JP3693799B2 - 直流高電圧発生装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は直流高電圧発生装置に係り、特に進行波管やエックス線管などの管球用の直流高電圧発生装置に係る。
【０００２】
【従来技術】
進行波管やエックス線管等の管球では直流高電圧を必要とする。そのための直流高電圧発生装置については、高周波インバータと高電圧整流回路を組み合わせて、高安定性と小型軽量化が実現されている。この高周波インバータの回路構成としては、例えば、本件出願人と同一人により出願され、特開平３−２５１０７８号に公開されているように、ブリッジ接続された全波構成のインバータの出力に直列共振回路を接続し、この直列共振回路内の共振用キャパシタンスの両端の電圧を整流して直流出力を得る方式が用いられてきている。このような直流高電圧発生装置のうち、特にX 線用電源装置では、定電力が要求される。すなわち、例えば５０ｋW 装置では、１５０ｋＶ−３２０ｍＡ，１００ｋＶ−５００ｍＡ，８０ｋＶ−６００ｍＡの定格出力が必要である。この出力をすべて満足する共振定数では、スイッチング電流が大きくなり、素子の選定など不経済である。そこで、本件出願人と同一人により出願され、特開平６−２２５５３１号に公開されている出願では、この問題を解決するために、出力電圧に対応してスイッチング周波数を変化する方式がある。たとえば、１５０ｋＶでは３０ｋＨｚ，１００ｋＶでは２５ｋＨｚ、８０ｋＶでは２０ｋＨｚとなるように、スイッチング周波数を変化させて制御する方式である。ただし、この方式では、スイッチング周波数の変化に対応させてパルス巾変調する具体的な手段については提案されてはいない。
【０００３】
またこの直流高電圧発生装置では、軽負荷出力における場合と比較して、高電圧出力固有の問題点がある。まず変圧器の巻数比率が大きくなり、漏れ磁束が避けられないが、この漏れ磁束を積極的に利用し、あわせて変圧器の２次巻線間のキャパシタンスとの直列共振回路を構成して、直列共振形コンバータとして利用する。
【０００４】
この直列共振形コンバータの動作については、負荷の軽重によって共振回路内の循環電流の大きさが余り変化しない。軽負荷モードにおいても、共振回路とスイッチング素子の電力損失も大きく、この軽負荷モードを長時間続けることは、関係部品の耐量を大きく選定しなければならず、経済性の障害ともなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明では、直列共振回路を含むコンバータと整流回路とからなる直流高電圧発生装置において、出力電圧に対応してスイッチング周波数を変化させ、定電力特性を得ること、また軽負荷時の回路部品の耐量を低く抑えることを課題とする。
【０００６】
【解決のいとぐち】
解決のいとぐちとして、低電圧時または軽負荷時にコンバータのスイッチング周波数を低くすれば、直列共振回路の循環電流を低くすることができることが考えられる。そうすると、そのスイッチング周波数に対応して、出力制御のためのパルス巾変調回路の動作についても、追随するように設定できれば、目的が達成できる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
第１の発明はこの課題を解決するために、全波構成の高周波インバータ部と、その高周波インバータ部の出力に接続された直列共振用のインダクタと、変圧器と整流回路とからなる高電圧発生部と、前記高電圧発生部の直流出力電圧の検出電圧と基準電圧とを演算する演算増幅器を有して前記高周波インバータ部のスイッチング素子を制御する制御部とを備える直流高電圧発生装置において、前記制御部は、電力出力モードに依存して傾斜が変化する三角波信号を発生する三角波発生回路と、大電力出力モードのときには小電力出力モードのときよりも周波数の高い周波数の信号を発生し、前記三角波信号の周期を決定する可変周波数発振器と、前記演算増幅器と、その演算増幅器の出力信号と前記三角波発生回路から出力される前記三角波信号とを比較するコンパレータとを有し、小電力出力モード時には大電力出力モード時に比べて周波数が低く、かつ前記三角波信号の傾斜の変化に伴ってパルス幅が小さくなる出力パルスを前記高周波インバータ部の前記スイッチング素子に与えるパルス幅制御回路とを備え、大電力出力モードと小電力出力モードの双方に適した周波数とパルス幅の駆動信号で前記高周波インバータ部を動作させることを特徴とする直流高電圧発生装置を提供するものである。
【０００８】
また、第２の発明は、前記第１の発明において、前記３角波発生回路が出力する３角波信号の傾斜は、インピーダンスと基準信号源の電圧とによる信号電圧によって変化し、前記可変周波数発振器の出力信号は、前記インピーダンスと前記基準信号源の電圧とによる前記信号電圧よって周波数が可変されることを特徴とする直流高電圧発生装置を提供するものである。
【０００９】
また、第３の発明は、前記第１の発明又は前記第２の発明において、前記高周波インバータ部のスイッチング素子をＡ相とＢ相とに分け、小電力出力モード時にはＢ相の前記スイッチング素子だけを停止させることを特徴とする直流高電圧発生装置を提供するものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１により，本発明にかかる直流高電圧発生装置の実施の形態を説明する。この直流高電圧発生装置１は、大別してインバータ部２とインダクタ３と高電圧部４と制御部５とから構成される。
【００１１】
インバータ部２の構成を詳細に説明すると、商用交流電源の200Vの電圧が入力端子201,203 に接続される。この交流200Vはダイオード205 、ダイオード207 、コンデンサ209 、コンデンサ211 からなる全波倍電圧整流回路により、約400Vの直流電圧に整流される。この約400Vの直流電圧は、ブリッジ接続された４個のIGBT213,215,217,219 により 2kHz から120kHzの周波数の高周波に変換され、端子221,223 間に出力される。この端子221,223 間に出力された高周波は、インダクタ３を介して、高電圧部４の端子401,403 端子に送られる。
【００１２】
高電圧部４では端子401,403 は、変圧器405 の一次巻線402 に接続される。変圧器405 の二次巻線404 は、一次巻線402 との巻数比が数十倍であり、この比で昇圧された高周波高電圧は、ダイオード409,411,417,419 及びコンデンサ407,413,415,421 からなる整流回路により４倍圧整流される。この４倍圧整流された直流高電圧は最高150kV になり、出力端子427,429 を経て、エックス線管11のアノードとカソード間に供給される。この直流高電圧は、抵抗器423,425 からなる分圧器により、検出電圧として、端子431 に送られ、さらに、制御部５の端子511 に送られる。
【００１３】
制御部５は、インバータ部２の中のスイッチング素子に駆動信号を供給すると同時に、高電圧部４の直流高電圧出力の値の安定化と制御を行うものである。制御部５は、まず、端子509 から直流15V を受けて内部の各回路に電力を供給する。この直流15V の一端は、基準電圧源510 にて安定な基準電圧を発生させて、端子501 に送られる。端子501 は、インピーダンス502 を介して、端子503 に接続される。また、端子503 は、インピーダンス504 を介して、端子505 に接続される。つまり、端子503 と端子505 の電圧は、インピーダンス502 、504 の値によって、可変設定されることになる。定電流回路520 は、端子503 の信号電圧に対応した電流を流出して、コンデンサ531 を充電する。端子505 の電圧信号は、電圧可変周波数発振回路570 に送られて、端子505 の電圧信号に対応した周波数を発振する。この発振周波数は、微分回路537 で微分波形を取り出して、ＦＥＴ535 のゲートに送られる。ＦＥＴ535 のドレインは、抵抗器533 を介してコンデンサ531 の一端に接続され、ソースはコンデンサ531 の他の一端に接続されるとともにコモン線に接続される。以上の定電流回路520 とコンデンサ531 とＦＥＴ535 とからなる部分が、三角波発生回路530 を構成し、接続点532 に三角波を発生する。
【００１４】
定電流回路520 の構成は主に演算増幅器515 とpnp トランジスタ521 、525 からなる。まず、端子503 が演算増幅器515 の−入力端子に接続され、その＋入力端子は抵抗器517 を介してpnp トランジスタ521 のコレクタに接続され、その出力端子はpnp トランジスタ521 、525 の各ベースに接続される。そして、pnp トランジスタ521 のエミッタは抵抗器523 を介して電源ラインに接続され、そのコレクタはトランジスタ521 の負荷となる基準抵抗器519 を介してコモン線に接続される。また、pnp トランジスタ525 のエミッタは抵抗器527 を介して電源ラインに接続される。トランジスタ525 のコレクタから抵抗器529 を介して、コモン線との間に、この定電流回路520 の負荷となるコンデンサ531 が接続される。ここで、pnp トランジスタ521 ，525 は同一の性能であることが望ましく、また抵抗器 523、527 は同一抵抗値である。
【００１５】
定電流回路５２０の動作について述べる。トランジスタ５２１と５２５が全く同一の特性であれば、エミッタ抵抗５２３と５２７が同一値で、ベースも共通接続され電源ラインに対するベースの電位も同一であるトランジスタ５２１と５２５のコレクタ電流は同一となることを前提とする。一方、演算増幅器５１５の出力はトランジスタ５２１で位相反転されて、＋入力端子に負帰還され、端子５０３の信号電圧と、接続点５２２の電圧とが互いに等しくなるように動作する。すなわち、抵抗５１９の電流は端子５０３の信号電圧を抵抗５１９で除したものであり、ｐｎｐ形トランジスタ５２１のコレクタ電流が、端子５０３の信号電圧に対応して一定電流となるように作用する。このとき上記の前提により、トランジスタ５２５のコレクタ電流は、負荷がコンデンサであっても、トランジスタ５２１と同一の定電流となる。言い換えれば、ｐｎｐ形トランジスタ５２５は、ｐｎｐ形トランジスタ５２１にならい動作する。したがって、ｐｎｐ形トランジスタ５２５のコレクタ電流は、端子５０３の信号電圧に対応して一定電流となるように作用する。つまり、端子５０３の信号電圧が低いときは、その低い信号電圧に対応した小さい電流が流れて、コンデンサ５３１を充電する。また、端子５０３の信号電圧が高いときは、その高い信号電圧に対応した大きい電流で流れて、コンデンサ５３１を充電する。したがって、コンデンサ５３１の充電電圧の立ち上がりの傾斜は、端子５０３の信号電圧に対応した傾斜となる。なおトランジスタの代わりにＰ型のＦＥＴを使用してもよい。またエミッタ抵抗は、トランジスタ５２１と５２５の利得を低下させて、負帰還回路が発振するのを防止するもので、本質的に必要な抵抗ではない。
【００１６】
定電圧制御をつかさどるパルス巾変調回路540 については、端子511 から検出信号を受けて、演算増幅器546 の−入力端子に接続される。演算増幅器546 の＋入力端子は、端子544 で基準電圧（図示せず）を受ける。演算増幅器546 の出力端子は、コンパレータ545 の＋入力端子に接続される。コンパレータ545 の−入力端子は、点532 に接続され、三角波発生回路530 からの三角波を受ける。また、コンパレータ545 の出力端子は、抵抗器547 を介して、端子509 に接続される。
【００１７】
最大パルス巾設定回路550 については、コンパレータ551 の−入力端子が点532 に接続され、三角波発生回路530 からの三角波を受け、＋入力端子は、端子552 から基準電圧（図示せず）を受ける。また、コンパレータ551 の出力端子は、抵抗器549 を介して、端子509 に接続される。
【００１８】
可変周波発振器570 は、その入力端子が端子505 に接続され、その出力端子は、微分回路537 の入力端子と分周器541 の入力端子とに接続される。微分回路537 の出力端子は、ＦＥＴ535 のゲートに接続される。分周器541 の出力端子のうちＱは、ゲート回路580 の入力端子の一に接続される。また、分周器541 の出力端子のうちＱバーは、NANDゲート553 の入力端子の一に接続される。
【００１９】
論理回路560 は、NANDゲート553 とゲート555 とＦＥＴ557 とを順次縦続接続して構成され、出力としてＦＥＴ557 のドレインが端子565 に接続される。同様にNANDゲート553 とゲート555 とＦＥＴ557 とを順次縦続接続して構成され、出力としてＦＥＴ557 のドレインが端子565 に接続される。
【００２０】
ゲート回路580 については、端子507 がゲート回路580 の入力端子の一端に接続され、その出力端子はNANDゲート559 の入力端子の一に接続される。端子507 のレベルに対応して、NANDゲート559 の入力端子の論理が決定する。
【００２１】
制御部５の端子501 と503 との間に接続されたインピーダンス502 の値に対応して、定電流回路520 の設定値が定まる。したがって、三角波発生回路530 の傾斜が定まる。また、端子503 と端子505 との間のインピーダンス504 の値をゼロとして短絡し、端子503 と端子505 とを等しい電位とするのが、定常的なモードであるが、特に小電力出力モードにするときは、インピーダンス504 の値を大きくして、可変周波発振器570 の周期を長くする。
【００２２】
図２は、この直流高電圧発生装置の動作を説明するための波形図であって、大電力出力を発生しているときの波形を示す。(a) は可変周波発振器570 の出力波形を示し、(b) は微分回路537 の出力波形を示し、(c) は三角波発生回路530 の出力波形を示し、(d) は最大パルス巾設定回路550 の出力波形を示し、(e) はパルス巾変調回路540 の出力波形を示し、(f) は分周器541 のＱ端子の出力をゲート回路580 を経た波形を示し、(g) は分周器541 のＱバー端子の出力波形を示し、(h) は論理回路560 のＡ相の出力波形を示し、(j) は論理回路560 のＢ相の出力波形をそれぞれ示す。
【００２３】
図３は、この直流高電圧発生装置の動作を説明するための波形図であって、小電力出力を発生しているときの波形を示す。(a) から(j) までの各部は、図２の場合と同様である。
【００２４】
これら図２と図３とを比較して、図１の直流高電圧発生装置の動作を説明する。大電力出力を発生しているモードにおいては、図２(a) に示す可変周波発振器570 は、小電力出力のモード図３(a) と比較して、周波数は高い。同様に各部の波形の周波数も、この(a) に対応して、大電力出力を発生している図２に示すモードの方が高い。
【００２５】
図３に示す小電力出力モードのときは、インピーダンス504 の値を大きくして端子505 の電圧を低くするので、図３(a) に示すように、可変周波発振器570 の周波数は低くなる。三角波発生装置の波形(c) も低くなる。したがって、パルス巾変調回路540 の出力波形(e) も狭いパルス巾出力となる。
【００２６】
さらに、小電力出力におけるモードで、インバータ部２のスイッチング素子をＡ相とＢ相とに分け、Ｂ相のみを停止させるには、端子507 の信号を通常Ｈレベルにあるものを、Ｌレベルにすることにより、ゲート回路580 の出力がＬレベルになる。この様子は、図２の(f),(j) と図３の(f),(j) とをそれぞれ比較すると理解できる。ゲート回路580 の出力がＬレベルになれば、Ｂ相が停止する。
【００２７】
【発明の効果】
本発明は以上述べたような特徴を有しており、直流高電圧発生装置において、大電力供給時も、小電力供給時のいずれにおいても、常に高周波インバータの運転状況が好ましいモードを自動的に維持するように作動する。また、直流高電圧発生装置を設計する際に設定信号端子に希望するモードに対応する設定電圧を印加するだけで、さまざまな仕様の直流高電圧発生装置の制御回路として、標準化できる効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる直流高電圧発生装置の実施の態様を示す。
【図２】本発明にかかる直流高電圧発生装置の動作を説明するための波形図であって、大電力出力を発生しているときの波形を示す。
【図３】本発明にかかる直流高電圧発生装置の動作を説明するための波形図であって、小電力出力を発生しているときの波形を示す。
【符号の説明】
１…直流高電圧発生装置 ２…インバータ部 ３…インダクタ
４…高電圧部 ５…制御部 11…エックス線管
510 …基準電圧源 520 …定電流回路 530 …三角波発生回路
540 …パルス巾変調回路 550 …最大パルス巾設定回路
560 …論理回路 570 …可変周波発振器 580 …ゲート回路

Claims (3)

1. 全波構成の高周波インバータ部と、該高周波インバータ部の出力に接続された直列共振用のインダクタと、変圧器と整流回路とからなる高電圧発生部と、前記高電圧発生部の直流出力電圧の検出電圧と基準電圧とを演算する演算増幅器を有して前記高周波インバータ部のスイッチング素子を制御する制御部とを備える直流高電圧発生装置において、
   前記制御部は、
   電力出力モードに依存して傾斜が変化する三角波信号を発生する三角波発生回路と、
   大電力出力モードのときには小電力出力モードのときよりも周波数の高い周波数の信号を発生し、前記三角波信号の周期を決定する可変周波数発振器と、
   前記演算増幅器と、該演算増幅器の出力信号と前記三角波発生回路から出力される前記三角波信号とを比較するコンパレータとを有し、小電力出力モード時には大電力出力モード時に比べて周波数が低く、かつ前記三角波信号の傾斜の変化に伴ってパルス幅が小さくなる出力パルスを前記高周波インバータ部の前記スイッチング素子に与えるパルス幅制御回路とを備え、
   大電力出力モードと小電力出力モードの双方に適した周波数とパルス幅の駆動信号で前記高周波インバータ部を動作させることを特徴とする直流高電圧発生装置。
2. 請求項１において、
   前記三角波発生回路が出力する三角波信号の傾斜は、インピーダンスと基準信号源の電圧とによる信号電圧によって変化し、
   前記可変周波数発振器の出力信号は、前記インピーダンスと前記基準信号源の電圧とによる前記信号電圧よって周波数が可変されることを特徴とする直流高電圧発生装置。
3. 請求項１又は請求項２において、
   前記高周波インバータ部のスイッチング素子をＡ相とＢ相とに分け、小電力出力モード時にはＢ相の前記スイッチング素子だけを停止させることを特徴とする直流高電圧発生装置。

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