JP2004007441A

JP2004007441A - 無線通信装置および出力電力の立上げ方法

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Publication number: JP2004007441A
Application number: JP2003052444A
Authority: JP
Inventors: Kazuhisa Okada; 岡田　和久; Kazuhiko Hikasa; 日笠　和彦; Patrick Wurm; パトリック・ワーム; Robert Astle Henshaw; ロバート・アストル・ヘンシャウ
Original assignee: TTP Communications Ltd; TTPCom Ltd; Renesas Technology Corp
Current assignee: TTP Communications Ltd; TTPCom Ltd; Renesas Technology Corp
Priority date: 2002-05-31
Filing date: 2003-02-28
Publication date: 2004-01-08
Also published as: US7366481B2; GB2412513A; GB0212737D0; GB2389255B; GB0513080D0; US7209717B2; GB2389255A; US20070184797A1; US20030224743A1; US20070238424A1; GB2412513B

Abstract

【課題】振幅制御ループゲインの変化によって引き起こされる閉ループ周波数帯域における減少によって振幅制御ループがの立ち上がりが遅くなるのを防止できる信頼性の高い携帯電話器のような無線通信装置を提供する。
【解決手段】送信用発振器（ＴｘＶＣＯ）から出力される搬送波の位相を制御する位相制御ループと、電力増幅回路（２１０）から出力される送信出力信号の振幅を制御する振幅制御ループを有するポーラーループ方式の無線通信装置において、振幅制御ループを構成する振幅検出回路（１５０）から電力増幅回路（２１０）までのフォワードパス上に送信開始時に、電力増幅回路の制御電圧を所定のレベルまで急速に持ち上げるプリチャージ手段（ＣＧＰ，ＤＴＣ）を設けるようした。
【選択図】　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波電力増幅回路のパワーコントロール信号による出力電力の制御性を向上させるとともに起動時に高周波電力増幅回路の出力電力を確実に立ち上げるための技術に関し、特に位相検出回路と振幅検出回路を内蔵する通信用半導体集積回路およびこの通信用半導体集積回路を組み込んだ携帯電話機等の無線通信装置に適用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の方式の一つに、欧州で採用されているＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　ｆｏｒ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ　Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。
【０００３】
一般に、無線通信装置における送信側出力部には、高周波電力増幅回路が組み込まれている。従来のＧＳＭ方式の無線通信装置には、送信出力を検出する検出器からの信号とベースバンドＬＳＩからの送信要求レベルに基づいて、送信出力の制御信号を生成するＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｐｏｗｅｒ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路と呼ばれる回路から出力される制御電圧によって通話に必要な出力電力となるように、高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御する構成が採用されているものがある。
【０００４】
ところで、近年の携帯電話機においては、ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ　Ｄａｔａ　Ｒａｔｅｓ　ｆｏｒ　ＧＭＳ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）と呼ばれる方式が提案されている。ＥＤＧＥ方式は、音声信号の通信はＧＭＳＫ変調で行ない、データ通信は３π／８ｒｏｔａｔｉｎｇ８−ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）変調で行なうデュアルモードの通信機能を有する。
【０００５】
８−ＰＳＫ変調は、ＧＭＳＫ変調における搬送波の位相シフトにさらに振幅シフトを加えたような変調であり、１シンボル当たり１ビットの情報を送るＧＭＳＫ変調に対し、８−ＰＳＫ変調では１シンボル当たり３ビットの情報を送ることができるため、ＥＤＧＥ方式はＧＳＭ方式に比べて高い伝送レートによる通信を行なうことができる。
【０００６】
送信信号の位相成分と振幅成分にそれぞれ情報を持たせる変調方式の実現方法としては、送信したい信号を位相成分と振幅成分に分離した後、位相制御ループと振幅制御ループでそれぞれフィードバックをかけ、アンプで合成して出力するポーラーループと呼ばれる方式が従来より知られている（例えば、ＡＲＴＥＣＨ　ＨＯＵＳＥ，ＩＮＣ．が１９７９年に出版の“Ｈｉｇｈ　Ｌｉｎｅａｒｉｔｙ　ＲＦ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　Ｄｅｓｉｇｎ”ｂｙ　Ｋｅｎｉｎｇｔｏｎ，Ｐｅｔｅｒ　Ｂ．の第１６２頁）。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ＧＳＭ方式の通信システムでは、位相変調された信号を要求出力レベルに応じて出力すれば良いので、最終段の高周波電力増幅回路を飽和領域で動作させることができるが、ＥＤＧＥ方式による送受信が可能な通信システムでは、振幅制御を行なう必要があるため最終段の高周波電力増幅回路を非飽和領域で線形動作させなければならない。
【０００８】
しかしながら、従来のＧＳＭ方式の通信システムに用いられている高周波電力増幅回路の駆動方法は、出力レベルが小さい領域において高周波電力増幅回路に要求される線形性を保証することが困難である。これに対し、ポーラーループ方式は、高周波電力増幅回路の線形性に対する要求を満たすことができるとともに、低出力レベル領域における電力効率も向上させることができるという利点を有する。
【０００９】
そこで、本発明者等はＥＤＧＥ方式の無線通信システムにポーラーループ方式を採用することについて検討を行なった。その結果、ＥＤＧＥまたはＧＳＭ対応の携帯電話端末では、送信開始時に出力パワーアンプの出力電力ＰＯＵＴを一定時間内に所定のレベルまで増加させることが規定されているが、ポーラーループ方式では出力電力の立ち上げ時に振幅制御ループが安定するまでに時間がかかり、規定の時間内に立ち上げるのが困難であるという課題があることが分かった。
【００１０】
さらに、その原因を調べたところ、現在提供されている出力パワーアンプは出力制御電圧が非常に小さい領域では動作が保証されていないため、振幅制御ループの位相余裕が小さく周波数帯域が狭いことに起因してループが不安定になるためであることが分かった。
【００１１】
より具体的には、出力パワーアンプに要求される特性は、制御電圧−電力特性に関しては、図１０に実線Ａで示すように、出力制御電圧ＶＲＡＭＰに対して出力電力ＰＯＵＴが直線的に増加することが望まれる。また、出力電力−ゲイン特性に関しては、図１１に実線ＡＡで示すように、出力電力ＰＯＵＴに対してアンプのゲインＧＰＡが一定であることが望まれる。
【００１２】
ところが、実際の出力パワーアンプは、制御電圧−電力特性に関しては、図１０に破線Ｂで示すように、出力制御電圧ＶＲＡＭＰが小さい範囲では出力電力ＰＯＵＴが直線的に変化しないとともに、出力電力−ゲイン特性に関しては、図１１に破線ＢＢで示すように、出力制御電圧ＶＲＡＭＰが小さい範囲ではゲインが所望のレベルよりも小さくなってしまう。その結果、振幅制御ループを閉じたまま出力パワーアンプの出力電力を立ち上げようとすると、振幅制御ループが安定するまでに時間がかかり、規定の時間内に立ち上げるのが困難であることが明らかとなった。その他の欠点は、振幅ループの安定性を低下させる開ループゲインの低減によって位相余裕が減少することである。
【００１３】
本発明の目的は、開ループゲインの変化によって引き起こされる閉ループ周波数帯域の減少によって振幅制御ループの立ち上がりが遅くなるのを回避することができる、位相変調および振幅変調を行なう機能を有する携帯電話機などの無線通信システムのための極めて信頼性の高い装置を提供することにある。
【００１４】
本発明の他の目的は、位相変調と振幅変調を行なう機能を有し、送信開始時に出力パワーアンプの出力電力を規定時間内に所定のレベルまで確実に増加させることができる携帯電話器のような無線通信システムのための極めて信頼性の高い装置を提供することにある。　本発明の他の目的は、送信開始時にどのような動作状況においても出力パワーアンプの出力電力を規定時間内に所定のレベルまで確実に増加させることができる無線通信システムのための極めて信頼性の高い装置を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
すなわち、送信用発振器から出力される搬送波の位相を制御する位相制御ループと、電力増幅回路から出力される送信出力信号の振幅を制御する振幅制御ループとを有するポーラーループ方式の無線通信装置において、振幅制御ループを構成する振幅検出回路から電力増幅回路までのフォワードパス上に、送信開始時に電力増幅回路の制御電圧を所定のレベルまで急速に持ち上げるプリチャージ手段を含ませるようにしたものである。これにより、プリチャージの間、振幅ループがオープンループ経路として働いて、送信開始時に出力パワーアンプの出力電力を規定時間内に所定のレベルまで確実に増加させることができるようになる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係る無線通信装置におけるポーラーループの一実施例の概略構成を示す。図１の無線通信装置におけるポーラーループは、ＧＳＭシステムにおけるＧＭＳＫ変調やＥＤＧＥシステムにおける８−ＰＳＫ変調を行なうことができる高周波ＩＣ１００、アンテナＡＮＴを駆動して送信を行なう高周波電力増幅回路（以下、パワーアンプと称する）２１０や送信電力を検出するためのカプラ２２０などを含むパワーモジュール２００、送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ／Ｑ信号を生成したり高周波ＩＣ１００の制御信号やパワーモジュール２００内のパワーアンプ２１０に対するバイアス電圧ＶＢＩＶＧＡＳを生成したりするベースバンド回路３００、位相変調された送信信号（搬送波）を生成する送信用発振器ＴｘＶＣＯ、位相ループの帯域を制限するループフィルタＬＰＦ１とから構成される。
【００１７】
高周波ＩＣ１００は１つの半導体チップ上に半導体集積回路として実現される。この高周波ＩＣ１００のチップ上には、以下に詳述するような送信系の回路の他に、ロウノイズアンプ（ＬＮＡ）、受信信号を中間周波数の信号にダウンコンバートするミクサ（Ｒｘ−ＭＩＸ）、高利得のプログラマブル・ゲインアンプ（ＰＧＡ）などからなる受信系回路１９０が形成されている。この高周波ＩＣ１００と送信用発振器ＴｘＶＣＯとループフィルタＬＰＦ等を１つのセラミック基板のような絶縁基板上に実装してモジュールとして構成することができる。
【００１８】
このようなポーラーループを構成する本実施例の高周波ＩＣ１００は、発振器ＩＦ−ＶＣＯで生成された中間周波数の発振信号φＩＦから互いに位相が９０°ずれた信号を生成する位相分周回路１１０、ベースバンドＬＳＩ３００から供給されるＩ／Ｑ信号と位相分周回路１１０で分周された信号とをミキシングして直交変調を行なう直交変調回路１２０、送信用発振器ＴｘＶＣＯからのフィードバック信号と高周波発振器ＲＦ−ＶＣＯからの発振信号φＲＦとをミキシングして８０ＭＨｚのような信号にダウンコンバートするミクサ１３１、該ミクサ１３１の出力信号と前記直交変調回路１２０の出力信号との位相差を検出する位相検出回路１４０、パワーアンプ２１０の出力レベルを検出する前記カプラ２２０の検出信号と高周波発振器ＲＦ−ＶＣＯからの発振信号φＲＦとをミキシングするミクサ１３２、該ミクサ１３２の出力を増幅するフィードバック側可変利得増幅回路ＭＶＧＡ、増幅された信号と前記直交変調回路１２０の出力信号とを比較して振幅差を検出する振幅検出回路１５０、振幅検出回路１５０の出力に応じた電圧を発生するとともに振幅ループの周波数帯域を規制するループフィルタＬＰＦ２、ループフィルタＬＰＦ２の出力を増幅するフォワード側可変利得増幅回路ＩＶＧＡ、可変利得増幅回路ＭＶＧＡおよびＩＶＧＡの利得を制御する利得制御回路１６０、チップ内部の制御情報や動作モード等を設定するためのレジスタ１７０、レジスタ１７０の設定値に基づいてチップ内部の各回路に対するタイミング信号を出力して動作モードに応じて所定の順序で動作させるシーケンサ１８０などを備える。ＩＶＧＡの後段には、電圧／電流コントローラＶＩＣ、コンデンサＣ４、およびレベル・シフタＬＶＳが接続され、さらにスイッチＳＷ１が接続されている。
【００１９】
この実施例では、上記カプラ２２０−ミクサ１３２−可変利得増幅回路ＭＶＧＡ−振幅検出回路１５０−ループフィルタＬＰＦ２−可変利得増幅回路ＩＶＧＡ−パワーアンプ２１０により振幅ループが構成される。また、位相検出回路１４０−ループフィルタＬＰＦ１−送信用発振器ＴｘＶＣＯ−ミクサ１３１−位相検出回路１４０により位相ループが構成される。具体的には、直交変調回路１２０の出力信号とミクサ１３１からのフィードバック信号に位相差が生じていると、この位相差を減少させるような電圧が送信用発振器ＴｘＶＣＯの周波数制御端子に供給され、ミクサ１３１からのフィードバック信号の位相が直交変調回路１２０の出力信号の位相と一致するようにされる。この位相ループにより、送信用発振器ＴｘＶＣＯの出力の位相が電源電圧変動や温度変化に対してずれないようにする制御が行われる。なお、送信用発振器ＴｘＶＣＯの振幅は一定である。
【００２０】
さらに、この実施例では、上記可変利得増幅回路ＭＶＧＡの出力が位相検出回路１４０にフィードバックされて、カプラ２２０−ミクサ１３２−可変利得増幅回路ＭＶＧＡの経路が振幅ループと位相ループの共通のフィードバックパスとして使用可能に構成されている。
【００２１】
振幅ループにおいては、パワーアンプ２１０の出力がカプラ２２０により検出され、その検出信号がミクサ１３２により中間周波数帯（ＩＦ）に変換され、可変利得増幅回路ＭＶＧＡにより増幅されてフィードバック信号ＳＦＢとして振幅検出回路１５０に供給される。そして、振幅検出回路１５０で直交変調回路１２０により変調された送信信号とフィードバック信号ＳＦＢとが比較されて振幅差が検出され、その振幅差が可変利得増幅回路ＭＶＧＡで増幅され、振幅制御を行なうためパワーアンプ２１０の出力制御端子に制御電圧ＶＡＰＣとして印加される。
【００２２】
この実施例においては、可変利得増幅回路ＭＶＧＡとＩＶＧＡのゲインが、それらのゲインの和がほぼ一定になるように、利得制御回路１６０によりベースバンドＬＳＩ３００からの制御電圧ＶＲＡＭＰに応じて逆方向へ制御される。この制御が実行されるのは次の理由による。
【００２３】
すなわち、振幅ループの周波数帯域を一定に保つためには開ループ利得（ｏｐｅｎ　ｌｏｏｐ　ｇａｉｎ）を一定に保つ必要があるが、振幅ループを使ってパワーアンプ２１０の出力電力を制御する際、フィードバックパス上の可変利得増幅回路ＭＶＧＡのゲインが変化すると振幅ループのゲインが変化して位相余裕が減少しループの安定性が低下するからである。
【００２４】
本実施例においては、パワーアンプ２１０の出力電力を制御する際、フィードバックパス上の可変利得増幅回路ＭＶＧＡのゲインを増加させた場合にはフォワードパス上の可変利得増幅回路ＩＶＧＡのゲインは逆に減少させ、フィードバックパス上の可変利得増幅回路ＭＶＧＡのゲインを減少させた場合にはフォワードパス上の可変利得増幅回路ＩＶＧＡのゲインは逆に増加させるようにしている。これによって、開ループ利得を一定に保つことができ、振幅ループの周波数帯域も一定に保たれる。
【００２５】
ここで、フォワードパス上の可変利得増幅回路ＩＶＧＡとフィードバックパス上の可変利得増幅回路ＭＶＧＡに対する利得制御について詳しく説明する。
ＥＤＧＥまたはＧＳＭ対応の携帯電話端末では、パワーアンプの出力電力ＰＯＵＴを一定時間内に所望の値まで増加または減少させるパワー制御が行なわれる。ポーラーループでは、このパワー制御を可変利得増幅回路ＭＶＧＡのゲインを制御することにより行なう。
【００２６】
具体的には、可変利得増幅回路ＭＶＧＡのゲインを減少させれば振幅ループのフィードバック信号は小さくなるので、変調回路からの基準信号と一致させるために、振幅ループはパワーアンプ２１０のＲＦゲインＧＰＡ（ＰＯＵＴ／ＰＩＮ）を増加させるように働き、出力電力ＰＯＵＴは増加する。出力電力ＰＯＵＴを減少させたい時は可変利得増幅回路ＭＶＧＡのゲインを増加させればよい。本実施例では、可変利得増幅回路ＭＶＧＡのゲインは、ベースバンドＬＳＩ３００からの制御電圧ＶＲＡＭＰにより制御される。しかも、可変利得増幅回路ＭＶＧＡのＲＦゲインＧＭＶＧＡの減少または増加の割合と、パワーアンプのゲインＧＰＡの増加または減少の割合は常に等しくされる。
【００２７】
この制御の運用ため、制御電圧ＶＲＡＭＰに対する可変利得増幅回路ＭＶＧＡのゲインの変化は図１２（Ａ）に実線ＧＭＡで示すように右下がりの直線になり、制御電圧ＶＲＡＭＰに対するパワーアンプ２１０のゲインの変化は図１２（Ａ）に実線ＧＰＡで示すように右上がりの直線になる。また、これによってパワーアンプ２１０の出力電力ＰＯＵＴは、図１２（Ｂ）に示すように、制御電圧ＶＲＡＭＰに対して直線的に増加するようになる。パワーアンプ２１０のｄＢｍで表わされる出力電力ＰＯＵＴは電圧で表わされるＶＲＡＭＰにより直線的に増加する。
【００２８】
一方、変調回路１２０からの基準信号ＳＲＥＦは、８−ＰＳＫで変調された信号であり振幅成分は変化しているが、振幅制御ループの作用によりパワーアンプ２１０の出力電力ＰＯＵＴの振幅成分が基準信号ＳＲＥＦと一致するように制御がなされる。このときパワーアンプ２１０の出力電力ＰＯＵＴは上述したパワー制御により所望の値に維持されている。このようにポーラーループでは、８−ＰＳＫに従ってパワーアンプの出力を変調させることができる。また、ポーラーループは、ＧＭＳＫも同時にサポートすることができるため、従来は外付けＩＣで対応していた出力電力制御機能（ＡＰＣ機能）はもはや不要である。
【００２９】
以上に加えて、この実施形態は、スイッチＳＷ１を介して、パワー・アンプ２１０の出力制御端子に、可変利得増幅回路ＩＶＧＡの出力電圧またはベースバンドＬＳＩ３００からの制御電圧ＶＲＡＭＰを選択的に供給することができるように構成されている。詳細には、高周波パワー・アンプ回路２１０は、８−ＰＳＫ変調モードにおいては、振幅ループからの制御電圧によって制御され、ＧＭＳＫ変調モードでは、パワー・アンプ２１０の出力を制御することができるよう、振幅ループからの制御電圧に代わって、ベースバンドＬＳＩ３００からの制御電圧ＶＲＡＭＰがパワー・アンプ２１０に直接供給可能にされている。この実施例では、ＧＭＳＫモードにおいても、振幅制御ループがパワーアンプを制御することができる。スイッチＳＷ１の切替えは、ベースバンドＬＳＩ３００からのレジスタ１７０への設定により行なえるようにされている。
【００３０】
前述のようにポーラーループでは、位相ループと振幅ループの共同作用により、パワーアンプ２１０の出力の位相と振幅を正確に制御できるので、ＧＭＳＫとＥＤＧＥの両方式に対応したデュアルモードの送信回路に適している。これは、ＧＭＳＫ変調方式では位相成分のみに送信情報を持たせているのに対し、ＥＤＧＥ方式は転送レートを高めるために振幅成分にも情報を持たせているためである。ＧＭＳＫ方式のみに対応していた従来の送信回路では、パワーアンプの出力振幅が一定になるように制御をかけていたため、ＥＤＧＥのように振幅変化を含む方式には対応できなかった。
【００３１】
ポーラーループでは、先に述べたように、パワーアンプ２１０の出力からのフィードバック信号と変調回路１２０の出力を比較し、可変利得増幅回路のゲイン調整で、パワーアンプの出力（正確にはパワーアンプの平均出力電力）を制御できる。これが使用されるのは、電力立上げ時のみである。
【００３２】
電力立上げの間、基準信号の振幅は常に一定である。パワー・アンプの出力電力を増加させる唯一の方法は、可変利得増幅回路ＭＶＧＡのゲインを小さくし、電力の立上げを制御することである。バーストの有効部分が継続している間、可変利得増幅回路のゲインが一定に維持され、パワー・アンプの出力電力は、基準信号の振幅変調を完全に再現する。したがってＧＳＭＫモードを使用すると、一定の出力電力が維持され、また、ＥＤＧＥモードを使用すると、出力電力は８−ＰＳＫ信号のように変化する。
【００３３】
しかし、ＧＳＭ、ＥＤＧＥどちらの方式の場合においても、規格により、アンテナ端において、立ち上がり（制御アップ）期間、立下がり（制御ダウン）期間及びデータ送信期間の電力は、所定のタイムマスクに常に収まらなければならないと規定されているが、特に立上がり期間に関して規格を満足する回路の実現は比較的困難である。以下、この要求規格を満足させることが可能な実施例についてより詳細に説明する。
【００３４】
図２には、前記位相ループと振幅ループのより詳細な構成が示されている。図２に示されているように、カプラ２２０とミクサ１３２との間には、カプラ２２０の出力を減衰してミクサ１３２に供給するアッテネータＡＴＴが、またミクサ１３２と可変利得増幅回路ＭＶＧＡとの間および可変利得増幅回路ＭＶＧＡと振幅検出回路１５０との間にはそれぞれ不要な高調波を除去するためにロウパスフィルタＭＬＰＦ１，ＭＬＰＦ２が設けられている。また、この実施例では、カプラ２２０により検出されフィードバックバスを介して帰還されたパワーアンプ２１０の出力レベルを、位相検出回路１４０または振幅検出回路１５０に選択的に入力可能にするためにスイッチＳＷ０が設けられている。
【００３５】
さらに、この実施例では、可変利得増幅回路ＩＶＧＡの後段に、可変利得増幅回路ＩＶＧＡの差動出力によりチャージまたはディスチャージを行なって可変利得増幅回路ＩＶＧＡの出力に応じた電圧を発生するチャージポンプＣＧＰと、チャージポンプで発生された電圧を約０．６Ｖだけ負の方向へシフトするレベルシフト回路ＬＶＳとが設けられている。レベルシフト回路ＬＶＳは同一のゲインをもたらすように設計することができる。チャージポンプＣＧＰは一対の電流源ＩＳ１，ＩＳ２と容量Ｃ４とから構成されているとともに、電流源ＩＳ１，ＩＳ２と容量Ｃ４との間にはループ遮断用のスイッチＳＷ１１が設けられている。
【００３６】
また、チャージポンプＣＧＰの出力ノードＮ１には、スイッチＳＷ１２を通して該ノードをプリチャージするためのプリチャージ用電流源ＰＣＩが接続されている。さらに、変調回路１２０からの信号と振幅ループの帰還信号とを比較して、帰還信号が所定レベルに達したか否かを検出するレベル検出回路ＤＣＴと、該レベル検出回路ＤＣＴの出力信号によって動作され前記スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２のオン、オフ制御信号を生成するフリップフロップＦＦ１とが設けられている。
【００３７】
レベル検出回路ＤＣＴは、帰還信号が−５．９ｄＢｍになった時に出力信号がハイレベルに変化するように構成されている。なお、この帰還信号の−５．９ｄＢｍは、パワーモジュール２００の出力制御端子（ＶＡＰＣ）が−１１ｄＢのようなレベルになっているときの帰還信号のレベルに相当する。レベルシフト回路ＬＶＳを設けているのは、チャージポンプでは電流源ＩＳ２の性質から０Ｖを出すことができないためである。
【００３８】
次に、本実施例のポーラーループ方式の送信回路における出力電力の立上げに含まれる動作を、図３のフローチャートを用いて説明する。
出力電力の立上げ動作では、先ず送信用発振器ＴｘＶＣＯを起動させる（ステップＳ１）。続いて、ベースバンドＬＳＩ３００から変調回路１２０へＩ，Ｑ信号を送って中間周波数信号φＩＦを変調させ、変調された信号を位相検出回路１４０と振幅検出回路１５０へ供給する。このとき、位相検出回路１４０には送信用発振器ＴｘＶＣＯの送信信号がミクサ１３１でダウンコンバートされた信号が帰還されており、位相検出回路１４０はこの帰還信号と前記変調信号の位相とを比較して、位相を一致させるような制御を開始する（ステップＳ２）。振幅検出回路１５０においても、変調信号とカプラ２２０からの検出信号がフィードバックパスを介して入力されている。
【００３９】
次に、フリップフロップＦＦ１をリセット信号ＲＳによりリセットさせて、その出力信号によって振幅ループのフォワードパス上のスイッチＳＷ１１をオフさせ、ループをオープン状態にさせる（ステップＳ３）。なお、このとき、可変利得増幅回路ＩＶＧＡが図９に示すような一般的な差動増幅回路で構成されている場合、可変利得増幅回路ＩＶＧＡは反転入力端子と非反転入力端子との間を短絡しておくようにする。これは、振幅ループ上のループフィルタＬＰＦ２内の容量Ｃ２，Ｃ３と抵抗Ｒ３の基準電圧を維持するためと、振幅ループを閉じたときの可変利得増幅回路ＩＶＧＡの出力の急激な変動を回避するためである。
【００４０】
また、ループのオープンとほぼ同時に、スイッチＳＷ１２をオンさせてプリチャージ用電流源ＰＣＩによってチャージポンプの容量Ｃ４のプリチャージを開始する（ステップＳ４）。その後、レベル検出回路ＤＣＴが変調信号と振幅ループからの帰還信号のレベルが一致したと判定すると、レベル検出回路ＤＣＴによってフリップフロップＦＦ１をラッチ動作させてその出力を変化させる（ステップＳ５，Ｓ６）。これによって、スイッチＳＷ１２がオフされてプリチャージが停止されるとともに、フォワードパス上のスイッチＳＷ１１がオンされて振幅ループが閉ループ状態にされ、振幅制御が開始される（ステップＳ７）。また、このとき、可変利得増幅回路ＩＶＧＡは差動の入力端子間の短絡を解除する。
【００４１】
以上の動作はベースバンドＬＳＩ３００から高周波ＩＣ１００に送信開始コマンドを送ることにより、シーケンサ１８０によって自動的に実行される。この場合、出力制御電圧ＶＲＡＭＰは、パワーモジュール２００の出力電力を所望のレベルに立ち上げるべくスイッチＳＷ１１がオンされて振幅ループがクローズされる前に、既にアクティブにされる。
【００４２】
上記のように本実施例では、図４に示すように、振幅ループ内の容量がプリチャージされるとすぐに、出力電力を要求時間内に立ち上げることができるため、ＥＤＧＥ方式で規定されているタイムマスク（ＧＳＭ方式でも同じ）の範囲内での出力電力の立上げが可能となる。なお、図４は基地局から比較的離れていて出力要求レベルが２７ｄＢｍのように比較的高い場合のタイムマスクと立上げ動作を、また図５は基地局から比較的近くで出力要求レベルが１３ｄＢｍのように比較的低い場合のタイムマスクと立上げ動作を示したものである。出力要求レベルが比較的低い場合には、図５に示すように、プリチャージの開始を例えば１０μ秒のような所定時間だけ遅らせることにより、規定されているタイムマスクの範囲内での立上げが可能となる。
【００４３】
図６には、プリチャージ回路の第２の実施例が示されている。
この第２の実施例は、第１の実施例の回路に加えて、プリチャージ用電流源ＰＣＩを制御するためのタイマＴＭＲを設けたものである。このタイマＴＭＲは、ベースバンドＬＳＩ３００から供給されるクロック信号によって計時動作するように構成することができる。また、タイマＴＭＲはシーケンサ１８０内に他のタイマと一体に設けてもよい。このタイマＴＭＲは、図３のステップＳ４におけるプリチャージ開始と同時に起動され、例えば５μｓｅｃ経過するとプリチャージ用電流源ＰＣＩをオフさせる。この方法によれば、その時点では帰還信号が所定のレベルに到達していないため、レベル検出回路ＤＴＣの出力に変化がない場合であっても、プリチャージを終了させることができる。
【００４４】
プリチャージ回路を構成している素子の定数が、設計によって、レベル・シフト回路ＬＶＳの出力、すなわちパワー・モジュール２００の出力制御電圧（ＶＡＰＣ）が、プリチャージ開始後、約５μ秒で例えば−１１ｄＢのレベルに到達するように設定されている場合であっても、製造によるばらつきのため、出力電力の立上げ速度は、期待値より遅くなる。したがってプリチャージに時間がかかる場合、例えば５μ秒を大きく超える時間を要する場合、タイム・マスクによって規定される所定の時間（２８μ秒）以内に、パワー・モジュール２００の出力電力を所定のレベルまで持ち上げることができないが、第２の実施形態はこの問題を解決している。
【００４５】
図６の実施例では、タイマＴＭＲによってプリチャージ用電流源ＰＣＩのオン・オフ状態が制御されるように構成されているが、フリップフロップＦＦ１（図６ではインバータＩＮＶ）の出力とタイマＴＭＲの出力の論理積をとるＡＮＤゲートを設けて、いずれか早い方の信号でスイッチＳＷ１２をオフさせることでプリチャージを終了させるように構成することも可能である。ただし、図６の実施例のように、タイマＴＭＲによってプリチャージ用電流源ＰＣＩのオン・オフ状態を制御し、フリップフロップＦＦ１（インバータＩＮＶ）の出力でスイッチＳＷ１２をオフさせるようにするのが、タイミングの観点からは望ましい。
【００４６】
つまり、一般にはスイッチＳＷ１２の反応よりも定電流源の反応の方が遅いので、仮にレベル検出回路ＤＴＣの出力が変化したときにフリップフロップＦＦ１の出力でプリチャージ用電流源ＰＣＩのオフさせてプリチャージを終了させるように構成すると、製造ばらつきで出力電力の立上がり速度が見込みよりも非常に速かった場合に電流源の反応の遅れで出力電力がタイムマスクの禁止範囲に陥ってしまうおそれがある。従って、実施例のようにフリップフロップＦＦ１（インバータＩＮＶ）の出力でスイッチＳＷ１２をオフさせるようにするのが望ましい。
【００４７】
一方、製造ばらつきで出力電力の立上がり速度が見込みよりも遅くなることを考慮すると、そのような場合には前記実施例の場合と同様に、タイマＴＭＲを使用してプリチャージ用電流源ＰＣＩをオフさせるようにすると、プリチャージ期間の終了時点で到達する出力電力は、プリチャージ用電流源ＰＣＩの反応の遅れで振幅ループが到達する出力電力よりも大きくなる。そのため、実施例のような構成をとることにより少しでも出力電力の立上げを早くすることができるという利点がある。
【００４８】
なお、図６および次の図７の実施例には、レベル検出回路ＤＴＣの構成例も示されている。この実施例のレベル検出回路ＤＴＣは、変調回路１２０から供給される−５．９ｄＢｍの基準レベルを与える信号（例えば８０ＭＨｚの交流信号）ＳＲＥＦを直流信号に変換するダイオードＤ１と容量Ｃ１１とからなる第１の交流−直流変換手段と、振幅ループのフィードバックパスからの帰還信号ＳＦＢを直流信号に変換するダイオードＤ２と容量Ｃ１２とからなる第２の交流−直流変換手段と、変換された信号同士を比較する差動アンプからなるコンパレータＣＭＰとから構成されている。
【００４９】
図７には、プリチャージ回路の第３の実施例が示されている。
この第３の実施例は、チャージポンプＣＧＰを構成する容量Ｃ４を段階的にプリチャージする２段階プリチャージ方式を適用したものである。具体的には、レベルシフト回路ＬＶＳにおけるシフト量（出力側で−０．６Ｖ）の基準となる電圧を与える定電圧源ＣＶ１（０．１Ｖ）と、容量Ｃ４が接続されているノードＮ１との間にスイッチＳＷ１３が設けられており、これで定電圧源ＣＶ１をプリチャージ電源として利用できるように構成されている。
【００５０】
プリチャージ用電流源ＰＣＩとしては、第１や第２の実施例のプリチャージ用電流源ＰＣＩよりも電流値の小さなものが使用されている。そして、この実施例では、図８に示すように、出力の立上げ直後の短い時間Ｔ１内に先ずスイッチＳＷ１３がオンされて、容量Ｃ４が定電圧ＣＶ１により０．１Ｖまでプリチャージされる。その後、スイッチＳＷ１２がオンされて比較的長い時間Ｔ２をかけて、容量Ｃ４がプリチャージ用電流源ＰＣＩによって約０．４Ｖまでゆっくりとプリチャージされる。
【００５１】
前記実施例では、プリチャージ終了のタイミングの遅れを防止するため、レベル検出回路ＤＣＴの出力でプリチャージ制御用のスイッチＳＷ１２がオフされるとしたが、さらに厳密に考えると、パワーモジュール２００の出力電力が−１１ｄＢｍに達したことを検出するレベル検出回路ＤＣＴでの検出遅れと、レベル検出回路ＤＣＴの検出出力によるスイッチＳＷ１２のオフタイミングの遅れとがあるため、その間に容量Ｃ４がオーバープリチャージされるおそれがある。そこで、この第３実施例では、プリチャージ用電流源ＰＣＩとして比較的電流値の小さなものを使用してプリチャージ速度を下げるようにしている。これとともに、このプリチャージ用電流源ＰＣＩによるプリチャージの前に、シフト用の定電圧源ＣＶ１を利用して目標レベルよりも低い０．１Ｖまでは比較的高速にプリチャージを行ない、その後プリチャージ用電流源ＰＣＩによってゆっくりとプリチャージを行なわせるようにしている。これにより、容量Ｃ４のオーバープリチャージを防止することができる。
【００５２】
プリチャージ中は、可変利得増幅回路ＩＶＧＡは、反転入力端子と非反転入力端子の間が短絡され、その出力が解放される（図７のＳＷ１１によって）。次に、プリチャージの終了と同時に２つの入力端子がアクティブになり、出力端子もアクティブになる。
【００５３】
以上本発明者によってなされた発明を幾つか実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記第３実施例では、第１段階のプリチャージのためにレベルシフト回路ＬＶＳにおけるシフト用の定電圧源ＣＶ１を利用しているが、振幅ループの目標とするプリチャージレベル（例えば０．４Ｖ）よりも小さな定電圧源を別途設けて第１段階のプリチャージを行なうようにしても良い。ただし、第３実施例のようにシフト用の定電圧源ＣＶ１を利用した構成とすることにより、回路規模の増大を抑えることができる。
【００５４】
以上、本発明について、２つの方式すなわちＧＳＭ９００方式およびＤＣＳ１８００方式による通信を提供するようになされたデュアルバンド・システムに関して説明したが、本発明を利用して、ＧＳＭ方式またはＤＣＳ方式のいずれかによる通信、あるいは８５０ＭＨｚを使用したこれらの方式に加えて、ＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍ）１９００方式による通信を提供するようになされたトリプルバンド・システムにおいて、ＧＭＳＫ変調モード以外に、８−ＰＳＫ変調モードによる位相変調を必要とする通信を可能にすることもできる。
【００５５】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、開ループゲインの変化によって引き起こされる閉ループ周波数帯域の減少により振幅制御ループの立ち上がりが遅くなるのを回避することができる位相変調および振幅変調を行なう機能を有する携帯電話機などの無線通信システムのための極めて信頼性の高い装置を実現することができる。
【００５６】
また、本発明に従うと、位相変調と振幅変調を行なう機能を有し、送信開始時に出力パワーアンプの出力電力を規定時間内に所定のレベルまで確実に増加させることができる携帯電話器のような無線通信システムのための極めて信頼性の高い装置を実現することができる。
さらに、本発明に従うと、送信開始時にどのような動作状況においても出力パワーアンプの出力電力を規定時間内に所定のレベルまで確実に増加させることができる信頼性の高い無線通信装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の実施形態であるポーラーループ方式の送信回路の概略構成とそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。
【図２】図２は、図１の送信回路におけるポーラーループのより詳細な構成例を示すブロック図である。
【図３】図３は、本発明の第１の実施例のポーラーループ方式の送信回路における出力電力立上げ時の制御手順を示すフローチャートである。
【図４】図４は、本発明の第１の実施例のポーラーループ方式の送信回路における出力電力立上げ時の出力レベルの変化とＧＳＭシステムの規格で規定されている要求出力レベルが低い時のタイムマスクとの関係を示す説明図である。
【図５】図５は、本発明のポーラーループ方式の送信回路における出力電力立上げ時の出力レベルの変化とＧＳＭシステムの規格で規定されている要求出力レベルが高い時のタイムマスクとの関係を示す説明図である。
【図６】図６は、本発明の第２の実施例を示す振幅制御ループのフォワードパスの詳細な構成例を示す概要回路図である。
【図７】図７は、本発明の第３の実施例を示す振幅制御ループのフォワードパスの詳細な構成例を示す概要回路図である。
【図８】図８は、第３の実施例における出力電力立上げ時の振幅制御ループのフォワードパスのレベル変化を示すグラフである。
【図９】図９は、可変利得増幅回路の具体的な回路構成例を示す回路図である。
【図１０】図１０は、本発明の他の実施例のポーラーループ方式の送信回路を用いた無線通信システムを構成する出力パワーアンプの出力電力と出力制御電圧との関係を示す特性図である。
【図１１】図１１は、本発明の他の実施例のポーラーループ方式の送信回路を用いた無線通信システムを構成する出力パワーアンプの出力電力と電力ゲインとの関係を示す特性図である。
【図１２】図１２（Ａ），（Ｂ）は、本発明の他の実施例のポーラーループ方式の送信回路における出力制御電圧ＶＲＡＭＰと出力パワーアンプおよび利得可変増幅回路のゲインとの関係、並びに出力制御電圧ＶＲＡＭＰと出力パワーアンプの出力電力との関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１００　　高周波ＩＣ
１１０　　位相分周回路
１２０　　直交変調回路
１３１　　ミクサ
１３２　　ミクサ
１４０　　位相検出回路
１５０　　振幅検出回路
１６０　　利得制御回路
１７０　　レジスタ
１８０　　シーケンサ
１９０　　受信系回路
２００　　パワーモジュール
２１０　　パワーアンプ
２２０　　カプラ
２３０　　電圧制御回路
３００　　ベースバンド回路
ＴｘＶＣＯ　　送信用発振器
φＲＦ　　高周波発振器からの発振信号
φＩＦ　　中間周波数の発振信号
ＬＰＦ１　　ループフィルタ
Ｉ，Ｑ　　Ｉ／Ｑ信号
ＳＲＥＦ　　基準信号
ＳＦＢ　　フィードバック信号
Ｃ０〜Ｃ４　　容量素子
Ｒ１〜Ｒ３，ＲＴ１　　抵抗素子
ＳＷ０〜ＳＷ３　　スイッチ
ＡＰＤ　　アナログ位相比較器
ＤＰＤ　　デジタル位相比較器
ＬＶＳ　　レベルシフト回路
ＲＦ−ＶＣＯ　　高周波発振器
ＩＦ−ＶＣＯ　　発振器
ＭＶＧＡ，ＩＶＧＡ　　可変利得増幅回路
ＶＩＣ　　電流電圧変換器

Claims

位相変調と振幅変調を行なう変調回路と、該変調回路で変調された信号の位相成分を検出する位相検出回路と、前記変調回路で変調された信号の振幅成分を検出する振幅検出回路と、送信信号を電力増幅して出力する電力増幅回路と、該電力増幅回路の出力レベルに応じた信号を前記振幅検出回路に帰還させるフィードバック経路と、前記振幅検出回路と前記電力増幅回路との間のフォワード経路上に設けられ振幅制御ための制御電圧を発生する可変利得増幅回路と、前記フィードバック経路と前記フォワード経路を含む振幅制御ループの周波数帯域を与えるループフィルタと、前記電力増幅回路の出力電力立上げのために前記フォワード経路を所定のレベルまで持ち上げるプリチャージ手段とを備えている無線通信装置。
前記フィードバック経路により帰還される信号のレベルを検出するレベル検出手段をさらに備えるとともに、前記プリチャージ手段は電流源と該電流源と直列に接続されたスイッチ手段とを含み、該スイッチ手段は前記電力増幅回路の出力電力立上げ時にオン状態にされ、前記レベル検出手段による検出に基づいてオフ状態にされるように構成されている請求項１に記載の無線通信装置。
前記可変利得増幅回路は、プリチャージ動作の間、反転入力端子と非反転入力端子とが短絡状態にされ、プリチャージの終了に応じて反転入力端子と非反転入力端子との短絡が開放されるように構成されている請求項１に記載の無線通信装置。
前記フォワード経路上に、容量素子と該容量素子を充電する充電用電流源と前記容量素子の電荷を放電する放電用電流源とからなるチャージポンプ回路を備え、該チャージポンプ回路は、前記可変利得増幅回路の出力に応じて前記充電用電流源と前記放電用電流源を動作させて前記容量素子に電荷を蓄積し、
前記プリチャージ手段は、前記電力増幅回路の出力電力立上げ時に前記容量素子を所定のレベルまで充電させるように制御される請求項１，２または３に記載の無線通信装置。
タイマ回路を備え、前記タイマ回路によって前記プリチャージ手段によるプリチャージ動作が開始された後所定時間経過の検知または前記レベル検出手段よる検出のいずれか早い方のタイミングで、前記プリチャージ手段によるプリチャージ動作が終了されるように構成されている請求項１〜４のいずれかに記載の無線通信装置。
前記タイマ回路によって前記プリチャージ手段によるプリチャージ動作が終了される際に、前記電流源がオフされるように構成されている請求項１〜４のいずれかに記載の無線通信装置。
第１のプリチャージ手段と、該第１のプリチャージ速度よりも遅い第２のプリチャージ手段とをさらに備え、第１のプリチャージ手段と第２のプリチャージ手段は、前記電力増幅回路の出力電力立上げのために前記第１のプリチャージ手段のプリチャージ動作が開始された後、該第１のプリチャージ手段によるプリチャージ動作が停止され、前記第２のプリチャージ手段によるプリチャージ動作が開始され、前記レベル検出手段による検出に基づいて前記第２のプリチャージ手段がオフ状態にされるように構成されている請求項２〜６のいずれかに記載の無線通信装置。
第１のプリチャージ手段と、第２のプリチャージ手段とをさらに備え、第１のプリチャージ手段と第２のプリチャージ手段は、前記電力増幅回路の出力電力立上げるために前記第１および第２のプリチャージ手段の動作が開始された後、該第１のプリチャージ手段によるプリチャージ動作が停止され、前記第２のプリチャージ手段によるプリチャージ動作が継続され、前記レベル検出手段による検出に基づいて前記第２のプリチャージ手段がオフ状態にされるように構成されている請求項２〜６のいずれかに記載の無線通信装置。
前記第１のプリチャージ手段は、定電圧源と、該定電圧源と前記容量素子との間に接続されたスイッチ手段とを備える請求項７に記載の無線通信装置。
前記チャージポンプ回路の後段に入力電圧を負の方向にシフトした電圧を出力するレベルシフト回路が接続され、該レベルシフト回路におけるシフト量を設定する定電圧源が設けられ、該定電圧源が前記第１のプリチャージ手段を構成する定電圧源と共通に使用されるように構成されている請求項９に記載の無線通信装置。
前記フィードバック経路上に、前記電力増幅回路の出力レベル検出信号を増幅する第２の利得可変増幅回路が設けられ、該第２の利得可変増幅回路は出力制御信号に基づいて電力増幅回路の出力電力を増加させるときは利得が減少され、電力増幅回路の出力電力を減少させるときは前記第２の可変利得増幅回路の利得が増加されるとともに、該第２の可変利得増幅回路と前記フォワード経路上の前記可変利得増幅回路は出力制御信号に応じて互いに利得が逆の方向に変化するように制御される請求項１〜１０のいずれかに記載の無線通信装置。
前記位相検出回路の出力に応じて動作する送信用発振器をさらに備え、該発振器の出力に応じた信号を前記位相検出回路に帰還させ、該位相検出回路は前記変調回路からの変調信号と前記帰還信号の位相を比較して位相差に応じた信号を出力するように構成され、前記プリチャージ手段は、前記位相制御ループが起動されてからプリチャージが開始されるように構成されている請求項１〜１１のいずれかに記載の無線通信装置。
送信用発振器から出力される搬送波の位相を制御する位相制御ループと、電力増幅回路から出力される送信出力信号の振幅を制御する振幅制御ループとを有する無線通信装置における出力電力の立上げ方法であって、先ず前記位相制御ループを起動させ、前記位相制御ループが安定してから前記振幅制御ループをオープン状態にして前記振幅制御ループのフォワード経路を所定のレベルまで持ち上げるプリチャージを行ない、前記フォワード経路が所定のレベルまで達した時に前記プリチャージを終了させて前記振幅制御ループをクローズ状態にして電力増幅回路の出力電力を立ち上げるようにした出力電力の立上げ方法。
搬送波信号で動作する電力増幅回路を制御するための装置であって、電力増幅回路の出力を取得し取得された出力の振幅と搬送波信号を振幅変調する変調信号の振幅との差に応じた振幅制御信号を出力するようにされた比較手段に伝達するためのフィードバック経路と、振幅制御信号を電力増幅回路の入力部に伝達し電力増幅を制御するためのフォワード経路とを備え、低電力状態にある電力増幅回路の起動時にフォワード経路が動作して入力部から振幅制御信号を除去しかつ入力部に制御電圧を印加することにより、前記電力増幅回路の出力が、制御電圧が終了されかつ電力増幅回路の入力部に振幅制御信号が再印加される所定の電力値に到達する速度を速くする制御手段を備える装置。
前記フォワード経路は容量からなるループフィルタを備え、また、前記制御手段は前記容量に接続され前記制御電圧を生成するための電流源を備える請求項１４に記載の装置。
前記フォワード経路上のデバイスがトライステート状態にされることにより、前記電力増幅回路の入力から振幅制御信号が除去されるようにされる請求項１４または１５に記載の装置。
前記フォワード経路は可変利得増幅回路を備え、前記電力増幅回路から振幅制御信号が除去された場合に、前記制御手段は比較手段からの基準電圧を維持するべく、前記可変利得増幅回路の入力部を短絡させる請求項１４から１６のいずれかに記載の装置。
前記取得されたアンプ出力および変調信号をそれぞれ受ける比較手段の入力部における振幅ピーク信号を検出し、前記電力増幅回路から所定の電圧信号を開放しかつ振幅制御信号を再接続する制御信号を生成するようになされた検出手段を備える請求項１４から１７のいずれかに記載の装置。
取得されたアンプ出力が前記変調信号と等しいか、あるいはそれ以上のとき、前記検出手段が前記制御信号を生成する請求項１８に記載の装置。
前記制御手段は前記制御電圧が入力部に印加された後、所定の最大時間以内に制御電圧を確実に終了させ、かつ、振幅制御信号を前記電力増幅回路に確実に再印加させるように動作するタイマを備える請求項１４から１９のいずれかに記載の装置。
請求項１４から１７のいずれかに記載の装置が組み込まれた移動通信端末。