JP2003047237A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
- G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
- G05F1/573—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overcurrent detector
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチングパルス幅を短くすることによっ
て過電流保護動作を行うスイッチング電源装置におい
て、スイッチング周波数を高周波化して外付け部品を小
型化するとともに、集積回路自体も小型化する。 【解決手段】 発振周波数変更回路１８は、過電流検出
回路１１で過電流が検出されると発振器１６の発振周波
数を低下させるとともに、ＲＳフリップフロップ回路１
２が前記過電流保護動作を行う。出力短絡などで出力電
圧Ｖｏが低下すると、発振周波数変更回路１８は発振器
１６の発振周波数をさらに低下させる。こうして過電流
保護動作の応答遅れを考慮することで、定常負荷時の周
波数を高周波化するようにした構成において、過電流検
知出力を、ＲＳフリップフロップ回路１２を介して発振
周波数低下回路１８に与えることで、ハンチングを防止
するための時定数回路を不要し、集積回路自体のチップ
サイズも小型化することができる。
て過電流保護動作を行うスイッチング電源装置におい
て、スイッチング周波数を高周波化して外付け部品を小
型化するとともに、集積回路自体も小型化する。 【解決手段】 発振周波数変更回路１８は、過電流検出
回路１１で過電流が検出されると発振器１６の発振周波
数を低下させるとともに、ＲＳフリップフロップ回路１
２が前記過電流保護動作を行う。出力短絡などで出力電
圧Ｖｏが低下すると、発振周波数変更回路１８は発振器
１６の発振周波数をさらに低下させる。こうして過電流
保護動作の応答遅れを考慮することで、定常負荷時の周
波数を高周波化するようにした構成において、過電流検
知出力を、ＲＳフリップフロップ回路１２を介して発振
周波数低下回路１８に与えることで、ハンチングを防止
するための時定数回路を不要し、集積回路自体のチップ
サイズも小型化することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、過負荷や出力短絡
が生じたときに出力電流を制限する過電流保護機能を備
えたスイッチング電源装置に関するものである。
が生じたときに出力電流を制限する過電流保護機能を備
えたスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】前記過電流保護機能を備えたスイッチン
グ電源装置として、たとえば図１１に示す構成が挙げら
れる。このスイッチング電源装置では、入力段のコンデ
ンサｃ１で平滑化された入力電圧ｖｉｎがトランジスタ
ｔｒ１によってスイッチングされる。トランジスタｔｒ
１がＯＮしている期間では、該トランジスタｔｒ１のエ
ミッタに現れた電圧ｖｏｕｔによって、コイルｌ１、コ
ンデンサｃ２および負荷ｒｌに対してエネルギが供給さ
れる。トランジスタｔｒ１がＯＦＦしている期間では、
コイルｌ１に蓄えられたエネルギが、ダイオードｄ１に
よって還流させられて負荷ｒｌに与えられる。
グ電源装置として、たとえば図１１に示す構成が挙げら
れる。このスイッチング電源装置では、入力段のコンデ
ンサｃ１で平滑化された入力電圧ｖｉｎがトランジスタ
ｔｒ１によってスイッチングされる。トランジスタｔｒ
１がＯＮしている期間では、該トランジスタｔｒ１のエ
ミッタに現れた電圧ｖｏｕｔによって、コイルｌ１、コ
ンデンサｃ２および負荷ｒｌに対してエネルギが供給さ
れる。トランジスタｔｒ１がＯＦＦしている期間では、
コイルｌ１に蓄えられたエネルギが、ダイオードｄ１に
よって還流させられて負荷ｒｌに与えられる。
【０００３】出力電圧ｖｏの制御は、該出力電圧ｖｏを
抵抗ｒ１・ｒ２の抵抗値による所定の比率で分割した帰
還電圧ｖａｄｊと基準電圧源２の基準電圧ｖｒｅｆ１と
に基づいて行なわれる。まず、差動アンプ１によって両
電圧の差に応じた電圧が出力され、その電圧と発振器３
から出力される１００〔ｋＨｚ〕の三角波とがコンパレ
ータ４で比較される。すると、コンパレータ４からは、
差動アンプ１の出力レベルに応じたパルス幅のＰＷＭ信
号が出力される。
抵抗ｒ１・ｒ２の抵抗値による所定の比率で分割した帰
還電圧ｖａｄｊと基準電圧源２の基準電圧ｖｒｅｆ１と
に基づいて行なわれる。まず、差動アンプ１によって両
電圧の差に応じた電圧が出力され、その電圧と発振器３
から出力される１００〔ｋＨｚ〕の三角波とがコンパレ
ータ４で比較される。すると、コンパレータ４からは、
差動アンプ１の出力レベルに応じたパルス幅のＰＷＭ信
号が出力される。
【０００４】次いで、このＰＷＭ信号が駆動回路５に与
えられると、ＰＷＭ信号のデューティサイクルに応じて
該駆動回路５がトランジスタｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦを制
御する。これによって、出力電圧ｖｏが、前記基準電圧
ｖｒｅｆ１および抵抗ｒ１・ｒ２による分圧比で決定さ
れる一定電圧（たとえば５〔Ｖ〕）に制御される。
えられると、ＰＷＭ信号のデューティサイクルに応じて
該駆動回路５がトランジスタｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦを制
御する。これによって、出力電圧ｖｏが、前記基準電圧
ｖｒｅｆ１および抵抗ｒ１・ｒ２による分圧比で決定さ
れる一定電圧（たとえば５〔Ｖ〕）に制御される。
【０００５】上記の動作時においては、図１２の（ａ）
および（ｂ）に示すように、コンパレータ４の出力電
圧、すなわちＰＷＭ信号および電圧ｖｏｕｔが破線で示
すようなパルス幅となっている。トランジスタｔｒ１の
デューティＤは、トランジスタｔｒ１のＯＮ時間とＯＦ
Ｆ時間とをそれぞれｔON、ｔOFF とすれば、 Ｄ＝ｔON／（ｔON＋ｔOFF ) ＝（ｖO ／ｖIN）×１００〔％〕 …（１） となる。
および（ｂ）に示すように、コンパレータ４の出力電
圧、すなわちＰＷＭ信号および電圧ｖｏｕｔが破線で示
すようなパルス幅となっている。トランジスタｔｒ１の
デューティＤは、トランジスタｔｒ１のＯＮ時間とＯＦ
Ｆ時間とをそれぞれｔON、ｔOFF とすれば、 Ｄ＝ｔON／（ｔON＋ｔOFF ) ＝（ｖO ／ｖIN）×１００〔％〕 …（１） となる。
【０００６】ところが、負荷ｒｌが重くなると、コイル
ｌ１に流れるコイル電流ｉｌが、同図の（ｃ）で破線か
ら実線に示すように増大する。やがて、コイル電流ｉｌ
が過電流検出レベルｉｃｌを超えると、入力段に設けら
れた過電流検出回路６によって過電流状態が検出され、
ＲＳフリップフロップ回路７にセット信号が出力され
る。
ｌ１に流れるコイル電流ｉｌが、同図の（ｃ）で破線か
ら実線に示すように増大する。やがて、コイル電流ｉｌ
が過電流検出レベルｉｃｌを超えると、入力段に設けら
れた過電流検出回路６によって過電流状態が検出され、
ＲＳフリップフロップ回路７にセット信号が出力され
る。
【０００７】ＲＳフリップフロップ回路７は、セット端
子電圧が同図の（ｄ）に示すようにハイレベルに変化し
てセットされる。セット端子電圧が一度ハイレベルとな
るとラッチがかかり、出力をローレベルに保持する。こ
のとき、リセット端子電圧は、ローレベルのままとな
る。
子電圧が同図の（ｄ）に示すようにハイレベルに変化し
てセットされる。セット端子電圧が一度ハイレベルとな
るとラッチがかかり、出力をローレベルに保持する。こ
のとき、リセット端子電圧は、ローレベルのままとな
る。
【０００８】すると、コンパレータ４の出力電圧および
電圧ｖｏｕｔは、同図の（ａ）および（ｂ）に破線で示
すパルス幅であるにも関わらず、ＲＳフリップフロップ
回路７の出力がセット時からローレベルとなるため、実
線で示すパルス幅まで狭められる。このようにしてトラ
ンジスタｔｒ１のデューティが低下することによって、
出力電圧ｖｏが低下して出力電流の増大が抑制される。
そして、この結果、出力電流ｉｏは、図１３に示すよう
にＡ点で低下する。
電圧ｖｏｕｔは、同図の（ａ）および（ｂ）に破線で示
すパルス幅であるにも関わらず、ＲＳフリップフロップ
回路７の出力がセット時からローレベルとなるため、実
線で示すパルス幅まで狭められる。このようにしてトラ
ンジスタｔｒ１のデューティが低下することによって、
出力電圧ｖｏが低下して出力電流の増大が抑制される。
そして、この結果、出力電流ｉｏは、図１３に示すよう
にＡ点で低下する。
【０００９】また、発振器３からＲＳフリップフロップ
回路７へは、トランジスタｔｒ１のＯＦＦ時にリセット
信号が出力されており、同図の（ｅ）に示すようにＲＳ
フリップフロップ回路７のリセット端子電圧が変化す
る。このとき、ＲＳフリップフロップ回路７は、リセッ
ト端子電圧が一度ハイレベルとなるとラッチがかかり、
セット端子電圧がハイレベルとなるときと逆に、出力を
ハイレベルに保持する。これによって、トランジスタｔ
ｒ１は、次のＯＮ時に通常のタイミングでＯＮする。
回路７へは、トランジスタｔｒ１のＯＦＦ時にリセット
信号が出力されており、同図の（ｅ）に示すようにＲＳ
フリップフロップ回路７のリセット端子電圧が変化す
る。このとき、ＲＳフリップフロップ回路７は、リセッ
ト端子電圧が一度ハイレベルとなるとラッチがかかり、
セット端子電圧がハイレベルとなるときと逆に、出力を
ハイレベルに保持する。これによって、トランジスタｔ
ｒ１は、次のＯＮ時に通常のタイミングでＯＮする。
【００１０】しかしながら、上記のスイッチング電源装
置では、スイッチング電源の小型化や軽量化などのため
にスイッチング周波数を高くしてゆく（約５０〔ｋＨ
ｚ〕以上とする）と、以下に説明するように、過電流保
護機能の動作に不都合が生じる。
置では、スイッチング電源の小型化や軽量化などのため
にスイッチング周波数を高くしてゆく（約５０〔ｋＨ
ｚ〕以上とする）と、以下に説明するように、過電流保
護機能の動作に不都合が生じる。
【００１１】すなわち、図１２に示すように、セット端
子電圧がハイレベルになるまでの時間ｔｄ１と、さらに
セット端子電圧がハイレベルになってからトランジスタ
ｔｒ１がＯＦＦするまでの時間ｔｄ２との遅れが生じ
る。両時間ｔｄ１・ｔｄ２の和である遅延時間ｔｄは、
過電流検出からトランジスタｔｒ１をＯＦＦさせるまで
の時間、すなわち過電流保護機能が動作するまでに要す
る時間である。上記の遅延時間ｔｄは約１〔μｓｅｃ〕
にも達し、前記１００〔ｋＨｚ〕のスイッチング周波
数、すなわち１０〔μｓｅｃ〕のスイッチング周期にお
いて、過電流保護動作時にスイッチングパルス幅が狭め
られると、保護動作に及ぶ影響が大きくなり、無視でき
なくなる。
子電圧がハイレベルになるまでの時間ｔｄ１と、さらに
セット端子電圧がハイレベルになってからトランジスタ
ｔｒ１がＯＦＦするまでの時間ｔｄ２との遅れが生じ
る。両時間ｔｄ１・ｔｄ２の和である遅延時間ｔｄは、
過電流検出からトランジスタｔｒ１をＯＦＦさせるまで
の時間、すなわち過電流保護機能が動作するまでに要す
る時間である。上記の遅延時間ｔｄは約１〔μｓｅｃ〕
にも達し、前記１００〔ｋＨｚ〕のスイッチング周波
数、すなわち１０〔μｓｅｃ〕のスイッチング周期にお
いて、過電流保護動作時にスイッチングパルス幅が狭め
られると、保護動作に及ぶ影響が大きくなり、無視でき
なくなる。
【００１２】たとえば、入力電圧ｖｉｎ＝４０〔Ｖ〕、
出力電圧ｖｏ＝５〔Ｖ〕、コイルｌ１のインダクタンス
Ｌ＝２００〔μＨ〕とすると、上記の遅延時間ｔｄの間
にコイル電流ｉｌの変化分である電流Δｉは、 Δｉ＝〔（ｖｉｎ−ｖｏ）／Ｌ〕×ｔｄ＝０．１７５〔Ａ〕 …（２） となる。このため、コイル電流ｉｌは、電流Δｉによっ
て過電流検出レベルｉｃｌを超えてしまう。そして、こ
の電流変化分Δｉが、平均電流、すなわち出力電流ｉｏ
を増大させることになる。
出力電圧ｖｏ＝５〔Ｖ〕、コイルｌ１のインダクタンス
Ｌ＝２００〔μＨ〕とすると、上記の遅延時間ｔｄの間
にコイル電流ｉｌの変化分である電流Δｉは、 Δｉ＝〔（ｖｉｎ−ｖｏ）／Ｌ〕×ｔｄ＝０．１７５〔Ａ〕 …（２） となる。このため、コイル電流ｉｌは、電流Δｉによっ
て過電流検出レベルｉｃｌを超えてしまう。そして、こ
の電流変化分Δｉが、平均電流、すなわち出力電流ｉｏ
を増大させることになる。
【００１３】このときの出力特性は、前記図１３に示す
ように、短絡状態（ｖｏ＝０〔Ｖ〕）に近くなるほどエ
ミッタ電流が増大し、絶対最大定格値（２．５〔Ａ〕）
を超えてしまい、垂下特性とならなくなる。このよう
に、上記のスイッチング電源装置では、スイッチング周
波数が高くなる程、過電流保護機能が確実に動作しなく
なるという問題点があった。
ように、短絡状態（ｖｏ＝０〔Ｖ〕）に近くなるほどエ
ミッタ電流が増大し、絶対最大定格値（２．５〔Ａ〕）
を超えてしまい、垂下特性とならなくなる。このよう
に、上記のスイッチング電源装置では、スイッチング周
波数が高くなる程、過電流保護機能が確実に動作しなく
なるという問題点があった。
【００１４】そこで、このような問題を解決する他の従
来技術が、特開平７−４６８２８号公報で示されてい
る。この従来技術を図１４および図１５で示す。これら
の図１４および図１５は、上述の図１１および図１３に
それぞれ対応しており、対応する部分には同一の参照符
号を付して示す。注目すべきは、このスイッチング電源
装置では、出力短絡などによる過電流時に発振周波数を
低下させるために、コンパレータ８と、定電圧源９と、
発振周波数変更回路１０とがさらに設けられていること
である。
来技術が、特開平７−４６８２８号公報で示されてい
る。この従来技術を図１４および図１５で示す。これら
の図１４および図１５は、上述の図１１および図１３に
それぞれ対応しており、対応する部分には同一の参照符
号を付して示す。注目すべきは、このスイッチング電源
装置では、出力短絡などによる過電流時に発振周波数を
低下させるために、コンパレータ８と、定電圧源９と、
発振周波数変更回路１０とがさらに設けられていること
である。
【００１５】前記コンパレータ８の非反転入力には、前
記抵抗ｒ１・ｒ２によって得られた電圧ｖａｄｊが与え
られ、反転入力には、定電圧源９が接続されている。前
記基準電圧源２による基準電圧ｖｒｅｆ１は、たとえば
１．２５〔Ｖ〕であり、これに対して前記定電圧源９に
よる基準電圧ｖｒｅｆ２は、たとえば０．６〔Ｖ〕であ
る。コンパレータ８への帰還電圧ｖａｄｊが前記０．６
〔Ｖ〕となるときの出力電圧ｖｏは、次式により、 ｖｏ＝０．６〔Ｖ〕×（ｒ１＋ｒ２）／ｒ２＝２．４〔Ｖ〕 …（３） となる。すなわち、コンパレータ８は、出力電圧ｖｏが
上記の２．４〔Ｖ〕より低下したことを検出し、これに
応答して発振周波数変更回路１０は、前記発振器３が発
生する三角波の発振周波数を、前記１００〔ｋＨｚ〕か
ら２０〔ｋＨｚ〕にまで低下させるようになっている。
記抵抗ｒ１・ｒ２によって得られた電圧ｖａｄｊが与え
られ、反転入力には、定電圧源９が接続されている。前
記基準電圧源２による基準電圧ｖｒｅｆ１は、たとえば
１．２５〔Ｖ〕であり、これに対して前記定電圧源９に
よる基準電圧ｖｒｅｆ２は、たとえば０．６〔Ｖ〕であ
る。コンパレータ８への帰還電圧ｖａｄｊが前記０．６
〔Ｖ〕となるときの出力電圧ｖｏは、次式により、 ｖｏ＝０．６〔Ｖ〕×（ｒ１＋ｒ２）／ｒ２＝２．４〔Ｖ〕 …（３） となる。すなわち、コンパレータ８は、出力電圧ｖｏが
上記の２．４〔Ｖ〕より低下したことを検出し、これに
応答して発振周波数変更回路１０は、前記発振器３が発
生する三角波の発振周波数を、前記１００〔ｋＨｚ〕か
ら２０〔ｋＨｚ〕にまで低下させるようになっている。
【００１６】したがって、負荷短絡等によって負荷ｒｌ
の抵抗値が小さくなって出力電流ｉｏが増大し、トラン
ジスタｔｒ１のコレクタ電流が増大して、コレクタ電流
が過電流検出レベルを超えると、過電流検出回路６によ
って過電流状態が検出されて過電流保護機能が動作を開
始し、過電流検出回路６から出力されるセット信号によ
ってＲＳフリップフロップ回路７がセットされ、トラン
ジスタｔｒ１のスイッチングパルス幅が小さくなり、該
トランジスタｔｒ１のＯＮ時間が短くなって、図１５に
おいて、前述のように出力電圧ｖｏがＡ点で低下する。
の抵抗値が小さくなって出力電流ｉｏが増大し、トラン
ジスタｔｒ１のコレクタ電流が増大して、コレクタ電流
が過電流検出レベルを超えると、過電流検出回路６によ
って過電流状態が検出されて過電流保護機能が動作を開
始し、過電流検出回路６から出力されるセット信号によ
ってＲＳフリップフロップ回路７がセットされ、トラン
ジスタｔｒ１のスイッチングパルス幅が小さくなり、該
トランジスタｔｒ１のＯＮ時間が短くなって、図１５に
おいて、前述のように出力電圧ｖｏがＡ点で低下する。
【００１７】さらに、負荷ｒｌの抵抗値が小さくなる
と、出力電圧ｖｏは、同図に示すＢ点まで低下して２．
４〔Ｖ〕となり、このときの帰還電圧ｖａｄｊは、０．
６〔Ｖ〕となる。これからさらに出力電圧ｖｏが低下し
て、帰還電圧ｖａｄｊが基準電圧ｖｒｅｆ２の０．６
〔Ｖ〕より低くなると、それまでハイレベルであったコ
ンパレータ８の出力がローレベルになり、発振周波数変
更回路１０から発振器３に発振周波数を変更するように
指令を与える電圧が出力され、発振器３は、発振周波数
を１００〔ｋＨｚ〕から２０〔ｋＨｚ〕に低下させる。
と、出力電圧ｖｏは、同図に示すＢ点まで低下して２．
４〔Ｖ〕となり、このときの帰還電圧ｖａｄｊは、０．
６〔Ｖ〕となる。これからさらに出力電圧ｖｏが低下し
て、帰還電圧ｖａｄｊが基準電圧ｖｒｅｆ２の０．６
〔Ｖ〕より低くなると、それまでハイレベルであったコ
ンパレータ８の出力がローレベルになり、発振周波数変
更回路１０から発振器３に発振周波数を変更するように
指令を与える電圧が出力され、発振器３は、発振周波数
を１００〔ｋＨｚ〕から２０〔ｋＨｚ〕に低下させる。
【００１８】このような動作によって、通常の過電流保
護動作によってスイッチングパルス幅が狭くされ、過電
流検出から出力トランジスタｔｒ１がＯＦＦするまでの
遅延時間ｔｄによって決定されるスイッチングパルス幅
の最小値に近付いたとしても、Ｂ点でコンパレータ８の
出力が変化してスイッチング周波数が低下することによ
って、スイッチングパルス幅が広がることになる。
護動作によってスイッチングパルス幅が狭くされ、過電
流検出から出力トランジスタｔｒ１がＯＦＦするまでの
遅延時間ｔｄによって決定されるスイッチングパルス幅
の最小値に近付いたとしても、Ｂ点でコンパレータ８の
出力が変化してスイッチング周波数が低下することによ
って、スイッチングパルス幅が広がることになる。
【００１９】たとえば、トランジスタｔｒ１は、通常動
作時、前述の式１から５〔Ｖ〕／１２〔Ｖ〕≒４１．７
〔％〕のデューティＤでスイッチングを行っており、前
記Ｂ点で出力電圧ｖｏが２．４〔Ｖ〕となると、前記式
１から２０〔％〕になっているので、スイッチングパル
ス幅は、２〔μｓｅｃ〕から１０〔μｓｅｃ〕にまで拡
大する。それゆえ、過電流保護動作における前述の遅延
時間ｔｄの影響を従来の１／５に軽減することができ
る。
作時、前述の式１から５〔Ｖ〕／１２〔Ｖ〕≒４１．７
〔％〕のデューティＤでスイッチングを行っており、前
記Ｂ点で出力電圧ｖｏが２．４〔Ｖ〕となると、前記式
１から２０〔％〕になっているので、スイッチングパル
ス幅は、２〔μｓｅｃ〕から１０〔μｓｅｃ〕にまで拡
大する。それゆえ、過電流保護動作における前述の遅延
時間ｔｄの影響を従来の１／５に軽減することができ
る。
【００２０】したがって、図１５に示すように、出力電
流ｉｏは、スイッチング周波数ｆｓの低下が開始するＢ
点から低下が終了するＣ点へは、正規の過電流ポイント
まで戻るため低下してゆく。Ｃ点以降では、発振周波数
が２０〔ｋＨｚ〕に固定されるため、負荷ｒｌが小さく
なるとスイッチングパルス幅が狭くなり、上記の遅延時
間ｔｄの影響が大きくなって出力電流ｉｏが増大する。
流ｉｏは、スイッチング周波数ｆｓの低下が開始するＢ
点から低下が終了するＣ点へは、正規の過電流ポイント
まで戻るため低下してゆく。Ｃ点以降では、発振周波数
が２０〔ｋＨｚ〕に固定されるため、負荷ｒｌが小さく
なるとスイッチングパルス幅が狭くなり、上記の遅延時
間ｔｄの影響が大きくなって出力電流ｉｏが増大する。
【００２１】しかしながら、上記のようにＢ点からＣ点
まで出力電流ｉｏを低下させているので、該出力電流ｉ
ｏの増大を大幅に抑制することができる。これにより、
出力電流ｉｏは、前記の絶対最大定格値の２．５〔Ａ〕
を超えなくなる。なお、同図において破線で示したの
は、前記図１３で示す過電流保護特性である。
まで出力電流ｉｏを低下させているので、該出力電流ｉ
ｏの増大を大幅に抑制することができる。これにより、
出力電流ｉｏは、前記の絶対最大定格値の２．５〔Ａ〕
を超えなくなる。なお、同図において破線で示したの
は、前記図１３で示す過電流保護特性である。
【００２２】一方、スイッチング電源には、小型化、低
コスト化には依然として強い要望がある。この小型化、
低コスト化のためには、前記トランジスタｔｒ１を含め
て前記スイッチング電源装置を集積回路化し、該集積回
路に外付けされるコイルｌ１やコンデンサｃ２を小型化
することが有効であり、そのためスイッチング周波数ｆ
ｓをさらに高周波化することが考えられる。一方、前記
集積回路を比較的安価なバイポーラ素子で実現しても、
前記スイッチング周波数ｆｓとして３００〔ｋＨｚ〕程
度まで対応することができる。
コスト化には依然として強い要望がある。この小型化、
低コスト化のためには、前記トランジスタｔｒ１を含め
て前記スイッチング電源装置を集積回路化し、該集積回
路に外付けされるコイルｌ１やコンデンサｃ２を小型化
することが有効であり、そのためスイッチング周波数ｆ
ｓをさらに高周波化することが考えられる。一方、前記
集積回路を比較的安価なバイポーラ素子で実現しても、
前記スイッチング周波数ｆｓとして３００〔ｋＨｚ〕程
度まで対応することができる。
【００２３】しかしながら、上記図１４で示す従来技術
においても、ｖｉｎ＝２４〔Ｖ〕、ｖｏ＝５〔Ｖ〕とし
たとき、通常制御状態でのデューティＤは前記式１から
約２０．８〔％〕であり、ｆｓ＝３００〔ｋＨｚ〕（ス
イッチング周期Ｔ＝３．３３〔μｓｅｃ〕）で、ＯＮ時
間ｔONは、 ｔON＝Ｔ×Ｄ＝３．３３×０．２０８＝６９３〔ｎｓｅｃ〕 …（４） となり、前記遅延時間ｔｄの１〔μｓｅｃ〕よりも短く
なってしまう。
においても、ｖｉｎ＝２４〔Ｖ〕、ｖｏ＝５〔Ｖ〕とし
たとき、通常制御状態でのデューティＤは前記式１から
約２０．８〔％〕であり、ｆｓ＝３００〔ｋＨｚ〕（ス
イッチング周期Ｔ＝３．３３〔μｓｅｃ〕）で、ＯＮ時
間ｔONは、 ｔON＝Ｔ×Ｄ＝３．３３×０．２０８＝６９３〔ｎｓｅｃ〕 …（４） となり、前記遅延時間ｔｄの１〔μｓｅｃ〕よりも短く
なってしまう。
【００２４】このため、前記図１５において仮想線で示
すように、Ａ点で過電流を検出し、その保護動作を行っ
ても、その保護動作がトランジスタｔｒ１のＯＮ時間ｔ
ONの経過後に行われることになり、該過電流保護動作が
無効となって出力電流ｉｏが増大してゆく。さらに、負
荷ｒｌが重くなり出力電流ｉｏが増大し、トランジスタ
ｔｒ１の能力であるたとえば３．０〔Ａ〕を超えると、
トランジスタｔｒ１のコレクタ−エミッタ間の電圧降下
ＶCEが増大し始め、該トランジスタｔｒ１での損失が大
きくなって効率が低下し、出力電圧ｖｏが低下し始め
る。こうしてＤ点のｖｏ＝２．４〔Ｖ〕となると、前記
発振周波変更回路１０の動作によって前記スイッチング
周波数ｆｓが低下するので、通常の過電流保護動作が行
われて前記Ｃ点に到達する。
すように、Ａ点で過電流を検出し、その保護動作を行っ
ても、その保護動作がトランジスタｔｒ１のＯＮ時間ｔ
ONの経過後に行われることになり、該過電流保護動作が
無効となって出力電流ｉｏが増大してゆく。さらに、負
荷ｒｌが重くなり出力電流ｉｏが増大し、トランジスタ
ｔｒ１の能力であるたとえば３．０〔Ａ〕を超えると、
トランジスタｔｒ１のコレクタ−エミッタ間の電圧降下
ＶCEが増大し始め、該トランジスタｔｒ１での損失が大
きくなって効率が低下し、出力電圧ｖｏが低下し始め
る。こうしてＤ点のｖｏ＝２．４〔Ｖ〕となると、前記
発振周波変更回路１０の動作によって前記スイッチング
周波数ｆｓが低下するので、通常の過電流保護動作が行
われて前記Ｃ点に到達する。
【００２５】すなわち、前記点Ｄ−Ｃ間の短絡保護動作
が行われてからのＣ点以下では過電流保護動作が行われ
るけれども、点Ａ−Ｄ間では過電流保護動作が行われな
いことになってしまう。また、前記のような電圧降下Ｖ
CEの増大によるトランジスタｔｒ１の損失の増大によっ
て、該トランジスタｔｒ１の安全動作領域（ＡＳＯ）を
広くする必要が生じ、該トランジスタｔｒ１のサイズや
コストの増加を招くという問題もある。
が行われてからのＣ点以下では過電流保護動作が行われ
るけれども、点Ａ−Ｄ間では過電流保護動作が行われな
いことになってしまう。また、前記のような電圧降下Ｖ
CEの増大によるトランジスタｔｒ１の損失の増大によっ
て、該トランジスタｔｒ１の安全動作領域（ＡＳＯ）を
広くする必要が生じ、該トランジスタｔｒ１のサイズや
コストの増加を招くという問題もある。
【００２６】そこで、このような問題を解決するため
に、さらに他の従来技術として、特開２０００−２４５
１４２号公報が提案された。その従来技術を、図１６で
示す。この図１６の構成において、前述の図１１や図１
４の構成に類似し、対応する部分には同一の参照符号を
付して、その説明を省略する。注目すべきは、この従来
技術では、前記図１１や図１４の構成における発振周波
変更回路１０が第２の発振周波変更回路１０ｂとなり、
前記過電流検出回路１１に応答して発振器３の発振周波
数を低下させる第１の発振周波数変更回路１０ａが設け
られていることである。
に、さらに他の従来技術として、特開２０００−２４５
１４２号公報が提案された。その従来技術を、図１６で
示す。この図１６の構成において、前述の図１１や図１
４の構成に類似し、対応する部分には同一の参照符号を
付して、その説明を省略する。注目すべきは、この従来
技術では、前記図１１や図１４の構成における発振周波
変更回路１０が第２の発振周波変更回路１０ｂとなり、
前記過電流検出回路１１に応答して発振器３の発振周波
数を低下させる第１の発振周波数変更回路１０ａが設け
られていることである。
【００２７】前記発振器３は、発振周波数を、前記第１
発振周波数変更回路１０ａの出力に応答して、第１の発
振周波数である、たとえば３００〔ｋＨｚ〕から、第２
の発振周波数である、たとえば１００〔ｋＨｚ〕にまで
低下し、また第２発振周波数変更回路１０ｂの出力に応
答して、前記第２の発振周波数である１００〔ｋＨｚ〕
から、第３の発振周波数である、たとえば２０〔ｋＨ
ｚ〕にまで低下する。
発振周波数変更回路１０ａの出力に応答して、第１の発
振周波数である、たとえば３００〔ｋＨｚ〕から、第２
の発振周波数である、たとえば１００〔ｋＨｚ〕にまで
低下し、また第２発振周波数変更回路１０ｂの出力に応
答して、前記第２の発振周波数である１００〔ｋＨｚ〕
から、第３の発振周波数である、たとえば２０〔ｋＨ
ｚ〕にまで低下する。
【００２８】したがって、図１７で示すように、発振器
３は、定常負荷時にはｆｓ＝３００〔ｋＨｚ〕で動作し
ており、負荷ｒｌが重くなり、その抵抗値が小さくなっ
て出力電流ｉｏが増大し、トランジスタｔｒ１のコレク
タ電流が増大して、図１７のＡ点においてコレクタ電流
が過電流検出レベルの２〔Ａ〕を超えると、過電流検出
回路６によって過電流状態が検出されて過電流保護動作
が開始され、第１発振周波数変更回路１０ａはｆｓ＝１
００〔ｋＨｚ〕の動作に切換える。また、ＲＳフリップ
フロップ回路７がセットされ、トランジスタｔｒ１のス
イッチングパルス幅が小さくなり、該トランジスタｔｒ
１のＯＮ時間が短くなって、出力電圧ｖｏがこのＡ点で
低下する。
３は、定常負荷時にはｆｓ＝３００〔ｋＨｚ〕で動作し
ており、負荷ｒｌが重くなり、その抵抗値が小さくなっ
て出力電流ｉｏが増大し、トランジスタｔｒ１のコレク
タ電流が増大して、図１７のＡ点においてコレクタ電流
が過電流検出レベルの２〔Ａ〕を超えると、過電流検出
回路６によって過電流状態が検出されて過電流保護動作
が開始され、第１発振周波数変更回路１０ａはｆｓ＝１
００〔ｋＨｚ〕の動作に切換える。また、ＲＳフリップ
フロップ回路７がセットされ、トランジスタｔｒ１のス
イッチングパルス幅が小さくなり、該トランジスタｔｒ
１のＯＮ時間が短くなって、出力電圧ｖｏがこのＡ点で
低下する。
【００２９】さらに、負荷ｒｌの抵抗値が小さくなる
と、出力電圧ｖｏは、Ｂ点まで低下して２．４〔Ｖ〕と
なり、このときの帰還電圧ｖａｄｊは、０．６〔Ｖ〕と
なる。これからさらに出力電圧ｖｏが低下して、該帰還
電圧ｖａｄｊが基準電圧ｖｒｅｆ２の０．６〔Ｖ〕より
低くなると、第２発振周波数変更回路１０ｂはｆｓ＝２
０〔ｋＨｚ〕の動作に切換える。この動作によって、通
常の過電流保護動作によってスイッチングパルス幅が狭
くされ、前記遅延時間ｔｄによって決定されるスイッチ
ングパルス幅の最小値に近付いたとしても、Ｂ点でスイ
ッチング周波数が再び低下することによって、スイッチ
ングパルス幅が広がることになり、出力電流ｉｏは、ス
イッチング周波数ｆｓの低下が開始するＢ点から低下が
終了するＣ点へは、正規の過電流ポイントの２〔Ａ〕ま
で戻るため低下してゆく。
と、出力電圧ｖｏは、Ｂ点まで低下して２．４〔Ｖ〕と
なり、このときの帰還電圧ｖａｄｊは、０．６〔Ｖ〕と
なる。これからさらに出力電圧ｖｏが低下して、該帰還
電圧ｖａｄｊが基準電圧ｖｒｅｆ２の０．６〔Ｖ〕より
低くなると、第２発振周波数変更回路１０ｂはｆｓ＝２
０〔ｋＨｚ〕の動作に切換える。この動作によって、通
常の過電流保護動作によってスイッチングパルス幅が狭
くされ、前記遅延時間ｔｄによって決定されるスイッチ
ングパルス幅の最小値に近付いたとしても、Ｂ点でスイ
ッチング周波数が再び低下することによって、スイッチ
ングパルス幅が広がることになり、出力電流ｉｏは、ス
イッチング周波数ｆｓの低下が開始するＢ点から低下が
終了するＣ点へは、正規の過電流ポイントの２〔Ａ〕ま
で戻るため低下してゆく。
【００３０】Ｃ点以降では、発振周波数が２０〔ｋＨ
ｚ〕に固定されるので、負荷ｒｌが小さくなるとスイッ
チングパルス幅が狭くなり、上記の遅延時間ｔｄの影響
が大きくなって出力電流ｉｏが増大する。しかしなが
ら、上記のようにＢ点からＣ点まで出力電流ｉｏを予め
低下させているので、該出力電流ｉｏの増大を大幅に抑
制することができる。これによって、出力電流ｉｏは、
絶対最大定格値の、たとえば２．５〔Ａ〕を超えなくな
る。なお、図１７において破線で示したのは、ｆｓ＝１
００〔ｋＨｚ〕に固定した場合の過電流保護特性であ
る。
ｚ〕に固定されるので、負荷ｒｌが小さくなるとスイッ
チングパルス幅が狭くなり、上記の遅延時間ｔｄの影響
が大きくなって出力電流ｉｏが増大する。しかしなが
ら、上記のようにＢ点からＣ点まで出力電流ｉｏを予め
低下させているので、該出力電流ｉｏの増大を大幅に抑
制することができる。これによって、出力電流ｉｏは、
絶対最大定格値の、たとえば２．５〔Ａ〕を超えなくな
る。なお、図１７において破線で示したのは、ｆｓ＝１
００〔ｋＨｚ〕に固定した場合の過電流保護特性であ
る。
【００３１】このようにスイッチング周波数の低下を、
出力短絡などによる出力電圧ｖｏの低下時だけでなく、
過電流検出時点でも行うことによって、定常負荷時のス
イッチング周波数ｆｓをトランジスタｔｒ１の動作周波
数の上限である３００〔ｋＨｚ〕程度にまで高めて、外
付けのコイルｌ１やコンデンサｃ２を小型化し、スイッ
チング電源装置の小型化、低コスト化を図っている。
出力短絡などによる出力電圧ｖｏの低下時だけでなく、
過電流検出時点でも行うことによって、定常負荷時のス
イッチング周波数ｆｓをトランジスタｔｒ１の動作周波
数の上限である３００〔ｋＨｚ〕程度にまで高めて、外
付けのコイルｌ１やコンデンサｃ２を小型化し、スイッ
チング電源装置の小型化、低コスト化を図っている。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
るスイッチング電源装置では、スイッチング周波数の切
換えにあたって、ハンチングを防止するために、コンデ
ンサを用いた時定数回路が用いられている。その様子
を、図１８に詳細に示す。図１８は、前記第１発振周波
数変更回路１０ａおよび第２発振周波数変更回路１０ｂ
の具体的構成を示す電気回路図である。なお、この図１
８には、前記過電流検出回路６の一部の構成である抵抗
ｒ１１およびトランジスタｑ１１と、発振器３における
定電流回路３ａとを合わせて示している。前記定電流回
路３ａからの出力電流ｉ４０が発振回路に与えられ、発
振回路はその電流ｉ４０に対応した周波数で発振を行う
ことになる。
るスイッチング電源装置では、スイッチング周波数の切
換えにあたって、ハンチングを防止するために、コンデ
ンサを用いた時定数回路が用いられている。その様子
を、図１８に詳細に示す。図１８は、前記第１発振周波
数変更回路１０ａおよび第２発振周波数変更回路１０ｂ
の具体的構成を示す電気回路図である。なお、この図１
８には、前記過電流検出回路６の一部の構成である抵抗
ｒ１１およびトランジスタｑ１１と、発振器３における
定電流回路３ａとを合わせて示している。前記定電流回
路３ａからの出力電流ｉ４０が発振回路に与えられ、発
振回路はその電流ｉ４０に対応した周波数で発振を行う
ことになる。
【００３３】まず、第１発振周波数変更回路１０ａは、
定電流源ｆ２１と、コンデンサｃ２１と、トランジスタ
ｑ２１〜ｑ２４と、抵抗ｒ２１，ｒ２２とを備えて構成
されている。電源電圧ｖｓが与えられる電源ラインｌ２
と接地ラインｌ３との間には、定電流源ｆ２１とコンデ
ンサｃ２１との直列回路が介在されている。前記電源ラ
インｌ２，ｌ３間にはまた、抵抗ｒ２１とトランジスタ
ｑ２１との直列回路と、定電流ｉ２１を作成するトラン
ジスタｑ２３と抵抗ｒ２２とトランジスタｑ２２との直
列回路とが接続されている。コンデンサｃ２１と並列に
前記トランジスタｑ１１が介在されており、このコンデ
ンサｃ２１の出力電圧がトランジスタｑ２１のベースに
与えられることになる。抵抗ｒ２１とトランジスタｑ２
１との接続点は、トランジスタｑ２２のベースに接続さ
れる。ダイオード接続されているトランジスタｑ２３は
トランジスタｑ２４とカレントミラー回路を構成してい
る。
定電流源ｆ２１と、コンデンサｃ２１と、トランジスタ
ｑ２１〜ｑ２４と、抵抗ｒ２１，ｒ２２とを備えて構成
されている。電源電圧ｖｓが与えられる電源ラインｌ２
と接地ラインｌ３との間には、定電流源ｆ２１とコンデ
ンサｃ２１との直列回路が介在されている。前記電源ラ
インｌ２，ｌ３間にはまた、抵抗ｒ２１とトランジスタ
ｑ２１との直列回路と、定電流ｉ２１を作成するトラン
ジスタｑ２３と抵抗ｒ２２とトランジスタｑ２２との直
列回路とが接続されている。コンデンサｃ２１と並列に
前記トランジスタｑ１１が介在されており、このコンデ
ンサｃ２１の出力電圧がトランジスタｑ２１のベースに
与えられることになる。抵抗ｒ２１とトランジスタｑ２
１との接続点は、トランジスタｑ２２のベースに接続さ
れる。ダイオード接続されているトランジスタｑ２３は
トランジスタｑ２４とカレントミラー回路を構成してい
る。
【００３４】したがって、定格負荷時には、前記トラン
ジスタｑ１１がＯＦＦしており、コンデンサｃ２１は定
電流源ｆ２１によって充電され、その充電電圧によって
トランジスタｑ２１がＯＮし、トランジスタｑ２２がＯ
ＦＦして電流ｉ２１が０となって、トランジスタｑ２４
からの出力電流ｉ２２も０となっている。これに対し
て、過電流状態となってトランジスタｑ１１がＯＮする
と、コンデンサｃ２１の充電電荷が放電され、トランジ
スタｑ２１がＯＦＦし、トランジスタｑ２２がＯＮして
電流ｉ２１が流れ、該第１発振周波数変更回路１０ａか
ら発振器３の定電流発生回路３ａに出力電流ｉ２２が流
し出される。
ジスタｑ１１がＯＦＦしており、コンデンサｃ２１は定
電流源ｆ２１によって充電され、その充電電圧によって
トランジスタｑ２１がＯＮし、トランジスタｑ２２がＯ
ＦＦして電流ｉ２１が０となって、トランジスタｑ２４
からの出力電流ｉ２２も０となっている。これに対し
て、過電流状態となってトランジスタｑ１１がＯＮする
と、コンデンサｃ２１の充電電荷が放電され、トランジ
スタｑ２１がＯＦＦし、トランジスタｑ２２がＯＮして
電流ｉ２１が流れ、該第１発振周波数変更回路１０ａか
ら発振器３の定電流発生回路３ａに出力電流ｉ２２が流
し出される。
【００３５】ここで、トランジスタｑ２３，ｑ２４のエ
ミッタ面積比は１：１に形成されており、また電源電圧
ｖｓは２．６〔Ｖ〕に選ばれ、抵抗ｒ２２の抵抗値は４
６〔ｋΩ〕に選ばれている。したがって、 ｉ２２＝ｉ２１＝（ｖｓ−ＶBE−ＶSAT ）／ｒ２２ …（５） となる。ここで、ＶBEはトランジスタｑ２３のベース−
エミッタ間電圧であり、たとえば０．６５〔Ｖ〕であ
る。また、ＶSAT はトランジスタｑ２２のＯＮ時の飽和
電圧であり、たとえば０．１〔Ｖ〕である。したがっ
て、前記式５から、ｉ２２＝４０〔μＡ〕の電流を流し
出すことができる。
ミッタ面積比は１：１に形成されており、また電源電圧
ｖｓは２．６〔Ｖ〕に選ばれ、抵抗ｒ２２の抵抗値は４
６〔ｋΩ〕に選ばれている。したがって、 ｉ２２＝ｉ２１＝（ｖｓ−ＶBE−ＶSAT ）／ｒ２２ …（５） となる。ここで、ＶBEはトランジスタｑ２３のベース−
エミッタ間電圧であり、たとえば０．６５〔Ｖ〕であ
る。また、ＶSAT はトランジスタｑ２２のＯＮ時の飽和
電圧であり、たとえば０．１〔Ｖ〕である。したがっ
て、前記式５から、ｉ２２＝４０〔μＡ〕の電流を流し
出すことができる。
【００３６】第２発振周波数変更回路１０ｂは、トラン
ジスタｑ３１〜ｑ３４と、抵抗ｒ３１，ｒ３２と、定電
流源ｆ３１とを備えて構成されている。定電流源ｆ３１
は、差動対を構成する一対のトランジスタｑ３１，ｑ３
２のエミッタに定電流ｉ３１を供給する。トランジスタ
ｑ３１のベースには前記帰還電圧ｖａｄｊが与えられ、
コレクタは接地されている。トランジスタｑ３２のベー
スには、前記電源ラインｌ２，ｌ３間に介在された分圧
抵抗ｒ３１，ｒ３２によって作成される参照電圧ｖｒｅ
ｆ３、たとえば０．６〔Ｖ〕が与えられる。トランジス
タｑ３２のコレクタは、ダイオード接続されたトランジ
スタｑ３３を介して接地されている。トランジスタｑ３
３は、トランジスタｑ３４とカレントミラー回路を構成
している。
ジスタｑ３１〜ｑ３４と、抵抗ｒ３１，ｒ３２と、定電
流源ｆ３１とを備えて構成されている。定電流源ｆ３１
は、差動対を構成する一対のトランジスタｑ３１，ｑ３
２のエミッタに定電流ｉ３１を供給する。トランジスタ
ｑ３１のベースには前記帰還電圧ｖａｄｊが与えられ、
コレクタは接地されている。トランジスタｑ３２のベー
スには、前記電源ラインｌ２，ｌ３間に介在された分圧
抵抗ｒ３１，ｒ３２によって作成される参照電圧ｖｒｅ
ｆ３、たとえば０．６〔Ｖ〕が与えられる。トランジス
タｑ３２のコレクタは、ダイオード接続されたトランジ
スタｑ３３を介して接地されている。トランジスタｑ３
３は、トランジスタｑ３４とカレントミラー回路を構成
している。
【００３７】トランジスタｑ３３，ｑ３４のエミッタ面
積比は１：３に選ばれており、またｉ３１＝２０〔μ
Ａ〕に選ばれている。したがって、定常負荷状態のｖｏ
＝５〔Ｖ〕では、ｖａｄｊ＝１．２５〔Ｖ〕となってｖ
ｒｅｆ３＜ｖａｄｊとなり、トランジスタｑ３１がＯＦ
Ｆし、トランジスタｑ３２，ｑ３３がＯＮして、トラン
ジスタｑ３４は６０〔μＡ〕の電流を引き抜く能力を有
している。
積比は１：３に選ばれており、またｉ３１＝２０〔μ
Ａ〕に選ばれている。したがって、定常負荷状態のｖｏ
＝５〔Ｖ〕では、ｖａｄｊ＝１．２５〔Ｖ〕となってｖ
ｒｅｆ３＜ｖａｄｊとなり、トランジスタｑ３１がＯＦ
Ｆし、トランジスタｑ３２，ｑ３３がＯＮして、トラン
ジスタｑ３４は６０〔μＡ〕の電流を引き抜く能力を有
している。
【００３８】定電流発生回路３ａは、トランジスタｑ４
１〜ｑ４８と、ダイオードｄ４１〜ｄ４４と、定電流源
ｆ４１とを備えて構成されている。前記電源ラインｌ
２，ｌ３間には、定電流源ｆ４１とダイオード接続され
たトランジスタｑ４１との直列回路が介在されており、
該直列回路によって定電流ｉ４１が作成されている。ト
ランジスタｑ４１はトランジスタｑ４２，ｑ４３，ｑ４
４とカレントミラー回路を構成しており、各トランジス
タｑ４１，ｑ４２，ｑ４３，ｑ４４のエミッタ面積比
は、１：１：２：１に形成されている。
１〜ｑ４８と、ダイオードｄ４１〜ｄ４４と、定電流源
ｆ４１とを備えて構成されている。前記電源ラインｌ
２，ｌ３間には、定電流源ｆ４１とダイオード接続され
たトランジスタｑ４１との直列回路が介在されており、
該直列回路によって定電流ｉ４１が作成されている。ト
ランジスタｑ４１はトランジスタｑ４２，ｑ４３，ｑ４
４とカレントミラー回路を構成しており、各トランジス
タｑ４１，ｑ４２，ｑ４３，ｑ４４のエミッタ面積比
は、１：１：２：１に形成されている。
【００３９】トランジスタｑ４２は、ダイオード接続さ
れたトランジスタｑ４５と、ダイオードｄ４１，ｄ４２
とともに、前記出力電流ｉ４０を作成するための直列回
路を構成し、前記電源ラインｌ２，ｌ３間に介在されて
いる。ダイオードｄ４２とトランジスタｑ４２との直列
回路には、並列にダイオードｄ４３と前記トランジスタ
ｑ４３との直列回路が介在されている。このトランジス
タｑ４３のコレクタに前記第１発振周波数変更回路１０
ａからの出力電流ｉ２２が流し込まれる。
れたトランジスタｑ４５と、ダイオードｄ４１，ｄ４２
とともに、前記出力電流ｉ４０を作成するための直列回
路を構成し、前記電源ラインｌ２，ｌ３間に介在されて
いる。ダイオードｄ４２とトランジスタｑ４２との直列
回路には、並列にダイオードｄ４３と前記トランジスタ
ｑ４３との直列回路が介在されている。このトランジス
タｑ４３のコレクタに前記第１発振周波数変更回路１０
ａからの出力電流ｉ２２が流し込まれる。
【００４０】また、トランジスタｑ４４は、ダイオード
接続されたトランジスタｑ４６と直列に接続され、電源
ラインｌ２，ｌ３間に介在されている。一方、前記トラ
ンジスタｑ４５とダイオードｄ４１との直列回路と並列
に、トランジスタｑ４７とダイオードｄ４４との直列回
路が設けられている。トランジスタｑ４６とトランジス
タｑ４７とはカレントミラー回路を構成しており、した
がってトランジスタｑ４４を流れるｉ４４がトランジス
タｑ４６，ｑ４７で折り返されてダイオードｄ４１のカ
ソード側に流し込まれることになる。トランジスタｑ４
７のコレクタはまた、前記トランジスタｑ３４のコレク
タに接続されている。
接続されたトランジスタｑ４６と直列に接続され、電源
ラインｌ２，ｌ３間に介在されている。一方、前記トラ
ンジスタｑ４５とダイオードｄ４１との直列回路と並列
に、トランジスタｑ４７とダイオードｄ４４との直列回
路が設けられている。トランジスタｑ４６とトランジス
タｑ４７とはカレントミラー回路を構成しており、した
がってトランジスタｑ４４を流れるｉ４４がトランジス
タｑ４６，ｑ４７で折り返されてダイオードｄ４１のカ
ソード側に流し込まれることになる。トランジスタｑ４
７のコレクタはまた、前記トランジスタｑ３４のコレク
タに接続されている。
【００４１】前記トランジスタｑ４６とトランジスタｑ
４７とのエミッタ面積比は１：０．８に形成されてい
る。定電流源ｆ４１によってトランジスタｑ４１に供給
される電流ｉ４１は１０〔μＡ〕に選ばれている。した
がって、トランジスタｑ４２，ｑ４４を流れる電流ｉ４
２，ｉ４４は１０〔μＡ〕となり、トランジスタｑ４３
を流れる電流ｉ４３は２０〔μＡ〕となり、トランジス
タｑ４７を流れる電流ｉ４５は８〔μＡ〕となる。トラ
ンジスタｑ４５を流れる電流ｉ４６は、該トランジスタ
ｑ４５とカレントミラー回路を構成し、エミッタ面積比
が１：１に形成されるトランジスタｑ４８によって、前
記出力電流ｉ４０として折り返されて出力される。
４７とのエミッタ面積比は１：０．８に形成されてい
る。定電流源ｆ４１によってトランジスタｑ４１に供給
される電流ｉ４１は１０〔μＡ〕に選ばれている。した
がって、トランジスタｑ４２，ｑ４４を流れる電流ｉ４
２，ｉ４４は１０〔μＡ〕となり、トランジスタｑ４３
を流れる電流ｉ４３は２０〔μＡ〕となり、トランジス
タｑ４７を流れる電流ｉ４５は８〔μＡ〕となる。トラ
ンジスタｑ４５を流れる電流ｉ４６は、該トランジスタ
ｑ４５とカレントミラー回路を構成し、エミッタ面積比
が１：１に形成されるトランジスタｑ４８によって、前
記出力電流ｉ４０として折り返されて出力される。
【００４２】このように構成される定電流発生回路３ａ
において、定常負荷時には、前記トランジスタｑ２４が
ＯＦＦし、ｉ２２＝０〔μＡ〕となる。またこのとき、
トランジスタｑ３４がＯＮし、トランジスタｑ４７を流
れる電源ｉ４５は十分に該トランジスタｑ３４によって
引き抜かれてバイパスされる。したがって、 ｉ４０＝ｉ４６＝ｉ４２＋ｉ４３＝３０〔Ａ〕 …（６） となる。
において、定常負荷時には、前記トランジスタｑ２４が
ＯＦＦし、ｉ２２＝０〔μＡ〕となる。またこのとき、
トランジスタｑ３４がＯＮし、トランジスタｑ４７を流
れる電源ｉ４５は十分に該トランジスタｑ３４によって
引き抜かれてバイパスされる。したがって、 ｉ４０＝ｉ４６＝ｉ４２＋ｉ４３＝３０〔Ａ〕 …（６） となる。
【００４３】次に、過電流状態が検出されると、トラン
ジスタｑ２４がＯＮし、電流ｉ２２が供給されることに
なる。トランジスタｑ４３が通過させることができる電
流ｉ４３よりもトランジスタｑ２４が通過させることが
できる電流ｉ２２の方が大きいので、該トランジスタｑ
４３のコレクタ電位は、ほぼｖｓ−ＶSAT のハイレベル
となりダイオードｄ４３がＯＦＦする。これによって、 ｉ４０＝ｉ４６＝ｉ４２＝１０〔μＡ〕 …（７） となる。なおこのとき、トランジスタｑ３４はＯＮした
ままである。
ジスタｑ２４がＯＮし、電流ｉ２２が供給されることに
なる。トランジスタｑ４３が通過させることができる電
流ｉ４３よりもトランジスタｑ２４が通過させることが
できる電流ｉ２２の方が大きいので、該トランジスタｑ
４３のコレクタ電位は、ほぼｖｓ−ＶSAT のハイレベル
となりダイオードｄ４３がＯＦＦする。これによって、 ｉ４０＝ｉ４６＝ｉ４２＝１０〔μＡ〕 …（７） となる。なおこのとき、トランジスタｑ３４はＯＮした
ままである。
【００４４】さらに、出力電圧ｖｏが低下し、前記２．
４〔Ｖ〕（ｖａｄｊ＝０．６〔Ｖ〕）以下となると、ト
ランジスタｑ３４はＯＦＦする。これによって、トラン
ジスタｑ４７を流れる電流ｉ４５がダイオードｄ４１の
カソード側に流れ込むことになり、 ｉ４０＝ｉ４６＝ｉ４２−ｉ４５＝２〔μＡ〕 …（８） となる。
４〔Ｖ〕（ｖａｄｊ＝０．６〔Ｖ〕）以下となると、ト
ランジスタｑ３４はＯＦＦする。これによって、トラン
ジスタｑ４７を流れる電流ｉ４５がダイオードｄ４１の
カソード側に流れ込むことになり、 ｉ４０＝ｉ４６＝ｉ４２−ｉ４５＝２〔μＡ〕 …（８） となる。
【００４５】ここで、図示しない発振回路の発振周波数
ｆｓは、発振用コンデンサの静電容量Ｃｏｓｃとし、発
振波形の振幅をＶｏｓｃとするとき、 ｆｓ＝１／Ｔ＝Ｉ４０／２Ｃｏｓｃ×Ｖｏｓｃ …（９） で表すことができる。
ｆｓは、発振用コンデンサの静電容量Ｃｏｓｃとし、発
振波形の振幅をＶｏｓｃとするとき、 ｆｓ＝１／Ｔ＝Ｉ４０／２Ｃｏｓｃ×Ｖｏｓｃ …（９） で表すことができる。
【００４６】したがって、Ｃｏｓｃ＝５０〔ｐＦ〕と
し、Ｖｏｓｃ＝１〔Ｖ〕とすると、前記発振周波数ｆｓ
は、ｉ４０＝３０〔μＡ〕のときには前記３００〔ｋＨ
ｚ〕となり、ｉ４０＝１０〔μＡ〕のときには前記１０
０〔ｋＨｚ〕となり、ｉ４０＝２〔μＡ〕のときには前
記２０〔ｋＨｚ〕となる。
し、Ｖｏｓｃ＝１〔Ｖ〕とすると、前記発振周波数ｆｓ
は、ｉ４０＝３０〔μＡ〕のときには前記３００〔ｋＨ
ｚ〕となり、ｉ４０＝１０〔μＡ〕のときには前記１０
０〔ｋＨｚ〕となり、ｉ４０＝２〔μＡ〕のときには前
記２０〔ｋＨｚ〕となる。
【００４７】ここで、前記第１発振周波数変更回路１０
ａにおいて、定電流源ｆ２１から供給される電流ｉ２３
は、たとえば１〔μＡ〕に選ばれ、コンデンサｃ２１の
静電容量は１５０〔ｐＦ〕に選ばれる。トランジスタｑ
１１の通過電流は、たとえば〔ｍＡ〕オ−ダーであり、
したがってトランジスタｑ２１のＯＦＦ動作は、ｆｓ＝
３００〔ｋＨｚ〕動作時のスイッチング周期である約３
〔μｓｅｃ〕よりも充分短い、たとえば２０〔ｎｓｅ
ｃ〕程度で終了する。これに対して、トランジスタｑ２
１のＯＮ動作は、定電流源ｆ２１がコンデンサｃ２１を
該トランジスタｑ２１のＯＮ電圧（ＶBE=0.65 〔Ｖ〕）
に充電するまでの遅延時間ｔｄｆ１だけ要する。この遅
延時間ｔｄｆ１は、 ｔｄｆ１＝（Ｃ２１＊ＶBE）／Ｉ２３ ＝（１５０〔μＦ〕＊０．６５〔Ｖ〕）／１〔μＡ〕 ≒１０１〔μｓｅｃ〕 …（１０） となる。
ａにおいて、定電流源ｆ２１から供給される電流ｉ２３
は、たとえば１〔μＡ〕に選ばれ、コンデンサｃ２１の
静電容量は１５０〔ｐＦ〕に選ばれる。トランジスタｑ
１１の通過電流は、たとえば〔ｍＡ〕オ−ダーであり、
したがってトランジスタｑ２１のＯＦＦ動作は、ｆｓ＝
３００〔ｋＨｚ〕動作時のスイッチング周期である約３
〔μｓｅｃ〕よりも充分短い、たとえば２０〔ｎｓｅ
ｃ〕程度で終了する。これに対して、トランジスタｑ２
１のＯＮ動作は、定電流源ｆ２１がコンデンサｃ２１を
該トランジスタｑ２１のＯＮ電圧（ＶBE=0.65 〔Ｖ〕）
に充電するまでの遅延時間ｔｄｆ１だけ要する。この遅
延時間ｔｄｆ１は、 ｔｄｆ１＝（Ｃ２１＊ＶBE）／Ｉ２３ ＝（１５０〔μＦ〕＊０．６５〔Ｖ〕）／１〔μＡ〕 ≒１０１〔μｓｅｃ〕 …（１０） となる。
【００４８】したがって、ｆｓ＝１００〔ｋＨｚ〕動作
時のスイッチング周期である１０〔μｓｅｃ〕よりも十
分長い。これによって、過電流発生時にはスイッチング
周波数ｆｓが速やかに低下され、過電流状態が解除され
ると１００〔ｋＨｚ〕動作の１０サイクル分の時間が経
過してからトランジスタｑ２１がＯＦＦし、ｆｓ＝３０
０〔ｋＨｚ〕動作に自動復帰する。前記定電流ｉ２３お
よびコンデンサｃ２１の静電容量などは、前記スイッチ
ング周波数ｆｓおよび所望とする遅延時間ｔｄｆ１など
に対応して適宜選ばれる。
時のスイッチング周期である１０〔μｓｅｃ〕よりも十
分長い。これによって、過電流発生時にはスイッチング
周波数ｆｓが速やかに低下され、過電流状態が解除され
ると１００〔ｋＨｚ〕動作の１０サイクル分の時間が経
過してからトランジスタｑ２１がＯＦＦし、ｆｓ＝３０
０〔ｋＨｚ〕動作に自動復帰する。前記定電流ｉ２３お
よびコンデンサｃ２１の静電容量などは、前記スイッチ
ング周波数ｆｓおよび所望とする遅延時間ｔｄｆ１など
に対応して適宜選ばれる。
【００４９】以上のように、上述のスイッチング電源装
置では、外付けのコイルｌ１やコンデンサｃ２を小型化
しているけれども、集積回路内に形成されるコンデンサ
ｃ２１には、或る程度の静電容量が必要になり、チップ
サイズが大きいという問題がある。なお、第２発振周波
数変更回路１０ｂは、コンデンサｃ２で平滑化されてい
る帰還電圧ｖａｄｊに基づいて発振器３の周波数を切換
えるので、前記のようなハンチングを防止するための時
定数回路は不要となっている。
置では、外付けのコイルｌ１やコンデンサｃ２を小型化
しているけれども、集積回路内に形成されるコンデンサ
ｃ２１には、或る程度の静電容量が必要になり、チップ
サイズが大きいという問題がある。なお、第２発振周波
数変更回路１０ｂは、コンデンサｃ２で平滑化されてい
る帰還電圧ｖａｄｊに基づいて発振器３の周波数を切換
えるので、前記のようなハンチングを防止するための時
定数回路は不要となっている。
【００５０】本発明の目的は、スイッチング周波数を切
換え可能にして外付け部品を小型化するとともに、集積
回路自体も小型化することができるスイッチング電源装
置を提供することである。
換え可能にして外付け部品を小型化するとともに、集積
回路自体も小型化することができるスイッチング電源装
置を提供することである。
【００５１】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、発振手段からの発振信号に応答してスイッチ
ング素子が入力直流電圧をスイッチングすることによっ
て所望とするレベルの電圧出力を得ることができ、出力
電流が予め定める値より大きくなったことが過電流検知
手段で検知されると過電流保護手段がスイッチングパル
ス幅を狭くして前記出力電流を制限するようにしたスイ
ッチング電源装置において、前記過電流検知手段からの
過電流検知出力を前記過電流保護手段による保護動作の
実現までの遅延時間より長い期間ラッチするラッチ手段
と、前記ラッチ手段からの出力に応答して、定常時の第
１の発振周波数から、該第１の発振周波数よりも低く、
かつ前記遅延時間より長い周期の第２の発振周波数に前
記発振手段の発振周波数を低下させる第１の発振周波数
低下手段と、予め定めるレベルの出力電圧の低下を検出
し、前記第２の発振周波数よりも低い第３の発振周波数
に前記発振手段の発振周波数を低下させる第２の発振周
波数低下手段とを含むことを特徴とする。
源装置は、発振手段からの発振信号に応答してスイッチ
ング素子が入力直流電圧をスイッチングすることによっ
て所望とするレベルの電圧出力を得ることができ、出力
電流が予め定める値より大きくなったことが過電流検知
手段で検知されると過電流保護手段がスイッチングパル
ス幅を狭くして前記出力電流を制限するようにしたスイ
ッチング電源装置において、前記過電流検知手段からの
過電流検知出力を前記過電流保護手段による保護動作の
実現までの遅延時間より長い期間ラッチするラッチ手段
と、前記ラッチ手段からの出力に応答して、定常時の第
１の発振周波数から、該第１の発振周波数よりも低く、
かつ前記遅延時間より長い周期の第２の発振周波数に前
記発振手段の発振周波数を低下させる第１の発振周波数
低下手段と、予め定めるレベルの出力電圧の低下を検出
し、前記第２の発振周波数よりも低い第３の発振周波数
に前記発振手段の発振周波数を低下させる第２の発振周
波数低下手段とを含むことを特徴とする。
【００５２】上記の構成によれば、過電流保護手段の動
作の開始にあたって、過電流状態であることが過電流検
知手段によって検知されると、第１の発振周波数低下手
段は、発振手段の発振周波数を、定常時の第１の発振周
波数から第２の発振周波数に低下させる。前記第２の発
振周波数は、過電流保護手段による保護動作の実現まで
の遅延時間より長い周期となっている。
作の開始にあたって、過電流状態であることが過電流検
知手段によって検知されると、第１の発振周波数低下手
段は、発振手段の発振周波数を、定常時の第１の発振周
波数から第２の発振周波数に低下させる。前記第２の発
振周波数は、過電流保護手段による保護動作の実現まで
の遅延時間より長い周期となっている。
【００５３】したがって、第１の発振周波数において
は、定常状態でのスイッチングパルス幅が狭く、過電流
保護動作によってスイッチングパルス幅をそれ以上狭く
できない場合があるけれども、第２の発振周波数におい
ては、過電流状態が検出されてからスイッチング素子が
ＯＦＦするまでの遅延時間よりもスイッチング素子のＯ
Ｎ期間が長くなり、該過電流保護動作が有効に行われ、
出力電流が減少する。
は、定常状態でのスイッチングパルス幅が狭く、過電流
保護動作によってスイッチングパルス幅をそれ以上狭く
できない場合があるけれども、第２の発振周波数におい
ては、過電流状態が検出されてからスイッチング素子が
ＯＦＦするまでの遅延時間よりもスイッチング素子のＯ
Ｎ期間が長くなり、該過電流保護動作が有効に行われ、
出力電流が減少する。
【００５４】同様に、第２の発振周波数低下手段は、出
力短絡などで出力電圧が所定レベルより低下したことを
検出すると、発振手段の発振周波数を、第３の発振周波
数にさらに低下させる。これによって、前記第１の発振
周波数から第２の発振周波数に発振周波数が一旦低下さ
れた後、過電流保護動作によって狭くなったスイッチン
グパルス幅が再び広くなり、上記の遅延時間の影響を小
さくすることができる。こうして、上記の遅延時間の影
響による出力電流の増大を防止することができる。
力短絡などで出力電圧が所定レベルより低下したことを
検出すると、発振手段の発振周波数を、第３の発振周波
数にさらに低下させる。これによって、前記第１の発振
周波数から第２の発振周波数に発振周波数が一旦低下さ
れた後、過電流保護動作によって狭くなったスイッチン
グパルス幅が再び広くなり、上記の遅延時間の影響を小
さくすることができる。こうして、上記の遅延時間の影
響による出力電流の増大を防止することができる。
【００５５】したがって、前記第１の発振周波数を、前
記遅延時間に係りなく、たとえばスイッチングトランジ
スタの動作周波数の上限付近まで高くすることができ、
集積回路化される発振手段や過電流保護手段などに対し
て、外付けされるコイルやコンデンサなどを小型化し、
スイッチング電源装置の一層の小型化、低コスト化を図
ることができる。
記遅延時間に係りなく、たとえばスイッチングトランジ
スタの動作周波数の上限付近まで高くすることができ、
集積回路化される発振手段や過電流保護手段などに対し
て、外付けされるコイルやコンデンサなどを小型化し、
スイッチング電源装置の一層の小型化、低コスト化を図
ることができる。
【００５６】また、前記過電流検知手段からの過電流検
知出力は、前記遅延時間より長い期間ラッチするラッチ
手段を介して第１の発振周波数低下手段に与えられるの
で、前記第１の発振周波数でスイッチングパルスが出力
されても、過電流検知出力は維持され、発振手段の発振
周波数は確実に低下する。そして、発振手段の発振周波
数が第１の発振周波数に復帰するには、過電流状態が解
消し、出力段のコンデンサで平滑化された出力電圧が定
常電圧に復帰してからになるので、ハンチングを防止す
るための時定数回路を不要にすることができる。これに
よって、外付けの部品だけでなく、集積回路自体のチッ
プサイズも小型化することができる。
知出力は、前記遅延時間より長い期間ラッチするラッチ
手段を介して第１の発振周波数低下手段に与えられるの
で、前記第１の発振周波数でスイッチングパルスが出力
されても、過電流検知出力は維持され、発振手段の発振
周波数は確実に低下する。そして、発振手段の発振周波
数が第１の発振周波数に復帰するには、過電流状態が解
消し、出力段のコンデンサで平滑化された出力電圧が定
常電圧に復帰してからになるので、ハンチングを防止す
るための時定数回路を不要にすることができる。これに
よって、外付けの部品だけでなく、集積回路自体のチッ
プサイズも小型化することができる。
【００５７】また、本発明のスイッチング電源装置で
は、前記予め定めるレベルの出力電圧は、入力電圧に応
じて設定されることを特徴とする。
は、前記予め定めるレベルの出力電圧は、入力電圧に応
じて設定されることを特徴とする。
【００５８】上記の構成によれば、入力電圧が大きいと
きには高い出力電圧から発振周波数を低下させ、入力電
圧が小さいときには低い出力電圧から発振周波数を低下
させることで、短絡時における電流値の著しい低下・増
加の特性を改善することができる。
きには高い出力電圧から発振周波数を低下させ、入力電
圧が小さいときには低い出力電圧から発振周波数を低下
させることで、短絡時における電流値の著しい低下・増
加の特性を改善することができる。
【００５９】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、前記第２の発振周波数低下手段に関連して、入力
電圧および出力電圧に応じて発振周波数を変化するよう
に、調整手段が設けられていることを特徴とする。
置は、前記第２の発振周波数低下手段に関連して、入力
電圧および出力電圧に応じて発振周波数を変化するよう
に、調整手段が設けられていることを特徴とする。
【００６０】上記の構成によれば、入力電圧が出力電圧
に比べて大きいときにはデューティが小さいので、過電
流保護動作が有効に行えるように、スイッチング素子の
ＯＮ期間を長くするためには、第２の発振周波数を特に
低くする必要があるのに対して、出力電圧が大きいとき
には発振周波数を低くすると負荷電流が小さくなりす
ぎ、発振周波数を低くしない方が望ましいこともあるの
で、これに対応して、入力電圧だけでなく、出力電圧に
も応じて、発振周波数を設定する。
に比べて大きいときにはデューティが小さいので、過電
流保護動作が有効に行えるように、スイッチング素子の
ＯＮ期間を長くするためには、第２の発振周波数を特に
低くする必要があるのに対して、出力電圧が大きいとき
には発振周波数を低くすると負荷電流が小さくなりす
ぎ、発振周波数を低くしない方が望ましいこともあるの
で、これに対応して、入力電圧だけでなく、出力電圧に
も応じて、発振周波数を設定する。
【００６１】したがって、発振周波数を、より適切に設
定することができる。
定することができる。
【００６２】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記第１の発振周波数低下手段に関連して、起動時に該
第１の発振周波数低下手段による発振周波数の変更動作
を禁止させる遅延手段が設けられていることを特徴とす
る。
前記第１の発振周波数低下手段に関連して、起動時に該
第１の発振周波数低下手段による発振周波数の変更動作
を禁止させる遅延手段が設けられていることを特徴とす
る。
【００６３】上記の構成によれば、スイッチング電源装
置では、出力平滑用に、大容量・低直列等価抵抗の出力
コンデンサが使われることが多いので、起動時には、該
出力コンデンサの充電のための突入電流によって過電流
検出動作をしてしまうことが多く、この場合過電流保護
動作によってスイッチング周波数が低下すると負荷電流
値が低下し、低い電流しか流せなくなってしまうので、
前記遅延手段によって発振周波数の変更動作を禁止させ
る。
置では、出力平滑用に、大容量・低直列等価抵抗の出力
コンデンサが使われることが多いので、起動時には、該
出力コンデンサの充電のための突入電流によって過電流
検出動作をしてしまうことが多く、この場合過電流保護
動作によってスイッチング周波数が低下すると負荷電流
値が低下し、低い電流しか流せなくなってしまうので、
前記遅延手段によって発振周波数の変更動作を禁止させ
る。
【００６４】したがって、起動時における不所望な過電
流保護動作を回避し、充分な負荷電流を供給することが
できる。
流保護動作を回避し、充分な負荷電流を供給することが
できる。
【００６５】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、前記第１の発振周波数低下手段に関連して、前記
ラッチ手段と該第１の発振周波数低下手段との間に、前
記ラッチ手段による過電流検出出力を保持する保持手段
が設けられていることを特徴とする。
置は、前記第１の発振周波数低下手段に関連して、前記
ラッチ手段と該第１の発振周波数低下手段との間に、前
記ラッチ手段による過電流検出出力を保持する保持手段
が設けられていることを特徴とする。
【００６６】上記の構成によれば、過電流保護動作によ
ってスイッチング素子をＯＦＦ駆動すると、前記過電流
検出手段による過電流状態の検出はなくなり、第１の発
振周波数低下手段は発振周波数を定常時の周波数に復帰
させようとするのに対して、保持手段が過電流検出出力
を保持していることで、このように過電流が一時的に検
出されなくなっても、発振周波数を低下したままで保持
させることができる。
ってスイッチング素子をＯＦＦ駆動すると、前記過電流
検出手段による過電流状態の検出はなくなり、第１の発
振周波数低下手段は発振周波数を定常時の周波数に復帰
させようとするのに対して、保持手段が過電流検出出力
を保持していることで、このように過電流が一時的に検
出されなくなっても、発振周波数を低下したままで保持
させることができる。
【００６７】したがって、スイッチングパルスのパルス
幅や周期を安定させることができる。
幅や周期を安定させることができる。
【００６８】また、本発明のスイッチング電源装置は、
前記ラッチ手段に関連して、リセット信号を分周する分
周手段が設けられていることを特徴とする。
前記ラッチ手段に関連して、リセット信号を分周する分
周手段が設けられていることを特徴とする。
【００６９】上記の構成によれば、通常は、前記ラッチ
手段はスイッチングパルス毎にリセットされるのに対し
て、リセット信号を分周することで、過電流状態におけ
るスイッチング周波数を発振周波数ではなく、リセット
信号周波数に安定させることができる。
手段はスイッチングパルス毎にリセットされるのに対し
て、リセット信号を分周することで、過電流状態におけ
るスイッチング周波数を発振周波数ではなく、リセット
信号周波数に安定させることができる。
【００７０】
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図５に基づいて説明すれば、以下の通りである。
図１〜図５に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００７１】図１は、本発明の実施の一形態のスイッチ
ング電源装置の電気的構成を示すブロック図である。本
例に係るスイッチング電源装置は、チョッパ型であり、
後述するコイルＬ１および平滑用のコンデンサＣ１，Ｃ
２を除いて、集積回路化されている。ただし、ダイオー
ドＤ１および抵抗Ｒ１・Ｒ２は、集積回路化しないこと
も多い。
ング電源装置の電気的構成を示すブロック図である。本
例に係るスイッチング電源装置は、チョッパ型であり、
後述するコイルＬ１および平滑用のコンデンサＣ１，Ｃ
２を除いて、集積回路化されている。ただし、ダイオー
ドＤ１および抵抗Ｒ１・Ｒ２は、集積回路化しないこと
も多い。
【００７２】このスイッチング電源装置は、図１に示す
ように、たとえば２５〔Ｖ〕の入力電圧Ｖｉｎをスイッ
チングするＮＰＮ形のバイポーラのトランジスタＴｒ１
を備えている。入力端子から前記トランジスタＴｒ１の
コレクタへの電源ラインには、過電流検出回路１１が直
列に介在されており、この過電流検出回路１１の前段に
は、脈流を平滑化するコンデンサＣ１が設けられてい
る。
ように、たとえば２５〔Ｖ〕の入力電圧Ｖｉｎをスイッ
チングするＮＰＮ形のバイポーラのトランジスタＴｒ１
を備えている。入力端子から前記トランジスタＴｒ１の
コレクタへの電源ラインには、過電流検出回路１１が直
列に介在されており、この過電流検出回路１１の前段に
は、脈流を平滑化するコンデンサＣ１が設けられてい
る。
【００７３】前記過電流検出回路１１は、たとえば入力
端子から前記トランジスタＴｒ１のコレクタへの電源ラ
インに直列に介在されて電流−電圧変換を行う検知抵抗
と、その検知抵抗の端子間電圧が入力される差動増幅器
とを備えて構成され、トランジスタＴｒ１のコレクタ−
エミッタ間に流れる電流が過電流検出レベルＩＣＬを超
えると過電流状態であると検出し、これを後述するラッ
チ手段であるＲＳフリップフロップ回路１２にセット信
号として出力する。
端子から前記トランジスタＴｒ１のコレクタへの電源ラ
インに直列に介在されて電流−電圧変換を行う検知抵抗
と、その検知抵抗の端子間電圧が入力される差動増幅器
とを備えて構成され、トランジスタＴｒ１のコレクタ−
エミッタ間に流れる電流が過電流検出レベルＩＣＬを超
えると過電流状態であると検出し、これを後述するラッ
チ手段であるＲＳフリップフロップ回路１２にセット信
号として出力する。
【００７４】トランジスタＴｒ１のエミッタには、コイ
ルＬ１が直列に接続されている。このコイルＬ１の前記
エミッタ側の一端にはダイオードＤ１のカソードが接続
され、ダイオードＤ１のアノードは接地されている。ま
た、コイルＬ１の他端は、出力平滑用のコンデンサＣ２
の一端に接続されるとともに、直列に接続された抵抗Ｒ
１・Ｒ２と、これらの抵抗Ｒ１・Ｒ２と並列に設けられ
た負荷ＲＬとを介して接地されている。上記のコンデン
サＣ２は、他端が接地されている。また、抵抗Ｒ１・Ｒ
２は、抵抗値が、たとえばそれぞれ３〔ｋΩ〕と１〔ｋ
Ω〕とであり、出力電圧Ｖｏを１／４に分圧するように
なっている。
ルＬ１が直列に接続されている。このコイルＬ１の前記
エミッタ側の一端にはダイオードＤ１のカソードが接続
され、ダイオードＤ１のアノードは接地されている。ま
た、コイルＬ１の他端は、出力平滑用のコンデンサＣ２
の一端に接続されるとともに、直列に接続された抵抗Ｒ
１・Ｒ２と、これらの抵抗Ｒ１・Ｒ２と並列に設けられ
た負荷ＲＬとを介して接地されている。上記のコンデン
サＣ２は、他端が接地されている。また、抵抗Ｒ１・Ｒ
２は、抵抗値が、たとえばそれぞれ３〔ｋΩ〕と１〔ｋ
Ω〕とであり、出力電圧Ｖｏを１／４に分圧するように
なっている。
【００７５】入力段のコンデンサＣ１で平滑化された入
力電圧ＶｉｎがトランジスタＴｒ１によってスイッチン
グされると、トランジスタＴｒ１がＯＮしている期間で
は、該トランジスタＴｒ１のエミッタに現れた電圧Ｖｏ
ｕｔによって、コイルＬ１、コンデンサＣ２および負荷
ＲＬに対してエネルギが供給される。トランジスタＴｒ
１がＯＦＦしている期間では、コイルＬ１に蓄えられた
エネルギが、ダイオードＤ１によって還流させられて負
荷ＲＬに与えられる。
力電圧ＶｉｎがトランジスタＴｒ１によってスイッチン
グされると、トランジスタＴｒ１がＯＮしている期間で
は、該トランジスタＴｒ１のエミッタに現れた電圧Ｖｏ
ｕｔによって、コイルＬ１、コンデンサＣ２および負荷
ＲＬに対してエネルギが供給される。トランジスタＴｒ
１がＯＦＦしている期間では、コイルＬ１に蓄えられた
エネルギが、ダイオードＤ１によって還流させられて負
荷ＲＬに与えられる。
【００７６】前記の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電
圧は、差動アンプ１３の反転入力に、帰還電圧Ｖａｄｊ
として与えられる。また、この差動アンプ１３の非反転
入力には、たとえば前記抵抗Ｒ１・Ｒ２による分圧比が
前記１／４であり、出力電圧Ｖｏが５〔Ｖ〕である場
合、１．２５〔Ｖ〕の基準電圧Ｖｒｅｆ１を発生する基
準電圧源１４が接続されている。差動アンプ１３は、出
力電圧Ｖｏが抵抗Ｒ１・Ｒ２によって分圧されて得られ
た帰還電圧Ｖａｄｊと、上記の基準電圧Ｖｒｅｆ１との
差に応じた電圧Ｖｔｈを出力するようになっている。上
記の差動アンプ１３の出力は、コンパレータ１５の非反
転入力に接続されている。また、コンパレータ１５の反
転入力には、発振器１６が接続されている。
圧は、差動アンプ１３の反転入力に、帰還電圧Ｖａｄｊ
として与えられる。また、この差動アンプ１３の非反転
入力には、たとえば前記抵抗Ｒ１・Ｒ２による分圧比が
前記１／４であり、出力電圧Ｖｏが５〔Ｖ〕である場
合、１．２５〔Ｖ〕の基準電圧Ｖｒｅｆ１を発生する基
準電圧源１４が接続されている。差動アンプ１３は、出
力電圧Ｖｏが抵抗Ｒ１・Ｒ２によって分圧されて得られ
た帰還電圧Ｖａｄｊと、上記の基準電圧Ｖｒｅｆ１との
差に応じた電圧Ｖｔｈを出力するようになっている。上
記の差動アンプ１３の出力は、コンパレータ１５の非反
転入力に接続されている。また、コンパレータ１５の反
転入力には、発振器１６が接続されている。
【００７７】コンパレータ１５は、差動アンプ１３の出
力電圧Ｖｔｈをスレッシュレベルとして、発振器１６か
らの三角波と該電圧Ｖｔｈとを比較し、三角波のレベル
が差動アンプ１３の出力電圧Ｖｔｈより低いときハイレ
ベルを出力する一方、三角波のレベルが差動アンプ１３
の出力電圧より高いときローレベルを出力するようにな
っている。つまり、コンパレータ１５は、トランジスタ
Ｔｒ１をＯＮ／ＯＦＦさせるためのＰＷＭ信号を出力す
るようになっている。
力電圧Ｖｔｈをスレッシュレベルとして、発振器１６か
らの三角波と該電圧Ｖｔｈとを比較し、三角波のレベル
が差動アンプ１３の出力電圧Ｖｔｈより低いときハイレ
ベルを出力する一方、三角波のレベルが差動アンプ１３
の出力電圧より高いときローレベルを出力するようにな
っている。つまり、コンパレータ１５は、トランジスタ
Ｔｒ１をＯＮ／ＯＦＦさせるためのＰＷＭ信号を出力す
るようになっている。
【００７８】上記のコンパレータ１５の出力は、前記駆
動回路１７に接続されている。駆動回路１７は、コンパ
レータ１５からのＰＷＭ信号に基づいて、トランジスタ
Ｔｒ１をＯＮ／ＯＦＦ駆動する回路である。また、ＲＳ
フリップフロップ回路１２は、過電流検出回路１１から
のセット信号でセットされるとともに、発振器１６から
のリセット信号によってリセットされ、セットされる
と、上記のＰＷＭ信号に拘わらずトランジスタＴｒ１を
ＯＦＦする動作を行うようになっている。
動回路１７に接続されている。駆動回路１７は、コンパ
レータ１５からのＰＷＭ信号に基づいて、トランジスタ
Ｔｒ１をＯＮ／ＯＦＦ駆動する回路である。また、ＲＳ
フリップフロップ回路１２は、過電流検出回路１１から
のセット信号でセットされるとともに、発振器１６から
のリセット信号によってリセットされ、セットされる
と、上記のＰＷＭ信号に拘わらずトランジスタＴｒ１を
ＯＦＦする動作を行うようになっている。
【００７９】出力電圧Ｖｏの制御は、該出力電圧Ｖｏを
前記抵抗Ｒ１・Ｒ２の抵抗値で分割して得られる帰還電
圧ｖａｄｊと、基準電圧源１４からの基準電圧Ｖｒｅｆ
１とに基づいて行なわれる。まず、差動アンプ１３によ
って両電圧の差に応じた電圧が出力され、その電圧と発
振器１６から出力される三角波とがコンパレータ１５で
比較される。すると、コンパレータ１５からは、差動ア
ンプ１３の出力レベルに応じたパルス幅のＰＷＭ信号が
出力される。
前記抵抗Ｒ１・Ｒ２の抵抗値で分割して得られる帰還電
圧ｖａｄｊと、基準電圧源１４からの基準電圧Ｖｒｅｆ
１とに基づいて行なわれる。まず、差動アンプ１３によ
って両電圧の差に応じた電圧が出力され、その電圧と発
振器１６から出力される三角波とがコンパレータ１５で
比較される。すると、コンパレータ１５からは、差動ア
ンプ１３の出力レベルに応じたパルス幅のＰＷＭ信号が
出力される。
【００８０】次いで、このＰＷＭ信号が駆動回路１７に
与えられると、ＰＷＭ信号のデューティＤに応じて該駆
動回路１７がトランジスタＴｒ１のＯＮ／ＯＦＦを制御
する。これによって、出力電圧Ｖｏが、前記基準電圧ｖ
ｒｅｆ１および抵抗Ｒ１・Ｒ２による分圧比で決定され
る一定電圧（５〔Ｖ〕）に制御される。
与えられると、ＰＷＭ信号のデューティＤに応じて該駆
動回路１７がトランジスタＴｒ１のＯＮ／ＯＦＦを制御
する。これによって、出力電圧Ｖｏが、前記基準電圧ｖ
ｒｅｆ１および抵抗Ｒ１・Ｒ２による分圧比で決定され
る一定電圧（５〔Ｖ〕）に制御される。
【００８１】前記発振器１６は、三角波を発生するとと
もに、ＲＳフリップフロップ回路１２のリセット端子に
与えるリセット信号を発生するようになっている。ＲＳ
フリップフロップ回路１２は、前記過電流検出回路１１
からのセット信号に応答して、トランジスタＴｒ１のベ
ースを駆動する駆動回路１７にトランジスタＴｒ１をＯ
ＦＦする信号を送出し、前記リセット信号が入力される
まで送出し続ける。
もに、ＲＳフリップフロップ回路１２のリセット端子に
与えるリセット信号を発生するようになっている。ＲＳ
フリップフロップ回路１２は、前記過電流検出回路１１
からのセット信号に応答して、トランジスタＴｒ１のベ
ースを駆動する駆動回路１７にトランジスタＴｒ１をＯ
ＦＦする信号を送出し、前記リセット信号が入力される
まで送出し続ける。
【００８２】また、発振器１６は、前記三角波の発振周
波数を、発振周波数変更回路１８の出力に応答して、第
１の発振周波数である、たとえば３００〔ｋＨｚ〕か
ら、第２の発振周波数である、たとえば１５０〔ｋＨ
ｚ〕、さらに第３の発振周波数である、たとえば３０
〔ｋＨｚ〕にまで低下するようになっている。前記第３
の発振周波数は、可聴帯域外で、最も低い周波数に選ば
れている。また、前記第２の発振周波数は、後述するよ
うに選ばれる。
波数を、発振周波数変更回路１８の出力に応答して、第
１の発振周波数である、たとえば３００〔ｋＨｚ〕か
ら、第２の発振周波数である、たとえば１５０〔ｋＨ
ｚ〕、さらに第３の発振周波数である、たとえば３０
〔ｋＨｚ〕にまで低下するようになっている。前記第３
の発振周波数は、可聴帯域外で、最も低い周波数に選ば
れている。また、前記第２の発振周波数は、後述するよ
うに選ばれる。
【００８３】本発明で注目すべきは、前記発振周波数変
更回路１８は、前記ＲＳフリップフロップ回路１２から
の出力に応答して発振器１６の発振周波数を前記３００
〔ｋＨｚ〕から１５０〔ｋＨｚ〕に低下させることであ
り、前記ＲＳフリップフロップ回路１２がセットされて
いる間、前記１５０〔ｋＨｚ〕に発振周波数を低下さ
せ、さらに前記帰還電圧Ｖａｄｊが基準電圧源１９から
の基準電圧Ｖｒｅｆ２、たとえば０．５〔Ｖ〕より低下
すると、前記１５０〔ｋＨｚ〕から３０〔ｋＨｚ〕に低
下させる。
更回路１８は、前記ＲＳフリップフロップ回路１２から
の出力に応答して発振器１６の発振周波数を前記３００
〔ｋＨｚ〕から１５０〔ｋＨｚ〕に低下させることであ
り、前記ＲＳフリップフロップ回路１２がセットされて
いる間、前記１５０〔ｋＨｚ〕に発振周波数を低下さ
せ、さらに前記帰還電圧Ｖａｄｊが基準電圧源１９から
の基準電圧Ｖｒｅｆ２、たとえば０．５〔Ｖ〕より低下
すると、前記１５０〔ｋＨｚ〕から３０〔ｋＨｚ〕に低
下させる。
【００８４】前記ＲＳフリップフロップ回路１２は、セ
ット端子Ｓが前記過電流検出回路１１に接続され、リセ
ット端子Ｒが前記コンパレータ１５の出力端子に接続さ
れ、反転出力端子／Ｑが前記発振周波数変更回路１８に
接続されている。このＲＳフリップフロップ回路１２
は、セット端子Ｓにハイレベルが入力されると反転出力
端子／Ｑをローレベルとし、その状態をリセット端子Ｒ
にハイレベルが入力されるまで維持するものとし、リセ
ット端子Ｒにハイレベルが入力されると反転出力端子／
Ｑをハイレベルとし、セット端子Ｓにハイレベルが入力
されるまで維持するものとする。また、セット端子Ｓと
リセット端子Ｒとが同時にハイレベルとなると、反転出
力端子／Ｑはローレベルとなる。
ット端子Ｓが前記過電流検出回路１１に接続され、リセ
ット端子Ｒが前記コンパレータ１５の出力端子に接続さ
れ、反転出力端子／Ｑが前記発振周波数変更回路１８に
接続されている。このＲＳフリップフロップ回路１２
は、セット端子Ｓにハイレベルが入力されると反転出力
端子／Ｑをローレベルとし、その状態をリセット端子Ｒ
にハイレベルが入力されるまで維持するものとし、リセ
ット端子Ｒにハイレベルが入力されると反転出力端子／
Ｑをハイレベルとし、セット端子Ｓにハイレベルが入力
されるまで維持するものとする。また、セット端子Ｓと
リセット端子Ｒとが同時にハイレベルとなると、反転出
力端子／Ｑはローレベルとなる。
【００８５】なお、帰還電圧Ｖａｄｊが０．５〔Ｖ〕と
なるときの出力電圧Ｖｏは、次式により、 Ｖｏ＝０．５〔Ｖ〕×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＝２．０〔Ｖ〕 …（１１） となる。すなわち、出力電圧Ｖｏが上記の２〔Ｖ〕より
低下すると、発振器１６の発振周波数は最も低い３０
〔ｋＨｚ〕まで低下される。
なるときの出力電圧Ｖｏは、次式により、 Ｖｏ＝０．５〔Ｖ〕×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＝２．０〔Ｖ〕 …（１１） となる。すなわち、出力電圧Ｖｏが上記の２〔Ｖ〕より
低下すると、発振器１６の発振周波数は最も低い３０
〔ｋＨｚ〕まで低下される。
【００８６】このスイッチング電源装置の内部の上記各
回路には、前記入力電圧Ｖｉｎから、内部定電圧回路２
０で作成された定電圧Ｖｓが、電源電圧として供給され
る。
回路には、前記入力電圧Ｖｉｎから、内部定電圧回路２
０で作成された定電圧Ｖｓが、電源電圧として供給され
る。
【００８７】図２は、上述のように構成されるスイッチ
ング電源装置の動作を説明するための波形図である。こ
の図２は、スイッチング周波数ｆｓが、前記３００〔ｋ
Ｈｚ〕から１５０〔ｋＨｚ〕に移行している状態を示し
ている。図２（ａ）はコイルＬ１の電流ＩＬを示し、図
２（ｂ）は発振器１６の出力波形を示し、図２（ｃ）は
トランジスタＴｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を示す。図２で
は、入力電圧Ｖｉｎ＝２５〔Ｖ〕、出力電圧Ｖｏ＝５
〔Ｖ〕、過電流検出レベルＩＣＬ＝２〔Ａ〕、負荷抵抗
ＲＬ＝２〔Ω〕としており、Ｖｏ／ＲＬ＝２．５〔Ａ〕
となり、過電流状態となっている。そしてそれを、図２
（ｃ）の最初のパルスで検出したものとする。
ング電源装置の動作を説明するための波形図である。こ
の図２は、スイッチング周波数ｆｓが、前記３００〔ｋ
Ｈｚ〕から１５０〔ｋＨｚ〕に移行している状態を示し
ている。図２（ａ）はコイルＬ１の電流ＩＬを示し、図
２（ｂ）は発振器１６の出力波形を示し、図２（ｃ）は
トランジスタＴｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を示す。図２で
は、入力電圧Ｖｉｎ＝２５〔Ｖ〕、出力電圧Ｖｏ＝５
〔Ｖ〕、過電流検出レベルＩＣＬ＝２〔Ａ〕、負荷抵抗
ＲＬ＝２〔Ω〕としており、Ｖｏ／ＲＬ＝２．５〔Ａ〕
となり、過電流状態となっている。そしてそれを、図２
（ｃ）の最初のパルスで検出したものとする。
【００８８】図２（ｂ）で示すように発振器１６の発振
周波数は低下してゆき、これに伴って図２（ａ）で示す
コイル電流ＩＬも低下してゆき、やがて過電流検出レベ
ルＩＣＬ以下となる。図２（ｃ）で示すように、トラン
ジスタＴｒ１は、最初は発振器１６の出力レベルが差動
アンプ１３の出力電圧Ｖｔｈ以下となるとＯＮしてい
る。このときのスイッチング周期は１／３００〔ｋＨ
ｚ〕＝３．３３〔μｓｅｃ〕、１周期におけるトランジ
スタＴｒ１のパルス幅は、 ３．３３〔μｓｅｃ〕×Ｖｏ／Ｖｉｎ＝６６６〔ｎｓｅｃ〕 …（１２） である。この時、過電流検出経路の遅延時間ｔｄ（≒１
〔μｓｅｃ〕）＞スイッチングパルス幅となっている。
周波数は低下してゆき、これに伴って図２（ａ）で示す
コイル電流ＩＬも低下してゆき、やがて過電流検出レベ
ルＩＣＬ以下となる。図２（ｃ）で示すように、トラン
ジスタＴｒ１は、最初は発振器１６の出力レベルが差動
アンプ１３の出力電圧Ｖｔｈ以下となるとＯＮしてい
る。このときのスイッチング周期は１／３００〔ｋＨ
ｚ〕＝３．３３〔μｓｅｃ〕、１周期におけるトランジ
スタＴｒ１のパルス幅は、 ３．３３〔μｓｅｃ〕×Ｖｏ／Ｖｉｎ＝６６６〔ｎｓｅｃ〕 …（１２） である。この時、過電流検出経路の遅延時間ｔｄ（≒１
〔μｓｅｃ〕）＞スイッチングパルス幅となっている。
【００８９】前記最初のパルスで過電流を検出すると、
ＲＳフリップフロップ回路１２が発振器１６からの三角
波のピークでリセットされた時点でトランジスタＴｒ１
がＯＮするようになり、スイッチング周期は低下すべき
スイッチング周波数の１５０〔ｋＨｚ〕に対応した６．
６６〔μｓｅｃ〕へと広がってゆく。そして、パルス幅
は、１．３３〔μｓｅｃ〕となり、ｔｄ＜スイッチング
パルス幅として、前記過電流検出回路１１およびＲＳフ
リップフロップ回路１２による過電流保護動作を行うこ
とができるようになる。
ＲＳフリップフロップ回路１２が発振器１６からの三角
波のピークでリセットされた時点でトランジスタＴｒ１
がＯＮするようになり、スイッチング周期は低下すべき
スイッチング周波数の１５０〔ｋＨｚ〕に対応した６．
６６〔μｓｅｃ〕へと広がってゆく。そして、パルス幅
は、１．３３〔μｓｅｃ〕となり、ｔｄ＜スイッチング
パルス幅として、前記過電流検出回路１１およびＲＳフ
リップフロップ回路１２による過電流保護動作を行うこ
とができるようになる。
【００９０】すなわち、の期間では、トランジスタＴ
ｒ１がＯＮすると同時に過電流検出回路１１が過電流を
検出し、ＲＳフリップフロップ回路１２をセットする動
作および遅延時間ｔｄ経過後にはトランジスタＴｒ１を
ＯＦＦする動作が行われる。この動作では、高周波のま
まであり、トランジスタＴｒ１のパルス幅＜遅延時間ｔ
ｄであるので、前記パルス幅を小さくすることはできな
いけれども、ＲＳフリップフロップ回路１２がセットさ
れると発振周波数が低く（図２（ｂ）の発振器波形の傾
きが緩やかに）なってゆくので、トランジスタＴｒ１の
ＯＦＦ期間が長くなる。
ｒ１がＯＮすると同時に過電流検出回路１１が過電流を
検出し、ＲＳフリップフロップ回路１２をセットする動
作および遅延時間ｔｄ経過後にはトランジスタＴｒ１を
ＯＦＦする動作が行われる。この動作では、高周波のま
まであり、トランジスタＴｒ１のパルス幅＜遅延時間ｔ
ｄであるので、前記パルス幅を小さくすることはできな
いけれども、ＲＳフリップフロップ回路１２がセットさ
れると発振周波数が低く（図２（ｂ）の発振器波形の傾
きが緩やかに）なってゆくので、トランジスタＴｒ１の
ＯＦＦ期間が長くなる。
【００９１】続いて、の期間では、トランジスタＴｒ
１のＯＦＦ期間が長くなったので、トランジスタＴｒ１
のデューティが小さくなり、出力電圧Ｖｏが低下し、差
動アンプ１３の出力電圧Ｖｔｈが増大し、Ｖｔｈ＞発振
器波形となるとトランジスタＴｒ１はＯＮする。
１のＯＦＦ期間が長くなったので、トランジスタＴｒ１
のデューティが小さくなり、出力電圧Ｖｏが低下し、差
動アンプ１３の出力電圧Ｖｔｈが増大し、Ｖｔｈ＞発振
器波形となるとトランジスタＴｒ１はＯＮする。
【００９２】の期間では、差動アンプ１３の出力電圧
Ｖｔｈがさらに増大し、発振器１６の出力電圧の最大値
よりも大きくなっており、この場合のスイッチング動作
は、発振器出力の極大値で出力されるリセット信号がＲ
Ｓフリップフロップ回路１２に入力されるとトランジス
タＴｒ１がＯＮし、過電流検出回路１１が過電流を検出
し、出力されるリセット信号がＲＳフリップフロップ回
路１２に入力されると、トランジスタＴｒ１が遅延時間
ｔｄ後にＯＦＦされる動作となる。このときのスイッチ
ング周波数は通常状態での周波数よりも低くなり、この
低くなったスイッチング周波数を前述のように１５０
〔ｋＨｚ〕とすると、 Ｖｏ＝Ｖｉｎ×１〔μｓ〕×１５０〔ｋＨｚ〕＝３．７５〔Ｖ〕…（１３） となり、出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏが共に低下す
る。
Ｖｔｈがさらに増大し、発振器１６の出力電圧の最大値
よりも大きくなっており、この場合のスイッチング動作
は、発振器出力の極大値で出力されるリセット信号がＲ
Ｓフリップフロップ回路１２に入力されるとトランジス
タＴｒ１がＯＮし、過電流検出回路１１が過電流を検出
し、出力されるリセット信号がＲＳフリップフロップ回
路１２に入力されると、トランジスタＴｒ１が遅延時間
ｔｄ後にＯＦＦされる動作となる。このときのスイッチ
ング周波数は通常状態での周波数よりも低くなり、この
低くなったスイッチング周波数を前述のように１５０
〔ｋＨｚ〕とすると、 Ｖｏ＝Ｖｉｎ×１〔μｓ〕×１５０〔ｋＨｚ〕＝３．７５〔Ｖ〕…（１３） となり、出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏが共に低下す
る。
【００９３】図２には、スイッチング周波数の切換えが
行われなかった場合の波形を、参考までに破線で示して
いる。スイッチング周波数の切換えを行わない場合は、
過電流状態においてはトランジスタＴｒ１がＯＮすると
同時に過電流を検出し、遅延時間ｔｄ後にＯＦＦする動
作を行うけれども、トランジスタＴｒ１の通常のＯＮ時
間は前記のように６６６ｎｓであり、スイッチングパル
ス幅を小さくできないので、出力電圧Ｖｏは低下せず、
コイル電流ＩＬも低下しない。負荷抵抗ＲＬがさらに小
さくなった場合は、負荷電流Ｉｏが増大し、トランジス
タＴｒ１が破壊する可能性がある。
行われなかった場合の波形を、参考までに破線で示して
いる。スイッチング周波数の切換えを行わない場合は、
過電流状態においてはトランジスタＴｒ１がＯＮすると
同時に過電流を検出し、遅延時間ｔｄ後にＯＦＦする動
作を行うけれども、トランジスタＴｒ１の通常のＯＮ時
間は前記のように６６６ｎｓであり、スイッチングパル
ス幅を小さくできないので、出力電圧Ｖｏは低下せず、
コイル電流ＩＬも低下しない。負荷抵抗ＲＬがさらに小
さくなった場合は、負荷電流Ｉｏが増大し、トランジス
タＴｒ１が破壊する可能性がある。
【００９４】図３は、前記発振周波数変更回路１８およ
び基準電圧源１９の具体的構成を示す電気回路図であ
る。前記発振器１６は、この発振周波数変更回路１８か
ら出力されるバイアス電流ＩBIASに応じて、前記のよう
に発振周波数を変化する。発振周波数変更回路１８は、
前記ＲＳフリップフロップ回路１２の反転出力／Ｑがベ
ースに与えられてＯＮ／ＯＦＦ動作を行うＮＰＮトラン
ジスタＱ１と、前記帰還電圧Ｖａｄｊがベースに与えら
れてＯＮ／ＯＦＦ動作を行うＰＮＰトランジスタＱ２
と、前記トランジスタＱ２と共にコンパレータとして動
作するＰＮＰトランジスタＱ３，Ｑ４およびＮＰＮトラ
ンジスタＱ５，Ｑ６と、出力用のＮＰＮトランジスタＱ
７，Ｑ８と、定電流源Ｆ１，Ｆ２と、逆流防止用ダイオ
ードＤ１１とを備えて構成されている。
び基準電圧源１９の具体的構成を示す電気回路図であ
る。前記発振器１６は、この発振周波数変更回路１８か
ら出力されるバイアス電流ＩBIASに応じて、前記のよう
に発振周波数を変化する。発振周波数変更回路１８は、
前記ＲＳフリップフロップ回路１２の反転出力／Ｑがベ
ースに与えられてＯＮ／ＯＦＦ動作を行うＮＰＮトラン
ジスタＱ１と、前記帰還電圧Ｖａｄｊがベースに与えら
れてＯＮ／ＯＦＦ動作を行うＰＮＰトランジスタＱ２
と、前記トランジスタＱ２と共にコンパレータとして動
作するＰＮＰトランジスタＱ３，Ｑ４およびＮＰＮトラ
ンジスタＱ５，Ｑ６と、出力用のＮＰＮトランジスタＱ
７，Ｑ８と、定電流源Ｆ１，Ｆ２と、逆流防止用ダイオ
ードＤ１１とを備えて構成されている。
【００９５】トランジスタＱ３，Ｑ４はエミッタが共通
に前記定電流源Ｆ１に接続され、ベースには前記基準電
圧Ｖｒｅｆ２が共通に与えられ、コレクタはトランジス
タＱ５，Ｑ６のコレクタにそれぞれ接続されている。ト
ランジスタＱ５，Ｑ６のベースはトランジスタＱ６のコ
レクタに共通に接続されてカレントミラー回路を構成
し、エミッタは共に接地されている。前記トランジスタ
Ｑ２はトランジスタＱ３，Ｑ４と並列に設けられ、エミ
ッタが前記定電流源Ｆ１に接続され、コレクタは接地さ
れる。トランジスタＱ１は、トランジスタＱ６へのコレ
クタ電流をバイパスするように設けられる。トランジス
タＱ３のコレクタ電流は、トランジスタＱ５と並列に設
けられるトランジスタＱ７にも与えられ、該トランジス
タＱ７を流れる電流は、カレントミラー回路を構成する
トランジスタＱ８で折返されて、定電流源Ｆ２から引抜
かれる。この定電流源Ｆ２からの電流と、トランジスタ
Ｑ８を流れる電流との差分が、ダイオードＤ１１を介し
て前記発振器１６へのバイアス電流ＩBIASとなる。
に前記定電流源Ｆ１に接続され、ベースには前記基準電
圧Ｖｒｅｆ２が共通に与えられ、コレクタはトランジス
タＱ５，Ｑ６のコレクタにそれぞれ接続されている。ト
ランジスタＱ５，Ｑ６のベースはトランジスタＱ６のコ
レクタに共通に接続されてカレントミラー回路を構成
し、エミッタは共に接地されている。前記トランジスタ
Ｑ２はトランジスタＱ３，Ｑ４と並列に設けられ、エミ
ッタが前記定電流源Ｆ１に接続され、コレクタは接地さ
れる。トランジスタＱ１は、トランジスタＱ６へのコレ
クタ電流をバイパスするように設けられる。トランジス
タＱ３のコレクタ電流は、トランジスタＱ５と並列に設
けられるトランジスタＱ７にも与えられ、該トランジス
タＱ７を流れる電流は、カレントミラー回路を構成する
トランジスタＱ８で折返されて、定電流源Ｆ２から引抜
かれる。この定電流源Ｆ２からの電流と、トランジスタ
Ｑ８を流れる電流との差分が、ダイオードＤ１１を介し
て前記発振器１６へのバイアス電流ＩBIASとなる。
【００９６】定常状態では、Ｖａｄｊ＞Ｖｒｅｆ２であ
り、トランジスタＱ３，Ｑ４に電流が流れる。そして、
ＲＳフリップフロップ回路１２の反転出力／Ｑがハイレ
ベルとなってトランジスタＱ１はＯＮし、トランジスタ
Ｑ４からトランジスタＱ６へ流れる電流はバイパスされ
る。したがって、トランジスタＱ６，Ｑ５のベース電流
が０となって該トランジスタＱ６，Ｑ５を流れる電流も
０となり、前記定電流源Ｆ２からの電流は総てトランジ
スタＱ７，Ｑ８を流れ、前記バイアス電流ＩBI ASは０と
なる。
り、トランジスタＱ３，Ｑ４に電流が流れる。そして、
ＲＳフリップフロップ回路１２の反転出力／Ｑがハイレ
ベルとなってトランジスタＱ１はＯＮし、トランジスタ
Ｑ４からトランジスタＱ６へ流れる電流はバイパスされ
る。したがって、トランジスタＱ６，Ｑ５のベース電流
が０となって該トランジスタＱ６，Ｑ５を流れる電流も
０となり、前記定電流源Ｆ２からの電流は総てトランジ
スタＱ７，Ｑ８を流れ、前記バイアス電流ＩBI ASは０と
なる。
【００９７】これに対して、過電流状態となると、ＲＳ
フリップフロップ回路１２の反転出力／Ｑがローレベル
となってトランジスタＱ１はＯＦＦし、トランジスタＱ
６，Ｑ５に電流が流れ、トランジスタＱ３のコレクタ電
流の一部だけがトランジスタＱ７、したがってトランジ
スタＱ８に流れるので、トランジスタＱ８のコレクタ電
流は定常状態よりも制限され、前記定電流源Ｆ２の電流
の一部から前記バイアス電流ＩBIASが供給される。さら
に出力電圧Ｖｏが前記２．０〔Ｖ〕以下となる出力短絡
状態では、トランジスタＱ２がＯＮし、トランジスタＱ
３，Ｑ４、したがってトランジスタＱ５，Ｑ６を流れる
電流がバイパスされ、トランジスタＱ７，Ｑ８を流れる
電流がさらに減少し、前記バイアス電流ＩBIASは最も多
くなる。
フリップフロップ回路１２の反転出力／Ｑがローレベル
となってトランジスタＱ１はＯＦＦし、トランジスタＱ
６，Ｑ５に電流が流れ、トランジスタＱ３のコレクタ電
流の一部だけがトランジスタＱ７、したがってトランジ
スタＱ８に流れるので、トランジスタＱ８のコレクタ電
流は定常状態よりも制限され、前記定電流源Ｆ２の電流
の一部から前記バイアス電流ＩBIASが供給される。さら
に出力電圧Ｖｏが前記２．０〔Ｖ〕以下となる出力短絡
状態では、トランジスタＱ２がＯＮし、トランジスタＱ
３，Ｑ４、したがってトランジスタＱ５，Ｑ６を流れる
電流がバイパスされ、トランジスタＱ７，Ｑ８を流れる
電流がさらに減少し、前記バイアス電流ＩBIASは最も多
くなる。
【００９８】こうして、バイアス電流ＩBIASを変化する
ことで、前記発振周波数を変化することができる。な
お、短絡を検知するトランジスタＱ２には、前記帰還電
圧Ｖａｄｊではなく、出力電圧Ｖｏが直接与えられても
よい。
ことで、前記発振周波数を変化することができる。な
お、短絡を検知するトランジスタＱ２には、前記帰還電
圧Ｖａｄｊではなく、出力電圧Ｖｏが直接与えられても
よい。
【００９９】前記第１の発振周波数である３００〔ｋＨ
ｚ〕では、前記バイアス電流ＩBIASは０となるので、発
振器１６のトランジスタのエミッタ面積比等で、その第
１の発振周波数となるように調整される。また、前記第
２および第３の発振周波数には、さらにトランジスタＱ
３〜Ｑ６のエミッタ面積比や定電流源Ｆ１，Ｆ２による
電流値を調整することで、それらの発振周波数となるよ
うに調整される。たとえば、前記第２の発振周波数を前
記１５０〔ｋＨｚ〕とする場合、トランジスタＱ３，Ｑ
４の面積比は３：１、トランジスタＱ５，Ｑ６の面積比
は１：１に選ばれる。
ｚ〕では、前記バイアス電流ＩBIASは０となるので、発
振器１６のトランジスタのエミッタ面積比等で、その第
１の発振周波数となるように調整される。また、前記第
２および第３の発振周波数には、さらにトランジスタＱ
３〜Ｑ６のエミッタ面積比や定電流源Ｆ１，Ｆ２による
電流値を調整することで、それらの発振周波数となるよ
うに調整される。たとえば、前記第２の発振周波数を前
記１５０〔ｋＨｚ〕とする場合、トランジスタＱ３，Ｑ
４の面積比は３：１、トランジスタＱ５，Ｑ６の面積比
は１：１に選ばれる。
【０１００】ここで、前記第２の発振周波数の選び方に
ついて説明する。過電流保護機能が動作する、すなわち
スイッチングパルス幅が過電流検出経路の遅延時間ｔｄ
よりも長くなる条件を満たすためには、上述のようにス
イッチング周波数ｆｓを低くすればよい。しかしなが
ら、スイッチング周波数ｆｓを低くすると、過電流保護
動作時に、特に出力電圧Ｖｏが高い状態において、負荷
電流Ｉｏが小さくなる。したがって、前記第２の発振周
波数は、出力電圧Ｖｏが所定の電圧よりも高いときにお
いても負荷電流Ｉｏの急激な低下を抑えることができる
周波数とする必要がある。
ついて説明する。過電流保護機能が動作する、すなわち
スイッチングパルス幅が過電流検出経路の遅延時間ｔｄ
よりも長くなる条件を満たすためには、上述のようにス
イッチング周波数ｆｓを低くすればよい。しかしなが
ら、スイッチング周波数ｆｓを低くすると、過電流保護
動作時に、特に出力電圧Ｖｏが高い状態において、負荷
電流Ｉｏが小さくなる。したがって、前記第２の発振周
波数は、出力電圧Ｖｏが所定の電圧よりも高いときにお
いても負荷電流Ｉｏの急激な低下を抑えることができる
周波数とする必要がある。
【０１０１】図４に過電流状態でのコイル電流ＩＬを示
す。過電流状態では、前述のように、トランジスタＴｒ
１は発振器１６の発振周波数でＯＮまたはＲＳフリップ
フロップ回路１２からリセット信号が出力されるとＯＮ
し、過電流検出レベルＩＣＬに達するとＯＦＦする動作
を行う。図４においてコイル電流ＩＬの正の傾きは（Ｖ
ｉｎ−Ｖｏ）／Ｌ、負の傾きは−Ｖｏ／Ｌとなり、スイ
ッチング周波数ｆｓによらず一定である。傾きが同じで
スイッチング周波数ｆｓが低くなるとき、コイル電流Ｉ
Ｌの平均値と等しくなる負荷電流値（図４の破線）は、
スイッチング周波数ｆｓが低くなる程、低下する。
す。過電流状態では、前述のように、トランジスタＴｒ
１は発振器１６の発振周波数でＯＮまたはＲＳフリップ
フロップ回路１２からリセット信号が出力されるとＯＮ
し、過電流検出レベルＩＣＬに達するとＯＦＦする動作
を行う。図４においてコイル電流ＩＬの正の傾きは（Ｖ
ｉｎ−Ｖｏ）／Ｌ、負の傾きは−Ｖｏ／Ｌとなり、スイ
ッチング周波数ｆｓによらず一定である。傾きが同じで
スイッチング周波数ｆｓが低くなるとき、コイル電流Ｉ
Ｌの平均値と等しくなる負荷電流値（図４の破線）は、
スイッチング周波数ｆｓが低くなる程、低下する。
【０１０２】たとえば、Ｖｉｎ＝１２〔Ｖ〕、Ｖｏ＝５
〔Ｖ〕、Ｌ＝１０〔μＨ〕、ＩＣＬ＝２〔Ａ〕とすると
き、過電流状態でのリップル電流△ＩＬ、負荷電流Ｉｏ
は、 △ＩＬ＝Ｖｏ／Ｌ×Ｖｏ／Ｖｉｎ／ｆｓ …（１４） Ｉｏ＝ＩＣＬ−△ＩＬ／２ …（１５） となるので、図４で示すように、ｆｓ＝３００〔ｋＨ
ｚ〕での負荷電流Ｉｏが約１．６５〔Ａ〕であるのに対
して、たとえばｆｓ＝１００〔ｋＨｚ〕まで低下する
と、負荷電流Ｉｏは約１〔Ａ〕まで低下することにな
る。
〔Ｖ〕、Ｌ＝１０〔μＨ〕、ＩＣＬ＝２〔Ａ〕とすると
き、過電流状態でのリップル電流△ＩＬ、負荷電流Ｉｏ
は、 △ＩＬ＝Ｖｏ／Ｌ×Ｖｏ／Ｖｉｎ／ｆｓ …（１４） Ｉｏ＝ＩＣＬ−△ＩＬ／２ …（１５） となるので、図４で示すように、ｆｓ＝３００〔ｋＨ
ｚ〕での負荷電流Ｉｏが約１．６５〔Ａ〕であるのに対
して、たとえばｆｓ＝１００〔ｋＨｚ〕まで低下する
と、負荷電流Ｉｏは約１〔Ａ〕まで低下することにな
る。
【０１０３】このときの出力電圧Ｖｏ−出力電流Ｉｏの
特性を図５に示す。スイッチング電源として、立ち上が
り時のコンデンサの突入電流や短時間の出力異常によっ
て出力電流Ｉｏが２〔Ａ〕を超えた場合においても、異
常状態から復帰したときには、出力電圧Ｖｏが元に戻る
ことが望ましい。定常負荷での負荷電流を１．５〔Ａ〕
とするとき、ｆｓ＝３００〔ｋＨｚ〕では前記過電流状
態での負荷電流は約１．６５〔Ａ〕であり、出力電圧Ｖ
ｏが一旦低下しても、過電流状態が解消されれば、定常
負荷での動作点Ｄに戻り、５〔Ｖ〕出力となる。しかし
ながら、ｆｓ＝１００〔ｋＨｚ〕では、一旦過電流保護
がかかると、動作点Ｅで過電流保護がかかったままとな
ることがある。
特性を図５に示す。スイッチング電源として、立ち上が
り時のコンデンサの突入電流や短時間の出力異常によっ
て出力電流Ｉｏが２〔Ａ〕を超えた場合においても、異
常状態から復帰したときには、出力電圧Ｖｏが元に戻る
ことが望ましい。定常負荷での負荷電流を１．５〔Ａ〕
とするとき、ｆｓ＝３００〔ｋＨｚ〕では前記過電流状
態での負荷電流は約１．６５〔Ａ〕であり、出力電圧Ｖ
ｏが一旦低下しても、過電流状態が解消されれば、定常
負荷での動作点Ｄに戻り、５〔Ｖ〕出力となる。しかし
ながら、ｆｓ＝１００〔ｋＨｚ〕では、一旦過電流保護
がかかると、動作点Ｅで過電流保護がかかったままとな
ることがある。
【０１０４】すなわち、前記リップル電流△ＩＬは、前
記式１４で示すように出力電圧Ｖｏの２乗に比例してい
るので、該出力電圧Ｖｏが高いときにスイッチング周波
数ｆｓを極端に低くすることは負荷電流Ｉｏの低下につ
ながり、好ましくない。したがって、出力電圧Ｖｏが所
定の電圧を超える、すなわちＶａｄｊ＞Ｖｒｅｆ２の場
合における前記第２の発振周波数は、前記過電流状態で
の負荷電流が定常負荷での負荷電流より大きくなるよう
な周波数に選ばれる。
記式１４で示すように出力電圧Ｖｏの２乗に比例してい
るので、該出力電圧Ｖｏが高いときにスイッチング周波
数ｆｓを極端に低くすることは負荷電流Ｉｏの低下につ
ながり、好ましくない。したがって、出力電圧Ｖｏが所
定の電圧を超える、すなわちＶａｄｊ＞Ｖｒｅｆ２の場
合における前記第２の発振周波数は、前記過電流状態で
の負荷電流が定常負荷での負荷電流より大きくなるよう
な周波数に選ばれる。
【０１０５】次に、基準電圧源１９について説明する。
基準電圧源１９は、入力電圧Ｖｉｎを分圧して前記基準
電圧Ｖｒｅｆ２として出力する抵抗Ｒ３・Ｒ４によって
構成されている。たとえば、Ｒ３＝１９〔ｋΩ〕、Ｒ４
＝１〔ｋΩ〕に選ばれる。したがって、入力電圧Ｖｉｎ
を１／２０に分圧し、Ｖｉｎ＝１０〔Ｖ〕のときにはＶ
ｒｅｆ２＝０．５〔Ｖ〕となり、Ｖｉｎ＝２０〔Ｖ〕の
ときにはＶｒｅｆ２＝１〔Ｖ〕となる。このように前記
基準電圧Ｖｒｅｆ２を入力電圧Ｖｉｎに応じて設定す
る。
基準電圧源１９は、入力電圧Ｖｉｎを分圧して前記基準
電圧Ｖｒｅｆ２として出力する抵抗Ｒ３・Ｒ４によって
構成されている。たとえば、Ｒ３＝１９〔ｋΩ〕、Ｒ４
＝１〔ｋΩ〕に選ばれる。したがって、入力電圧Ｖｉｎ
を１／２０に分圧し、Ｖｉｎ＝１０〔Ｖ〕のときにはＶ
ｒｅｆ２＝０．５〔Ｖ〕となり、Ｖｉｎ＝２０〔Ｖ〕の
ときにはＶｒｅｆ２＝１〔Ｖ〕となる。このように前記
基準電圧Ｖｒｅｆ２を入力電圧Ｖｉｎに応じて設定す
る。
【０１０６】これまで述べてきたスイッチング電源装置
の出力電圧Ｖｏ−出力電流Ｉｏの動作特性は、前述の図
１７に類似しているけれども、前記図１７に示す動作特
性において、Ｃ点の電流値は、入力電圧Ｖｉｎが低く、
出力電圧Ｖｏが高い場合、スイッチング周波数ｆｓが低
いと小さくなり、過電流復帰が悪くなる。一方、Ｂ点の
電流値は、入力電圧Ｖｉｎが高く、出力電圧Ｖｏが低い
場合、スイッチング周波数ｆｓが高いと異常に大きくな
り、好ましくない。
の出力電圧Ｖｏ−出力電流Ｉｏの動作特性は、前述の図
１７に類似しているけれども、前記図１７に示す動作特
性において、Ｃ点の電流値は、入力電圧Ｖｉｎが低く、
出力電圧Ｖｏが高い場合、スイッチング周波数ｆｓが低
いと小さくなり、過電流復帰が悪くなる。一方、Ｂ点の
電流値は、入力電圧Ｖｉｎが高く、出力電圧Ｖｏが低い
場合、スイッチング周波数ｆｓが高いと異常に大きくな
り、好ましくない。
【０１０７】たとえば、Ｖｒｅｆ２＝１．２５〔Ｖ〕、
Ｖｏ＝５〔Ｖ〕、Ｒ３＝１〔ｋΩ〕、Ｒ４＝〔３ｋ
Ω〕、Ｌ１＝３０〔μＨ〕、ＩＣＬ＝２〔Ａ〕、第２の
発振周波数を１５０〔ｋＨｚ〕、第３の発振周波数を３
０〔ｋＨｚ〕とする。ここで、Ｖｒｅｆ２＝１．０
〔Ｖ〕に固定してしまうと、Ｖｏ＝４〔Ｖ〕となり、Ｃ
点の電流値は、前記式１４，１５から、Ｖｉｎ＝１０
〔Ｖ〕のときはＩｏ＝１．１〔Ａ〕となり、Ｖｉｎ＝２
０〔Ｖ〕のときはＩｏ＝１．６〔Ａ〕となる。また、Ｂ
点の電流値は、Ｖｉｎ＝１０〔Ｖ〕のときはＩｏ＝１．
８〔Ａ〕となり、Ｖｉｎ＝２０〔Ｖ〕のときはＩｏ＝
１．９〔Ａ〕となる。
Ｖｏ＝５〔Ｖ〕、Ｒ３＝１〔ｋΩ〕、Ｒ４＝〔３ｋ
Ω〕、Ｌ１＝３０〔μＨ〕、ＩＣＬ＝２〔Ａ〕、第２の
発振周波数を１５０〔ｋＨｚ〕、第３の発振周波数を３
０〔ｋＨｚ〕とする。ここで、Ｖｒｅｆ２＝１．０
〔Ｖ〕に固定してしまうと、Ｖｏ＝４〔Ｖ〕となり、Ｃ
点の電流値は、前記式１４，１５から、Ｖｉｎ＝１０
〔Ｖ〕のときはＩｏ＝１．１〔Ａ〕となり、Ｖｉｎ＝２
０〔Ｖ〕のときはＩｏ＝１．６〔Ａ〕となる。また、Ｂ
点の電流値は、Ｖｉｎ＝１０〔Ｖ〕のときはＩｏ＝１．
８〔Ａ〕となり、Ｖｉｎ＝２０〔Ｖ〕のときはＩｏ＝
１．９〔Ａ〕となる。
【０１０８】したがって、Ｖｒｅｆ２＝１．０〔Ｖ〕に
固定の場合は、Ｖｉｎ＝１０〔Ｖ〕のように入力電圧Ｖ
ｉｎが低い場合は、Ｃ点の電流値が小さくなり好ましく
ない。
固定の場合は、Ｖｉｎ＝１０〔Ｖ〕のように入力電圧Ｖ
ｉｎが低い場合は、Ｃ点の電流値が小さくなり好ましく
ない。
【０１０９】これに対して、Ｖｒｅｆ２＝０．５〔Ｖ〕
固定とすると、Ｖｏ＝２〔Ｖ〕となり、Ｖｉｎ＝１０
〔Ｖ〕のときＣ点での電流値は、Ｉｏ＝１．８〔Ａ〕と
なり、問題はないけれども、Ｂ点での電流値は、Ｖｉｎ
＝２０〔Ｖ〕のときには過電流保護の遅延時間を１〔μ
ｓｅｃ〕とすると、 入力電力＝２０〔Ｖ〕×１〔μｓｅｃ〕×１５０〔ｋＨｚ〕×Ｉｏ ＝３〔Ｖ〕×Ｉｏ …（１６） に対して、 出力電力＝２〔Ｖ〕×Ｉｏ …（１７） となり、入力電力＞出力電力となってＢ点の電流値が極
端に大きくなる。
固定とすると、Ｖｏ＝２〔Ｖ〕となり、Ｖｉｎ＝１０
〔Ｖ〕のときＣ点での電流値は、Ｉｏ＝１．８〔Ａ〕と
なり、問題はないけれども、Ｂ点での電流値は、Ｖｉｎ
＝２０〔Ｖ〕のときには過電流保護の遅延時間を１〔μ
ｓｅｃ〕とすると、 入力電力＝２０〔Ｖ〕×１〔μｓｅｃ〕×１５０〔ｋＨｚ〕×Ｉｏ ＝３〔Ｖ〕×Ｉｏ …（１６） に対して、 出力電力＝２〔Ｖ〕×Ｉｏ …（１７） となり、入力電力＞出力電力となってＢ点の電流値が極
端に大きくなる。
【０１１０】そこで、本発明では、入力電圧Ｖｉｎを用
いて基準電圧Ｖｒｅｆ２を作成し、入力電圧Ｖｉｎが大
きいときにはＣ点の電流値が小さくなりにくいことから
基準電圧Ｖｒｅｆ２を高く設定し、高い出力電圧Ｖｏか
ら周波数を低下させ、入力電圧Ｖｉｎが小さいときには
Ｂ点の電流値が大きくなりにくいことから基準電圧Ｖｒ
ｅｆ２を低く設定し、低い出力電圧Ｖｏから周波数を低
下させることで、Ｃ点の電流値の低下およびＢ点の電流
値の増加特性を改善している。
いて基準電圧Ｖｒｅｆ２を作成し、入力電圧Ｖｉｎが大
きいときにはＣ点の電流値が小さくなりにくいことから
基準電圧Ｖｒｅｆ２を高く設定し、高い出力電圧Ｖｏか
ら周波数を低下させ、入力電圧Ｖｉｎが小さいときには
Ｂ点の電流値が大きくなりにくいことから基準電圧Ｖｒ
ｅｆ２を低く設定し、低い出力電圧Ｖｏから周波数を低
下させることで、Ｃ点の電流値の低下およびＢ点の電流
値の増加特性を改善している。
【０１１１】このように本発明のスイッチング電源装置
では、発振周波数変更回路１８は、前記図１６等で示す
従来のスイッチング電源装置のように過電流検出回路１
１からの出力に応答して発振器１６の発振周波数を低下
させるのではなく、その過電流検出回路１１からのセッ
ト信号でセットされるラッチ手段であるＲＳフリップフ
ロップ回路１２からの出力に応答して発振器１６の発振
周波数を低下させ、過電流検出経路による遅延時間ｔｄ
を超える時間保持させている。
では、発振周波数変更回路１８は、前記図１６等で示す
従来のスイッチング電源装置のように過電流検出回路１
１からの出力に応答して発振器１６の発振周波数を低下
させるのではなく、その過電流検出回路１１からのセッ
ト信号でセットされるラッチ手段であるＲＳフリップフ
ロップ回路１２からの出力に応答して発振器１６の発振
周波数を低下させ、過電流検出経路による遅延時間ｔｄ
を超える時間保持させている。
【０１１２】したがって、第１の発振周波数でスイッチ
ングパルスが出力されても、過電流検知出力は維持さ
れ、発振器１６の発振周波数は確実に低下する。前記Ｒ
Ｓフリップフロップ回路１２は、発振器１６からの三角
波のピーク毎にリセットされているけれども、発振器１
６の発振周波数が定常時の発振周波数に復帰するのは、
図２（ｂ）における差動アンプ１３の出力電圧Ｖｔｈが
前記三角波のレベル以下となってからであり、それには
平滑用のコンデンサＣ２で平滑化された出力電圧Ｖｏを
分圧した帰還電圧Ｖａｄｊが基準電圧Ｖｒｅｆ１と略等
しくなる必要があり、過電流で低下した出力電圧Ｖｏが
５〔Ｖ〕等の定常電圧に復帰してからとなる。
ングパルスが出力されても、過電流検知出力は維持さ
れ、発振器１６の発振周波数は確実に低下する。前記Ｒ
Ｓフリップフロップ回路１２は、発振器１６からの三角
波のピーク毎にリセットされているけれども、発振器１
６の発振周波数が定常時の発振周波数に復帰するのは、
図２（ｂ）における差動アンプ１３の出力電圧Ｖｔｈが
前記三角波のレベル以下となってからであり、それには
平滑用のコンデンサＣ２で平滑化された出力電圧Ｖｏを
分圧した帰還電圧Ｖａｄｊが基準電圧Ｖｒｅｆ１と略等
しくなる必要があり、過電流で低下した出力電圧Ｖｏが
５〔Ｖ〕等の定常電圧に復帰してからとなる。
【０１１３】したがって、発振周波数変更回路１８に
は、図３で示す回路図からも明らかなように、過電流状
態が解除されてから定常動作に復帰するまでのハンチン
グを防止するための時定数回路を不要にすることができ
る。これによって、前記３００〔ｋＨｚ〕の高周波を使
用することによる外付けのコイルＬ１やコンデンサＣ２
の小型化が可能なだけでなく、集積回路自体のチップサ
イズも小型化することができる。
は、図３で示す回路図からも明らかなように、過電流状
態が解除されてから定常動作に復帰するまでのハンチン
グを防止するための時定数回路を不要にすることができ
る。これによって、前記３００〔ｋＨｚ〕の高周波を使
用することによる外付けのコイルＬ１やコンデンサＣ２
の小型化が可能なだけでなく、集積回路自体のチップサ
イズも小型化することができる。
【０１１４】また、前記第２の発振周波数は、スイッチ
ングパルス幅が過電流検出経路の遅延時間ｔｄよりも長
くなる条件を満たすだけでなく、スイッチング周波数ｆ
ｓが低くなっても、特に出力電圧Ｖｏが高い状態におい
て、負荷電流Ｉｏが大幅に小さくならないレベルとして
いる。したがって、前記のように出力電圧Ｖｏが所定の
電圧よりも高くても、負荷電流Ｉｏの急激な低下を抑え
ることができる。
ングパルス幅が過電流検出経路の遅延時間ｔｄよりも長
くなる条件を満たすだけでなく、スイッチング周波数ｆ
ｓが低くなっても、特に出力電圧Ｖｏが高い状態におい
て、負荷電流Ｉｏが大幅に小さくならないレベルとして
いる。したがって、前記のように出力電圧Ｖｏが所定の
電圧よりも高くても、負荷電流Ｉｏの急激な低下を抑え
ることができる。
【０１１５】さらにまた、基準電圧源１９は、入力電圧
Ｖｉｎを分圧して短絡検知のための基準電圧Ｖｒｅｆ２
を作成している。したがって、入力電圧Ｖｉｎが大きい
ときには高い出力電圧Ｖｏから発振周波数を低下させ、
入力電圧Ｖｉｎが小さいときには低い出力電圧Ｖｏから
発振周波数を低下させ、短絡時における電流値の著しい
低下・増加の特性を改善することができる。
Ｖｉｎを分圧して短絡検知のための基準電圧Ｖｒｅｆ２
を作成している。したがって、入力電圧Ｖｉｎが大きい
ときには高い出力電圧Ｖｏから発振周波数を低下させ、
入力電圧Ｖｉｎが小さいときには低い出力電圧Ｖｏから
発振周波数を低下させ、短絡時における電流値の著しい
低下・増加の特性を改善することができる。
【０１１６】本発明の実施の他の形態について、図６お
よび図７に基づいて説明すれば、以下の通りである。
よび図７に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【０１１７】図６は、本発明の実施の他の形態のスイッ
チング電源装置の電気的構成を示すブロック図である。
このスイッチング電源装置は、前述の図１で示すスイッ
チング電源装置に類似し、対応する部分には同一の参照
符号を付して、その説明を省略する。
チング電源装置の電気的構成を示すブロック図である。
このスイッチング電源装置は、前述の図１で示すスイッ
チング電源装置に類似し、対応する部分には同一の参照
符号を付して、その説明を省略する。
【０１１８】注目すべきは、このスイッチング電源装置
では、入力電圧Ｖｉｎだけでなく、出力電圧Ｖｏにも応
じて発振周波数を変化するために、前記発振周波数変更
回路１８に関連して、調整回路２１が設けられているこ
とである。この調整回路２１は、大略的に、入力電圧Ｖ
ｉｎを分圧する抵抗Ｒ１１・Ｒ１２と、その分圧値Ｖａ
と出力電圧Ｖｏとに応じた電圧Ｖｂを作成する差動増幅
器２２とを備えて構成される。
では、入力電圧Ｖｉｎだけでなく、出力電圧Ｖｏにも応
じて発振周波数を変化するために、前記発振周波数変更
回路１８に関連して、調整回路２１が設けられているこ
とである。この調整回路２１は、大略的に、入力電圧Ｖ
ｉｎを分圧する抵抗Ｒ１１・Ｒ１２と、その分圧値Ｖａ
と出力電圧Ｖｏとに応じた電圧Ｖｂを作成する差動増幅
器２２とを備えて構成される。
【０１１９】図７は、前記差動増幅器２２の具体的構成
を示す電気回路図である。前記差動増幅器２２は、差動
対を構成するＰＮＰトランジスタＱ１１，Ｑ１２と、カ
レントミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタＱ１
３，Ｑ１４と、出力用のトランジスタＱ１５と、定電流
源Ｆ１１とを備えて構成される。
を示す電気回路図である。前記差動増幅器２２は、差動
対を構成するＰＮＰトランジスタＱ１１，Ｑ１２と、カ
レントミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタＱ１
３，Ｑ１４と、出力用のトランジスタＱ１５と、定電流
源Ｆ１１とを備えて構成される。
【０１２０】前記トランジスタＱ１１のベースには前記
入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１１・Ｒ１２で分圧した分圧値
Ｖａが入力され、トランジスタＱ１２のベースには前記
出力電圧Ｖｏが入力され、エミッタには共通に定電流源
Ｆ１１からの電流が与えられる。トランジスタＱ１１の
コレクタはトランジスタＱ１３を介して接地され、トラ
ンジスタＱ１２のコレクタはトランジスタＱ１４のコレ
クタおよびベースに接続されるとともに、トランジスタ
Ｑ１３のベースに接続される。トランジスタＱ１３のコ
レクタはトランジスタＱ１５のベースに接続され、トラ
ンジスタＱ１５のコレクタは前記図３で示す発振周波数
変更回路１８におけるトランジスタＱ６のコレクタ側の
点Ｐに接続される。
入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１１・Ｒ１２で分圧した分圧値
Ｖａが入力され、トランジスタＱ１２のベースには前記
出力電圧Ｖｏが入力され、エミッタには共通に定電流源
Ｆ１１からの電流が与えられる。トランジスタＱ１１の
コレクタはトランジスタＱ１３を介して接地され、トラ
ンジスタＱ１２のコレクタはトランジスタＱ１４のコレ
クタおよびベースに接続されるとともに、トランジスタ
Ｑ１３のベースに接続される。トランジスタＱ１３のコ
レクタはトランジスタＱ１５のベースに接続され、トラ
ンジスタＱ１５のコレクタは前記図３で示す発振周波数
変更回路１８におけるトランジスタＱ６のコレクタ側の
点Ｐに接続される。
【０１２１】たとえば、抵抗Ｒ１１＝６〔ｋΩ〕、抵抗
Ｒ１２＝４〔ｋΩ〕、定電流源Ｆ１１＝１０〔μＡ〕と
し、図３における定電流源Ｆ２＝２７〔μＡ〕、定電流
源Ｆ１＝５４〔μＡ〕、トランジスタＱ３とＱ４とのエ
ミッタ比を５：４とし、通常状態での発振周波数は３０
０〔ｋＨｚ〕とし、コイルＬ１＝３０〔μＨ〕、過電流
検出レベルＩＣＬ＝２〔Ａ〕、遅延時間ｔｄ＝１〔μｓ
ｅｃ〕とし、Ｖｉｎ＝２０〔Ｖ〕、Ｖｏ＝２〔Ｖ〕の条
件にて過電流を検出すると、定電流源Ｆ１１からの電流
はトランジスタＱ１２からトランジスタＱ１４の側に流
れ、トランジスタＱ１３のコレクタ電位、すなわちトラ
ンジスタＱ１５のベース電位が低くなり、該トランジス
タＱ１５はＯＦＦとなる。
Ｒ１２＝４〔ｋΩ〕、定電流源Ｆ１１＝１０〔μＡ〕と
し、図３における定電流源Ｆ２＝２７〔μＡ〕、定電流
源Ｆ１＝５４〔μＡ〕、トランジスタＱ３とＱ４とのエ
ミッタ比を５：４とし、通常状態での発振周波数は３０
０〔ｋＨｚ〕とし、コイルＬ１＝３０〔μＨ〕、過電流
検出レベルＩＣＬ＝２〔Ａ〕、遅延時間ｔｄ＝１〔μｓ
ｅｃ〕とし、Ｖｉｎ＝２０〔Ｖ〕、Ｖｏ＝２〔Ｖ〕の条
件にて過電流を検出すると、定電流源Ｆ１１からの電流
はトランジスタＱ１２からトランジスタＱ１４の側に流
れ、トランジスタＱ１３のコレクタ電位、すなわちトラ
ンジスタＱ１５のベース電位が低くなり、該トランジス
タＱ１５はＯＦＦとなる。
【０１２２】このとき、図３においてトランジスタＱ３
には３０〔μＡ〕（＝５４〔μＡ〕×５／９）が流れ、
トランジスタＱ５には２４〔μＡ〕、トランジスタＱ７
には６〔μＡ〕が流れる。したがって、バイアス電流Ｉ
BIASには２１〔μＡ〕流れることとなり、発振周波数
は、たとえば９０〔ｋＨｚ〕となる。このとき、スイッ
チングパルス幅は、 Ｖｏ／Ｖｉｎ／９０〔ｋＨｚ〕＝１．１〔μｓｅｃ〕 …（１８） であり、スイッチングパルス幅が過電流検出経路の遅延
時間ｔｄよりも長くなる前述の条件を満足することがで
きる。
には３０〔μＡ〕（＝５４〔μＡ〕×５／９）が流れ、
トランジスタＱ５には２４〔μＡ〕、トランジスタＱ７
には６〔μＡ〕が流れる。したがって、バイアス電流Ｉ
BIASには２１〔μＡ〕流れることとなり、発振周波数
は、たとえば９０〔ｋＨｚ〕となる。このとき、スイッ
チングパルス幅は、 Ｖｏ／Ｖｉｎ／９０〔ｋＨｚ〕＝１．１〔μｓｅｃ〕 …（１８） であり、スイッチングパルス幅が過電流検出経路の遅延
時間ｔｄよりも長くなる前述の条件を満足することがで
きる。
【０１２３】しかしながら、発振周波数を、たとえば１
００〔ｋＨｚ〕としても、そのままの構成をＶｉｎ＝１
０〔Ｖ〕、Ｖｏ＝５〔Ｖ〕の条件で使用すると、前記式
１４，１５から、Ｉｏ＝１．２〔Ａ〕となり負荷電流を
大きくできなくなる。そこで、調整回路２１は、入力電
圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏを検出し、過電流検出時の
スイッチング周波数を適切に決定する。
００〔ｋＨｚ〕としても、そのままの構成をＶｉｎ＝１
０〔Ｖ〕、Ｖｏ＝５〔Ｖ〕の条件で使用すると、前記式
１４，１５から、Ｉｏ＝１．２〔Ａ〕となり負荷電流を
大きくできなくなる。そこで、調整回路２１は、入力電
圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏを検出し、過電流検出時の
スイッチング周波数を適切に決定する。
【０１２４】前記Ｖｉｎ＝１０〔Ｖ〕、Ｖｏ＝５〔Ｖ〕
の条件にて過電流を検出すると、定電流源Ｆ１１からの
電流はトランジスタＱ１１に流れ、トランジスタＱ１５
のベース電流となり、該トランジスタＱ１５はＯＮとな
る。このとき、トランジスタＱ４の電流が総て該トラン
ジスタＱ１５に流れる。これによって、トランジスタＱ
７のコレクタ電流は３０〔μＡ〕流れ、ダイオードＤ１
１には電流が流れなくなる。このときの発振周波数は３
００〔ｋＨｚ〕のままであるが、スイッチングパルス幅
は１．６〔μｓｅｃ〕であるから、前述の条件を満たす
ので、過電流保護機能は動作する。また、前記式１４，
１５から、Ｉｏ＝１．８６〔Ａ〕となり、負荷電流が小
さくなることもない。
の条件にて過電流を検出すると、定電流源Ｆ１１からの
電流はトランジスタＱ１１に流れ、トランジスタＱ１５
のベース電流となり、該トランジスタＱ１５はＯＮとな
る。このとき、トランジスタＱ４の電流が総て該トラン
ジスタＱ１５に流れる。これによって、トランジスタＱ
７のコレクタ電流は３０〔μＡ〕流れ、ダイオードＤ１
１には電流が流れなくなる。このときの発振周波数は３
００〔ｋＨｚ〕のままであるが、スイッチングパルス幅
は１．６〔μｓｅｃ〕であるから、前述の条件を満たす
ので、過電流保護機能は動作する。また、前記式１４，
１５から、Ｉｏ＝１．８６〔Ａ〕となり、負荷電流が小
さくなることもない。
【０１２５】このように入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏ
に比べて大きいときにはパルス幅が短くなるので、発振
周波数を特に低くする必要があるのに対して、出力電圧
Ｖｏが大きいときには発振周波数を低くしない方が望ま
しいこともあり、調整回路２１は、入力電圧Ｖｉｎだけ
でなく、出力電圧Ｖｏにも応じて、発振周波数をより適
切に設定することができる。
に比べて大きいときにはパルス幅が短くなるので、発振
周波数を特に低くする必要があるのに対して、出力電圧
Ｖｏが大きいときには発振周波数を低くしない方が望ま
しいこともあり、調整回路２１は、入力電圧Ｖｉｎだけ
でなく、出力電圧Ｖｏにも応じて、発振周波数をより適
切に設定することができる。
【０１２６】また、このスイッチング電源装置において
注目すべきは、起動時に発振周波数変更回路１８による
変更動作を禁止させる遅延回路２３が設けられているこ
とである。スイッチング電源装置では、コンデンサＣ２
に、大容量・低直列等価抵抗の出力コンデンサ（容量：
１０〜２２００〔μＦ〕、直列等価抵抗：０．００１〜
０．１〔Ω〕）が使われることが多いので、起動時に
は、前記出力コンデンサの充電のための突入電流によっ
て、過電流検出動作をすることが多い。過電流保護動作
によってスイッチング周波数が低下すると、前述したよ
うに負荷電流値が低下することがある。そこで、前記遅
延回路２３によって発振周波数の変更動作を禁止させ、
不所望な過電流保護動作を回避する。
注目すべきは、起動時に発振周波数変更回路１８による
変更動作を禁止させる遅延回路２３が設けられているこ
とである。スイッチング電源装置では、コンデンサＣ２
に、大容量・低直列等価抵抗の出力コンデンサ（容量：
１０〜２２００〔μＦ〕、直列等価抵抗：０．００１〜
０．１〔Ω〕）が使われることが多いので、起動時に
は、前記出力コンデンサの充電のための突入電流によっ
て、過電流検出動作をすることが多い。過電流保護動作
によってスイッチング周波数が低下すると、前述したよ
うに負荷電流値が低下することがある。そこで、前記遅
延回路２３によって発振周波数の変更動作を禁止させ、
不所望な過電流保護動作を回避する。
【０１２７】前記遅延回路２３は、前記内部定電圧回路
２０によって発生された定電圧Ｖｓを電源として、定電
流を供給する定電流源Ｆ２１と、前記定電流源Ｆ２１か
らの定電流によって充電されるコンデンサＣ２１と、基
準電圧源２４と、前記コンデンサＣ２１の充電電圧と前
記基準電圧源２４からの基準電圧とを比較するコンパレ
ータ２５と、前記コンパレータ２５からの出力を前記図
３の発振周波数変更回路１８の点Ｐに与える出力トラン
ジスタＱ２１とを備えて構成される。
２０によって発生された定電圧Ｖｓを電源として、定電
流を供給する定電流源Ｆ２１と、前記定電流源Ｆ２１か
らの定電流によって充電されるコンデンサＣ２１と、基
準電圧源２４と、前記コンデンサＣ２１の充電電圧と前
記基準電圧源２４からの基準電圧とを比較するコンパレ
ータ２５と、前記コンパレータ２５からの出力を前記図
３の発振周波数変更回路１８の点Ｐに与える出力トラン
ジスタＱ２１とを備えて構成される。
【０１２８】したがって、電源が投入され、定電流源Ｆ
２１からの定電流によって充電されたコンデンサＣ２１
の充電電圧が基準電圧源２４からの基準電圧以下の間
は、コンパレータ２５は出力トランジスタＱ２１をＯＮ
し、発振周波数変更回路１８におけるトランジスタＱ４
の電流を該出力トランジスタＱ２１によって総てバイパ
スさせ、トランジスタＱ６が動作しないようにして、発
振周波数の低下を禁止する。コンデンサＣ２１が充電さ
れ、充電電圧が基準電圧源２４からの基準電圧よりも大
きくなると、コンパレータ２５は出力トランジスタＱ２
１をＯＦＦし、発振周波数の低下を許容する。
２１からの定電流によって充電されたコンデンサＣ２１
の充電電圧が基準電圧源２４からの基準電圧以下の間
は、コンパレータ２５は出力トランジスタＱ２１をＯＮ
し、発振周波数変更回路１８におけるトランジスタＱ４
の電流を該出力トランジスタＱ２１によって総てバイパ
スさせ、トランジスタＱ６が動作しないようにして、発
振周波数の低下を禁止する。コンデンサＣ２１が充電さ
れ、充電電圧が基準電圧源２４からの基準電圧よりも大
きくなると、コンパレータ２５は出力トランジスタＱ２
１をＯＦＦし、発振周波数の低下を許容する。
【０１２９】たとえば、定電流源Ｆ２１の電流を１０
〔μＡ〕、コンデンサＣ２１の静電容量を１〔μＦ〕、
基準電圧源２４の基準電圧を２〔Ｖ〕とすると、コンデ
ンサＣ２１の充電電圧Ｖｃは、 Ｖｃ＝１０〔μＡ〕÷１〔μＦ〕×ｔ …（１９） となるから、ｔ＝０．２〔ｓｅｃ〕後に前記２〔Ｖ〕を
超える。したがって、電源投入から前記０．２〔ｓｅ
ｃ〕の起動時は、過電流検出に応答したスイッチング周
波数の低下が生じないので、前記のような起動時の問題
を解消することができる。
〔μＡ〕、コンデンサＣ２１の静電容量を１〔μＦ〕、
基準電圧源２４の基準電圧を２〔Ｖ〕とすると、コンデ
ンサＣ２１の充電電圧Ｖｃは、 Ｖｃ＝１０〔μＡ〕÷１〔μＦ〕×ｔ …（１９） となるから、ｔ＝０．２〔ｓｅｃ〕後に前記２〔Ｖ〕を
超える。したがって、電源投入から前記０．２〔ｓｅ
ｃ〕の起動時は、過電流検出に応答したスイッチング周
波数の低下が生じないので、前記のような起動時の問題
を解消することができる。
【０１３０】本発明の実施のさらに他の形態について、
図８に基づいて説明すれば、以下の通りである。
図８に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【０１３１】図８は、本発明の実施のさらに他の形態の
スイッチング電源装置におけるＲＳフリップフロップ回
路１２の出力段から発振周波数変更回路１８の入力段の
構成を示す電気回路図である。ＲＳフリップフロップ回
路１２の出力段は、前記内部定電圧回路２０で作成され
た定電圧Ｖｓを電源電圧とし、電源ライン間にプルアッ
プ抵抗Ｒ３１および出力トランジスタＱ３１の直列回路
が接続されて構成されており、出力トランジスタＱ３１
のコレクタ電圧が前記発振周波数変更回路１８の入力段
のトランジスタＱ１のベースに与えられることになる。
そこで、本実施の形態では、このトランジスタＱ３１の
コレクタ−エミッタ間、すなわちトランジスタＱ１のベ
ース−エミッタ間に、保持手段であるコンデンサＣ３１
を設け、一時的に過電流検出回路１１が過電流を検出し
なくなっても、発振周波数変更回路１８を動作させ続け
る。
スイッチング電源装置におけるＲＳフリップフロップ回
路１２の出力段から発振周波数変更回路１８の入力段の
構成を示す電気回路図である。ＲＳフリップフロップ回
路１２の出力段は、前記内部定電圧回路２０で作成され
た定電圧Ｖｓを電源電圧とし、電源ライン間にプルアッ
プ抵抗Ｒ３１および出力トランジスタＱ３１の直列回路
が接続されて構成されており、出力トランジスタＱ３１
のコレクタ電圧が前記発振周波数変更回路１８の入力段
のトランジスタＱ１のベースに与えられることになる。
そこで、本実施の形態では、このトランジスタＱ３１の
コレクタ−エミッタ間、すなわちトランジスタＱ１のベ
ース−エミッタ間に、保持手段であるコンデンサＣ３１
を設け、一時的に過電流検出回路１１が過電流を検出し
なくなっても、発振周波数変更回路１８を動作させ続け
る。
【０１３２】前記ＲＳフリップフロップ回路１２におい
て、定常時にはトランジスタＱ３１はＯＦＦし、前述の
ようにトランジスタＱ１はＯＮしている。これに対し
て、過電流時には、トランジスタＱ３１はＯＮし、前述
のようにトランジスタＱ１はＯＦＦする。このとき、ト
ランジスタＱ３１がＯＮすると、コンデンサＣ３１の電
荷は放電され、過電流が検出されなくなってトランジス
タＱ３１がＯＦＦしても、コンデンサＣ３１の充電電圧
がトランジスタＱ１をＯＮさせるまでには所定の遅延時
間を要することになる。したがって、過電流が一時的に
検出されなくなっても、発振周波数変更回路１８は発振
器１６を直ちに定常の発振周波数に復帰させるのではな
く、発振周波数を低下したままで保持させることができ
る。
て、定常時にはトランジスタＱ３１はＯＦＦし、前述の
ようにトランジスタＱ１はＯＮしている。これに対し
て、過電流時には、トランジスタＱ３１はＯＮし、前述
のようにトランジスタＱ１はＯＦＦする。このとき、ト
ランジスタＱ３１がＯＮすると、コンデンサＣ３１の電
荷は放電され、過電流が検出されなくなってトランジス
タＱ３１がＯＦＦしても、コンデンサＣ３１の充電電圧
がトランジスタＱ１をＯＮさせるまでには所定の遅延時
間を要することになる。したがって、過電流が一時的に
検出されなくなっても、発振周波数変更回路１８は発振
器１６を直ちに定常の発振周波数に復帰させるのではな
く、発振周波数を低下したままで保持させることができ
る。
【０１３３】一方、発振周波数変更回路１８は、過電流
検出回路１１からのセット信号でセットされると、トラ
ンジスタＴｒ１をＯＦＦし、発振器１６の発振周波数を
低下させるけれども、トランジスタＴｒ１がＯＦＦして
いる間は過電流検出回路１１による検知は行えないの
で、発振器１６からのリセット信号でリセットされる
と、発振器１６の発振周波数は定常時の周波数に復帰し
てしまう。このため、前述の図２（ｂ）で示すように、
発振周波数が一定せず、図２（ｃ）で示す出力電圧波形
のパルス幅や周期が一定せず、出力電圧Ｖｏが不安定と
なる可能性がある。
検出回路１１からのセット信号でセットされると、トラ
ンジスタＴｒ１をＯＦＦし、発振器１６の発振周波数を
低下させるけれども、トランジスタＴｒ１がＯＦＦして
いる間は過電流検出回路１１による検知は行えないの
で、発振器１６からのリセット信号でリセットされる
と、発振器１６の発振周波数は定常時の周波数に復帰し
てしまう。このため、前述の図２（ｂ）で示すように、
発振周波数が一定せず、図２（ｃ）で示す出力電圧波形
のパルス幅や周期が一定せず、出力電圧Ｖｏが不安定と
なる可能性がある。
【０１３４】そこで、前記コンデンサＣ３１によって発
振周波数を低下したままで保持させることで、出力電圧
Ｖｏの安定性を向上することができる。
振周波数を低下したままで保持させることで、出力電圧
Ｖｏの安定性を向上することができる。
【０１３５】なお、たとえばプルアップ抵抗Ｒ３１＝８
０〔ｋΩ〕、コンデンサＣ３１＝８０〔ｐＦ〕、トラン
ジスタＱ１がＯＮとなるベースーエミッタ間電圧＝０．
６〔Ｖ〕、Ｖｓ＝１〔Ｖ〕とすると、過電流が検出され
なくなってから実際に発振周波数が復帰するのは、 −８０〔ｐＦ〕×８０〔ｋΩ〕×ｌｎ（１−０．６÷１） ＝５．９〔μｓｅｃ〕…（２０） が経過してからとなる。
０〔ｋΩ〕、コンデンサＣ３１＝８０〔ｐＦ〕、トラン
ジスタＱ１がＯＮとなるベースーエミッタ間電圧＝０．
６〔Ｖ〕、Ｖｓ＝１〔Ｖ〕とすると、過電流が検出され
なくなってから実際に発振周波数が復帰するのは、 −８０〔ｐＦ〕×８０〔ｋΩ〕×ｌｎ（１−０．６÷１） ＝５．９〔μｓｅｃ〕…（２０） が経過してからとなる。
【０１３６】したがって、安定した波形を得ることがで
きる。ここで、集積回路内にコンデンサＣ３１を追加す
ることになるけれども、静電容量は、前述の従来技術の
コンデンサｃ２１の１５０〔ｐＦ〕に比べて、大幅に小
さくすることができ、前述のチップサイズの縮小化を図
ることができる。
きる。ここで、集積回路内にコンデンサＣ３１を追加す
ることになるけれども、静電容量は、前述の従来技術の
コンデンサｃ２１の１５０〔ｐＦ〕に比べて、大幅に小
さくすることができ、前述のチップサイズの縮小化を図
ることができる。
【０１３７】本発明の実施の他の形態について、図９お
よび図１０に基づいて説明すれば、以下の通りである。
よび図１０に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【０１３８】図９は、本発明の実施の他の形態のスイッ
チング電源装置における分周回路４１の構成を示すブロ
ック図である。この分周回路４１は、前記発振器１６か
らＲＳフリップフロップ回路１２へのリセット信号の経
路に介在される。この分周回路４１は、ＲＳフリップフ
ロップ回路４２に、さらにＡＮＤゲートＧが追加されて
構成されている。その他の構成は前述の図１の構成と同
様である。
チング電源装置における分周回路４１の構成を示すブロ
ック図である。この分周回路４１は、前記発振器１６か
らＲＳフリップフロップ回路１２へのリセット信号の経
路に介在される。この分周回路４１は、ＲＳフリップフ
ロップ回路４２に、さらにＡＮＤゲートＧが追加されて
構成されている。その他の構成は前述の図１の構成と同
様である。
【０１３９】前記発振器１６からのリセット信号はＲＳ
フリップフロップ回路４２のセット端子Ｓに入力される
とともにＡＮＤゲートＧの一方の入力に与えられ、ＡＮ
ＤゲートＧの他方の入力にはＲＳフリップフロップ回路
４２の出力端子Ｑからの出力が与えられ、該ＡＮＤゲー
トＧの出力が分周されたリセット信号として前記ＲＳフ
リップフロップ回路１２に与えられるとともに、前記Ｒ
Ｓフリップフロップ回路４２のリセット端子Ｒに帰還さ
れる。
フリップフロップ回路４２のセット端子Ｓに入力される
とともにＡＮＤゲートＧの一方の入力に与えられ、ＡＮ
ＤゲートＧの他方の入力にはＲＳフリップフロップ回路
４２の出力端子Ｑからの出力が与えられ、該ＡＮＤゲー
トＧの出力が分周されたリセット信号として前記ＲＳフ
リップフロップ回路１２に与えられるとともに、前記Ｒ
Ｓフリップフロップ回路４２のリセット端子Ｒに帰還さ
れる。
【０１４０】図１０は、分周回路４１の動作を説明する
ための波形図である。図１０（ａ）は前記発振器１６か
らのリセット信号であり、このリセット信号が遅延時間
を持ったＲＳフリップフロップ回路４２のセット端子Ｓ
に入力されることで、該ＲＳフリップフロップ回路４２
は、図１０（ｂ）に示すように、たとえば５００〔ｎｓ
ｅｃ〕後に出力端子Ｑをハイレベルとし、リセット端子
Ｒにハイレベルの信号が入力されるまで出力端子Ｑから
ハイレベルを出力し続ける。
ための波形図である。図１０（ａ）は前記発振器１６か
らのリセット信号であり、このリセット信号が遅延時間
を持ったＲＳフリップフロップ回路４２のセット端子Ｓ
に入力されることで、該ＲＳフリップフロップ回路４２
は、図１０（ｂ）に示すように、たとえば５００〔ｎｓ
ｅｃ〕後に出力端子Ｑをハイレベルとし、リセット端子
Ｒにハイレベルの信号が入力されるまで出力端子Ｑから
ハイレベルを出力し続ける。
【０１４１】したがって、ＡＮＤゲートＧは、図１０
（ｃ）に示すように、次のリセット信号の入力によって
ハイレベルを出力し、ＲＳフリップフロップ回路４２は
前記５００〔ｎｓｅｃ〕後に出力端子Ｑをローレベルと
する。こうして、図１０（ａ）と図１０（ｃ）とを比較
して明らかなように、前記発振器１６からのリセット信
号が１／２に分周される。
（ｃ）に示すように、次のリセット信号の入力によって
ハイレベルを出力し、ＲＳフリップフロップ回路４２は
前記５００〔ｎｓｅｃ〕後に出力端子Ｑをローレベルと
する。こうして、図１０（ａ）と図１０（ｃ）とを比較
して明らかなように、前記発振器１６からのリセット信
号が１／２に分周される。
【０１４２】前述の図１の構成では、発振器１６からＲ
Ｓフリップフロップ回路１２へ出力されるリセット信号
の周波数は、発振器１６の発振周波数と同じであるのに
対して、この分周回路４２を用いることで、上述のよう
に１／２に設定することができる。前述のように、定常
状態では発振器１６の発振周波数でスイッチングが行わ
れるのに対して、過電流状態ではスイッチング周波数は
発振周波数ではなく、リセット信号の周波数に依存す
る。
Ｓフリップフロップ回路１２へ出力されるリセット信号
の周波数は、発振器１６の発振周波数と同じであるのに
対して、この分周回路４２を用いることで、上述のよう
に１／２に設定することができる。前述のように、定常
状態では発振器１６の発振周波数でスイッチングが行わ
れるのに対して、過電流状態ではスイッチング周波数は
発振周波数ではなく、リセット信号の周波数に依存す
る。
【０１４３】したがって、リセット信号の周波数を発振
周波数の１／２に分周することで、過電流状態ではスイ
ッチングＯＦＦ期間が２倍になり、等価的にスイッチン
グ周波数が低くなる。たとえば、スイッチングＯＮ時間
がスイッチングＯＦＦ期間に比べて充分短い場合には、
スイッチング周波数を定常時の１／２にすることができ
る。
周波数の１／２に分周することで、過電流状態ではスイ
ッチングＯＦＦ期間が２倍になり、等価的にスイッチン
グ周波数が低くなる。たとえば、スイッチングＯＮ時間
がスイッチングＯＦＦ期間に比べて充分短い場合には、
スイッチング周波数を定常時の１／２にすることができ
る。
【０１４４】なお、他の構成を用いることによって、他
の分周比に設定されてもよい。
の分周比に設定されてもよい。
【０１４５】
【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置は、以上
のように、過電流が検知されると、過電流保護手段がス
イッチングパルス幅を狭くして出力電流を制限するよう
にしたスイッチング電源装置において、過電流状態であ
ることが過電流検知手段で検知されると、第１の発振周
波数低下手段が発振手段の発振周波数を定常時の第１の
発振周波数から第２の発振周波数に低下させ、また出力
短絡などで出力電圧が所定レベルより低下したことを検
出すると、第２の発振周波数低下手段が第３の発振周波
数にさらに低下させる。
のように、過電流が検知されると、過電流保護手段がス
イッチングパルス幅を狭くして出力電流を制限するよう
にしたスイッチング電源装置において、過電流状態であ
ることが過電流検知手段で検知されると、第１の発振周
波数低下手段が発振手段の発振周波数を定常時の第１の
発振周波数から第２の発振周波数に低下させ、また出力
短絡などで出力電圧が所定レベルより低下したことを検
出すると、第２の発振周波数低下手段が第３の発振周波
数にさらに低下させる。
【０１４６】それゆえ、第１の発振周波数においては、
定常状態でのスイッチングパルス幅が狭く、過電流保護
動作によってスイッチングパルス幅をそれ以上狭くでき
ない場合があるけれども、第２の発振周波数において
は、過電流状態が検出されてからスイッチング素子がＯ
ＦＦするまでの遅延時間よりもスイッチング素子のＯＮ
期間が長くなり、該過電流保護動作が有効に行われ、出
力電流が減少する。同様に、第３の発振周波数でも、前
記第１の発振周波数から第２の発振周波数に発振周波数
が一旦低下された後、過電流保護動作によって狭くなっ
たスイッチングパルス幅が再び広くなり、上記の遅延時
間の影響を小さくすることができる。こうして、上記の
遅延時間の影響による出力電流の増大を防止することが
できる。
定常状態でのスイッチングパルス幅が狭く、過電流保護
動作によってスイッチングパルス幅をそれ以上狭くでき
ない場合があるけれども、第２の発振周波数において
は、過電流状態が検出されてからスイッチング素子がＯ
ＦＦするまでの遅延時間よりもスイッチング素子のＯＮ
期間が長くなり、該過電流保護動作が有効に行われ、出
力電流が減少する。同様に、第３の発振周波数でも、前
記第１の発振周波数から第２の発振周波数に発振周波数
が一旦低下された後、過電流保護動作によって狭くなっ
たスイッチングパルス幅が再び広くなり、上記の遅延時
間の影響を小さくすることができる。こうして、上記の
遅延時間の影響による出力電流の増大を防止することが
できる。
【０１４７】また、前記過電流検知手段からの過電流検
知出力は、前記遅延時間より長い期間ラッチするラッチ
手段を介して第１の発振周波数低下手段に与えられるの
で、前記第１の発振周波数でスイッチングパルスが出力
されても、過電流検知出力は維持され、発振手段の発振
周波数は確実に低下する。そして、発振手段の発振周波
数が第１の発振周波数に復帰するには、過電流状態が解
消し、出力段のコンデンサで平滑化された出力電圧が定
常電圧に復帰してからになるので、ハンチングを防止す
るための時定数回路を不要にすることができる。これに
よって、外付けの部品だけでなく、集積回路自体のチッ
プサイズも小型化することができる。
知出力は、前記遅延時間より長い期間ラッチするラッチ
手段を介して第１の発振周波数低下手段に与えられるの
で、前記第１の発振周波数でスイッチングパルスが出力
されても、過電流検知出力は維持され、発振手段の発振
周波数は確実に低下する。そして、発振手段の発振周波
数が第１の発振周波数に復帰するには、過電流状態が解
消し、出力段のコンデンサで平滑化された出力電圧が定
常電圧に復帰してからになるので、ハンチングを防止す
るための時定数回路を不要にすることができる。これに
よって、外付けの部品だけでなく、集積回路自体のチッ
プサイズも小型化することができる。
【０１４８】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、前記第２の発振周波数低下手段が第３の
発振周波数に低下させるための出力電圧のレベルを、入
力電圧に応じて設定する。
以上のように、前記第２の発振周波数低下手段が第３の
発振周波数に低下させるための出力電圧のレベルを、入
力電圧に応じて設定する。
【０１４９】それゆえ、入力電圧が大きいときには高い
出力電圧から発振周波数を低下させ、入力電圧が小さい
ときには低い出力電圧から発振周波数を低下させること
で、短絡時における電流値の著しい低下・増加の特性を
改善することができる。
出力電圧から発振周波数を低下させ、入力電圧が小さい
ときには低い出力電圧から発振周波数を低下させること
で、短絡時における電流値の著しい低下・増加の特性を
改善することができる。
【０１５０】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、前記第２の発振周波数低下手段に
関連して、入力電圧および出力電圧に応じて発振周波数
を変化する調整手段を設ける。
置は、以上のように、前記第２の発振周波数低下手段に
関連して、入力電圧および出力電圧に応じて発振周波数
を変化する調整手段を設ける。
【０１５１】それゆえ、入力電圧が出力電圧に比べて大
きいときにはパルス幅が短くなるので、発振周波数を特
に低くする必要があるのに対して、出力電圧が大きいと
きには発振周波数を低くすると負荷電流が小さくなりす
ぎ、発振周波数を低くしない方が望ましいこともあるの
で、これに対応し、発振周波数を、より適切に設定する
ことができる。
きいときにはパルス幅が短くなるので、発振周波数を特
に低くする必要があるのに対して、出力電圧が大きいと
きには発振周波数を低くすると負荷電流が小さくなりす
ぎ、発振周波数を低くしない方が望ましいこともあるの
で、これに対応し、発振周波数を、より適切に設定する
ことができる。
【０１５２】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、前記第１の発振周波数低下手段に関連し
て、起動時に該第１の発振周波数低下手段による発振周
波数の変更動作を禁止させる遅延手段を設ける。
以上のように、前記第１の発振周波数低下手段に関連し
て、起動時に該第１の発振周波数低下手段による発振周
波数の変更動作を禁止させる遅延手段を設ける。
【０１５３】それゆえ、スイッチング電源装置に設けら
れる大容量・低直列等価抵抗の出力コンデンサの起動時
の突入電流による不所望な過電流保護動作を回避し、充
分な負荷電流を供給することができる。
れる大容量・低直列等価抵抗の出力コンデンサの起動時
の突入電流による不所望な過電流保護動作を回避し、充
分な負荷電流を供給することができる。
【０１５４】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、前記第１の発振周波数低下手段に
関連して、前記ラッチ手段と該第１の発振周波数低下手
段との間に、前記ラッチ手段による過電流検出出力を保
持する保持手段を設ける。
置は、以上のように、前記第１の発振周波数低下手段に
関連して、前記ラッチ手段と該第１の発振周波数低下手
段との間に、前記ラッチ手段による過電流検出出力を保
持する保持手段を設ける。
【０１５５】それゆえ、過電流保護動作によってスイッ
チング素子をＯＦＦ駆動し、過電流が一時的に検出され
なくなっても、発振周波数を低下したままで保持させる
ことができ、スイッチングパルスのパルス幅や周期を安
定させることができる。
チング素子をＯＦＦ駆動し、過電流が一時的に検出され
なくなっても、発振周波数を低下したままで保持させる
ことができ、スイッチングパルスのパルス幅や周期を安
定させることができる。
【０１５６】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、前記ラッチ手段に関連して、リセット信
号を分周する分周手段を設ける。
以上のように、前記ラッチ手段に関連して、リセット信
号を分周する分周手段を設ける。
【０１５７】それゆえ、過電流状態におけるスイッチン
グ周波数を発振周波数ではなく、リセット信号周波数に
安定させることができる。
グ周波数を発振周波数ではなく、リセット信号周波数に
安定させることができる。
【図１】本発明の実施の一形態のスイッチング電源装置
の電気的構成を示すブロック図である。
の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための波形図である。
するための波形図である。
【図３】図１で示すスイッチング電源装置における発振
周波数変更回路および基準電圧源の具体的構成を示す電
気回路図である。
周波数変更回路および基準電圧源の具体的構成を示す電
気回路図である。
【図４】図１で示すスイッチング電源装置の過電流状態
でのコイル電流を示す波形図である。
でのコイル電流を示す波形図である。
【図５】図１で示すスイッチング電源装置の動作特性を
示すグラフである。
示すグラフである。
【図６】本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装
置の電気的構成を示すブロック図である。
置の電気的構成を示すブロック図である。
【図７】図６で示すスイッチング電源装置における差動
増幅器の具体的構成を示す電気回路図である。
増幅器の具体的構成を示す電気回路図である。
【図８】本発明の実施のさらに他の形態のスイッチング
電源装置におけるＲＳフリップフロップ回路の出力段か
ら発振周波数変更回路の入力段の構成を示す電気回路図
である。
電源装置におけるＲＳフリップフロップ回路の出力段か
ら発振周波数変更回路の入力段の構成を示す電気回路図
である。
【図９】本発明の実施の他の形態のスイッチング電源装
置における分周回路の構成を示すブロック図である。
置における分周回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】前記分周回路の動作を説明するための波形図
である。
である。
【図１１】典型的な従来技術のスイッチング電源装置の
電気的構成を示すブロック図である。
電気的構成を示すブロック図である。
【図１２】図１１で示すスイッチング電源装置の動作を
説明するための波形図である。
説明するための波形図である。
【図１３】図１１で示すスイッチング電源装置の動作特
性を示すグラフである。
性を示すグラフである。
【図１４】他の従来技術のスイッチング電源装置の電気
的構成を示すブロック図である。
的構成を示すブロック図である。
【図１５】図１４で示すスイッチング電源装置の動作特
性を示すグラフである。
性を示すグラフである。
【図１６】さらに他の従来技術のスイッチング電源装置
の電気的構成を示すブロック図である。
の電気的構成を示すブロック図である。
【図１７】図１６で示すスイッチング電源装置の動作特
性を示すグラフである。
性を示すグラフである。
【図１８】図１６で示すスイッチング電源装置における
第１発振周波数変更回路および第２発振周波数変更回路
の具体的構成を示す電気回路図である。
第１発振周波数変更回路および第２発振周波数変更回路
の具体的構成を示す電気回路図である。
１１ 過電流検出回路（過電流検知手段）
１２ ＲＳフリップフロップ回路（過電流保護手段・
ラッチ手段） １３ 差動アンプ １４，１９，２４ 基準電圧源 １５，２５ コンパレータ １６ 発振器（発振手段） １７ 駆動回路 １８ 発振周波数変更回路（第１および第２の発振周
波数低下手段） ２０ 内部定電圧回路 ２１ 調整回路（調整手段） ２２ 差動増幅器 ２３ 遅延回路（遅延手段） ４１ 分周回路（分周手段） ４２ ＲＳフリップフロップ回路 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ２１ コンデンサ Ｃ３１ コンデンサ（保持手段） Ｄ１，Ｄ１１ ダイオード Ｆ１，Ｆ２，Ｆ１１，Ｆ２１ 定電流源 Ｇ ＡＮＤゲート Ｌ１ コイル Ｑ１〜Ｑ８；Ｑ１１〜Ｑ１５；Ｑ３１ トランジスタ Ｑ２１ 出力トランジスタ Ｒ１〜Ｒ４；Ｒ１１，Ｑ１２ 抵抗 Ｒ３１ プルアップ抵抗 ＲＬ 負荷 Ｔｒ１ トランジスタ
ラッチ手段） １３ 差動アンプ １４，１９，２４ 基準電圧源 １５，２５ コンパレータ １６ 発振器（発振手段） １７ 駆動回路 １８ 発振周波数変更回路（第１および第２の発振周
波数低下手段） ２０ 内部定電圧回路 ２１ 調整回路（調整手段） ２２ 差動増幅器 ２３ 遅延回路（遅延手段） ４１ 分周回路（分周手段） ４２ ＲＳフリップフロップ回路 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ２１ コンデンサ Ｃ３１ コンデンサ（保持手段） Ｄ１，Ｄ１１ ダイオード Ｆ１，Ｆ２，Ｆ１１，Ｆ２１ 定電流源 Ｇ ＡＮＤゲート Ｌ１ コイル Ｑ１〜Ｑ８；Ｑ１１〜Ｑ１５；Ｑ３１ トランジスタ Ｑ２１ 出力トランジスタ Ｒ１〜Ｒ４；Ｒ１１，Ｑ１２ 抵抗 Ｒ３１ プルアップ抵抗 ＲＬ 負荷 Ｔｒ１ トランジスタ
Claims (6)
- 【請求項１】発振手段からの発振信号に応答してスイッ
チング素子が入力直流電圧をスイッチングすることによ
って所望とするレベルの電圧出力を得ることができ、出
力電流が予め定める値より大きくなったことが過電流検
知手段で検知されると過電流保護手段がスイッチングパ
ルス幅を狭くして前記出力電流を制限するようにしたス
イッチング電源装置において、 前記過電流検知手段からの過電流検知出力を前記過電流
保護手段による保護動作の実現までの遅延時間より長い
期間ラッチするラッチ手段と、 前記ラッチ手段からの出力に応答して、定常時の第１の
発振周波数から、該第１の発振周波数よりも低く、かつ
前記遅延時間より長い周期の第２の発振周波数に前記発
振手段の発振周波数を低下させる第１の発振周波数低下
手段と、 予め定めるレベルの出力電圧の低下を検出し、前記第２
の発振周波数よりも低い第３の発振周波数に前記発振手
段の発振周波数を低下させる第２の発振周波数低下手段
とを含むことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】前記予め定めるレベルの出力電圧は、入力
電圧に応じて設定されることを特徴とする請求項１記載
のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】前記第２の発振周波数低下手段に関連し
て、入力電圧および出力電圧に応じて発振周波数を変化
するように、調整手段が設けられていることを特徴とす
る請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項４】前記第１の発振周波数低下手段に関連し
て、起動時に該第１の発振周波数低下手段による発振周
波数の変更動作を禁止させる遅延手段が設けられている
ことを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載のスイッ
チング電源装置。 - 【請求項５】前記第１の発振周波数低下手段に関連し
て、前記ラッチ手段と該第１の発振周波数低下手段との
間に、前記ラッチ手段による過電流検出出力を保持する
保持手段が設けられていることを特徴とする請求項１〜
３の何れかに記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項６】前記ラッチ手段に関連して、リセット信号
を分周する分周手段が設けられていることを特徴とする
請求項１〜３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
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2001
- 2001-07-26 JP JP2001226755A patent/JP3693940B2/ja not_active Expired - Fee Related
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2002
- 2002-07-24 US US10/201,276 patent/US6683765B2/en not_active Expired - Fee Related
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