JP2004015928A - 零電圧スイッチング電源回路 - Google Patents
零電圧スイッチング電源回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004015928A JP2004015928A JP2002167179A JP2002167179A JP2004015928A JP 2004015928 A JP2004015928 A JP 2004015928A JP 2002167179 A JP2002167179 A JP 2002167179A JP 2002167179 A JP2002167179 A JP 2002167179A JP 2004015928 A JP2004015928 A JP 2004015928A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- circuit
- output
- overcurrent detection
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【解決手段】出力トランスToの一次側コイルL3の過電流およびハーフブリッジ回路を構成する第2のスイッチング素子Q2の過電流を過電流検出回路11および過電流検出回路12でそれぞれ検出し、過電流検出回路11の出力に基づき補償器3をリセットするとともに、過電流検出回路12の検出出力に基づきハーフブリッジ回路を構成する第1のスイッチング素子Q2および第2のスイッチング素子Q2の駆動パルスを発生するための基準波形発生器15をリセットする。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、非対称制御による零電圧スイッチング電源回路に関し、特に、過電流発生時における無効電力の発生を可及的に小さくして高効率化を可能にした非対称制御による零電圧スイッチング電源回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、電源の小型化、軽量化を実現する1つの有効な手法としてハーフブリッジ方式での非対称制御による零電圧スイッチング電源回路が提案されている(例えば、九州大学工学週集報、第65巻、第2号、平成4年3月、「ハーフブリッジコンバータにおける零電圧スイッチング範囲拡大について」 二宮保、松本規雄、原田耕介 参照)。
【0003】
図6は、非対称制御による零電圧スイッチング電源回路の一例を示す回路図であり、図7は、図6に示した回路の動作を示す波形図である。
【0004】
図6において、この非対称制御による零電圧スイッチング電源回路は、入力端子T1およびT2から交流電源を入力し、この交流電源をコンデンサC1、コイルL1、L2、コンデンサC2からなるリアクタンス回路、コンデンサC3、C4からなる回路を経てダイオードD1〜D4で構成されるダイオードブリッジで整流し、コンデンサC5を経て、それぞれ電界効果トランジスタ(FET)からなるスイッチング素子Q1、Q2を含むハーフブリッジ回路に加える。
【0005】
ここで、このハーフブリッジ回路は、スイッチング素子Q1、Q2の零電圧スイッチングおよび非対称駆動を可能にしており、この零電圧スイッチングおよび非対称駆動により入力された直流をPWM(Pulse Width Modulation)制御して交流に変換する。
【0006】
ここで、非対称駆動されるスイッチング素子Q1およびQ2は電源の小型化、軽量化のためにそのスイッチング周波数は高周波化されている。
【0007】
上記ハーフブリッジ回路で交流に変換されたハーフブリッジ回路の出力は共振コンデンサC6を介して出力トランスToの一次側コイルL3に加えられる。
【0008】
この結果、出力トランスToの二次側コイルL4、L5には、この出力トランスToの一次側コイルL3および二次側コイルL4、L5の巻数に応じて降圧された交流が生じ、この交流は、ダイオードD5、D6からなる整流回路で整流した後、インダクタL6、コンデンサC7からなる平滑回路で平滑されて出力端子T3、T4から直流電圧として出力される。
【0009】
さて、この電源回路は、出力端子T3、T4から出力される直流電圧の安定化のために、出力端子T3、T4から出力される直流電圧をフィードバックしてスイッチング素子Q1、Q2のPWM制御を行っている。
【0010】
出力端子T3、T4から出力される直流電圧は、まず、補償器13で所定の補償処理がなされた後、PWM回路14に加えられる。このPWM回路14は、補償器13から出力されたこの電源回路の出力電圧に対応する電圧信号を所定周波数の三角波と比較することにより電源回路の出力電圧に対応するパルス幅のパルス信号に変換するものである。このPWM回路14の出力は制御波形形成回路16に加えられる。
【0011】
制御波形形成回路16は、スイッチング素子Q1およびQ2の駆動信号(駆動パルス)に対応するパルス信号を形成するもので、基準波形発生回路15から発生される所定周期Tの基準パルスおよびPWM回路14の出力を入力し、基準波形発生回路15から発生される基準パルスに同期し、PWM回路14から出力されたパルス幅に対応するパルス信号、すなわちスイッチング素子Q1およびQ2の駆動パルスにそれぞれ対応するパルス信号を形成する。
【0012】
この制御波形形成回路16で形成されたパルス信号は、FETドライバ17に加えられ、FETドライバ17は、制御波形形成回路16で形成されたパルス信号に基づきスイッチング素子Q1およびQ2をオン、オフ制御するための駆動パルスを形成し、スイッチング素子Q1およびQ2に加える。
【0013】
また、出力トランスToの一次側コイルL3に直列に接続された共振コンデンサC6と接地間には出力トランスToの一次側コイルL3に流れる電流を検出するための抵抗R1が設けられており、また、第2のスイッチング素子Q2と接地間には第2のスイッチング素子Q2に流れる電流を検出するための抵抗R2が設けられている。
【0014】
そして、この抵抗R1により検出された電流検出信号は過電流検出回路11に加えられ、また、抵抗R2により検出された電流検出信号は過電流検出回路12に加えられる。
【0015】
過電流検出回路11は、抵抗R1により検出された電流検出信号を所定の閾値TH1と比較して抵抗R1により検出された電流検出信号がこの閾値TH1を越えると過電流検出出力を発生する。
【0016】
また、過電流検出回路12は、抵抗R2により検出された電流検出信号を所定の閾値TH2と比較して抵抗R2により検出された電流検出信号がこの閾値TH2を越えると過電流検出出力を発生する。
【0017】
この過電流検出回路11の過電流検出出力および過電流検出回路12の過電流検出出力はFETドライバ17に加えられ、FETドライバ17からスイッチング素子Q1若しくはスイッチング素子Q2に加えられる駆動パルスを強制的にオフにするために用いられる。
【0018】
なお、図7は、この電源回路に過電流が生じずに正常に動作している場合の各部の波形を示すもので、図7の(a)は、基準波形発生回路15から発生される基準パルス、図7の(b)は、出力トランスToの一次側コイルL3に流れる一次側電流、図7の(c)は、スイッチング素子Q2に流れる電流、図7の(d)は、スイッチング素子Q1の駆動パルス、図7の(e)は、スイッチング素子Q2の駆動パルスのそれぞれの波形を示す。
【0019】
ここで、スイッチング素子Q1のオン時には、スイッチング素子Q1の両端の電圧VQ1を0Vに保持し、これによりスイッチング素子Q1の零電圧スイッチングを実現し、また、スイッチング素子Q2のオン時には、スイッチング素子Q2の両端の電圧VQ2を0Vに保持し、これによりスイッチング素子Q2の零電圧スイッチングを実現している。
【0020】
また、スイッチング素子Q1およびQ2の非対称駆動によりスイッチング素子Q1およびQ2の零電圧スイッチングの条件を満たしながらスイッチング素子Q1およびQ2を含むハーフブリッジ回路でのPWMによる電圧制御を可能にしている。
【0021】
ここで、スイッチング素子Q1およびQ2の両者の休止時間Tdは、デットタイムといわれており、非対称駆動による零電圧スイッチング電源回路は、電源回路が正常に動作していればこのデットタイムTdを一定維持できる。
【0022】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図6に示した従来の非対称制御による零電圧スイッチング電源回路においては、例えば、過電流検出回路11若しくは過電流検出回路12で過電流が検出されると、FETドライバ17からスイッチング素子Q1若しくはスイッチング素子Q2に加えられる駆動パルスが強制的にオフにされるため、スイッチング素子Q1およびQ2における零電圧スイッチングの条件が崩れ、これによりスイッチング素子Q1およびQ2がともにオフになるデットタイムTdを一定に維持できなくなり、その結果、スイッチング素子Q1およびQ2のスイッチグに際して無効電力が発生し、電源回路全体の効率が低下し、また、電源回路として好ましくない発熱、ノイズの発生等が生じるという問題が生じた。
【0023】
図8は、図6に示した電源回路で過電流が生じた場合の各部の波形を示すものである。
【0024】
なお、図8において、図8の(a)は、基準波形発生回路15から発生される基準パルス、図8の(b)は、出力トランスToの一次側コイルL3に流れる一次側電流、図8の(c)は、スイッチング素子Q2に流れる電流、図8の(d)は、出力トランスの過電流を検出する過電流検出回路11の出力、図8の(e)は、スイッチング素子Q2の過電流を検出する過電流検出回路11の出力、図8の(f)は、スイッチング素子Q1の駆動パルス、図8の(g)は、スイッチング素子Q2の駆動パルスのそれぞれの波形を示す。
【0025】
すなわち、図8において、時点t1で出力トランスToの一次側コイルL3で過電流が生じると、図8の(d)に示すように過電流検出回路11から過電流検出出力が発生し、この過電流検出回路11からの過電流検出出力によりFETドライバ17からスイッチング素子Q1に加えられる図8の(f)に示すQ1駆動パルスは強制的にオフにされる。
【0026】
同様に、時点t2でスイッチング素子Q2で過電流が生じると、図8の(e)に示すように過電流検出回路12から過電流検出出力が発生し、この過電流検出回路12からの過電流検出出力によりFETドライバ17からスイッチング素子Q2に加えられる図8の(g)に示すQ2駆動パルスは強制的にオフにされる。
【0027】
この結果、図8の(f)に示すように、次の基準パルが発生するまではスイッチング素子Q1に加えられるQ1駆動パルスは発生しないことになり、これによりスイッチング素子Q2がオフしてからスイッチング素子Q1がオンするまでのデットタイムTd’は、通常のデットタイムTdに比較して長くなり、スイッチング素子Q1およびQ2のスイッチグに際して無効電力が発生し、電源回路全体の効率が低下し、また、電源回路として好ましくない発熱、ノイズの発生等が生じる。
【0028】
そこで、この発明は、過電流発生時においてもデットタイムを一定に維持できるようにして無効電力の発生を可及的に小さくして高効率化を可能にした非対称制御による零電圧スイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【0029】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項1の発明は、非対称駆動される第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路と、該ハーフブリッジ回路に接続された出力トランスとを有する零電圧スイッチング電源回路において、所定の周期の基準波形を発生する基準波形発生手段と、前記基準波形発生手段の出力に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の少なくとも一方を流れる過電流を検出する過電流検出手段と、前記過電流検出手段による過電流検出出力に基づき前記基準波形発生手段をリセットするリセット手段とを具備し、前記駆動手段は、前記リセット手段による前記基準波形発生手段のリセットにより前記過電流検出手段による過電流検出に際しても前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の休止時間を一定に維持するように前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動することを特徴とする。
【0030】
また、請求項2の発明は、請求項1の発明において、前記ハーフブリッジ回路は、前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を入力直流電源に対して直列に接続するとともに、前記前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の接続点を前記出力トランスの一次側コイルの一端に接続し、前記第2のスイッチング素子の他端をコンデンサを介して前記出力トランスの一次側コイルの他端に接続することにより構成されることを特徴とする。
【0031】
また、請求項3の発明は、請求項1の発明において、前記ハーフブリッジ回路は、前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を入力直流電源に対して直列に接続するとともに、前記前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の接続点をコンデンサを介して前記出力トランスの一次側コイルの一端に接続し、前記第2のスイッチング素子の他端を前記出力トランスの一次側コイルの他端に接続することにより構成されることを特徴とする。
【0032】
また、請求項4の発明は、請求項1の発明において、前記ハーフブリッジ回路は、前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を入力直流電源に対して直列に接続するとともに、前記前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の接続点を前記出力トランスの一次側コイルの一端に接続し、前記第1のスイッチング素子および前記第2のスイッチング素子の他端をそれぞれコンデンサを介して前記出力トランスの一次側コイルの他端に接続することにより構成されることを特徴とする。
【0033】
また、請求項5の発明は、請求項2乃至4のいずれかの発明において、前記過電流検出手段は、前記出力トランスの一次側コイルを流れる過電流を検出する第1の過電流検出回路と、前記第2のスイッチング素子を流れる過電流を検出する第2の過電流検出回路とを具備し、前記リセット手段は、前記第2の過電流検出回路の過電流検出出力に基づき前記基準波形発生手段をリセットすることを特徴とする。
【0034】
また、請求項6の発明は、請求項5の発明において、前記駆動手段は、前記第1の過電流検出回路および前記第2の過電流検出回路の過電流検出出力に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子をそれぞれ駆動する駆動信号を停止させる駆動信号停止手段を具備することを特徴とする。
【0035】
また、請求項7の発明は、請求項6の発明において、前記出力トランスの整流出力を入力する補償器と、前記補償器の出力に基づき前記出力トランスの整流出力電圧に対応するパルス信号を形成するPWM回路とを更に具備し、前記駆動手段は、前記PWM回路の出力および前記基準波形発生手段の出力に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する制御波形を形成する制御波形形成回路と、前記制御波形形成回路で形成された制御波形に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する駆動信号を出力する駆動回路とを具備し、前記駆動信号停止手段は、前記駆動回路に設けられることを特徴とする。
【0036】
また、請求項8の発明は、請求項7の発明において、前記第1の過電流検出回路の過電流検出出力に基づき前記補償器の出力を停止させる手段を更に具備することを特徴とする。
【0037】
請求項7記載の零電圧スイッチング電源回路。
【0038】
また、請求項9の発明は、請求項7の発明において、前記第1の過電流検出回路の過電流検出出力に基づき前記PWM回路の出力を停止させる手段を更に具備することを特徴とする。
【0039】
また、請求項10の発明は、請求項7の発明において、前記制御波形形成回路は、前記第1のスイッチング素子に対応する制御波形を形成し、前記駆動回路は、前記第1のスイッチング素子に対応する制御波形に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する駆動信号を形成出力することを特徴とする。
【0040】
【発明の実施の形態】
以下、この発明に係わる零電圧スイッチング電源回路の実施の形態を添付図面を参照して詳細に説明する。
【0041】
図1は、この発明に係わる零電圧スイッチング電源回路の一実施の形態を示す回路図である。また、図2は、図1に示した回路の各部の動作波形を示す波形図である。
【0042】
なお、図1において、図6に示した従来回路と同一の機能を果たす部分には図4で用いた符合と同一の符号を付して重複説明を省略する。
【0043】
図1に示したこの発明に係わる零電圧スイッチング電源回路は、
1)出力トランスToの一次側コイルL3の過電流を検出する過電流検出回路11の過電流検出出力に基づき補償器13の出力をリセットする
2)スイッチング素子Q2の過電流を検出する過電流検出回路12の過電流検出出力に基づき基準波形発生回路15の出力をリセットする
構成が図4に示した従来回路と異なり、その他の構成は基本的には図6に示した従来回路と同様である。
【0044】
また、図2において、図2の(a)は、基準波形発生回路15から発生される基準パルス、図2の(b)は、出力トランスToの一次側コイルL3に流れる一次側電流、図2の(c)は、スイッチング素子Q2に流れる電流、図2の(d)は、出力トランスの過電流を検出する過電流検出回路11の出力、図2の(e)は、スイッチング素子Q2の過電流を検出する過電流検出回路11の出力、図2の(f)は、スイッチング素子Q1の駆動パルス、図2の(g)は、スイッチング素子Q2の駆動パルスのそれぞれの波形を示す。
【0045】
さて、図1に示したこの発明に係わる零電圧スイッチング電源回路において、過電流が発生していない場合、すなわち、過電流検出回路11および過電流検出回路12のいずれからも過電流検出出力が出力されていない場合の各部の波形は、図7に示した波形と同様である。
【0046】
ところが、図2に示すように、抵抗R1により検出される出力トランスToの一次側コイルL3に流れる電流が、時点t1で過電流検出回路11に設定された所定の閾値TH1を越えると、過電流検出回路11から図2の(d)に示すように過電流出力が出力され、この過電流検出回路11からの過電流出力に基づきFETドライバ17でスイッチング素子Q2に加えられるQ2駆動パルスが強制的にオフにするとともに、この過電流出力は補償器13に加えられ、この補償器13をリセット、すなわち補償器13の出力を停止させる。
【0047】
これにより、補償器13の出力はPWM回路14に入力されなくなり、その結果、制御波形形成回路16から出力されるスイッチング素子Q1およびQ2に対応する制御波形もオフになる。
【0048】
そして、この場合は、回路全体に時定数により抵抗R2により検出されるスイッチング素子Q2に流れる電流も、時点t2で過電流検出回路12に設定された所定の閾値TH2を越えるが、この過電流検出回路12からの過電流出力にによりFETドライバ17においてスイッチング素子Q1に加えられるQ1駆動パルスも強制的にオフにされ、これと同時にこの過電流出力は基準波形発生回路15に加えられ、この基準波形発生回路15をリセット、すなわち周期Tの基準パルスを発生していた基準波形発生回路15を初期リセットして、図2の(a)に示すように、基準波形発生回路15から新たな基準パルスPを発生する。
【0049】
なお、図2の(a)で破線で示すパルス波形P’は、基準波形発生回路15がリセットされない場合において基準波形発生回路15から発生されるパルス波形を示す。
【0050】
これにより、過電流検出回路12から過電流出力が出力された時点t2からデッドタイムTdを経過した時点t3でQ1駆動パルスは立ちあがり、過電流発生時においてもデッドタイムTdは一定の値に維持される。
【0051】
この結果、スイッチング素子Q1およびQ2における零電圧スイッチングの条件を維持することができるため、スイッチング素子Q1およびQ2のスイッチグに際して無効電力は発生せず、電源回路全体の効率が維持でき、また、電源回路として好ましくない発熱、ノイズの発生等が生じることもない。
【0052】
そして、上記過電流が発生する事態は回路条件により一般に繰り返し発生するので、その効果は大きい。
【0053】
なお、上記実施に形態においては、過電流検出回路11の過電流検出出力に基づき補償器13をリセットするように構成したが、補償器13のリセットに代えてPWM回路14をリセット、すなわち、PWM回路14から制御波形形成回路16へ出力されるこの電源回路の出力電圧に対応するパルス幅のパルス信号を停止若しくは最初パルス幅にするように構成してもよい。この場合のPWM回路14の構成としてはこのPWM回路14所定周波数の三角波と比較するこの電源回路の出力電圧に対応する電圧信号を強制的に零にする等の構成を採用することができる。
【0054】
また、上記実施に形態においては、制御波形形成回路16において、スイッチング素子Q1およびQ2の駆動信号(駆動パルス)に対応するパルス信号をそれぞれ形成するように構成したが、上記過電流検出回路12の過電流検出出力に基づき基準波形発生回路15の出力をリセットする構成を採用すると、スイッチング素子Q1およびQ2がともにオフになるデッドタイムTdは一定の値に維持することができるので、制御波形形成回路16においては、スイッチング素子Q1の駆動パルスに対応するパルス信号を形成し、スイッチング素子Q2の駆動パルスは、FETドライバ17において制御波形形成回路16からのスイッチング素子Q1の駆動パルスに対応するパルス信号に基づき形成するように構成してもよい。
【0055】
図3は、過電流検出回路11の過電流検出出力に基づきPWM回路14をリセットし、また、スイッチング素子Q2の駆動パルスは、FETドライバ17において制御波形形成回路16からのスイッチング素子Q1の駆動パルスに対応するパルス信号に基づき形成するように構成したこの発明に係る零電圧スイッチング電源回路の他の実施の形態を示す回路図である。
【0056】
この図3に示す零電圧スイッチング電源回路においては、
1)スイッチング素子Q2の過電流を検出する過電流検出回路12の過電流検出出力に基づきPWM回路14の出力をリセットする
2)制御波形形成回路16においてスイッチング素子Q1の駆動パルスに対応するパルス信号のみを形成する
3)スイッチング素子Q2の駆動パルスは、FETドライバ17において制御波形形成回路16からのスイッチング素子Q1の駆動パルスに対応するパルス信号に基づき形成する
点が図1に示した回路と異なる。その他の構成は基本的には図1に示した回路と同様である。
【0057】
このような構成によっても、過電流発生時にスイッチング素子Q1およびQ2における零電圧スイッチングの条件を維持することができるため、スイッチング素子Q1およびQ2のスイッチグに際して無効電力は発生せず、電源回路全体の効率が維持でき、また、電源回路として好ましくない発熱、ノイズの発生等が生じることもない。
【0058】
また、制御波形形成回路16においてスイッチング素子Q1の駆動パルスに対応するパルス信号のみを形成すればよいので、図1に示した回路に比較して制御波形形成回路16の構成を簡略化することができる。
【0059】
なお、図1および図3に示した構成においては、ハーフブリッジ回路を構成するスイッチング素子Q1、Q2の接続点を出力トランスToの一次側コイルL3の一端に接続し、スイッチング素子Q2の他端を抵抗R2、R1、コンデンサC6を介して出力トランスToの一次側コイルL3の他端に接続するように構成したが、図4に示すように、スイッチング素子Q1、Q2の接続点をコンデンサC6’を介してToの一次側コイルL3の一端に接続し、スイッチング素子Q2の他端を抵抗R2、R1を介して出力トランスToの一次側コイルL3の他端に接続するように構成してもよい。
【0060】
また、図5に示すように、ハーフブリッジ回路を構成するスイッチング素子Q1、Q2の接続点を出力トランスToの一次側コイルL3の一端に接続し、スイッチング素子Q1、Q2の他端をそれぞれコンデンサC5、C6”を介して出力トランスToの一次側コイルL3の他端に接続するように構成してもよい。
【0061】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明によれば、非対称駆動される第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路と、該ハーフブリッジ回路に接続された出力トランスとを有する零電圧スイッチング電源回路において、所定の周期の基準波形を発生する基準波形発生手段と、前記基準波形発生手段の出力に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する駆動手段と、前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の少なくとも一方を流れる過電流を検出する過電流検出手段と、前記過電流検出手段による過電流検出出力に基づき前記基準波形発生手段をリセットするリセット手段とを具備し、前記駆動手段は、前記リセット手段による前記基準波形発生手段のリセットにより前記過電流検出手段による過電流検出に際しても前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の休止時間を一定に維持するように前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する駆動信号を形成するように構成したので、過電流発生時においてもスイッチング素子Q1およびQ2における零電圧スイッチングの条件を維持することができ、スイッチング素子Q1およびQ2のスイッチグに際しての無効電力の発生、電源回路全体の効率が維持、電源回路として好ましくない発熱、ノイズの発生の防止等が可能になるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明に係わる零電圧スイッチング電源回路の一実施の形態を示す回路図である。
【図2】図1に示した零電圧スイッチング電源回路の動作を説明する波形図である。
【図3】この発明に係わる零電圧スイッチング電源回路の他の実施の形態を示す回路図である。
【図4】図1および図3に示したスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路部分の変形例を示す回路図である。
【図5】図1および図3に示したスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路部分の他の変形例を示す回路図である。
【図6】零電圧スイッチング電源回路の一例を示す回路図である。
【図7】図6に示した零電圧スイッチング電源回路の正常時の動作を説明する波形図である。
【図8】図6に示した零電圧スイッチング電源回路の過電流発生時の動作を説明する波形図である。
【符号の説明】
11 過電流検出回路
12 過電流検出回路
13 補償器
14 PWM回路
15 基準波形発生回路
16 制御波形発生回路
17 FETドライバ
Claims (10)
- 非対称駆動される第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路と、該ハーフブリッジ回路に接続された出力トランスとを有する零電圧スイッチング電源回路において、
所定の周期の基準波形を発生する基準波形発生手段と、
前記基準波形発生手段の出力に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する駆動手段と、
前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の少なくとも一方を流れる過電流を検出する過電流検出手段と、
前記過電流検出手段による過電流検出出力に基づき前記基準波形発生手段をリセットするリセット手段と
を具備し、
前記駆動手段は、
前記リセット手段による前記基準波形発生手段のリセットにより前記過電流検出手段による過電流検出に際しても前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の休止時間を一定に維持するように前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する
ことを特徴とする零電圧スイッチング電源回路。 - 前記ハーフブリッジ回路は、
前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を入力直流電源に対して直列に接続するとともに、前記前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の接続点を前記出力トランスの一次側コイルの一端に接続し、前記第2のスイッチング素子の他端をコンデンサを介して前記出力トランスの一次側コイルの他端に接続することにより構成される
ことを特徴とする請求項1記載の零電圧スイッチング電源回路。 - 前記ハーフブリッジ回路は、
前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を入力直流電源に対して直列に接続するとともに、前記前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の接続点をコンデンサを介して前記出力トランスの一次側コイルの一端に接続し、前記第2のスイッチング素子の他端を前記出力トランスの一次側コイルの他端に接続することにより構成される
ことを特徴とする請求項1記載の零電圧スイッチング電源回路。 - 前記ハーフブリッジ回路は、
前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を入力直流電源に対して直列に接続するとともに、前記前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子の接続点を前記出力トランスの一次側コイルの一端に接続し、前記第1のスイッチング素子および前記第2のスイッチング素子の他端をそれぞれコンデンサを介して前記出力トランスの一次側コイルの他端に接続することにより構成される
ことを特徴とする請求項1記載の零電圧スイッチング電源回路。 - 前記過電流検出手段は、
前記出力トランスの一次側コイルを流れる過電流を検出する第1の過電流検出回路と、
前記第2のスイッチング素子を流れる過電流を検出する第2の過電流検出回路と
を具備し、
前記リセット手段は、
前記第2の過電流検出回路の過電流検出出力に基づき前記基準波形発生手段をリセットする
ことを特徴とする請求項2乃至4のいずれかに記載の零電圧スイッチング電源回路。 - 前記駆動手段は、
前記第1の過電流検出回路および前記第2の過電流検出回路の過電流検出出力に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子をそれぞれ駆動する駆動信号を停止させる駆動信号停止手段
を具備することを特徴とする請求項5記載の零電圧スイッチング電源回路。 - 前記出力トランスの整流出力を入力する補償器と、
前記補償器の出力に基づき前記出力トランスの整流出力電圧に対応するパルス信号を形成するPWM回路と
を更に具備し、
前記駆動手段は、
前記PWM回路の出力および前記基準波形発生手段の出力に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する制御波形を形成する制御波形形成回路と、
前記制御波形形成回路で形成された制御波形に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する駆動信号を出力する駆動回路と
を具備し、
前記駆動信号停止手段は、
前記駆動回路に設けられることを特徴とする請求項6記載の零電圧スイッチング電源回路。 - 前記第1の過電流検出回路の過電流検出出力に基づき前記補償器の出力を停止させる手段
を更に具備することを特徴とする請求項7記載の零電圧スイッチング電源回路。 - 前記第1の過電流検出回路の過電流検出出力に基づき前記PWM回路の出力を停止させる手段
を更に具備することを特徴とする請求項7記載の零電圧スイッチング電源回路。 - 前記制御波形形成回路は、
前記第1のスイッチング素子に対応する制御波形を形成し、
前記駆動回路は、
前記第1のスイッチング素子に対応する制御波形に基づき前記第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子を駆動する駆動信号を形成出力する
ことを特徴とする請求項7記載の零電圧スイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002167179A JP4159312B2 (ja) | 2002-06-07 | 2002-06-07 | 零電圧スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002167179A JP4159312B2 (ja) | 2002-06-07 | 2002-06-07 | 零電圧スイッチング電源回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004015928A true JP2004015928A (ja) | 2004-01-15 |
JP4159312B2 JP4159312B2 (ja) | 2008-10-01 |
Family
ID=30434507
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002167179A Expired - Fee Related JP4159312B2 (ja) | 2002-06-07 | 2002-06-07 | 零電圧スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4159312B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100720062B1 (ko) * | 2006-04-26 | 2007-05-18 | 박병철 | 시퀸 이송장치 |
JP2007189877A (ja) * | 2006-01-16 | 2007-07-26 | Sanken Electric Co Ltd | 共振型スイッチング電源装置 |
KR101051145B1 (ko) * | 2008-07-28 | 2011-07-22 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 인버터 및 이를 포함하는 램프 구동 장치 |
-
2002
- 2002-06-07 JP JP2002167179A patent/JP4159312B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007189877A (ja) * | 2006-01-16 | 2007-07-26 | Sanken Electric Co Ltd | 共振型スイッチング電源装置 |
KR100720062B1 (ko) * | 2006-04-26 | 2007-05-18 | 박병철 | 시퀸 이송장치 |
KR101051145B1 (ko) * | 2008-07-28 | 2011-07-22 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 인버터 및 이를 포함하는 램프 구동 장치 |
US8120275B2 (en) | 2008-07-28 | 2012-02-21 | Fairchild Korea Semiconductor Ltd. | Inverter and lamp driver including the same |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4159312B2 (ja) | 2008-10-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US11005361B2 (en) | Control circuit and method of a switching power supply | |
JP3741035B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2004524788A (ja) | 同期整流変換器回路内の逆電流を減少させる方法と回路 | |
JP2003324956A (ja) | 直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列共振型ブリッジインバータ回路 | |
JPH07177745A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
JP5278224B2 (ja) | スイッチング電源装置、およびスイッチング電源制御回路 | |
JP2007244121A (ja) | 部分共振型スイッチング電源 | |
JP2004153948A (ja) | スイッチング電力電送装置 | |
JP2002136125A (ja) | フライバック型スイッチング電源 | |
JP3664012B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP4159312B2 (ja) | 零電圧スイッチング電源回路 | |
JP2001292571A (ja) | 同期整流回路 | |
JP4834930B2 (ja) | Dc/dcコンバータの制御方法および装置 | |
JP2004328837A (ja) | スイッチング電源回路およびこれを備えたスイッチングレギュレータ | |
JP3054996U (ja) | コンデンサ入力型整流平滑回路 | |
JP2004080925A (ja) | 共振形スイッチング電源装置 | |
JP3001009B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2949267B2 (ja) | 高輝度放電灯点灯用電源装置 | |
JP3053920B2 (ja) | 高電圧発生装置 | |
JPH11164552A (ja) | 電源装置 | |
JP2006115673A (ja) | 部分共振型他励式スイッチング電源装置 | |
JP4306234B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP2002034255A (ja) | 電源装置 | |
JPH072016B2 (ja) | 直列共振形コンバータ | |
JP2003204699A (ja) | 電力変換器 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050318 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080307 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080318 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080428 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080527 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080611 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080708 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080715 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110725 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |