JP2005037834A - 電源回路、表示ドライバ及び電圧供給方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 低消費電力で、高速に対向電極に電圧を供給する電源回路、表示ドライバ及び電圧供給方法を提供する。
【解決手段】 電気光学物質を挟んで画素電極と対向する対向電極の電圧を第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬから第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに切り替えて供給する場合、対向電極に、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに代えて第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨより高電位の第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１を供給した後、対向電極に第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨを供給する。また、対向電極に第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１を供給するのに先立って、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ、及び第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨよりも低電位で第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬよりも高電位の第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２のいずれかを対向電極に供給してもよい。
【選択図】 図８

Description

本発明は、電源回路、表示ドライバ及び電圧供給方法に関する。

アクティブマトリックス型の液晶表示装置は、マトリクス状に形成された複数の走査線及び複数のデータ線を有する。そして、各スイッチ素子が各走査線及び各データ線に接続された複数のスイッチ素子と、各画素電極が各スイッチ素子に接続された複数の画素電極とを有する。画素電極は、液晶（広義には電気光学物質）を介して対向電極と対向している。

このような構成の液晶表示装置では、選択された走査線によりオン状態となったスイッチ素子を介して、データ線に供給された電圧が画素電極に印加される。そして、該画素電極と対向電極との間の印加電圧に応じて、画素の透過率が変化するようになっている。

ところで、液晶表示装置では、液晶の劣化を防止するため、該液晶が交流で駆動される必要がある。そのため、液晶表示装置では、１フレーム、或いは１又は複数の水平走査期間ごとに、画素電極と対向電極との間の電圧の極性を反転させる極性反転駆動が行われる。例えば極性反転タイミングに同期して対向電極に供給する電圧を変化させることで、極性反転駆動が実現される。

この極性反転駆動については、例えば特許文献１に開示されている。特許文献１には、対向電極の電圧を変更することで、極性反転駆動を実現する技術が開示されている。より具体的には、特許文献１では、対向電極の電圧と画素電極の電圧を一旦同一の電圧に設定した後、対向電極の電圧及び画素電極の電圧を、同期を取って同電位に変化させる。これにより、画素電極及び対向電極間に流れる余分な消費電流を削減でき、電圧変更時の電荷の充電のため余分な電流を流さずに高速に対向電極の電圧を変更する。
特開２００２−１４９１３３号公報

特許文献１に記載されているように、極性反転タイミングに同期して高電位側の電圧及び低電位側の電圧が、対向電極に供給される。このような高電位側の電圧及び低電位側の電圧の切り替えを、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ：Metal-Oxide Semiconductor）トランジスタにより構成されるスイッチ回路により行うことが考えられる。

しかしながら、ＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン間の電圧が低くなるにつれて、ドレインに接続される対向電極の充放電の時間が長くなってしまう。液晶表示装置で表示可能な階調数が多くなり１階調当たりの電圧幅が小さくなる傾向にある現状では、対向電極の充放電が不十分な場合、対向電極の電圧の誤差に起因する画質の劣化という問題を招く。

また、液晶表示装置の表示サイズが大きくなると、１水平走査期間がそれだけ短くなる。そのため、極性反転駆動に伴う対向電極の充放電の時間も短くする必要がある。対向電極の充放電の時間は、対向電極の寄生容量ＣとＭＯＳトランジスタのオン抵抗Ｒとの積の時定数で決まる。従って、表示サイズが大きくなるにつれて、寄生容量Ｃ及び抵抗Ｒのうち少なくとも１つの値を小さくする必要がある。対向電極の寄生容量Ｃはそれほど小さくできないため、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗Ｒを小さくすることが考えられる。この場合、ＭＯＳトランジスタのチャネル幅Ｗが大きくすることで、抵抗Ｒを小さくできるが、スイッチ回路の規模が大きくなってしまう。更に、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗Ｒの自己消費電力も増大してしまう。

本発明は、以上のような技術的課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、低消費電力で、高速に対向電極に電圧を供給する電源回路、表示ドライバ及び電圧供給方法を提供することにある。

上記課題を解決するために本発明は、電気光学物質を挟んで画素電極と対向する対向電極に電圧を供給するための電源回路であって、選択信号に基づいて、第１の高電位側電圧、第１の低電位側電圧、前記第１の高電位側電圧より高電位の第２の高電位側電圧、及び第１の中間電圧のいずれか１つを前記対向電極に供給する対向電極電圧供給回路と、前記電気光学物質の印加電圧の極性の反転タイミングを指定する極性反転信号を用いて、前記選択信号を生成する切替制御回路とを含み、前記第１の中間電圧が、前記第１の低電位側電圧よりも高電位で、かつ前記第１の高電位側電圧よりも低電位であり、前記対向電極電圧供給回路は、前記対向電極の電圧を前記第１の低電位側電圧から前記第１の高電位側電圧に切り替えるとき、第１の期間では前記第１の高電位側電圧又は前記第１の中間電圧を前記対向電極に供給し、前記第１の期間後の第２の期間では前記第２の高電位側電圧を前記対向電極に供給し、前記第２の期間後の第３の期間では前記第１の高電位側電圧を前記対向電極に供給する電源回路に関係する。

本発明においては、対向電極電圧供給回路が、電気光学物質の印加電圧の極性の反転タイミングを指定する極性反転信号に基づいて、対向電極の電圧を第１の低電位側電圧から第１の高電位側電圧に切り替える。このとき、対向電極電圧供給回路が、極性反転信号に基づいて指定される第２の期間において、第１の高電位側電圧より高電位の第２の高電位側電圧を対向電極に供給した後に、第２の期間後の第３の期間において、第１の高電位側電圧を対向電極に供給する。これにより、対向電極の電圧を高速に設定できる。従って、表示可能な階調数が多くなり１階調当たりの電圧幅が小さくなっても、画質劣化を低減できる。更に、表示サイズが大きくなり、１水平走査期間が短くなる場合にも、極性反転駆動により、画素電極及び対向電極を含む電気光学装置を駆動できる。

更にまた、本発明においては、対向電極電圧供給回路が、第２の期間の前の第１の期間において、第１の高電位側電圧又は第１の中間電圧を対向電極に供給する。これにより、電圧の２乗に比例する自己消費電力を低減でき、低消費電力化を図ることができる。

また本発明に係る電源回路では、前記対向電極電圧供給回路が、前記選択信号に基づいて、前記第１の高電位側電圧、前記第１の低電位側電圧、前記第２の高電位側電圧、前記第１の中間電圧、前記第１の低電位側電圧より低電位の第２の低電位側電圧、及び第２の中間電圧のいずれか１つを前記対向電極に供給し、前記第２の中間電圧が、前記第１の低電位側電圧よりも高電位で、かつ前記第１の高電位側電圧よりも低電位であり、前記対向電極電圧供給回路は、前記対向電極の電圧を前記第１の高電位側電圧から前記第１の低電位側電圧に切り替えるとき、第４の期間では前記第１の低電位側電圧又は前記第２の中間電圧を前記対向電極に供給し、前記第４の期間後の第５の期間では前記第２の低電位側電圧を前記対向電極に供給し、前記第５の期間後の第６の期間では前記第１の低電位側電圧を前記対向電極に供給することができる。

本発明においては、更に、対向電極電圧供給回路が、電気光学物質の印加電圧の極性の反転タイミングを指定する極性反転信号に基づいて、対向電極の電圧を第１の高電位側電圧から第１の低電位側電圧に切り替える場合にも、上記と同様の効果を得ることができる。即ち、対向電極の電圧を高速に設定できる。従って、表示可能な階調数が多くなり１階調当たりの電圧幅が小さくなっても、画質劣化を低減できる。更に、表示サイズが大きくなり、１水平走査期間が短くなる場合にも、極性反転駆動により、画素電極及び対向電極を含む電気光学装置を駆動できる。

更にまた、本発明においては、対向電極電圧供給回路が、第５の期間の前の第４の期間において、第１の低電位側電圧又は第２の中間電圧を対向電極に供給する。これにより、電圧の２乗に比例する自己消費電力を低減でき、低消費電力化を図ることができる。

また本発明は、電気光学物質を挟んで画素電極と対向する対向電極に電圧を供給するための電源回路であって、選択信号に基づいて、第１の高電位側電圧、第１の低電位側電圧、前記第１の低電位側電圧より低電位の第２の低電位側電圧、及び第２の中間電圧のいずれか１つを前記対向電極に供給する対向電極電圧供給回路と、前記電気光学物質の印加電圧の極性の反転タイミングを指定する極性反転信号を用いて、前記選択信号を生成する切替制御回路とを含み、前記第２の中間電圧が、前記第１の低電位側電圧よりも高電位で、かつ前記第１の高電位側電圧よりも低電位であり、前記対向電極電圧供給回路は、前記対向電極の電圧を前記第１の高電位側電圧から前記第１の低電位側電圧に切り替えるとき、第４の期間では前記第１の低電位側電圧又は前記第２の中間電圧を前記対向電極に供給し、前記第４の期間後の第５の期間では前記第２の低電位側電圧を前記対向電極に供給し、前記第５の期間後の第６の期間では前記第１の低電位側電圧を前記対向電極に供給する電源回路に関係する。

本発明においては、対向電極電圧供給回路が、電気光学物質の印加電圧の極性の反転タイミングを指定する極性反転信号に基づいて、対向電極の電圧を第１の高電位側電圧から第１の低電位側電圧に切り替える。このとき、対向電極電圧供給回路が、極性反転信号に基づいて指定される第５の期間において、第１の低電位側電圧より低電位の第２の低電位側電圧を対向電極に供給した後に、第５の期間後の第６の期間において、第１の低電位側電圧を対向電極に供給する。これにより、対向電極の電圧を高速に設定できる。従って、表示可能な階調数が多くなり１階調当たりの電圧幅が小さくなっても、画質劣化を低減できる。更に、表示サイズが大きくなり、１水平走査期間が短くなる場合にも、極性反転駆動により、画素電極及び対向電極を含む電気光学装置を駆動できる。

更にまた、本発明においては、対向電極電圧供給回路が、第５の期間の前の第４の期間において、第１の低電位側電圧又は第２の中間電圧を対向電極に供給する。これにより、電圧の２乗に比例する自己消費電力を低減でき、低消費電力化を図ることができる。

また本発明に係る電源回路では、前記第１及び第２の期間を設定するための第１及び第２の期間設定レジスタを含み、前記切替制御回路は、前記第１及び第２の期間設定レジスタの設定値に対応した期間のパルス幅を有する前記選択信号により、前記極性反転信号の変化点を基準に前記第１及び第２の期間を指定することができる。

また本発明に係る電源回路では、前記第４及び第５の期間を設定するための第４及び第５の期間設定レジスタを含み、前記切替制御回路は、前記第４及び第５の期間設定レジスタの設定値に対応した期間のパルス幅を有する前記選択信号により、前記極性反転信号の変化点を基準に前記第４及び第５の期間を指定することができる。

本発明によれば、画素電極及び対向電極を含む電気光学装置の表示サイズや特性に応じて、第１及び第２の期間設定レジスタの設定値を変更することで、第１及び第２の期間を最適化できる。即ち、画素電極への電圧供給を最適化し、該電気光学装置の高精度な電圧供給と低消費電力化との両立を容易に実現できるようになる。

本発明によれば、画素電極及び対向電極を含む電気光学装置の表示サイズや特性に応じて、第４及び第５の期間設定レジスタの設定値を変更することで、第４及び第５の期間を最適化できる。即ち、画素電極への電圧供給を最適化し、該電気光学装置の高精度な電圧供給と低消費電力化との両立を容易に実現できるようになる。

また本発明に係る電源回路では、前記対向電極電圧供給回路は、その入力に所与の電圧が供給され前記第１の高電位側電圧を生成するボルテージフォロワ接続された第１の演算増幅器を含み、前記第２の高電位側電圧は、前記第１の演算増幅器の高電位側の電源電圧であってもよい。

また本発明に係る電源回路では、前記対向電極電圧供給回路は、その入力に所与の電圧が供給され前記第２の高電位側電圧を生成するボルテージフォロワ接続された第２の演算増幅器を含み、前記第２の低電位側電圧は、前記第２の演算増幅器の低電位側の電源電圧であってもよい。

本発明によれば、ボルテージフォロワ接続された第１の演算増幅器により第１の高電位側電圧を対向電極に供給し、或いはボルテージフォロワ接続された第２の演算増幅器により第１の低電位側電圧を対向電極に供給するようにしたので、高精度な電圧レベルの調整が不要な他の電圧の供給のための無駄な消費電力を削減できる。また、第１の高電位側電圧と第１の低電位側電圧との間に演算増幅器を用いる場合に比べて、第１及び第２の演算増幅器を設けることで、消費電力をより一層低減できる。

また本発明は、前記対向電極に電圧を供給する上記のいずれか記載の電源回路と、表示データに基づいて、スイッチ素子を介して前記画素電極に接続されるデータ線を駆動する駆動回路とを含む表示ドライバに関係する。

本発明によれば、画素電極及び対向電極を含む電気光学装置の実装面積を削減し、低消費電力で、かつ画質の劣化を防止する表示ドライバを提供できる。

また本発明は、電気光学物質を挟んで画素電極と対向する対向電極の電圧を第１の低電位側電圧から第１の高電位側電圧に切り替えて供給するための電圧供給方法であって、前記第１の低電位側電圧が供給される前記対向電極に、前記第１の低電位側電圧に代えて前記第１の高電位側電圧より高電位の第２の高電位側電圧を供給し、前記第２の高電位側電圧を前記対向電極に供給した後、前記対向電極に前記第１の高電位側電圧を供給する電圧供給方法に関係する。

また本発明に係る電圧供給方法では、前記対向電極に前記第２の高電位側電圧を供給するのに先立って、前記第１の高電位側電圧、及び前記第１の高電位側電圧よりも低電位で前記第１の低電位側電圧よりも高電位の第１の中間電圧のいずれかを前記対向電極に供給することができる。

また本発明は、電気光学物質を挟んで画素電極と対向する対向電極の電圧を第１の高電位側電圧から第１の低電位側電圧に切り替えて供給するための電圧供給方法であって、前記第１の高電位側電圧が供給される前記対向電極に、前記第１の高電位側電圧に代えて前記第１の低電位側電圧より低電位の第２の低電位側電圧を供給し、前記第２の低電位側電圧を前記対向電極に供給した後、前記対向電極に前記第１の低電位側電圧を供給する電圧供給方法に関係する。

また本発明に係る電圧供給方法では、前記対向電極を前記第２の低電位側電圧を供給するのに先立って、前記第１の低電位側電圧、及び前記第１の低電位側電圧よりも高電位で前記第１の高電位側電圧よりも低電位の第２の中間電圧のいずれかを、前記対向電極に供給することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。

１． 液晶表示装置
図１に、本実施形態における電源回路を含むアクティブマトリックス型の液晶表示装置の構成の概要を示す。

液晶表示装置１０は、液晶表示パネル（広義には表示パネル）２０を含む。

液晶表示パネル２０は、例えばガラス基板上に形成される。このガラス基板上には、Ｙ方向に複数配列されそれぞれＸ方向に伸びる走査線（ゲートライン）ＧＬ１〜ＧＬＭ（Ｍは２以上の整数）と、Ｘ方向に複数配列されそれぞれＹ方向に伸びるデータ線（ソースライン）ＤＬ１〜ＤＬＮ（Ｎは２以上の整数）とが配置されている。また、走査線ＧＬｍ（１≦ｍ≦Ｍ、ｍは整数、以下同様。）とデータ線ＤＬｎ（１≦ｎ≦Ｎ、ｎは整数、以下同様。）との交差位置に対応して、画素領域（画素）が設けられ、該画素領域に薄膜トランジスタ（Thin Film Transistor：以下、ＴＦＴと略す。）２２ｍｎが配置されている。

ＴＦＴ２２ｍｎのゲートは、走査線ＧＬｎに接続されている。ＴＦＴ２２ｍｎのソースは、データ線ＤＬｎに接続されている。ＴＦＴ２２ｍｎのドレインは、画素電極２６ｍｎに接続されている。画素電極２６ｍｎと、これに対向する対向電極２８ｍｎとの間に液晶が封入され、液晶容量（広義には液晶素子）２４ｍｎが形成される。画素電極２６ｍｎと対向電極２８ｍｎとの間の印加電圧に応じて画素の透過率が変化するようになっている。対向電極２８ｍｎには、対向電極電圧Ｖｃｏｍが供給される。

このような液晶表示パネル２０は、例えば画素電極及びＴＦＴが形成された第１の基板と、対向電極が形成された第２の基板とを貼り合わせ、両基板の間に電気光学材料としての液晶を封入させることで形成される。

液晶表示装置１０は、表示ドライバ（狭義にはデータドライバ）３０を含む。表示ドライバ３０は、表示データに基づいて、液晶表示パネル２０のデータ線ＤＬ１〜ＤＬＮを駆動する。

液晶表示装置１０は、ゲートドライバ３２を含むことができる。ゲートドライバ３２は、一垂直走査期間内に、液晶表示パネル２０の走査線ＧＬ１〜ＧＬＭを走査する。

液晶表示装置１０は、電源回路１００を含む。電源回路１００は、データ線の駆動に必要な電圧を生成し、これらを表示ドライバ３０に対して供給する。電源回路１００は、例えば表示ドライバ３０のデータ線の駆動に必要な電源電圧ＶＤＤＨ、ＶＳＳＨや、表示ドライバ３０のロジック部の電圧を生成する。

また電源回路１００は、走査線の走査に必要な電圧を生成し、これをゲートドライバ３２に対して供給する。

更に電源回路１００は、対向電極電圧Ｖｃｏｍを生成する。電源回路１００は、表示ドライバ３０によって生成された極性反転信号ＰＯＬのタイミングに合わせて、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨと第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬとを周期的に繰り返す対向電極電圧Ｖｃｏｍを、液晶表示パネル２０の対向電極に出力する。

液晶表示装置１０は、表示コントローラ３８を含むことができる。表示コントローラ３８は、図示しない中央処理装置（Central Processing Unit：以下、ＣＰＵと略す。）等のホストにより設定された内容に従って、表示ドライバ３０、ゲートドライバ３２、電源回路１００を制御する。例えば、表示コントローラ３８は、表示ドライバ３０及びゲートドライバ３２に対し、動作モードの設定、内部で生成した垂直同期信号や水平同期信号の供給を行う。

なお図１では、液晶表示装置１０に電源回路１００又は表示コントローラ３８を含めて構成するようにしているが、これらのうち少なくとも１つを液晶表示装置１０の外部に設けて構成するようにしてもよい。或いは、液晶表示装置１０に、ホストを含めるように構成することも可能である。

また、表示ドライバ３０は、ゲートドライバ３２及び電源回路１００のうち少なくとも１つを内蔵してもよい。

更にまた、表示ドライバ３０、ゲートドライバ３２、表示コントローラ３８及び電源回路１００の一部又は全部を液晶表示パネル２０上に形成してもよい。例えば図２では、液晶表示パネル２０上に、表示ドライバ３０及びゲートドライバ３２が形成されている。このように液晶表示パネル２０は、複数のデータ線と、複数の走査線と、複数の走査線の各走査線及び複数のデータ線の各データ線とに接続された複数のスイッチ素子と、複数のデータ線を駆動する表示ドライバとを含むように構成することができる。液晶表示パネル２０の画素形成領域８０に、複数の画素が形成されている。

２． 電源回路
電源回路は、上述のように電気光学物質としての液晶を挟んで画素電極と対向する対向電極に電圧を供給する。そして、電源回路が、極性反転タイミングに合わせて、高電位側の電圧ＶＣＯＭＨ又は低電位側の電圧ＶＣＯＭＬを対向電極に供給する。このような電源回路は、高電位側の電圧ＶＣＯＭＨ又は低電位側の電圧ＶＣＯＭＬを切り替えて対向電極に供給するスイッチ回路を含むことが考えられる。スイッチ回路は、ＭＯＳトランジスタにより構成される。

図３に、スイッチ回路を構成するＭＯＳトランジスタの例を示す。

例えばＭＯＳトランジスタのドレイン（Ｄ）に対向電極が接続され、該ＭＯＳトランジスタのソース（Ｓ）に高電位側の電圧ＶＣＯＭＨが接続される。そして、該ＭＯＳトランジスタのゲート（Ｇ）に供給される信号に基づいて、対向電極が、高電位側の電圧ＶＣＯＭＨに設定される。

図４に、対向電極の電位の変化の一例の模式図を示す。

一般的に、ＭＯＳトランジスタは、ソース・ドレイン間の電圧が低くなるにつれて、ドレインに接続される対向電極の充放電の時間が長くなってしまう。従って、図４に示すように、対向電極の電圧が、最終的に高電位側の電圧に設定されるまでの時間がかかってしまう。そのため、最終的に設定されるべき高電位側の電圧と対向電極の電圧との差ΔＶにより、画質劣化を招く。特に、液晶表示装置で表示可能な階調数が多くなり１階調当たりの電圧幅が小さくなる場合に、画質劣化の現象が顕著に表れる。更に、液晶表示装置の表示サイズが大きくなり、１水平走査期間が短くなる場合に、極性反転駆動が困難になっていく。

なお図４では、対向電極の電圧を低電位側の電圧から高電位側の電圧に変化させる場合を示したが、対向電極の電圧を高電位側の電圧から低電位側の電圧に変化させる場合も同様である。

そこで本実施形態における電源回路は、以下に述べるように対向電極に電圧を供給することで、対向電極の電圧を高精度に設定し、かつ低消費電力化を図る。

図５に、本実施形態における電源回路の構成の概要を示す。但し、図１及び図２に示す液晶表示装置と同一部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

電源回路１００は、対向電極電圧供給回路１１０、切替制御回路１２０を含む。対向電極電圧供給回路１１０は、複数の電圧のいずれか１つを選択信号に基づいて、対向電極に供給する。切替制御回路は、極性反転信号ＰＯＬを用いて、選択信号を生成する。

電源回路１００は、対向電極の電圧を第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ又は第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに設定する。そのため対向電極電圧供給回路１１０には、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨと、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬとが供給される。

また対向電極の電圧を第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬから第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに切り替えるとき、対向電極電圧供給回路１１０は、選択信号に基づいて、対向電極に他の電圧を供給して、最終的に第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに切り替えることができる。このため、対向電極電圧供給回路１１０には、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨよりも高電位の第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１と、第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２とが供給される。

更にまた対向電極の電圧を第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨから第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに切り替えるとき、対向電極電圧供給回路１１０は、選択信号に基づいて、対向電極に他の電圧を供給して、最終的に第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに切り替えることができる。このため、対向電極電圧供給回路１１０には、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬよりも低電位の第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１と、第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２とが供給される。

図６に、対向電極電圧供給回路１１０に供給される複数の電圧の電位関係の説明図を示す。対向電極には、最終的に第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ又は第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬが供給される。

第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１は、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨより高電位の電圧である。

第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２は、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨより低電位で、かつ第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬより高電位の電圧である。

第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１は、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬより低電位の電圧である。

第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２は、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨより低電位で、かつ第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬより高電位の電圧である。なお第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２は、第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２より高電位であってもよいし、低電位であってもよい。

また対向電極電圧供給回路１１０は、図５に示す６種類の電圧を切り替えるものに限定されるものではなく、これらの一部の電圧のみを切り替えるようにしてもよい。

図７に、対向電極電圧供給回路１１０の構成の一例を示す。

対向電極電圧供給回路１１０は、選択信号に基づいて、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ、第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１、及び第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２のいずれか１つを対向電極に供給する。選択信号は、切替制御回路１２０によって生成される。

図８に、図７の対向電極電圧供給回路１１０による対向電極の電位の変化の一例を示す。

即ち、対向電極の電圧を第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬから第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに切り替えるとき、対向電極電圧供給回路１１０は、切替制御回路によって生成された選択信号に基づく第１〜第３の期間Ｔ１〜Ｔ３の各期間において、対向電極に各電圧を供給する。そのため対向電極電圧供給回路１１０は、第１の期間Ｔ１では、第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２を対向電極に供給する。また第１の期間Ｔ１後の第２の期間Ｔ２では、第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１を対向電極に供給する。そして、第２の期間Ｔ２後の第３の期間Ｔ３では、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨを対向電極に供給する。

このように、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに設定されるべき対向電極を、一旦第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨより高電位の第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１に向けて充放電させることで、図４に示す場合と異なり、対向電極の電圧を高速に第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに設定できる。

また対向電極に第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１を供給する前の第１の期間Ｔ１では、一旦第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２を対向電極に供給する。スイッチ回路を構成するＭＯＳトランジスタの抵抗をＲ、該ＭＯＳトランジスタのソース・ドレイン間電圧をＶとすると、該ＭＯＳトランジスタの自己消費電力は、おおよそＶ^２／Ｒで表される。即ち、該ＭＯＳトランジスタにより構成されるスイッチ回路の自己消費電力は、電圧Ｖの２乗に比例する。そのため、対向電極の電圧を第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬから第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに一気に電位を上げるより、第１の期間Ｔ１経過後に、一旦第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２に近付けることで、スイッチ回路の自己消費電力を低減でき、低消費電力化を図ることができる。

なお図７及び図８では、対向電極電圧供給回路１１０が、第１の期間Ｔ１において第１の中間電圧を対向電極に供給するものとして説明したが、これに限定されるものではない。例えば、対向電極電圧供給回路１１０が、第１の期間Ｔ１において第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨを対向電極に供給するようにしてもよい。この場合、図７において第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２を省略する構成を採用できる。

図９に、対向電極電圧供給回路１１０の構成の他の例を示す。

対向電極電圧供給回路１１０は、選択信号に基づいて、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ、第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１、及び第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２のいずれか１つを対向電極に供給する。

図１０に、図９の対向電極電圧供給回路１１０によって供給される対向電極の電位の変化の一例を示す。

即ち、対向電極の電圧を第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨから第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに切り替えるとき、対向電極電圧供給回路１１０は、切替制御回路によって生成された選択信号に基づく第４〜第６の期間Ｔ４〜Ｔ６の各期間において、対向電極に各電圧を供給する。そのため対向電極電圧供給回路１１０は、第４の期間Ｔ４では、第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２を対向電極に供給する。また第４の期間Ｔ４後の第５の期間Ｔ５では、第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１を対向電極に供給する。そして、第５の期間Ｔ５後の第６の期間Ｔ６では、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬを対向電極に供給する。

このように、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに設定されるべき対向電極を、一旦第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬより低電位の第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１に向けて充放電させることで、対向電極の電圧を高速に第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに設定できる。

また対向電極に第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１を供給する前の第４の期間Ｔ４では、一旦第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２を対向電極に供給する。従って、対向電極の電圧を第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨから第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに一気に電位を下げるより、第４の期間Ｔ４経過後に、一旦第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２に近付けることで、スイッチ回路の自己消費電力を低減でき、低消費電力化を図ることができる。

なお図９及び図１０では、対向電極電圧供給回路１１０が、第４の期間Ｔ４において第２の中間電圧を対向電極に供給するものとして説明したが、これに限定されるものではない。例えば、対向電極電圧供給回路１１０が、第４の期間Ｔ４において第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬを対向電極に供給するようにしてもよい。この場合、図９において第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２を省略する構成を採用できる。

次に、このような対向電極への電圧供給が制御される電源回路１００の構成例について説明する。

図１１に、本実施形態における電源回路１００の構成の概要のブロック図を示す。但し、図５に示す電源回路１００と同一部分には同一符号を付して、適宜説明を省略する。

電源回路１００は、対向電極電圧供給回路１１０と、切替制御回路１２０と、対向電極電圧生成回路１３０とを含む。

切替制御回路１２０は、極性反転信号ＰＯＬを用いて選択信号ＳＣ１〜ＳＣ６を生成する。極性反転信号ＰＯＬは、液晶（電気光学物質）の印加電圧の極性の反転タイミングを指定する信号である。この極性反転信号ＰＯＬは、例えば表示ドライバ３０によって生成される。

対向電極電圧供給回路１１０は、選択信号ＳＣ１〜ＳＣ６に基づいて、第１〜第６の電源線ＰＬ１〜ＰＬ６のいずれかの電源線の電圧を用いて、対向電極を駆動する。第１の電源線ＰＬ１には、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨを生成するための高電位側電圧ＶＣＯＭＨ０が供給される。第２の電源線ＰＬ２には、第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１が供給される。第３の電源線ＰＬ３には、第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２が供給される。第４の電源線ＰＬ４には、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬを生成するための低電位側電圧ＶＣＯＭＬ０が供給される。第５の電源線ＰＬ５には、第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１が供給される。第６の電源線ＰＬ６には、第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２が供給される。

第１〜第６の電源線ＰＬ１〜ＰＬ６は、対向電極電圧生成回路１３０に接続される。対向電極電圧生成回路１３０は、高電位側電圧ＶＣＯＭＨ０、第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１、第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２、低電位側電圧ＶＣＯＭＬ０、第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１、及び第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２を生成する。

図１２に、対向電極電圧生成回路１３０の一部の構成例の回路図を示す。図１２では、高電位側電圧ＶＣＯＭＨ０、第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１、及び第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２を生成する部分の回路図の例を示しているが、低電位側電圧ＶＣＯＭＬ０、第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１、及び第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２を生成する部分の回路も同様に構成できる。

図１２に示す対向電極電圧生成回路１３０の一部は、昇圧回路１３２と、電圧発生回路１３４とを含む。

昇圧回路１３２は、２倍昇圧のいわゆるチャージポンプ回路である。昇圧回路１３２は、システム電源電圧ＶＤＤとシステム接地電源電圧ＶＳＳとの間の電圧Ｖを２倍に昇圧した電圧を、第１の電源線ＰＬ２とシステム接地電源電圧ＶＳＳとの間に出力する。

このような昇圧回路１３２は、図１３に示すような昇圧クロックＣＫ１〜ＣＫ３に基づいてチャージポンプ動作を行う。

即ち、図１３に示す第１のチャージポンプ期間ＣＰ１では、キャパシタＣ１の一端がオン状態となったトランジスタＴｒａを介してシステム接地電源電圧ＶＳＳになる。そして、キャパシタＣ１の他端が、オン状態となったトランジスタＴｒｃを介してシステム電源電圧ＶＤＤになる。そのため、キャパシタＣ１には電圧Ｖが印加される。なお、第１のチャージポンプ期間ＣＰ１では、トランジスタＴｒｄは、オフ状態である。

続く第２のチャージポンプ期間ＣＰ２では、キャパシタＣ１の一端がオン状態となったトランジスタＴｒｂを介してシステム電源電圧ＶＤＤになる。そして、キャパシタＣ１の他端が、オン状態となったトランジスタＴｒｄを介して第２の電源線ＰＬ２と電気的に接続される。従って、第１のチャージポンプ期間ＣＰ１に電荷が蓄積されたキャパシタＣ１の他端は、システム接地電源電圧ＶＳＳを基準に、２Ｖの電圧となる。

このようなチャージポンプ動作によって昇圧された電圧に基づき保持された電荷は、キャパシタＣ２に蓄積される。これにより、システム接地電源電圧ＶＳＳを基準に、第２の電源線ＰＬ２には、昇圧された電圧が、第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１として出力される。

電圧発生回路１３４は、第２の電源線ＰＬ２と、システム接地電源電圧ＶＳＳとの間の電圧が抵抗分割された高電位側電圧ＶＣＯＭＨ０を出力する。

また、第３の電源線ＰＬ３には、昇圧回路１３２によって電圧が昇圧される際の中間電位の電圧が出力される。図１２では、第３の電源線ＰＬ３には、システム電源電圧ＶＤＤが出力される。

なお図１２では、昇圧回路１３２が２倍昇圧を行うものとして説明したが、昇圧倍率に限定されるものではなく、３倍又は４倍昇圧等を行う場合も同様である。

図１４に、対向電極電圧供給回路１１０の構成例を示す。

対向電極電圧供給回路１１０は、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６を含む。トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６は、それぞれ例えばｐ型ＭＯＳトランジスタである。トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６の一端は、共通に対向電極に接続される。

トランジスタＴｒ１の他端には、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力が接続される。第１の演算増幅器ＯＰ１の出力は、反転入力端子にも接続される（負帰還）。即ち、第１の演算増幅器ＯＰ１は、ボルテージフォロワ接続されている。第１の演算増幅器ＯＰ１の正転入力端子は、高電位側電圧ＶＣＯＭＨ０が供給される第１の電源線ＰＬ１に接続される。第１の演算増幅器ＯＰ１の高電位側の電源電圧は、第２の電源線ＰＬ２に供給される第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１である。第１の演算増幅器ＯＰ１の低電位側の電源電圧は、システム接地電源電圧ＶＳＳである。第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧が、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨになる。トランジスタＴｒ１は、選択信号ＳＣ３によりオンオフ制御される。なお第１の演算増幅器ＯＰ１の構成は、公知であるため説明を省略する。

トランジスタＴｒ２の他端には、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１が供給される第２の電源線ＰＬ２が接続される。トランジスタＴｒ２は、選択信号ＳＣ２によりオンオフ制御される。

トランジスタＴｒ３の他端には、第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２が供給される第３の電源線ＰＬ３が接続される。トランジスタＴｒ３は、選択信号ＳＣ１によりオンオフ制御される。

トランジスタＴｒ４の他端には、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力が接続される。第２の演算増幅器ＯＰ２の出力は、反転入力端子にも接続される（負帰還）。即ち、第２の演算増幅器ＯＰ２は、ボルテージフォロワ接続されている。第２の演算増幅器ＯＰ２の正転入力端子は、低電位側電圧ＶＣＯＭＬ０が供給される第４の電源線ＰＬ４に接続される。第２の演算増幅器ＯＰ２の高電位側の電源電圧は、システム接地電源電圧ＶＳＳである。第１の演算増幅器ＯＰ１の低電位側の電源電圧は、第５の電源線ＰＬ５に供給される第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１である。第２の演算増幅器ＯＰ２の出力電圧が、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬになる。トランジスタＴｒ４は、選択信号ＳＣ６によりオンオフ制御される。なお第１の演算増幅器ＯＰ１の構成は、公知であるため説明を省略する。

トランジスタＴｒ５の他端には、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１が供給される第５の電源線ＰＬ５が接続される。トランジスタＴｒ５は、選択信号ＳＣ５によりオンオフ制御される。

トランジスタＴｒ６の他端には、第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２が供給される第６の電源線ＰＬ６が接続される。トランジスタＴｒ６は、選択信号ＳＣ４によりオンオフ制御される。

トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３は、極性反転信号ＰＯＬにより指定される極性が第１の極性のとき、選択信号ＳＣ１〜ＳＣ３に基づいて、排他的にオン状態となるように制御される。そして、インピーダンス変換手段としてボルテージフォロワ接続された演算増幅器を用いて第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨを出力させることで、対向電極電圧Ｖｃｏｍを精度よく第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに設定できる。

トランジスタＴｒ４〜Ｔｒ６は、極性反転信号ＰＯＬにより指定される極性が第２の極性のとき、選択信号ＳＣ４〜ＳＣ６に基づいて、排他的にオン状態となるように制御される。そして、インピーダンス変換手段としてボルテージフォロワ接続された演算増幅器を用いて第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬを出力させることで、対向電極電圧Ｖｃｏｍを精度よく第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに設定できる。

更に、高精度な電圧レベルの調整が不要な第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１、第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２、第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１、及び第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２を、演算増幅器を用いて出力しないことで、消費電力を削減できる。また、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨと第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬとの間に演算増幅器を用いる場合に比べて、第１及び第２の演算増幅器ＯＰ１、ＯＰ２を設けることで消費電力を低減できる。

図１５〜図１７に、切替制御回路１２０の構成例を示す。

切替制御回路１２０は、第１、第２、第４及び第５の期間設定レジスタ１２２−１、１２２−２、１２２−４、１２２−５を含む。

切替制御回路１２０は、第１の期間設定レジスタ１２２−１の設定値に対応したパルス幅を有する選択信号ＳＣ１を生成する。切替制御回路１２０は、第２の期間設定レジスタ１２２−２の設定値に対応したパルス幅を有する選択信号ＳＣ２を生成する。切替制御回路１２０は、第４の期間設定レジスタ１２２−４の設定値に対応したパルス幅を有する選択信号ＳＣ４を生成する。切替制御回路１２０は、第５の期間設定レジスタ１２２−５の設定値に対応したパルス幅を有する選択信号ＳＣ５を生成する。

第１、第２、第４及び第５の期間設定レジスタ１２２−１、１２２−２、１２２−４、１２２−５の各設定値は、表示コントローラ３８によって設定される。

切替制御回路１２０は、カウンタ１２４、コンパレータ１２６−１、１２６−２、１２６−４、１２６−５、ＲＳフリップフロップ（Flip-Flop：以下ＦＦと略す。）１２８−１、１２８−２、１２８−４、１２８−５を含む。

カウンタ１２４は、極性反転信号ＰＯＬの変化点を基準に、所与のクロックに同期してカウントアップを行う。

コンパレータ１２６−１は、カウンタ１２４のカウント値と、第１の期間設定レジスタ１２２−１の設定値とを比較し、一致したときパルスを出力する。ＲＳＦＦ１２８−１は、極性反転信号ＰＯＬがＨレベルに変化したときにセットされ、コンパレータ１２６−１によってカウンタ１２４のカウント値と第１の期間設定レジスタ１２２−１の設定値とが一致したことが検出されたときにリセットされる。選択信号ＳＣ１は、ＲＳＦＦ１２８−１の反転出力端子ＸＱの信号である。このような構成により、極性反転信号ＰＯＬがＨレベルに変化したときに開始され、第１の期間設定レジスタ１２２−１の設定値に対応した期間の第１の期間Ｔ１を指定できる。

コンパレータ１２６−２は、カウンタ１２４のカウント値と、第２の期間設定レジスタ１２２−２の設定値とを比較し、一致したときパルスを出力する。ＲＳＦＦ１２８−２は、ＲＳＦＦ１２８−１がリセットされるときにセットされ、コンパレータ１２６−２によってカウンタ１２４のカウント値と第２の期間設定レジスタ１２２−２の設定値とが一致したことが検出されたときにリセットされる。選択信号ＳＣ２は、ＲＳＦＦ１２８−２の反転出力端子ＸＱの信号である。このような構成により、第１の期間Ｔ１以降に開始され、第２の期間設定レジスタ１２２−２の設定値に対応した期間の第２の期間Ｔ２を指定できる。

コンパレータ１２６−４は、カウンタ１２４のカウント値と、第４の期間設定レジスタ１２２−４の設定値とを比較し、一致したときパルスを出力する。ＲＳＦＦ１２８−４は、極性反転信号ＰＯＬがＬレベルに変化したときにセットされ、コンパレータ１２６−４によってカウンタ１２４のカウント値と第４の期間設定レジスタ１２２−４の設定値とが一致したことが検出されたときにリセットされる。選択信号ＳＣ４は、ＲＳＦＦ１２８−４の反転出力端子ＸＱの信号である。このような構成により、極性反転信号ＰＯＬがＬレベルに変化したときに開始され、第４の期間設定レジスタ１２２−４の設定値に対応した期間の第４の期間Ｔ４を指定できる。

コンパレータ１２６−５は、カウンタ１２４のカウント値と、第５の期間設定レジスタ１２２−５の設定値とを比較し、一致したときパルスを出力する。ＲＳＦＦ１２８−５は、ＲＳＦＦ１２８−４がリセットされるときにセットされ、コンパレータ１２６−５によってカウンタ１２４のカウント値と第５の期間設定レジスタ１２２−５の設定値とが一致したことが検出されたときにリセットされる。選択信号ＳＣ５は、ＲＳＦＦ１２８−５の反転出力端子ＸＱの信号である。このような構成により、第４の期間Ｔ４以降に開始され、第５の期間設定レジスタ１２２−５の設定値に対応した期間の第５の期間Ｔ５を指定できる。

以上のように、切替制御回路１２０は、選択信号ＳＣ１、ＳＣ２、ＳＣ４、ＳＣ５により、極性反転信号ＰＯＬの変化点を基準に第１、第２、第４、第５の期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ４、Ｔ５を指定することができる。

第３の期間Ｔ３を指定する選択信号ＳＣ３は、図１６に示すように、極性反転信号ＰＯＬ及び選択信号ＳＣ１、ＳＣ２に基づいて生成される。

同様に、第６の期間Ｔ６を指定する選択信号ＳＣ６は、図１７に示すように、極性反転信号及び選択信号ＳＣ４、ＳＣ５に基づいて生成される。

図１８に、選択信号ＳＣ１〜ＳＣ３に基づく対向電極の電位の変化の一例を示す。

極性反転信号ＰＯＬがＬレベルからＨレベルに変化すると、対向電極に、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬから第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに切り替えて電圧が供給される。そして、図１５及び図１６に示した回路によって選択信号ＳＣ１〜ＳＣ３が生成される。

従って、第１の期間Ｔ１では、第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２が供給される第３の電源線ＰＬ３が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第１の期間Ｔ１において、対向電極に第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２が供給される。

次に、第２の期間Ｔ２では、第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１が供給される第２の電源線ＰＬ２が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第２の期間Ｔ２において、対向電極に第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１が供給される。

そして、第３の期間Ｔ３では、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第３の期間Ｔ３において、対向電極の電圧が第１の演算増幅器ＯＰ１によって駆動され、対向電極が第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに設定される。

図１９に、選択信号ＳＣ４〜ＳＣ６に基づく対向電極の電位の変化の一例を示す。

極性反転信号ＰＯＬがＨレベルからＬレベルに変化すると、対向電極に、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨから第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに切り替えて電圧が供給される。そして、図１５及び図１７に示した回路によって選択信号ＳＣ４〜ＳＣ６が生成される。

従って、第４の期間Ｔ４では、第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２が供給される第６の電源線ＰＬ６が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第４の期間Ｔ４において、対向電極に第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２が供給される。

次に、第５の期間Ｔ５では、第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１が供給される第５の電源線ＰＬ５が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第５の期間Ｔ５において、対向電極に第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１が供給される。

そして、第６の期間Ｔ６では、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第６の期間Ｔ６において、対向電極の電圧が第２の演算増幅器ＯＰ２によって駆動され、対向電極が第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに設定される。

このように、第２又は第５の期間Ｔ２、Ｔ５において、より高電位又はより低電位の電圧が供給された後に、第３又は第６の期間Ｔ３、Ｔ６において、本来設定すべき第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ又は第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬを供給することで、対向電極を高速に充放電できる。また、第２又は第５の期間の各期間の前の第１又は第４の期間Ｔ１、Ｔ４において、第１又は第２の中間電圧ＶＣＯＭＨ２、ＶＣＯＭＬ２を対向電極に供給することで、対向電極電圧供給回路１１０のスイッチ回路としてのトランジスタの自己消費電力を低減し、低消費電力化を図ることができる。

なお図１６では、極性反転信号ＰＯＬ、選択信号ＳＣ１、ＳＣ２に基づいて選択信号ＳＣ３を生成していたが、これに限定されるものではない。例えば図１５に示す回路に、第３の期間設定レジスタを設け、選択信号ＳＣ２と同様に選択信号ＳＣ３を生成することも可能である。

また図１７では、極性反転信号ＰＯＬ、選択信号ＳＣ４、ＳＣ５に基づいて選択信号ＳＣ６を生成していたが、これに限定されるものではない。例えば図１５に示す回路に、第６の期間設定レジスタを設け、選択信号ＳＣ５と同様に選択信号ＳＣ６を生成することも可能である。

また図１８では、第１の期間に、対向電極に第１の中間電圧ＶＣＯＭＨ２を供給するものとして説明したが、該第１の期間に、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨを出力する第１の演算増幅器ＯＰ１の出力に対向電極を接続するようにしてもよい。こうすることで、対向電極電圧生成回路１３０が生成する電圧レベル数を削減し、回路規模の増大を防ぐと共に、電圧供給のための制御の簡素化を図ることができる。

また図１９では、第４の期間に、対向電極に第２の中間電圧ＶＣＯＭＬ２を供給するものとして説明したが、該第４の期間に、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬを出力する第２の演算増幅器ＯＰ２の出力に対向電極を接続するようにしてもよい。こうすることで、対向電極電圧生成回路１３０が生成する電圧レベル数を削減し、回路規模の増大を防ぐことができる。

また本実施形態における電源回路１００は、極性反転信号ＰＯＬがＬレベルからＨレベルに変化するときと、ＨレベルからＬレベルに変化するときに、上述の選択信号により対向電極に電圧を供給するものとして説明したが、これに限定されるものではない。電源回路１００が、極性反転信号ＰＯＬがＬレベルからＨレベルに変化するときのみ、又は極性反転信号ＰＯＬがＨレベルからＬレベルに変化するときのみ、上述の選択信号により対向電極に電圧を供給してもよい。

更に本実施形態における電源回路１００は、対向電極の電圧を変化させるとき、３段階で電圧を供給するものとして説明したが、これに限定されるものではない。例えば、電源回路１００は、２段階で電圧を供給して、対向電極の電圧を変化させてもよい。例えば選択信号ＳＣ２、ＳＣ３のみを用いて対向電極の電圧を変化させてもよい。或いは選択信号ＳＣ５、ＳＣ６のみを用いて対向電極の電圧を変化させてもよい。

図２０に、選択信号ＳＣ２、ＳＣ３に基づく対向電極の電位の変化の一例を示す
極性反転信号ＰＯＬがＬレベルからＨレベルに変化すると、対向電極に、第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬから第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨに切り替えて電圧が供給される。そして、図１５及び図１６に示した回路によって選択信号ＳＣ２、ＳＣ３が生成される。なお、図１５に、第３の期間設定レジスタを設け、選択信号ＳＣ２と同様に選択信号ＳＣ３を生成するようにしてもよい。

この場合、第２の期間Ｔ２では、第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１が供給される第２の電源線ＰＬ２が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第２の期間Ｔ２において、対向電極に第２の高電位側電圧ＶＣＯＭＨ１が供給される。

そして、第３の期間Ｔ３では、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第３の期間Ｔ３において、対向電極の電圧が第１の演算増幅器ＯＰ１によって駆動され、対向電極に第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨが供給される。

図２１に、選択信号ＳＣ５、ＳＣ６に基づく対向電極の電位の変化の一例を示す
極性反転信号ＰＯＬがＨレベルからＬレベルに変化すると、対向電極に、第１の高電位側電圧ＶＣＯＭＨから第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに切り替えて電圧が供給される。そして、図１５及び図１７に示した回路によって選択信号ＳＣ５、ＳＣ６が生成される。なお、図１５に、第６の期間設定レジスタを設け、選択信号ＳＣ５と同様に選択信号ＳＣ６を生成するようにしてもよい。

この場合、第５の期間Ｔ５では、第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１が供給される第５の電源線ＰＬ５が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第５の期間Ｔ５において、対向電極に第２の低電位側電圧ＶＣＯＭＬ１が供給される。

そして、第６の期間Ｔ６では、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力が、対向電極に電気的に接続される。そのため、第６の期間Ｔ６において、対向電極の電圧が第２の演算増幅器ＯＰ２によって駆動され、対向電極が第１の低電位側電圧ＶＣＯＭＬに設定される。

図２０又は図２１に示したような対向電極への電圧供給は、トランジスタの自己消費電力と第１及び第２の演算増幅器の消費電力とを低減できないが、対向電極に高精度な電圧を設定できる。

３． 表示ドライバ
本実施形態における電源回路１００は、表示ドライバ３０に内蔵されてもよい。

図２２に、本実施形態における表示ドライバ３０の構成例のブロック図を示す。

表示ドライバ３０は、シフトレジスタ２００、ラインラッチ２１０、基準電圧発生回路２２０、ＤＡＣ（Digital/Analog Converter）（広義には、電圧選択回路）２３０、駆動回路２４０、電源回路１００を含む。

シフトレジスタ２００は、画素単位でシリアルに入力される表示データを、クロックＣＬＫに同期してシフトすることで、例えば一水平走査分の表示データを取り込む。クロックＣＬＫは、表示コントローラ３８から供給される。

１画素が、それぞれ６ビットのＲ信号、Ｇ信号及びＢ信号により構成される場合、１画素は１８ビットで構成される。

シフトレジスタ２００に取り込まれた表示データは、ラッチパルス信号ＬＰのタイミングでラインラッチ２１０にラッチされる。ラッチパルス信号ＬＰは、水平走査周期タイミングで入力される。

基準電圧発生回路２２０は、各基準電圧が各表示データに対応する複数の基準電圧を生成する。より具体的には、基準電圧発生回路２２０は、高電位側の電源電圧ＶＤＤＨと、低電位側の電源電圧ＶＳＳＨとに基づいて、各基準電圧が、６ビット構成の各表示データに対応する複数の基準電圧Ｖ０〜Ｖ６３を生成する。

ＤＡＣ２３０は、ラインラッチ２１０から出力される表示データに対応した駆動電圧を、出力線ごとに生成する。より具体的には、ＤＡＣ２３０は、基準電圧発生回路２２０によって生成された複数の基準電圧Ｖ０〜Ｖ６３の中から、ラインラッチ２１０から出力された１出力線分の表示データに対応した基準電圧を選択し、選択した基準電圧を駆動電圧として出力する。

駆動回路２４０は、各出力線が液晶表示パネル２０の各データ線に接続される複数の出力線を駆動する。より具体的には、駆動回路２４０は、ＤＡＣ２３０によって出力線ごとに生成された駆動電圧に基づいて、各出力線を駆動する。駆動回路２４０は、各データ線駆動回路が各出力線に対応した複数のデータ線駆動回路ＤＲＶ−１〜ＤＲＶ−Ｎを含む。データ線駆動回路ＤＲＶ−１〜ＤＲＶ−Ｎのそれぞれは、ボルテージフォロワ接続された演算増幅器により構成される。

電源回路１００は、上述したように液晶表示パネル２０の対向電極に電圧を供給するのに加えて、システム電源電圧ＶＤＤとシステム接地電源電圧ＶＳＳとの間の電圧に基づいて、高電位側の電源電圧ＶＤＤＨと、低電位側の電源電圧ＶＳＳＨを生成する。高電位側の電源電圧ＶＤＤＨと、低電位側の電源電圧ＶＳＳＨとは、基準電圧発生回路２２０と、駆動回路２４０とに供給される。

このような構成の表示ドライバ３０は、シフトレジスタ２００で取り込まれた例えば一水平走査分の表示データが、ラインラッチ２１０でラッチされる。ラインラッチ２１０でラッチされた表示データを用いて、１出力線ごとに、駆動電圧が生成される。そして、駆動回路２４０が、ＤＡＣ２３０によって生成された駆動電圧に基づいて各出力線を駆動する。

図２３に、基準電圧発生回路２２０、ＤＡＣ２３０、駆動回路２４０の構成の概要を示す。ここでは、駆動回路２４０のデータ線駆動回路ＤＲＶ−１のみを示すが、他の駆動回路についても同様である。

基準電圧発生回路２２０は、高電位側の電源電圧ＶＤＤＨと、低電位側の電源電圧ＶＳＳＨとの間に、抵抗回路が接続される。そして、基準電圧発生回路２２０は、高電位側の電源電圧ＶＤＤＨ及び低電位側の電源電圧ＶＳＳＨの間の電圧を抵抗回路により分割した複数の分割電圧を、基準電圧Ｖ０〜Ｖ６３として生成する。なお、極性反転駆動の場合、実際には極性が正の場合と負の場合とで電圧が対称とならないため、正極性用の基準電圧と、負極性用の基準電圧とが生成される。図２３では、その一方を示している。

ＤＡＣ２３０は、ＲＯＭデコーダ回路により実現することができる。ＤＡＣ２３０は、６ビットの表示データに基づいて、基準電圧Ｖ０〜Ｖ６３のうちいずれか１つを選択して選択電圧Ｖｓとしてデータ線駆動回路ＤＲＶ−１に出力する。なお、他のデータ線駆動回路ＤＲＶ−２〜ＤＲＶ−Ｎについても、同様に、対応する６ビットの表示データに基づいて選択された電圧が出力される。

ＤＡＣ２３０は、反転回路２３２を含む。反転回路２３２は、極性反転信号ＰＯＬに基づいて表示データを反転する。そして、ＤＡＣ２３０には、６ビットの表示データＤ０〜Ｄ５と、６ビットの反転表示データＸＤ０〜ＸＤ５とが入力される。反転表示データＸＤ０〜ＸＤ５は、表示データＤ０〜Ｄ５をそれぞれビット反転したものである。そして、ＤＡＣ２３０において、基準電圧発生回路２２０により生成された多値の基準電圧Ｖ０〜Ｖ６３のうちのいずれか１つが表示データに基づいて選択される。

例えば極性反転信号ＰＯＬの論理レベルがＨのとき、６ビットの表示データＤ０〜Ｄ５「００００１０」（＝２）に対応して、基準電圧Ｖ２が選択される。また例えば極性反転信号ＰＯＬの論理レベルがＬのとき、表示データＤ０〜Ｄ５を反転した反転表示データＸＤ０〜ＸＤ５を用いて基準電圧を選択する。即ち、反転表示データＸＤ０〜ＸＤ５が「１１１１０１」（＝６１）となり、基準電圧Ｖ６１が選択される。

このようにしてＤＡＣ２３０により選択された選択電圧Ｖｓは、データ線駆動回路ＤＲＶ−１に供給される。

そして、データ線駆動回路ＤＲＶ−１は、選択電圧Ｖｓに基づいて出力線ＯＬ−１を駆動する。また、電源回路１００は、上述したように、極性反転信号ＰＯＬに同期して対向電極の電圧を変化させる。こうして、液晶に印加される電圧の極性を反転させて駆動する。

このように電源回路１００を表示ドライバ３０に内蔵させることで、液晶表示装置１０の実装面積を削減し、低消費電力で、かつ画質の劣化を防止する表示ドライバを提供できる。

なお、本発明は上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、本発明は上述の液晶表示パネルの駆動に適用されるものに限らず、エレクトロクミネッセンス、プラズマディスプレイ装置の駆動に適用可能である。

また、本発明のうち従属請求項に係る発明においては、従属先の請求項の構成要件の一部を省略する構成とすることもできる。また、本発明の１の独立請求項に係る発明の要部を、他の独立請求項に従属させることもできる。

本実施形態における電源回路を含むアクティブマトリックス型の液晶表示装置の構成例の構成図。 本実施形態における電源回路を含むアクティブマトリックス型の液晶表示装置の他の構成例の構成図。 スイッチ回路を構成するＭＯＳトランジスタの例を示す説明図。 ＭＯＳトランジスタに接続された対向電極の電位の変化例の模式図。 本実施形態における電源回路の構成の概要を示す構成図。 対向電極電圧供給回路に供給される複数の電圧の電位関係の説明図。 対向電極電圧供給回路の構成の一例の構成図。 図７の対向電極電圧供給回路による対向電極の電位の変化例の説明図。 対向電極電圧供給回路の構成の他の例の構成図。 図９の対向電極電圧供給回路による対向電極の電位の変化例の説明図。 本実施形態における電源回路の構成の概要のブロック図。 対向電極電圧生成回路の一部の構成例の回路図。 昇圧クロックのタイミングの一例を示すタイミング図。 対向電極電圧供給回路の構成例を示す回路図。 切替制御回路の構成例の構成図。 切替制御回路の構成例の他の構成図。 切替制御回路の構成例の更に他の構成図。 選択信号に基づく対向電極の電位の変化の一例の説明図。 選択信号に基づく対向電極の電位の変化の他の例の説明図。 選択信号に基づき２段階で対向電極の電位の変化例を示す説明図。 選択信号に基づき２段階で対向電極の電位の他の変化例を示す説明図。 本実施形態における表示ドライバの構成例のブロック図。 基準電圧発生回路、ＤＡＣ、駆動回路の構成の概要を示す構成図。

符号の説明

１０ 液晶表示装置、２０ 液晶表示パネル、３０ 表示ドライバ、１００ 電源回路、
１１０ 対向電極電圧供給回路、１２０ 切替制御回路、
１３０ 対向電極電圧生成回路、ＤＬｎ データ線、ＧＬｍ 走査線、
ＰＬ１〜ＰＬ６ 第１〜第６の電源線、ＰＯＬ 極性反転信号、
ＳＣ１〜ＳＣ６ 選択信号、Ｔ１〜Ｔ６ 第１〜第６の期間、
ＶＣＯＭＨ 第１の高電位側電圧、ＶＣＯＭＨ１ 第２の高電位側電圧、
ＶＣＯＭＨ２ 第１の中間電圧、ＶＣＯＭＬ 第１の低電位側電圧、
ＶＣＯＭＬ１ 第２の低電位側電圧、ＶＣＯＭＬ２ 第２の中間電圧

Claims (12)

1. 電気光学物質を挟んで画素電極と対向する対向電極に電圧を供給するための電源回路であって、
   選択信号に基づいて、第１の高電位側電圧、第１の低電位側電圧、前記第１の高電位側電圧より高電位の第２の高電位側電圧、及び第１の中間電圧のいずれか１つを前記対向電極に供給する対向電極電圧供給回路と、
   前記電気光学物質の印加電圧の極性の反転タイミングを指定する極性反転信号を用いて、前記選択信号を生成する切替制御回路と、
   を含み、
   前記第１の中間電圧が、前記第１の低電位側電圧よりも高電位で、かつ前記第１の高電位側電圧よりも低電位であり、
   前記対向電極電圧供給回路は、
   前記対向電極の電圧を前記第１の低電位側電圧から前記第１の高電位側電圧に切り替えるとき、
   第１の期間では前記第１の高電位側電圧又は前記第１の中間電圧を前記対向電極に供給し、前記第１の期間後の第２の期間では前記第２の高電位側電圧を前記対向電極に供給し、前記第２の期間後の第３の期間では前記第１の高電位側電圧を前記対向電極に供給することを特徴とする電源回路。
2. 請求項１において、
   前記対向電極電圧供給回路が、
   前記選択信号に基づいて、前記第１の高電位側電圧、前記第１の低電位側電圧、前記第２の高電位側電圧、前記第１の中間電圧、前記第１の低電位側電圧より低電位の第２の低電位側電圧、及び第２の中間電圧のいずれか１つを前記対向電極に供給し、
   前記第２の中間電圧が、前記第１の低電位側電圧よりも高電位で、かつ前記第１の高電位側電圧よりも低電位であり、
   前記対向電極電圧供給回路は、
   前記対向電極の電圧を前記第１の高電位側電圧から前記第１の低電位側電圧に切り替えるとき、
   第４の期間では前記第１の低電位側電圧又は前記第２の中間電圧を前記対向電極に供給し、前記第４の期間後の第５の期間では前記第２の低電位側電圧を前記対向電極に供給し、前記第５の期間後の第６の期間では前記第１の低電位側電圧を前記対向電極に供給することを特徴とする電源回路。
3. 電気光学物質を挟んで画素電極と対向する対向電極に電圧を供給するための電源回路であって、
   選択信号に基づいて、第１の高電位側電圧、第１の低電位側電圧、前記第１の低電位側電圧より低電位の第２の低電位側電圧、及び第２の中間電圧のいずれか１つを前記対向電極に供給する対向電極電圧供給回路と、
   前記電気光学物質の印加電圧の極性の反転タイミングを指定する極性反転信号を用いて、前記選択信号を生成する切替制御回路と、
   を含み、
   前記第２の中間電圧が、前記第１の低電位側電圧よりも高電位で、かつ前記第１の高電位側電圧よりも低電位であり、
   前記対向電極電圧供給回路は、
   前記対向電極の電圧を前記第１の高電位側電圧から前記第１の低電位側電圧に切り替えるとき、
   第４の期間では前記第１の低電位側電圧又は前記第２の中間電圧を前記対向電極に供給し、前記第４の期間後の第５の期間では前記第２の低電位側電圧を前記対向電極に供給し、前記第５の期間後の第６の期間では前記第１の低電位側電圧を前記対向電極に供給することを特徴とする電源回路。
4. 請求項１又は２において、
   前記第１及び第２の期間を設定するための第１及び第２の期間設定レジスタを含み、
   前記切替制御回路は、
   前記第１及び第２の期間設定レジスタの設定値に対応した期間のパルス幅を有する前記選択信号により、前記極性反転信号の変化点を基準に前記第１及び第２の期間を指定することを特徴とする電源回路。
5. 請求項２又は３において、
   前記第４及び第５の期間を設定するための第４及び第５の期間設定レジスタを含み、
   前記切替制御回路は、
   前記第４及び第５の期間設定レジスタの設定値に対応した期間のパルス幅を有する前記選択信号により、前記極性反転信号の変化点を基準に前記第４及び第５の期間を指定することを特徴とする電源回路。
6. 請求項１乃至５のいずれかにおいて、
   前記対向電極電圧供給回路は、
   その入力に所与の電圧が供給され前記第１の高電位側電圧を生成するボルテージフォロワ接続された第１の演算増幅器を含み、
   前記第２の高電位側電圧は、
   前記第１の演算増幅器の高電位側の電源電圧であることを特徴とする電源回路。
7. 請求項１乃至６のいずれかにおいて、
   前記対向電極電圧供給回路は、
   その入力に所与の電圧が供給され前記第２の高電位側電圧を生成するボルテージフォロワ接続された第２の演算増幅器を含み、
   前記第２の低電位側電圧は、
   前記第２の演算増幅器の低電位側の電源電圧であることを特徴とする電源回路。
8. 前記対向電極に電圧を供給する請求項１乃至７のいずれか記載の電源回路と、
   表示データに基づいて、スイッチ素子を介して前記画素電極に接続されるデータ線を駆動する駆動回路と、
   を含むことを特徴とする表示ドライバ。
9. 電気光学物質を挟んで画素電極と対向する対向電極の電圧を第１の低電位側電圧から第１の高電位側電圧に切り替えて供給するための電圧供給方法であって、
   前記第１の低電位側電圧が供給される前記対向電極に、前記第１の低電位側電圧に代えて前記第１の高電位側電圧より高電位の第２の高電位側電圧を供給し、
   前記第２の高電位側電圧を前記対向電極に供給した後、前記対向電極に前記第１の高電位側電圧を供給することを特徴とする電圧供給方法。
10. 請求項９において、
    前記対向電極に前記第２の高電位側電圧を供給するのに先立って、前記第１の高電位側電圧、及び前記第１の高電位側電圧よりも低電位で前記第１の低電位側電圧よりも高電位の第１の中間電圧のいずれかを前記対向電極に供給することを特徴とする電圧供給方法。
11. 電気光学物質を挟んで画素電極と対向する対向電極の電圧を第１の高電位側電圧から第１の低電位側電圧に切り替えて供給するための電圧供給方法であって、
    前記第１の高電位側電圧が供給される前記対向電極に、前記第１の高電位側電圧に代えて前記第１の低電位側電圧より低電位の第２の低電位側電圧を供給し、
    前記第２の低電位側電圧を前記対向電極に供給した後、前記対向電極に前記第１の低電位側電圧を供給することを特徴とする電圧供給方法。
12. 請求項１１において、
    前記対向電極を前記第２の低電位側電圧を供給するのに先立って、前記第１の低電位側電圧、及び前記第１の低電位側電圧よりも高電位で前記第１の高電位側電圧よりも低電位の第２の中間電圧のいずれかを、前記対向電極に供給することを特徴とする電圧供給方法。

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