JP4497917B2 - アレーアンテナの制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、複数のアンテナ素子を備えたアレーアンテナの制御装置及び制御方法に関する。

低コストでアナログ適応ビームフォーミングを目指すアンテナとして、１個の給電アンテナ素子と少なくとも１個の無給電リアクタンス素子とを備え、その無給電リアクタンス素子のリアクタンス値を電子的に変化させることによりアレーアンテナの指向特性を変化させる電子制御導波器アレーアンテナ（Electronically Steerable Passive Array Radiator antenna；以下、ＥＳＰＡＲアンテナという。）が提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。

この従来例のＥＳＰＡＲアンテナを用いたマイクロ波ビームフォーミングは、従来のデジタルビームフォーミング（ＤＢＦ）に代わり、無線ユーザアンテナのアダプティブ化にまで発展できる可能性をもっている（例えば、非特許文献２参照。）。このＥＳＰＡＲアンテナでは、無給電素子に装荷するリアクタンス値を制御することで、全方位角に対する連続的なビーム走査やヌル走査を実現することができる。

T. Ohira et al., "Electronically steerable passive array radiator antennas for low-cost analog adaptive beamforming", Proceeding of IEEE International Conference, Phased Array System Technology, 2000, MP-1-2, Dana Point, May 2000。 大平孝ほか，"マイクロ波信号処理によるアダプティブビーム形成と電子制御導波器（ＥＳＰＡＲ）アンテナの提案"，電子情報通信学会技術報告，ＡＰ９９−６１／ＳＡＴ９９−６１，ｐｐ．９−１４，１９９９年７月。 K. Gyoda et al., "Design of electronically steerable passive array radiator (ESPAR) antennas", 2000 IEEE AP-S International Symposium, 69P.7, Salt Lake City, July 2000。 K. Shinjo et al., "Hamiltonian systems with many degrees of freedom: asymmetric motion and intensity of motion in phase space", Physical Review E, Vol. 54, pp.4685-4700, November 1996。 K. Shinjo et al., "A strategy of designing routing algorithms based on ideal routings", International Journal of Modern Physics C, Vol. 10, No. 1, pp. 63-94, February 1999。

しかしながら、最適なリアクタンス値の組み合わせを計算の繰り返しによって求めるためには多大な時間を要する。その計算回数は、リアクタンス１個の値がとり得る範囲の大きさとリアクタンスの素子数によって定まり、すべての組み合わせを調べつくすとすると範囲の大きさの素子数乗に比例する。最適解探索をスピードアップする方法として、モンテカルロ法のようなランダムな手法は効果的ではあるが（例えば、非特許文献３参照。）、最適なリアクタンス値を得るためには、やはり多大な時間を必要とするという問題点があり、さまざまな素子数のＥＳＰＡＲアンテナについて調査するためにはさらに速い方法が望まれる。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して高速で、ＥＳＰＡＲアンテナの最適なリアクタンス値を演算することができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。

本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号が給電される放射素子と、この放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを具備し、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置であって、
所望の無線入力信号の到来する方向を示す方位角に基づいて、所定の高次元アルゴリズムの運動方程式を用いて、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を、上記方位角との関数でありアレーアンテナの利得に基づく評価関数が最小となるように繰り返し演算する演算手段を備えたことを特徴とする。

また、上記アレーアンテナの制御装置は、好ましくは、上記演算手段によって演算された上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を上記可変リアクタンス素子に設定するように制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とする。

さらに、上記アレーアンテナの制御装置において、好ましくは、上記可変リアクタンス素子は可変容量ダイオードであり、上記可変容量ダイオードに印加する逆バイアス電圧を変化させることにより上記可変容量ダイオードの静電容量を変化させて上記アレーアンテナの指向特性を変化させることを特徴とする。

またさらに、上記アレーアンテナの制御装置において、好ましくは、上記非励振素子を複数個備え、上記複数個の非励振素子は、上記放射素子を中心とする円形状の位置に配置されたことを特徴とする。

本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、無線信号が給電される放射素子と、この放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを具備し、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御方法であって、
所望の無線入力信号の到来する方向を示す方位角に基づいて、所定の高次元アルゴリズムの運動方程式を用いて、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を、上記方位角との関数でありアレーアンテナの利得に基づく評価関数が最小となるように繰り返し演算するステップを含むことを特徴とする。

また、上記アレーアンテナの制御方法は、好ましくは、上記演算された上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を、上記可変リアクタンス素子に設定するように制御するステップをさらに含むことを特徴とする。

以上詳述したように本発明によれば、従来例のＥＳＰＡＲアンテナにおいて、所望の無線入力信号の到来する方向を示す方位角に基づいて、所定の高次元アルゴリズムの運動方程式を用いて、可変リアクタンス素子のリアクタンス値を、上記方位角との関数でありアレーアンテナの利得に基づく評価関数が最小となるように繰り返し演算するように構成したので、従来技術のモンテカルロ法に比較して少ない演算回数で、きわめて高速でかつ簡単に最適なリアクタンス値を演算することができる。

以下、図面を参照して本発明に係る実施形態について説明する。この実施形態では、まず、制御装置で用いるアレーアンテナの構成を説明した後、制御装置の構成について説明する。

＜第１の実施形態＞
図１は本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの構成を示す斜視図であり、図２は図１の給電アンテナ素子Ａ０の構成を示す模式図であり、図３は図１の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４の構成を示す模式図である。

本実施形態においては、図１に示すように、それぞれモノポール素子である、給電アンテナ素子Ａ０と、４本の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４とがそれぞれ、素子Ａ０の長さＬ₀と各素子Ａ１乃至Ａ４の長さＬ_i（ｉ＝１，２，３，４）に対して十分に大きい広さを有する導体板にてなる接地導体１１から電気的に絶縁され、かつ給電アンテナ素子Ａ０を中心とする例えば半径ｄ＝λ／４の円形形状の位置に互いに同一の９０度の間隔で無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４が配置されるように設けられる。

図２において、給電アンテナ素子Ａ０は、例えばλ／４の所定の長手方向の長さＬ₀を有し接地導体１１とは電気的に絶縁された円柱形状の放射素子６を備え、無線機（図示せず。）から給電される無線信号を伝送する給電用同軸ケーブル２０の中心導体２１は放射素子６の一端に接続され、その外部導体２２は接地導体１１に接続される。これにより、無線機から無線信号が同軸ケーブル２０を介して給電アンテナ素子Ａ０に給電されて放射される。

図３において、各無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４はそれぞれ、例えばλ／４の所定の長手方向の長さＬ_i（ｉ＝１，２，３，４）を有し接地導体１１とは電気的に絶縁された円柱形状の非励振素子７と、リアクタンス値Ｘ_i（ｉ＝１，２，３，４）を有する可変リアクタンス素子２３とを備えて同様の構造を有して構成される。ここで、非励振素子７の一端は可変リアクタンス素子２３を介して接地導体１１に対して高周波的に接地される。例えば放射素子６と非励振素子７の長手方向の長さが実質的に同一であると仮定したとき、例えば、可変リアクタンス素子２３がインダクタンス性（Ｌ性）を有するときは、可変リアクタンス素子２３は延長コイルとなり、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４の電気長が給電アンテナ素子Ａ０に比較して長くなり、反射器として働く。一方、例えば、可変リアクタンス素子２３がキャパシタンス性（Ｃ性）を有するときは、可変リアクタンス素子２３は短縮コンデンサとなり、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４の電気長が給電アンテナ素子Ａ０に比較して短くなり、導波器として働く。

従って、図１のアレーアンテナにおいて、各無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４に接続された可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナの全体の平面指向性特性を変化させることができる。

図４は、図１のアレーアンテナの詳細な構成を示す断面図であり、図４の好ましい実施形態では、可変リアクタンス素子２３として可変容量ダイオードＤを用いている。

図４において、例えばポリカーボネートなどの誘電体基板１０の上面に接地導体１１が形成され、放射素子６は、接地導体１１から電気的に絶縁されつつ、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して支持されており、無線機（図示せず。）から無線信号が給電される。また、非励振素子７は接地導体１１から電気的に絶縁されつつ、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して支持される。ここで、非励振素子７の一端は可変容量ダイオードＤ及び、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して充填形成されてなるスルーホール導体１２を介して接地導体１１に高周波的に接地されるとともに、抵抗Ｒを介して端子Ｔに接続される。また、端子Ｔは高周波バイパス用キャパシタＣ及び、誘電体基板１０を厚さ方向に貫通して充填形成されてなるスルーホール導体１３を介して接地導体１１に高周波的に接地される。

端子Ｔには、アレーアンテナの制御装置（図示せず。）により電圧制御される可変電圧直流電源３０が接続され、これにより、可変容量ダイオードＤに印加する逆バイアス電圧を変化させることにより、可変容量ダイオードＤにおける静電容量値を変化させる。これにより、非励振素子７を備えた無給電可変リアクタンス素子Ａ１の電気長を、給電アンテナ素子Ａ０に比較して変化させ、当該アレーアンテナの平面指向性特性を変化させることができる。さらに、他の非励振素子７を備えた無給電可変リアクタンス素子Ａ２乃至Ａ４も同様に構成されて同様の作用を有する。以上のように構成されたアレーアンテナはＥＳＰＡＲアンテナと呼ぶことができる。

以上説明したように、第１の実施形態に係るアレーアンテナは、非常に簡単な構造を有し、例えば可変容量ダイオードＤを用いれば、直流電圧で指向特性を電子的に制御可能なアレーアンテナを実現できる。当該アレーアンテナは、例えば、移動体通信端末用のアンテナとしてノートパソコンやＰＤＡのような電子機器へ装着が容易であり、また、水平面のどの方向へ主ビームを走査した場合でも、すべての無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４が導波器又は反射器として有効に機能し、指向特性の制御もきわめて容易である。

＜第２の実施形態＞
図５は、本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの構成を示す斜視図である。本実施形態のアレーアンテナは、図１のアレーアンテナにおけるモノポールを、ダイポールに置き換えたものである。図５のアレーアンテナの解析モデルを図６及び図７に示す。ここで、図６はその解析モデルの斜視図であり、図７はその平面図である。

図５において、当該アレーアンテナの中心に設けられた給電アンテナ素子ＡＡ０は、互いに所定の間隔を置きかつ互いに１直線上に設けられた１対の放射素子６ａ，６ｂを備えて構成され、放射素子６ａ，６ｂの互いに対向する各一端はそれぞれ端子Ｔ１１，Ｔ１２に接続される。ここで、端子Ｔ１１，Ｔ１２は平衡型伝送ケーブルを介して無線機（図示せず。）に接続され、無線機から無線信号が当該給電アンテナ素子ＡＡ０に給電される。

給電アンテナ素子ＡＡ０を中心とした円形形状の位置に互いに所定の角度間隔で設けられた各無給電可変リアクタンス素子ＡＡ１乃至ＡＡ４はそれぞれ、互いに所定の間隔を置きかつ互いに１直線上に設けられた１対の非励振素子７ａ，７ｂを備え、非励振素子７ａ，７ｂの互いに対向する各一端は可変容量ダイオードＤ１を介して接続され、可変容量ダイオードＤ１の一端は抵抗Ｒ１を介して端子Ｔ１に接続され、可変容量ダイオードＤ１の他端は抵抗Ｒ２を介して端子Ｔ２に接続される。ここで、端子Ｔ１及びＴ２の間に高周波バイパス用キャパシタＣ１が接続される。また、端子Ｔ１及びＴ２には、図４の第１の実施形態と同様に、可変容量ダイオードＤ１に対して逆バイアス電圧を印加するための可変電圧直流電源（図示せず。）が接続される。

可変電圧直流電源により、各無給電可変リアクタンス素子ＡＡ１乃至ＡＡ４の可変容量ダイオードＤ１に印加する逆バイアス電圧を変化させることにより、可変容量ダイオードＤにおける静電容量値を変化させる。これにより、非励振素子７ａ，７ｂを備えた各無給電可変リアクタンス素子ＡＡ１乃至ＡＡ４の電気長を、給電アンテナ素子ＡＡ０に比較して変化させ、当該アレーアンテナの平面指向性特性を変化させることができる。

以上説明したように、第２の実施形態に係るアレーアンテナは非常に簡単な構造を有し、例えば可変容量ダイオードＤ１を用いれば、直流電圧で指向特性を電子的に制御可能なアレーアンテナを実現できる。当該アレーアンテナは、例えば、移動体通信端末用のアンテナとしてノートパソコンやＰＤＡのような電子機器へ装着が容易であり、また、水平面のどの方向へ主ビームを走査した場合でも、すべての無給電可変リアクタンス素子ＡＡ１乃至ＡＡ４が導波器又は反射器として有効に機能し、指向特性の制御もきわめて容易である。

＜変形例＞
以上の実施形態においては、送信用のアレーアンテナについて説明しているが、当該装置は非可逆回路を含まない可逆回路であるので、受信用に用いることができる。

以上の実施形態においては、４本の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４又はＡＡ１乃至ＡＡ４を用いているが、その本数は少なくとも１本あれば、当該アレーアンテナの指向特性を電子的に制御することができる。なお、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４又はＡＡ１乃至ＡＡ４の本数を多くすることにより、ビームの指向特性やビーム方向を細かく制御することでき、例えば、主ビームのビーム幅を狭くして鋭くするようにも制御できる。

また、無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４又はＡＡ１乃至ＡＡ４の配置形状も上記の実施形態に限定されず、給電アンテナ素子Ａ０から所定の距離だけ離れていればよい。すなわち、各無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４又はＡＡ１乃至ＡＡ４に対する間隔ｄは一定でなくてもよい。

さらに、可変リアクタンス素子２３は可変容量ダイオードＤ，Ｄ１に限定されず、リアクタンス値を制御可能な素子であればよい。可変容量ダイオードＤ，Ｄ１は一般に容量性の回路素子なので、リアクタンス値は常に負の値となる。上記可変リアクタンス素子２３のリアクタンス値は、正から負の値までの範囲の値をとってもよく、このためには、例えば可変容量ダイオードＤ，Ｄ１に直列に固定のインダクタを挿入するか、もしくは、非励振素子７の長さをより長くすることにより、正から負の値までにわたってリアクタンス値を変化させることができる。

＜実施形態の制御装置＞
本実施形態に係る制御装置においては、第２の実施形態に係る図６及び図７に図示されたアレーアンテナを解析モデルとして用い、シミュレーションにおける放射パターンはモーメント法を用いて計算した。簡略化のために接地導体１１を無限大であると仮定すると、アレーアンテナの各素子Ａ０乃至Ａ４は自由空間中のダイポールアンテナと同様に扱うことができる。この実施形態における計算パラメータは以下のように定める。
（ａ）無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４の数ｎは４である。
（ｂ）すべての素子Ａ０乃至Ａ４の長さを２Ｌ_i（ｉ＝０，１，２，３，４）とし、２Ｌ_i＝０．４６３波長とする。
（ｃ）給電アンテナ素子Ａ０と無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４との間隔ｄは１／４波長とする。
（ｄ）無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４のリアクタンス値Ｘ_iを制御するパラメータはｘ_i（＝２Ｘ_i，ｉ＝１，２，３，４）で、±２５０Ωの範囲で変化させる。

本実施形態に係る制御装置は、所望電波が到来する方向の方位角φを与え、その方向の利得Ｇ（ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_n；φ）を最大化するように制御する装置である。この制御は、ｘ_iを未知変数とし、リアクタンス値と方位角の関数であり利得Ｇに基づく評価関数Ｖ（ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_n）を最小とする一種の最適化問題の制御である。ここでの評価関数を次式とする。なお、当該明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数式番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式（１）」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して用いることとする。

［数１］
Ｖ（ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_n）＝−Ｇ（ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_n；φ） （１）

上記の最適化問題を解くために、本実施形態においては、高次元アルゴリズム（例えば、非特許文献４及び５参照。）を用いる。この高次元アルゴリズムは最適化問題を解く手法であり、ハミルトニアン力学における自律的な運動に基礎をおいている。具体的には、この高次元アルゴリズムでは未知変数を質点の座標に、評価関数をポテンシャルエネルギーに、それぞれ対応させることによって、問題をｎ次元空間における質点の運動に置き換える。そして、その運動を追跡することによって問題を解く。本実施形態において、質点のハミルトニアンＨは次式のように与える。

ここで、式（２）の右辺の第２項は運動量ｐ_iの関数として表した運動エネルギーを意味する。本来、この項は最適化したい変数及び評価関数とは関係がないため、変形が可能であり、解探索の効率を良くするために新しい正の定数γを導入している。実在の系ではγ＝１である。ハミルトニアン力学を詳細に分析すれば、質点がリアクタンス値に対応する未知変数である質点座標ｘ_iに存在する確率密度は、次式に比例する（例えば、非特許文献５参照。）。

ここで、Ｅは全体のエネルギーである。これは、次式が成り立つときポテンシャルエネルギーの低い位置に質点が高確率で存在するということを意味する。

言い換えれば、この条件を満たすならば最適解が見つかりやすいということである。質点の運動は次式の運動方程式を用いて演算を行う。

本実施形態での計算では、質点座標ｘ_iと運動量ｐ_iの初期値は経験的に与え、正の定数γも経験的に０．３と定める。後述するコントローラ１００による高次元アルゴリズムによる演算では、上記式（２）、式（５）及び式（６）を用いて、質点座標ｘ_iと運動量ｐ_iを時間ｔとともに繰り返し変化させることにより、リアクタンス値に対応する質点座標ｘ_iを逐次演算する。なお、質点はリアクタンス値の境界（±２５０Ω）では、以下に示すように全反射するように計算する。ここで、時刻をｔとし、その増分をΔｔとする。

（１）時刻（ｔ＋Δｔ）の計算途中で、
［数２］
ｘ_i（ｔ＋Δｔ）＞最大値Ｍａｘ（例えば、＋２５０Ω） （７）
となった場合、次式において右辺の結果から左辺に代入する。

［数３］
ｘ_i（ｔ＋Δｔ）＝２・Ｍａｘ−ｘ_i（ｔ＋Δｔ） （８）
［数４］
ｘ_i（ｔ）＝２・Ｍａｘ−ｘ_i（ｔ） （９）
［数５］
ｐ_i（ｔ）＝−ｐ_i（ｔ） （１０）
［数６］
ｐ_i（ｔ−Δｔ）＝−ｐ_i（ｔ−Δｔ） （１１）
［数７］
（∂ｐ_i／∂ｔ）（ｔ）＝−（∂ｐ_i／∂ｔ）（ｔ） （１２）

（２）時刻（ｔ＋Δｔ）の計算途中で、
［数８］
ｘ_i（ｔ＋Δｔ）＜最小値Ｍｉｎ（例えば、−２５０Ω） （１３）
となった場合、次式において右辺の結果から左辺に代入する。

［数９］
ｘ_i（ｔ＋Δｔ）＝２・Ｍｉｎ−ｘ_i（ｔ＋Δｔ） （１４）
［数１０］
ｘ_i（ｔ）＝２・Ｍｉｎ−ｘ_i（ｔ） （１５）
［数１１］
ｐ_i（ｔ）＝−ｐ_i（ｔ） （１６）
［数１２］
ｐ_i（ｔ−Δｔ）＝−ｐ_i（ｔ−Δｔ） （１７）
［数１３］
（∂ｐ_i／∂ｔ）（ｔ）＝−（∂ｐ_i／∂ｔ）（ｔ） （１８）

図８は、本実施形態のアレーアンテナの指向特性を制御するコントローラ１００とその周辺回路を示すブロック図である。図８において、コントローラ１００は、
（ａ）当該装置の演算制御を行うディジタル計算機であるＣＰＵ１０１と、
（ｂ）少なくとも図９のアレーアンテナの制御処理を含むプログラムとそれを実行するために必要なデータを格納したＲＯＭ１０２と、
（ｃ）ＣＰＵ１０１のワーキングメモリとして使用され演算途中及び演算結果のデータを一時的に格納するＲＡＭ１０３と、
（ｄ）キーボード１１１に接続され、キーボード１１１からの信号に対して所定の信号変換処理を実行してＣＰＵ１０１に出力するキーボードインターフェース１０４と、
（ｅ）ＣＲＴディスプレイ１１２に接続され、ＣＰＵ１０１で演算されたデータに対して所定の信号変換処理を実行してＣＲＴディスプレイ１１２に出力して表示するディスプレイインターフェース１０５と、
（ｆ）プリンタ１１３に接続され、ＣＰＵ１０１で演算されたデータに対して所定の信号変換処理を実行してプリンタ１１３に出力して印字するプリンタインターフェース１０６と、
（ｇ）アレーアンテナの可変リアクタンス２３（図３）に接続され、ＣＰＵ１０１で演算されたリアクタンス値のデータに対して所定の信号変換処理を実行して可変リアクタンス２３に出力してその値に設定するコントロールインターフェース１０７とを備え、
これらの回路１０１乃至１０７がバス１０８を介して接続される。なお、キーボード１１１からの入力処理はＣＰＵ１０１において割り込み処理で実行される。

以上の実施形態においては、所望電波の方位角φはキーボード１１１を用いて入力しているが、本発明はこれに限らず、受信信号を公知の方法により信号処理することにより所望波の到来角である方位角φを演算してこれを当該コントローラ１００の入力データとしてもよい。

図９は、図８のコントローラ１００によって実行されるアレーアンテナの制御処理を示すフローチャートである。図９において、まず、ステップＳ１において所望電波が到来する方向の方位角φが入力されたか否かが判断され、ＹＥＳとなるまでステップＳ１の処理を繰り返し、ステップＳ２において繰り返し回数を示すパラメータｍを１に初期化する。次いで、ステップＳ３において入力された方位角φに基づいて、上述した高次元アルゴリズムを用いて、式（１）の評価関数Ｖ（ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_n）が最小となるリアクタンス値ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_nを計算する。そして、ステップＳ４においてパラメータｍが終了条件である所定のしきい値ｍ₀（例えば、１０，０００）以上であるか否かが判断され、ＮＯのときは、ステップＳ５においてパラメータｍを１だけインクリメントしてステップＳ３の処理を繰り返す。この繰り返し処理では、前回のリアクタンス値ｘ_iと運動量ｐ_iを用いて上記高次元アルゴリズムの演算を実行する。一方、ステップＳ４でＹＥＳであるときは処理が終了であると判断し、ステップＳ６において計算されたリアクタンス値ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_nをＣＲＴディスプレイ１１２及びプリンタ１１３に出力してそれぞれ表示しかつ印字する。さらに、ステップＳ７において当該計算されたリアクタンス値ｘ₁，ｘ₂，…，ｘ_nとなるように各可変リアクタンス２３を制御して上記ステップＳ１の処理に戻る。

本発明者らは、第２の実施形態に係る図６及び図７に図示した解析モデルに対して、高次元アルゴリズムを適用した演算制御処理と、従来技術のモンテカルロ法を用いたときの演算制御処理とをシミュレーションし、その結果を以下に示す。以下で参照する図において、ＨＡは高次元アルゴリズムを用いた演算制御処理であり、ＭＣはモンテカルロ法を用いたときの演算制御処理である。このシミュレーションでは、０°から４５°まで５°刻みの所望方位角について、リアクタンス値をｍ₀＝１０，０００回更新する計算を行い、最適なリアクタンス値を求めた。アンテナが対照的な構造をしているためにこの範囲の角度について計算すれば十分である。

図１０乃至図１３はそれぞれ、高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝０、１５、３０、４５（度）のときのリアクタンス値を表す質点座標ｘ_iの軌跡を示すグラフであり、（ａ）はそのときのｘ₁−ｘ₃特性を示すグラフであり、（ｂ）はｘ₂−ｘ₄特性を示すグラフである。図１０乃至図１３から明らかなように、軌跡がうまく最適解の付近に集中していることがわかる。

図１４乃至図１７はそれぞれ、高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果及びモンテカルロ法によるシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝０、１５、３０、４５（度）のときの利得のヒストグラムを示すグラフである。これらの図では、結果として得られた利得を０．２ｄＢごとに分割した度数を示しており、比較のため同じ計算回数のモンテカルロ法によって得た結果のヒストグラムも示した。図１４乃至図１７から、モンテカルロ法よりも高次元アルゴリズムによる方がより高い利得の領域に集中があることは明らかである。

図１８は、高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果及びモンテカルロ法によるシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φに対する最大利得を与える最適なリアクタンス値を示すグラフである。図１８では、高次元アルゴリズム１０，０００回計算とモンテカルロ法５０，０００回計算をおこなって得られた、最大利得を与えるリアクタンス値ｘ_iの最適値を示しており、高次元アルゴリズムでもモンテカルロ法と同様の結果が得られている。

図１９は、高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果及びモンテカルロ法によるシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φに対する最大利得を示すグラフである。図１９から明らかなように、高次元アルゴリズムではモンテカルロ法と比べて１／５の計算回数であるにもかかわらず、ほとんど同じ９．１ｄＢｉ±０．５ｄＢの利得値を全角度に対して得ている。

図２０は、高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φにおいて最大利得を得るようにリアクタンス値を最適化したときの放射パターンを示す指向特性図であり、（ａ）は方位角φ＝０（度）のときの指向特性図であり、（ｂ）は方位角φ＝１５（度）のときの指向特性図であり、（ｃ）は方位角φ＝３０（度）のときの指向特性図であり、（ｄ）は方位角φ＝４５（度）のときの指向特性図である。ここで、指定した角度における利得が最大であるということは、その角度において放射パターンがピークをもつということには必ずしも対応しないことに注意を要する。

以上説明したように、本実施形態は、ＥＳＰＡＲアンテナにおける最適化問題に対して高次元アルゴリズムを初めて導入ものである。指定した方向の利得を最大にするための無給電素子のリアクタンス最適値を求める問題を５素子ＥＳＰＡＲアンテナの場合について解いた例を示した。従来技術のモンテカルロ法に比較して、本実施形態に係るアルゴリズムは１／５程度の計算回数で最適なリアクタンス値を発見することができた。得られた指向性利得は全方位角に対して９．１ｄＢｉ±０．５ｄＢである。

一般的に高次元アルゴリズムは多くの未知変数をもつ問題に対して有効であるため、より多数の素子で複雑な構造をもつＥＳＰＡＲアンテナの最適化についても適用可能である。

本発明に係る第１の実施形態であるアレーアンテナの構成を示す斜視図である。 図１の給電アンテナ素子Ａ０の構成を示す模式図である。 図１の無給電可変リアクタンス素子Ａ１乃至Ａ４の構成を示す模式図である。 図１のアレーアンテナの詳細な構成を示す断面図である。 本発明に係る第２の実施形態であるアレーアンテナの構成を示す斜視図である。 第２の実施形態のアレーアンテナの解析モデルを示す斜視図である。 図６のアレーアンテナの平面配置を示す平面図である。 本実施形態のアレーアンテナの指向特性を制御するコントローラ１００とその周辺回路を示すブロック図である。 図８のコントローラ１００によって実行されるアレーアンテナ野制御処理を示すフローチャートである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝０（度）のときのリアクタンス値の軌跡を示すグラフであり、（ａ）はそのときのｘ₁−ｘ₃特性を示すグラフであり、（ｂ）はｘ₂−ｘ₄特性を示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝１５（度）のときのリアクタンス値の軌跡を示すグラフであり、（ａ）はそのときのｘ₁−ｘ₃特性を示すグラフであり、（ｂ）はｘ₂−ｘ₄特性を示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝３０（度）のときのリアクタンス値の軌跡を示すグラフであり、（ａ）はそのときのｘ₁−ｘ₃特性を示すグラフであり、（ｂ）はｘ₂−ｘ₄特性を示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝４５（度）のときのリアクタンス値の軌跡を示すグラフであり、（ａ）はそのときのｘ₁−ｘ₃特性を示すグラフであり、（ｂ）はｘ₂−ｘ₄特性を示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果及びモンテカルロ法によるシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝０（度）のときの利得のヒストグラムを示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果及びモンテカルロ法によるシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝１５（度）のときの利得のヒストグラムを示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果及びモンテカルロ法によるシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝３０（度）のときの利得のヒストグラムを示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果及びモンテカルロ法によるシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φ＝４５（度）のときの利得のヒストグラムを示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果及びモンテカルロ法によるシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φに対する最大利得を与える最適なリアクタンス値を示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果及びモンテカルロ法によるシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φに対する最大利得を示すグラフである。 高次元アルゴリズムを用いた第２の実施形態のシミュレーション結果であり、所望電波の方位角φにおいて最大利得を得るようにリアクタンス値を最適化したときの放射パターンを示す指向特性図であり、（ａ）は方位角φ＝０（度）のときの指向特性図であり、（ｂ）は方位角φ＝１５（度）のときの指向特性図であり、（ｃ）は方位角φ＝３０（度）のときの指向特性図であり、（ｄ）は方位角φ＝４５（度）のときの指向特性図である。

符号の説明

Ａ０，ＡＡ０…給電アンテナ素子、
Ａ１乃至Ａ４，ＡＡ１乃至ＡＡ４…無給電可変リアクタンス素子、
Ｃ，Ｃ１…キャパシタ、
Ｄ，Ｄ１…可変容量ダイオード、
Ｒ，Ｒ１，Ｒ２…抵抗、
Ｔ，Ｔ１，Ｔ２…端子、
６，６ａ，６ｂ…放射素子、
７，７ａ，７ｂ…非励振素子、
１０…誘電体基板、
１１…接地導体、
１２，１３…スルーホール導体、
２０…給電用同軸ケーブル、
２１…中心導体、
２２…外部導体、
２３…可変リアクタンス素子、
３０…可変電圧直流電源、
１００…コントローラ、
１０１…ＣＰＵ、
１０２…ＲＯＭ、
１０３…ＲＡＭ、
１０４…キーボードインターフェース、
１０５…ディスプレイインターフェース、
１０６…プリンタインターフェース、
１０７…コントロールインターフェース、
１０８…バス、
１１１…キーボード、
１１２…ＣＲＴディスプレイ、
１１３…プリンタ。

Claims (4)

1. 無線信号が給電される放射素子と、
   この放射素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも１個の非励振素子と、
   この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナと、
   所望の無線入力信号の到来する方向を示す方位角に対して、利得を最大化する前記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を求める演算手段を具備し、
   上記可変リアクタンス素子の前記リアクタンス値を前記演算手段で求めた値に設定して、上記アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置であって、
   上記演算手段は、ＣＰＵとメモリを有し、
   上記演算手段は、上記リアクタンス値を質点の座標に対応させ、上記利得にマイナスを掛けた評価関数をポテンシャルエネルギーに対応させることでリアクタンス値を質点の運動に置き換えて、運動エネルギ−とポテンシャルエネルギーから構成されるハミルトニアン運動方程式を高次元アルゴリズムのプログラムで表し、このアルゴリズムのプログラムを上記メモリに格納し、上記ＣＰＵにより上記アルゴリズムのプログラムを実行することにより、上記評価関数が最小となるような上記リアクタンス値を求めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
2. 請求項１記載のアレーアンテナの制御装置において、
   上記演算手段によって演算された上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を上記可変リアクタンス素子に設定するように制御する制御手段をさらに備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
3. 請求項１又は２記載のアレーアンテナの制御装置において、
   上記可変リアクタンス素子は可変容量ダイオードであり、
   上記可変容量ダイオードに印加する逆バイアス電圧を変化させることにより上記可変容量ダイオードの静電容量を変化させて上記アレーアンテナの指向特性を変化させることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
4. 請求項１乃至３のうちの１つに記載のアレーアンテナの制御装置において、
   上記非励振素子を複数個備え、上記複数個の非励振素子は、上記放射素子を中心とする円形状の位置に配置されたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。

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