JP2010527202A - ポーラフィードバックを備える線形ｒｆ増幅器 - Google Patents

Abstract

ＲＦ信号の電力増幅のためのシステム（１００）はポーラフィードバック制御を有する。システムは、フィードバック補正をされた制御信号に基づいてＲＦ信号を変調するよう構成されるフィードバック制御型変調器（１１０）を有してよい。変調器（１１０）は、更に、変調ＲＦ信号を生成するよう構成される。システムは、また、フィードバック位相制御信号に基づいて変調ＲＦ信号の位相を補正するよう構成される位相シフタを有してよい。システムは、変調器及び／又は位相シフタと通信を行う電力増幅器（１１２）を更に有する。増幅器（１１２）は、変調ＲＦ信号を増幅して増幅ＲＦ出力信号を生成するよう構成される。システムは、また、フィードバック補正をされた制御信号及び／又はフィードバック位相制御信号を含むポーラフィードバック信号を生成するよう構成されるフィードバックネットワーク（１１６）を有する。

Description

本発明は、概して、無線周波数（ＲＦ）信号の線形増幅器のためのシステムに関し、より具体的に、ポーラ（polar）フィードバックによるＲＦ信号の線形増幅器のためのシステムに関する。

多数の形式の無線通信を含む様々なアプリケーションは、無線周波数（ＲＦ）伝送を用いる。例えば、ＲＦキャリア波は、伝えられるべき情報を含むバースバンド信号により変調されてよい。変調されたＲＦ信号は、次いで、増幅されて送信される。ＲＦ信号の増幅においては、ＲＦ信号が歪まないことを確かにするよう、ある程度の注意が払われるべきである。ＲＦ送信が歪む場合に、受信器は、ＲＦ信号を適切に復調して元のベースバンド信号を回復することができないことがある。

歪みを回避するよう、増幅プロセスは比較的線形に保つべきである。これを実現する１つの方法は、バックオフが大きい増幅器（すなわち、その最大電力容量をはるかに下回って動作する増幅器）を用いることである。増幅器のバックオフを確保することで、増幅器は比較的線形に動作しうる。しかし、通常、増幅器は、その最大容量からほど遠くバックオフを確保される場合に極めて非効率的に動作する。

歪みを回避するための他の方法は、増幅されたＲＦ信号の非線形性を補正するためにフィードバックを用いることである。フィードバック、特に負帰還の原理は数十年間知られている。通常、高品質の増幅器は、可聴歪みを極めて低いレベルまで下げるよう多大な負帰還を使用する。主に、（出力が受動フィードバックネットワークを介して入力に戻される）直接負帰還が、また、ＲＦ増幅器に適用され得る。しかし、極めて高いシステム利得が十分な線形性を得るために必要とされる。音声周波数で高システム利得を得ることは比較的容易であるが、無線周波数ではそれほど容易でない。結果として、直接負帰還の使用は、ＲＦ電力増幅器では制限されており、限界に近い結果しか提供しない。

ＲＦ信号の直接負帰還の代替案として、ＲＦ信号は、高い利得が得られるベースバンド（すなわち、音声周波数と同様の低周波信号）に変換されてよい。大いに増幅されたベースバンド信号は、次いで、ＲＦに逆変換されて、ＲＦ増幅器の入力に印加される。このプロセスは、信号をＲＦからバースバンドに復調し、次いで、増幅されたバースバンド信号を逆にＲＦに変調することを必要とする。

デカルト（Cartesian）フィードバックシステムでは、復調プロセスは、“同相（in-phase）”であって且つ“直交する（quadrature）”信号、すなわち“ＩＱ”信号を生成する。デカルトフィードバックシステムは、例えば温度のような動作条件に敏感であり、極めて厳しく管理された位相特性を有するＩＱ復調器及び変調器を必要とする。位相特性を適切に制御するよう、デカルトフィードバックは、実施及び調整をすることが困難である複雑な補助制御（auxiliary control）を必要とする。更に、通常、デカルトフィードバックを用いるシステムは高価であり且つ複雑である。結果として、デカルトフィードバックは、例えば双方向無線通信のようなある種のＲＦアプリケーションにとっては望ましくない。

従って、ＲＦ信号の線形増幅のための効率的なシステムが必要とされている。更に、比較的簡単で高価でない線形ＲＦ増幅システムが必要とされている。

ＲＦ信号の電力増幅のためのシステムによって解決法は提供される。このシステムは、フィードバック補正をされた制御信号に基づいてＲＦ信号を変調するよう構成されるフィードバック制御型変調器を有する。変調器は、更に、変調ＲＦ信号を生成するよう構成される。システムは、更に、変調器と通信を行う電力増幅器を有する。増幅器は、変調ＲＦ信号を増幅して増幅ＲＦ出力信号を生成するよう構成される。システムは、また、電力増幅器と通信を行う振幅検出器を有する。この振幅検出器は、増幅ＲＦ出力信号の振幅特性を検出して振幅フィードバック信号を生成するよう構成される。システムは、振幅検出器及び変調器と通信を行うフィードバックネットワークを有する。このフィードバックネットワークは、振幅フィードバック信号と元の波形の振幅成分との間の差に基づいて前記フィードバック補正をされた制御信号を生成するよう構成される。

本発明の１つの側面に従って、ポーラフィードバックによるＲＦ信号の電力増幅のためのシステムを表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、ポーラフィードバックを用い且つ位相変調器を有するＲＦ信号の電力増幅のためのシステムを表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、ポーラフィードバックを用い且つ周波数変調器を有するＲＦ信号の電力増幅のためのシステムを表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、３チャネル信号伝達のためのＩＱ変調器を有し且つポーラフィードバックを用いるＲＦ信号の電力増幅のためのシステムを表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、図４に表されたシステムの変形例を表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、図４に表されたシステムの他の変形例を表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、ポーラフィードバックを用い且つ単一変調器を有するＲＦ信号の電力増幅のためのシステムを表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、ポーラフィードバックを用い且つ直接デジタル合成を有するＲＦ信号の電力増幅のためのシステムを表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、ＩＱ復調器による振幅検出を有し且つポーラフィードバックを用いるＲＦ信号の電力増幅のためのシステムを表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、ＩＱ復調器による振幅及び位相の検出を有し且つポーラフィードバックを用いるＲＦ信号の電力増幅のためのシステムを表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、ＩＱ変調器による振幅及び位相の検出を有し且つポーラフィードバックを用いるＲＦ信号の電力増幅のためのシステムを表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、復調器出力バッファのオフセット調整をゼロにする回路を表すブロック図である。 本発明の他の側面に従って、変調器入力バッファのオフセット調整をゼロにする回路を表すブロック図である。

以下、一例として添付の図面を参照して、本発明について記載する。更に、図中、同じ参照符号は、全ての図を通して、対応する部分を表す。

本発明の実施形態には、ＲＦ信号の電力増幅のためのシステムであって、増幅器や送信器等を有するシステムが含まれる。本願で記載される実施形態は、例えば、双方向無線機、同時放送通信システム、及び携帯電話機のような、幅広い用途で実施されてよい。

図１は、本発明の１つの側面に従って、ポーラ増幅フィードバックによる線形増幅のためのシステム１００を表すブロック図である。ポーラ増幅フィードバックは、ポーラフィードバックネットワークの振幅チャネルに基づいて提供される。システム１００は、ＲＦ信号１０２を変調し増幅して、出力信号１０４を生成する。変調は振幅変調器（ＡＭ変調器）１１０によって提供され、増幅は電力増幅器（ＰＡ）１１２によって提供される。振幅変調器１１０及び電力増幅器１１２は、特定の用途に依存して、如何なる適切な形態をとってもよい。例えば、変調及び増幅の機能は、単一の装置にまとめられても、又は多数の装置の間で分けられてもよい。更に、１又はそれ以上の電力増幅器１１２は動作において線形である必要はない。システム１００は、電力増幅器１１２によって導入される如何なる歪み又は非線形性も補正するようポーラ振幅フィードバックネットワーク１１６を有する。

振幅検出器（ＡＭ検出器）１１４は、如何なる位相成分とも無関係な、出力信号１０４の振幅成分を検知する。例えば、振幅検出器１１４は単一のエンベロープ検出器であってよい。振幅検出器１１４は、振幅成分を示す信号をポーラ振幅フィードバックネットワーク１１６に供給する。ポーラ振幅フィードバックネットワーク１１６はフィードバック制御１１６Ａを有する。出力信号１０４の振幅成分に加えて、フィードバック制御１１６Ａは、また、元の入力波形の振幅成分を表す信号１０６を受信する。これら２つの信号に基づいて、フィードバック制御１１６Ａは、ポーラ振幅フィードバック制御信号を生成し、この信号を振幅変調器１１０に供給する。振幅変調器１１０は、ポーラ振幅フィードバック制御信号を用いて、増幅出力信号１０４の如何なる非線形性も適応させる。

入来するＲＦ信号１０２は、振幅変調器１１０に到達する前に予め部分的に変調されていることがある。例えば、入来ＲＦ信号１０２は、元の波形からの位相情報を用いて前もって変調されていてよい。代替的に、入来ＲＦ信号１０２は、元の波形からの位相及び振幅両方の情報を用いて前もって変調されていてよい。これらの代替案の例について、以下で詳細に記載する。

図２は、本発明の他の側面に従って、ポーラ振幅フィードバックによるＲＦ信号の電力増幅のためのシステム２００を表すブロック図である。図１に表されるシステム１００と同じく、図２の増幅システム２００は、振幅変調器２１０と、電力増幅器２１２と、振幅検出器２１４と、ポーラ振幅フィードバックネットワーク２１６とを有する。システム２００は、また、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２２０と、位相変調器（ＰＭ変調器）２３０とを有する。ＤＳＰ２２０は、変調発生源２２２を介してＩＱフォーマットで元の波形を供給する。ＤＳＰ２２０は、また、元のＩＱ波形のポーラ位相及び大きさの各成分を分離するアークタンジェント関数２２４及び振幅関数２２６を有する。これらの関数からの出力に基づいて、ＤＳＰ２２０は、位相成分信号２０８と、振幅成分信号２０６とを生成する。

位相変調器２３０は、位相成分信号２０８を受信し、この位相成分信号２０８に基づいてＲＦキャリア信号を変調して、部分的に変調をされたＲＦ信号２０２を生成する。ＲＦキャリア発生源２４０は、基礎を成すＲＦキャリア信号を発生させる。図２に表されるシステムで、部分的に変調をされたＲＦ信号２０２は、位相変調をされているが、まだ振幅変調をされていない。振幅変調器２１０は、ポーラ振幅フィードバックネットワーク２１６から受信したフィードバック制御信号に基づいて、部分的に変調をされたＲＦ信号２０２に振幅変調を行う。結果として得られる完全変調ＲＦ信号は、出力信号２０４としての増幅のために電力増幅器２１２へ励振器２１８を介して送信される。

図１に示されるシステム１００で見られたように、システム２００は振幅検出器２１４を有する。振幅検出器２１４は、如何なる位相成分とも無関係な、出力信号２０４の振幅成分を検知する。振幅検出器２１４は、検知した振幅成分を示す信号をポーラ振幅フィードバックネットワーク２１６に供給する。ポーラ振幅フィードバックネットワーク２１６は、検知された出力信号２０４の振幅成分と元の波形の振幅成分２０６との間の差に基づいてポーラ振幅フィードバック制御信号を生成する差分要素２１６Ａを有する。ポーラ振幅フィードバック制御信号は、高利得積分増幅器２１６Ｂによって増幅されて、振幅変調器２１０に供給される。振幅変調器２１０は、ポーラ振幅フィードバック制御信号を用いて、増幅出力信号２０４の如何なる非線形性も適応させる。

図２の増幅システム２００は、ＲＦ信号の簡単で効率的な線形増幅を提供する。この構造に存在する高利得負帰還により、システムは、検出器出力を所望の振幅変調波形とほとんど同一のものとする。このようなポーラ振幅フィードバックの使用は、振幅変調器２１０、励振器２１８、又は電力増幅器２１２によって導入される如何なる歪みも補正する。このことは、本来なら開ループシステムで増幅器が飽和近くで動作することにより生ずる歪みの危険性を伴わずに、飽和により近い電力増幅器２１２の効率的な動作を可能にする。更に、ポーラ振幅フィードバックネットワーク２１６に必要とされる構成要素は、比較的簡単であり且つ高価でない。しかし、システム２００の位相変調は、ある用途については交換条件を必要とする。通常、アナログ位相変調器は＋／−１８０度の位相シフトに制限される。多くの用途は、＋／−１８０度より大きい位相シフトを必要とする。代替の構成は、図３に示されるように、周波数変調器を用いることである。

図３は、本発明の他の側面に従って、ポーラ振幅フィードバックによるＲＦ信号の電力増幅のためのシステム３００を表すブロック図である。システム３００は、システム３００が周波数変調器３３０を有する点を除いて、図２に表されるシステム２００と同じである。更に、システム３００のＤＳＰ３２０は、元の波形の周波数変調成分を分離する微分演算器関数（ｄ／ｄｔ）３２８を有する。この関数の出力に基づいて、ＤＳＰ３２０は周波数成分信号３０８を生成する。周波数成分信号３０８は周波数変調器３３０に送られる。周波数変調器３３０は、周波数成分信号３０８に基づいてＲＦキャリア信号を変調して、部分的に変調をされたＲＦ信号３０２を生成する。部分的に変調をされたＲＦ信号３０２は、図２に関して上述されたように、ポーラフィードバック制御をされる振幅変調及び増幅のために振幅変調器３１０に送られる。

図３に示されるシステム３００は、図２のシステム２００についての利点の全てを有するとともに、＋／−１８０度より小さい位相シフトに制限されない。しかし、システム３００に必要とされる周波数処理及び変調は、ある用途について課題を提示しうる。周波数成分信号３０８を生成するために必要とされる微分演算器関数３２８は、一般に、微分の近似を行うために有限差分を用いる。このことは、振幅信号成分３０６と周波数成分信号３０８との間に時間遅延を生じさせる。この時間遅延は、出力信号３０４に歪みを引き起こしうる。信号の劣化は、時間遅延を最小限とするよう極めて高いサンプルレートで微分を行うことによって軽減され得る。しかし、このようなプロセスは、過度のプロセッサ電力及び／又は速度を必要としうる。

上述される位相変調器及び周波数変調器の代替案として、ＩＱ変調器が最初のＲＦ変調を行うために使用されてよい。例えば、図４は、本発明の他の側面に従って、ポーラ振幅フィードバックによるＲＦ信号の電力増幅のためのシステム４００を表すブロック図である。図４に示されるシステム４００は、システム４００が位相／周波数変調器に代えてＩＱ変調器４３０を有する点を除いて、図２及び図３のシステム２００及び３００と同じである。更に、システム４００のＤＳＰ４２０は、コサイン関数４２８Ａ及びサイン関数４２８Ｂを有する。これらの関数は、アークタンジェント関数４２４から位相成分信号を受信する。コサイン関数４２８Ａ及びサイン関数４２８Ｂは、位相成分信号を一定振幅の同相成分信号４０８Ａ及び直交成分信号４０８Ｂに分解する。これらの一定振幅ＩＱ信号４０８Ａ、４０８ＢはＩＱ変調器４３０に送られる。ＩＱ変調器４３０は、それらを用いてＲＦキャリア信号を変調する。ＩＱ変調器４３０は、部分的に変調をされたＲＦ信号４０２を生成する。この信号４０２は振幅変調器４１０に送られる。実際に、部分的に変調をされたＲＦ信号４０２は、元の波形からの振幅情報を有さないので、位相変調をされている。上述されたシステムと同じく、振幅情報は、振幅変調器４１０及びポーラ振幅フィードバック制御ネットワーク４１６を介して加えられる。ポーラ振幅フィードバック制御ネットワーク４１６は、上述された簡単で効率的な線形増幅についての同じ利点を提供する。

図４に示されるシステム４００は、上述された位相及び周波数の変調に係る制限を回避するよう３チャネル信号伝達を用いる。３つのチャネルのうち第１のチャネルはポーラ振幅である。残り２つのチャネルは、ポーラ位相の同相成分及び直交成分である。この３チャネルアプローチは、制限されない位相シフトを可能にするとともに、周波数変調に必要とされる微分関数によって引き起こされる遅延を回避する。

図５及び図６は、図４に示されるシステム４００についての変形例を表す。アークタンジェント関数、コサイン関数及びサイン関数に代えて、図５に示されるシステム５００のＤＳＰ５２０は正規化関数５２８を有する。正規化関数５２８は、ポーラ増幅によって元の波形のＩＱ信号を分割して、ポーラ位相の同相成分５０８Ａ及び直交成分５０８Ｂを分離する。これらの信号５０８Ａ及び５０８ＢはＩＱ変調器５３０に供給される。システム５００の残りの部分は、図４に示されるシステム４００と同じように動作する。

図６のシステム６００は同じであるが、正規化関数５２８を欠く。このシステム６００で、元の波形のＩＱ信号はＩＱ変調器６３０へ直接に供給される。結果として、ＩＱ変調器６３０は、元の波形の振幅及び位相の両方に基づいてＲＦキャリア信号を変調し、結果として得られる変調ＲＦ信号６０２を振幅変調器６１０に送る。このシステム６００の１つの利点は、ＤＳＰ６２０が、図４及び図５に示されるＤＳＰ４２０及び５２０と比べて簡単化されることである。振幅変調器６１０の入力での振幅成分の有無に関わらず、ポーラ振幅フィードバックネットワーク６１６は、やはり、システムの出力を所望のポーラ振幅とほとんど同一のものとする。システム６００の残りの部分は、図４及び図５に示されるシステム４００及び５００と同じように動作する。

上述されたシステムの他の代替案は、ＩＱ変調器及び振幅変調器の機能を組み合わせることである。例えば、図７は、本発明の他の側面に従って、ポーラ増幅フィードバックを用い且つ単一変調器７１０を有するＲＦ信号の電力増幅のためのシステム７００を表すブロック図である。システム７００は、一定振幅のＩＱ位相成分信号７０８Ａ及び７０８Ｂをポーラ振幅フィードバックネットワーク７１６からの振幅フィードバック制御信号と結合するよう構成される一対のアナログ乗算器７５０Ａ及び７５０Ｂを有する。結合信号は、ＲＦキャリア信号の変調のために単一のＩＱ変調器７１０に送られる。電力増幅器７１２、振幅検出器７１４及びＤＳＰ７２０を含むシステム７００の残りの部分は、上述されたシステムと同じように動作する。

図８に示される更なる他の代替の増幅システム８００は、最初の位相変調に代えて直接デジタル合成（ＤＤＳ（direct digital synthesis））８２８を用いる。ＤＤＳ８２８は、元の波形のＩＱ信号に基づいて直接に変調ＲＦ信号８０２を合成するよう構成される直接デジタル合成機能を有する。振幅変調器８１０、励振器８１８、電力増幅器８１２、振幅検出器８１４、及びポーラ振幅フィードバックネットワーク８１６を含むシステム８００の残りの部分は、図２乃至６に関して上述されたシステムと同じように動作する。

上述されるシステムの全てで、ポーラ振幅フィードバックは、振幅検出器の出力を所望の振幅出力とほとんど同一のものとする。振幅検出器自体が線形である場合は、検出器の入力及び出力はお互いに比例する。このことは、システムの出力が所望の振幅出力とほとんど同じであることを意味する。しかし、振幅検出器によって導入される如何なる非線形性も、システムの出力を等しく且つ反対の量だけ歪ませる。結果として、概して、線形な検出器を使用することが望ましい。

極めて線形なダイオードに基づく振幅検出器が利用可能であり、ここに記載されるシステムとともに使用されるのに適する。しかし、一般に、同期振幅検出器は、典型的なダイオード検出器より線形である。ＩＱ復調器（直交復調器として知られる。）は、通常、２つの同期検出器、すなわち、同相発振器の投入によるもの及び直交発振器の投入によるものを有する。このような復調器のＩチャネルは、図９に示されるような振幅検出を提供する。

図９は、本発明の他の側面に従って、ＩＱ復調器９１４による振幅検出を有し且つポーラ振幅フィードバックを用いるＲＦ信号の電力増幅のためのシステム９００を表すブロック図である。ＩＱ復調器９１４に加えて、システム９００は、また、固定位相シフタ９６０を有する。固定位相シフタ９６０は、ＩＱ変調器９３０から位相変調されたＲＦ信号９０２を受信し、ＩＱ変調器９３０の位相及びＩＱ復調器９１４の局部発振器を同期させるよう構成される。ＩＱ復調器９１４の局部発振器はＩＱ変調器９３０による位相変調の後に起こるので、局部発振器は増幅ＲＦ出力信号９０４の位相を追跡する。

ＩＱ復調器９１４のＩチャネル出力はＡ＊ｃｏｓ（θ）に比例する。なお、Ａは、復調器の入力の振幅であり、θは、その局部発振器の位相を参照する復調器９１４の入力の位相である。上記の位相追跡により、θ＝０であるから、ｃｏｓ（θ）＝１である。結果として、Ｉチャネル出力はＡ、すなわち入力の振幅に比例する。このようにして、復調器９１４のＩチャネルは、ポーラ振幅フィードバックネットワーク９１６に有効な振幅フィードバック信号を供給する。ＤＳＰ９２０、ＩＱ変調器９３０、振幅変調器９１０、励振器９１８、及び電力増幅器９１２を含む図９のシステム９００の残りの部分は、図４を参照して上述されるシステムと同じように動作する。

ＩＱ復調器９１４のＩチャネルは、励振器９１８及び電力増幅器９１２によって導入される位相歪みがない場合にのみ、全くの振幅検出を提供する。励振器９１８及び電力増幅器９１２のうちいずれかが位相歪みを導入する場合は、θ≠０であり、ＩＱ復調器９１４のＩチャネルは、増幅ＲＦ出力信号９０４の振幅成分を純粋に反映しない。他方で、総位相歪みが小さい場合は、θは小さいままであり、

である。

θ＝０を確かにするよう、図９のシステム９００は、ポーラ位相フィードバックを含むフルポーラフィードバックを有するよう変更されてよい。例えば、図１０は、本発明の他の側面に従って、ＩＱ復調器１０１４による振幅及び位相の検出を有し且つフルポーラフィードバックを用いるＲＦ信号の電力増幅のためのシステム１０００を表すブロック図である。ＩＱ復調器１０１４のＱチャネル出力はＡ＊ｓｉｎ（θ）に比例する。この出力は、θ＝０である限り、ゼロに等しい。しかし、小さい角度については、

である。従って、Ｑチャネル出力は、小さい角度についてはθに比例する。結果として、Ｑチャネル出力は、有効に位相検出器として働き、局部発振器信号の位相に対する増幅ＲＦ出力信号１００４の位相を表す。このことは、Ｑチャネル出力がポーラ位相フィードバック信号として働くことを可能にする。

積分増幅器１０１６Ｃによる増幅の後、Ｑチャネル出力によって提供されるポーラ位相フィードバック信号は、電圧制御型位相シフタ１０１６Ｄを制御するために用いられる。負帰還のために、フルポーラフィードバックネットワーク１０１６の位相部分は、ＩＱ復調器１０１４のＱチャネル出力をゼロにする。この方式では、積分増幅器１０１６Ｃは、電圧制御型位相シフタ１０１６Ｄに、励振器１０１８又は電力増幅器１０１２によって導入される如何なる過度の位相も相殺させる。このことは、励振器１０１８及び／又は電力増幅器１０１２から生ずる如何なる位相歪みも取り除くという追加の利点を提供する。プロセスにおいて、θは、また、ゼロにされる。このことは、ＩＱ復調器１０１４のＩチャネル出力が増幅ＲＦ出力信号１００４の振幅を正確に追跡することを確かにする。システム１０００の残りの部分は、図４及び図９に関して上述されたシステムと同じように動作する。

図９及び図１０に示されるＩＱ復調器９１４及び１０１４並びにポーラフィードバックネットワーク９１６及び１０１６についての変形例は、ポーラ位相及び／又は振幅フィードバックのための様々な可能性を提供する。例えば、フルポーラフィードバックネットワーク１０６の位相要素１０１６Ｃ及び１０１６Ｄは、振幅要素１０１６Ａ及び１０１６Ｂと無関係に使用されてよい。反対に、フルポーラフィードバックネットワーク１０６の振幅要素１０１６Ａ及び１０１６Ｂは、（図９に表されるように）位相要素１０１６Ｃ及び１０１６Ｄと無関係に使用されてよい。振幅のみのフィードバックネットワークは、特に、励振器１０１８及び電力増幅器１０１２がほとんど又は全く位相ひずみを導入しない（すなわち、θが小さく且つ

である）場合に有効である。励振器１０１８及び電力増幅器１０１２のいずれか一方又は両方からの位相歪みが有意である場合は、完全なポーラ振幅及び位相フィードバックネットワーク１０１６が用いられてよい。代替的に、線形ダイオードに基づく振幅検出器は、ＩＱ復調器１０１４に代えて、フルポーラフィードバックネットワーク１０１６の位相要素１０１６Ｃ及び１０１６Ｄを伴わずに、使用されてよい。

フルポーラフィードバックネットワーク１０１６の使用は、従来のデカルトフィードバックネットワークと比較して様々な利点を提供する。例えば、ポーラ位相及び振幅フィードバックループは独立しており、共に又は別々に動作してよい。従来のデカルトフィードバックネットワークで、Ｉ及びＱフィードバックループは相互に依存しており、独立して削除又は無効化をすることができない。更に、図１０に示されるＩＱ復調器１０１４の位相θは自動的に設定される。デカルトフィードバック方式は、この位相を設定するために追加の制御システムを必要とする。

フルポーラフィードバックネットワークは、また、図６に示される増幅システム６００に適用されてよい。例えば、図１１は、本発明の他の側面に従って、ＩＱ変調器による振幅及び位相の検出を有し且つフルポーラフィードバックを有するＲＦ信号の電力増幅のためのシステム１１００を表すブロック図である。図６のシステム６００と同じく、図１１に示されるＤＳＰ１１２０は、元の波形のＩＱ信号１１０８Ａ及び１１０８Ｂを直接にＩＱ変調器１１３０に供給する。いくつかの用途で、ＩＱ復調器１１１４の局部発振器が振幅変調成分を含む入力を受け取ることは、望ましくない。これを回避するよう、システム１１００は、２つの更なる構成要素を有するよう構成される。第１に、ＤＳＰ１１２０は、１／Ａ関数１１２６Ｂを有するよう構成されてよい。１／Ａ関数１１２６Ｂは、信号にその振幅の逆数を乗ずることによって位相成分を分離するために使用される。この関数１１２６Ｂの出力は、次いで、第２の更なる構成要素、すなわち振幅変調器１１６２を制御するために使用されてよい。これら２つの構成要素１１２６Ｂ及び１１６２は共に、固定位相シフタ１１６０への入力から振幅変調成分を除く。結果として、ＩＱ復調器１１１４の局部発振器への入力は振幅変調を含まない。図１１に示される残りの構成要素は、図９及び図１０を参照して上述されたシステムと同じように動作する。

いくつかのタイプの振幅変調器は、過剰なキャリア漏れが起こる。更に、あるＩＱ復調器は、過度のＤＣオフセットレベルが生ずる。これらの問題に対処するよう、漏れ及び／又はオフセットが問題を与える用途及び状況でゼロ化回路（nulling circuit）が使用されてよい。例えば、図１２は、本発明の他の側面に従って、復調器出力バッファのオフセット調整をゼロにする回路１２００を表すブロック図である。回路１２００は、ＩＱ復調器１２１４のＩチャネル出力のためのバッファ１２７０を有する。回路１２００は、ＩＱ復調器１２１４のＱチャネル出力について同じであってよい。バッファ１２７０は、２方向スイッチ１２７８のオフセット調整入力ポートを選択的に接続する。スイッチ１２７８は、バッファ１２７０のオフセット調整入力ポートを、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１２７６の出力、又はアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１２７４へ接続されている積分増幅器１２７２を含むフィードバックループのリターンエンドのいずれか一方に、選択的に接続する。通常動作の間、スイッチ１２７８は、ＤＡＣ１２７６の出力をバッファ１２７０のオフセット調整入力ポートに接続する。短時間の較正期間（例えば、＜＜１ミリ秒）の間、スイッチ１２７８はフィードバックループを閉じるよう設定され、フィードバックにシステム内の如何なるオフセットも相殺させる。較正の間、ＡＤＣ１２７４は、無効化（nulling）電圧を読み出し、その値をコントローラに送る。コントローラは、その値を記憶し、それをＤＡＣ１２７６に返す。較正期間が終わり、スイッチ１２７８がその通常の位置に復帰すると、所望の無効化電圧がＤＡＣ１２７６を介してバッファ１２７０に提供される。

ＩＱ復調器が無効にされると、同様の考えが、変調器の如何なる漏れも無効にするよう変調器−復調器結合の周囲で適用され得る。この場合に、フィードバックは、変調器に先行する入力へ適用されてよい。例えば、図１３は、本発明の他の側面に従って、変調器入力バッファのオフセット調整をゼロにする回路１３００を表すブロック図である。回路１３００は、無効化（nulled）ＩＱ復調器１３１４と対にされるＩＱ変調器１３３０のＩチャネル入力のためのバッファ１３７０を有する。回路１３００は、ＩＱ変調器１３３０のＱチャネル入力について同じであってよい。バッファ１３７０は、２方向スイッチ１３７８へ接続されているオフセット調整入力ポートを有する。スイッチ１３７８の動作は、図１２を参照して上述されたスイッチ１２７８と同様である。スイッチ１３７８は、バッファ１３７０のオフセット調整入力ポートを、デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１３７６の出力、又はアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１３７４に接続されている積分増幅器１３７２を含む、無効化ＩＱ復調器１３１４のＩチャネル出力からのフィードバックループのリターンエンドのいずれか一方に、選択的に接続する。通常動作の間、スイッチ１３７８は、ＤＡＣ１３７６の出力をバッファ１３７０のオフセット調整入力ポートに接続する。短時間の較正期間（例えば、＜＜１ミリ秒）の間、スイッチ１３７８はフィードバックループを閉じるよう設定され、フィードバックにシステム内の如何なるオフセットも相殺させる。較正の間、ＡＤＣ１３７４は、無効化（nulling）電圧を読み出し、その値をコントローラに送る。コントローラは、その値を記憶し、それをＤＡＣ１３７６に返す。較正期間が終わり、スイッチ１３７８がその通常の位置に復帰すると、所望の無効化電圧がＤＡＣ１３７６を介してバッファ１３７０に提供される。

図１２及び図１３に示されるゼロ化回路１２００及び１３００は、変調器／復調器が通常（すなわち、開ループ）モードで無効にされている期間はどれくらいであるのかに依存して、周期的な較正を用いる。例えば、温度及び動作が常に一貫している場合は、較正は、理論上、たった一度しか必要とされない。現実的に、たいていは、より頻繁に（例えば、１時間に一度、１日に一度、又は増幅器／送信器がオンされるたびに）ゼロ化回路を較正することが必要である。

本発明の方法及びシステムは、ソフトウェア、ハードウェア、又はソフトウェア及びハードウェアの組合せで実現されてよい。例えば、ソフトウェア及びハードウェアの典型的な組合せは、ここに記載される機能を実行するようＤＳＰを制御するプログラムを有するＤＳＰであってよい。ここに記載される機能を実現するよう適合されるあらゆるタイプのコンピュータシステム又は他の装置が適している。本文脈中、プログラムは、情報処理能力を有するシステムに特定の機能を実行させることを目的とする命令の組の、あらゆる言語、コード又は表記法でのあらゆる表現を有してよい。

以上の詳細な記載は限定ではなくむしろ例示と考えられるべきであり、全ての等価なものを含む特許請求の範囲は当然に本発明の技術的範囲を定めることを目的とすると意図される。当業者には明らかなように、ここに記載されるシステム及び方法についての変形例は本発明の技術的範囲の中で行われ得る。

Claims (14)

1. 無線周波数（ＲＦ）信号の電力増幅のためのシステムであって、
   フィードバック補正をされた制御信号に基づいてＲＦ信号を変調して変調ＲＦ信号を生成するよう構成されるフィードバック制御型変調器と、
   前記変調器と通信を行い、前記変調ＲＦ信号を増幅して増幅ＲＦ出力信号を生成するよう構成される電力増幅器と、
   前記電力増幅器と通信を行い、前記増幅ＲＦ出力信号の振幅特性を検出して振幅フィードバック信号を生成するよう構成される振幅検出器と、
   前記振幅検出器及び前記変調器と通信を行い、前記振幅フィードバック信号と元の波形の振幅成分との間の差に基づいて前記フィードバック補正をされた制御信号を生成するよう構成されるフィードバックネットワークと
   を有するシステム。
2. 前記元の波形の少なくとも位相成分を表す部分的に変調をされたＲＦ信号を更に有し、
   前記フィードバック補正をされた制御信号は、フィードバック補正をされた振幅制御信号であり、
   前記フィードバック制御型変調器は、前記フィードバック補正をされた振幅制御信号に基づいて前記部分的に変調をされたＲＦ信号に振幅変調を行って完全変調ＲＦ信号を生成するよう構成される振幅変調器である、請求項１記載のシステム。
3. 前記部分的に変調をされたＲＦ信号は、前記元の波形の位相成分を表す、位相変調をされたＲＦ信号である、請求項２記載のシステム。
4. 前記元の波形の位相成分に基づいてＲＦキャリア信号に位相変調を行って前記位相変調されたＲＦ信号を生成するよう構成される位相変調器を更に有する、請求項３記載のシステム。
5. 前記位相変調器及び前記フィードバックネットワークと通信を行い、矩形形式で前記元の波形を受け取って該元の波形を前記位相成分及び前記振幅成分に変換するポーラ信号変換器を更に有する、請求項４記載のシステム。
6. 前記元の波形の周波数成分に基づいてＲＦキャリア信号に周波数変調を行って前記部分的に変調をされたＲＦ信号を生成するよう構成される周波数変調器を更に有する、請求項２記載のシステム。
7. 前記周波数変調器及び前記フィードバックネットワークと通信を行い、矩形形式で前記元の波形を受け取って該元の波形を前記周波数成分及び前記振幅成分に変換する振幅−周波数信号変換器を更に有する、請求項６記載のシステム。
8. 前記元の波形の少なくとも前記位相成分を表す一対のＩＱ信号に基づいてＲＦキャリア信号を変調して前記部分的に変調をされたＲＦ信号を生成するよう構成されるＩＱ変調器を更に有する、請求項２記載のシステム。
9. 前記ＩＱ変調器と通信を行い、前記元の波形の前記位相成分のみを表すように前記一対のＩＱ信号を正規化するよう構成されるデジタル信号プロセッサを更に有する、請求項８記載のシステム。
10. 矩形形式で前記元の波形を受け取り、該元の波形を前記位相成分及び前記振幅成分に変換し、該振幅成分を前記フィードバックネットワークに供給するよう構成されるポーラ信号変換器と、
    前記ポーラ信号変換器及び前記ＩＱ変調器と通信を行い、前記位相成分を前記一対のＩＱ信号に変換するよう構成される矩形信号変換器と
    を更に有する、請求項８記載のシステム。
11. 前記ポーラ信号変換器及び前記矩形信号変換器は、デジタル信号プロセッサに実装される、請求項１０記載のシステム。
12. 前記振幅変調器と通信を行い、前記元の波形の位相成分に基づいて位相変調をされたＲＦ信号を生成するよう構成される直接デジタルシンセサイザを更に有する、請求項２記載のシステム。
13. 前記フィードバック補正をされた制御信号は、一対のフィードバック補正をされたＩＱ信号を有し、
    前記フィードバック制御型変調器はＩＱ変調器であり、
    前記フィードバックネットワークは、
    （ｉ）前記元の波形の少なくとも位相成分を表す一対のＩＱ信号と、
    （ｉｉ）前記振幅フィードバック信号と前記元の波形の振幅成分との間の前記差と
    に基づいて前記フィードバック補正をされたＩＱ信号を生成するよう構成される一対のアナログ乗算器を有する、請求項１記載のシステム。
14. 位相変調をされたＲＦ信号の位相特性に基づいて位相シフト信号を生成するよう構成される固定位相シフタを更に有し、
    前記振幅検出器は、前記電力増幅器及び前記固定位相シフタと通信を行うＩＱ復調器を更に有し、
    前記ＩＱ復調器は、前記位相シフト信号を受信して前記位相変調をされたＲＦ信号と同相で発振するよう構成される局部発振器を有し、
    前記振幅フィードバック信号は、前記増幅ＲＦ出力信号に基づいて前記ＩＱ復調器によって生成される同相成分を更に有する、請求項１記載のシステム。

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