JP2006115673A - 部分共振型他励式スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】他励式スイッチング電源方式のソフトスイッチ化
【解決手段】第１の帰還巻線１ｃのフライバック電圧の立下がりの信号を検出してパルスを発生させ、かつ、そのパルスの幅を出力電圧が一定になるように帰還制御するパルス発生回路７を備えた他励式スイッチング電源装置において、第１の帰還巻線１ｃのフライバック電圧の立下がりの信号が所定の期間遅れてパルス発生器７に入るように遅延回路（１１、１２）を挿入し、第１のスイッチ素子２に並列に第２のスイッチ素子１３と第１のコンデンサ１４からなる直列回路を接続し、第２のスイッチ素子１３の制御電極に第１のスイッチ素子２のオン・オフと逆位相でオン・オフさせる第２の帰還巻線１ｄを接続し、第２のスイッチ素子１３に並列に第２のコンデンサ１５を接続した。
【選択図】図１

Description

本発明はスイッチング電源に関し、特にソフトスイッチに関する。

従来、スイッチング電源のソフトスイッチング技術としては、本出願人が先に提供した自励式スイッチング電源のソフトスイッチング回路（実用新案登録第２５６０２０８号）がある。図６にその回路構成を示し、図７に動作波形を示す。その後本出願人が改良を加えて提供した部分共振型自励式スイッチング電源の低損失化回路（特許第３３０６５４２号）がある。図８にその回路構成を示し、図９に動作波形を示す。また、本出願人が改良を加えて提供した部分共振型自励式スイッチング電源の低損失化回路（特開２００４−０９６９８１）がある。図１０にその回路構成を示し、図１１に動作波形を示す。

図６に示した自励式スイッチング電源のソフトスイッチング回路において、スイッチ素子２３がターンオフする際にトランスの１次巻線２１に生じるサージ電圧はスナバコンデンサ２４に吸収され、その際に１次巻線２１を流れる電流の傾きとスイッチ素子２３の両端に加わる電圧の傾きのいずれも緩くなってノイズの発生が抑えられる。そして、スイッチ素子２３がターンオンする際はそのゲート駆動回路に直列に挿入されている可飽和インダクタ２５が帰還巻線２２に生じる電圧がゲートに加わる際に遅延効果をもたらすのでスナバコンデンサ２４の電荷は直流電源２６に回生される。その回生はスナバコンデンサ２４と１次巻線２１によって起きる半波電流共振によって行われるため、可飽和インダクタ２５による遅延時間が共振周期の半分になるように可飽和インダクタを選んでおけばスナバコンデンサの電圧がもっとも低くなるときにスイッチ素子２３がターンオンし、スナバコンデンサ２４の電荷の放電によるロスを小さくすることができる。
図７に示した波形は上からスイッチ素子２３の電流と電圧、それにスナバコンデンサ２４の電流を指している。スナバコンデンサ２４の電流の負の部分はスナバコンデンサ２４と１次巻線２１の直列共振によるもので、それによってスイッチ素子２３の電圧はゼロまで下がり、ゼロでターンオンして電流が立上がることを示している。

この回路を入力電圧がＡＣ８５〜２６４Ｖのように広い入力範囲の電源に応用した場合に、ＡＣ１５０Ｖくらいまでは効果を発揮するものの、それ以上になるとスイッチ素子がターンオンするときにスナバコンデンサに残っている電圧が高くなるため効果が小さくなる。

図８に示した部分共振型自励式スイッチング電源の低損失化回路において、主スイッチ素子４７と補助スイッチ素子４１はほぼ交互にオン・オフしている。主スイッチ素子４７のターンオンが第１の可飽和インダクタ５０によって遅れている間に第１のスナバコンデンサ４９の電荷はオン状態の補助スイッチ素子４１を通り１次巻線４６と直列共振を起こして直流電源５４に回生される。補助スイッチ素子４１のゲート駆動回路にも可飽和インダクタ４３が挿入されているので巻線４２に生じる電圧は遅れて補助スイッチ素子４１のゲートに加わるが、主スイッチ素子４７のターンオンの少し前に補助スイッチ素子４１がターンオフする。そのとき１次巻線４６の共振電流がある値に達しているのでフライホイール効果によって電流が流れ続けるが補助スイッチ素子４１がオフ状態であるため、第１のスナバコンデンサ４９と第２のスナバコンデンサ４４との直列合成容量との共振になり、共振の周期が短くなる。

第２のスナバコンデンサ４４の容量を第１のスナバコンデンサ４９の容量に対して所定の割合で小さくしておくと、補助スイッチ素子４１がターンオフした直後の第１のスナバコンデンサ４９に残っている電荷によって第２のスナバコンデンサ４４が充電される。その充電によって２つのスナバコンデンサの直列回路の両端の電圧は第１のスナバコンデンサ４９両端の電圧より低くなる。可飽和インダクタ４３と２つのスナバコンデンサの容量の比を適当に選ぶと、主スイッチ素子４７がターンオンする直前に２つのスナバコンデンサの直列回路の両端の電圧をゼロにすることができる。２つのスナバコンデンサの直列回路両端の電圧がゼロになる前に各巻線の電圧の向きは反転しているので、巻線４８に主スイッチ素子４７をターンオンさせる電圧が生じるが、ゲート駆動回路に挿入されている第１の可飽和インダクタ５０の遅延効果により、ターンオンの時刻は２つのスナバコンデンサの直列回路両端の電圧がゼロにる時刻まで遅れる。すなわち主スイッチ素子４７を両端の電圧がゼロになったところでターンオンさせることができる。
図９は図８の回路の波形図である。図の（１）と（２）は２つのスイッチ素子のオンとオフの位相の関係を示している。（３）は主スイッチ素子４７の電圧波形である。（４）と（５）は２つのスナバコンデンサの各々の電圧波形であるが、互いに向き合っている電圧であるから、２つのコンデンサの合成電圧はそれらの差になる。主スイッチ素子４７がターンオンする直前に差はゼロになっている。

前述の図６の回路において、直流電源２６の電圧が高いときはターンオンロスも大きくなるが、図８の回路の場合は直流電源５４の電圧がある程度高くなってもターンオンロスは大きくならない。そのためＡＣ８５〜２６４Ｖのように広い入力電圧に対して高い効率を保つことができる。

図８において、主スイッチ素子４７がターンオフすると補助スイッチ素子４１はターンオンするが、可飽和インダクタ４３が補助スイッチ素子４１のターンオンを少し遅らせるので、その間にスナバコンデンサ４４の電荷が第１のスナバコンデンサ４９に戻る。すなわち第２のスナバコンデンサ４４の電荷が補助スイッチ素子４１に流れてロスになることはない。

図１０に示した部分共振型自励式スイッチング電源の低損失化回路において、主スイッチ素子６８と補助スイッチ素子６１はほぼ交互にオン・オフしている。主スイッチ素子６８がオフで補助スイッチ素子６１がオンの期間において、トランスの励磁エネルギが２次巻線８６を介して負荷側に流れてゼロになると、第１のスナバコンデンサ８０の電荷は１次巻線６７との直列共振回路によって共振電流として流れ始める。このとき第２の帰還巻線６２に生じる電圧によって補助スイッチ素子６１はオンを保っているが、補助スイッチ素子６１のゲート・ソース間に接続されている第２の可飽和インダクタ６４が飽和するとゲート電圧がゼロになるので補助スイッチ素子６１はターンオフする。

補助スイッチ素子６１がオフになると第１のスナバコンデンサ８０と第２のスナバコンデンサ６５の直列合成容量で共振を続けるが第２のスナバコンデンサ６５の容量を第１のスナバコンデンサ８０の容量に対して適当に選んでおけば共振によって２つのスナバコンデンサの直列回路両端の電圧をゼロまで下げることができる。２つのスナバコンデンサの直列回路両端の電圧がゼロになる前に各巻線の電圧の向きが反転しているので第１の帰還巻線６９に主スイッチ素子６８をターンオンさせる電圧が生じるがゲート駆動回路に第１の可飽和インダクタ８１が挿入されているのでターン・オンが遅れ、２つのスナバコンデンサの直列回路両端の電圧がゼロになるところでターン・オンする。

図１１は図１０の回路の波形図である。図の（１）と（２）は主スイッチ素子６８と補助スイッチ素子６１のオン・オフの位相の関係を示している。（３）は主スイッチ素子６８の電圧波形である。第１のスナバコンデンサ８０の容量を大きくするとターンオフ時の振動がほとんどなくなるので主スイッチ素子６８のオフ期間の電圧は（３）のようにフラットに近くなる。（５）は第１のスナバコンデンサ８０の電圧であるが、大きな容量を選んでいるので電圧の変化は小さい。（４）は第２のスナバコンデンサ６５の電圧である。スイッチ素子のオン・オフに合わせて充放電を繰り返しているが、スイッチ素子に短絡電流として流れることはなく、充電時も放電時もエネルギは回生される。

自励式スイッチング電源はスイッチ素子そのものが発振器の能動素子として働くので回路はシンプルになるメリットはある。しかし、過電流保護が働いたときに発振を間欠発振に切り替えてロスを防ぐという機能や、過電圧保護が働いたときに一旦ＡＣコンセントを抜かないとラッチがはずれない機能や、待機時に発振周波数を切り替えて消費電力を下げるという機能を複数追加するとシンプルであるというメリットが失われ、回路部品が基板上で占めるスペースやコストの点で他励式に比べて劣るようになる。一方、従来の他励式は発振周波数が固定式のものが多く、共振の半周期の後でターンオンさせるということが原理的にできなかったが、最近トランスの巻線に生じるパルスの立下がりを検出してパルスを発生する方式の他励式の制御ＩＣ、例えばモトローラ社のＭＣ３４２６２が市場で使われるようになってきた。

本発明は、トランスの巻線に生じる電圧を検出してパルスを出力する他励方式の制御回路を備えたスイッチング電源装置において、部分共振の技術を採用することによってノイズを抑えかつ損失を抑える回路を提供することを目的としている。

上の目的を達成するために請求項１記載の発明は、トランスの１次巻線と１次巻線に直列に接続された第１のスイッチ素子と１次巻線に電磁的に結合した第１の帰還巻線と１次巻線に電磁的に結合した２次巻線と２次巻線に生じるフライバック電圧を直流電圧に変換する整流平滑回路と第１の帰還巻線に生じる電圧を検出してフライバック電圧が立下がるときにパルスを立上げかつ整流平滑回路によって変換される直流電圧を一定に保つためにそのパルスの幅を制御することができるパルス発生回路を備えた他励式スイッチング電源装置において、第１の帰還巻線に生じる電圧を検出する回路に検出を所定の期間遅らせる遅延回路を挿入し、第１のスイッチ素子に並列に第２のスイッチ素子と第１のコンデンサからなる直列回路を接続し、第２のスイッチ素子の制御電極に、第２のスイッチ素子を第１のスイッチ素子のオン・オフの位相と逆の位相でオン・オフする第２の帰還巻線を接続し、第２のスイッチ素子に並列に第２のコンデンサを接続した。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明の第２のスイッチ素子の制御電極に直列に可飽和インダクタを挿入した。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明の第２のスイッチ素子の制御電極に並列に可飽和インダクタを接続した。

本発明によって他励式スイッチング電源の部分共振が比較的容易に実現できるので、従来の自励式の技術を応用し、さらに他励式の利点を生かしたスイッチング電源装置を作ることができる。

フライバック電圧の立下がりを検出してパルスを出力する他励式スイッチング電源用制御ＩＣを用いると、少ない部品点数で本発明の部分共振型他励式スイッチング電源装置ができる。

図１は請求項１記載の発明の実施例の回路図である。図１２はフライバック電圧が立下がるときにパルスを発生し、負荷に加える電圧を一定に保つためにそのパルスの幅を制御する他励式スイッチング電源装置の動作原理を説明するための回路図である。図１２において、１はトランス、１ａは１次巻線、１ｂは２次巻線、１ｃは第１の帰還巻線、２は第１のスイッチ素子、３は整流ダイオード、４は平滑コンデンサ、７はパルス発生回路、７１はパルス発生回路７を動かす直流電源の入力端子、７２はグランド端子、７３はパルス出力端子、７４は信号入力端子、７５はパルス幅制御端子である。８は直流電源、９は負荷である。
パルス発生回路７は信号入力端子７４がフライバック電圧の立下がる信号を受信するとパルスを発生して第１のスイッチ素子２をターンオンさせる。そして、１次巻線１ａに励磁電流が流れる。巻線にはドットマークを付けた側と反対側が正の電位になる電圧が発生し、信号入力端子７４には負の電圧が加わっている。第１のスイッチ素子２がターンオフすると巻線にはドットマークを付けた側が正の電位になる電圧が発生し、励磁エネルギは２次巻線１ｂから整流平滑されて負荷側に供給される。また、信号入力端子７４には正の電圧が加わる。励磁エネルギがなくなると、巻線の電圧はゼロに戻るが、このとき信号入力端子７４の電圧が立下がるので、それによってにパルス発生回路７がパルスを発生し、以下同じ動作を繰り返す。パルスの幅はパルス幅制御端子７５の電圧によって制御されているので負荷に加わる電圧は一定に制御される。

励磁エネルギがなくなるとスイッチ素子がターンオンするという動作を繰り返す現象は自励式スイッチング電源の動作と同じである。

図１において、符号の１、１ａ〜１ｃ，２〜９，７１〜７５は図１２で用いた符号と同じ部品を指している。。新たに加えられた１ｄは第２の帰還巻線、１１は抵抗、１２はコンデンサ、１３は第２のスイッチ素子、１４は第２のスイッチ素子１３に直列に接続されている第１のコンデンサ、１５は第２のスイッチ素子１３に並列に接続されている第２のコンデンサである。
図１において、第２のスイッチ素子１３は、第２の帰還巻線１ｄのドットマーク側が正の電位のときにオンになるので第１のスイッチ素子２がオン状態の時はオフで、第１のスイッチ素子２がオフ状態のときはオンになる。すなわち、第１のスイッチ素子２と第２のスイッチ素子１３のオン・オフの位相は互いに反転している。

第１のスイッチ素子２がターンオフすると、トランス１の励磁エネルギによって１次巻線１ａに生じるサージ電圧は第１のスイッチ素子２の両端に加わるが、第２のスイッチ素子１３がターンオンするので第２のスイッチ素子１３を通り第１のコンデンサ１４に加わる。すなわち、第１のスイッチ素子２の両端の電圧の上昇は第１のコンデンサ１４によって抑制される。そして、２次巻線１ｂに生じるフライバック電圧は整流ダイオード３と平滑コンデンサ４によって直流電圧に変換され負荷に供給される。
トランス１の励磁エネルギがゼロになると全ての巻線の電圧も下がるがそのとき、第１のコンデンサ１４の電圧が直流電源８の電圧より高いため、第１のコンデンサ１４と１次巻線１ａによって共振が起き、各巻線の電圧は三角関数の波形を描いて下がる。第２の帰還巻線１ｄの電圧が下がることによって第２のスイッチ素子１３はオン状態からターンオフする。このとき第１のスイッチ素子２はオフ状態からターンオンするが、第１の帰還巻線１ｃの電圧の変化は抵抗１１とコンデンサ１２からなる回路によって遅れてパルス発生回路７に伝わるため、第２のスイッチ素子１３がターンオフしてから遅れて第１のスイッチ素子２がターンオンする。

すなわち、第１のスイッチ素子２がターンオンする少し前に第２のスイッチ素子１３がターンオフするが、このとき１次巻線１ａには共振電流が流れているので、引き続き電流を流そうとして第１のコンデンサ１４と第２のコンデンサ１５の直列回路との間で共振を続ける。第２のコンデンサ１５の容量を第１のコンデンサ１４の容量に比べて適当な割合で小さく選ぶことにより、第１のスイッチ素子２がターンオンする直前に２つのコンデンサの直列回路両端の電圧をゼロまで下げることができる。これによって２つのコンデンサが第１のスイッチ素子２に放電してロスを生じることを防ぐことができる。

図１において、第２のスイッチ素子１３がオン状態からターンオフするのは第２の帰還巻線１ｄの電圧が下がって第２のスイッチ素子１３の制御電極のしきい値を下まわるときであり、そのときは第２の帰還巻線１ｄの電圧はゼロに達していない。一方、第１のコンデンサ１４と１次巻線１ａによる共振電流がピークに達するのは巻線の電圧がゼロのときであるから、第２のスイッチ素子１３のターンオフのタイミングを少し遅らせることができれば第１のコンデンサ１４から第２のコンデンサ１５に移動する電荷が増える。その分、第２のコンデンサ１５の容量を増やしても第１のスイッチ素子２がターンオンする時に２つのコンデンサの直列回路両端の電圧をゼロまで下げることができる。

第２のコンデンサ１５の容量を増やすことによって第１のスイッチ素子２のターンオフ時に生じるノイズをより小さくできる。

第２のスイッチ素子１３がオフ状態からターンオンするのは第１のスイッチ素子２がターンオフするときである。第１のスイッチ素子２がターンオフしたとき、第１のスイッチ素子２の両端の電圧が上昇するがその電圧は第１のコンデンサ１４と第２のコンデンサ１５の直列回路によって吸収される。しかし、第１のスイッチ素子２のターンオフと同時に第２のスイッチ素子１３がターンオンすると第２のコンデンサ１５の電荷が第２のスイッチ素子１３に短絡電流として流れてロスになる。第２のコンデンサ１５の電荷が第１のコンデンサ１４に移動して空になってから第２のスイッチ素子１３がターンオンするように、第２のスイッチ素子１３のターンオンのタイミングを少し遅らせることができれば第２のコンデンサ１５の短絡電流を防ぐことができる。

図２は請求項２記載の発明の実施例の回路図であるが、第２のスイッチ素子１３の制御電極に接続されている可飽和インダクタ１７は上述の第２のスイッチ素子１３のターンオンとターンオフの両方のタイミングを遅らせる効果を持っている。

可飽和インダクタはその両端に電圧が加わると所定の時間は高いインピーダンスを示し所定の時間がたつと飽和してゼロに近いインピーダンスを示す特性を持っているのでパルスの遅延回路を作ることができる。

第２のスイッチ素子１３のターンオフのタイミングが可飽和インダクタ１７によって遅れることによって生じる効果を図４の波形図に示す。
図４は第１のスイッチ素子２がオフ状態からターンオンするときの第１のスイッチ素子２の両端の電圧波形をとらえたもので、（ａ）は第２のスイッチ素子１３のターンオフの遅れが小さいときの波形、（ｂ）はその遅れがほぼ理想のときの波形である。
図中のｔ１はトランス１の励磁エネルギがゼロになって、第１のコンデンサ１４と１次巻線１ａの共振が始まる時刻である。ｔ２は第２のスイッチ素子１３がターンオフして、第１のコンデンサ１４と第２のコンデンサ１５の直列回路と１次巻線１ａの共振が始まる時刻である。ｔ３は第１のスイッチ素子２がターンオンする時刻である。ｖ１は直流電源８の電圧であり、波形（ａ）と（ｂ）がｖ１に等しくなるときは巻線の電圧がゼロになっている。ｔ１で始まった共振がそのまま続けば４分の１周期後にｖ１に達し、そのとき１次巻線１ａを流れる共振電流はピークに達している。

第２のスイッチ素子１３はその制御電極の電圧がしきい値以下になるとターンオフするので、巻線の電圧がゼロになる前にターンオフする。しかし、制御電極に加わる電圧を遅延させることによってターンオフを遅らせることができる。波形（ａ）に対して波形（ｂ）は第２のスイッチ素子１３のターンオフのタイミングを遅らせたときのものである。第２のスイッチ素子１３のターンオフが巻線の電圧がゼロになる時刻に近付くほど１次巻線１ａの電流が共振電流のピーク値に近付くので第２のスイッチ素子１３のターンオフ後に第２のコンデンサ１５を流れる電荷の量が多くなり、第１のコンデンサ１４と第２のコンデンサ１５の直列回路と１次巻線１ａによる共振が２つのコンデンサ両端の電圧をゼロにすることが可能になる。そして、第１のスイッチ素子１３のターンオンが所定の期間遅れるように抵抗１１とコンデンサ１２を選べば、第１のスイッチ素子２をゼロボルトでターンオンさせることができる。

第１のコンデンサ１４の容量を大きくすると、１次巻線１ａと共振したときに流れる共振電流が大きくなる。共振電流を大きくすることによって、第２のスイッチ素子１３がターンオフする時刻ｔ２を巻線電圧がゼロになる時刻に近い時刻にする必要がなくなり、可飽和インダクタ１７がなくてもゼロボルトで第１のスイッチ素子２をターンオンさせることができるようになる。

第１のコンデンサ１４の容量を大きくすることによって第１のスイッチ素子２がターンオフしたときのサージ電圧が小さくなり、ターンオフ後の振動も小さくなる。容量をさらに大きくすると、それらは完全になくなってフラットな波形になる。

一方、第１のコンデンサ１４の容量を大きくすることによって、１次巻線１ａとの間で起きる共振の周期が長くなるので短所も生じる。１つはスイッチングの周期に占めるオン期間の割合（デューティ）が小さくなって第１のスイッチ素子２を流れるピーク電流が大きくなるという短所であり、もう１つは共振電流が第１のコンデンサ１４と第２のスイッチ素子１３と１次巻線１ａを流れることによって、それらの回路素子の抵抗成分によって生じるロスが大きくなるという短所である。

図３は請求項３記載の発明の実施例の回路図であるが、第２のスイッチ素子１３の制御電極に並列に接続された可飽和インダクタ１７は第２のスイッチ素子１３のオン期間をほぼ一定にすることによって上述の２つの短所を改善する効果をもたらす。

第２のスイッチ素子１３のオン期間を可飽和インダクタ１７によってほぼ一定にすることがもたらす効果を図５の波形図に示す。
図５は第１のスイッチ素子２がターンオフしてオフ状態に入った後、再びターンオンするまでの第１のスイッチ素子２の両端の電圧波形をとらえたもので、（ａ）は可飽和インダクタ１７が付いていないときの波形で（ｂ）は可飽和インダクタ１７が付いているときのものである。
図中ｔ０は第１のスイッチ素子２のターンオフの時刻であり、その少し後に第２のスイッチ素子１３がターンオンする時刻でもある。ｔ１はトランス１の励磁エネルギがゼロになる時刻、ｔ２は第２のスイッチ素子１３がターンオフする時刻、ｔ３は第１のスイッチ素子２がターンオンする時刻である。ｖ１は直流電源８の電圧である。波形（ａ）において、第２のスイッチ素子１３は制御電極の電圧がしきい値を下まわるまでオン状態を続けるので、ｔ１とｔ２の間が長く、その間に１次巻線１ａを流れる共振電流はそれなりに大きくなっている。そのため、第２のスイッチ素子１３がターンオフしたときは、第１のコンデンサ１４と第２のコンデンサ１５の直列回路の両端の電圧はゼロまで達した後も１次巻線１ａには電流が残っていて、その電流はターンオンした第１のスイッチ素子２を逆に流れる。その電流は共振電流ではなくフライホイール電流であるが、電流のエネルギは直流電源８に回生される。
波形（ａ）のｔ１とｔ２の間、ｔ２とｔ３の間の共振電流とｔ３以降のフライホイール電流はいずれも回生電流となってエネルギは再生されるが、電流が流れる部品の抵抗成分によるロスが大きくなる短所を持っている。
波形（ｂ）において、第２のスイッチ素子１３は可飽和インダクタ１７が飽和すれば制御電極の電圧がゼロになってターンオフする。所定の時間で飽和する可飽和インダクタ１７を選ぶことにより、第２のスイッチ素子１３をｔ１を過ぎた適当な時刻ｔ２でターンオフさせることができる。ｔ２において、１次巻線１ａを流れる電流が適当な値に達していれば、第１のコンデンサ１４と第２のコンデンサ１５の直列回路の電圧をゼロまで下げることが可能である。
波形（ｂ）のｔ１とｔ２の間が短縮されるので１次巻線１ａを流れる共振電流も小さくなり、回生の際に部品の抵抗成分によって失われるロスを小さくすることができる。

産学上の利用可能性

他励式スイッチング電源をわずかな部品の追加によって部分共振型に変えることができるので、他励式の長所である多機能を生かしたまま効率が良くて、ノイズが小さい電源装置を作ることができる。

請求項１記載の発明の実施例の回路図である。 請求項２記載の発明の実施例の回路図である。 請求項３記載の発明の実施例の回路図である。 図２の回路図の動作を説明するための波形図である。 図３の回路図の動作を説明するための波形図である。 従来方式の１例を示した回路図である。 図６の回路図の動作を説明するための波形図である。 従来方式の１例を示した回路図である。 図８の回路図の動作を説明するための波形図である。 従来方式の１例を示した回路図である。 図１０の回路図の動作を説明するための波形図である。 フライバック電圧の立下がりでパルスを発生する他励式スイッチング電源装置の回路例である。

符号の説明

１ トランス
１ａ １次巻線
１ｂ ２次巻線
１ｃ 第１の帰還巻線
１ｄ 第２の帰還巻線
２ 第１のスイッチ素子
３ 整流ダイオード
４ 平滑コンデンサ
７ パルス発生回路
８ 直流電源
９ 負荷
１１ 抵抗
１２ コンデンサ
１３ 第２のスイッチ素子
１４ 第１のコンデンサ
１５ 第２のコンデンサ
１６ 抵抗
１７ 可飽和インダクタ
２１ １次巻線
２２ 帰還巻線
２３ スイッチ素子
２４ スナバコンデンサ
２５ 可飽和インダクタ
２６ 直流電源
４１ 補助スイッチ素子
４２ 巻線
４３ 可飽和インダクタ
４４ 第２のスナバコンデンサ
４６ １次巻線
４７ 主スイッチ素子
４８ 巻線
４９ 第１のスナバコンデンサ
５０ 第１の可飽和インダクタ
５４ 直流電源
６１ 補助スイッチ素子
６２ 第２の帰還巻線
６４ 第２の可飽和インダクタ
６５ 第２のスナバコンデンサ
６７ １次巻線
６８ 主スイッチ素子
６９ 第１の帰還巻線
７１ 直流電源入力端子
７２ グランド端子
７３ 出力端子
７４ 信号入力端子
７５ 制御端子
８０ 第１のスナバコンデンサ
８１ 第１の可飽和インダクタ
８６ ２次巻線

Claims (3)

1. トランスの１次巻線と前記１次巻線に直列に接続された第１のスイッチ素子と前記１次巻線に電磁的に結合した第１の帰還巻線と前記１次巻線に電磁的に結合した２次巻線と前記２次巻線に生じるフライバック電圧を直流電圧に変換する整流平滑回路と前記第１の帰還巻線に生じる電圧を検出してフライバック電圧が立下がるときにパルスを立上げかつ前記整流平滑回路によって変換される直流電圧を一定に保つために前記パルスの幅を制御することができるパルス発生回路を備えた他励式スイッチング電源装置において、前記第１の帰還巻線に生じる電圧を検出する回路に検出を所定の期間遅らせる遅延回路を挿入し、前記第１のスイッチ素子に並列に第２のスイッチ素子と第１のコンデンサからなる直列回路を接続し、前記第２のスイッチ素子の制御電極に前記第２のスイッチ素子を前記第１のスイッチ素子のオン・オフの位相と逆の位相でオン・オフする前記１次巻線に電磁的に結合した第２の帰還巻線を接続し、前記第２のスイッチ素子に並列に第２のコンデンサを接続したことを特徴とするソフトスイッチング電源装置。
2. 前記第２のスイッチ素子の制御電極に直列に可飽和インダクタを挿入したことを特徴とする請求項１記載のソフトスイッチング電源装置。
3. 前記第２のスイッチ素子の制御電極に並列に可飽和インダクタを接続したことを特徴とする請求項２記載のソフトスイッチング電源装置。

Images