JP2003523695A - 電圧−電流変換器 - Google Patents
電圧−電流変換器Info
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Abstract
Description
変換器に関する。この電圧−電流変換器は、同じ駆動条件のもとで、第1のトラ
ンジスタを通って流れる電流が、電圧−電流変換器の出力電流を示す、第2のト
ランジスタを通って流れる電流よりも所定のファクタだけ大きいように設計され
る。
変換するために利用される。これは、例えば、(省略してPLLとも表示される
)位相ロックループ中の(省略してVCOとも表示される)電圧制御発振器に必
要とされる。
器は、2つのノーマルオフn型チャンネルMOSFET12、14(「meta
l−oxide−semiconductor fieldeffect tr
ansistor」の略語)を備える電流ミラー10を有する。電流ミラー10
は直列抵抗器16を介してプログラミングされ、この直列抵抗器は、第1のトラ
ンジスタ12のドレイン端子と直列で入力電圧UEに接続され、電流ミラー10
の入力電流IEを示す、第1のトランジスタ12のドレイン電流I12を決定す
る。
ジスタ12のドレイン端子と接続される。従って、2つのトランジスタ12、1
4は同様に駆動する。第1のトランジスタ12のソース端子は接地される。第2
のトランジスタ14のソース端子は接地され、この第2のトランジスタのドレイ
ン端子において、電圧−電流変換器の出力電流IAが取り出される。
ge Schaltungen−5.Auflage」1996年、Verla
g Technik GmbH、Berlin、DE(ISBN 3−341−
01175−7)、図6.21において開示される。しかしながら、図2のとお
り、公知の電圧−電流変換器の場合、この図に示される回路は、入力電圧UEが
供給電圧UDDの代わりに直列抵抗器16に接続されることによって変更される
。従って、入力電圧UEは、直列抵抗器16の抵抗値に対応して、入力電流IE に比例する。
ジスタのそれぞれのドレイン電流I12、I14は、それぞれ互いに比例する。
トランジスタ12、14の、チャンネルにおける電荷キャリアの表面移動度μ0 、面毎のゲートキャパシタンスC0x、および閾値電圧UT等の、他のパラメー
タが同じである場合、これらの比例は、トランジスタ12、14の幾何学的寸法
を選択するだけで決定され得る。この場合、2つのドレイン電流I12およびI 14 は: I14/I12=β14/β12 であり、 ここで、β=W/Lは、チャンネル幅Wおよびチャンネル長さLを有するトラン
ジスタの幾何学的商である。
ャンネルと同じ長さであるが、10倍の幅にされることによって、チップ上の第
1のトランジスタ12および第2のトランジスタ14の配置が、β12=10・
β14であるように幾何学的に寸法調整される場合、それに応じて、さらにI1 2 =10・I14の関係式が得られる。
例するので、公知の電圧−電流変換器の出力電流IAである、第2のトランジス
タ14のドレイン電流I14も入力電圧UEに比例する。
ボルトの範囲にあり、所望の出力電流強度IAは、わずかなナノアンペアの範囲
にあるので、直列抵抗16は、数メガオームの範囲に抵抗値を有しなければなら
ない。しかしながら、この規模の抵抗は、集積回路において非常に広い面積を必
要とする。これは非常に不利である。なぜなら、集積回路の価値は、主に、必要
な面積により影響されるからである。
を提供することである。
よび2つの第2のトランジスタが、それぞれ直列接続されること、および 第1の電流ミラーの第1のトランジスタに直列接続され、電流ミラーのゲート
端子が入力電圧に接続されるMOSFETが提供されることによって解決される
。
おいてこれまで必要とされた直列抵抗器16が放棄され、これから提供されるM
OSFETは、抵抗器と比較してICにおいて著しく小さい面積を有するので、
当該分野で公知の電圧−電流変換器と比較して、より多くの素子が提供されるが
、面積の著しい節約が達成される。
において2つのトランジスタが同一であり、これは、これらのトランジスタによ
って同じ駆動条件のもとで同じ大きさの電流が流れることを意味し、さらに、フ
ァクタは10であることが以下において想定される。
ラーの2つのトランジスタを通って異なった大きさの電流が流れる。より厳密に
は、第1のトランジスタを通る電流は、ファクタに対応して、第2のトランジス
タを通る電流の10倍になる。換言すると、第1のトランジスタは、ファクタに
対応して、第2のトランジスタのコンダクタンスの10倍のコンダクタンスを有
する。
直列で供給電圧に接続され、この供給電圧は、入力電圧のように、大抵、2〜5
ボルトの範囲である。この場合、一方で、2つの第1のトランジスタが直列接続
され、および他方、2つの第2のトランジスタが、電圧−電流変換器の、いわゆ
る入力電流経路および出力電流経路を形成する。第2の電流ミラーの2つの同一
のトランジスタは、第1の電流ミラーの2つの異なったトランジスタにも同じ大
きさの電流が流れるようにする。しかしながら、これらのトランジスタのコンダ
クタンスは、これによって不変の状態で維持されるので、第1のトランジスタ上
での電圧降下は、ファクタに対応して、第2のトランジスタ上の電圧降下の10
分の1にすぎない。残りの電圧、すなわちこれらの2つの電圧間の差異は、最終
的に、第1のトランジスタに直列接続されるMOSFET上で降下し、従って、
このMOSFETのドレインソース電圧を示す。
ば、60mVである。この値は、2〜5ボルトという入力電圧の上述の範囲を考
慮して選択され、入力電圧がMOSFETのゲート駆動電圧よりも、すなわち、
入力電圧によって形成された、MOSFETに印加されたゲートソース電圧とM
OSFETの閾値電圧との間の差異よりも小さくなるのに十分である。従って、
MOSFETは強く反転して動作されるので、MOSFETは「線形領域」また
は「活性領域」とも呼ばれる出力特性曲線の抵抗領域に位置する。
ソース電圧に比例する。従って、この比例があるために、MOSFETのチャン
ネルには抵抗値またはコンダクタンスが割当てられ得る。このコンダクタンスは
、それ自体、ゲート駆動電圧に比例する。入力電圧の増大、従って、ゲート駆動
電圧の増大は、コンダクタンスを比例的に増加させ、従って、ドレイン電流も比
例的に増加させる。ドレイン電流は第1の電流ミラーをプログラミングして、電
圧−電流変換器の出力電流を形成する、第2のトランジスタを通って流れる電流
も比例的に増大するが、ファクタに対応して、第1のトランジスタを通る電流の
10分の1にとどまる。従って、出力電流は、電圧−電流変換器も要求するよう
に、入力電圧に比例する。
場合、第2のトランジスタを流れる電流ではなく、この第3のトランジスタを通
って流れる電流が電圧−電流変換器の出力電流を示す。従って、この第3のトラ
ンジスタは、出力トランジスタとして利用されるので、入力電圧には出力電流が
負荷されない。これによって、電圧−電流変換器のより高い入力抵抗が得られる
。さらに、この第3のトランジスタを用いて、出力電流は、第2のトランジスタ
に依存せず、所望の大きさにスケールアップされ得る。
流は、第2のトランジスタを通って流れる電流と等しいことがさらに提供される
。これによって、回路および配置の設計は簡略化される。
ンジスタが弱い反転で作動されることがさらに提供される。これによって、ドレ
インソース電圧は、数デゲードの広範囲にわたって一定の状態で維持されるので
、電圧−電流変換器の精度は改良される。
る。
1の電流ミラー18、第2の電流ミラー20およびMOSFET22を有する。
図示される実施形態において、このMOSFET22は自己遮断n型チャンネル
を有する。MOSFETのソース端子は接地され、電圧−電流変換器の入力電圧
UEはMOSFETのゲート端子に印加され、従って、ゲートソース電圧UGS を形成する。
有する。これらのトランジスタは、図示される実施形態において、同様に、飽和
領域で動作されるノーマルオフn型チャンネルMOSFETである。これらのト
ランジスタのゲート端子は互いに接続され、第1のトランジスタ24のドレイン
端子と接続されるので、3つのすべてのトランジスタ24、26、28は、同様
に駆動される。第1のトランジスタ24のソース端子は、MOSFET22のド
レイン端子と接続されるので、第1のトランジスタ24およびMOSFET22
は直列接続される。第2のトランジスタ26のソース端子は接地される。第3の
トランジスタ28のソース端子は接地され、このトランジスタのドレイン端子に
おいて、電圧−電流変換器の出力電流IAが取出される。すなわち、第1の電流
ミラー18は、MOSFET22のチャンネル抵抗によってプログラミングされ
る。
。これらのトランジスタは、図示される実施形態において、飽和領域において動
作されるノーマルオフp型チャンネルMOSFETである。これらのトランジス
タのゲート端子は互いに接続され、第2のトランジスタ32のドレイン端子と接
続されるので、2つのトランジスタ30、32は同様に駆動される。これらのト
ランジスタのソース端子は供給電圧UDDに接続される。第1のトランジスタ3
0のドレイン端子は、第1の電流ミラー18の第1のトランジスタ24のドレイ
ン端子と接続され、第2のトランジスタ32のドレイン端子は、第1の電流ミラ
ー10の第2のトランジスタ26のドレイン端子と接続されるので、2つの第1
のトランジスタ24、30、および2つの第2のトランジスタ26、32は、そ
れぞれ供給電圧UDDに直列接続される。
24を通って流れるドレイン電流I24が、同じ駆動条件のもとで、第2のトラ
ンジスタ26を通って流れるドレイン電流I26よりも、所定の第1のファクタ
K1だけ大きくなり、第3のトランジスタ28を通って流れるドレイン電流I2 8 よりも、所定の第2のファクタK2だけ大きくなるように、3つのトランジス
タ24、26、28が形成される。換言すると、第1のトランジスタ24はチャ
ンネルコンダクタンスG24を有し、このチャンネルコンダクタンスは、第2の
トランジスタ26のチャンネルコンダクタンスG26のK1倍、および第3のト
ランジスタ28のチャンネルコンダクタンスG28のK2倍である。これは、そ
の他の点では同じパラメータの場合に、3つのトランジスタ24、26、28の
幾何学的寸法を適切に選択するだけで得られるので、これらのトランジスタの幾
何学的商β24、β26、β28は上述の比率を守る。従って: K1=I24/I26=G24/G26=β24/β26 および K2=I24/I28=G24/G28=β24/β28 である。
のトランジスタ30、32は上述のように同一に形成されるので、同じ駆動条件
のもとで、第1のトランジスタ30を通って流れるドレイン電流I30は、第2
のトランジスタ32を通って流れるドレイン電流I32と等しい。従って、これ
らのトランジスタのチャンネルコンダクタンスG30、G32も同じである。こ
れは、その他の点では同じパラメータの場合に、2つのトランジスタ30、32
の幾何学的寸法を適切に選択するだけで得られ得るので、これらのトランジスタ
の幾何学的商β30、β32も同じである。
関して、第2の電流ミラー20の第1のトランジスタ30、第1の電流ミラー1
8の第1のトランジスタ24およびMOSFET22を介して供給電圧UDDが
接地される流れは、電圧−電流変換器の「入力電流経路」と呼ばれる。これに対
して、第2の電流ミラー20の第2のトランジスタ32、第1の電流ミラー18
の第2のトランジスタ26を介して供給電圧UDDが接地される流れは、電圧−
電流変換器の「出力電流経路」と呼ばれる。
電流経路における電流IEと出力電流経路における電流I1が同じ大きさである
ようにする。しかしながら、第1の電流ミラー18において、これらの同じ電流
IE、I1は、式U=R・I=I/Gにより、第1のトランジスタ24上で電圧
降下U24を引き起こす。この電圧降下は、上述のコンダクタンス比率K1=G 24 /G26に対応して、第2のトランジスタ26上で降下する電圧降下U26 よりも小さい。従って: K1=U26/U24 である。
これらの両方の電流経路において、全体として同じ電圧、すなわち供給電圧UD D が降下する。従って、出力電流経路においては: UDD=U32+U26 である。
このMOSFETにおいて、残りの電圧が、このMOSFETのドレインソース
電圧UDSとして降下する。従って: UDD=U30+U24<UDS である。
FET22が抵抗領域において動作されるように選択される。従って: UDS<UGS−UT=Ueff でなければならない。ここで、UGSは入力電圧UEによって形成されるゲート
ソース電圧であり、UTは閾値電圧であり、Ueffはゲート駆動電圧である。
チャンネルコンダクタンスG22によって、第1の電流ミラー18がプログラミ
ングされる。すなわち、MOSFET22も通って流れる電流IEは、入力電流
経路において、その第2のトランジスタ26を通るドレイン電流I26、従って
、出力電流経路における電流I1、およびその第3のトランジスタ28を通るド
レイン電流I28を決定する。従って、上述の式K2=I24/I28であるの
で: I28=I24/K2=IE/K2 である。
の出力電流IAを示すので、第2の幾何学的商K2は、出力電流IAが所望の規
模で存在するように選択され得る。
ダクタンスG22に比例し、このチャンネルコンダクタンスもまた、式I=G・
Uにより、 ドレイン電流IEに比例するので、MOSFET22は: UE=IE である。 ここから、プログラミングのために、IE=I28≡IA により、さらに最終的に: UE=IA であり、すなわち、電圧−電流変換器に対して所望される、出力電流IAと入力
電圧UEとの比である。
なく、むしろ、これらのトランジスタは、例えば、第1の電流ミラー18のトラ
ンジスタ24、26、28のように、互いにファクタ1だけ異なり得る。
、32の型は、記載されたMOSFETに限定されず、むしろ、これらのトラン
ジスタは、例えば、他の極性および/またはドーピングを有するMOSFETで
あってもよいが、JFETまたはバイポーラトランジスタであってもよい。
Claims (4)
- 【請求項1】 電圧−電流変換器であって、 2つのトランジスタ(24、26)を有する第1の電流ミラー(18)を備え
、2つの該トランジスタは、同じ駆動条件のもとで、該第1のトランジスタ(2
4)を通って流れる電流が、該電圧−電流変換器の出力電流を示す、該第2のト
ランジスタ(26)を通って流れる電流(I1)よりも、所定のファクタ(K1 )だけ大きいように設計される、変換器であって、 2つのトランジスタ(30、32)を有する第2の電流ミラー(20)が提供
され、 2つの該電流ミラー(18、20)は、直列で供給電圧(UDD)に接続され
、 2つの該第1のトランジスタ(24、26)および2つの該第2のトランジスタ
(30、32)が、それぞれ直列接続される、 MOSFET(22)が提供され、該MOSFETは、該第1の電流ミラー(
18)の該第1のトランジスタ(24)に直列接続され、該MOSFETのゲー
ト端子は、入力電圧(UE)と接続されることを特徴とする、電圧−電流変換器
。 - 【請求項2】 前記第2の電流ミラー(20)において、前記第1のトラン
ジスタ(30)を通って流れる電流は、前記第2のトランジスタ(32)を通っ
て流れる電流と等しいことを特徴とする、請求項1に記載の電圧−電流変換器。 - 【請求項3】 前記第1の電流ミラー(18)において、前記第1のトラン
ジスタ(24)および前記第2のトランジスタ(26)は、弱い反転で動作され
ることを特徴とする、請求項1〜2の1つに記載の電圧−電流変換器。 - 【請求項4】 前記MOSFET(22)は閾値電圧を有するので、電圧−
電流特性曲線は0で始まることを特徴とする、請求項1〜3の1つに記載の電圧
−電流変換器。
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