JP2005062855A - 分布型低域フィルタ伝送線回路装置 - Google Patents

Abstract

【課題】光変調器を駆動する電気回路を改良して高効率高精度の光変調装置を提供する。
【解決手段】分布型低域フィルタ伝送線回路装置は、それぞれが、目標動作周波数に対応する目標波長の四分の一未満の長さを有し、目標信号源ピーダンスを超える特性インピーダンスを示し、目標動作周波数である直列インダクタンスを示す、入力及び出力マイクロストリップ線（２０、２４）と、長さが目標波長の四分の一未満で、特性インピーダンスが目標信号源インピーダンス未満であり、目標動作周波数である分路キャパシタンスを示す信号電極（４４）を備えた電界吸収型光変調器（１２）とを備え、それらは、目標動作周波数において目標信号源インピーダンスとほぼ整合する特性インピーダンスを示す分布型低域フィルタ伝送線回路（１０）として組み込まれる。
【選択図】図１

Description

本発明は概して電気光学装置に関し、特に一体化電界吸収型光変調器を備えた低域フィルタ伝送線回路に関する。

一般に、２つの一般的なアプローチ、すなわち、直接変調及び外部変調を利用して、光の強度変調が実施される。

直接変調アプローチの場合、レーザ（例えば、レーザ・ダイオード）に情報信号による直接変調を施して、被変調レーザ出力を発生する。レーザ出力パワーは、レーザに対する入力駆動電流を変調することによって、直接変調される場合が多い。レーザは、駆動電流がしきい値電流レベルを超えると、レーザ発振を開始する。一般に、直接変調されるレーザに加えられる入力駆動電流の変調範囲は、しきい値電流レベルの上下に広がっている。

外部変調アプローチの場合、変調器は、情報信号に基づいて、連続波レーザによって発生された光の強度を変調する。変調器及びレーザは、独立した個別基板上にそれぞれ配置することもできるし、あるいは、単一基板上に一緒に製作することも可能である。外部変調器は、２つの主たる系統、すなわち、弱め合う干渉によって光を変調する、マッハ・ツェンダ型電気光学変調器のような電気光学型変調器、及び、吸収（例えば、量子閉じ込めシュタルク効果による）によって光を変調する電界吸収型光変調器に分類される。電界吸収型光変調器の吸収深度（消光比）及びスペクトルは、変調器両端間における駆動電圧によって決まる。外部変調器は、一般に、連続波レーザの出力を受光するように配置されており、変調器両端間の電圧を変化させることによって、ディジタル光ビット・ストリームが得られる。

外部光変調器の場合、時変電気信号によって、入力光信号が変調される。集中型（例えば、電界吸収）外部光変調器は、一般に、その全キャパシタンスによって高周波数で制限される。一般的な高速外部光変調器は、入力光信号を伝搬する光導波路の近くに配置された伝送線信号電極を含む進行波電極構造を用いて、こうした制限を回避する。進行波光変調器（例えば、マッハ・ツェンダ干渉計）の場合、光変調は、光変調器の全長にわたる時変入力電気信号と光信号との分布相互作用によって左右される。入力電気信号と入力光信号は、ほぼ同じ位相速度で伝搬して、進行波光変調器を通過し、その結果、光変調器を通過中は、光信号の各部分が、加えられる電気信号のほぼ同じ部分と相互作用することになるのが理想である。

光位相速度と電気位相速度の整合だけでなく、入力電気信号が進行波光変調器を通過する際の電気的損失を低減させることが望ましい。このために、光変調器の特性インピーダンスと入力電気信号の信号源インピーダンスを整合させて、反射を低減し、光変調器の両端間に供給される電圧を増すことが望ましい。入力信号電極の形状寸法は、光位相速度及び電気位相速度が整合するように、変調器の特性インピーダンスと信号源インピーダンスが整合するように、または、信号源インピーダンスと変調器にインピーダンスの不整合から生じる、信号電極に沿った電気的損失が低減するように、調整することが可能である。所望の電気パラメータを実現するために変更される一般的な電極の形状寸法パラメータには、電極の厚さ、電極の幅、及び、上部電極と側部接地電極（もしあれば）との間隔が含まれる。

したがって、本発明の目的は、光変調器を駆動する電気回路を改良して高効率高精度の光変調装置を提供することにある。また、光変調器が電界吸収型光変調器である場合にも適用できる改良された変調装置を提供することも本発明の目的である。

本発明は、一体化電界吸収型光変調器を備えた低域フィルタ伝送線を特徴とする。態様の１つにおいて、電界吸収型光変調器は、目標信号源インピーダンスとインピーダンス整合した分布型低域フィルタ伝送線回路の構成要素の１つとして機能する。こうして、本発明によれば、電界吸収型光変調器の両端間に供給される電圧の最適化が可能になる。信号源インピーダンスと変調器とのインピーダンス不整合から生じる電気的損失は、整合のとれた低域フィルタ伝送線回路において生じるのではなく、むしろ、信号源から得られるほぼ全ての入射パワーが、この低域フィルタ伝送線回路を通って、下流の整合終端負荷にまで進行し、そこで吸収されることになる。もう１つの態様では、電界吸収型光変調器には、同等の有効長を備えた同様の非セグメント化信号電極とほぼ同じ変調性能を発揮するが、それよりもかなり広い帯域幅を特徴とする、セグメント化進行波構造を備えた信号電極が設けられている。

態様の１つにおいて、本発明は、入力マイクロストリップ線、出力マイクロストリップ線、及び、電界吸収型光変調器を含む装置を特徴とする。入力及び出力マイクロストリップ線のそれぞれは、それぞれ、目標動作周波数に対応する目標波長の四分の一未満の長さを有し、目標信号源ピーダンスを超える特性インピーダンスを示し、目標動作周波数においてある直列インダクタンスを示す。電界吸収型光変調器は、信号電極の長さが目標波長の四分の一未満で、特性インピーダンスが目標信号源インピーダンス未満であり、目標動作周波数においてある分路キャパシタンスを示す。入力マイクロストリップ線、出力マイクロストリップ線、及び、電界吸収型光変調器が、目標動作周波数において目標信号源インピーダンスとほぼ整合する特性インピーダンスを示す分布型低域フィルタ伝送線回路に組み込まれている。

もう１つの態様において、本発明は、その信号電極が、直列に接続された、複数の間隔をあけた信号電極セグメントを含む分布型進行波構造をなしており、各対をなす信号電極セグメントが、それぞれのマイクロストリップ線によって接続されている、電界吸収光変調器を含む装置を特徴とする。

本発明の他の特徴及び利点については、図面及び請求項を含む、下記の説明から明らかになるであろう。

以下の説明では、同様の参照番号を用いて、同様の構成要素が識別される。さらに、図面は、典型的な実施態様の主たる特徴の概要を例示することを意図したものである。図面は、実際の実施態様の全ての特徴を表わすことを意図したものでもなければ、あるいは、図示構成要素の相対的寸法を表わすこと意図したものでもなく、一定の比率で描かれているわけではない。

図１を参照すると、実施態様によっては、低域フィルタ伝送線１０に、電界吸収型光変調器（ＥＡＭ）１２、マイクロストリップ線２０によって電界吸収型光変調器１２の入力に接続された入力ボンディング・パッド（ＢＰ１）１８、及び、マイクロストリップ線２４によって電界吸収型光変調器１２の出力に接続された出力ボンディング・パッド（ＢＰ２）２２が含まれるものもある。入力ボンディング・パッド１８は、ボンディング・ワイヤ２８によって外部信号源２６に接続されている。出力ボンディング・パッド２２は、ボンディング・ワイヤ３２を介して外部終端負荷３０に接続されている。

電界吸収型光変調器１２は、任意のタイプの電界吸収型光変調器の形態で実施することが可能である。電界吸収型光変調器１２、入力及び出力ボンディング・パッド１８、２２、及び、入力及び出力マイクロストリップ線２０、２４は、同じ基板（例えば、半導体ウェーハ基板）上に製作される。

外部信号源２６は、任意のＲＦ（無線周波）電気信号源を含む、任意の適合する高周波電気信号源とすることが可能である。外部終端負荷３０は、抵抗器のような任意の適合する終端負荷とすることが可能である。終端負荷３０及び信号源２６は、一般に、反射を低減し、電界吸収型光変調器１２の両端間に供給することが可能な電圧を最大にするため、インピーダンス整合がとられる。

詳細に後述するように、電界吸収型光変調器１２、入力及び出力ボンディング・パッド１８、２２、及び、入力及び出力マイクロストリップ線２０、２４は、電界吸収型光変調器１２の両端間に供給される電圧を最適化するため、信号源２６とのインピーダンス整合がとられる分布型低域フィルタ伝送線回路として協働するように設計されている。

図２には、図１の伝送線システムの等価回路が示されている。信号源２６は、電圧源Ｖ_Sと、実施例によっては、５０オームの値になる場合もある、直列抵抗Ｒ_S（または目標信号源インピーダンス）によってモデル化されている。終端負荷３０は、終端抵抗Ｒ_Lによってモデル化されている。低域フィルタ伝送線１０のコンポーネントは、少なくとも目標動作周波数までの周波数については（例えば、実施態様によっては、４０ギガビットのＮＲＺ光データ・ストリームに関してＤＣから３３ＧＨｚ）、電界吸収型光変調器１２及び入力及び出力ボンディング・パッド１８、２２が、容量性になり、入力及び出力マイクロストリップ線２０、２４が、誘導性になるように設計されている。目標動作周波数は、低域フィルタ伝送線１０を組み込んだ製品に指定された最高の電気信号周波数に相当する。一般に、低域フィルタ伝送線１０は、目標動作周波数までの周波数で動作する場合、ある指定の（低）損失要件及び（最小）群遅延要件を満たすことが望ましい。指定の電気信号周波数は、一般に、低域フィルタ伝送線１０を組み込んだ製品の目標用途または目標市場に応じて変化する。

電界吸収型光変調器１２の信号電極は、長さが目標動作周波数に対応する波長の四分の一未満で、特性インピーダンスは、目標信号源インピーダンス未満である。同様に、入力及び出力ボンディング・パッド１８、２２は、それぞれ、ボンディングには十分であるが、目標動作周波数に対応する波長の四分の一未満のサイズを有し、それぞれ、目標信号源インピーダンス未満の特性インピーダンスを示す。

入力及び出力マイクロストリップ線２０、２４は、それぞれ、目標動作周波数に対応する波長の四分の一未満の長さで、それぞれ、目標信号源インピーダンスを超える特性インピーダンスを示す。マイクロストリップ線２０、２４は、ＥＡＭ１２及びボンディング・パッド１８、２４の低インピーダンス値を補償して、信号源２６とほぼインピーダンス整合のとれる伝送線回路をもたらすのに役立つ。図２の等価回路において、電界吸収型光変調器１２は、分路コンデンサＣ_EAMとして表わされており、入力及び出力ボンディング・パッド１８、２２は、分路コンデンサＣ_BP1、Ｃ_BP2によってモデル化され、入力及び出力マイクロストリップ線２０、２４は、直列インダクタＬ₁、Ｌ₂として表わされている。

伝送線１０のコンポーネントに関するインピーダンス、キャパシタンス、及び、インダクタンス値は、少なくとも目標動作周波数までの周波数において、目標信号源インピーダンスとほぼ整合する総合特性インピーダンスを実現するように選択されている。これらの電気的パラメータ値は、例えば、信号電極、ボンディング・パッド１８、２２、及び、マイクロストリップ線２０、２４の幅について適正な値を選択することによって、また、支持構造をなす誘電体材料の厚さについて適正な値を選択することによって選択可能である。これらの値は、電磁シミュレーション・ツール（例えば、米国ペンシルバニア州ピッツバーグのＡｎｓｏｆｔ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎから入手可能なＨＦＳＳ（商標）電磁シミュレーション・ソフトウェア・ツール）を用いて、決定することが可能である。伝送線１０のコンポーネントに関する電気的パラメータ値は、任意のタイプの低域フィルタ設計（例えば、チェビシェフ型の低域フィルタ）に従って選択することが可能である。

図３Ａ及び図３Ｂには、１ＧＨｚ〜４０ＧＨｚの周波数範囲にわたって、低域フィルタ伝送線１０の典型的な実施例について模擬した伝送線挙動が示されている。図３Ａのスミス図表に示すように、伝送線１０は、模擬された周波数範囲の大部分にわたって信号源とほぼインピーダンス整合がとれる。ここで、マーカｍ１は周波数３１ＧＨｚにおけるインピーダンスを示している。同様に、図３Ｂの反射減衰量のグラフに示すように、伝送線１０に関する反射減衰量（dB値）（すなわち、伝送線１０と終端負荷３０との接合における反射波の振幅対入射波の振幅の比）は、模擬された周波数範囲の大部分にわたってかなり低い。ここで、マーカｍ２は、周波数２９ＧＨｚにおける反射減衰量の最小値を示している。

図４Ａ及び図４Ｂには、低域フィルタ伝送線１０に関するアイ・ダイアグラムが、いかにして、図１に示す整合回路網なしで、信号源に直接接続されたＥＡＭ信号電極の実施例（すなわち、ＥＡＭ信号電極と信号源２６のインピーダンス整合がとれていない）に関するほぼ閉じたアイ・ダイアグラムから、インピーダンス整合のとれた実施例（図４Ｂ）に関するほぼ開いたアイ・ダイアグラムに劇的に改善されるかが示されている。図４Ｂのアイ・ダイアグラムにおける−０．５、０．０、及び、０．５の状態間における広い開き及びはっきりした遷移は、低ビット誤り率（ＢＥＲ）の光データ・ストリームに関して最適なスループット性能を実現させる可能性の高い、ほぼ整合のとれた伝送線の特性を示している。逆に、図４Ａのアイ・パターンでは、そのスループットがジッタ、ノイズ、及び、信号振幅の縮小によって影響を受ける、ＥＡＭ光データ・ストリームを示している。図４Ｃには、信号源２６とインピーダンス整合終端負荷３０だけから構成される基準回路のアイ・ダイアグラムが示されている。

図５を参照すると、実施態様によっては、低域フィルタ伝送線１０は、リッジ構造４６上に形成された信号電極４４を含む、一体化リッジ・タイプの電界吸収型光変調器１２が設けられたものもある。実施例によっては、光学的に透明な真性半導体領域４８が、ｐ型クラッディング半導体層５０とｎ型クラッディング半導体層５２の間に挟まれた光導波路の働きをするものもある。実施例によっては、真性半導体領域４８の厚さが、約０．３μｍほどのものもある。ｐ型クラッディング層５０と信号電極４４の間に、ｐ⁺型キャップ（または接触）層を挿入することが可能である。真性半導体領域４８には、多重量子井戸（ＭＱＷ）構造を含むことが可能である。実施態様によっては、リッジ構造４６が、基板５６上に形成された、導電層５５上に形成されるものもある。基板５６は、導電性（例えば、ｎ⁺ドープしたＩｎＰ基板）または電気絶縁性にすることが可能である。伝送線２０、２４は、電気絶縁層５４上に形成されており、電気絶縁層５４もまた導電層５５上に形成されている。他の実施態様には、基板５６が導電性であり、ＥＡＭが導電基板上に形成され、伝送線２０、２４が、導電基板上に形成された電気絶縁層上に形成されるものもある。動作時、領域５０、４８、５２によって形成されたｐ−ｉ−ｎ接合に逆バイアスをかけて、真性半導体領域４８における光吸収しきい値を変化させることにより、真性半導体領域４８を通って進行する光信号の強度に変調が施される。

図６Ａには、信号電極４４が導電材料（例えば、金、銅、または、アルミニウム）の連続ストリップである、低域フィルタ伝送線１０の実施例が示されている。入力及び出力ボンディング・パッド１８、２２と、入力及び出力マイクロストリップ線２０、２４は、やはり、導電材料（例えば、金、銅、または、アルミニウム）のそれぞれのストリップによって実施される。低域フィルタ伝送線１０と５０オームの目標信号源インピーダンスを整合させるように設計された典型的な実施例の１つでは、信号電極４４、入力及び出力ボンディング・パッド１８、２２、及び、入力及び出力マイクロストリップ線２０、２４を形成する導電性トレースは、下記の幅及び長さの寸法を備えている。

表１の出力ボンディング・パッド２２の行における幅及び長さの列のカッコ内の数字は、出力ボンディング・パッド２２と並列に接続された第２の分路（またはタップ）コンデンサの幅及び長さ寸法を表わしている。第２の分路コンデンサについては、図８Ａ及び図８Ｂに関連して詳細に後述する。

図６Ｂには、信号電極４４の分布型進行波構造に、直列に接続された導電材料（例えば、金、銅、または、アルミニウム）による複数の間隔をあけた電極セグメント６２が含まれており、各対をなす隣接した信号電極セグメント６２同士が、それぞれの段間マイクロストリップ線６５によって接続されている、低域フィルタ伝送線１０の実施例が示されている。入力及び出力ボンディング・パッド１８、２２、及び、入力及び出力マイクロストリップ線２０、２４は、やはり、導電材料（例えば、金、銅、または、アルミニウム）のそれぞれのストリップによって実施される。信号電極セグメント６２は、ｐ型層５０のそれぞれの導電性領域上に形成されている。ｐ型層５０のこれらの導電領域は、信号電極４４の分布型進行波構造を達成するために、電気絶縁領域によって、互いに電気的に分離される。いくつかの態様において、ｐ型層５０の電気絶縁領域は、これらのドープされていない領域（すなわち真性領域）を残すことによって形成される。それによって実質的に電気絶縁となる。

低域フィルタ伝送線１０と５０オームの目標信号源インピーダンスを整合させるように設計された典型的な実施例の１つでは、信号電極セグメント６２は、長さが５０μｍで、５０μｍの間隔をあけて配置されており、信号電極セグメント６２、入力及び出力ボンディング・パッド１８、２２、及び、入力及び出力マイクロストリップ線２０、２４と、３つの段間マイクロストリップ線６５を形成する導電性トレースは下記の幅及び長さの寸法を備えている。

図６Ｂの実施例では、信号電極４４の各セグメント６２は、同等の有効長を備えた同様の非セグメント化信号電極よりも短くすることが可能である。セグメント化信号電極のこのような短縮された長さでは、同等の非セグメント化信号電極におけるより高い動作周波数において、四分の一波長のしきい値（この点から電極は誘導性になる）に達する。こうして、キャパシタンスの低下によって、セグメント化電極構造は、非セグメント化電極構造に比べて高い周波数で動作可能になるが、その一方で、同等の消光比をもたらすので、信号電極セグメント６２は、同等の有効長を備えた同様の非セグメント化信号電極とほぼ同じ変調性能を発揮しつつ、帯域幅がかなり広くなる（例えば、２００ＧＨｚ以上まで）ことを特徴とする、進行波電極構造をなすように構成することが可能になる。

図７Ａ〜７Ｄには、１４０ＧＨｚの目標動作周波数に合わせて最適化された、図６Ｂの実施態様の典型的な実施例に関して模擬された伝送線の挙動が示されている。図７Ａは、図６Ｂの電界吸収型光変調器の実施態様の実施例の１つに関する反射減衰量のグラフである。図７Ｂは、１ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの周波数範囲にわたる、図６Ｂの低域フィルタ伝送線の典型的な実施例に関するインピーダンス５８の変化を示すスミス図表である。図７Ｂのスミス図表には、模擬された周波数範囲の大部分にわたって、セグメント化信号電極伝送線構造と信号源のインピーダンス整合がほぼとれることが示されている。図７Ｃは、１ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの周波数範囲にわたる、図６Ｂの低域フィルタ伝送線の典型的な実施例に関する順方向透過係数の位相角（phase)に関するグラフである。図７Ｄは、１ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの周波数範囲にわたる、図６Ｂの低域フィルタ伝送線の典型的な実施例に関する順方向透過係数の大きさ（dB値）に関するグラフである。

図８Ａ及び８Ｂには、非セグメント化信号電極４４のキャパシタンスの増大を補償するために用いることが可能な低域フィルタ伝送線出力１６の実施態様が示されている。この実施態様の場合、第２の分路（またはタップ）コンデンサ６０（Ｃ_TAP）は、ボンディング・パッド２２に並列に接続されている。ボンディング・パッド２２及び分路コンデンサ６０の長さは目標波長の四分の一未満にすることで比較的高い目標動作周波数まで容量性を保つが、それでも、所望の低域フィルタ伝送線設計の実現に必要な、総合有効キャパシタンスが得られるようにすることが可能である。対照的に、出力１６に直列に接続されたボンディング・パッド２２だけしか含まれていない実施例の場合、同じ出力キャパシタンスを実現するのに必要なボンディング・パッド２２の長さは、図８Ａ及び図８Ｂの実施態様におけるいずれかの出力コンデンサの長さを超える。このように長さが増すと、図８Ａ及び図８Ｂの実施態様における並列に接続されたボンディング・パッドと分路コンデンサ６０のいずれかよりも低い動作周波数で、四分の一波長のしきい値（そのポイントから誘導性になる）に達することになるので、低域フィルタ伝送線１０の動作帯域幅が制限されることになる。

図８Ａ及び図８Ｂの伝送線出力の実施態様は、図６Ｂのセグメント化電極ＥＡＭを組み込んだ低域フィルタ伝送線に組み込むことも可能である。

他の実施態様を含め、本発明の実施形態の一部を下記して本発明の実施の参考に供する。なお、対応実施態様での参照番号を付して理解を容易にしたが、本願発明の限定をするためのものではない。

（実施形態１）：それぞれが、目標動作周波数に対応する目標波長の四分の一未満の長さを有し、目標信号源ピーダンスを超える特性インピーダンスを示し、前記目標動作周波数においてある直列インダクタンスを示す、入力マイクロストリップ線（２０）及び出力マイクロストリップ線（２４）と、長さが前記目標波長の四分の一未満で、特性インピーダンスが前記目標信号源インピーダンス未満であり、前記目標動作周波数においてある分路キャパシタンスを示す信号電極（４４）を備えた電界吸収型光変調器（１２）とを備え、前記入力マイクロストリップ線（２０）、前記出力マイクロストリップ線（２４）、及び、前記電界吸収型光変調器（１２）が、前記目標動作周波数において前記目標信号源インピーダンスとほぼ整合する特性インピーダンスを示す分布型低域フィルタ伝送線回路（１０）として組み込まれることを特徴とする、分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

（実施形態２）：前記入力マイクロストリップ線（２０）が、入力分路キャパシタンスと前記電界吸収型光変調器（１２）の間に接続され、前記出力マイクロストリップ線（２４）が、出力分路キャパシタンスと前記電界吸収型光変調器（１２）の間に接続されていることを特徴とする、実施形態１に記載の分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

（実施形態３）：前記入力及び出力マイクロストリップ線（２０、２４）の前記直列インダクタンス、前記入力及び出力分路キャパシタンス、及び、前記信号電極（４４）の前記分路キャパシタンスによって、前記分布型低域フィルタ伝送線回路（１０）を前記目標動作周波数における前記目標信号源インピーダンスにほぼ整合させることが可能になることを特徴とする、実施形態２に記載の分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

（実施形態４）：前記出力分路キャパシタンスが、分路コンデンサ（６０）と並列に接続された出力ボンディング・パッド（２２）を具備することを特徴とする、実施形態２に記載の分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

（実施形態５）：前記入力マイクロストリップ線（２４）が、前記目標動作周波数の近くで、前記低域フィルタ伝送線回路（１０）の特性インピーダンスのピーキングをもたらす直列インダクタンスを示すことを特徴とする、実施形態１に記載の分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

（実施形態６）：前記電界吸収光変調器（１２）の前記信号電極（４４）が、互いに離隔して直列に接続された、複数の信号電極セグメント（６２）を含む分布型進行波構造を備え、各隣接する前記信号電極セグメント（６２）同士が、それぞれマイクロストリップ線（６５）によって接続されていることを特徴とする、実施形態１に記載の分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

（実施形態７）：各前記信号電極セグメント（６２）が、前記目標波長の四分の一未満の長さを有し、目標信号源インピーダンス未満の特性インピーダンスを示し、前記目標動作周波数においてある分路キャパシタンスを示すことを特徴とする、実施形態６に記載の分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

（実施形態８）：前記信号電極セグメント（６２）を接続する各マイクロストリップ線（６５）が、前記目標波長の四分の一未満の長さを有し、目標信号源インピーダンスを超える特性インピーダンスを示し、前記目標動作周波数においてある直列インダクタンスを示すことを特徴とする、実施形態６に記載の分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

（実施形態９）：前記信号電極セグメント（６２）が、層（５０）の電気絶縁領域によって互いに電気的に分離された、前記層（５０）のそれぞれの導電領域から形成されることを特徴とする、実施形態６に記載の分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

（実施形態１０）：前記マイクロストリップ線のそれぞれが、導電層（５０、５２）間に配置された電気絶縁層（４８）を有することを特徴とする、実施形態１に記載の分布型低域フィルタ伝送線回路装置。

外部信号源と外部終端負荷との間に接続された一体化電界吸収型光変調器を備えた低域フィルタ伝送線のブロック図である。 図１の信号源、低域フィルタ伝送線、及び、終端負荷のモデルの回路図である。 １ＧＨｚ〜４０ＧＨｚの周波数範囲にわたる、図１の低域フィルタ伝送線の典型的な実施例に関するインピーダンスの変化を示すスミス図表である。 １ＧＨｚ〜４０ＧＨｚの周波数範囲にわたる周波数の関数として表わされた、図１の低域フィルタ伝送線の典型的な実施例に関する反射減衰量のグラフである。 図１の低域フィルタ伝送線の不整合実施例に関するアイ・ダイアグラムである。 図１の低域フィルタ伝送線の整合実施例に関するアイ・ダイアグラムである。 基準インピーダンス整合伝送線回路に関するアイ・ダイアグラムである。 図１の低域フィルタ伝送線の実施例に関する図６Ａの線５−５に沿う略側断面図である。 電界吸収型光変調器の信号電極の一実施例を備えた、図５の低域フィルタ伝送線の略平面図である。 電界吸収型光変調器の信号電極の一実施例を備えた、図５の低域フィルタ伝送線の略平面図である。 図６Ｂの電界吸収型光変調器の実施例に関する反射減衰量のグラフである。 １ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの周波数範囲にわたる、図６Ｂの低域フィルタ伝送線の典型的な実施例に関するインピーダンスの変化を示すスミス図表である。 １ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの周波数範囲にわたる、図６Ｂの低域フィルタ伝送線の典型的な実施例に関する順方向透過係数の位相角のグラフである。 １ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの周波数範囲にわたる、図６Ｂの低域フィルタ伝送線の典型的な実施例に関する順方向透過係数の大きさのグラフである。 図１の低域フィルタ伝送線における出力の実施例のブロック図である。 図８Ａのブロック図に対応する回路図である。

符号の説明

１０ 分布型低域フィルタ伝送線回路
１２ 電界吸収型光変調器
２０ 入力マイクロストリップ線
２２ 出力ボンディング・パッド
２４ 出力マクロストリップ線
４４ 信号電極
４８ 真性半導体領域（電気絶縁層）
５０ ｐ型クラッディング半導体層
５２ ｎ型クラッディング半導体層
５４ 電気絶縁層
５５ 導電層
５６ 基板
６０ 分路コンデンサ
６２ 信号電極セグメント
６５ 段間マイクロストリップ線

Claims (1)

1. それぞれが、目標動作周波数に対応する目標波長の四分の一未満の長さを有し、目標信号源ピーダンスを超える特性インピーダンスを示し、前記目標動作周波数においてある直列インダクタンスを示す、入力マイクロストリップ線及び出力マイクロストリップ線と、
   長さが前記目標波長の四分の一未満で、特性インピーダンスが前記目標信号源インピーダンス未満であり、前記目標動作周波数においてある分路キャパシタンスを示す信号電極を備えた電界吸収型光変調器とを備え、
   前記入力マイクロストリップ線、前記出力マイクロストリップ線、及び、前記電界吸収型光変調器が、前記目標動作周波数において前記目標信号源インピーダンスとほぼ整合する特性インピーダンスを示す分布型低域フィルタ伝送線回路として組み込まれることを特徴とする、
   分布型低域フィルタ伝送線回路装置。