間に可変リアクタンス素子５１２−６が装荷されたダイポールアンテナである。

以上のように構成されたアレーアンテナ装置においては、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４のリアクタンス値を変化させることにより上述のように単独で垂直面指向特性を変化させることができるとともに、非励振素子Ａ２０１乃至Ａ２０６の可変リアクタンス素子５１２−１乃至５１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、垂直面指向特性を変化させることができる。すなわち、これら可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４及び５１２−１乃至５１２−６のリアクタンス値を変化させることにより、当該アレーアンテナ装置全体の垂直面指向特性を変化できる。なお、図８のアレーアンテナ装置においては、非励振素子Ａ２０１乃至Ａ２０６のすべてに可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６を接続しているが、本発明はこれに限らず、複数の非励振素子のうちの所定数の非励振素子に可変リアクタンス素子を接続してもよい。すなわち、可変リアクタンス素子を装荷しない非励振素子は固定の導波器又は反射器として動作する。

図９は本発明の第１の実施形態に対する第５の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。第５の変形例は、中央部に給電される円形ループアンテナ１８０を配置し、そのループアンテナ１８０から離間して互いに９０度の角度で互いに離間するように、非励振素子である４個の円形ループアンテナ１８１乃至１８４を同一平面上（例えば、同一の誘電体基板上）に配置したことを特徴としている。なお、図９の紙面上の縦方向を鉛直方向とする。ここで、各非励振素子のループアンテナ１８１乃至１８４のポートにはそれぞれ、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４が接続されている。以上のように構成されたアレーアンテナ装置においても、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４のリアクタンス値を変化させることにより、各非励振素子のループアンテナ１８１乃至１８４が導波器又は反射器として動作し、垂直面指向特性を変化させることができる。

図１０は本発明の第１の実施形態に対する第６の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。第５の変形例において、各ループアンテナ１８０乃至１８４を同一平面に必ずしも配置する必要はなく、また、同一面に配置する場合、物理的に接触してしまうため素子間隔を狭められないという問題が生じ、さらには、素子間隔が広いと素子間相互結合が弱く無給電素子が効率よく励振されないので、第６の変形例では、これらの問題点を解決するために、ループアンテナ１８０乃至１８４の配置面をずらし、スタック化した構造を提案する。第６の変形例は、図９の変形例に比較して、励振素子であるループアンテナ１８０と、各非励振素子であるループアンテナ１８１乃至１８４とを、例えば、多層プリント配線基板を用いて異なる平面で配置したことを特徴としている。ここで、各非励振素子であるループアンテナ１８１乃至１８４は、励振素子のループアンテナ１８０と立体的にオーバーラップするように配置され、占有面積が第５の変形例に比較して小さくなっている。

以下、本実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００及びその変形例に係るアレーアンテナ装置（以下、代表して、アレーアンテナ装置１００とし、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６（総称して、符号１２を付す）を有するものとする。）において主ビームを所望波方向に向けるために適応制御装置の実施例について以下に詳細説明する。

図１１は本発明に係る実施例１の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施例のアレーアンテナの制御装置はアレーアンテナ装置１００のための適応制御装置であって、図１１に示すように、適応制御型コントローラ２０と、学習シーケンス信号発生器２１と、適応制御型コントローラ２０に接続されたバイアス電圧テーブルメモリ２２とを備えて構成される。

ここで、適応制御型コントローラ２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｎ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ(ｎ）とに基づいて、後述する適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加されるバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）を探索して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ２０は、乱数発生器を備え、上記乱数発生器によって発生されたランダムベクトルＲ（ｎ）によってバイアス電圧値Ｖｍを成分とするバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を所定の初期値からランダムに摂動させ、摂動前のバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）に対する、相互相関係数である目的関数値Ｊ（ｎ）と、摂動後のバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に対する、相互相関係数である目的関数値Ｊ（ｎ＋１）とを比較して、摂動前後の相互相関係数が増大するときに対応するバイアス電圧Ｖ_ｍを選択して設定した後、上記選択された各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧から上記ランダムに摂動して設定することを繰り返す。従って、バイアス電圧の初期値から出発して、ランダムベクトルＲ（ｎ）を発生して摂動させ、摂動前後の相互相関係数が増大するときに対応するバイアス電圧Ｖ_ｍを選択して設定した後、上記選択されたバイアス電圧からさらにランダムベクトルＲ（ｎ）を発生して摂動させて上述の処理を繰り返すことにより、ランダムベクトルＲ（ｎ）を順次発生しつつ選択されたバイアス電圧を更新し、これにより、当該目的関数値Ｊ（ｎ）が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）を有するバイアス電圧値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。

従って、図１１において、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加するバイアス電圧値を変化させて、その接合容量値であるリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置１００の平面指向特性を変化させることができる。

図１１のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０及び復調器４に出力する。次いで、適応制御型コントローラ２０は、詳細後述するように、乱数発生器によって発生されたランダムベクトルＲ（ｎ）によってバイアス電圧値Ｖ_ｍを成分とするバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を所定の初期値からランダムに摂動させ、摂動前のバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）に対する、相互相関係数である目的関数値Ｊ（ｎ）と、摂動後のバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）に対する、相互相関係数である目的関数値Ｊ（ｎ＋１）とを比較して、摂動前後の相互相関係数が増大するときに対応するバイアス電圧Ｖ_ｍを選択して設定した後、上記選択された各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧から上記ランダムに摂動して設定することを繰り返す。従って、バイアス電圧の初期値から出発して、ランダムベクトルＲ（ｎ）を発生して摂動させ、摂動前後の相互相関係数が増大するときに対応するバイアス電圧Ｖ_ｍを選択して設定した後、上記選択されたバイアス電圧からさらにランダムベクトルＲ（ｎ）を発生して摂動させて上述の処理を繰り返すことにより、ランダムベクトルＲ（ｎ）を順次発生しつつ選択されたバイアス電圧を更新し、これにより、当該目的関数値Ｊ（ｎ）が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）を有するバイアス電圧値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。一方、復調器４は、入力される受信信号ｙ（ｎ）に対して復調処理を行って、データ信号である復調信号を出力する。

アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。この実施例においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０による適応制御処理が実行される。

先行技術のフェーズドアレーアンテナは各素子のウエイトベクトル（振幅と位相）を直接制御する。これに対して、電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１００ではウエイト回路は存在せず、その代わりに可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を制御する。従って、先行技術のウエイトベクトルに相当する「等価ウエイトベクトル」の概念を導入し、これとリアクタンス値とを関係づけることとなる。アレーアンテナ装置１００が従来技術のフェーズドアレーアンテナと本質的に異なる点は、
（１）受信信号の出力が１系統であること、
（２）素子間結合を積極的に利用すること、
（３）アンテナ素子と可変リアクタンス素子とが一体化されていること
の３点である。これらはアレーアンテナ装置１００にとって動作の本質であり、アンテナの設計段階ならびに制御理論の構築段階において考慮されなければならない。

ここで、電子制御導波器アレーアンテナ装置で構成されたアレーアンテナ装置１００から出力される受信信号ｙ（ｔ）を、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各リアクタンス値（ｘ_１，…，ｘ_６）の関数として定式化し、定式化の説明においては、時間の変数ｔを用いるが、後述する適応制御型コントローラ２０の制御処理においては、漸化式を用いたディジタル処理を実行するために時刻に対応する反復関数パラメータｎを用いて説明する。アレーアンテナ装置１００における可変なビーム形成は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６上のバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）を制御して、その結果、これらのリアクタンス値が制御されることにより実行される。

次に、アレーアンテナ装置１００を制御するための制御方法について考察する。上の議論から、ＬＭＳアルゴリズムのような従来の制御方法を電子制御導波器アレーアンテナ装置に適用することは困難であることがわかる。これの主な理由は、簡単な電子制御導波器アレーアンテナ装置の構造、すなわちアンテナが単一の出力信号ｙ（ｔ）のみを有するということにある。単一ポートにおいて受信された信号ｙ（ｔ）は観測されるが、それ以外の信号を観測することはできない。従って、電子制御導波器アレーアンテナ装置のための特別な適応制御方法を開発する必要がある。

従来技術の方法では、電子制御導波器アレーアンテナ装置の指向特性パターンのためのランダム探索法が研究されている。Ｖ＝［Ｖ_１，Ｖ_２，…，Ｖ_Ｍ］を、その成分がそれぞれリアクタンス値ｘ_ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）上のバイアス電圧であるＭ次元のバイアス電圧ベクトルであるとする。ここで、リアクタンス値ｘ_ｍは、バイアス電圧値Ｖ_ｍの関数であることに留意する。この関数は、リアクタンス値に係る実施の回路に依存する。ｎを探索の反復回数として、一連のバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）＝［Ｖ_１（ｎ），…，Ｖ_Ｍ（ｎ）］は、次式に従って生成される。

［数１１］
Ｖ（ｎ）＝Ｒ（ｎ）；（ｎ＝１，２，…，Ｎ） （１１）

ここで、Ｒ（ｎ）＝［Ｒ_１（ｎ），…，Ｒ_Ｍ（ｎ）］は、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６上のバイアス電圧の範囲に一様な分布を有するように、乱数発生器によって選択される電圧値のランダムベクトルである。インデックスｎは、探索の反復回数を示す。バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）の値は装荷された端末に供給され、受信機の出力である受信信号ｙ（ｎ）（受信信号ｙ（ｔ）に対するｎ回目の反復に係るサンプル）が測定され、次いで目的関数値Ｊ（ｎ）＝Ｊ（Ｖ（ｎ））が計算された。ランダム探索フェーズの終わりに、本発明者らは、目的関数値Ｊ（ｎ）が最大であるバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）の値を発見した。

「（純粋な）ランダム探索法」と呼ばれるこの方法は、試行がステップｎで完了する時点で何も学習されないという欠点を有している。ステップｎ＋１における次の試行は、先の試行から独立である。これは、例えば、第１の先行技術の方法に係る「最急勾配法」のような、目的関数の曲面の局所的な連続性の性質を全く考慮しない。このために、この実施例では、より効率的な「順次」ランダム探索法を用いることにする。

この実施例で提案される順次ランダム探索法でも、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）はランダムに変更される。変更の前と後で目的関数値Ｊ（ｎ）（例えば受信信号ｙ（ｎ）と学習シーケンス信号ｄ（ｎ）の相互相関係数）が計算され、２つの計算値が比較される。変更が目的関数値Ｊ（ｎ）を増大させれば、当該変更は受容される。増大させなければ、当該変更は棄却され、新しいランダムな変更が試みられる。この手順は、次のように代数的に記述することができる。

［数１２］
Ｖ（ｎ＋１）＝Ｖ（ｎ）＋（１／２）
×｛１＋ｓｇｎ［Ｊ（Ｖ（ｎ）＋Ｒ（ｎ））−Ｊ（Ｖ（ｎ））］｝Ｒ（ｎ）；
ｎ＝１，２，…，Ｎ−１ （１２）

ここで、Ｒ（ｎ）はランダムなＭ次元ベクトル（この実施例では、Ｍ＝６）であり、Ｊ（Ｖ（ｎ））は、バイアス電圧ベクトルをＶ（ｎ）に設定したときの、受信信号ｙ（ｔ）のＰ個のサンプルに基づく目的関数値（すなわち、受信信号ｙ（ｔ）のサンプルｙ（ｎ）と学習シーケンス信号ｄ（ｎ）との相互相関係数）の評価値であり、Ｊ（Ｖ（ｎ）＋Ｒ（ｎ））は、バイアス電圧ベクトルをＶ（ｎ）＋Ｒ（ｎ）に設定したときのｙ（ｔ）のＰ個のサンプルに基づく目的関数値の評価値である。また、符号演算子ｓｇｎ［ｚ］は、ｚ≧０のとき＋１、及びｚ＜０のとき−１である。

式（１２）のランダムベクトルＲ（ｎ）における各成分は、（ｉ）−ｂからｂまでの範囲にわたって一様分布するランダム変数と、（ｉｉ）ゼロ平均と分散σを有するガウスシーケンスとから選択することができる。ここで、ｂ及びσは正である。ｂ及びσの値は、一定であってもよい。しかしながら、一様分布の範囲とガウス分布の分散とは、式（１２）の反復手順の間に減少されることがより妥当であると思われる。従って、代替例として、反復回数パラメータｎに従って変化する、範囲パラメータｂ（ｎ）及び分散σ（ｎ）として、次式を用いる。

［数１３］
ｂ（ｎ）＝ｂ_０／｛１＋ｎ／（τＶ）｝ （１３）
［数１４］
σ（ｎ）＝σ_０／｛１＋ｎ／（τＶ）｝ （１４）

ここで、範囲パラメータの係数ｂ_０、分散の係数σ_０、ステップパラメータτ、及び反復回数パラメータｎは、それぞれ正の定数である。式（１３）及び式（１４）を用いた場合、範囲パラメータｂ（ｎ）及び分散σ（ｎ）の値は、図１２に図示されたように、反復回数が増加するにつれて減少する。ここで、範囲パラメータの係数ｂ_０及び分散の係数σ_０として設定されている値１５００は、ディジタル電圧で表されている。

図１３（ａ）及び図１３（ｂ）を参照すると、適応制御型コントローラ２０によって発生されるランダムベクトルＲ（ｎ）による、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）の摂動を示すグラフが図示されている。図１３（ａ）及び図１３（ｂ）、並びにその説明においては、図１３（ａ）及び図１３（ｂ）の横軸のバイアス電圧は、ベクトルではなく１次の成分要素で表す。図１３（ａ）は、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を摂動させるランダムベクトルＲ（ｎ）の確率密度を示すグラフであり、図１３（ｂ）は、上記摂動による目的関数値Ｊの変化を示すグラフである。バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）の成分であるバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｎ）が可変リアクタンス素子１２−ｍに印加されているとき、適応制御型コントローラ２０は、平均Ｖ_ｍ（ｎ）及び分散σ（ｎ）でガウス分布したバイアス電圧値（図１３（ａ））の中から、バイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｎ＋１）をランダムに選択する。言いかえると、平均０及び分散σ（ｎ）でガウス分布したバイアス電圧からランダムに選択されたランダムベクトルの成分Ｒ_ｍ（ｎ）だけ、バイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｎ）を摂動したものが、バイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｎ＋１）である。摂動されたバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｎ＋１）として選択される候補のバイアス電圧値は、摂動される前のバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｎ）の周囲に分散σ（ｎ）で集中化させられている。

図１３（ｂ）に図示されたように、バイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｎ）に基づく目的関数値Ｊ（ｎ）＝Ｊ（Ｖ_ｍ（ｎ））（すなわち、バイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｎ）を含むバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定したときの目的関数値Ｊ（ｎ））よりも、バイアス電圧値Ｒ_ｍ（ｎ）＋Ｖ_ｍ（ｎ）に基づく目的関数値Ｊ（Ｒ_ｍ（ｎ）＋Ｖ_ｍ（ｎ））のほうが大きいときは、Ｖ_ｍ（ｎ＋１）＝Ｒ_ｍ（ｎ）＋Ｖ_ｍ（ｎ）は新しいバイアス電圧値として受容される。図１３（ｂ）の場合とは異なり、目的関数値Ｊ（Ｒ_ｍ（ｎ）＋Ｖ_ｍ（ｎ））が目的関数値Ｊ（ｎ）以下であるときは、ランダムベクトルの成分Ｒ_ｍ（ｎ）による摂動は棄却され、平均Ｖ_ｍ（ｎ）及び分散σ（ｎ）でガウス分布したバイアス電圧値から、次のバイアス電圧値を再びランダムに選択することを試みる。

式（１２）の反復において、この実施例では、受信信号ｙ（ｎ）と学習シーケンス信号ｄ（ｎ）の相互相関係数が目的関数Ｊ（ｎ）として採用されている。以下、ｄ（ｎ）は、学習シーケンス信号のＰ次元列ベクトルを示し、ｙ（ｎ）は受信信号ｙ（ｔ）の離散時間サンプルであるＰ次元列ベクトルを示すものとする。時刻（すなわち、反復回数）ｎにおける受信信号ｙ（ｎ）と学習シーケンス信号ｄ（ｎ）の間の相互相関係数Ｊ（ｎ）＝ρ（ｎ）は、次式のように定義される。

ここで、上付き文字Ｈは複素共役転置を示す。アレーアンテナ装置１００の単一ポートＰ０から出力される受信信号ｙ（ｎ）は、調整可能なリアクタンス値ｘ_ｍの高次の非線形関数であることに留意する。

次いで、適応制御型コントローラ２０によって実行される、上述された順次ランダム探索法による電子制御導波器アレーアンテナ装置の適用制御処理について図１４及び図１５を参照して説明する。

図１４のステップＳ１で、探索の反復回数パラメータｎが０に初期化される。次にステップＳ２で、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加するためのバイアス電圧ベクトルの初期値が選択される。ステップＳ３で、選択されたバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）の初期値Ｖ（０）を、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。このバイアス電圧ベクトルＶ（０）が設定された状態で、ステップＳ４において、アレーアンテナ装置１００から出力される受信信号ｙ（ｎ）を測定し、これと、学習シーケンス信号発生器２１から発生された学習シーケンス信号ｄ（ｎ）とに基づいて、式（１５）を用いて相互相関係数である目的関数値Ｊ（ｎ）を計算する。

ステップＳ５で、反復回数パラメータｎを１だけインクリメントし、さらに、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を、Ｖ（ｎ−１）の値で更新する。ステップＳ６で、適応制御型コントローラ２０に設けられた乱数発生器を用いてランダムベクトルＲ（ｎ）を発生する。ここで、前述されたように、ランダムベクトルＲ（ｎ）の発生は、式（１３）又は式（１４）を用いて一様分布又はガウス分布した範囲に制限してもよい。次に、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）＋Ｒ（ｎ）を、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。このバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）＋Ｒ（ｎ）が設定された状態で、ステップＳ８において、受信信号ｙ（ｎ）を測定し、これと学習シーケンス信号ｄ（ｎ）とに基づいて、式（１５）を用いて相互相関係数である目的関数値Ｊ（ｎ）を計算する。

次いで、ステップＳ９において、ステップＳ８で計算された目的関数値Ｊ（ｎ）が、以前に計算された目的関数値Ｊ（ｎ−１）よりも大きいときは、ステップＳ１０で、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を、ランダムベクトルＲ（ｎ）で摂動されたバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）＋Ｒ（ｎ）の値で更新して、ステップＳ１２に進む。ステップＳ９がＮＯ（すなわち、Ｊ（ｎ）≦Ｊ（ｎ−１））のときは、ステップＳ１１で、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を更新せずに、目的関数値Ｊ（ｎ）を目的関数値Ｊ（ｎ−１）の値で更新して、ステップＳ１２に進む。従って、ｎ回目の探索でバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）が更新されないときは、ｎ＋１回目の探索において、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ−１）及びそれの目的関数値Ｊ（ｎ−１）に基づいて、ｎ＋１回目の探索結果（すなわち、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）及びそれの目的関数値Ｊ（ｎ＋１））を評価することができる。

ステップＳ１２で、反復回数パラメータｎが予め決められたしきい値（反復回数の上限値）Ｎに満たないときはステップＳ５に戻る一方、反復回数パラメータｎがしきい値Ｎ以上であるときは、ステップＳ１３でバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定して当該適応制御処理を終了する。

以上説明したように、この実施例に係る順次ランダム探索法によるアレーアンテナを制御するための方法によれば、目的関数Ｊ（ｎ）の曲面の局所的な連続性の性質を用いて、反復のステップ毎に、前の結果を参照（学習）して目的関数値Ｊ（ｎ）が増大するように制御することができ、少なくとも、「純粋な」ランダム探索法とは異なり、目的関数値Ｊ（ｎ）が減少しないように制御することができる。

図１４のステップＳ２のバイアス電圧の初期値選択処理のサブルーチンを図１５に示す。図１５において、まず、ステップＳ２１で、選択される候補のバイアス電圧ベクトルの個数Ｉを１２に設定し、目的関数値の初期値Ｊ_０（０）を−１に設定し、反復回数パラメータｉ（１≦ｉ≦Ｉ）を１に初期化する。

ステップＳ２２で、バイアス電圧ベクトルＳ（ｉ）を、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。このバイアス電圧ベクトルＳ（ｉ）が設定された状態で、ステップＳ２３において、受信信号ｙ（ｎ）を測定し、これと学習シーケンス信号ｄ（ｎ）とに基づいて、式（１５）を用いて相互相関係数である目的関数値Ｊ_ｉ（０）を計算する。ステップＳ２４において、ステップＳ２３で計算された目的関数値Ｊ_ｉ（０）が、以前に計算された目的関数値Ｊ_ｉ−１（０）よりも大きいときは、ステップＳ２５で、バイアス電圧ベクトルＶ（０）を、バイアス電圧ベクトルＳ（ｉ）の値で更新して、ステップＳ２７に進む。ステップＳ２４がＮＯ（すなわち、Ｊ_ｉ（０）≦Ｊ_ｉ−１（０））のときは、ステップＳ２６で、バイアス電圧ベクトルＶ（０）を更新せずに、目的関数値Ｊ_ｉ（０）を目的関数値Ｊ_ｉ−１（０）の値で更新して、ステップＳ２７に進む。従って、ｉ回目の選択でバイアス電圧ベクトルＶ（０）が更新されないときは、次のｉ＋１回目の選択において、ｉ−１回目の時点におけるバイアス電圧ベクトルＶ（０）及びそれの目的関数値Ｊ_ｉ（ｉ−１）に基づいて、ｉ＋１回目の選択結果を評価することができる。ステップＳ２７で、初期値の選択がバイアス電圧ベクトルのすべての候補Ｓ（ｉ）に対して実行されたとき（すなわち、反復回数ｉが１２に達したとき）は、最終的なバイアス電圧ベクトルＶ（０）を初期値として選択して図１４のステップＳ３にリターンし、そうでないときは、反復回数ｉを１だけインクリメントしてステップＳ２２に戻る。

バイアス電圧ベクトルの初期値選択処理は、上述のような、予め記憶された複数のバイアス電圧ベクトルから選択することのほかに、全方向性のベクトル（例えば、Ｖ（０）＝｛０，０，０，０，０，０｝）を用いる場合、又はランダムベクトルを用いる場合などがある。本発明者らが行った実験では、ランダムベクトルを初期値として用いた。しかしながら、図１５を参照して説明されたバイアス電圧ベクトルの初期値選択処理を用いた場合には、所望波のおおよその到来方向に合わせてビームの指向特性を設定することができるので、その後に順次ランダム探索を実行することによって、全方向性のベクトル又はランダムベクトルを初期値として用いたときよりも好ましい結果を得ることが期待される。

この実施例では、目的関数Ｊ（ｎ）に、受信信号ｙ（ｎ）と学習シーケンス信号ｄ（ｎ）の相互相関係数を用いたが、それ以外の目的関数を用いてもよい。例えば、相互相関係数Ｊ（ｎ）の２乗を用いると、それは式（１５）のような平方根を含む関数ではないので、計算を簡単化することができる。

また、バイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を摂動させるための範囲の分布として、一様分布、ガウス分布だけでなく、それ以外の分布（例えば、ガンマ分布）を用いてもよい。

以上の実施例においては、学習シーケンス信号を用いた適応制御処理は実際の通信の開始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。

以上説明したように、本発明に係る実施例のアレーアンテナを制御するための方法によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置のためのより効率的な「順次」ランダム探索法を提供することができる。この方法においては、装荷される複数のリアクタンス値のランダムな変更が同時に行われる。変更の前後で目的関数値（例えば、相互相関係数）が計算され、次いでその計算値が比較される。変更が目的関数値の増加をもたらせば、これは受容される。そうでないならば棄却され、別の新しいランダムな変更が試みられる。実験は、順次ランダム探索法が、第２の先行技術の方法に係る純粋なランダム探索法の場合よりも適応型電子制御導波器アレーアンテナ装置の性能を向上させることを示している。

図１６は本発明に係る実施例２であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施例のアレーアンテナの制御装置はアレーアンテナ装置１００のための適応制御装置であって、適応制御型コントローラ２０Ａと、学習シーケンス信号発生器２１と、適応制御型コントローラ２０Ａに接続された制御電圧テーブルメモリ３０とを備えて構成される。この実施例のアレーアンテナの制御装置は、図１１に図示された実施例１のアレーアンテナの制御装置に比較して、適応制御型コントローラ２０に代えて、適応制御型コントローラ２０Ａを備えたことを特徴としており、以下、主としてこの相違点について説明する。

ここで、適応制御型コントローラ２０Ａは、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｔ）とに基づいて、後述する「高次元二分法」による適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を計算して設定することを特徴としている。

具体的には、適応制御型コントローラ２０Ａは、各可変リアクタンス素子１２が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を当該アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｔ）との間の所定の相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、選択されたリアクタンス値に属する範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を選択して設定し、後者の処理を所定の反復回数まで繰り返すことにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御する。

なお、さらに好ましくは、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択するときに、制御電圧テーブルメモリ３０に格納された、後述する複数の放射パターンに対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値（制御電圧）をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに相互相関係数を演算し、最大の相互相関係数を有する１つの放射パターンに対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定する。

図１６のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号を受信し、上記受信された信号は低雑音増幅器（ＬＮＡ）１に入力されて増幅され、次いで、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）２は増幅された信号を所定の中間周波数の信号（ＩＦ信号）に低域変換する。さらに、Ａ／Ｄ変換器３は低域変換されたアナログ信号をディジタル信号にＡ／Ｄ変換し、そのディジタル信号を適応制御型コントローラ２０Ａ及び復調器４に出力する。

次いで、適応制御型コントローラ２０Ａは、詳細後述するように、各可変リアクタンス素子１２が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに上記相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、選択されたリアクタンス値に属する範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を選択して設定し、後者の処理を所定の反復回数まで繰り返すことにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御する。一方、復調器４は、入力される受信信号ｙ（ｔ）に対して復調処理を行ってデータ信号である復調信号を出力する。なお、適応制御型コントローラ２０Ａにおいて用いる相互相関係数Ｒは次式で定義される。

ここで、上付き文字Ｈは複素共役転置を示す。この相互相関係数Ｒは、受信信号ｙ（ｔ）と、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）との間の相互相関の度合いを示す係数であり、Ｒ＝１であれば完全に一致する一方、Ｒ＝０であれば、完全に不一致である。ここで、当該アレーアンテナ装置１００の単一ポートＰ０からの出力信号である受信信号ｙ（ｔ）は、調整可能なリアクタンス値の高次の非線形関数であることに留意する必要がある。

さらに好ましくは、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択するときに、制御電圧テーブルメモリ３０に格納された、後述する複数の放射パターンに対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値（制御電圧）をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに相互相関係数を演算し、最大の相互相関係数を有する１つの放射パターンに対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定する。

アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。この実施例においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０Ａによる適応制御処理が実行される。

次いで、このリアクタンスベクトルを制御する方法として、以下に詳述する高次元二分法を提案する。高次元二分法は、各可変リアクタンス素子１２が採り得る値の範囲を二分し、それぞれの中央値にて相互相関係数Ｒを計算して高い相関が得られた側に最適解が存在すると判断する方法である。６素子それぞれに二分法を適用すると、適用前の１／２６の領域を得る。この操作をリアクタンス値が二分割できなくなるまで繰り返し、最終的に得られたリアクタンス値の組を最終解とする。この高次元二分法における高次元とは、６個の可変リアクタンス素子１２に対応する６個の次元であり、この６個の次元に対して各リアクタンス値の最適解を高次元二分法により求める。

高次元二分法によって得られる最終解は必ずしも最適解と一致するとは限らないが、システムの出力ＳＩＮＲ要求諸元を満足する解ならば必ずしも最適解を必要としないという観点から収束速度に着目すると、高次元二分法は収束時間が比較的短いシステムにおいて有効である可能性がある。

さらに、初期値の選択について詳細に説明する。高次元二分法では前述の手順で最終解が得られるが、単純に二分法を繰り返すだけでは、ヌル点が形成されにくい角度が存在することが分かった。それは各可変リアクタンス素子１２毎に相関が高い範囲を選択し、それらを組み合わせて次の領域とした場合には必ずしも干渉波到来方向にヌル点を形成していることにはならないからである。最初から最適解が存在する方向を誤ってしまうと、全く意味のない放射パターンを形成することになるため、その対策として最初にリアクタンス値の初期値を選択する方法を試みる。このために、以下に示す１４個の初期値の放射パターンを用いる。

次いで、図１７乃至図１９は、図１６の適応制御型コントローラ２０Ａによって実行されるアレーアンテナ制御処理を示すフローチャートであり、図１７乃至図１９を参照して、適応制御型コントローラ２０Ａが上述した高次元二分法を用いて実行するアレーアンテナの制御処理について説明する。このアレーアンテナの制御処理は、図１６の復調器４が無線通信を開始する前に、相手先の送信局からの学習シーケンス信号を含む無線信号を受信しているときに実行される。１４個の初期値の放射パターンについて処理を実行するためのパラメータとしてｘｎｏが用いられる（ただし、図１７の処理に限る）。また、この高次元二分法では、ある初期値又は選択値を中央値として二分したときに、その中央値から＋側への摂動と、−側への摂動とを実行して、各摂動に対する相互相関係数Ｒを演算し、より大きな相互相関係数Ｒを有するリアクタンス値を選択するので、１つの反復に対して、２つの処理×６素子分の合計１２回の演算処理が必要となる。この演算処理に関するパラメータをｘｎｏとし用いる（ただし、図１８及び図１９の処理に限る。）また、上記２つの処理に対応するパラメータとしてａｌｔ＝０及びａｌｔ＝１とする。さらに、反復回数パラメータをｎとし、その上限値をｕｐｄａｔｅＣｏｕｎｔとする。またさらに、最大の相互相関係数値を格納するパラメータをＲｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ）とし、そのときの演算処理パラメータをｘｎｏｍａｘとする。

図１７において、まず、ステップＳ１０１で初期化処理を実行し、具体的には、パラメータｘｎｏ，ｊａｌｔ，及びＲｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ）を０にリセットし、パラメータｎを１にリセットする。次いで、ステップＳ１０２において、制御電圧テーブルメモリ３０から放射パターン（ｘｎｏ）の制御電圧セットを読み出し、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に制御電圧信号を出力し、ステップＳ１０３においてｎ＝１であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１０４に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１１５に進む。ステップＳ１０４においてｘｎｏ＜１３であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１０５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１０９に進む。ステップＳ１０５において、受信信号ｙ（ｔ）を受信し、上記式（１６）を用いて相互相関係数値Ｒ（ｘｎｏ）を演算し、ステップＳ１０６において次式の演算と更新を行う。

［数１５］
Ｒｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ）
←ｍａｘ（Ｒｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ），Ｒ（ｘｎｏ））
（１７）
［数１６］
ｘｎｏｍａｘ
←ａｒｇｍａｘ（Ｒｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ），Ｒ（ｘｎｏ））
ｘｎｏ
（１８）

ここで、ｍａｘ（・）は複数の引数中の最大値を有する引数を示す関数であり、ａｒｇｍａｘ（・）は複数の引数中の最大値を示す引数のその引数であるパラメータｘｎｏを示す関数である。従って、パラメータＲｍａｘ（ｘｎｏｍａｘ）にはこれまでに計算された最大の相互相関係数の値が入力され、パラメータｘｎｏｍａｘにはそのときのパラメータｘｎｏの値が入力されることになる。

次いで、ステップＳ１０７においてパラメータｘｎｏを１だけインクリメントし、ステップＳ１０８において制御電圧テーブルメモリ３０から放射パターン（ｘｎｏ）の制御電圧セットを読み出し、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に制御電圧信号を出力し、ステップＳ１０３に戻る。

一方、ステップＳ１０９において受信信号ｙ（ｔ）を受信して、上記式（１６）を用いて相互相関係数値Ｒ（ｘｎｏ）を演算し、ステップＳ１１０において、ステップＳ１０６と同様の演算と更新の処理を実行した後、ステップＳ１１１において制御電圧テーブルメモリ３０から放射パターン（ｘｎｏｍａｘ）の制御電圧セットを読み出し、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に制御電圧信号を出力する。このステップＳ１１１の段階では、制御電圧テーブルメモリ３０に格納された１４個の放射パターンのうち最大の相互相関係数を有する放射パターンが選択され、それに対応する制御電圧セットが読み出されて設定される。

次いで、次の反復のために、パラメータｎを１だけインクリメントし、パラメータｘｎｏを０にリセットする。そして、ステップＳ１１３においてｎ＝２における摂動値を演算し、具体的には、初期値として選択された放射パターンのディジタル制御電圧値を中央値として、ディジタル制御電圧値を二分し、二分後の各範囲の中央値をディジタル制御電圧値の摂動先値（＋側と−側の２つ）として演算する。さらに、ステップＳ１１４において可変リアクタンス素子１２−１に対して高次元二分法の−側の制御電圧を設定して制御電圧信号を出力し、ステップＳ１０３に戻る。

ステップＳ１０３でＮＯであれば、ステップＳ１１５に進み、ｎ＞ｕｐｄａｔｅＣｏｕｎｔ（処理終了条件）であるか否かが判断され、ＹＥＳであれば当該制御処理を終了するが、ＮＯであれば、図１８のステップＳ１２１に進む。

図１８のステップＳ１２１においてｘｎｏ＜１１であるか否かが判断され、ステップＳ１２２において次式を用いて選択値からの摂動値Δを演算する

［数１７］
Δ＝２^１１−ｎ （１９）

ステップＳ１２３においてｊａｌｔ＝０であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１２４に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１２８に進む。ステップＳ１２４において受信信号ｙ（ｔ）を受信して、上記式（１６）を用いて相互相関係数値Ｒを演算し、ステップＳ１２５において、適応制御型コントローラ２０Ａ内の一時メモリである次候補テーブルに、現在処理中の可変リアクタンス素子１２−ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝（ここで、ＩＮＴは引数の整数のみを示す関数である。）に対する現在の制御電圧を保存する。ここで、次候補テーブルは、６個のディジタル制御電圧値のベクトルからなり、現在処理中で最適な制御電圧の選択値を保存するためのテーブルである。ステップＳ１２６において、現在処理中の可変リアクタンス素子１２−ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝に対して高次元二分法の＋側の制御電圧（＝選択値＋Δ）を設定して制御電圧信号を出力し、ステップＳ１２７においてパラメータｘｎｏを１だけインクリメントし、パラメータｊａｌｔを１だけインクリメントした後、図１７のステップＳ１０３に戻る。

一方、ステップＳ１２８において受信信号ｙ（ｔ）を受信して、上記式（１６）を用いて相互相関係数値Ｒを演算し、ステップＳ１２９において直前のＳ１２８の相互相関係数値Ｒは直前のＳ１２４の相互相関係数値Ｒよりも大きいか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１３０に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１３１に進む。ステップＳ１３０において次候補テーブルに現在処理中の可変リアクタンス素子１２−ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝に対する現在の制御電圧を保存し、ステップＳ１３１において次の可変リアクタンス素子１２−［ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝＋１］に対して高次元二分法の−側の制御電圧（＝選択値−Δ）を設定して制御電圧信号を出力する。さらに、ステップＳ１３２においてパラメータｘｎｏを１だけインクリメントし、パラメータｊａｌｔを１だけデクリメントした後、図１７のステップＳ１０３に戻る。

図１９は１つの反復中の最後の処理であり、図１９のステップＳ１４１において、受信信号ｙ（ｔ）を受信して、上記式（１６）を用いて相互相関係数Ｒを演算し、ステップＳ１４２において直前のＳ１４１の相互相関係数ＲはステップＳ１２４の相互相関係数Ｒよりも大きいか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１４３に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１４４に進む。ステップＳ１４３において次候補テーブルに現在処理中の可変リアクタンス素子１２−ＩＮＴ｛（ｘｎｏ＋２）／２｝に対する現在の制御電圧を保存し、ステップＳ１４４において次候補テーブル内の制御電圧セットに基づいて各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に制御電圧を設定する。次いで、ステップＳ１４５において、次の反復処理のための初期値設定処理を実行し、具体的には、パラメータｘｎｏを０にリセットし、パラメータｊａｌｔを１だけデクリメントし、反復パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ１４６においてｎ≦ｕｐｄａｔｅＣｏｕｎｔ（処理終了条件の否定）であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１４７に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１４８に進む。ステップＳ１４７において、次の反復処理のために、可変リアクタンス素子１２−１に対して高次元二分法の−側の制御電圧を設定し、ステップＳ１４８において上記設定された制御電圧セットに基づいて制御電圧信号を出力した後、図１７のステップＳ１０３に戻る。

以上説明したように、この実施例に係る高次元二分法は領域を二分して、高い相関が得られる側に最適解が存在すると判断する簡潔な方法であるが、比較的少ない反復にて最適解又は局所解への収束に近づくため、実際の無線アドホックネットワーク実験においてトレーニング信号が１０００シンボル程度であった場合にも適用できる見通しを得た。また、干渉波が３波到来する環境における統計的評価を行ったことにより、高次元二分法は短いトレーニング信号に対して、より効果があることが明らかになった。すなわち、電子制御導波器アレーアンテナ装置の制御方法において、先行技術の方法に比較して収束時間を大幅に短縮することができ、少ない計算量で、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができる。

以上の実施例においては、各可変リアクタンス素子１２が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号をアレーアンテナにより受信したときの受信信号と、学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、上記二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、上記選択されたリアクタンス値に属する範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに上記相互相関係数を演算し、上記二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を選択して設定する。しかしながら、本発明はこれに限らず、各可変リアクタンス素子１２が採り得るリアクタンス値の範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号をアレーアンテナにより受信したときの受信信号と、学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、上記選択されたリアクタンス値に属する範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ各可変リアクタンス素子１２に設定したときに上記相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を選択して設定するように構成してもよい。

図２０は本発明に係る実施例３であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施例のアレーアンテナの制御装置は、アレーアンテナ装置１００のための適応制御装置であって、図２０に示すように、適応制御型コントローラ２０Ｂと、学習シーケンス信号発生器２１とを備えて構成される。この実施例は、実施例１に比較して、図１１に図示された適応制御型コントローラ２０に代えて、適応制御型コントローラ２０Ｂを備えたことを特徴としており、以下、主としてこの相違点について説明する。

ここで、適応制御型コントローラ２０Ｂは、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｔ）とに基づいて、後述する適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加されるバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）を探索して設定することを特徴としている。

この実施例において、適応制御型コントローラ２０Ｂは、図２１、図２２及び図２３のうちのいずれか１つの適応制御処理を実行することにより、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定のステップ幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、各可変リアクタンス素子に対して、摂動前後で上記計算された評価関数値が改善するときは上記リアクタンス値を摂動後の値に設定する一方、摂動前後で上記計算された評価関数値が改善しないときは上記リアクタンス値を摂動前の値に設定し、上記評価関数値が改善しなかった可変リアクタンス素子のリアクタンス値に対する、次の反復の処理のステップ幅をステップ幅変更除算係数ｑ分の１にして減少させかつ当該ステップ幅の符号を逆にする処理を反復して実行するように制御する。これにより、当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖ_ｍを探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖ_ｍを有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。なお、適応制御型コントローラ２０Ｂにおいて用いる評価関数ｆの相互相関係数は上記数１７でＲ＝ｆとおいて定義される。

電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置１００の指向特性は上述のインピーダンス行列Ｚに対応するアドミタンス行列Ｙを用いて計算することができる（例えば、非特許文献３参照。）。

次いで、上記のリアクタンスベクトルを制御する方法として、以下に詳述する「可変ステップ探索法」を提案する。この「可変ステップ探索法」は、電子制御導波器アレーアンテナ装置制御の収束速度を向上させることを目的として、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の制御電圧を１素子毎に探索し、評価関数値の改善がある場合は電圧変化を実行し、改善が見られない場合は電圧変化を行わず、改善が見られない可変リアクタンス素子に対する、次の反復の処理の摂動用ステップ幅をｑ分の１（以下、ｑをステップ幅変更除算係数といい、所定の有理数である。）にするように減少させ、当該ステップ幅の向きも逆にすることを要旨としている。

図２１は、図２０の適応制御型コントローラ２０Ｂによって実行される、第１の方法によるアレーアンテナの適応制御処理を示すフローチャートである。なお、以下の適応制御処理において用いられる各種のパラメータは適応制御型コントローラ２０Ｂ内の一時記憶メモリに格納されて利用される。

図２１のステップＳ２０１において、各パラメータＭ、Ｎ、ｑ、Ｖ_Ｄ０、ΔＶ_Ｄ０に所定の値をセットする。Ｍは可変リアクタンス素子１２の数であり、この実施例において６である。また、Ｎは総探索回数であり、例えば８である。さらに、ｑは上述のようにステップ幅変更除算係数であり、例えば２又は３などである。またさらに、Ｖ_Ｄ０はディジタル制御電圧Ｖ_Ｄの初期値であり、初期の放射パターンがオムニパターンであるときはＶ_Ｄ０＝０であり、ΔＶ_Ｄ０はディジタル制御電圧Ｖ_Ｄを変更するときのステップ幅の初期値である。次いで、ステップＳ２０２においては初期設定処理が実行され、具体的には、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の各ディジタル制御電圧Ｖ_Ｄ１＝Ｖ_Ｄ２＝…＝Ｖ_ＤＭ（以下、各ディジタル制御電圧Ｖ_Ｄ１，Ｖ_Ｄ２，…，Ｖ_ＤＭを要素とするディジタル制御電圧ベクトルをＶ_Ｄとするが、呼称の簡単化のために、ディジタル制御電圧という。）に対して上記初期値Ｖ_Ｄ０を設定し、また、ディジタル制御電圧Ｖ_Ｄの各ステップ幅（ステップ幅を設定し又は変更して格納するためのパラメータである）δＶ_Ｄ１１＝δＶ_Ｄ１２＝…＝δＶ_ＤＭ１に対して上記初期値ΔＶ_Ｄ０を設定し、さらに、ディジタル制御電圧Ｖ_Ｄの各ステップ幅（ディジタル制御電圧Ｖ_Ｄを変更して格納するためのパラメータである）ΔＶ_Ｄ１１＝ΔＶ_Ｄ１２＝…＝ΔＶ_ＤＭ１（以下、各ステップ幅ΔＶ_Ｄ１１，ΔＶ_Ｄ１２，…，ΔＶ_ＤＭ１を要素とするステップ幅ベクトルをΔＶ_Ｄとするが、呼称の簡単化のために、ステップ幅という。）に対して初期値０を設定する。さらに、ディジタル制御電圧Ｖ_Ｄのときの評価関数値ｆ（Ｖ_Ｄ）を評価関数の基準値ｆ０に設定し、反復パラメータｋを１に初期化する。

次いで、ステップＳ２０３において素子パラメータｉｉを１に初期化した後、ステップＳ２０４において素子パラメータｉに素子パラメータｉｉの値を代入する。そして、ステップＳ２０５においてステップ幅ΔＶ_Ｄｉｋに対してステップ幅δＶ_Ｄｉｋを代入し、ステップＳ２０６において受信信号ｙ（ｔ）を受信し、上記式（１６）においてＲ＝ｆと置いた式を用いて、ディジタル制御電圧（Ｖ_Ｄ＋ΔＶ_Ｄ）のときの評価関数値ｆ（Ｖ_Ｄ＋ΔＶ_Ｄ）を計算する。さらに、ステップＳ２０７においてｆ＞ｆ０であるか否かが判断され、すなわち、評価関数値が前の反復に比較して改善しているか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ２０８に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２０９に進む。ステップＳ２０８においては上記計算された評価関数値ｆを評価関数の基準値ｆ０に代入し、かつディジタル制御電圧（Ｖ_Ｄｉｋ＋ΔＶ_Ｄｉｋ）をディジタル制御電圧Ｖ_Ｄｉに設定する一方、ステップＳ２０９においては、評価関数値の改善が見られないので、ステップ幅δＶ_Ｄｉｋを有理数ｑで除算しかつ符号を変更してステップ幅δＶ_Ｄｉｋに設定する。次いで、ステップＳ２１０においてステップ幅ΔＶ_Ｄｉｋを０に設定し、素子パラメータｉｉを１だけインクリメントした後、ステップＳ２１１においてｉｉ≦Ｍであるか否かが判断され、ＹＥＳであるときはステップＳ２０４に戻り、別の素子についての処理を更に実行する。

一方、ステップＳ２１１でＮＯであるときは、ステップＳ２１２において反復パラメータｋを１だけインクリメントし、ステップＳ２１３においてｋ＜Ｎであるか否かが判断され、すなわち、反復回数ｋは予め設定された総探索回数未満であるか否かが判断され、ステップＳ２１３でＹＥＳであるときステップＳ２０３に戻り上述の処理を繰り返す。一方、ステップＳ２１３でＮＯであるときは、ステップＳ２１４において出力パラメータＶ_Ｄ、ｆ０を出力して、適応制御型コントローラ２０Ｂに接続された表示装置等に表示し、計算されたディジタル制御電圧ベクトルＶ_Ｄの各要素電圧を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定して当該適応制御処理を終了する。

図２１の適応制御処理においては、各反復ｋで素子数Ｍ回の探索を行う。各探索ではｉ番目の素子のディジタル制御電圧Ｖ_Ｄｉだけをステップ幅ΔＶ_Ｄｉｋだけ増加させて、評価関数値ｆを計算する（ステップＳ２０６）。評価関数値ｆが変化前の基準値ｆ０より改善されれば（ステップＳ２０７でＹＥＳ）、ディジタル制御電圧Ｖ_Ｄｉｋをステップ幅ΔＶ_Ｄｉｋだけ増加させることにより新たなディジタル制御電圧Ｖ_Ｄｉｋに移りその評価関数値を新たな基準値ｆ０として（ステップＳ２０８）、ステップ幅δＶ_Ｄｉｋを次の反復ｋ＋１のステップ幅δＶ_{Ｄｉ（ｋ＋１）}として繰り返す（ステップＳ２０９での変更がない）。一方、評価関数ｆが改善しない場合は（ステップＳ２０７でＮＯ）、ディジタル制御電圧Ｖ_Ｄｉｋと評価関数の基準値ｆ０は探索前の値のままとし（ステップＳ２０８での変更はない）、次の反復ｋ＋１のステップ幅δＶ_Ｄｉｋをｑ分の１にするように減少させかつその符号を逆にする（ステップＳ２０９）。ここで、ｑは有理数であり、ステップＳ２０９の実際の割算では小数点以下を四捨五入するものとする。なお、図示していないが、初回の反復で評価関数値ｆの改善がなかった場合は、２回目の反復でステップ幅は初期値｜ΔＶ_Ｄ０｜を維持し、その符号だけを変えることが好ましい。また、図示していないが、ディジタル制御電圧Ｖ_Ｄが可変範囲の限界値に到達した時には、ステップ方向を限界値とは逆方向にし、すなわち、ステップ幅の符号を限界値に向かう方向のときのステップ幅の符号とは逆にし、ステップ幅を反復毎にｑ分の１にして減少させて探索を続けることが好ましい。以上のように、前反復情報に基づいてステップ幅を変化させていくので、「可変ステップ探索法」と呼ぶことにする。

ディジタル制御電圧の初期値Ｖ_Ｄ０とステップ幅の初期値ΔＶ_Ｄ０は入力パラメータである。ステップ幅に関しては、Ｎ回の反復で制御範囲の限界に到達するだけ十分大きい必要がある。最初のステップ方向が収束値とは逆方向である場合には、有効なステップ数はＮ−１となるので、初期値ΔＶ_Ｄ０を０とし、可変範囲を−Ｖ_Ｄｍａｘ≦Ｖ_Ｄ≦Ｖ_Ｄｍａｘとした場合、ステップ幅の初期値ΔＶ_Ｄ０は次式の関係を満たすことが望ましい。

［数１８］
ΔＶ_Ｄ０≧Ｖ_Ｄｍａｘ／（Ｎ−１） （２０）

ここで、Ｖ_Ｄｍａｘ＝２０４８、Ｎ＝８とした場合、上記式（２０）により計算されるの下限値は２９３である。

一方、ステップ幅が大きいままであると細かな探索が行えないので、評価関数値の改善が得られない場合にステップ幅をｑ分の１にする。しかし、ステップ幅減少が実行されるのは次の反復である。すなわち、ステップ幅がｑ分の１になるには２回の反復が必要である。よって、実現される最小ステップ幅（分解能）ΔＶ_Ｄｍｉｎは次式で与えられる。

［数１９］
ΔＶ_Ｄｍｉｎ＝｜ΔＶ_Ｄ０｜／ｑ^Ｎ／２ （２１）

ここで、Ｎ＝８、＝１０２４の場合、ｑ＝２の時の最高の分解能が６４であるのに対して、ｑ＝３の時は約１３に向上する。このように、ｑを大きくすることにより、初期ステップ幅を大きく保ったまま、最終的な分解能を上げることができる。分解能を徐々に改善する他の方法として、反復回数ｋの関数としてステップ幅を小さくしていく方法も考えられるが、この方法では評価関数の状態に応じた変化が行えない。また、ステップ幅を評価関数に依存して制御する方法も考えられるが、評価関数値は電波環境に依存するので適切な依存パラメータの選定が問題となる。

評価関数値の改善の状況を図２５乃至図２７に示す。ｑ＝２とし、評価関数値ｆの高い方向を下方向にして極小点を探す状況を示している。素子数Ｍ＝１の場合とし、横軸はその素子のディジタル制御電圧Ｖ_Ｄとする。探索によって評価関数値の改善がない場合、この実施例では、図２５に示すようにポテンシャルの壁にぶつかったものと推測して、ステップ幅をｑ分の１にして逆方向に戻る。逆方向にも改善が見られない場合は図２６に示すように、さらに逆方向（元の方向）に進む。ただし、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の数Ｍは複数であるため、図２７に示すように、評価関数の形状は他の（Ｍ−１）個の可変リアクタンス素子の電圧変化により変動する。しかし、評価関数値を改めて測定するには新たにＰ個のサンプルを必要とする。また、評価関数値が改善するまで該当素子の探索を繰り返す方法では改善の到達値が低くなるので（後述する付録１参照。）、前の反復情報を用いる。

以上のように、可変ステップ探索法では評価関数の増減の情報を利用しているが、評価関数の変化の大きさも次反復に反映することが可能である。最急勾配法のようにステップ幅に反映させる方法も考えられるが、各素子の収束を同時に行う必要はなく、またステップ幅の演算時間の増加を避けるため、この実施例では探索する素子の順番に反映させる方法を第２の方法として提案する。これに対して、前述の探索素子順番を固定にした方法を第１の方法とする。

図２２は、図２０の適応制御型コントローラ２０Ｂによって実行される、第２の方法によるアレーアンテナの適応制御処理を示すフローチャートである。第２の方法による適応制御処理が第１の方法による適応制御処理と異なるのは、探索順序パラメータｐｏｄｒ（・）を利用したことであり、ここで、引数は探索順序を示す自然数であり、そのパラメータ値は探索すべき素子パラメータを表す。上記相違点は具体的には、以下の通りである。

（１）図２１のステップＳ２０２において、探索順序パラメータｐｏｄｒ（ｉ）（ｉ＝１，２，…，Ｍ）にｉを代入してステップＳ２０２Ａとしたこと。具体的には、ｐｏｄｒ（１）に１を代入し、ｐｏｄｒ（２）に２を代入し、以下同様である。すなわち、探索順序パラメータｐｏｄｒ（ｉ）に昇順の自然数を初期値として代入し、これにより、素子パラメータの探索順序を表す。
（２）図２１のステップＳ２０４に代えて、探索順序パラメータｐｏｄｒ（ｉｉ）の値を素子パラメータｉに代入するステップＳ２０４Ａとしたこと。
（３）図２１のステップＳ２０６と、ステップＳ２０７との間に、ステップＳ２０６Ａを挿入したこと。ステップＳ２０６Ａにおいて、評価関数値の差分である勾配値（ｆ−ｆ０）を計算し、その計算値を勾配値ｇ（ｉ）に代入する。
（４）図２１のステップＳ２１３でＹＥＳであるときは、ステップＳ２１５の処理を実行してステップＳ２０３に戻る。ステップＳ２１５においては、探索順序パラメータｐｏｄｒ（ｓｏｒｔ（｜ｇ（ｉ）｜））（ｉ＝１，２，…，Ｍ）の値をｉに代入し、ここで、ｐｏｄｒ（ｓｏｒｔ（｜ｇ（ｉ）｜））は、勾配値ｇ（ｉ）の絶対値をｉ＝１，２，…，Ｍの間で降順に（より大きな値から先に）並び替え、降順に並び替えられた勾配値ｇ（ｉ）の引数（素子パラメータ）ｉを順次出力するものであり、探索順序パラメータｐｏｄｒ（ｓｏｒｔ（｜ｇ（ｉ）｜））（ｉ＝１，２，…，Ｍ）の計算は具体的には、以下の通りである。

（ａ）勾配値の絶対値｜ｇ（ｉ）｜（ｉ＝１，２，…，Ｍ）のうちの最大値のときの引数（素子パラメータ）ｉをｉ１とすると、ｐｏｄｒ（１）＝ｉ１；
（ｂ）勾配値の絶対値｜ｇ（ｉ）｜（ｉ＝１，２，…，Ｍ）のうちの第２番目に大きな値のときの引数（素子パラメータ）ｉをｉ２とすると、ｐｏｄｒ（２）＝ｉ２；
（ｃ）勾配値の絶対値｜ｇ（ｉ）｜（ｉ＝１，２，…，Ｍ）のうちの第３番目に大きな値のときの引数（素子パラメータ）ｉをｉ２とすると、ｐｏｄｒ（３）＝ｉ３；
（ｄ）以下、同様であり、ｐｏｄｒ（４）＝ｉ４；ｐｏｄｒ（５）＝ｉ５；…；ｐｏｄｒ（Ｍ）＝ｉＭとなる。

すなわち、第２の方法においては、順番の選択法として、前反復で評価関数値の変化が大きかった順に探索する方法を用いる。すなわち、他の素子の電圧変化による評価関数値の変化が重なる前に改善の利得をできるだけ稼ごうとするものである。また、評価関数値が劣化した場合も、逆方向には改善されるという推測に基づいている。

本発明者らは、図２０のアレーアンテナの制御装置のシミュレーションを実行し、その結果について以下に説明する。適応制御のためのアレーアンテナの評価関数として、受信信号品質を決定する出力ＳＩＮＲが実用上用いられ、この実施例においては、この出力ＳＩＮＲを最大化するための上記式（１６）においてＲ＝ｆとおいた式で示された評価関数ｆを用いている。この評価関数ｆは、実際の通信システムにおいて所望波や干渉波が未知であるときに用いられ有効である。

しかしながら、以下に示す実施例では、提案したアルゴリズムの収束能力について調べるため雑音の影響を除外し、また所望波や干渉波の到来方向は既知として、次式のような評価関数ｆを用いる。すなわち、ここで明記するが、図２０に図示した実際の通信システムで用いられる実施例では、上記式（１６）の評価関数を用いる一方、以下に示すシミュレーションに係る実施例では次式の評価関数を用いる。

ここで、Ｆはアレーファクタに相当し、φ_０は所望波方位角、φｔは干渉波方位角を表す。ｋ_ｔは干渉波や所望波の強さを表すためのパラメータであり、ｎ_Ｎは干渉波の個数である。アレーファクタＦは、非特許文献４に従って次式により計算する。

［数２０］
Ｆ＝Ｅ・ｕ_０・ａ （２３）
［数２１］
Ｅ＝（Ｙ−１＋Ｘ）^−１ （２４）

ここで、ｕ_０は上記単位ベクトルであり、ａはアレーアンテナ装置１００の移相中心を給電点６にとったときの、ステアリングベクトルである。評価関数ｆに関する極大解は幾つか存在するので収束値は初期値に依存する。実用上は適当な初期値の選択が有効となるが、アルゴリズムの収束能力を評価するため、この実施例ではディジタル制御電圧の初期値Ｖ_Ｄ０をすべて０とする。

これら最急勾配法、高次元２分法と順次ランダム探索法との比較を図２８に示す。図２８から明らかなように、評価関数値の比較に必要な新たなデータ点として、高次元２分法では前反復の結果の両側の中間点を測定する必要があるのに対して、他の３方法で変化前の点と比較するので、新たな測定は片方のデータ点だけでよい。また、最急勾配法と高次元２分法は探索した点とは別の点を新たな反復点とするため、１つの反復に要するデータを１つ多く必要とし、また、その点の評価関数値が元の点より低くなる可能性がある。可変ステップ探索法は順次ランダム探索法とともに評価関数値は単調増加し、評価関数値が改善しなければ同じ状態に止まるという自由度を有している。

変化（探索）幅の細かさに関しては、最急勾配法では勾配の大きさに応じて変化するが、勾配の大きさを規格化すれば一定にできる（付録２参照。）。高次元２分法では制御空間が２のＭ乗分の１に急速に小さくなる。順次ランダム探索法では探索範囲を徐々に減じるためのパラメータ設定が可能である。可変ステップ探索法では、探索の結果改善が得られない場合にステップ幅をｑ分の１にしていく。すなわち、電波環境に適応した速度で分解能が向上していく能力を持っている。

また、変化（探索）方向に関しては、順次ランダム探索法ではランダムである。高次元２分法は新たな２つの状態を比較して良い方向に動く。可変ステップ探索法は前反復の情報を元に推測する。最急勾配法は最適な方向を算出する。

さらに、一巡探索で改善が得られない場合の対処法について説明する。上述したように、可変ステップ探索法では反復点数が多く、単純に増加するため、少ないデータ数での評価関数値の改善を得るのに有効である。しかしながら、図２８を見ると、６素子一巡の探索で評価関数値の改善が全く無い場合があることが分かる。これに対して、最急勾配法と高次元２分法では必ず１つの反復で次の状態に移る。また、実際の通信システムでは、雑音による誤差で高い評価関数値が得られ、その電圧値状態から抜け出せなくなる危険性がある。一巡しても評価関数値の改善が得られない場合の１つの対処法として、比較の基準となっている電圧状態の評価関数値を再測定し、その値とのそれまでの探索値を再比較する方法が考えられる。この実施例では、さらに進んで、そのような場合には全素子に対する差分データが得られることになるので、そのデータを元に最急勾配法を行うことを第３の方法として提案する。

図２３は図２０の適応制御型コントローラ２０Ｂによって実行される、第３の方法によるアレーアンテナの適応制御処理を示すフローチャートである。図２３の第３の方法が図２１の第１の方法と比較して異なるところは、以下の通りである。
（１）ステップＳ２０６とＳ２０７との間に、第２の方法と同様に、ステップＳ２０６Ａを挿入して勾配値ｇ（ｉ）を計算すること。
（２）ステップＳ２１１とＳ２１２の間に、図２４に図示するサブルーチンである最急勾配法による適応制御処理（ステップＳ２１６）を挿入したこと。

図２４の最急勾配法による適応制御処理において、ステップＳ２２２乃至Ｓ２２４の処理では、全ての素子について評価関数値が改善していないか否かをチェックするための処理であり、改善していないときはステップＳ２２５以降の実際の最急勾配法による処理を実行する。

図２４のステップＳ２２１において素子パラメータｊを１に初期化し、ステップＳ２２２において勾配値ｇ（ｊ）≦０であるか否かが判断され、ＮＯのときは元のメインルーチンに戻る一方、ＹＥＳのときはステップＳ２２３に進む。ステップＳ２２３において素子パラメータｊ＜Ｍであるか否かが判断され、ＹＥＳであるときは、ステップＳ２２４において素子パラメータｊを１だけインクリメントした後、ステップＳ２２２に戻る。一方、ステップＳ２２３でＮＯであるときは、ステップＳ２２５において初期設定処理を実行し、ここで、収束制御変数Ｃを０に初期化し、ステップ幅の平均値ΔＶ_ａｖを０に初期化し、素子パラメータｊｊを１に初期化する。次いで、ステップＳ２２６において次式のように、最急勾配法に係る収束制御変数Ｃと、ステップ幅の平均値ΔＶ_ａｖを計算して代入する。

［数２２］
Ｃ←Ｃ＋｛ｇ（ｊｊ）／ΔＶ_Ｄｊｊｋ｝^２ （２５）
［数２３］
ΔＶ_ａｖ←ΔＶ_ａｖ＋（ΔＶ_Ｄｊｊｋ）^２ （２６）

次いで、ステップＳ２２７において素子パラメータｊｊ＜Ｍであるか否かが判断され、ＹＥＳであるときは、ステップＳ２２８において素子パラメータｊｊを１だけインクリメントした後、ステップＳ２２６に戻る。一方，ステップＳ２２７でＮＯであるときは、ステップＳ２２９において素子パラメータｊｊを１に初期化した後、ステップＳ２３０において、各素子に対するディジタル制御電圧Ｖ_Ｄｊｊを次式のように計算して代入する。

次いで、ステップＳ２３１において素子パラメータｊｊ＜Ｍであるか否かが判断され、ＹＥＳであるときは、ステップＳ２３２において素子パラメータｊｊを１だけインクリメントした後、ステップＳ２３０に戻る。一方，ステップＳ２３１でＮＯであるときは、ステップＳ２３３において受信信号ｙ（ｔ）を受信し、上記式（１６）においてＲ＝ｆとおいた式を用いて評価関数値ｆ（Ｖ_Ｄ＋ΔＶ_Ｄ）を計算した後、元のメインルーチンに戻る。

この図２３及び図２４に図示された第３の方法においては、図２４のステップＳ２２６に示すように、勾配は規格した値を用い、探索に用いた各素子のステップ幅（差分）の平均値ΔＶ_ａｖをステップ幅とした（ステップＳ２２６乃至Ｓ２２８の処理において当該平均値ΔＶ_ａｖを計算している）。

以上説明したように、この実施例に係る可変ステップ探索法を用いることにより、初期ステップ幅を大きくすることにより、早い収束が得られることが分かった。約５０の少ないデータ数で高い評価関数値を得るために有効なアルゴリズムであると考えられる。
くてもよい。

以上の実施例においては、学習シーケンス信号を用いた適応制御処理は実際の通信の開始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。

以上の実施例においては、上記式（１６）においてＲ＝ｆとおいた式で計算された評価関数値ｆを最大となるように改善させるべく適応制御しているが、評価関数をその逆数にしたときは、それを最小となるように改善させるべく適応制御してもよい。

以上の実施例においては、評価関数値が改善されてないときは、図２１のステップＳ２０９において、ステップ幅δＶ_Ｄｉｋをｑ分の１になるように減少させてかつその符号を逆にしているが、本発明はこれに限らず、ステップ幅δＶ_Ｄｉｋを少なくとも減少させてかつその符号を逆にしてもよい。

以上の実施例においては、評価関数として上記式（１６）を用いているが、出力ＳＩＮＲ又はその度合いを示す他の種々の評価関数を用いてもよい。また、以上の実施例においては、評価関数として上記式（１６）を用い、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いて評価関数を計算しているが、本発明はこれに限らず、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いない種々の評価関数を用いてもよい。例えば、非特許文献５において開示されているように、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号に基づいて、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含み、上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であるように構成してもよい。

図２９は本発明に係る実施例４であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施例のアレーアンテナの制御装置は、アレーアンテナ装置１００のための適応制御装置であって、図２９に示すように、適応制御型コントローラ２０Ｃと、学習シーケンス信号発生器２１とを備えて構成される。この実施例は、図１１に図示された実施例１に比較して、適応制御型コントローラ２０に代えて、適応制御型コントローラ２０Ｃを備えたことを特徴とし、以下、主としてこの相違点について説明する。

ここで、適応制御型コントローラ２０Ｃは、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｔ）とに基づいて、最急勾配法による適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加されるバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）を探索して設定することを特徴としている。具体的には、適応制御型コントローラ２０Ｃは、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定の差分幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大となるように、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を反復して計算することにより、当該アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定するときに、反復時に、上記差分幅ΔＸを表す所定の減少関数を用いて、上記差分幅ΔＸ及びステップ幅μを上記評価関数値から計算される信号対干渉雑音比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御する。これにより、当該評価関数値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖ_ｍを探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖ_ｍを有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。なお、適応制御型コントローラ２０Ｃにおいて用いる評価関数ｆの相互相関係数は上記式（１６）においてＲ＝ｆとおいた式で定義される。

アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。この実施例においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０Ｃによる適応制御処理が実行される。

次いで、上記のリアクタンスベクトルＸを制御する方法として、以下に詳述する「差分幅制御探索法」を提案する。この実施例では最急勾配法の勾配は次式のように勾配値∇_ΔＸｆを規格化して計算する。

［数２４］
Ｘ_ｎ＋１＝Ｘ_ｎ＋μ（∇_ΔＸｆ／｜∇_ΔＸｆ｜） （２８）

ここで、式（２８）の右辺第２項の勾配値∇_ΔＸｆは、評価関数値ｆに対して差分幅ΔＸだけ摂動したときの評価関数値ｆの勾配値であり、これをその大きさで規格化している。すなわち、上記式（２８）のように勾配を規格化することにより、勾配が小さい状態でも評価関数の改善速度を高めることができる。Ｘ_ｎはリアクタンスベクトルの制御パラメータであり、この実施例では−２０４８〜２０４７の値をとる。ｆは、例えば上記式（１６）においてＲ＝ｆとおいた式で表された相互相関関数ｆを表す評価関数であり、アドミタンス行列Ｙを用いて計算する。

以上説明したように、この実施例によれば、最急勾配法の差分幅を評価関数の改善にしたがい小さくするような減少関数を用いて差分幅を制御することにより、評価関数値である出力ＳＩＮＲを大幅に改善することができ、改善された収束値を得ることができる。

以上の実施例においては、学習シーケンス信号を用いた適応制御処理は実際の通信の開始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。

以上の実施例においては、例えば、上記式（１６）においてＲ＝ｆとおいた式に示された評価関数値ｆを最大となるように改善させるべく適応制御しているが、評価関数をその逆数にしたときは、それを最小となるように改善させるべく適応制御してもよい。

以上の実施例においては、評価関数として上記式（１６）を用いているが、出力ＳＩＮＲ又はその度合いを示す他の種々の評価関数を用いてもよい。また、以上の実施例においては、評価関数として上記式（１６）を用い、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いて評価関数を計算しているが、本発明はこれに限らず、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いない種々の評価関数を用いてもよい。例えば、先行技術文献５において開示されているように、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号に基づいて、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含み、上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であるように構成してもよい。

図３０は本発明に係る実施例５であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施例のアレーアンテナの制御装置は、アレーアンテナ装置１００のための適応制御装置であって、図３０に示すように、適応制御型コントローラ２０Ｄと、学習シーケンス信号発生器２１とを備えて構成される。この実施例は、図１１に図示された実施例１に比較して、適応制御型コントローラ２０に代えて、適応制御型コントローラ２０Ｄを備えたことを特徴としており、以下、主としてこの相違点について説明する。

ここで、適応制御型コントローラ２０Ｄは、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、復調器４による無線通信を開始する前に、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナ装置１００により受信したときの受信信号ｙ（ｔ）と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して学習シーケンス信号発生器２１で発生された学習シーケンス信号ｄ（ｔ）とに基づいて、図３１に示すマルカート法による適応制御処理を実行することにより上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための、各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に印加されるバイアス電圧値Ｖ_ｍ（ｍ＝１，２，…，６）を探索して設定することを特徴としている。

具体的には、適応制御型コントローラ２０Ｄは、図３１に示すように、受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて後述する式（２９）に示す評価関数値Ｑｔを計算し、上記計算された評価関数値Ｑｔに基づいて、マルカート数を有するマルカート法を用いて各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の差分リアクタンス値を計算し、上記各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を順次所定の差分リアクタンス値だけ摂動させることを繰り返すことにより、当該評価関数値が最大となるように、当該アレーアンテナ装置の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値の最適解を計算して設定し、ここで、上記マルカート数αを、最適解に近づくにつれて漸次減少させるように制御することを特徴としている。これにより、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のバイアス電圧値Ｖ_ｍを探索し、探索の結果発見された各バイアス電圧値Ｖ_ｍを有する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定することができる。

アレーアンテナ１００で受信される無線信号を送信する送信局は、学習シーケンス信号発生器２１で発生される所定の学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有する学習シーケンス信号を含む所定のシンボルレートのディジタルデータ信号に従って、無線周波数の搬送波信号を、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどのディジタル変調法を用いて変調し、当該変調信号を電力増幅して受信局のアレーアンテナ装置１００に向けて送信する。この実施例においては、データ通信を行う前に、送信局から受信局に向けて学習シーケンス信号を含む無線信号が送信され、受信局では、適応制御型コントローラ２０Ｄによる適応制御処理が実行される。

次いで、上記のリアクタンスベクトルＸを制御する方法として、以下に詳述する「マルカート法による適応制御法」を提案する。先行技術の項で上述したように、従来、電子制御導波器アレーアンテナ装置に装荷する各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値の最適解を求めるために多大な時間を要していたが、これを解決するために、この実施例においては、電子制御導波器アレーアンテナ装置において，ＭＭＳＥ評価関数に対して最急降下法及びマルカート法を用いて最適化を行うことを提案する。

非線形最小二乗法の１つであるマルカート法はガウス−ニュートン法と最急降下法の利点を合わせ持つ方法である。所定の学習時間期間において、ｔ_ｍａｘ回のサンプリングを行い、時刻ｔ（ｔ＝１，２，…，ｔ_ｍａｘ）における評価関数の瞬時値をＱｔとし、アンテナ装置からの受信信号の瞬時値をｙ（ｔ）とし、学習シーケンス信号の瞬時値をｄ（ｔ）と表し、次式の目的関数Ｆ（Ｘ）を次式のように定義する。

この目的関数Ｆ（Ｘ）を最小化することにより各時刻ｔにおける評価関数Ｑｔを一様に小さくする共通のリアクタンスベクトルＸを計算する。ガウス−ニュートン法では、次式のように微少量であるリアクタンスの差分ベクトルΔＸ（ｎ）だけ修正してＸ（ｎ＋１）を得る。

［数２５］
Ｘ（ｎ＋１）＝Ｘ（ｎ）＋ΔＸ（ｎ） （３０）

しかしながら、リアクタンスベクトルＸ（ｎ）が最適値から遠い場合やｔ_ｍａｘ個のサンプルデータの独立性が弱い場合には、リアクタンスの差分ベクトルΔＸ（ｎ）自体が発散する恐れがある。一方、先行技術の方法に係る最急降下法では，評価関数の減少を最も確実に保証するが、反復を繰り返すとジグザグ運動を始めるという欠点があり、これを避けようとすると収束速度を犠牲にせざるを得ない。そこで、この実施例においては、マルカート法を用いて両者の欠点を補うために次式により、リアクタンスの差分ベクトルΔＸ（ｎ）を計算する。

［数２６］
（Ｊ_ｎＪ_ｎＨ＋αＩ）ΔＸ（ｎ）＝−Ｊ_ｎＨ（Ｘ（ｎ））
（３１）

ここで、αはマルカート数であり、Ｉは単位行列である。また、評価関数ベクトルＨ（Ｘ（ｎ））は次式で表される。

［数２７］
Ｈ（Ｘ（ｎ））＝［ｈ_１，ｈ_２，…，ｈ_ｔｍａｘ］ （３２）
［数２８］
ｈｔ≡Ｑ_ｔ ^１／２（Ｘ（ｎ）） （３３）

ここで、Ｊ_ｎは評価関数ベクトルＨ（Ｘ（ｎ））のＸ（ｎ）に関するヤコビアン行列であり、次式で与えられる。

［数２９］
Ｊ_ｎ＝［∇ｈ_１（Ｘ（ｎ）），∇ｈ_２（Ｘ（ｎ）），…，∇ｈｔ_ｍａｘ（Ｘ（ｎ））］
（３４）

上記式（３４）より、マルカート数α＝０とすればΔＸ（ｎ）の方向はガウス−ニュートン法による方向となり、マルカート数αが大きくなるとΔＸ（ｎ）は最急降下法による方向となる。この実施例では、マルカート数αは、次式に示すごとく最適点に近づくにつれその値が徐々に小さくなるように設定した。

図３１は、図１の適応制御型コントローラ２０Ｄによって実行される適応制御処理を示すフローチャートである。

図３１において、まず、ステップＳ３０１において、反復パラメータｎを１に初期化し、リアクタンスベクトルＸ（１）に対してその所定の初期値を代入する。次いで、ステップＳ３０２において、受信信号ｙ（ｔ）を測定し、上記式（２９）を用いて評価関数Ｑｔ（ｔ＝１，２，…，ｔ_ｍａｘ）を計算する。そして、ステップＳ３０３において、上記式（３３）及び式（３５）を用いてマルカート数αを計算し、ステップＳ３０４において、上記式（３１）乃至式（３４）を用いてマルカート法によりリアクタンスの差分ベクトルΔＸ（ｎ）を計算する。さらに、ステップＳ３０５において、上記式（３０）の漸化式を用いて次の反復のリアクタンスベクトルＸ（ｎ＋１）を計算して当該リアクタンスベクトルＸ（ｎ＋１）の各成分に対応する制御電圧信号を発生して各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。そして、ステップＳ３０６においてｎ≧Ｎ（最大反復回数）なる収束条件を満たすか否かを判断し、ＮＯのときはステップＳ３０７に進み、反復パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ３０２に進む。一方、ステップＳ３０６でＹＥＳのときは当該適応制御処理を終了する。

以上説明したように、この実施例によれば、マルカート法を用いて電子制御導波器アレーアンテナ装置の各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６の最適解を計算したので、電子制御導波器アレーアンテナ装置の最適化に要する時間を短縮することができた。

以上の実施例においては、学習シーケンス信号を用いた適応制御処理は実際の通信の開始前に実行しているが、本発明はこれに限らず、通信の最初に行っても、ある時間周期毎に行ってもよい。

以上の実施例においては、例えば、上記式（２９）に示された評価関数値を最大となるように改善させるべく適応制御しているが、評価関数をその逆数にしたときは、それを最小となるように改善させるべく適応制御してもよい。

以上の実施例においては、評価関数として上記式（２９）を用いているが、出力ＳＩＮＲ又はその度合いを示す他の種々の評価関数を用いてもよい。また、以上の実施例においては、評価関数として上記式（２９）を用い、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いて評価関数を計算しているが、本発明はこれに限らず、学習シーケンス信号ｄ（ｔ）を用いない種々の評価関数を用いてもよい。例えば、先行技術文献５において開示されているように、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号に基づいて、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含み、上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であるように構成してもよい。

以上詳述したように、本発明に係る実施例に係るアレーアンテナを制御するための方法によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置を制御するための方法において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の初期値からランダムに摂動して設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の摂動前後の所定の相互相関係数を演算し、摂動前後の相互相関係数が増大するときに対応するリアクタンス値を選択して設定した後、上記選択された各可変リアクタンス素子のリアクタンス値から上記ランダムに摂動して設定することを繰り返すステップを含む。従って、探索の反復毎に性能が向上するように学習することができ、最適解への収束時間を大幅に短縮することができる。これにより、計算量を少なくし、長い学習シーケンス信号を必要としない。

また、上記アレーアンテナを制御するための方法において、上記初期値は、好ましくは、所定の複数の放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値のうち、最大の相互相関係数を有する１つの放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値である。従って、最適な初期値から出発して探索することにより、最適解への収束時間を大幅に短縮することができ、計算量を少なくできる。

また、本発明の実施例に係る電子制御導波器アレーアンテナ装置であるアレーアンテナ装置の制御方法において、各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ各可変リアクタンス素子に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号をアレーアンテナにより受信したときの受信信号と、学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、選択されたリアクタンス値に属する範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ各可変リアクタンス素子に設定したときに相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を選択して設定することにより、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御する。

ここで、好ましくは、各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号をアレーアンテナにより受信したときの受信信号と、学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定した後、選択されたリアクタンス値に属する範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ各可変リアクタンス素子に設定したときに相互相関係数を演算し、二分後の各範囲の中央値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を選択して設定する。

従って、先行技術の方法に比較して収束時間を大幅に短縮することができ、少ない計算量で、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができる。

また、上記の前者の処理に代えて、好ましくは、所定の複数の放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに上記相互相関係数を演算し、最大の相互相関係数を有する１つの放射パターンに対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定する。従って、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の初期値を適切に選択でき、先行技術の方法に比較して収束時間を大幅に短縮することができ、少ない計算量で、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるように適応制御することができる。

さらに、本発明の実施例に係るアレーアンテナを制御するための方法によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置を制御するための方法において、可変ステップ探索法により各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を探索するようにしたので、探索の反復毎に性能が向上するように学習することができ、最適解への収束時間を大幅に短縮することができる。これにより、計算量を少なくし、長い学習シーケンス信号を必要としない。

またさらに、本発明の実施例に係るアレーアンテナを制御するための方法によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置を制御するための方法において、各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分幅ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大又は最小となるように各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を反復して計算することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するときに、上記差分幅ΔＸと上記ステップ幅μを、所定の減少関数を用いて上記評価関数値ｆ又は上記評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御する。従って、所望波に対して主ビームを向けかつ干渉波に対してヌルを向けるときに、先行技術の方法に比較して少ない反復回数で高速に良好な評価関数値を得ることができ、良好な収束値を得ることができる。

またさらに、本発明の実施例に係るアレーアンテナを制御するための方法によれば、電子制御導波器アレーアンテナ装置を制御するための方法において、受信された無線信号に基づいて所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、所定のマルカート数を有するマルカート法を用いて上記各可変リアクタンス素子の差分リアクタンス値を計算し、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分リアクタンス値だけ摂動させることを繰り返すことにより、当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の最適解を計算して設定する。ここで、好ましくは、上記マルカート数を最適解に近づくにつれて漸次減少させるように制御する。従って、マルカート法を用いることにより収束速度が速くなり，最急降下法よりも比較的少ないサンプル数でリアクタンス値の最適化が可能であり、高速で主ビームを所望波に向けることができる。

図３２は本発明に係る実施例６であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施例のアレーアンテナの制御装置は、アレーアンテナ装置１００のための適応制御装置であって、図３２に示すように、適応制御型コントローラ２０Ｅとを備えて構成される。ここで、適応制御型コントローラ２０Ｅは、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみで表された目的関数（後述する（３６）式）の値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定することを特徴としている。なお、適応制御に用いる受信信号としては、詳細後述するように、その振幅が一定である変調方式で変調された受信信号、もしくは振幅が変化する変調方式であるときは無変調である期間における受信信号を用いる。

次いで、この実施例で用いる「ブラインド適応ビーム形成」について説明する。適応ビーム形成の目的はアンテナ受信出力信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音の電力比ＳＩＮＲを最大化することである。ブラインド制御とは所望波に含まれる信号情報を全く参照することなくアンテナ可変パラメータ（一般的にはウエイトベクトル：ここでは、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。

この実施例に係るブラインド制御では、送信信号の振幅が標本化点において一定の値となることを利用する。現在多くの無線システムで用いられている変調方式のうち、アナログ無線方式では周波数変調ＦＭ、ディジタル無線方式では周波数シフトキーイングＦＳＫや位相シフトキーイングＰＳＫ、などは送信信号の振幅が時間的に一定である。多値直交振幅変調ＱＡＭなどのように包絡線が一定でない変調方式の場合には、送信パケットの先頭部分に無変調のヘッダ区間を設けることにより同様の動作が可能である。受信側では送信信号に干渉信号が重畳されるため振幅が一定でなくなる。そこで、受信された信号の振幅変動が最小となることを規範としてアンテナ指向特性を制御する。これにより、アンテナ指向特性が最適ビームパターンすなわち干渉波の方向へヌルが形成されるビームパターンとなる。この方法はＤＢＦ（Digital Beam Forming）アンテナ制御におけるＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）に相当する。受信信号をｙ（ｔ）と書くと、従来のＣＭＡでは包絡線｜ｙ（ｔ）｜をある一定の目標値Ｃに近付けること、すなわち、「Ｅ｜｜ｙ（ｔ）｜−Ｃ｜→ｍｉｎ→０」を規範としていた。ここで、Ｅ｜ｘ｜は変数の絶対値のアンサンブル平均を表す。この規範は電子制御導波器アレーアンテナ装置の制御には使えない。なぜなら、電子制御導波器アレーアンテナ装置は構造が簡易であるためそれ自身で絶対振幅を調整する機能を備えていないからである。そこで、この実施例ではこれに替えて、次式を規範として用いる。

［数３０］
Ｊ＝ｍ_１ ^２／ｍ_２→ｍａｘ→１ （３６）

すなわち、上記（３６）式で示された目的関数Ｊが最大の１となるように、適応制御する。ここで、ｍ_１，ｍ_２はタイミングｔ_ｓで標本化された受信信号を統計変数とみなした場合に、所定の期間における次式で表される１次および２次モーメントである。

［数３１］
ｍ_１＝Ｅ｜ｙ（ｔ_ｓ）｜ （３７）
［数３２］
ｍ_２＝Ｅ｜ｙ（ｔ_ｓ）｜^２ （３８）

ここで、Ｅ｜ｙ（ｔ_ｓ）｜は、具体的には、上記所定の期間におけるアンサンブル時間平均値である。この規範の目的関数Ｊには目標値Ｃが含まれておらず、受信信号のみで記述されている。この場合、目標値が未知の状態で制御できることが大きなメリットである。この規範に基づいてリアクタンス値を、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて反復更新することにより、アンテナ出力の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が最大となるように、すなわち、アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように最適ビームが形成される。
次いで、最急勾配法を用いたアンテナビームの適応制御について説明する。最急勾配法を用いるときの可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値のセット（リアクタンスベクトル）ｘに対する漸化式は次式で表される。

［数３３］
ｘ（ｎ＋１）＝ｘ（ｎ）＋μ∇Ｊ_ｎ ・・・（３９）

ここで、ｎはｘの更新の次数、パラメータμは試行錯誤的に定められるステップサイズである。ここで、最急勾配法は、最急降下法を含む方法の概念であるが、この実施例では、目的関数の値を最大するように最適解を求める方法を用いる。

さらに、最急勾配法による具体的な、最適解を求める手順について説明する。上記（３９）式を用いた最急勾配法によって目的関数Ｊ_ｎを可能な限り大きくするような良好なリアクタンスベクトルｘを発見するためには、以下の手順を用いる。

（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、予め決められたリアクタンスベクトルの初期値ｘ（１）（例えば、当該アレーアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における目的関数Ｊ_ｎの勾配ベクトル∇Ｊ_ｎを計算する。
（ｉｉｉ）勾配ベクトル∇Ｊ_ｎの方向と同一の方向に初期値又は現在の推定値を変更することで、リアクタンスベクトルｘにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、リアクタンスベクトルｘが実質的に収束する反復数まで実行される。

図３３は、図３２の適応制御型コントローラ２０Ｅによって実行される、最急勾配法によるより具体的な適応制御処理を示すフローチャートである。

図３３のステップＳ４０１において、まず、反復数パラメータｎを１にリセットし、リアクタンスベクトルｘ（１）にその初期値を設定挿入し、ステップＳ４０２において素子パラメータｋを１にリセットする。次いで、ステップＳ４０３において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ４０４において上記（３６）式を用いて目的関数Ｊの値を計算し、Ｊ（０）に設定挿入する。さらに、ステップＳ４０５においてリアクタンス値ｘ_ｋに所定の摂動値Δｘ_ｋを加算し、その加算値をリアクタンス値ｘ_ｋとして設定した後、ステップＳ４０６において受信信号ｙ（ｔ）を測定し、ステップＳ４０７において上記（３６）式を用いて目的関数Ｊの値を計算する。そして、ステップＳ４０８においてＪ−Ｊ（０）の値を計算して∂Ｊ_ｎ／∂ｘ_ｋに代入し、ステップＳ４０９においてリアクタンス値ｘ_ｋに所定の摂動値Δｘ_ｋを減算しその減算値をリアクタンス値ｘ_ｋとして設定することにより摂動前の値に戻した後、ステップＳ４１０において素子パラメータｋはＫ（＝６）以上であるか否かが判断される。ステップＳ４１０でＮＯであれば、ステップＳ４１１で素子パラメータｋを１だけインクリメントしてステップＳ４０５に戻り、上述の処理を繰り返す。一方、ステップＳ４１０でＹＥＳであるときは、ステップＳ４１２において、上記（３９）式の漸化式を用いて、リアクタンスベクトルｘの次の推定値ｘ（ｎ＋１）を計算した後、ステップＳ４１３において反復数パラメータｎが所定の反復数Ｎに到達しているか否かを判断し、ＮＯであれば、ステップＳ４１４において反復数パラメータｎを１だけインクリメントした後、ステップＳ４０２からの処理を繰り返す。一方、ステップＳ４１３でＹＥＳであるときは、十分に収束しているものと判断し、計算されたリアクタンスベクトルｘの値を有するリアクタンス値信号を可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力して設定する。

以上説明したように、この実施例によれば、適応制御型コントローラ２０Ｅは、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみで表された目的関数（（３６）式）の値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。従って、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向特性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ２０Ｅの計算処理をきわめて簡単に実行できる。

以上の実施例においては、最急勾配法を用いて各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を計算しているが、本発明はこれに限らず、以下に示す順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。

なお、順次ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定し、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該アレーアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値（ｎ＝１のとき）又は現在の推定値（ｎ≧２のとき）を使用して、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）における推定値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記推定値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける次の推定値を計算する。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。

また、ランダム法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、リアクタンスベクトルの所定の初期値ｘ（１）（例えば、当該アレーアンテナ装置１００をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル）によって処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、この初期値を使用して、当該初期値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。
（ｉｉｉ）計算された加算値を上記初期値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける推定値を計算する。
（ｉｖ）計算された推定値における目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上であれば、当該推定値を設定すべきリアクタンスベクトルとするが、ＮＯであれば、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。

さらに、高次元二分法においては、以下の手順を用いる。
（ｉ）最初に、反復数パラメータｎ（すなわち、ｎ回目の反復）を１に設定して処理を開始する。
（ｉｉ）次いで、リアクタンスベクトルの各リアクタンス値の所定の存在範囲（なお、２回目以降は、前に選択された推定値の存在範囲）を均等に二分し、二分された各存在範囲の平均値（各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に対して２つの平均値）を計算する。
（ｉｉｉ）この２つの平均値に対する目的関数Ｊの値を計算し、目的関数Ｊの値が大きい方を、リアクタンスベクトルにおける次の推定値とする。
（ｉｖ）反復数パラメータｎを１だけインクリメントし、ステップ（ｉｉ）に戻って処理を繰り返す。この繰り返し処理は、目的関数Ｊの値が所定のしきい値（例えば０．９）以上になるまで実行される。

以上の実施例においては、目的関数Ｊを適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、目的関数Ｊの逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。

図３４は本発明に係る実施例７であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施例のアレーアンテナの制御装置は、アレーアンテナ装置１００のための適応制御装置であって、図３４に示すように、適応制御型コントローラ２０Ｆとを備えて構成され、特に、実施例６に係る適応制御型コントローラ２０Ｅに代えて、適応制御型コントローラ２０Ｆを備えたことを特徴としている。

ここで、受信側での適応制御に用いる、送信側から送信される無線信号としては、詳細後述するように、例えば、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなどの多値直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）やＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）などのディジタル振幅変調を含む変調方法で変調された無線信号を用いる。従って、上記無線信号はディジタル振幅変調されているので、各標本化された信号点においてその振幅は離散的に変化する。この実施例では、受信信号の振幅値を時系列的に標本化観測し、それらの自乗（瞬時電力値）が簡単な整数比系列となることに着目した目的関数を定義しこれを最小化することを規範としている。ここで、具体的には、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記ディジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有することを利用している。

この実施例において、適応制御型コントローラ２０Ｆは、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間期間などの所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値として計算し、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、受信信号ｙ（ｔ）のみから計算可能な上記目的関数値が実質的に最小となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して、その値を示すリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することによりそれらリアクタンス値ｘ_ｋを設定する。

次いで、この実施例で用いる「ブラインド適応ビーム形成」について説明する。適応ビーム形成の目的はアンテナ受信出力信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音の電力比ＳＩＮＲ＝Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）を最大化することである。ブラインド制御とは所望波に含まれる信号情報を全く参照することなくアンテナ可変パラメータ（一般的にはウエイトベクトル：ここでは、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。

この実施例に係るブラインド制御では、送信信号の振幅が標本化点においてその自乗（瞬時電力値）が簡単な整数比をもつ値となることを利用する。現在多くの無線システムで用いられているディジタル変調方式のうち、特にＰＳＫではこの比の値が全て１となる。これが１６ＱＡＭの場合には、図３５に示すＩ／Ｑ平面上の信号点配置から明らかなように、ここで第１象限のみを考慮すれば、各標本化された信号点において、Ｉチャンネルの振幅値ｍ＝１，３と、Ｑチャンネルの振幅値ｎ＝１，３とに基づく瞬時電力値Ｐは次式で表される。

［数３４］
Ｐ＝（２ｍ−１）^２＋（２ｎ−１）^２ （４１）

従って、１６ＱＡＭのときに取りうる瞬時電力値Ｐは次の表１に示すようになる。

［表１］
１６ＱＡＭのときの瞬時電力値Ｐ
――――――――――――――――――――
ｍ １ ３
ｎ
――――――――――――――――――――
１ ２ １０
３ １０ １８
――――――――――――――――――――

この表１から互いに異なる各２つの信号点の瞬時電力比は１：５：９となる。ある標本化信号点における瞬時電力値Ｐ１と次の標本化信号点での瞬時電力値Ｐ２との比は、１：１、１：５、１：９、５：１、５：５、５：９、９：１、９：５、９：９のいずれかをとる。これらの２値Ｐ１，Ｐ２を比較し大きい方を小さい方で除算した商の値をＲとして次式のように計算すると、次の表５に示すようになる。

［数３５］
Ｒ＝ｍａｘ（Ｐ１，Ｐ２）／ｍｉｎ（Ｐ１，Ｐ２）
（４２）

ここで、関数ｍａｘ（・）は、引数に含まれる複数の値のうち最大値を示す関数であり、関数ｍａｘ（・）は、引数に含まれる複数の値のうち最大値を示す関数である。

［表２］
１６ＱＡＭのときの標本化された信号点での電力比
――――――――――――――――――――――――――
Ｐ１ ２ １０ １８
Ｐ２
――――――――――――――――――――――――――
２ １ ５ ９
１０ ５ １ １．８
１８ ９ １．８ １
――――――――――――――――――――――――――

この表２から明らかなように、１６ＱＡＭのときの電力比Ｒは次式で表された離散値の４通りのみとりうる。

［数３６］
Ｒ＝１．０，１．８，５．０，９．０ ・・・（４３）

受信側では送信信号に干渉信号と雑音が重畳されるためこの商の値が上記離散値からゆらぐ。このゆらぎの程度を表す評価関数Ｑを次式のように定義する。

［数３７］
Ｑ＝ｍｉｎ｛｜Ｒ−１．０｜,｜Ｒ−１．８｜,｜Ｒ−５．０｜,｜Ｒ−９．０｜｝
（４４）

この評価関数は図３６に示すように、１≦ｒ＜∞を定義域とする折れ線グラフとなる。送信信号に同期していない干渉信号と雑音はランダムなので、評価関数値Ｑも時間的に変動する。そこで、この実施例では、例えば１フレームなどの所定の期間中において多数の標本化信号点における評価関数値Ｑの時間平均値又はアンサンブル平均値（期待値）Ｅ（Ｑ）をとり、これを最小化すること、すなわち次式の目的関数Ｊを規範とする。

［数３８］
Ｊ＝Ｅ（Ｑ）→ｍｉｎ→０ （４５）

すなわち、上記（４５）式で表された目的関数を実質的に最小値となるように適応制御する。この規範は受信信号の振幅の相対値だけで決定されるので受信レベル変動や受信機利得変動の影響を受けないというメリットもある。この規範に基づいてリアクタンス値を、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて反復更新することにより、アンテナ出力の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が最大となるように、すなわち、アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように最適ビームが形成される。

また、同様に、６４ＱＡＭのときの瞬時電力値Ｐは次の表６のようになり、１６ＱＡＭのときと同様に当該アレーアンテナ装置１００を適応制御可能である。なお、表５において、電力比Ｒの計算値は便宜上、小数点第５位を四捨五入して小数点第４位まで示している。

［表３］
６４ＱＡＭのときの瞬時電力値Ｐ
―――――――――――――――――――――――――――
ｍ １ ３ ５ ７
ｎ
―――――――――――――――――――――――――――
１ ２ １０ ２６ ５０
３ １０ １８ ３４ ５８
５ ２６ ３４ ５０ ７４
７ ５０ ５８ ７４ ９８
―――――――――――――――――――――――――――

なお、以上の実施例においては、上記（４５）式で表された目的関数を用いているが、本発明はこれに限らず、上記（４４）式で表された評価関数を目的関数として用いてもよい。また、図３４の適応制御型コントローラ２０Ｆによって実行される、最急勾配法による適応制御処理は、目的関数を除き、図３３と同様に実行される。

以上説明したように、この実施例によれば、適応制御型コントローラ２０Ｆは、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、例えば１フレームの時間期間などの所定の期間において受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値を目的関数値として計算し、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、受信信号ｙ（ｔ）のみから計算可能な目的関数値（（４５）式）が実質的に最小となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。従って、送信された無線信号がディジタル振幅変調を含む変調方法で変調されていても、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向特性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、目的関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ２０Ｆの計算処理をきわめて簡単に実行できる。
以上の実施例においては、最急勾配法を用いて各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を計算しているが、本発明はこれに限らず、上述の順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。

以上の実施例においては、目的関数Ｊを適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、目的関数Ｊの逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための目的関数とし、それを最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。

図３７は本発明に係る実施例８であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施例のアレーアンテナの制御装置は、図３７に示すように、アレーアンテナ装置１００で受信された受信信号を処理する無線受信機１１１０と、適応制御型コントローラ１１２０とを備えて構成される。

ここで、送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ここで、ｍは２以上の整数である。）、適応制御型コントローラ１１２０は、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（例えば、後述する（４６）式）の値が最大となるように、アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定することを特徴としている。

図３７のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置１００は無線信号ｙ（ｔ）を受信し、上記受信された無線信号である受信信号ｙ（ｔ）は無線受信機１１１０に入力され、無線受信機１１１０は上記受信信号ｙ（ｔ）に対してＢＰＳＫ復調処理を行って、ＢＰＳＫ復調された、互いに直交した受信信号からの２つのディジタルベースバンド信号を得る。すなわち、無線受信機１１１０において、受信信号ｙ（ｔ）はまず低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１０１により高周波増幅された後２分配され、２分配された一方の受信信号ｙ（ｔ）は混合器１１０２−１により局部発振器１１０３からの局部発振信号と混合された後、ダイレクトコンバージョン後のＩ信号は、Ａ／Ｄ変換器１１０５−１によりＡ／Ｄ変換されてディジタルベースバンドＩ信号を得る。一方、２分配された他方の受信信号ｙ（ｔ）は混合器１１０２−２により、局部発振信号から９０度移相器１１０４により９０度だけ移相された局部発振信号と混合された後、ダイレクトコンバージョン後のＱ信号は、Ａ／Ｄ変換器１１０５−２によりＡ／Ｄ変換されてディジタルベースバンドＱ信号を得る。これら２つのディジタルベースバンド信号はデータ信号として出力されるとともに、適応制御型コントローラ１１２０に出力される。次いで、適応制御型コントローラ１１２０は、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号ｙ（ｔ）を表す２つのディジタルベースバンド信号に基づいて、例えば最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみであって受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（（４６）式）の値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値ｘ_ｋ（ｋ＝１，２，…，６）を計算してその値を示すリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することによりそれらリアクタンス値ｘ_ｋを設定する。

次いで、この実施例で用いる「ブラインド適応ビーム形成」について説明する。適応ビーム形成の目的はアンテナ受信出力信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音の電力比ＳＩＮＲを最大化することである。ブラインド制御とは所望波に含まれる信号情報を全く参照することなくアンテナ可変パラメータ（一般的にはウエイトベクトル：ここでは、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。

適応的にビームを形成をするためには、（１）送信パケットのヘッダに参照信号を含ませておき、（２）受信側で予めこの参照信号系列を知っておき、（３）参照信号の同期タイミングを検出して、（４）アレーの重み係数をトレーニングする、というプロセスが通常用いられる。例えばアレーアンテナ装置１００の適応ビーム形成法として受信信号と参照信号との相互相関係数を最大化するアルゴリズム「ＭＣＣＣ：Maximum Cross Correlation Coefficient」がある（例えば、非特許文献７参照。）。これに対して、ブラインド適応ビーム形成とは参照信号なしで適応的にビームを形成する機能であり、上記（１）〜（３）のプロセスを省略することができる。

この実施例においては、ｍ相ＰＳＫ変調信号に特有の性質に着目し、これを利用したブラインド規範を提案する。ここで着目する性質とは、「ｍ相ＰＳＫ変調信号は変調データに関わらずこれをｍ乗すると一定の複素数値となる」ことである。通信路で雑音あるいは干渉を被るとこの一定の複素数値からのゆらぎが受信側で観測される。このゆらぎが小さいほど所望信号が高い純度で抽出できていると考えられる。そこで、上述のごとく導出した受信アンテナの出力信号の第ｍ次モーメントを最大化すること、すなわち、次式を規範関数とすることを提案する。

ここで、Ｅ［・］は引数・のアンサンブル平均（所定の時間における平均値）を表す。分母はｍ乗された信号の平均電力を表している。規範関数Ｊ｛ｙ（ｔ）^ｍ｝の物理的解釈は後述の補足説明で述べる。この規範関数の利点は、上述の「一定の複素数値」を含んでいないことである。すなわち、この値を受信側で予め知っている必要が無い。このことは、アンテナ及び受信回路系の絶対利得や固定的な位相回転量に左右されないことを意味しており、実際の無線システムに用いる際の重要な利点である。上記式で表されるように複素信号の第ｍ次モーメントを最大化する規範をここでは「ＭＭＣ:Maximum Moment Criterion」と呼ぶこととする。

次いで、上記規範関数を用いた適応ビーム形成について説明する。「適応ビーム形成」とは、アレーアンテナ装置１００の受信信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲ＝Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）を最大化するようにアンテナ可変パラメータ（アレーアンテナ装置１００では各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。上述の規範関数に基づいてリアクタンス値を反復更新することにより、アンテナ指向特性が出力ＳＩＮＲ最大となる最適ビームパターンすなわち所望波の方向へメインビームが形成され干渉波の方向へヌルが形成されるビームパターンとなる。

すなわち、上記規範関数Ｊには目標値Ｃが含まれておらず、受信信号ｙ（ｔ）のみであって、しかも受信信号のｍ乗｛ｙ（ｔ）^ｍ｝を用いて表されて記述されている。この場合、目標値が未知の状態で制御できることが大きなメリットである。この規範に基づいてリアクタンス値を、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて反復更新することにより、アンテナ出力の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が最大となるように、すなわち、アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように最適ビームが形成される。なお、図３７の適応制御型コントローラ１１２０によって実行される、最急勾配法によるより具体的な適応制御処理を示すフローチャートである。

以上説明したように、この実施例によれば、適応制御型コントローラ１１２０は、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみであって受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（（４６）式）の値が最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。従って、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向特性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、規範関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ１１２０の計算処理をきわめて簡単に実行できる。

以上の実施例においては、最急勾配法を用いて各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を計算しているが、本発明はこれに限らず、以下に示す順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。
以上の実施例においては、規範関数Ｊを適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、規範関数Ｊの逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。

図３８は本発明に係る実施例９であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この実施例のアレーアンテナの制御装置は、アレーアンテナ装置１００のための適応制御装置であって、無線受信機１１１０と、適応制御型コントローラ１１２０Ａとを備えて構成される。特に、図３７の適応制御型コントローラ１１２０に代えて、適応制御型コントローラ１１２０Ａを備えたことを特徴としている。

ここで、送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ここで、ｍは２以上の整数である。）、適応制御型コントローラ１１２０Ａは、例えばコンピュータなどのディジタル計算機で構成され、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（例えば、後述する（４７）式）の値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して、その値を示すリアクタンス値信号を各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６に出力することによりそれらリアクタンス値ｘ_ｋを設定する。

この実施例においては、ｍ相ＰＳＫ変調信号に特有の性質に着目し、これを利用したブラインド規範を提案する。ここで着目する性質とは、「ｍ相ＰＳＫ変調信号は変調データに関わらずこれをｍ乗すると一定の複素数値となる」ことである。通信路で雑音あるいは干渉を被るとこの一定の複素数値からのゆらぎが受信側で観測される。このゆらぎが小さいほど所望信号が高い純度で抽出できていると考えられる。そこで、上述のごとく導出した受信アンテナの出力信号の第ｍ次モーメントを用いた、次式の規範関数とすることを提案する。

ここで、Ｅ［・］は引数・のアンサンブル平均（所定の時間における平均値）を表す。分母はｍ乗された信号の平均電力を表している。規範関数Ｊｍ（ｙ（ｔ））の物理的解釈は詳細後述する。この規範関数の利点は、上述の「一定の複素数値」を含んでいないことである。すなわち、この値を受信側で予め知っている必要が無い。このことは、アンテナ及び受信回路系の絶対利得や固定的な位相回転量に左右されないことを意味しており、実際の無線システムに用いる際の重要な利点である。

次いで、上記規範関数を用いた適応ビーム形成について説明する。「適応ビーム形成」とは、アレーアンテナ装置１００の受信信号ｙ（ｔ）に含まれる信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲ＝Ｓ／（Ｎ＋Ｉ）を実質的に最大化するようにアンテナ可変パラメータ（アレーアンテナ装置１００では各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値）を更新することである。上述の規範関数に基づいてリアクタンス値を反復更新することにより、アンテナ指向特性が出力ＳＩＮＲ最大となる最適ビームパターンすなわち所望波の方向へメインビームが形成され干渉波の方向へヌルが形成されるビームパターンとなる。

すなわち、上記規範関数Ｊには目標値Ｃが含まれておらず、受信信号ｙ（ｔ）のみであって、しかも受信信号のｍ乗｛（ｙ（ｔ））^ｍ｝を用いて表されて記述されている。この場合、目標値が未知の状態で制御できることが大きなメリットである。この規範に基づいてリアクタンス値を、例えば最急勾配法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いて反復更新することにより、アンテナ出力の信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が実質的に最大となるように、すなわち、アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように最適ビームが形成される。なお、図３８の適応制御型コントローラ１１２０Ａによって実行される、最急勾配法による適応制御処理は、規範関数を除き、図３３の処理と同様に実行される。

以上説明したように、この実施例によれば、適応制御型コントローラ１１２０Ａは、アレーアンテナ装置１００によって受信された受信信号ｙ（ｔ）に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法である、例えば、最急勾配法を用いて、上記受信信号ｙ（ｔ）のみであって受信信号ｙ（ｔ）のｍ乗を用いて表された規範関数（式（４７））の値が実質的に最大となるように、上記アレーアンテナ装置１００の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−６のリアクタンス値を計算して設定する。従って、参照信号を必要とせずに、アレーアンテナの指向特性を所望波の方向に主ビームを向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように適応制御することができる。ここで、参照信号を必要としないので、当該装置の構成を簡単化できる。また、規範関数Ｊは受信信号ｙ（ｔ）のみで記述されているので、適応制御コントローラ１１２０Ａの計算処理をきわめて簡単に実行できる。

以上の実施例においては、最急勾配法を用いて各可変リアクタンス素子１２のリアクタンス値を計算しているが、本発明はこれに限らず、以下に示す順次ランダム法、ランダム法、高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。

以上の実施例においては、規範関数Ｊを適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを実質的に最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、規範関数Ｊの逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを実質的に最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。

以上説明したように、この実施例によれば、アレーアンテナ装置１００はハードウエア構成が簡単であるにもかかわらず、適切な規範と帰還制御によりブラインドビーム形成が可能であるということをｍ相ＰＳＫ波受信の場合について示した。

以上の実施例においては、上記（４７）式の規範関数を用いているが、上記（４７）式における時間平均Ｅ（・）は、例えば周波数分割多重方式で送信されたデータ信号を一時に受信して並列処理する場合に、例えば１シンボルなどの所定の期間において複数のデータ信号についての平均値であってもよい。

＜第２の実施形態＞
図３９は、本発明の第２の実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００Ａの構成を示す正面図であり、図４０は、図３９のコリニアアレーアンテナ装置１００Ａの背面図である。このコリニアアレーアンテナ装置１００Ａは、図１のコリニアアレーアンテナ装置１００を実装する１つの例であり、アンテナ素子６１１−１乃至６１１−６及び他の回路がプリント配線基板等の誘電体基板１０上に形成されたことを特徴とする。

詳しくは、コリニアアレーアンテナ装置１００Ａは、長さＬと幅Ｗとを有する矩形形状の誘電体基板１０のおもて面上に、
（ａ）１／４波長の長さと幅ｗとを有するストリップ形状のアンテナ素子６１１−５と、
（ｂ）１／２波長の長さを幅ｗと有するストリップ形状のアンテナ素子６１１−３と、
（ｃ）１／２波長の長さを幅ｗと有するストリップ形状のアンテナ素子６１１−１と、
（ｄ）１／２波長の長さを幅ｗと有するストリップ形状のアンテナ素子６１１−２と、
（ｅ）１／２波長の長さを幅ｗと有するストリップ形状のアンテナ素子６１１−４と、
（ｆ）１／４波長の長さを幅ｗと有するストリップ形状のアンテナ素子６１１−６とを、
公知のプリント配線基板のプロセス技術を用いて形成することによって構成される。このとき、各アンテナ素子６１１−１乃至６１１−６は、それらの長手方向が誘電体基板１０の長手方向に平行であって、かつ上記の順序で一直線上に延在するように誘電体基板１０上に形成される。コリニアアレーアンテナ装置１００Ａはさらに、
（ｇ）アンテナ素子６１１−１の一端と、アンテナ素子６１１−２の一端との間の端子対を、無線送受信機を接続する給電点とするとともに、
（ｈ）アンテナ素子６１１−１の他端と、アンテナ素子６１１−３の一端との間の端子対に、可変リアクタンス素子１２−１を含む可変リアクタンス素子回路を設け、
（ｉ）アンテナ素子６１１−３の他端と、アンテナ素子６１１−５の一端との間の端子対に、可変リアクタンス素子１２−３を含む可変リアクタンス素子回路を設け、
（ｊ）アンテナ素子６１１−２の他端と、アンテナ素子６１１−４の一端との間の端子対に、可変リアクタンス素子１２−２を含む可変リアクタンス素子回路を設け、
（ｋ）アンテナ素子６１１−４の他端と、アンテナ素子６１１−６の一端との間の端子対に、可変リアクタンス素子１２−４を含む可変リアクタンス素子回路を設ける
ことにより構成される。

以下、図３９及び図４０を参照して、コリニアアレーアンテナ装置１００Ａの詳細構成についてさらに説明する。アンテナ素子６１１−１及び６１１−２の間の端子対に近接するように、誘電体基板１０の長手方向に延在する一辺の中央部（図３９では誘電体基板１０の左側の一辺における中央部）に、アンテナ素子６１１−１及び６１１−２に給電するための給電端子ＰＴが設けられる。アンテナ素子６１１−１は、アンテナ素子６１１−２と対向した側の端部においてアンテナ素子６１１−１に一体化して誘電体基板１０上に形成された給電線路６０６−１を介して給電端子ＰＴに接続され、同様に、アンテナ素子６１１−２は、アンテナ素子６１１−１と対向した側の端部においてアンテナ素子６１１−２に一体化して誘電体基板１０上に形成された給電線路６０６−２を介して給電端子ＰＴに接続されている。また、誘電体基板１０の長手方向に延在する他の一辺の中央部（図３９では誘電体基板１０の右側の一辺における中央部）には、端子Ｂ１乃至Ｂ５を含む端子群ＢＴが設けられ、この端子群ＢＴを介して、可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４のリアクタンス値を制御するための制御電圧信号が供給される。

次に、コリニアアレーアンテナ装置１００Ａの各可変リアクタンス素子回路の構成について説明する。アンテナ素子６１１−１上において、アンテナ素子６１１−３に近接した位置で誘電体基板１０を貫通するようにスルーホール導体７１１ａが設けられる。詳しくは、スルーホール導体７１１ａは、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通したスルーホールを設け、このスルーホールに導体を充填し、充填された導体とアンテナ素子６１１−１とを電気的に接続することによって形成される。同様に、アンテナ素子６１１−３上において、アンテナ素子６１１−１に近接した位置で誘電体基板１０を貫通するようにスルーホール導体７１３が設けられる。誘電体基板１０の、各アンテナ素子６１１−１乃至６１１−６が形成されたおもて面とは逆の裏面において、スルーホール導体７１１ａ及び７１３は、並列接続された可変リアクタンス素子１２−１と高周波電流阻止用抵抗（高周波電流を阻止するために高周波インピーダンスに比較して１０倍以上の抵抗値を有する抵抗をいう。以下、単に「抵抗」という。）Ｒ０−１とを介して互いに接続される。可変リアクタンス素子１２−１は、直列接続された抵抗Ｒ１と制御線Ｌ１とからなる直流線路を介して端子群ＢＴのうちの端子Ｂ１に接続される。従って、端子Ｂ１と、端子Ｂ１に接続された直流線路とを介して、可変リアクタンス素子１２−１に直流の制御電圧信号が供給される。ここで、抵抗Ｒ１は、アンテナ素子６１１−１及び６１１−３上の高周波電流が制御線Ｌ１及び端子群ＢＴに流れることを阻止するために、可変リアクタンス素子１２−１に近接するように直流線路上に挿入されている。アンテナ素子６１１−１及び６１１−３の間の端子対に係る可変リアクタンス素子回路は以上のように構成される。

同様に、アンテナ素子６１１−２及び６１１−４の間の端子対に係る可変リアクタンス素子回路は次のように構成される。アンテナ素子６１１−２及び６１１−４上において、スルーホール導体７１２ａ及び７１４がそれぞれ設けられ、スルーホール導体７１２ａ及び７１４は、誘電体基板１０の裏面において、並列接続された可変リアクタンス素子１２−２と抵抗Ｒ０−２とを介して互いに接続される。可変リアクタンス素子１２−２は、直列接続された抵抗Ｒ２と制御線Ｌ２とからなる直流線路を介して端子群ＢＴのうちの端子Ｂ２に接続される。ここで、抵抗Ｒ２は、アンテナ素子６１１−２及び６１１−４上の高周波電流が制御線Ｌ２及び端子群ＢＴに流れることを阻止するために、可変リアクタンス素子１２−２に近接するように直流線路上に挿入されている。また、アンテナ素子６１１−３及び６１１−５の間の端子対に係る可変リアクタンス素子回路は次のように構成される。アンテナ素子６１１−３及び６１１−５上において、スルーホール導体７１３ａ及び７１５がそれぞれ設けられ、スルーホール導体７１３ａ及び７１５は、誘電体基板１０の裏面において、並列接続された可変リアクタンス素子１２−３と抵抗Ｒ０−３とを介して互いに接続される。可変リアクタンス素子１２−３は、直列接続された抵抗Ｒ３ａと制御線Ｌ３ａと抵抗Ｒ３と制御線Ｌ３とからなる直流線路を介して端子群ＢＴのうちの端子Ｂ３に接続される。図４０に示されているように、直流線路の一部はアンテナ素子６１１−３及び６１１−１の長手方向に平行に設けられている。ここで、抵抗Ｒ３ａは、アンテナ素子６１１−３及び６１１−５上の高周波電流が制御線Ｌ３ａに流れることを阻止するために、可変リアクタンス素子１２−３に近接するように直流線路上に挿入され、抵抗Ｒ３もまた、高周波電流が制御線Ｌ３及び端子群ＢＴに流れることを阻止するために、可変リアクタンス素子１２−１に近接するように直流線路上に挿入されている。さらに、アンテナ素子６１１−４及び６１１−６の間の端子対に係る可変リアクタンス素子回路は次のように構成される。アンテナ素子６１１−４及び６１１−６上において、スルーホール導体７１４ａ及び７１６がそれぞれ設けられ、スルーホール導体７１４ａ及び７１６は、誘電体基板１０の裏面において、並列接続された可変リアクタンス素子１２−４と抵抗Ｒ０−４とを介して互いに接続される。可変リアクタンス素子１２−４は、直列接続された抵抗Ｒ４ａと制御線Ｌ４ａと抵抗Ｒ４と制御線Ｌ４とからなる直流線路を介して端子群ＢＴのうちの端子Ｂ４に接続される。図４０に示されているように、直流線路の一部はアンテナ素子６１１−４及び６１１−２の長手方向に平行に設けられている。ここで、抵抗Ｒ４ａは、アンテナ素子６１１−４及び６１１−６上の高周波電流が制御線Ｌ４ａに流れることを阻止するために、可変リアクタンス素子１２−４に近接するように直流線路上に挿入され、抵抗Ｒ４もまた、高周波電流が制御線Ｌ４及び端子群ＢＴに流れることを阻止するために、可変リアクタンス素子１２−２に近接するように直流線路上に挿入されている。

ここで、図４０右側の円内の拡大図を参照して、可変リアクタンス素子１２−１の詳細構成について説明する。可変リアクタンス素子１２−１は、逆直列接続された２つの可変容量ダイオードＤ１及びＤ２を備えて構成される。すなわち、可変リアクタンス素子１２−１において、可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のカソードは互いに接続され、可変容量ダイオードＤ１のアノードはスルーホール導体７１１ａに接続され、可変容量ダイオードＤ２のアノードはスルーホール導体７１３に接続される。さらに、可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のカソードは、抵抗Ｒ１と制御線Ｌ１とを介して端子Ｂ１に接続される。他の可変リアクタンス素子１２−２乃至１２−４についても同様に構成される。

また、アンテナ素子６１１−１上における給電線路６０６−１に近接した箇所に、誘電体基板１０を貫通するようにスルーホール導体７１１が設けられ、また、アンテナ素子６１１−２上における給電線路６０６−２に近接した箇所に、誘電体基板１０を貫通するようにスルーホール導体７１２が設けられ、誘電体基板１０の裏面において、スルーホール導体７１１に抵抗Ｒ０−５の一端が接続され、スルーホール導体７１２に抵抗Ｒ０−６の一端が接続され、抵抗Ｒ０−５及びＲ０−６の各々の他端は、制御線Ｌ５を介して端子群ＢＴのうちの端子Ｂ５に接続される。抵抗Ｒ０−５及びＲ０−６は、アンテナ素子６１１−１及び６１１−２上の高周波電流が制御線Ｌ５及び端子Ｂ５に流れることを阻止している。端子Ｂ５は接地され、これによって、アンテナ素子６１１−１及び６１１−２もまた接地される。さらに、各アンテナ素子６１１−１乃至６１１−６は抵抗Ｒ０−１乃至Ｒ０−４によって互いに接続されているので、アンテナ素子６１１−３乃至６１１−６もまた接地されている。

本実施形態のコリニアアレーアンテナ装置１００Ａでは、端子群ＢＴのうちの端子Ｂ１乃至Ｂ４を介して可変リアクタンス素子１２−１乃至１２−４のリアクタンス値を制御することにより、第１の実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００と同様に指向特性を変化させることができる。リアクタンス値の制御方法としては、図１１乃至図３８を参照して説明された第１乃至第９の実施例に係る適応制御方法のうちの任意のものを使用可能である。また、本実施形態のコリニアアレーアンテナ装置１００Ａでは、誘電体基板１０の一方の面の上にアンテナ素子６１１−１乃至６１１−６を設け、誘電体基板１０の他方の面の上にこれらのアンテナ素子６１１−１乃至６１１−６を制御するための可変リアクタンス素子回路を設けたことによって、単一の基板上に高周波線路と直流線路とを共存させることができる。

なお、上記誘電体基板１０は、例えば、ガラスエポキシ樹脂、テフロン（登録商標）、又はアルミナセラミックなどから構成される。

本実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００Ａによれば、構造が簡単であって、各アンテナ素子を容易にかつ高精度で形成することができるコリニアアレーアンテナ装置を提供することができる。特に、誘電体基板１０上にアンテナ素子６１１−１乃至６１１−６を形成しているので、プリント配線基板の形成技術で容易にアンテナ素子を形成することができ、製造工程がきわめて簡単になるという特有の利点を有する。

また、本実施形態のコリニアアレーアンテナ装置１００Ａは、図１のコリニアアレーアンテナ装置１００を誘電体基板１０上に構成したアンテナ装置として説明したが、図５乃至図１０を参照して説明した第１の実施形態に対する第１乃至第６の変形例に係るアレーアンテナ装置を、プリント配線基板等の誘電体基板上に構成してもよい。

＜第３の実施形態＞
図４１乃至図４３は、本発明の第３の実施形態に係るユニット型コリニアアレーアンテナ装置の構成を示す正面図であり、図４１（ａ）は、ユニット型コリニアアレーアンテナ装置を構成するためのアンテナ素子ユニットＵ１を示す正面図であり、図４１（ｂ）は、ユニット型コリニアアレーアンテナ装置を構成するための直流線路延長ユニットＵ２を示す正面図である。本実施形態では、アンテナ素子ユニットＵ１と直流線路延長ユニットＵ２とを組み合わせることにより、コリニアアレーアンテナ装置を構成することを特徴とする。

図４１（ａ）を参照すると、アンテナ素子ユニットＵ１は、ストリップ形状のアンテナ素子６１１−１と、可変容量ダイオードＤ１及びＤ２と抵抗Ｒ０とからなる可変リアクタンス素子回路と、直列接続された抵抗Ｒ１及び制御線Ｌ１からなる直流線路と、これらを上に配置するための誘電体基板１０Ａとを備えて構成される。可変リアクタンス素子回路は、図４０のコリニアアレーアンテナ装置１００Ａの場合と同様の回路構成を有し、可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のカソードは互いに接続され、可変容量ダイオードＤ１のアノードは誘電体基板１０Ａの上端の端子Ｔ２に接続され、可変容量ダイオードＤ２のアノードはアンテナ素子６１１−１の一端に接続され、アンテナ素子６１１−１の他端は、誘電体基板１０の下端の端子Ｔ１に接続される。可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のアノードは、抵抗Ｒ０を介して互いに接続される。アンテナ素子ユニットＵ１における直流線路の一端は可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のカソードに接続され、直流線路の他端は、誘電体基板１０Ａの下端の端子Ｔ３に接続される。アンテナ素子６１１−１及び制御線Ｌ１は、例えば、公知のプリント配線基板のプロセス技術を用いて形成する。以上のように構成されたアンテナ素子ユニットＵ１は、１／２波長の素子長を有するアンテナ素子として動作する。

図４１（ｂ）を参照すると、直流線路延長ユニットＵ２は、直列接続された抵抗Ｒ３と制御線Ｌ３とからなる直流線路と、これを上に配置するための誘電体基板１０Ｂとを備えて構成される。抵抗Ｒ３の一端は、誘電体基板１０Ｂ上における上端の端子Ｔ１２に接続され、抵抗Ｒ３の他端は、制御線Ｌ３を介して、誘電体基板１０Ｂにおける下端の端子Ｔ１１に接続される。制御線Ｌ３は、公知のプリント配線基板のプロセス技術を用いて形成する。

本実施形態に係るユニット型コリニアアレーアンテナ装置は、複数のアンテナ素子ユニットＵ１と、少なくとも１つの直流線路延長ユニットＵ２とを備え、複数のアンテナ素子ユニットＵ１のうちの２つは、互いに隣接する２つのアンテナ素子６１１−１が可変リアクタンス素子回路を介して接続されるように互いに連結され、直流線路延長ユニットＵ２は、複数のアンテナ素子ユニットＵ１のうちの少なくとも１つにおける直流線路を延長するようにそのアンテナ素子ユニットＵ１に連結されることを特徴としている。

以下、図４２及び図４３を参照して、図４１（ａ）のアンテナ素子ユニットＵ１と図４１（ｂ）の直流線路延長ユニットＵ２とを用いたユニット型コリニアアレーアンテナ装置の構成を説明する。ここでは、図示の簡単化のために、誘電体基板１０Ａ及び１０Ｂを省略している。

図４２は、２つのアンテナ素子ユニットＵ１及びＵ１−１と１つの直流線路延長ユニットＵ２とを備えて構成されるユニット型コリニアアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。第１のアンテナ素子ユニットＵ１の端子Ｔ２に、第２のアンテナ素子ユニットＵ１−１の端子Ｔ１が接続される。また、第２のアンテナ素子ユニットＵ１−１の端子Ｔ３に、直流線路延長ユニットＵ２の端子Ｔ１２が接続される。このように構成されたユニット型コリニアアレーアンテナ装置は、第１のアンテナ素子ユニットＵ１の端子Ｔ１に無線信号を給電するとき、１／２波長の素子長をそれぞれ有する２つのアンテナ素子を備えたモノポールアンテナとして動作する。このユニット型コリニアアレーアンテナ装置では、第１のアンテナ素子ユニットＵ１の端子Ｔ３と直流線路延長ユニットＵ２の端子Ｔ１１とに制御電圧を印加して、第１及び第２のアンテナ素子ユニットＵ１及びＵ１−１のそれぞれにおける可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のリアクタンス値を制御することにより、当該アンテナ装置の指向特性を変化させることができる。

図４３は、３つのアンテナ素子ユニットＵ１，Ｕ１−１及びＵ１−２と３つの直流線路延長ユニットＵ２，Ｕ２−１及びＵ２−２とを備えて構成されるユニット型コリニアアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。第１のアンテナ素子ユニットＵ１の端子Ｔ１には無線信号が給電されるとともに、この端子Ｔ１は抵抗Ｒ０−５を介して接地される。第１のアンテナ素子ユニットＵ１の端子Ｔ２には、第２のアンテナ素子ユニットＵ１−１の端子Ｔ１が接続され、第２のアンテナ素子ユニットＵ１−１の端子Ｔ２には、第３のアンテナ素子ユニットＵ１−２の端子Ｔ１が接続される。第３のアンテナ素子ユニットＵ１−２の端子Ｔ２には、さらにアンテナ素子６１１−１ａが接続される。アンテナ素子６１１−１ａは、例えば公知のプリント配線基板のプロセス技術を用いて誘電体基板上に形成されたストリップ形状のアンテナ素子であり、第３のアンテナ素子ユニットＵ１−２に接続されたとき、図示されたように１／４波長の素子長を有するアンテナ素子の一部として動作する。さらに、第２のアンテナ素子ユニットＵ１−１の端子Ｔ３には、第１の直流線路延長ユニットＵ２の端子Ｔ１２が接続される一方、第３のアンテナ素子ユニットＵ１−２の端子Ｔ３には、第３の直流線路延長ユニットＵ２−２の端子Ｔ１２が接続され、第３の直流線路延長ユニットＵ２−２の端子Ｔ１１には、第２の直流線路延長ユニットＵ２−１の端子Ｔ１２が接続される。また、第１のアンテナ素子ユニットＵ１の端子Ｔ３と、第１及び第２の直流線路延長ユニットＵ２及びＵ２−１の各端子Ｔ１１とには、可変リアクタンス素子回路に制御電圧を印加するための直流電圧源がそれぞれ接続される。このように構成されたユニット型コリニアアレーアンテナ装置は、１／２波長の素子長をそれぞれ有する３つのアンテナ素子と１／４波長の素子長を有するアンテナ素子とを備えたモノポールアンテナとして動作する。このユニット型コリニアアレーアンテナ装置では、第１のアンテナ素子ユニットＵ１の端子Ｔ３と第１及び第２の直流線路延長ユニットＵ２及びＵ２−１の各端子Ｔ１１とに制御電圧を印加して、第１、第２及び第３のアンテナ素子ユニットＵ１、Ｕ１−１及びＵ１−２のそれぞれにおける可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のリアクタンス値を制御することにより、当該アンテナ装置の指向特性を変化させることができる。

本実施形態のユニット型コリニアアレーアンテナ装置では、アンテナ素子ユニットＵ１の直流線路及び／又は直流線路延長ユニットＵ２を介して可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のリアクタンス値を制御することにより、第１の実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００と同様に指向特性を変化させることができる。リアクタンス値の制御方法は、図１１乃至図３８を参照して説明された第１乃至第９の実施例に係る適応制御方法のうちの任意のものを使用可能である。また、本実施形態のユニット型コリニアアレーアンテナは、図１、図５、図７及び図８を参照して説明した第１の実施形態に対する変形例に係るアレーアンテナ装置と同様に構成してもよい。

以上説明した本実施形態のユニット型コリニアアレーアンテナ装置によれば、複数のアンテナ素子６１１−１と複数の可変リアクタンス素子回路とが交互に接続されるように複数のアンテナ素子ユニットＵ１を互いに連結し、複数のアンテナ素子ユニットＵ１のうちの少なくとも１つにおける直流線路を延長するようにそのアンテナ素子ユニットＵ１に少なくとも１つの直流線路延長ユニットＵ２を連結することによって、所望の構成のアンテナ装置を構成することができる。このとき、接続させるアンテナ素子ユニットＵ１及び直流線路延長ユニットＵ２の個数を変化させることによって、アンテナ装置の長さを容易に増減することができる。

以上の第３の実施形態において、アンテナ素子ユニットＵ１と、直流線路延長ユニットＵ２は、誘電体基板１０Ａ，１０Ｂ上に形成されているが、本発明はこれに限らず、誘電体基板上に形成せず、各アンテナ素子６１１−１や制御線Ｌ１，Ｌ３をフレキシブルな被覆導線で構成し、それを連結してもよい。これら被覆導線を巻尺のように束ねておいて使用するときに直線形状に広げて使用してもよい。

（ａ）は本発明の第１の実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００の構成を示す正面図であり、（ｂ）は（ａ）のコリニアアレーアンテナ装置１００のモデル回路を示す回路図である。 図１のコリニアアレーアンテナ装置１００のシミュレーション結果であって、天頂仰角θ［度］に対する相対利得［ｄＢｉ］を示す垂直面指向特性を示す図である。 図１のコリニアアレーアンテナ装置１００のシミュレーション結果であって、天頂仰角θ［度］に対する相対利得［ｄＢｉ］を示す主ビーム形成時の垂直面指向特性を示す図である。 図１のコリニアアレーアンテナ装置１００のシミュレーション結果であって、天頂仰角θ［度］に対する相対利得［ｄＢｉ］を示すヌル形成時の垂直面指向特性を示す図である。 本発明の第１の実施形態に対する第１の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に対する第２の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に対する第３の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に対する第４の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に対する第５の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に対する第６の変形例に係るアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。 本発明に係る第１の実施例の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 図１１の適応制御型コントローラ２０によって発生されるランダムベクトルＲ（ｎ）の範囲パラメータｂ（ｎ）と分散σ（ｎ）を示すグラフである。 （ａ）は図１１のバイアス電圧ベクトルＶ（ｎ）を摂動させるランダムベクトルＲ（ｎ）の確率密度を示すグラフであり、（ｂ）は上記摂動による目的関数値Ｊの変化を示すグラフである。 図１１の適応制御型コントローラ２０によって実行される、順次ランダム探索法による電子制御導波器アレーアンテナ装置の適応制御処理を示すフローチャートである。 図１４のサブルーチンであるバイアス電圧ベクトルの初期値選択処理（ステップＳ２）を示すフローチャートである。 本発明に係る第２の実施例の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 図１６の適応制御型コントローラ２０Ａによって実行されるアレーアンテナ制御処理の第１の部分を示すフローチャートである。 図１６の適応制御型コントローラ２０Ａによって実行されるアレーアンテナ制御処理の第２の部分を示すフローチャートである。 図１６の適応制御型コントローラ２０Ａによって実行されるアレーアンテナ制御処理の第３の部分を示すフローチャートである。 本発明に係る第３の実施例の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 図２０の適応制御型コントローラ２０Ｂによって実行される、第１の方法によるアレーアンテナの適応制御処理を示すフローチャートである。 図２０の適応制御型コントローラ２０Ｂによって実行される、第２の方法によるアレーアンテナの適応制御処理を示すフローチャートである。 図２０の適応制御型コントローラ２０Ｂによって実行される、第３の方法によるアレーアンテナの適応制御処理を示すフローチャートである。 図２３のサブルーチンである最急勾配法による適応制御処理（Ｓ２１６）を示すフローチャートである。 図２０の適応制御型コントローラ２０Ｂによって実行される、アレーアンテナの適応制御処理時に評価関数値が収束するときのディジタル制御電圧Ｖ_Ｄに対する評価関数値ｆの変化の状況を示すものであって、方向転換の状況を示す図である。 図２０の適応制御型コントローラ２０Ｂによって実行される、アレーアンテナの適応制御処理時に評価関数値が収束するときのディジタル制御電圧Ｖ_Ｄに対する評価関数値ｆの変化の状況を示すものであって、再方向転換の状況を示す図である。 図２０の適応制御型コントローラ２０Ｂによって実行される、アレーアンテナの適応制御処理時に評価関数値が収束するときのディジタル制御電圧Ｖ_Ｄに対する評価関数値ｆの変化の状況を示すものであって、評価関数の変化の状況を示す図である。 従来技術である最急勾配法、第２の実施例に係る高次元二分法、及び第１の実施例に係る順次ランダム法と、第３の実施例に係る可変ステップ探索法の各適応制御法を比較した結果を示す図である。 本発明に係る第４の実施例の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明に係る第５の実施例の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 図３０の適応制御型コントローラ２０Ｄによって実行される適応制御処理を示すフローチャートである。 本発明に係る第６の実施例の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 図３２の適応制御型コントローラ２０Ｅによって実行される、最急勾配法による適応制御処理を示すフローチャートである。 本発明に係る第７の実施例の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 図３４のコリニアアレーアンテナ装置１００によって受信される１６ＱＡＭ信号の信号点配置を示す図である。 図３４の適応制御型コントローラ２０Ｆによって実行される適応制御処理において用いるＭＡＲＤ法についての、電力比Ｒに対する評価値Ｑを示すグラフである。 本発明に係る第８の実施例の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明に係る第９の実施例の適応制御方法を用いたアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係るコリニアアレーアンテナ装置１００Ａの構成を示す正面図である。 図３９のコリニアアレーアンテナ装置１００Ａの背面図である。 本発明の第３の実施形態に係るユニット型コリニアアレーアンテナ装置の構成を示す正面図であり、（ａ）は、ユニット型コリニアアレーアンテナ装置のアンテナ素子ユニットＵ１を示す正面図であり、（ｂ）は、ユニット型コリニアアレーアンテナ装置の直流線路延長ユニットＵ２を示す正面図である。 図４１の２つのアンテナ素子ユニットＵ１及びＵ１−１と１つの直流線路延長ユニットＵ２とを備えて構成されるユニット型コリニアアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。 図４１の３つのアンテナ素子ユニットＵ１，Ｕ１−１及びＵ１−２と３つの直流線路延長ユニットＵ２，Ｕ２−１及びＵ２−２とを備えて構成されるユニット型コリニアアレーアンテナ装置の構成を示す正面図である。

符号の説明

１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
２…ダウンコンバータ、
３…Ａ／Ｄ変換器、
４…復調器、
６…給電点、
７…無線送信機、
８…出力インピーダンス、
１０，１０Ａ，１０Ｂ…誘電体基板、
１１−１乃至１１−６，６１１−１乃至６１１−６…アンテナ素子、
１２−１乃至１２−６，５１２−１乃至５１２−６…可変リアクタンス素子、
Ｐ０乃至Ｐ４…ポート、
２０，２０Ａ、２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｅ，２０Ｆ，１１２０，１１２０Ａ…適応制御型コントローラ、
２１…学習シーケンス信号発生器、
２２…バイアス電圧テーブルメモリ、
１００，１００Ａ…コリニアアレーアンテナ装置、
１１１，１１２，１２１，１２２，１３１，１３２，１４１，１４２，１５１，１５２，１６１，１６２，１７１，１７２…アンテナ素子、
１８０乃至１８４…ループアンテナ素子、
３０１乃至３０４…連結素子、
６０６−１，６０６−２…給電線路、
７１１，７１１ａ、７１２，７１２ａ、７１３，７１３ａ、７１４，７１４ａ、７１５，７１５ａ，７１６，７１６ａ…スルーホール導体、
１１０１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
１１０２−１，１１０２−２…混合器、
１１０３…局部発振器、
１１０４…９０度移相器、
１１０５−１，１１０５−２…Ａ／Ｄ変換器、
１１２０，１１２０Ａ…適応制御型コントローラ、
Ａ２００…励振素子、
Ａ２０１乃至Ａ２０６…非励振素子、
Ｂ１乃至Ｂ５，Ｔ１，Ｔ２，Ｔ１１，Ｔ１２…端子、
ＢＴ…端子群、
Ｄ１，Ｄ２…可変容量ダイオード、
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ３ａ，Ｌ４，Ｌ４ａ，Ｌ５…制御線、
ＰＴ…給電端子、
Ｒ０，Ｒ０−１乃至Ｒ０−６，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ３ａ，Ｒ４，Ｒ４ａ，Ｒ５…高周波阻止用抵抗、
Ｕ１，Ｕ１−１，Ｕ１−２…アンテナ素子ユニット、
Ｕ２，Ｕ２−１，Ｕ２−２…直流線路延長ユニット。

Claims (18)

1. 無線信号を送受信するための励振素子と、
   上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１本の非励振素子と、
   上記励振素子と上記非励振素子との間に接続された可変リアクタンス素子とを備え、
   上記可変リアクタンス素子に設定するリアクタンス値を変化させることにより、上記非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させることを特徴とするアレーアンテナ装置。
2. 複数本の非励振素子を備え、
   上記複数本の非励振素子の少なくとも１対の間に可変リアクタンス素子を接続し、上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させることを特徴とする請求項１記載のアレーアンテナ装置。
3. 上記複数本の非励振素子の少なくとも１対の間を連結する連結素子をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナ装置。
4. 上記励振素子と、上記複数本の非励振素子とを１直線上に並置することによりコリニアアレーアンテナを構成したことを特徴とする請求項２記載のアレーアンテナ装置。
5. 請求項４記載のアレーアンテナ装置を励振素子装置として用い、
   上記励振素子装置から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも１本の非励振素子と、
   上記各非励振素子のうちの所定数の非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とを備え、
   上記各可変リアクタンス素子に設定する各リアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させることを特徴とするアレーアンテナ装置。
6. 上記励振素子と、上記非励振素子は誘電体基板の第１の面上に形成され、
   上記可変リアクタンス素子と、上記可変リアクタンス素子を制御する制御信号を伝送する線路は上記誘電体基板の第２の面上に形成されたことを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ装置。
7. 複数のアンテナ素子ユニットと、少なくとも１つの延長ユニットとを備え、
   上記各アンテナ素子ユニットは、アンテナ素子と、上記アンテナ素子の一端に接続された可変リアクタンス素子と、上記可変リアクタンス素子を制御する制御信号を伝送する線路とを備え、
   上記延長ユニットは上記アンテナ素子ユニット上の線路を延長するための延長線路を備え、
   上記複数のアンテナ素子ユニットのうちの互いに隣接する２つのアンテナ素子ユニットは、互いに隣接するアンテナ素子が可変リアクタンス素子を介して接続されるように連結され、
   上記延長ユニットは、上記複数のアンテナ素子ユニットのうちの少なくとも１つにおける上記線路を延長するように上記少なくとも１つのアンテナ素子ユニットに連結されることを特徴とする請求項１、２又は４記載のアレーアンテナ装置。
8. 請求項１乃至７のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
   上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の初期値からランダムに摂動して設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の摂動前後の所定の相互相関係数を演算し、摂動前後の相互相関係数が増大するときに対応するリアクタンス値を選択して設定した後、上記選択された各可変リアクタンス素子のリアクタンス値から上記ランダムに摂動して設定することを繰り返すステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
9. 請求項１乃至７のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
   上記各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに、相手先の送信機から送信される無線信号に含まれる学習シーケンス信号を上記アレーアンテナにより受信したときの受信信号と、上記学習シーケンス信号と同一の信号パターンを有して発生された学習シーケンス信号との間の所定の相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を初期値として選択して設定する第１のステップと、
   上記選択されたリアクタンス値に属する範囲を分割し、その分割後の各範囲の代表値をそれぞれ上記各可変リアクタンス素子に設定したときに上記相互相関係数を演算し、上記分割後の各範囲の代表値に対応する２つの相互相関係数のうち大きい相互相関係数に対応する上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を選択して設定する第２のステップとを含み、
   上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるように制御することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
10. 請求項１乃至７のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
    上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のステップ幅だけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、各可変リアクタンス素子に対して、摂動前後で上記計算された評価関数値が改善するときは上記リアクタンス値を摂動後の値に設定する一方、摂動前後で上記計算された評価関数値が改善しないときは上記リアクタンス値を摂動前の値に設定し、上記評価関数値が改善しなかった可変リアクタンス素子のリアクタンス値に対する、次の反復の処理のステップ幅を減少させかつ当該ステップ幅の符号を逆にする処理を反復して実行するように制御することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定する制御ステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
11. 請求項１乃至７のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
    上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分幅ΔＸだけ摂動させ、各リアクタンス値に対して所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、ステップ幅μを有する最急勾配法を用いて、当該評価関数値が最大又は最小となるように各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を反復して計算することにより、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するときに、上記差分幅ΔＸと上記ステップ幅μを、所定の減少関数を用いて上記評価関数値ｆ又は上記評価関数値ｆから計算される信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲに依存して減少するように制御することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
12. 請求項１乃至７のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
    上記受信された無線信号に基づいて所定の評価関数値を計算し、上記計算された評価関数値に基づいて、所定のマルカート数を有するマルカート法を用いて上記各可変リアクタンス素子の差分リアクタンス値を計算し、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定の差分リアクタンス値だけ摂動させることを繰り返すことにより、当該評価関数値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための各可変リアクタンス素子のリアクタンス値の最適解を計算して設定することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
13. 請求項１乃至７のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
    上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のみで表された目的関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
14. 上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であることを特徴とする請求項１３記載のアレーアンテナの制御方法。
15. 上記目的関数は、所定の期間における、上記受信信号の絶対値の時間平均値の二乗値を、上記受信信号の絶対値の二乗値の時間平均値で除算した関数であることを特徴とする請求項１３記載のアレーアンテナの制御方法。
16. 請求項１乃至７のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
    上記送信された無線信号はディジタル振幅変調を含む変調方法で変調され、上記無線信号の互いに異なる２つの信号点の電力値のうち大きい電力値を小さい電力値で除算した商の値を電力比Ｒとしたとき、上記無線信号は上記ディジタル振幅変調の複数の信号点においてそれぞれ所定の離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘを有し、
    上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、所定の期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値を目的関数値として計算し、上記目的関数値が実質的に最小又は最大となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
17. 上記目的関数値は、上記期間において上記受信信号の互いに異なる組み合わせの各２つの信号点の電力値についてそれぞれ上記電力比Ｒを計算し、上記計算された各電力比Ｒから上記離散電力比Ｒ１，Ｒ２，…，Ｒｍａｘをそれぞれ減算した値の絶対値のうちの最小値の時間平均値又はアンサンブル平均値であることを特徴とする請求項１６記載のアレーアンテナの制御方法。
18. 請求項１乃至７のうちのいずれか１つに記載のアレーアンテナ装置を制御するためのアレーアンテナの制御方法であって、
    上記送信された無線信号はｍ相ＰＳＫ変調され（ここで、ｍは２以上の整数である。）、上記励振素子によって受信された受信信号に基づいて、非線形計画法における反復的な数値解法を用いて、上記受信信号のｍ乗を用いて表された規範関数の値が最大又は最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定するステップを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
    

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