JPH072016B2 - 直列共振形コンバータ - Google Patents
直列共振形コンバータInfo
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- JPH072016B2 JPH072016B2 JP4525690A JP4525690A JPH072016B2 JP H072016 B2 JPH072016 B2 JP H072016B2 JP 4525690 A JP4525690 A JP 4525690A JP 4525690 A JP4525690 A JP 4525690A JP H072016 B2 JPH072016 B2 JP H072016B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，直列共振形インバータを用いたＸ線用電源等
の直列共振形コンバータに関する。
の直列共振形コンバータに関する。
〔従来の技術及び発明が解決しようとする課題〕 近年，トランジスタ,FET等のスイッチング素子を用いた
インバータ方式のＸ線用電源が実用化されているが，イ
ンバータの高周波化に伴う問題も発生している。第５図
は，インバータ方式Ｘ線用電源の昇圧トランスを等価回
路で表した構成図である。１は直流入力電源,2はインバ
ータ,3は等価回路で表される昇圧トランス,4は高圧整流
器,5はＸ線管等の負荷である。昇圧トランス３は，励磁
インダクタンスLO，漏れインダクタンスLL,1次側に換算
した巻線分布容量CPで表される。インバータ２が高周波
化されると，漏れインダクタンスLL，巻線分布容量CPが
インバータ２の動作に影響し，インバータ２は漏れイン
ダクタンスLLと巻線分布容量CPの直列共振回路と共に直
列共振形インバータの動作に移行する。このような動作
モードでは，巻線分布容量CPを動作周波数fSで交互に電
圧反転するためだけに寄与し，負荷に供給されない回路
循環電流iS，換言すれば無効電流が増加する。この循環
電流iSはスイッチング素子のスイッチング損失及び導通
損失と，昇圧トランス３の巻線の抵抗損失を生じる。こ
の抵抗損失は，循環電流iSの周波数が高い程，巻線材の
表被効果によって大きくなる。この循環電流iSは，その
性質上，出力電力の大小よりも出力電圧の大小に比例
し,X線用電源では出力電圧，即ち管電圧が高い程，増加
する傾向がある。
インバータ方式のＸ線用電源が実用化されているが，イ
ンバータの高周波化に伴う問題も発生している。第５図
は，インバータ方式Ｘ線用電源の昇圧トランスを等価回
路で表した構成図である。１は直流入力電源,2はインバ
ータ,3は等価回路で表される昇圧トランス,4は高圧整流
器,5はＸ線管等の負荷である。昇圧トランス３は，励磁
インダクタンスLO，漏れインダクタンスLL,1次側に換算
した巻線分布容量CPで表される。インバータ２が高周波
化されると，漏れインダクタンスLL，巻線分布容量CPが
インバータ２の動作に影響し，インバータ２は漏れイン
ダクタンスLLと巻線分布容量CPの直列共振回路と共に直
列共振形インバータの動作に移行する。このような動作
モードでは，巻線分布容量CPを動作周波数fSで交互に電
圧反転するためだけに寄与し，負荷に供給されない回路
循環電流iS，換言すれば無効電流が増加する。この循環
電流iSはスイッチング素子のスイッチング損失及び導通
損失と，昇圧トランス３の巻線の抵抗損失を生じる。こ
の抵抗損失は，循環電流iSの周波数が高い程，巻線材の
表被効果によって大きくなる。この循環電流iSは，その
性質上，出力電力の大小よりも出力電圧の大小に比例
し,X線用電源では出力電圧，即ち管電圧が高い程，増加
する傾向がある。
ところで,X線用電源においては，通常のＸ線撮影を行う
ために，例えば10kW（管電圧100kV,管電流100mA）を数
秒間，低デユーテイで供給する大電力モードと,X線透視
像をブラウン管画面で観察するために，例えば500W（管
電圧100kV,管電流5mA）を長時間連続して供給する小電
力モードが必要とされる。直列共振形インバータを用い
たＸ線用電源において，大電力モードでは，インバータ
2,昇圧トランス３の電力損失は，出力電力に依存する分
と，循環電流に依存する分の和として大きくなるが，運
転時間のデユーテイが小さいため，インバータ2,昇圧ト
ランス３等の温度上昇は平均化されるので，インバータ
2,昇圧トランス３等は通常の設計よりも余裕のない設計
を行って，小形化，経済化を図っている。しかし，小電
力モードの電力損失は，出力電力に依存する分は小さい
が，管電圧が高いので循環電流による分は大電力モード
とほぼ同じであり，運転時間が長くなるため，インバー
タ2,昇圧トランス３の温度上昇も無視できなくなる。
ために，例えば10kW（管電圧100kV,管電流100mA）を数
秒間，低デユーテイで供給する大電力モードと,X線透視
像をブラウン管画面で観察するために，例えば500W（管
電圧100kV,管電流5mA）を長時間連続して供給する小電
力モードが必要とされる。直列共振形インバータを用い
たＸ線用電源において，大電力モードでは，インバータ
2,昇圧トランス３の電力損失は，出力電力に依存する分
と，循環電流に依存する分の和として大きくなるが，運
転時間のデユーテイが小さいため，インバータ2,昇圧ト
ランス３等の温度上昇は平均化されるので，インバータ
2,昇圧トランス３等は通常の設計よりも余裕のない設計
を行って，小形化，経済化を図っている。しかし，小電
力モードの電力損失は，出力電力に依存する分は小さい
が，管電圧が高いので循環電流による分は大電力モード
とほぼ同じであり，運転時間が長くなるため，インバー
タ2,昇圧トランス３の温度上昇も無視できなくなる。
本発明は，以上の欠点を除去するために，全波構成のイ
ンバータの出力に直列共振回路を接続し，その共振用キ
ャタシタンスの両端電圧を整流して出力する直列共振形
コンバータにおいて，大電力モード時には，上記インバ
ータの両相を交互にオンさせて全波動作を行うと共に，
小電力モード時には，上記インバータの１相だけをオン
オフさせて半波動作とし，且つその動作周波数を上記直
列共振回路の共振周波数の略1/2以下にすることを特徴
とする直列共振形コンバータを提供するものである。
ンバータの出力に直列共振回路を接続し，その共振用キ
ャタシタンスの両端電圧を整流して出力する直列共振形
コンバータにおいて，大電力モード時には，上記インバ
ータの両相を交互にオンさせて全波動作を行うと共に，
小電力モード時には，上記インバータの１相だけをオン
オフさせて半波動作とし，且つその動作周波数を上記直
列共振回路の共振周波数の略1/2以下にすることを特徴
とする直列共振形コンバータを提供するものである。
このような直列共振形コンバータによれば，小電力モー
ド時には，インバータの１組だけをオンオフさせて半波
動作とし，且つその動作周波数を直列共振回路の共振周
波数の略1/2以下にするので，小電力モード時の直列共
振電流の実効値を下げることができ，小電力モード時に
も少ない電力損失で対応することができる。
ド時には，インバータの１組だけをオンオフさせて半波
動作とし，且つその動作周波数を直列共振回路の共振周
波数の略1/2以下にするので，小電力モード時の直列共
振電流の実効値を下げることができ，小電力モード時に
も少ない電力損失で対応することができる。
第１図は，本発明の一実施例を説明するための図であ
り，本発明の直列共振形コンバータをＸ線用電源に適用
した実施例を示す。同図において,1はバッテリまたは商
用交流電源を整流平滑した直流入力電源を示し，通常は
DC100V〜DC300Vである。２は４個のスイッチング素子６
〜９と，各スイッチング素子６〜９に逆並列接続された
帰還ダイオード10〜13からなるブリッジ形インバータで
ある。３はインバータ２の交流出力電圧を必要な電圧，
例えば100kV迄昇圧する昇圧トランスである。この昇圧
トランス３の漏れインダクタンスLLは，必要に応じて設
けられる共振用インダクタンス14と共に,2次巻線分布容
量CSと直列共振回路を形成する。昇圧トランス３の２次
巻線は中点接地され，且つ全波高圧整流器４に接続され
る。高圧整流器４の直流出力は，負荷５であるＸ線管の
アノードとフィラメント間に接続される。Ｘ線管のフィ
ラメント電力供給回路は，本発明に直接関係しないので
省略するが，大電力モードと小電力モードでフィラメン
トの切替及びフィラメント電力の調整が行われるのが通
常である。抵抗15,16はＸ線管電圧を検出する分圧器で
ある。分圧器の出力電圧は，誤差増幅器17において，管
電圧設定基準電源18の電圧と比較され誤差信号を発生す
る。ここで制御回路全体は，連動したモード切替スイッ
チ19〜21によって，大電力モードと小電力モードに切替
可能となっており，図のモード切替スイッチの接続は大
電力モード側となっている。基準発振器22は，コンデン
サ23と組合せる抵抗との時定数で発振周波数を決める。
例えば、モード切替スイッチ21によって可変抵抗24が選
択されると，インバータ動作周波数20kHzの２倍の40kHz
で発振する。基準発振器22の出力は，パルス幅変調回路
25,最大パルス幅発生回路26に供給される。パルス幅変
調回路25は，例えば誤差信号と三角波の比較による周知
の方法でパルス幅変調された40kHzのパルスを発生す
る。パルス幅制御信号は，モード切替スイッチ20により
選択され，アンド回路27,28に加えられる。このアンド
回路27,28には，更には最大パルス幅発生回路26の最大
パルス幅信号と,40kHzの信号から20kHzの２相信号を発
生するフリップフロップ29からの２相振り分け信号が夫
々加えられる。アンド回路27の残りのゲート入力は，モ
ード切替スイッチ19により＋Ｖレベルに接続され，能動
となっている。これらの信号により，アンド回路27,28
の出力には，交互に２相の20kHzで且つ最大パルス幅が
例えば20μｓのオン信号が発生する。これらのオン信号
は，図示しないパルストランス，または光アイソレータ
等の信号絶縁手段を介して各スイッチング素子６〜９の
制御極に加えられ，スイッチング素子をオンさせる。
り，本発明の直列共振形コンバータをＸ線用電源に適用
した実施例を示す。同図において,1はバッテリまたは商
用交流電源を整流平滑した直流入力電源を示し，通常は
DC100V〜DC300Vである。２は４個のスイッチング素子６
〜９と，各スイッチング素子６〜９に逆並列接続された
帰還ダイオード10〜13からなるブリッジ形インバータで
ある。３はインバータ２の交流出力電圧を必要な電圧，
例えば100kV迄昇圧する昇圧トランスである。この昇圧
トランス３の漏れインダクタンスLLは，必要に応じて設
けられる共振用インダクタンス14と共に,2次巻線分布容
量CSと直列共振回路を形成する。昇圧トランス３の２次
巻線は中点接地され，且つ全波高圧整流器４に接続され
る。高圧整流器４の直流出力は，負荷５であるＸ線管の
アノードとフィラメント間に接続される。Ｘ線管のフィ
ラメント電力供給回路は，本発明に直接関係しないので
省略するが，大電力モードと小電力モードでフィラメン
トの切替及びフィラメント電力の調整が行われるのが通
常である。抵抗15,16はＸ線管電圧を検出する分圧器で
ある。分圧器の出力電圧は，誤差増幅器17において，管
電圧設定基準電源18の電圧と比較され誤差信号を発生す
る。ここで制御回路全体は，連動したモード切替スイッ
チ19〜21によって，大電力モードと小電力モードに切替
可能となっており，図のモード切替スイッチの接続は大
電力モード側となっている。基準発振器22は，コンデン
サ23と組合せる抵抗との時定数で発振周波数を決める。
例えば、モード切替スイッチ21によって可変抵抗24が選
択されると，インバータ動作周波数20kHzの２倍の40kHz
で発振する。基準発振器22の出力は，パルス幅変調回路
25,最大パルス幅発生回路26に供給される。パルス幅変
調回路25は，例えば誤差信号と三角波の比較による周知
の方法でパルス幅変調された40kHzのパルスを発生す
る。パルス幅制御信号は，モード切替スイッチ20により
選択され，アンド回路27,28に加えられる。このアンド
回路27,28には，更には最大パルス幅発生回路26の最大
パルス幅信号と,40kHzの信号から20kHzの２相信号を発
生するフリップフロップ29からの２相振り分け信号が夫
々加えられる。アンド回路27の残りのゲート入力は，モ
ード切替スイッチ19により＋Ｖレベルに接続され，能動
となっている。これらの信号により，アンド回路27,28
の出力には，交互に２相の20kHzで且つ最大パルス幅が
例えば20μｓのオン信号が発生する。これらのオン信号
は，図示しないパルストランス，または光アイソレータ
等の信号絶縁手段を介して各スイッチング素子６〜９の
制御極に加えられ，スイッチング素子をオンさせる。
先ず，大電力モードの制御について説明する。大電力モ
ードでは，このような制御回路構成により，管電圧の検
出電圧が基準電源18の電圧と誤差増幅器18の電圧と誤差
増幅器17で比較され，オン信号のパルス幅，即ちデユー
テイを調節することにより，管電圧が定電圧化される。
このような大電力モードで,10kW出力時のコンピュータ
シミュレーション結果を第２図に示す。条件は，直流入
力電源電圧をDC 250V,共振インダクタンス15μH,共振キ
ャパシタンス1.9μＦ（直列共振周波数30kHz），オンパ
ルス幅20μｓである。第２図の横軸は時間であり,200μ
ｓ〜500μｓのシミュレーション期間が表示されてい
る。波形１は２相のパルス幅制御信号を正，負極性で示
した波形図，波形２は高圧整流電流I0の波形図，波形３
は昇圧トランス３の１次側を流れる共振電流I1の波形
図，波形４はインバータ２の出力電圧VIの波形図を夫々
示す。第２図の下方の枠内は，各波形の１目盛り当たり
の電圧または電流（Scale/div）と，シミュレーション
期間（200μｓ〜500μｓ）の高圧整流電流I0の平均値が
102mAであり，また共振電流I1の実効値が101Aであるこ
とを示している。即ち,100kV,102mAの出力時に，昇圧ト
ランス３の１次側電流の実効値は101Aである。
ードでは，このような制御回路構成により，管電圧の検
出電圧が基準電源18の電圧と誤差増幅器18の電圧と誤差
増幅器17で比較され，オン信号のパルス幅，即ちデユー
テイを調節することにより，管電圧が定電圧化される。
このような大電力モードで,10kW出力時のコンピュータ
シミュレーション結果を第２図に示す。条件は，直流入
力電源電圧をDC 250V,共振インダクタンス15μH,共振キ
ャパシタンス1.9μＦ（直列共振周波数30kHz），オンパ
ルス幅20μｓである。第２図の横軸は時間であり,200μ
ｓ〜500μｓのシミュレーション期間が表示されてい
る。波形１は２相のパルス幅制御信号を正，負極性で示
した波形図，波形２は高圧整流電流I0の波形図，波形３
は昇圧トランス３の１次側を流れる共振電流I1の波形
図，波形４はインバータ２の出力電圧VIの波形図を夫々
示す。第２図の下方の枠内は，各波形の１目盛り当たり
の電圧または電流（Scale/div）と，シミュレーション
期間（200μｓ〜500μｓ）の高圧整流電流I0の平均値が
102mAであり，また共振電流I1の実効値が101Aであるこ
とを示している。即ち,100kV,102mAの出力時に，昇圧ト
ランス３の１次側電流の実効値は101Aである。
次に，小電力モードの制御について説明する。小電力モ
ードでは，モード切替スイッチ19〜21が図示と逆接続と
なる。即ち，モード切替スイッチ19により，アンド回路
27は非能動となり，他の入力に拘らず出力オン信号を発
生しない。また，モード切替信号20によりアンド回路2
7,28へのパルス幅制御信号は＋Ｖレベルに切替えられ，
機能しなくなる。モード切替スイッチ21の切替によっ
て，抵抗24は可変抵抗としてのホトトランジスタ30と最
高周波数調整用抵抗31との直列回路に切替えられる。ホ
トトランジスタ30は誤差増幅器17の誤差信号電圧と抵抗
33によって定まる電流で駆動される発光ダイオード32に
より制御される。誤差信号の電圧が上昇すると，発光ダ
イオード電流が増加し，ホトトランジスタ30の抵抗値が
低下して基準発振器22の発振周波数が上昇する。即ち，
基準発振器22は，誤差信号で制御される電圧制御発振器
として動作する。抵抗31は，ホトトランジスタ30が飽和
した時に，発振周波数の上限を決定するもので，この発
明では，直列共振周波数fr以下，例えば20kHzに設定す
る。この20kHzのパルスは振り分け信号により分周さ
れ，スイッチン素子8,9へは直列共振周波数frの1/2以下
の最大10kHzの信号となる。最大パルス巾は，直列共振
周波数frの略半周期〜１周期が望ましく，この実施例で
は直列共振周波数frの１周期が約33.3μｓなので，大電
力モードと同じ20μｓ位としている。このような小電力
モードの制御回路により，インバータ２は半波パルス電
圧を直列共振回路に加え，周波数変調モードにより定電
圧制御をする。第３図はこの周波数制御方式で100kV5.9
mA出力した時のシミュレーション結果を示す。図の見方
は第２図と同様であるが，時間軸は1.70mμ〜2.00msと
なっており，約6.25kHzでスイッチングしている。１次
側共振電流の実効値は25.9Aである。これに対し,20kHz
パルス幅制御でほぼ同様な出力を発生するシミュレーシ
ョン結果を第４図に示す。この例では,100kV 4.66mA出
力するのに,1次側電流の実効値は75.1Aであり，本発明
の約３倍であり，これにより本発明の効果が証明され
る。
ードでは，モード切替スイッチ19〜21が図示と逆接続と
なる。即ち，モード切替スイッチ19により，アンド回路
27は非能動となり，他の入力に拘らず出力オン信号を発
生しない。また，モード切替信号20によりアンド回路2
7,28へのパルス幅制御信号は＋Ｖレベルに切替えられ，
機能しなくなる。モード切替スイッチ21の切替によっ
て，抵抗24は可変抵抗としてのホトトランジスタ30と最
高周波数調整用抵抗31との直列回路に切替えられる。ホ
トトランジスタ30は誤差増幅器17の誤差信号電圧と抵抗
33によって定まる電流で駆動される発光ダイオード32に
より制御される。誤差信号の電圧が上昇すると，発光ダ
イオード電流が増加し，ホトトランジスタ30の抵抗値が
低下して基準発振器22の発振周波数が上昇する。即ち，
基準発振器22は，誤差信号で制御される電圧制御発振器
として動作する。抵抗31は，ホトトランジスタ30が飽和
した時に，発振周波数の上限を決定するもので，この発
明では，直列共振周波数fr以下，例えば20kHzに設定す
る。この20kHzのパルスは振り分け信号により分周さ
れ，スイッチン素子8,9へは直列共振周波数frの1/2以下
の最大10kHzの信号となる。最大パルス巾は，直列共振
周波数frの略半周期〜１周期が望ましく，この実施例で
は直列共振周波数frの１周期が約33.3μｓなので，大電
力モードと同じ20μｓ位としている。このような小電力
モードの制御回路により，インバータ２は半波パルス電
圧を直列共振回路に加え，周波数変調モードにより定電
圧制御をする。第３図はこの周波数制御方式で100kV5.9
mA出力した時のシミュレーション結果を示す。図の見方
は第２図と同様であるが，時間軸は1.70mμ〜2.00msと
なっており，約6.25kHzでスイッチングしている。１次
側共振電流の実効値は25.9Aである。これに対し,20kHz
パルス幅制御でほぼ同様な出力を発生するシミュレーシ
ョン結果を第４図に示す。この例では,100kV 4.66mA出
力するのに,1次側電流の実効値は75.1Aであり，本発明
の約３倍であり，これにより本発明の効果が証明され
る。
尚，大電力モードの制御方法としてパルス幅制御で説明
したが，直列共振周波数fr近傍を最大出力とし，直列共
振周波数frより上または下へずらして出力制御する周波
数変調方式でもよい。ここで，直列共振周波数fr＝30kH
zに対し，小電力モードでfs＝15kHzを半波インバータの
最大周波数としたのは，昇圧トランスの励磁インダクタ
ンスと分布容量のフライバック電圧により供給しない半
波が生じて，実質的に30kHzのスイッチングパルスが直
列共振回路に加えられて共振電圧が上昇するものと考え
られるからである。直列共振周波数frの1/2以下で所定
出力が得られる周波数に固定しておいて，この周波数で
パルス幅制御を行っても，周波数が低いので，無効電流
が残るので効果がある。また，比較的出力の大きい時に
は周波数変調を行い，小さくなったら最低周波数に固定
して，パルス幅制御に移行する方式でもよい。この方式
では，最低周波数が決定されるので，出力のリプル電圧
を制限できる。
したが，直列共振周波数fr近傍を最大出力とし，直列共
振周波数frより上または下へずらして出力制御する周波
数変調方式でもよい。ここで，直列共振周波数fr＝30kH
zに対し，小電力モードでfs＝15kHzを半波インバータの
最大周波数としたのは，昇圧トランスの励磁インダクタ
ンスと分布容量のフライバック電圧により供給しない半
波が生じて，実質的に30kHzのスイッチングパルスが直
列共振回路に加えられて共振電圧が上昇するものと考え
られるからである。直列共振周波数frの1/2以下で所定
出力が得られる周波数に固定しておいて，この周波数で
パルス幅制御を行っても，周波数が低いので，無効電流
が残るので効果がある。また，比較的出力の大きい時に
は周波数変調を行い，小さくなったら最低周波数に固定
して，パルス幅制御に移行する方式でもよい。この方式
では，最低周波数が決定されるので，出力のリプル電圧
を制限できる。
以上説明したように，この発明によれば，小電力モード
時の直列共振電流の実効値を下げることができ，小電力
モード時にも少ない電力損失で対応することができるの
で，効率が向上し，インバータ，トランス等を小形，経
済的に設計することができる。また，本発明は，フルブ
リッジインバータ以外にも，ハーフブリッジインバー
タ，センタタップ形インバータにも適用できる。
時の直列共振電流の実効値を下げることができ，小電力
モード時にも少ない電力損失で対応することができるの
で，効率が向上し，インバータ，トランス等を小形，経
済的に設計することができる。また，本発明は，フルブ
リッジインバータ以外にも，ハーフブリッジインバー
タ，センタタップ形インバータにも適用できる。
以上述べたように本発明は，全波構成のインバータ出力
に直列共振回路を接続し，その共振用キャパシタンスの
両端電圧を整流して出力する直列共振形コンバータにお
いて，大電力モード時には，上記インバータの両相を交
互にオンさせて全波動作を行うと共に，小電力モード時
には，上記インバータの１相だけをオンオフさせて半波
動作とし，且つその動作周波数を上記直列共振回路の共
振周波数の略1/2以下にすることを特徴とする直列共振
形コンバータである。本発明はこのような特徴を有する
ので，小電力モード時の直列共振電流の実効値を下げる
ことができる。従って，小電力モード時にも少ない電力
損失で対応することができるので，効率が向上し，イン
バータ，トランス等を小形，経済的にも設計することが
できる。特に，撮影（大電力）モードと，透視（小電
力）モードを有するＸ線用電源として有用である。
に直列共振回路を接続し，その共振用キャパシタンスの
両端電圧を整流して出力する直列共振形コンバータにお
いて，大電力モード時には，上記インバータの両相を交
互にオンさせて全波動作を行うと共に，小電力モード時
には，上記インバータの１相だけをオンオフさせて半波
動作とし，且つその動作周波数を上記直列共振回路の共
振周波数の略1/2以下にすることを特徴とする直列共振
形コンバータである。本発明はこのような特徴を有する
ので，小電力モード時の直列共振電流の実効値を下げる
ことができる。従って，小電力モード時にも少ない電力
損失で対応することができるので，効率が向上し，イン
バータ，トランス等を小形，経済的にも設計することが
できる。特に，撮影（大電力）モードと，透視（小電
力）モードを有するＸ線用電源として有用である。
第１図乃至第４図は本発明の一実施例を説明するための
図，第５図は従来の直列共振形コンバータを説明するた
めの図である。 １……直流入力電源、２……インバータ ３……昇圧トランス、４……高圧整流器 ５……負荷 ６〜９……スイッチング素子 10〜13……帰還ダイオード 14……共振用インダクタンス 15,16,24,31,33……抵抗 17……誤差増幅器、18……基準電源 19〜21……モード切替スイッチ 22……基準発振器、23……コンデンサ 25……パルス幅変調回路 26……最大パルス幅発生回路 27,28……アンド回路、29……フリップフロップ 30……ホトトランジスタ、32……発光ダイオード
図，第５図は従来の直列共振形コンバータを説明するた
めの図である。 １……直流入力電源、２……インバータ ３……昇圧トランス、４……高圧整流器 ５……負荷 ６〜９……スイッチング素子 10〜13……帰還ダイオード 14……共振用インダクタンス 15,16,24,31,33……抵抗 17……誤差増幅器、18……基準電源 19〜21……モード切替スイッチ 22……基準発振器、23……コンデンサ 25……パルス幅変調回路 26……最大パルス幅発生回路 27,28……アンド回路、29……フリップフロップ 30……ホトトランジスタ、32……発光ダイオード
Claims (1)
- 【請求項１】全波構成のインバータの出力に直列共振回
路を接続し，その共振用キャパシタンスの両端電圧を整
流して出力する直列共振形コンバータにおいて， 大電力モード時には，上記インバータの両相を交互にオ
ンさせて全波動作を行うと共に，小電力モード時には，
上記インバータの１相だけをオンオフさせて半波動作と
し，且つその動作周波数を上記直列共振回路の共振周波
数の略1/2以下にすることを特徴とする直列共振形コン
バータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4525690A JPH072016B2 (ja) | 1990-02-26 | 1990-02-26 | 直列共振形コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4525690A JPH072016B2 (ja) | 1990-02-26 | 1990-02-26 | 直列共振形コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03251078A JPH03251078A (ja) | 1991-11-08 |
| JPH072016B2 true JPH072016B2 (ja) | 1995-01-11 |
Family
ID=12714201
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4525690A Expired - Fee Related JPH072016B2 (ja) | 1990-02-26 | 1990-02-26 | 直列共振形コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH072016B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19955673A1 (de) * | 1999-11-19 | 2001-05-23 | Philips Corp Intellectual Pty | Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter |
| JP2009268945A (ja) * | 2008-04-30 | 2009-11-19 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 高圧発生装置及び静電霧化装置 |
| JP7042959B1 (ja) * | 2021-10-27 | 2022-03-28 | 株式会社オリジン | 医療用ｘ線電源装置 |
-
1990
- 1990-02-26 JP JP4525690A patent/JPH072016B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03251078A (ja) | 1991-11-08 |
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Legal Events
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