JP2004282954A

JP2004282954A - モータの駆動装置及び駆動方法

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Publication number: JP2004282954A
Application number: JP2003073916A
Authority: JP
Inventors: Naoto Kobayashi; 直人小林; Toshiaki Sato; 俊彰佐藤; Masafumi Hashimoto; 雅文橋本
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2003-03-18
Filing date: 2003-03-18
Publication date: 2004-10-07
Anticipated expiration: 2023-03-18
Also published as: JP4415552B2

Abstract

【課題】ブラシレスモータの回転速度Ｎに応じて、インバータでブラシレスモータを駆動する駆動方式を正弦波駆動と矩形波駆動とに切り換える場合に、ブラシレスモータに対して適正な出力電流を与える。
【解決手段】正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐに補正係数を乗算して矩形波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ｄｕｔｙを求め、矩形波駆動制御でインバータ１のパルス幅制御を行う際、正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐに応じて補正係数を変更する。ただし、正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐが一定の値より小さい場合には、過電流を防止するため、一定値に抑制する。両駆動方式の出力比率を精度良く反映しつつ、過電流を防止できる。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバータによってモータを、まず１２０度通電角制御方式で駆動し、その後に１８０度通電角制御方式で駆動するモータの駆動装置及び駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータを用いてブラシレスモータの速度を制御技術として、いわゆる１２０度通電角制御方式と１８０度通電角制御方式とがある。いずれの方式も、例えばのこぎり波と正弦波とに基づいてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う。
【０００３】
１２０度通電角制御方式では、インバータの片アームのみをチョッピングしている。これにより、各相のモータ電流の波形は電気角１２０度で通電する矩形波となる。一方、１８０度通電角制御方式では、インバータの上下アームともチョッピングを行って、各相のモータ電流は正弦波形となる。そこで、以下ではこれらをそれぞれ矩形波駆動、正弦波駆動と呼ぶことにする。
【０００４】
インバータでブラシレスモータを駆動するに際し、回転速度に応じて、正弦波駆動から矩形波駆動へあるいは矩形波駆動から正弦波駆動へ適宜切り換える技術が特許文献１に公開されている。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−２３３１８３号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、矩形波駆動と正弦波駆動とでは、モータに流れる電流波形が異なることから、両方式を切り換える際には、それぞれのＰＷＭデューティを調整し、切り換えの際にモータに流れる相電流が急激に変化しないことが望ましい。そこで、例えば矩形波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ｄｕｔｙと、正弦波駆動用のＰＷＭデューティ「ｖ＿ａｍｐ」との関係を次の（１）式とすることが望ましい。
【０００７】
ｖ＿ｄｕｔｙ＝ｖ＿ａｍｐ×α …（１）
この（１）式を利用して、矩形波駆動方式と正弦波駆動方式とを切り換える際に、それらのＰＷＭデューティｖ＿ｄｕｔｙ，ｖ＿ａｍｐを相互に変換することが可能である。
【０００８】
ところで、発明者は、ｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐは一定ではなく、正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐの関数になることを発見した。
【０００９】
そこで、この発明の課題は、回転速度に応じて正弦波駆動と矩形波駆動とを切り換えるに際して、補正係数を最適化して適正な出力電流を実現するブラシレスモータの駆動装置及び駆動方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決すべく、請求項１に記載の発明は、インバータ（１）と、前記インバータによってモータ（２）を、まず１２０度通電角制御方式で駆動し、その後に１８０度通電角制御方式で駆動するスイッチング信号（Ｊ）を生成するパルス幅変調制御部（３）とを備え、前記パルス幅変調制御部は、前記１２０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ｄｕｔｙ）を、前記１８０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ａｍｐ）に補正係数（α）を乗じて求める１８０度通電角制御用デューティ算出部（３ｂ）と、前記１２０度通電角制御方式が採用される場合には前記１２０度通電角制御方式における前記デューティを採用し、前記１８０度通電角制御方式が採用される場合には前記１８０度通電角制御方式におけるデューティを採用し、それぞれ前記スイッチング信号を生成する駆動切り替え部（３ｃ）とを有し、前記補正係数は、前記１８０度通電角制御方式における前記デューティの増加に対して減少するものである。
【００１１】
請求項２に記載の発明は、前記モータ（２）の回転速度（Ｎ）に基づいて、前記１２０度通電角制御方式から前記１８０度通電角制御方式へと切り替えで駆動するものである。
【００１２】
請求項３に記載の発明は、前記１８０度通電角制御方式における前記デューティが所定の値以下の場合において、前記補正係数は一定であるものである。
【００１３】
請求項４に記載の発明は、インバータ（１）と、前記インバータによってモータ（２）を、まず１２０度通電角制御方式で駆動し、その後に１８０度通電角制御方式で駆動するスイッチング信号（Ｊ）を生成するパルス幅変調制御部（３）とを備え、前記パルス幅変調制御部は、前記１２０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ｄｕｔｙ）を、前記１８０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ａｍｐ）に補正係数（α）を乗じて求める１８０度通電角制御用デューティ算出部（３ｂ）と、前記１２０度通電角制御方式が採用される場合には前記１２０度通電角制御方式における前記デューティを採用し、前記１８０度通電角制御方式が採用される場合には前記１８０度通電角制御方式におけるデューティを採用し、それぞれ前記スイッチング信号を生成する駆動切り替え部（３ｃ）とを有し、前記補正係数は時間の経過と共に減少するものである。
【００１４】
請求項５に記載の発明は、前記モータ（２）の回転速度（Ｎ）に基づいて、前記１２０度通電角制御方式から前記１８０度通電角制御方式へと切り替えで駆動するものである。
【００１５】
請求項６に記載の発明は、起動後の一定期間において、前記補正係数は一定であるものである。
【００１６】
請求項７に記載の発明は、インバータ（１）によってモータ（２）を、まず１２０度通電角制御方式で駆動し、その後に１８０度通電角制御方式で駆動するモータの駆動方法であって、前記１２０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ｄｕｔｙ）を、前記１８０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ａｍｐ）に補正係数（α）を乗じて求める第１の工程と、前記１２０度通電角制御方式が採用される場合には前記１２０度通電角制御方式における前記デューティを採用し、前記１８０度通電角制御方式が採用される場合には前記１８０度通電角制御方式におけるデューティを採用し、前記インバータによってモータ（２）を駆動するスイッチング信号（Ｊ）をそれぞれ生成する第２の工程とを有し、前記第１の工程において、前記補正係数は、前記１８０度通電角制御方式における前記デューティの増加に対して減少するものである。
【００１７】
請求項８に記載の発明は、前記モータ（２）の回転速度（Ｎ）に基づいて、前記１２０度通電角制御方式から前記１８０度通電角制御方式へと切り替えで駆動するものである。
【００１８】
請求項９に記載の発明は、前記１８０度通電角制御方式における前記デューティが所定の値以下の場合において、前記補正係数は一定であるものである。
【００１９】
請求項１０に記載の発明は、インバータ（１）によってモータ（２）を、まず１２０度通電角制御方式で駆動し、その後に１８０度通電角制御方式で駆動するモータの駆動方法であって、前記１２０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ｄｕｔｙ）を、前記１８０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ａｍｐ）に補正係数（α）を乗じて求める第１の工程と、前記１２０度通電角制御方式が採用される場合には前記１２０度通電角制御方式における前記デューティを採用し、前記１８０度通電角制御方式が採用される場合には前記１８０度通電角制御方式におけるデューティを採用し、前記インバータによってモータ（２）を駆動するスイッチング信号（Ｊ）をそれぞれ生成する第２の工程とを有し、前記補正係数は時間の経過と共に減少するものである。
【００２０】
請求項１１に記載の発明は、前記モータ（２）の回転速度（Ｎ）に基づいて、前記１２０度通電角制御方式から前記１８０度通電角制御方式へと切り替えで駆動するものである。
【００２１】
請求項１２に記載の発明は、起動後の一定期間において、前記補正係数は一定であるものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の一の実施の形態に係るブラシレスモータの駆動装置を示す図である。このブラシレスモータの駆動装置は、図１の如く、直流出力Ｅを用いてインバータ１がブラシレスモータ（Ｍ）２に通電を行い、このブラシレスモータ２を駆動する。直流出力Ｅは例えば整流回路等から与えられる。
【００２３】
ここで、インバータ１は、ＰＷＭ制御部（制御部）３によって制御されている。即ち、ＰＷＭ制御部３は、ブラシレスモータ２の回転速度Ｎに応じて、矩形波駆動と正弦波駆動とを切り換える。そして、ＰＷＭ制御部３は、正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐを演算し、矩形波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ｄｕｔｙを（１）式に基づいて演算する。
【００２４】
ブラシレスモータ２の回転速度Ｎは、例えばホール素子等を用いて実際にブラシレスモータ２の回転速度Ｎを検出したり、ブラシレスモータ２に供給される駆動電流を検出してこの駆動電流からブラシレスモータ２の回転速度Ｎを推測したりして得られる。
【００２５】
具体的には、ＰＷＭ制御部３は、正弦波駆動用デューティ算出部３ａ、矩形波駆動用デューティ算出部３ｂ、及び矩形波駆動／正弦波駆動切換部３ｃを備えている。正弦波駆動用デューティ算出部３ａにはＰＩ制御部４から電圧基準Ｋが与えられ、これに基づいて正弦波駆動用デューティ算出部３ａが正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐを生成する。この正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐは矩形波駆動用デューティ算出部３ｂに与えられ、（１）式に基づいて矩形波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ｄｕｔｙを生成する。
【００２６】
図２は正弦波駆動と矩形波駆動とでブラシレスモータ２の回転速度Ｎが等しい場合における（ｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐ）の値をｖ＿ａｍｐに対して示したグラフである。（ｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐ）の値はｖ＿ａｍｐの増加に対して減少する。
【００２７】
これは、ブラシレスモータ２について初期的に弱い昇磁を補正するために電流位相の進み／遅れを行ったり、整流回路における正負間でのアーム短絡を避けるために正側と負側の切り替え時間に時間差（デッドタイム）を予め設定したりすることが行われていることに起因すると考えられる。
【００２８】
起動時にはブラシレスモータ２のロータの位置が検出しにくいために矩形波駆動が適しており、運転時にはトルクリップルを抑制するために正弦波駆動が適している。
【００２９】
図３は、経過時間が進行するに従ってブラシレスモータ２の回転速度Ｎが増大する様子を示す図であり、図３中の線λ１は正弦波駆動のみを採用した場合の回転速度Ｎ、線λ２ａ，λ２ｂは矩形波駆動のみを採用した場合の回転速度Ｎを示している。起動時には、矩形波駆動を採用する方が回転速度Ｎが早期に増大することがわかる。
【００３０】
モータの特性や駆動回路の特性などによって、例えば矩形波駆動の回転速度Ｎの上昇率は線λ２ａ，λ２ｂのように異なることがあるため、正弦波駆動と矩形波駆動との切換タイミングを起動時からの経過時間Ｔ１，Ｔ２で一律に設定するよりは、モータの回転速度Ｎがω０になった時点で切り換える方が、低速回転時の矩形波駆動の利点と、高速回転時の正弦波駆動の利点を有効に機能させることができる。したがって、矩形波駆動／正弦波駆動切換部３ｃはブラシレスモータ２の回転速度Ｎが所定値ω０以下である場合には矩形波駆動に基づいて、所定値ω０を越える場合には正弦波駆動に基づいて、それぞれ各方式用のＰＷＭデューティｖ＿ｄｕｔｙ，ｖ＿ａｍｐを用いてスイッチング信号Ｊを生成する。スイッチング信号Ｊは、インバータ１を構成するスイッチング素子（例えばトランジスタ）のオン／オフを制御する。
【００３１】
補正係数αは、正弦波駆動用のＰＷＭデューティＶ＿ａｍｐに応じて変化する値として設定されており、具体的には例えば、次の表１に励磁されたテーブルデータ（データ）としてフラッシュＲＯＭ等の記憶媒体に予め保有された複数の値の中から、駆動方式の切換時点での正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐを参照キーとして選択される。
【００３２】
【表１】

【００３３】
基本的な考え方としては、図２に示された（ｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐ）を補正係数αとして採用すれば、両駆動方式を切り換える際にもブラシレスモータ２に流れる相電流に不要なリンギングを発生させない。
【００３４】
図３に示したように矩形波駆動から正弦波駆動への切り換えは、線λ２ａ，λ２ｂに示されるような回転速度Ｎの上昇率が異なる場合においても共通に回転速度Ｎに基づいて行っており、ＰＷＭデューティに基づいて行われるのではない。よって、例えばブラシレスモータ２にファンが取り付けられている場合、これに風が当たっているか否かによって、矩形波駆動から正弦波駆動への切り換えの際のＰＷＭデューティは異なる。
【００３５】
図４及び図５のいずれもブラシレスモータ２にファンを取り付けており、ファンにあたる風によって回転させたい方向とは逆に３００ｒｐｍで回転している状態から、回転させたい方向に９２０ｒｐｍまで回転速度を上昇させる場合を示している。時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３はそれぞれ起動開始、矩形波駆動から正弦波駆動への切り換え、及び定常回転となった時点を示す。ただしω０は２００ｒｐｍとした。図４は無風時においてリンギングが生じないように設定されたαの値α０を用いた場合を示し、図５は図２に示されたｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐの値を用いた場合を示している。
【００３６】
ある方向に回転するモータを逆方向に駆動するのであるから、無風時よりも起動時に必要なデューティは大きい。よって図２からわかるように、本来必要とするｖ＿ｄｕｔｙよりも、α０・ｖ＿ａｍｐの方が大きくなる。よって図４に示されるように、補正係数αとして無風時の値α０を用いた場合には、矩形波駆動から正弦波駆動へ切り換える時刻ｔ２においてリンギングＱが発生する。
【００３７】
これに対して図５では、本来必要とされるｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐの値を補正係数として採用するので、時刻ｔ２におけるリンギングの発生は見られない。
【００３８】
ただし、正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐが小さい領域ほど、補正係数αの値が大きくなってしまう。補正係数αを大きく設定した場合は、矩形波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ｄｕｔｙが非常に高まってしまい、時刻ｔ１において過電流が流れてしまうおそれがある。
【００３９】
そこで、図６に示すように正弦波駆動用のＰＷＭデューティＶ＿ａｍｐを低域Ｄ１と高域Ｄ２とに二分して補正係数αを設定する。例えば、低域Ｄ１と高域Ｄ２との境界でのＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐの値は「６．７」に選定される。そして、図２において「ｖ＿ａｍｐ＝６．７」の際のｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐの値「２．４０」を以て、低域Ｄ１の補正係数αとする。高域Ｄ２の補正係数αは、図２に示されたｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐの値を採用する。参考のため、図６には図２のグラフのうち、低域Ｄ１に対応する部分を破線で示している。図６で示された補正係数αは、図２で示されたｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐの値を、低域Ｄ１と高域Ｄ２との境界におけるｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐの値でクリッピングしたものと把握することができる。表１は図６のグラフを離散化して得られるデータである。補正係数αもｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐと同様、ｖ＿ａｍｐの増加に対して減少すると言える。
【００４０】
図７は、図６中の低域Ｄ１における破線部分（即ちｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐをそのまま補正係数αとして適用した場合）のブラシレスモータ２の回転速度Ｎと相電流の推移を示す図であって、経過時間を横軸とし、ブラシレスモータ２の回転速度Ｌ１及び相電流Ｌ２の変化を示している。図７において、時刻Ｔａでブラシレスモータ２を矩形波駆動を以て起動した結果、相電流にリンギングＲが生じており、この期間で過電流が流れるおそれがある。かかる過電流の発生は、図６中の低域Ｄ１における（ｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐ）をそのまま補正係数αとして適用した結果、ブラシレスモータ２に与える出力電流が過大となったことが原因と考えられる。かかる過電流は、ブラシレスモータやその駆動回路の耐久性を損なうおそれがある。
【００４１】
そこで、表１及び図６の実線に示した補正係数αは、正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐが小さい低域Ｄ１において、ｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐに拘わらず、過電流を防止できる程度に小さな値に設定される。換言すれば、そのような小さな値をｖ＿ｄｕｔｙ／ｖ＿ａｍｐがとるようなｖ＿ａｍｐを以て低域Ｄ１と高域Ｄ２の境界とする。
【００４２】
図８は、図６中の低域Ｄ１（即ち、１８０度通電角制御方式におけるデューティｖ＿ａｍｐが所定の値以下の場合）において補正係数αを一定値（２．４）に抑制した場合のブラシレスモータの回転速度Ｎと相電流の推移を示す図である。ここでは、経過時間を横軸とし、ブラシレスモータの回転速度ＮＬ１及び相電流Ｌ２の変化を示している。図８において、時刻Ｔａでブラシレスモータを矩形波駆動を以て起動した結果、相電流の振幅が経時的に徐々に増大している。よって図７に示されたようなリンギングＲが発生していない。したがって、表１や図６のような補正係数αを採用することにより過電流を防止でき、ブラシレスモータやその駆動回路の耐久性を損なう事態を防止できる。
【００４３】
図９のフローチャートに沿って、このブラシレスモータの駆動装置の動作を説明する。
【００４４】
まず図９のステップＳ０１で、ＰＩ制御部４によりブラシレスモータ２の回転速度Ｎに基づいてＰＩ（比例−積分）制御が開始され、電圧基準Ｋが生成される。これにより、ブラシレスモータ２の回転速度Ｎは、起動直後から経時的に増大していく。
【００４５】
ここで、ＰＷＭ制御部３は、ブラシレスモータ２の回転速度Ｎが所定の基準回転速度ω０（例えば２００ｒｐｍ）以下の低速回転時は矩形波駆動（１２０度通電角制御方式）を行い、回転速度Ｎが上昇して所定の基準回転速度ω０を越えた時点で、正弦波駆動（１８０度通電角制御方式）を行う（図３参照）。
【００４６】
即ち、ステップＳ０２において、矩形波駆動／正弦波駆動切替部３ｃが、ブラシレスモータ２の回転速度Ｎを基準回転速度ω０と比較し、その比較結果に応じて正弦波駆動であるか矩形波駆動であるかを選択する。初期的には、ブラシレスモータ２の回転速度Ｎは低いため、矩形波駆動を選択することになる。この場合には、次のステップＳ０３に進む。
【００４７】
ステップＳ０３では、矩形波駆動用デューティ算出部３ｂにおいて、正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐに応じて、表１に示したデータテーブルから補正係数αが読み出され、この読み出された補正係数αを上記の（１）式に従って正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐに乗算する。そして、その乗算結果を、矩形波駆動（１２０度通電角制御方式）用のＰＷＭデューティｖ＿ｄｕｔｙとして適用して（ステップＳ０４）する。これを受けて矩形波駆動／正弦波駆動切替部３ｃは、インバータの出力波形を生成するためのスイッチング信号Ｊを出力して（ステップＳ０５）、ブラシレスモータ２がインバータ制御により駆動される（ステップＳ０６）。こうして、与えられた正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐに基づいて、インバータ１によってブラシレスモータ２が矩形波駆動で駆動制御される。かかるステップＳ０１〜ステップＳ０５が繰り返される。
【００４８】
ブラシレスモータ２の回転速度Ｎが経時的に上昇し、その回転速度Ｎが所定の基準回転速度ω０を越えると、ステップＳ０２においてその旨が判断され、その判断結果に応じて、ステップＳ０７に移行する。
【００４９】
ステップＳ０７では、矩形波駆動／正弦波駆動切替部３ｃが、正弦波駆動を選択する。そして正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐをそのまま適用して、インバータの出力波形を生成して（ステップＳ０５）、ブラシレスモータ２がインバータ制御により駆動される（ステップＳ０６）。以後、正弦波駆動により、ブラシレスモータ２が駆動されることになる。
【００５０】
ところで、上記のステップＳ０６において適用される補正係数αは、表１及び図６の実線に示すように、正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐが小さい（６．７以下）の低域Ｄ１において、図６中の右下がりの破線の特性に拘わらず、過電流を防止できる程度に小さな値、即ち、この低域Ｄ１における最小値（即ち、低域Ｄ１と高域Ｄ２との境界における値＝２．４）に設定されている。したがって、ブラシレスモータ２に与える出力電流の過大が原因となって過電流が発生するのを防止できる。
【００５１】
尚、起動後は、ブラシレスモータ２の回転速度Ｎを増大させていくが、その際には正弦波駆動用のＰＷＭデューティｖ＿ａｍｐも時間の経過とともに小さくなる。よって起動後の一定時間について補正係数αを小さくなるよう抑制してもよい。
【００５２】
【発明の効果】
請求項１及び請求項７に記載の発明によれば、モータの回転速度に基づいて１２０度通電角制御方式から１８０度通電角制御方式へと切り替えても、補正係数が切り替え時のデューティに依存しているので、モータに供給される電流における切り替え時のリンギングを発生を抑えることができる。
【００５３】
請求項２及び請求項８に記載の発明によれば、モータの回転速度の上昇率が異なっても、低速回転時の１２０度通電角制御方式の利点と、高速回転時の１８０度通電角制御方式の利点とを有効に機能させることができる。
【００５４】
請求項３及び請求項９に記載の発明によれば、モータに供給される電流における起動時のリンギングを発生を抑えることができる。
【００５５】
請求項４及び請求項１０に記載の発明によれば、デューティは時間の経過と共に減少するので、時間の経過と共に減少する補正係数を用いることにより、モータに供給される電流においてリンギングの発生を抑えることができる。
【００５６】
請求項５及び請求項１１に記載の発明によれば、モータの回転速度の上昇率が異なっても、低速回転時の１２０度通電角制御方式の利点と、高速回転時の１８０度通電角制御方式の利点とを有効に機能させることができる。
【００５７】
請求項６及び請求項１２に記載の発明によれば、モータに供給される電流における起動時のリンギングを発生を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一の実施の形態に係るブラシレスモータの駆動装置を示すブロック図である。
【図２】正弦波駆動時のＰＷＭデューティによって、矩形波駆動時のＰＷＭデューティと正弦波駆動時のＰＷＭデューティとの比率が変化する様子を示す図である。
【図３】経過時間が進行するに従ってモータの回転速度Ｎが増大する様子を示す図である。
【図４】無風時においてリンギングが生じないように設定された補正係数を用いた場合のブラシレスモータの回転速度と相電流との関係を示す図である。
【図５】補正係数として図２に示されたｖ＿ｄｕｔｙ／Ｖ＿ａｍｐの値を用いた場合のブラシレスモータの回転速度と相電流との関係を示す図である。
【図６】この発明の一の実施の形態に係るブラシレスモータの駆動装置において、正弦波形ＰＷＭデューティから１２０度通電波形のＰＷＭデューティを求めるための補正係数を示す図である。
【図７】ブラシレスモータの回転速度Ｎに伴って相電流が推移する際に過電流が発生している様子を示す図である。
【図８】この発明の一の実施の形態に係るブラシレスモータの駆動装置において補正係数を調整することで、駆動方式の切り換え直後の過電流が防止された様子を示す図である。
【図９】この発明の一の実施の形態に係るブラシレスモータの駆動装置の動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１インバータ
２ブラシレスモータ
３ＰＷＭ制御部
３ｂ補正係数
Ｖ＿ａｍｐ正弦波形ＰＷＭデューティ

Claims

インバータ（１）と、
前記インバータによってモータ（２）を、まず１２０度通電角制御方式で駆動し、その後に１８０度通電角制御方式で駆動するスイッチング信号（Ｊ）を生成するパルス幅変調制御部（３）と
を備え、
前記パルス幅変調制御部は、
前記１２０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ｄｕｔｙ）を、前記１８０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ａｍｐ）に補正係数（α）を乗じて求める１８０度通電角制御用デューティ算出部（３ｂ）と、
前記１２０度通電角制御方式が採用される場合には前記１２０度通電角制御方式における前記デューティを採用し、前記１８０度通電角制御方式が採用される場合には前記１８０度通電角制御方式におけるデューティを採用し、それぞれ前記スイッチング信号を生成する駆動切り替え部（３ｃ）と
を有し、
前記補正係数は、前記１８０度通電角制御方式における前記デューティの増加に対して減少する、モータの駆動装置。
前記モータ（２）の回転速度（Ｎ）に基づいて、前記１２０度通電角制御方式から前記１８０度通電角制御方式へと切り替えで駆動する、請求項１記載のモータの駆動装置。
前記１８０度通電角制御方式における前記デューティが所定の値以下の場合において、前記補正係数は一定である、請求項１または請求項２に記載のモータの駆動装置。
インバータ（１）と、
前記インバータによってモータ（２）を、まず１２０度通電角制御方式で駆動し、その後に１８０度通電角制御方式で駆動するスイッチング信号（Ｊ）を生成するパルス幅変調制御部（３）と
を備え、
前記パルス幅変調制御部は、
前記１２０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ｄｕｔｙ）を、前記１８０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ａｍｐ）に補正係数（α）を乗じて求める１８０度通電角制御用デューティ算出部（３ｂ）と、
前記１２０度通電角制御方式が採用される場合には前記１２０度通電角制御方式における前記デューティを採用し、前記１８０度通電角制御方式が採用される場合には前記１８０度通電角制御方式におけるデューティを採用し、それぞれ前記スイッチング信号を生成する駆動切り替え部（３ｃ）と
を有し、
前記補正係数は時間の経過と共に減少する、モータの駆動装置。
前記モータ（２）の回転速度（Ｎ）に基づいて、前記１２０度通電角制御方式から前記１８０度通電角制御方式へと切り替えで駆動する、請求項４記載のモータの駆動装置。
起動後の一定期間において、前記補正係数は一定である、請求項４または請求項５に記載のモータの駆動装置。
インバータ（１）によってモータ（２）を、まず１２０度通電角制御方式で駆動し、その後に１８０度通電角制御方式で駆動するモータの駆動方法であって、
前記１２０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ｄｕｔｙ）を、前記１８０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ａｍｐ）に補正係数（α）を乗じて求める第１の工程と、
前記１２０度通電角制御方式が採用される場合には前記１２０度通電角制御方式における前記デューティを採用し、前記１８０度通電角制御方式が採用される場合には前記１８０度通電角制御方式におけるデューティを採用し、前記インバータによってモータ（２）を駆動するスイッチング信号（Ｊ）をそれぞれ生成する第２の工程と
を有し、
前記第１の工程において、前記補正係数は、前記１８０度通電角制御方式における前記デューティの増加に対して減少する、モータの駆動方法。
前記モータ（２）の回転速度（Ｎ）に基づいて、前記１２０度通電角制御方式から前記１８０度通電角制御方式へと切り替えで駆動する、請求項７記載のモータの駆動方法。
前記１８０度通電角制御方式における前記デューティが所定の値以下の場合において、前記補正係数は一定である、請求項７または請求項８に記載のモータの駆動方法。
インバータ（１）によってモータ（２）を、まず１２０度通電角制御方式で駆動し、その後に１８０度通電角制御方式で駆動するモータの駆動方法であって、
前記１２０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ｄｕｔｙ）を、前記１８０度通電角制御方式におけるデューティ（ｖ＿ａｍｐ）に補正係数（α）を乗じて求める第１の工程と、
前記１２０度通電角制御方式が採用される場合には前記１２０度通電角制御方式における前記デューティを採用し、前記１８０度通電角制御方式が採用される場合には前記１８０度通電角制御方式におけるデューティを採用し、前記インバータによってモータ（２）を駆動するスイッチング信号（Ｊ）をそれぞれ生成する第２の工程と
を有し、
前記補正係数は時間の経過と共に減少する、モータの駆動方法。
前記モータ（２）の回転速度（Ｎ）に基づいて、前記１２０度通電角制御方式から前記１８０度通電角制御方式へと切り替えで駆動する、請求項１０記載のモータの駆動方法。
起動後の一定期間において、前記補正係数は一定である、請求項１０または請求項１１に記載のモータの駆動方法。