JPH03251078A - 直列共振形コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野〕 本発明は、直列共振形インバータを用いたＸ線用重ね等
の直列共振形コンバータに関する。

〔従来の技術及び発明が解決しようとする課Ｂ）近年、
トランジスタ、ＦＥＴ等のスイッチング素子を用いたイ
ンバータ方式のＸ線用電汚が実用化されているが、イン
バータの高周波化に伴う問題も発生している。第５図は
、インバータ方式Ｘ線用電椋の昇圧トランスを等価回路
で表した構成図である。■は直流人力ｆａＦＩ、　　２
はインバータ３は等価回路で表される昇圧トランス、４
は高圧整ＩＡｉ器、５はＸ線管等の負葆である。昇圧ト
ランス３は、励磁インダクタンスし、、Ｑれインダクタ
ンス＋−，、ｉ次側に換算した巻線分布容量Ｃ１で表さ
れる。インバータ２が高周波化されると漏れインダクタ
ンスＬｔ、巻線分布容量Ｃ１がインバータ２の動作に影
響し、インバータ２は漏れインダクタンスＬＬと巻線分
布容量Ｃ７の直列共振回路と共に直列共振形インバータ
の動作に移行する。このような動作モードでは１巻線分
布容量Ｃ２を動作周波数ｒ、で交互に電圧反転するため
だけに寄ｊｊＬ、１１荷に供給されない回路循環電流３
．換言すれば無効電流が増加する。この循環電流ｉ、は
スイッチング素子のスイッチング損失及び導通損失と、
昇圧トランス３の巻線の抵抗損失を生じる。この抵抗損
失は、循環電流ｉ、の周波数がバい程１巻線材の表被効
果によって大きくなる。この循環電流ｉ、は、その性質
上、出力電力の大小よりも出力電圧の大小に比例し、Ｘ
線川ｆｒｉ源では出力電圧、即ち管電圧が高い程、増加
する傾向がある。

ところで、Ｘ線川電源においては２通常のＸ線撮影を行
うために１例えば１ＯｋＷ　（管電圧１００にν。

管電流１００ｍ＾）を数秒間、低デユーティで供給する
大電力モードと、Ｘ線透視像をブラウン管画面で観察す
るために９例えば５００Ｗ　（管電圧１００ｋＶ、管電
流５ｍＡ）を長時間連続して供給する小電力モードが必
要とされる。直列共振形インバータを用いたＸ線用＠源
において、大電力モードではインバータ２．昇圧トラン
ス３の電力ｎ１失は、出力電力に依存する分と、循環電
流に依存する分の和として大きくなるが、運転時間のデ
ユーティが小さいため、インバータ２．昇圧トランス３
等の温度上昇は平均化されるので、インバータ２．昇圧
トランス３等は通常の設計よりも余裕のない設計を行っ
て、小形化、経済化を図っている。しかし　小電力モー
ドのｔｈ電力損失、出力電力に依存する分は小さいが、
管電圧が高いので循環電流による分は大電力モードとほ
ぼ同じであり、運転時間が長くなるため、インバータ２
．昇圧トランス３の温度上昇も無視できなくなる。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は１以上の欠点を除去するために、全波構成のイ
ンバータの出力に直列共振回路を接続し、その共振用キ
ャパシタンスの両端電圧を整流して出力する直列共振形
コンバータにおいて、大電力モード時には、上記インバ
ータの両相を交互にオンさせて全波動作を行うと共に、
小電力モード時には、上記インバータの１相だけをオン
オフさせて半波動作とし、１１つその動作周波数を上記
直列共振回路の共振周波数の略２以下にすることを特徴
とする直列共振形コンバータを提供するものである。

〔作用〕

このような直列共振形コンバータによれば、小電力モー
ド時には、インバータの１相だけをオンオフさせて半波
動作とし、且つその動作周波数を直列共振回路の共振周
波数の略２以下にするので小電力モード時の直列共振電
流の実効値を下げることができ、小電力モード時にも少
ない電力損失で対応することができる。

〔実施例〕

第１図は０本発明の一実施例を説明するための図てあり
１本発明の直列共振形コンバータをＸ線川電源に適用し
た実施例を示す、同図において。

ｌはバフテリまたは商用文＊ＴＬｍを整流平滑した直流
入力＠鯨を示し、１ｆｆｌ常はＤＣ１００Ｖ　−ＤＣ３
００Ｖである。２は４個のスイッチング素子６〜９と。

各スイッチング素子６〜９に逆並列接続された帰還ダイ
オードｌＯ〜１３からなるプリフジ形インバータである
。３はインバータ２の交流出力電圧を必要な電圧１例え
ば１００ｋＶ迄昇圧する昇圧トランスである。この昇圧
トランス３の漏れインダクタンスＬ、は、必要に応じて
設けられる共振用インダクタンス１４と共に、２次８線
分布容量Ｃ８と直列共振回路を形成する。昇圧トランス
３の２次巻線は中点接地され、且つ全波高圧整流器４に
接続される。高圧整流器４の直流出力は、貨荷５である
Ｘ線管のアノードとフィラメント間に接続される、Ｘ線
管のフィラメント電力供給回路は１本発明に直接関係し
ないので省略するが、大電力モードと小電力モードでフ
ィラメントの切替及びフィラメント電力のｊ！整が行わ
れるのが通常である。抵抗１５．１６はＸ線管電圧を検
出する分圧器である。

分圧器の出力電圧は、ｒ４差増幅器１７において、管電
圧設定基準電ａ１８の電圧と比較され誤差信号を発生ず
る。ここで側御回路全体は、連動したモード切８スイッ
チ１９〜２１によって、大電力モードと小電力モードに
９石可能となっており１図のモード９ノ替スイツチの接
続は大電力モード側となっている。基準発振器２２は、
コンデンサ２３と組合せる抵抗との時定数で発振周波数
を決める６例えば。

モード切替スイッチ２１によって可変抵抗２４が選択さ
れると、インバータ動作周波数２０ｋｌｌｚの２倍の４
０ｋｌｌｚで発振する。基準発振器２２の出力は、パル
ス幅変調回路２５．最大パルス幅発生回路２６に供給さ
れる。パルス幅変調回路２５は１例えばｒ４差信号と三
角波の比較による周知の方法でパルス幅変調された４０
ｋｌｌｚのパルスを発生する。パルス輻′ｔＡｍ信号は
、モードｔｌ［Ｊ替スイッチ２０により選択されアンド
回路２７．２８に加えられる。このアンド回路２７、２
８には、更に最大パルス幅発生回路２６の最大パルス幅
信号と、　４（ｌｋＨｚの信号から２０　ｋ　ｌｌｚの
２相信号を発生するフリップフロップ２９からの２相振
り分は信号が夫々加えられる。アンド回路２７の残りの
ゲート入力は、モード切替スイッチ１９により＋ｖレベ
ルに接続され、能動となっている。これらの信号により
、アンド回路２７．２８の出力には。

交互に２相の２０　ｋ　ｌｌｚで且つ最大パルス幅が例
えば２０１Ｉｓのオン信号が発生する。これらのオン信
号は、図示しないパルストランス、または光アイソレー
タ等の信号絶縁手段を介して各スイッチング素子６〜９
のｔａｎ極に加えられ、スイッチング素子をオンさせる
。

先ず、大電力モードのｔＵｔについて説明する。

大電力モードでは、このような″ａｍ回路構成により、
管電圧の検出電圧が基準電源１８の電圧と誤差増幅器１
７で比較され、オン信号のパルス幅、Ｅちデユーティを
調節することにより、管電圧が定電圧化される。このよ
うな大電力モードで、　１０ｋＷ出力時のコンピュータ
シミエレーシ５ン結果を第２図に示す０条件は、直流入
力電鯨電圧をＤＣ２５０Ｖ共振インダクタンス１５μＨ
１共振キ＋パシタンス！、９μＦ（直列共振周波数３０
ｋｌｌｚ）、オンパルス幅２０１１ｓである。第２図の
横軸は時間であり、　２００β〜５００ｎのシミュレー
ション期間が表示されている。波形１は２相のパルス幅
ｔｉｌＩ２１信号を正。

１１極性で示した波形図、波形２は高圧整流電流１゜の
波形図、波形３は昇圧トランス３の１次側を流れる共振
電流■１の波形図、波形４はインバータ２の出力電圧■
、の波形図を夫々示す、第２回の下方の枠内は、各波形
の１目盛り当たりの電圧または電流（Ｓｃａｌｅ／ｄｉ
ν）と、シミュレーション期間（２００Ｉｒｓ〜５００
＋ｓ）の高圧Ｕ流＠流Ｉ０の平均値が１０２１Ａであり
、また共振型！［、の実効値が１０１Ａであることを示
している。即ち、　　１００ｋＶ、　　１０２−への出
力時に、昇圧トランス３の１次側電流の実効値は１０１
Δである。

次に、小電力モードの制御について説明する。

小電力モードでは、モードＩ、ＩＪ替スイッチ１９〜２
１が図示と逆接続となる。即ち、モード切替スイッチ１
９により、アンド回１１２１２７は非能動となり、他の
入力に拘らず出力オン信号を発生しない、また、モード
切替信号２０によりアンド−路２７．２８へのパルス幅
ｔＩｌｒＢ信号は＋Ｖレベルに切替えられ、Ｉｌ能しな
（なる、モード切替スイッチ２１の切替によって、抵抗
２４は可変抵抗としてのホトトランジスタ３０と最高周
波数調整用抵抗３１との直列回路に切替えられる。ホト
トランジスタ３０は誤差増幅！５１７の誤差信号電圧と
抵抗３３によって定まる電流で駆動される発光ダイオー
ド３２によりｖ４御される。ｌ！′Ｉ差信号の電圧が上
昇すると１発光ダイオード電流が増加し、ホトトランジ
スタ３０の抵抗値が低下して基準発振器２２の発振周波
数が上昇する。即ち、基準発振器２２は、誤差信号で制
御される電圧″ＩＡ御発振器として動作する。抵抗３１
は、ホトトランジスタ３０が飽和した時に２発振周波数
の上限を決定するもので、この発明では、直列共振周波
数ｆ、以下９１　エｌ；ｒ　２０　ｋ　ｌｌｚに選定す
る。この２０　ｋ　ｌｌｚのパルスは振り分は信号によ
り分周され、スイッチング素子８．９へは直列共振周波
数ｒ１の２以下の最大１０ｋｌｌｚの信号となる。最大
パルス中は、直列共振周波数ｆ、の略半周期〜ＩＪｉ！
ＩＸＩ＋が望ましく、この実施例では直列共振周波数ｆ
、の１周期が約３３．３μｓなので、大電力モードと同
じ２０μｓ位としている、このような小電力モードのａ
ｍ回路により５　インバータ２は平岐パルス電圧を直列
共振回路に加え２周波数変調モードにより定電圧＄４０
１をする。

第３図はこの周波数ｕｒＢ方式で１００ｋＶ　５．９■
＾出力した時のシミエレーシ２ン結果を示す０図の見方
は第２図と同様であるが２時間軸は１．７０■Ｓ〜２．
００■Ｓとなっており、約６．２５ｋｌｌｚでスイッチ
ングしている。１次側共振電流の実効値は２５．９Ａで
ある。

これに対し、２０ｋｌｌｚパルス幅ｔ４御でほぼ同様な
出力を発生するシミエレーシ替ン結果を第４図に示す、
この例では、　　１ｏＯｋＶ　　４．６６ｍＡ６■＾出
力に。

１次側電流の実効値は７５．１Ａであり１本発明の約３
倍であり、これにより本発明の効果が証明される。

尚、大電力モードの制御方式としてパルス幅制御で説明
したが、直列共振周波数ｆ、近傍を最大出力とし、Ｕ列
共振周波敗ｆ、より上または下へずらして出力ｔ４ｇｌ
する周波数変調方式でもよい。

ここで、直列共振周波数ｆ−＝３０ｋＨｚに対し、小電
力モードでＩｓ　＝１５ｋＨｚを半波インバータの鮭大
周肢数としたのは、昇圧トランスの励磁インダクタンス
と分布容量のフライバック電圧により供給しない半波が
生じて、実質的に３０　ｋ　Ｈｚのスイッチングパルス
が直列共振回路に加えられて共振電圧が」１昇するもの
と考えられるからである。直列共振周波数１．の２以下
で所定出力が得られる周波数に固定しておいて、この周
波数でパルス幅制御を行っても１周波数が低いので、無
効電流が残るので効果がある。また、比較的出力の大き
い時には周波数変調を行い、小さくなったら門低周披数
に固定して、パルス幅＄１１御に移行する方式でもよい
、この方式では、′Ｑ低周波数が決定されるので、出力
のりプル電圧を制限できる。

以上説明したように、この発明によれば、小電力モード
時の直列共ｉ電流の実効値を下げることができ、小電力
モード時にも少ない電力ｎ１失で対応することができる
ので、効率が向上し、インバタ、トランス等を小形、経
済的に設計することができる。また１本発明は、フルブ
リッジインバータ以外にも、ハーフブリッジインバータ
、センタタップ形インバータにも適用できる。

〔発明の効果〕

以上述べたように本発明は、全Ｍ構成のインバータの出
力に直列共振回路を接続し、その共振用キャパシタンス
の両端電圧を整流して出力する直列共振形コンバータに
おいて、大電力モード時には、上記インバータの両相を
交互にオンさせて全波動作を行うと共に、小電力モード
時には、上記インバータの１相だけをオンオフさせて半
波動作とし、且つその動作周波数を上記直列共振回路の
共振周波数の略２以下にすることを特徴とする直列共振
形コンバータである０本発明はこのような特徴を有する
ので、小電力モード時の直列共振電流の実効値を下げる
ことができる。従って、小電力モード時にも少ない電力
損失で対応することがてきるので、効率が向上し、イン
バータ、トランス等を小形、経済的に設計することがで
きる。特に、撮影（大電力）モードと、Ｘ８視（小電力
）モードを有するＸ線用型ねとして有用である。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図は本発明の一実施例を説明するための
図、第５図は従来の直列共振形コンバタを説明するため
の図である。 ｌ・・・直流入力電源　　　２・・・インバータ３・・
・１を圧トランス　　　４・・・高圧整流器５・・・負
荷 ６〜９・・−スイッチング素子 １０−１３・・・陥還ダイオード １４・・・共振用インダクタンス １５゜１６．２４．３１．３３・・・抵抗１７・・・誤
差増幅ｒｉ１８・・・基準電源■９〜２１・・・モード
切替スイッチ ２２・・・基準発振Ｓ　　　　　２３−・・コンデンサ
２５・・・パルス幅変調回路 ２６・・・最大パルス幅発生回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 全波構成のインバータの出力に直列共振回路を接続し、
   その共振用キャパシタンスの両端電圧を整流して出力す
   る直列共振形コンバータにおいて、大電力モード時には
   、上記インバータの両相を交互にオンさせて全波動作を
   行うと共に、小電力モード時には、上記インバータの１
   相だけをオンオフさせて半波動作とし、且つその動作周
   波数を上記直列共振回路の共振周波数の略１／２以下に
   することを特徴とする直列共振形コンバータ。