JP2006174585A - 帰還回路 - Google Patents
帰還回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2006174585A JP2006174585A JP2004362866A JP2004362866A JP2006174585A JP 2006174585 A JP2006174585 A JP 2006174585A JP 2004362866 A JP2004362866 A JP 2004362866A JP 2004362866 A JP2004362866 A JP 2004362866A JP 2006174585 A JP2006174585 A JP 2006174585A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- error signal
- output
- amplitude
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
【課題】誤差信号の振幅を制限することによって、一定値に収束するまでの時間を短縮することができる帰還回路を提供する。
【解決手段】所定周期および所定振幅の発振信号と、誤差信号との大きさの比較を行う比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて発生する電圧と基準電圧との差に応じたレベルの前記誤差信号を発生する誤差検出回路と、を備えた帰還回路において、前記誤差信号の振幅を制限する振幅制限回路、を備えた。
【選択図】 図1
【解決手段】所定周期および所定振幅の発振信号と、誤差信号との大きさの比較を行う比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて発生する電圧と基準電圧との差に応じたレベルの前記誤差信号を発生する誤差検出回路と、を備えた帰還回路において、前記誤差信号の振幅を制限する振幅制限回路、を備えた。
【選択図】 図1
Description
本発明は、帰還回路に関する。
帰還回路の一例としてパルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulation)制御型の帰還回路が知られている。また、このようなPWM制御を用いる帰還回路として、例えば入力電圧を変圧した出力電圧を発生するPWM制御型の電源回路がある。図5は従来のPWM制御型の電源回路の構成を説明するための回路ブロック図である。
図5に示すPWM制御型の電源回路は、三角波発振回路(以下OSC回路とする)100、コンパレータ102、ドライバ104、エラーアンプ106を備えている。
エラーアンプ106の反転入力(−)端子には、ドライバ104から出力される出力電圧VOUTが印加されるとともに、エラーアンプ106の出力が、位相補償用の容量性インピーダンスZを介して帰還される。エラーアンプ106の非反転入力(+)端子には基準電圧VREFが印加される。
エラーアンプ106の反転入力(−)端子には、ドライバ104から出力される出力電圧VOUTが印加されるとともに、エラーアンプ106の出力が、位相補償用の容量性インピーダンスZを介して帰還される。エラーアンプ106の非反転入力(+)端子には基準電圧VREFが印加される。
そして、エラーアンプ106は、ドライバ104の出力電圧VOUTと、基準電圧VREFと、の大きさを比較し、その誤差を増幅した誤差信号E0を出力する。
誤差信号E0は、PWMコンパレータ102の非反転入力(+)端子に入力される。また、PWMコンパレータ102の反転入力(−)端子にはOSC回路100によって生成される所定周期および所定振幅の三角波が入力される。そして、コンパレータ102は、誤差信号E0と三角波の大小比較結果に応じてハイレベルまたはローレベルとなる制御信号を出力する。
誤差信号E0は、PWMコンパレータ102の非反転入力(+)端子に入力される。また、PWMコンパレータ102の反転入力(−)端子にはOSC回路100によって生成される所定周期および所定振幅の三角波が入力される。そして、コンパレータ102は、誤差信号E0と三角波の大小比較結果に応じてハイレベルまたはローレベルとなる制御信号を出力する。
ドライバ104は、例えば、制御信号によってスイッチングする不図示のスイッチング素子を備えていえる。そしてドライバ104が、制御信号に応じてスイッチング素子のスイッチングを行い、不図示のコイルおよび平滑化コンデンサからなるLCフィルタに電流の充電または放電を行うことによって出力端子OUTから所定の直流電圧VOUTを発生する。電圧VOUTは出力端子OUTに印加されると共にエラーアンプ106の反転入力(−)端子に印加される。
以上の帰還回路のPWM制御を繰り返し行うことによって、出力電圧VOUTを基準電圧VREFに近づけることができ、入力電圧VCC(例えば5V)から一定のレギュレート電圧である出力電圧VOUT(例えば2.5V)を得ることができる。
このように、従来のPWM制御型の電源回路は、出力電圧VOUTと基準電圧VREFとの差を示す誤差信号E0と三角波との大小比較に応じて制御信号を生成し、その制御信号を用いたPWM制御によって得られる出力電圧VOUTから、さらに誤差信号E0を発生するという帰還動作を繰り返すことによって、出力電圧VOUTを基準電圧VERFに近づけていた。
特開2003−216254号公報
図6は、従来の電源回路におけるPWMコンパレータ102の比較動作を説明するための図である。なお、図6は、電源投入時や出力端子OUTに過大負荷が接続された時など、出力電圧VOUTがレギュレート電圧より低い状態からレギュレート電圧に収束する時の様子を示したものである。図6の横軸は時間であり、縦軸は電圧レベルである。OSC回路100からは常に電圧振幅が一定(例えば0.2〜0.5V)の三角波が出力されている。一方、誤差信号E0は、電源投入時や出力端子OUTに過大負荷が接続された時には(図6の左端)、出力電圧VOUTが低くて基準電圧VREFとの差が大きいので、誤差信号E0の最大値である電圧VCCとなる。やがて、負荷が外されるか、または時間の経過に伴いドライバ104の出力電圧VOUTが高くなると、誤差信号E0は徐々に低下していく。
この誤差信号E0の低下の傾きは、エラーアンプ106の出力電流能力の大きさによって変化する。さらに、誤差信号E0の低下の傾きは容量性インピーダンスZの値によっても変化する。
エラーアンプ106の出力電流能力を、例えば1mAにした場合、電圧VCCを5V、容量性インピーダンスZを220pFとすると誤差信号E0が入力電圧VCC(例えば5V)から三角波の波高値(0.5V)に達するまでの期間Taは、
Ta=(220E−12)×(5−0.5)/1E−3≒1E−6=1(μsec)
となる。
一方、消費電力の低消費化のために、エラーアンプ106の出力電流能力を1μAにした場合、誤差信号E0が三角波の波高値に達するまでの期間Tcは、
Tc=(220E−12)×(5−0.5)/1E−6≒1E−3=1(msec)
となる。このように、エラーアンプ106の出力電流能力を低くすることによって、誤差信号E0が三角波の波高値(0.5V)に達するまでの時間が非常に長くかかることになる。つまり、レギュレート電圧に収束するまでの時間が長くなる。
エラーアンプ106の出力電流能力を、例えば1mAにした場合、電圧VCCを5V、容量性インピーダンスZを220pFとすると誤差信号E0が入力電圧VCC(例えば5V)から三角波の波高値(0.5V)に達するまでの期間Taは、
Ta=(220E−12)×(5−0.5)/1E−3≒1E−6=1(μsec)
となる。
一方、消費電力の低消費化のために、エラーアンプ106の出力電流能力を1μAにした場合、誤差信号E0が三角波の波高値に達するまでの期間Tcは、
Tc=(220E−12)×(5−0.5)/1E−6≒1E−3=1(msec)
となる。このように、エラーアンプ106の出力電流能力を低くすることによって、誤差信号E0が三角波の波高値(0.5V)に達するまでの時間が非常に長くかかることになる。つまり、レギュレート電圧に収束するまでの時間が長くなる。
ドライバ104、PWMコンパレータ102、エラーアンプ106の閉ループ負帰還回路は、例えばドライバ104内のLCフィルタによる周波数特性を有している。そこで、容量性インピーダンスZの容量値は、閉ループ負帰還回路が正帰還となって発振しないように位相余裕を確保すべく設定されている。エラーアンプ106の出力電流能力を小さくするほど、この誤差信号E0の傾きが緩やかに変化することになり、誤差信号E0が三角波の波高値に達するまでの時間が長くかかることになる。
このように、従来の帰還回路では、誤差信号E0が三角波の波高値から大きくずれてしまうことがあり、その場合、一定のレギュレート電圧に収束するまでの長くなるという問題があった。また、PWM制御を開始するまでの時間はエラーアンプ106の出力電流能力に応じて変化するので、エラーアンプ106の出力電流能力を低くできない、すなわち、低消費電力化することができないという問題があった。
そこで、本発明は、誤差信号の振幅を制限し、当該誤差信号が三角波の波高値から所定値以上大きくならないようにすることによって、一定値に収束するまでの時間を短縮することができる帰還回路を提供することを目的とする。
前記課題を解決するための主たる発明は、所定周期および所定振幅の発振信号と、誤差信号との大きさの比較を行う比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて発生する電圧と基準電圧との差に応じたレベルの前記誤差信号を発生する誤差検出回路と、を備えた帰還回路において、前記誤差信号の振幅を制限する振幅制限回路、を備えたことを特徴とする。
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。
本発明によれば、誤差信号の振幅が制限されるので、一定値に収束するまでの時間を短縮することができる。
本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
===全体構成===
図1は、本発明のPWM制御型の帰還回路の一例である電源回路を説明するための回路ブロック図である。図1に示すPWM制御型の電源回路は、三角波発振回路(以下、OSC回路とする)10、PWMコンパレータ12(『比較回路』)、インバータ14、Pチャンネル型MOSFET(以下、PMOSとする)16、Nチャンネル型MOSFET(以下、NMOSとする)18、エラーアンプ20(『誤差検出回路』)、振幅リミット回路22(『振幅制限回路』)、直列抵抗R1、R2、位相補償用コンデンサC2、位相補償用抵抗R3を備えている。また、図1において一点鎖線で囲まれた部分はドライバ104を構成している。
図1は、本発明のPWM制御型の帰還回路の一例である電源回路を説明するための回路ブロック図である。図1に示すPWM制御型の電源回路は、三角波発振回路(以下、OSC回路とする)10、PWMコンパレータ12(『比較回路』)、インバータ14、Pチャンネル型MOSFET(以下、PMOSとする)16、Nチャンネル型MOSFET(以下、NMOSとする)18、エラーアンプ20(『誤差検出回路』)、振幅リミット回路22(『振幅制限回路』)、直列抵抗R1、R2、位相補償用コンデンサC2、位相補償用抵抗R3を備えている。また、図1において一点鎖線で囲まれた部分はドライバ104を構成している。
OSC回路10は、例えば電圧振幅が0.2〜0.5Vで、所定周期の三角波を発生する。
PWMコンパレータ12の反転入力(−)端子にはOSC回路10から出力される三角波が入力され、PWMコンパレータ12の非反転入力(+)端子には振幅リミット回路22の出力信号が入力される。そしてPWMコンパレータ12は、振幅リミット回路22の出力信号が三角波より大きい期間には「HIGH(以下、Hとする)」に相当する電圧を出力し、振幅リミット回路22の出力信号が三角波より小さい期間には「LOW(以下、Lとする)」に相当する電圧を出力する。
PWMコンパレータ12の反転入力(−)端子にはOSC回路10から出力される三角波が入力され、PWMコンパレータ12の非反転入力(+)端子には振幅リミット回路22の出力信号が入力される。そしてPWMコンパレータ12は、振幅リミット回路22の出力信号が三角波より大きい期間には「HIGH(以下、Hとする)」に相当する電圧を出力し、振幅リミット回路22の出力信号が三角波より小さい期間には「LOW(以下、Lとする)」に相当する電圧を出力する。
インバータ14は、PWMコンパレータ12の出力を反転させる。
PMOS16およびNMOS18は、入力電圧VCC(例えば5V)と接地VSS間に直列に接続されたインバータ回路であり、PMOS16およびNMOS18との接続点にはコイルLの一端が接続される。また、PMOS16およびNMOS18のゲートには、インバータ14の出力が印加される。
PMOS16およびNMOS18は、入力電圧VCC(例えば5V)と接地VSS間に直列に接続されたインバータ回路であり、PMOS16およびNMOS18との接続点にはコイルLの一端が接続される。また、PMOS16およびNMOS18のゲートには、インバータ14の出力が印加される。
コイルLの他端はコンデンサCの非接地側の電極と接続されるとともに、出力端子OUTと接続される。そして出力端子OUTから出力電圧VOUTが出力される。
なお、コイルLは、コンデンサCに充電、放電を行うときにエネルギーを蓄えるものである。また、コイルLは、電流径路が切り替わっても、しばらくの間、電流が流れていた方向に電流を流し続けようとし、コイルL内に蓄えたエネルギーを放出する。
なお、コイルLは、コンデンサCに充電、放電を行うときにエネルギーを蓄えるものである。また、コイルLは、電流径路が切り替わっても、しばらくの間、電流が流れていた方向に電流を流し続けようとし、コイルL内に蓄えたエネルギーを放出する。
また、コンデンサCは、電荷を保持するとともに出力電圧VOUTを平滑化するものである。
直列抵抗R1、R2は、出力端子OUTと接地VSS間に接続され、出力電圧VOUTを所定分圧するものである。本実施形態では抵抗R1と抵抗R2の抵抗値は等しいこととする。その場合、出力電圧VOUTが2.5Vであるとすると、直列抵抗R1、R2の接続点に現れる電圧は1.25Vとなる。
直列抵抗R1、R2は、出力端子OUTと接地VSS間に接続され、出力電圧VOUTを所定分圧するものである。本実施形態では抵抗R1と抵抗R2の抵抗値は等しいこととする。その場合、出力電圧VOUTが2.5Vであるとすると、直列抵抗R1、R2の接続点に現れる電圧は1.25Vとなる。
エラーアンプ20の反転入力(−)端子には、直列抵抗R1、R2の接続部の電圧が印加されるとともに、エラーアンプ20の出力が、直列接続された抵抗R3(例えば100kΩ)とコンデンサC2(例えば1000pF)を介して帰還される。なお、抵抗R3とコンデンサC2は発振を防止し、帰還回路の制御を安定に動作させるために設けられたものである。なお、抵抗R3とコンデンサC2は並列に接続されていてもよい。
エラーアンプ20の非反転入力(+)端子には、基準電圧VREFとして、例えば1.25Vが印加される。そして、エラーアンプ20は、基準電圧VREFと、出力電圧VOUTを直列抵抗R1、R2で抵抗分圧した電圧とを比較し、その誤差を増幅した誤差信号E0を出力する。
エラーアンプ20の非反転入力(+)端子には、基準電圧VREFとして、例えば1.25Vが印加される。そして、エラーアンプ20は、基準電圧VREFと、出力電圧VOUTを直列抵抗R1、R2で抵抗分圧した電圧とを比較し、その誤差を増幅した誤差信号E0を出力する。
振幅リミット回路22は、誤差信号E0の振幅を制限し、誤差信号E0が三角波の波高値から所定値以上に大きくならないようにする。例えば、誤差信号E0が0.6V以下の場合には、誤差信号E0をそのまま出力し、誤差信号E0が0.6Vより大となる場合には、0.6Vを出力する。そして振幅リミット回路22の出力信号は、PWMコンパレータ12の非反転入力(+)端子に入力される。
以上の構成の電源回路において、帰還動作を繰り返すことによって、出力電圧VOUTは基準電圧VREF(例えば1.25V)の2倍に近づいていく。従って、入力電圧VCC(例えば5V)から、入力電圧を変圧した出力電圧VOUT(例えば2.5V)を発生することができる。
なお、図1に示す電源回路において、コイルLおよびコンデンサC以外の部分は集積化されている。また、インバータ14、PMOS16、NMOS18、コイルL、コンデンサCは、ドライバ(『駆動回路』)を構成している。
===エラーアンプ===
図2はエラーアンプ20の構成の一例を示す回路図である。図2に示すエラーアンプ20は、PNP型バイポーラトランジスタ(以下PNPトランジスタとする)B1、B2、B3、B4、B5、NPN型バイポーラトランジスタ(以下NPNトランジスタとする)B6、B7、B8、定電流回路Iを備えている。
図2はエラーアンプ20の構成の一例を示す回路図である。図2に示すエラーアンプ20は、PNP型バイポーラトランジスタ(以下PNPトランジスタとする)B1、B2、B3、B4、B5、NPN型バイポーラトランジスタ(以下NPNトランジスタとする)B6、B7、B8、定電流回路Iを備えている。
PNPトランジスタB1、B2、B3のエミッタには、電源VCCから例えば5Vの電圧が印加される。PNPトランジスタB1、B2、B3のベースは互いに接続されるとともに、ダイオード接続されたPNPトランジスタB1のコレクタは定電流回路Iに接続される。従って、PNPトランジスタB1と、PNPトランジスタB2、B3とは電流ミラー接続されており、PNPトランジスタB1、B2、B3のトランジスタサイズ比が1の場合、PNPトランジスタB1のコレクタ電流と等倍の定電流がPNPトランジスタB2、B3のコレクタ電流として流れる。
PNPトランジスタB4のエミッタはPNPトランジスタB2のコレクタと接続され、PNPトランジスタB4のコレクタはNPNトランジスタB6のコレクタと接続されている。また、PNPトランジスタB4のベースはエラーアンプ20の反転入力(−)端子と接続されている。
PNPトランジスタB5のエミッタはPNPトランジスタB2のコレクタと接続され、PNPトランジスタB5のコレクタはNPNトランジスタB7のコレクタと接続されている。また、PNPトランジスタB5のベースはエラーアンプ20の非反転入力(+)端子と接続されている。
NPNトランジスタB6とNPNトランジスタB7は、エミッタがともに接地VSSされ、NPNトランジスタB6のベースとコレクタがダイオード接続された電流ミラー回路である。よって、NPNトランジスタB6とNPNトランジスタB7のトランジスタサイズ比が1の場合、NPNトランジスタB6のコレクタ電流と等倍の電流がNPNトランジスタB7のコレクタ電流として流れる。
NPNトランジスタB8のコレクタは、PNPトランジスタB3のコレクタと接続されるとともに、エラーアンプ20の出力端子E0と接続されている。NPNトランジスタB8のエミッタは接地VSSされている。また、NPNトランジスタB8のベースはPNPトランジスタB5のコレクタと接続されている。
出力端子E0は直列接続された抵抗R3とコンデンサC2を介して反転入力(−)端子と接続されている。
次にエラーアンプ20の動作について説明する。
≪+端子電圧が−端子電圧より大きい場合≫
PNPトランジスタB1、B2、B3のエミッタ−コレクタ間には常に定電流Iが流れている。また、PNPトランジスタB4とPNPトランジスタB5のエミッタが共通に接続されているため、PNPトランジスタB4とPNPトランジスタB5に流れる電流の和はIとなる。すなわち、Ia+Ib=Iという関係が成り立つ。
PNPトランジスタB1、B2、B3のエミッタ−コレクタ間には常に定電流Iが流れている。また、PNPトランジスタB4とPNPトランジスタB5のエミッタが共通に接続されているため、PNPトランジスタB4とPNPトランジスタB5に流れる電流の和はIとなる。すなわち、Ia+Ib=Iという関係が成り立つ。
エラーアンプ20の+端子電圧が−端子電圧より大きい場合にはPNPトランジスタB4のエミッタ−コレクタ間に流れる電流IaがPNPトランジスタB5のエミッタ-コレクタ間に流れる電流Ibより大きくなる。なお、電流ミラー接続されたNPNトランジスタB6、B7もコレクタ−エミッタ間に電流Iaを流そうとする。そして、電流Iaが電流Ibより大なのでNPNトランジスタB8のベースには電流が供給されず、NPNトランジスタB8はオフとなる。よって、PNPトランジスタB3から出力端子E0に定電流Iが供給されるので出力端子E0の電圧は増加する。
≪+端子電圧が−端子電圧より小さい場合≫
エラーアンプ20の+端子電圧が−端子電圧より小さい場合にはPNPトランジスタB4のエミッタ−コレクタ間に流れる電流IaがPNPトランジスタB5のエミッタ-コレクタ間に流れる電流Ibより小さくなる。したがって、NPNトランジスタB8のベースに電流Ib−Iaが供給され、NPNトランジスタB8がオンとなる。そしてPNPトランジスタB3のコレクタからNPNトランジスタB8のコレクタに電流が流れるので、出力端子E0の電圧は減少する。
エラーアンプ20の+端子電圧が−端子電圧より小さい場合にはPNPトランジスタB4のエミッタ−コレクタ間に流れる電流IaがPNPトランジスタB5のエミッタ-コレクタ間に流れる電流Ibより小さくなる。したがって、NPNトランジスタB8のベースに電流Ib−Iaが供給され、NPNトランジスタB8がオンとなる。そしてPNPトランジスタB3のコレクタからNPNトランジスタB8のコレクタに電流が流れるので、出力端子E0の電圧は減少する。
以上、説明したようにエラーアンプ20は、−端子電圧と+端子電圧の差に応じた誤差信号E0を出力する。
===振幅リミット回路===
図3は、振幅リミット回路22の構成の一例を示す回路図である。本実施形態では振幅リミット回路22として図3に示すようにPNPトランジスタ24を適用することとする。
図3は、振幅リミット回路22の構成の一例を示す回路図である。本実施形態では振幅リミット回路22として図3に示すようにPNPトランジスタ24を適用することとする。
PNPトランジスタ24のエミッタにはエラーアンプ20から出力される誤差信号E0が印加される。また、PNPトランジスタ24のベースおよびコレクタは接地VSS(『一定電圧』)されている。なお、PNPトランジスタ24がオンするときのベース−エミッタ間電圧VBEは、三角波の波高値(例えば0.5V)以上の値、例えば0.6〜0.7Vであることとする。
誤差信号E0の電圧が電圧VBEより小さいときは、振幅リミット回路22であるPNPトランジスタ24がオフなので、振幅リミット回路22からは、誤差信号E0がそのまま出力される。
一方、誤差信号E0の電圧が電圧VBE以上のときは、振幅リミット回路22であるPNPトランジスタ24がオンし、エミッタ-コレクタ間に電流が流れる。よって、振幅リミット回路22の出力電圧は電圧VBEに制御される。従って、このとき振幅リミット回路22からは、PNPトランジスタ24のエミッタに現れる電圧VBEが出力される。
一方、誤差信号E0の電圧が電圧VBE以上のときは、振幅リミット回路22であるPNPトランジスタ24がオンし、エミッタ-コレクタ間に電流が流れる。よって、振幅リミット回路22の出力電圧は電圧VBEに制御される。従って、このとき振幅リミット回路22からは、PNPトランジスタ24のエミッタに現れる電圧VBEが出力される。
このように、PNPトランジスタ24を用いた振幅リミット回路22は、誤差信号E0が電圧VBEより小さいときは誤差信号E0をそのまま出力し、誤差信号E0が電圧VBEより大きいときは電圧VBEを出力する。したがって、振幅リミット回路22は、PWMコンパレータ12の非反転入力(+)端子に印加する電圧の最大値をVBEに制限することができる。
===電源回路の動作===
次に、図1および図4を用いて本発明の帰還回路を用いた電源回路の動作について説明する。
次に、図1および図4を用いて本発明の帰還回路を用いた電源回路の動作について説明する。
図4は、本発明にかかる電源回路のPWMコンパレータ102の比較動作を説明するための図である。なお、図4の横軸は時間であり、左端は電源投入した時間である。また、図4の縦軸は電圧レベルである。
電源投入時には、出力電圧VOUTが初期状態(例えば0V)であり、抵抗R1、R2の接続部の電圧も0Vとなる。抵抗R1、R2の接続部の電圧レベルが基準電圧VREF(例えば1.25V)よりも低いので、エラーアンプ20から出力される誤差信号E0は正のレベル(例えば入力電圧VCCの5V)となる。
誤差信号E0がPNPトランジスタ24の電圧VBE(例えば、0.6V)よりも大きいので、PNPトランジスタ24がオンし、PWMコンパレータ12の+端子には電圧VBEが印加される(A点)。
PWMコンパレータ12の−端子に印加される三角波に対する電圧振幅は0.2〜0.5Vなので、PWMコンパレータ12の出力は「H」となる。
よって、PWMコンパレータ12の出力がインバータ14を介することで、PMOS16はオンとなり、NMOS18はオフとなる。すなわち、入力電圧VCC→PMOS16→コイルLの径路の電流が流れ、コイルLおよびコンデンサCからなるLCフィルタ通過後の出力電圧VOUTが高くなり、やがて誤差信号E0は電圧VBEよりも低くなる。
誤差信号E0がPNPトランジスタ24の電圧VBE(例えば、0.6V)よりも大きいので、PNPトランジスタ24がオンし、PWMコンパレータ12の+端子には電圧VBEが印加される(A点)。
PWMコンパレータ12の−端子に印加される三角波に対する電圧振幅は0.2〜0.5Vなので、PWMコンパレータ12の出力は「H」となる。
よって、PWMコンパレータ12の出力がインバータ14を介することで、PMOS16はオンとなり、NMOS18はオフとなる。すなわち、入力電圧VCC→PMOS16→コイルLの径路の電流が流れ、コイルLおよびコンデンサCからなるLCフィルタ通過後の出力電圧VOUTが高くなり、やがて誤差信号E0は電圧VBEよりも低くなる。
誤差信号E0が低下して三角波の上限値(B点)に達すると、PWMコンパレータ12の出力が「L」となる期間が出てくる。このとき、誤差信号E0は三角波の電圧振幅の上限値であるので、PWMコンパレータ12の出力の「H」の期間は長く、一方「L」の期間は短くなる。そして、PWMコンパレータ12の出力は、インバータ14を介してPMOS16およびNMOS18のゲートに印加されるので、PMOS16のオンする期間は長く、NMOS18のオンする期間は短いことになる。従って、誤差信号E0が三角波より上側にあったときと比べて、LCフィルタ通過後の出力電圧VOUTは、より低くなり、直列抵抗R1、R2と基準電圧VREFとで決まる設定電圧{VREF*R1(1+R2/R1)}の値に近づいていく。なお、R1は抵抗R1の抵抗値であり、R2は抵抗R2の抵抗値である。例えば、出力電圧VOUTを2.5Vに設定したい場合、基準電圧VREFを1.25Vとし、R1とR2の値を等しく設定するのであるが、このとき入力電圧VCCが5Vであれば、誤差信号E0は三角波の電圧振幅の中心に近づく。
図4におけるA点とB点の差電圧(例えば0.1V)は、従来の差電圧(例えば5.5V)に比べて差が非常に小さいので、エラーアンプ20の電流能力を小さくした場合においても、誤差信号E0が三角波の波高値に達するまでの期間Taを短い時間とすることができる。エラーアンプ20の出力電力能力を小さくすることによって、低消費化することができる。
なお、振幅リミット回路22は、電源投入時のみでなく、出力電圧VOUTに接続される負荷が急激に増減したときなど、誤差信号E0が三角波の波高値からずれてしまうような場合にも、出力電圧を電圧VBEに制限するので、PWM制御が可能となるまでの期間を短くすることができる。
以上、説明したように、本発明の帰還回路は、誤差信号E0の振幅を制限する振幅リミット回路22を設けることによって、PWM制御を行う帰還回路でPWMコンパレータ12の反転入力(−)端子と非反転入力端子(+)の電圧差が大きくならないので、レギュレート電圧に収束するまでの時間を短縮することができる。
また、本発明の帰還回路を、入力電圧を変圧した出力電圧を発生する電源回路に用いた場合、エラーアンプ20の出力電流能力を低くすることができるので、電源回路の消費電力を低くすることができる。
誤差信号E0の振幅を制限する振幅リミット回路22には、PNPバイポーラトランジスタ24を用いることが可能である。この場合、誤差信号E0をPNPバイポーラトランジスタ24のVBE(例えば0.6V)以下に制限する振幅リミット回路22を簡易に構成することができる。
また、一般に位相補償ポールを十分低く設定することで、LCフィルタの周波数特性に依存せず、発振しない安定したスイッチングレギュレータ制御が行える。しかし、位相補償用抵抗R3と位相補償用コンデンサC2の時定数が大きくなるため、振幅リミット回路22が無い場合には、一定のレギュレート電圧に収束するまでの収束時間が長くなってしまう。本発明の帰還回路では、安定な位相補償かつ短いレギュレート収束時間を両立することができる。
以上、本実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。
10 三角波発振回路
12 コンパレータ
14 インバータ
16 P型MOSFET
18 N型MOSFET
20 エラーアンプ
22 振幅リミット回路
12 コンパレータ
14 インバータ
16 P型MOSFET
18 N型MOSFET
20 エラーアンプ
22 振幅リミット回路
Claims (5)
- 所定周期および所定振幅の発振信号と、誤差信号との大きさの比較を行う比較回路と、
前記比較回路の比較結果に基づいて発生する電圧と基準電圧との差に応じたレベルの前記誤差信号を発生する誤差検出回路と、
を備えた帰還回路において、
前記誤差信号の振幅を制限する振幅制限回路、
を備えたことを特徴とする帰還回路。 - 前記比較回路は、
当該比較回路の比較結果に応じて、入力電圧を変圧した出力電圧を発生する駆動回路の動作を制御し、
前記比較回路の比較結果に基づいて発生する電圧は、
前記出力電圧または当該出力電圧を所定分圧した電圧の何れかであることを特徴とする請求項1に記載の帰還回路。 - 前記振幅制限回路は、
前記誤差信号がエミッタに印加され、予め定められた固定電圧がベースおよびコレクタに印加されるPNP型バイポーラトランジスタであり、
前記PNP型バイポーラトランジスタの前記エミッタに現れる電圧が、前記誤差信号として前記比較回路に印加されることを特徴とする請求項1または2に記載の帰還回路。 - 前記駆動回路は、
前記出力電圧が一方の電極に現れる平滑コンデンサを前記比較回路の比較結果に応じて充電または放電するためのインバータ回路を有する、ことを特徴とする請求項2または3に記載の帰還回路。 - 前記誤差検出回路は、
前記比較回路の比較結果に基づいて発生する電圧が印加される端子と、当該誤差検出回路の出力端子との間に位相補償回路を有する、ことを特徴とする請求項1乃至4の何れかに記載の帰還回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004362866A JP2006174585A (ja) | 2004-12-15 | 2004-12-15 | 帰還回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004362866A JP2006174585A (ja) | 2004-12-15 | 2004-12-15 | 帰還回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006174585A true JP2006174585A (ja) | 2006-06-29 |
Family
ID=36674724
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004362866A Pending JP2006174585A (ja) | 2004-12-15 | 2004-12-15 | 帰還回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2006174585A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009196225A (ja) * | 2008-02-21 | 2009-09-03 | Seiko Epson Corp | 容量性負荷の駆動回路及び液体吐出装置 |
JP2011182494A (ja) * | 2010-02-26 | 2011-09-15 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源装置およびその制御回路 |
US8736367B2 (en) | 2009-09-14 | 2014-05-27 | Etal Group Ab | Power amplifier with switching means and feedback circuit |
JP2015149837A (ja) * | 2014-02-06 | 2015-08-20 | セイコーインスツル株式会社 | スイッチングレギュレータ制御回路及びスイッチングレギュレータ |
JP2016066861A (ja) * | 2014-09-24 | 2016-04-28 | 株式会社デンソー | Pwm信号出力装置及びスイッチング電源装置 |
-
2004
- 2004-12-15 JP JP2004362866A patent/JP2006174585A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009196225A (ja) * | 2008-02-21 | 2009-09-03 | Seiko Epson Corp | 容量性負荷の駆動回路及び液体吐出装置 |
US8736367B2 (en) | 2009-09-14 | 2014-05-27 | Etal Group Ab | Power amplifier with switching means and feedback circuit |
JP2011182494A (ja) * | 2010-02-26 | 2011-09-15 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチング電源装置およびその制御回路 |
JP2015149837A (ja) * | 2014-02-06 | 2015-08-20 | セイコーインスツル株式会社 | スイッチングレギュレータ制御回路及びスイッチングレギュレータ |
JP2016066861A (ja) * | 2014-09-24 | 2016-04-28 | 株式会社デンソー | Pwm信号出力装置及びスイッチング電源装置 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100595868B1 (ko) | Dc/dc 컨버터 | |
TWI528690B (zh) | 包含自舉電路之轉換器及方法 | |
US7453251B1 (en) | Voltage tracking reference for a power regulator | |
US6885177B2 (en) | Switching regulator and slope correcting circuit | |
JP2011035948A (ja) | Dc−dcコンバータ、制御回路及び電源電圧制御方法 | |
US9054637B1 (en) | Amplitude limiting circuit for a crystal oscillator | |
JP2003005847A (ja) | レギュレータ回路 | |
KR100818105B1 (ko) | 내부 전압 발생 회로 | |
JP3648223B2 (ja) | Dc−dcコンバータ及びdc−dcコンバータの駆動回路 | |
JPH0775331A (ja) | チャージポンプ回路 | |
KR20150106349A (ko) | Dc/dc 컨버터 | |
JP2014128038A (ja) | 電源装置 | |
JPWO2005046036A1 (ja) | Dc/dcコンバータ | |
US11747844B2 (en) | Voltage regulator | |
CN116760294B (zh) | 一种直流电压转换电路 | |
KR100343380B1 (ko) | 전압 레벨 검출회로 및 이를 이용한 전압 발생회로 | |
JP2006325339A (ja) | 電源制御回路 | |
JP3356223B2 (ja) | 降圧回路及びこれを内蔵した半導体集積回路 | |
JP2006174585A (ja) | 帰還回路 | |
JP3963421B2 (ja) | 制御発振システムとその方法 | |
JP4677284B2 (ja) | 誤差増幅回路 | |
JP3488116B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
CN112558680B (zh) | 线性调整器及其控制电路 | |
JP2017062616A (ja) | 基準電流源回路および半導体集積回路 | |
CN218335758U (zh) | 一种带有稳压功能的大功率开关电源 |