JP2002204577A

JP2002204577A - インバータ装置

Info

Publication number: JP2002204577A
Application number: JP2001001497A
Authority: JP
Inventors: Hidetake Hayashi; 秀竹林; Hitoshi Takimoto; 等滝本; Toru Yoshioka; 徹吉岡
Original assignee: Toshiba Corp; Sawafuji Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp; Sawafuji Electric Co Ltd
Priority date: 2001-01-09
Filing date: 2001-01-09
Publication date: 2002-07-19
Anticipated expiration: 2021-01-09
Also published as: JP4672149B2

Abstract

(57)【要約】【課題】出力電圧の変動を少なくすると共に、回路構
成の簡単化を図る。【解決手段】マイコン６１は、記憶部から現時点の出
力タイミングに相当する正弦波基準データを読み出すと
共に、この正弦波基準データと９０°進相しその位相か
らさらに電圧と電流との位相角分ずれる関係にある正弦
波基準データを読み出し、この読み出した正弦波基準デ
ータに、補正値を乗算して補正データを作成し、この補
正データを前記現時点のタイミングに相当する正弦波基
準データに加算して新たな正弦波基準データを作成す
る。これにより、フィルタ回路３８による９０°遅れ分
と、負荷による出力電流の位相角分と、フィルタ回路３
８固有のＬ分とを考慮したデータ補正がなされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯用交流電源装
置などに好適するインバータ装置に関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】この種のインバータ装
置は、エンジン駆動発電機によって発電した交流電力を
直流に変換し、これをインバータ回路により商用周波数
の交流に変換して出力する構成のものが知られている。
このものでは、その出力段にリアクタとコンデンサとか
らなるフィルタ回路を備えて、インバータ回路の出力が
高周波の少ない交流となるようにしている。ところが、
このインバータ装置においては、負荷の力率によって、
出力電流が同一であっても出力電圧が大きく変動する。
特に負荷が進相負荷（Ｃ負荷）の場合には出力電圧が上
昇するため、故障原因となりやすい。また、遅相負荷の
場合には出力電圧が低下する。

【０００３】この出力電圧の変動を防止するものとし
て、特開昭５−２１１７７７号公報に示されるインバー
タ装置がある。このものでは、図示しないが、発電機
や、出力段にフィルタ回路を有するインバータ回路を備
える他に、正弦波発生器と、抵抗やコンデンサを含んで
構成される差動増幅器と、同じく抵抗やコンデンサさら
にはオペアンプを含んで構成される力率補正回路とを備
えている。図９には、抵抗負荷、進相負荷、遅相負荷の
場合において現れる波形を示している。すなわち、上記
正弦波発生器から出力される正弦波基準信号Ｖｊに対し
て、インバータ回路の出力電流Ｉｊは、負荷の種類に応
じて位相がずれる。また、インバータ回路の出力電流に
対してフィルタ回路を経た出力電流とは９０°位相が遅
れていることから、前記出力電流Ｉｊを一義的に９０°
進相させて補正値Ｉｊ′を作成し、そして、この補正値
Ｉｊ′に前記正弦波基準信号Ｖｊを合わせることによ
り、振幅ｘ（θ）が異なる新たな正弦波基準信号Ｖｊを
得る。この新たな正弦波基準信号を用いることにより出
力電圧の変動を少なくしている。

【０００４】ところが、この構成では、抵抗やコンデン
サを含んで構成される差動増幅器と、同じく抵抗やコン
デンサさらにはオペアンプを含んで構成される力率補正
回路を用いるため、回路構成が複雑であり、コスト高と
なる。

【０００５】従って、本発明の目的は、回路構成の簡単
化を図りながら出力電圧の変動を少なくできるインバー
タ装置を提供するにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、直流
電源回路と、交流の少なくとも半サイクルにおける多数
の位相角に対応する正弦波基準データを多数記憶した記
憶手段と、前記多数の正弦波基準データが順次与えられ
この正弦波基準データから所定周波数の正弦波基準信号
を発生する正弦波基準信号発生手段と、前記正弦波基準
信号に基づいてＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ回路と、ス
イッチング素子を有し、前記直流電源回路の出力を前記
ＰＷＭ信号に基づいてスイッチングして高周波電圧を出
力するインバータ回路と、前記高周波電圧を正弦波状の
交流電圧にして出力するフィルタ回路と、前記インバー
タ回路が出力する電流値を検出する出力電流検出手段
と、この出力電流検出回路により検出された電流検出値
に基づいて補正値を演算する補正値演算手段と、前記イ
ンバータ回路の出力電圧および出力電流の位相角を検出
する位相角検出手段と、前記記憶部から、現時点の出力
タイミングに相当する正弦波基準データを読み出すと共
に、この正弦波基準データに対して９０°進相しさらに
前記位相角分ずれる関係にある正弦波基準データを読み
出し、この読み出した正弦波基準データに前記補正値を
乗算して補正データを作成し、この補正データを前記現
時点のタイミングに相当する正弦波基準データに加算し
て新たな正弦波基準データを作成し、この新たな正弦波
基準データを前記記憶部に更新記憶すると共に、前記正
弦波基準信号発生手段に出力する正弦波基準データ補正
手段とを含んで構成される。

【０００７】インバータ回路の出力はフィルタ回路を通
して外部負荷に供給されるが、フィルタ回路を通過する
と、該フィルタ回路が通常リアクタを備えているから、
理論的には、出力電圧に対して負荷電流が９０°の位相
角で遅れる。従って、正弦波基準信号から負荷電流を予
測するにはインバータ回路の出力電圧を予め９０°進相
させると良い。ただし、この負荷電流の位相角は、負荷
が進相負荷か、遅相負荷か、またその進相度合い、ある
いは遅相度合いによって変動する。従って、その進相度
合い、遅相度合いを出力電圧と出力電流との位相角によ
り判定し、その位相角が０°となるように補正すれば力
率が改善され、出力電圧も当初予定された電圧（例えば
商用交流電圧である１００Ｖ）となるものである。ま
た、負荷電流値はフィルタ回路固有のＬ分によっても異
なる。この分は電流値補正を行なう必要がある。ここ
で、上記出力電圧の位相は正弦波基準データの位相角と
同じと見て良い。

【０００８】この点に着目した請求項１の発明において
は、正弦波基準データ補正手段が、まず、現時点の出力
タイミングに相当する正弦波基準データを読み出すと共
に、この正弦波基準データに対して９０°進相しさらに
前記位相角分ずれる関係にある正弦波基準データを読み
出し、この読み出した正弦波基準データに前記補正値を
乗算して補正データを作成し、この補正データを前記現
時点のタイミングに相当する正弦波基準データに加算し
て新たな正弦波基準データを作成するから、フィルタ回
路による９０°遅れ分と、負荷による出力電流の位相角
分と、フィルタ回路固有のＬ分とを考慮したデータ補正
がなされ、そして、このデータ補正された正弦波基準デ
ータを正弦波基準信号発生手段に出力するから、正弦波
基準信号が補正され、結果的に、出力電圧の変動を少な
くできる。そして、この請求項１の発明においては、コ
ンデンサや抵抗、さらには、抵抗やコンデンサを含んで
構成される差動増幅器、および同じく抵抗やコンデンサ
さらにはオペアンプを含んで構成される力率補正回路と
いったアナログ回路が不要であり、回路構成の簡単化を
図り得、コストの低廉化にも寄与できる。

【０００９】この場合、出力電流検出手段は、電流値を
交流出力電圧の少なくとも半サイクルの期間で検出し、
実効値を算出するようにすると良い（請求項２の発
明）。このようにすると、短い時間で電流値を検出する
ことができると共に、検出誤差の少ない実効値で検出で
きる。

【００１０】さらに、位相角検出手段は、少なくとも半
サイクルの正弦波基準データと出力電流検出手段の検出
値とから有効電力を算出し、この有効電力から位相角を
算出するようにすると良い（請求項３の発明）。このよ
うにすると、短い時間で位相角を検出することができ
る。

【００１１】また、補正値演算手段による補正値の演算
および位相角検出手段による位相角検出は、交流出力電
圧の少なくとも半サイクルの期間で行ない、その次の半
サイクルの期間内に正弦波基準データ補正手段よる制御
を行なうようにすると良い（請求項４の発明）。このよ
うにすると、補正のための各データを短い時間で得るこ
とができ、そして、正弦波基準データ補正手段よる制御
を早くに行なうことができて迅速なフィードバック制御
ができるようになる。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明のインバータ装置を
携帯用交流電源装置に適用した一実施例につき図１ない
し図８を参照しながら説明する。まず、図１において
は、例えば１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流
電源を発生する携帯用交流電源装置２１の電気的構成を
示している。この携帯用交流電源装置２１は、図示しな
いエンジンにより駆動される三相の交流発電機２２と、
その後段に接続される単相のインバータユニット２３と
から構成されている。

【００１３】交流発電機２２は、回転子と電機子（何れ
も図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）
供給量を制御してエンジンの回転速度を制御するための
ステッピングモータ２４を備えている。電機子には、Ｙ
結線された主巻線２５ｕ、２５ｖ、２５ｗと補助巻線２
６とが巻装されており、主巻線端子２７ｕ、２７ｖ、２
７ｗと補助巻線端子２８ａ、２８ｂは、それぞれインバ
ータユニット２３の入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと
入力端子３０ａ、３０ｂに接続されている。

【００１４】一方、インバータユニット２３は、以下の
ように構成されている。すなわち、入力端子２９ｕ、２
９ｖ、２９ｗと直流電源線３１、３２との間には整流回
路３３が接続されている。直流電源線３１と３２の間に
は平滑用のコンデンサ３４が接続され、直流電源線３
１、３２と出力端子３５、３６との間にはインバータ回
路３７とフィルタ回路３８とが縦続接続されている。な
お、整流回路３３が、本発明における直流電源回路に相
当する。

【００１５】整流回路３３は、サイリスタ３９〜４１と
ダイオード４２〜４４とがいわゆる三相混合ブリッジの
形態に接続された構成を備えており、インバータ回路３
７は、トランジスタ４５〜４８（スイッチング素子に相
当）と還流ダイオード４９〜５２とがいわゆるフルブリ
ッジの形態に接続された構成を備えている。

【００１６】フィルタ回路３８は、インバータ回路３７
の出力端子５３とインバータユニット２３の出力端子３
５との間に介在するリアクトル５５と、インバータユニ
ット２３の出力端子３５と３６との間に接続されたコン
デンサ５６とから構成されている。インバータ回路３７
の出力端子５４は、インバータユニット２３の出力端子
３６に直接接続されており、その出力端子５４からフィ
ルタ回路３８に至る電流経路には出力電流を検出するた
めの変流器５７が設けられている。

【００１７】さらに、インバータユニット２３は、制御
電源回路５８、制御回路５９および駆動回路６０を備え
ている。このうち制御電源回路５８は、入力端子３０
ａ、３０ｂを介して補助巻線２６に誘起される交流電圧
を入力し、それを整流平滑して制御回路５９が動作する
ための制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成
するようになっている。なお、補助巻線２６に誘起され
る交流電圧は、エンジンの回転数を検出するために、制
御回路５９にも入力されている。

【００１８】制御回路５９は、マイクロコンピュータ６
１（以下、マイコン６１と称す）、直流電圧検出回路６
２、出力電圧検出回路６３、出力電流検出回路６４およ
びＰＷＭ回路６５から構成されている。マイコン６１
は、図２に示すように、ＣＰＵ６１ａ、記憶手段たるＲ
ＯＭ６１ｂおよびＲＡＭ６１ｃ、正弦波基準信号発生手
段たる例えばＤ／Ａコンバータ６１ｄを備えているほ
か、図示しないが、入出力ポート、Ａ／Ｄコンバータ、
タイマ回路、発振回路などを備えており、これらが、ワ
ンチップＩＣ化された構成となっている。

【００１９】前記ＲＯＭ６１ｂには、１サイクル分の正
弦波基準データＤ（ｎ）（ｎは１〜２５６）を初期デー
タとして記憶している。図７にはそのデータテーブルの
考え方を示している。すなわち、横軸にはメモリアドレ
スの順位を示し、縦軸には正弦波基準データＤ（ｎ）を
示しており、この正弦波基準データＤ（ｎ）は順位が１
から２５６にかけて正弦波状に増減するように設定され
ている。また、ＲＡＭ６１ｃには新たな正弦波基準デー
タＤ（ｎ）を記憶するようになっている。ＲＯＭ６１ｂ
における正弦波基準データＤ（ｎ）は図７に示すよう
に、１サイクル２５６個のデータであり、これは正弦波
基準信号Ｖsin （図３に示す）の振幅値に相当する。こ
の正弦波基準データＤ（ｎ）は、周波数５０Ｈｚのとき
には１／５０秒の間に２５６個が等時間間隔のタイミン
グでＣＰＵ６１ａにて読み出されるようになっている。
また、周波数６０Ｈｚの場合には１／６０秒間に、同様
に２５６個が等時間間隔でＣＰＵ６１ａにて読み出され
るようになっている。

【００２０】直流電圧検出回路６２は、直流電源線３１
と３２との間の直流電圧Ｖｄｃを検出してその検出直流
電圧を直流電圧検出信号としてマイコン６１に出力する
ようになっている。この場合マイコン６１は、この直流
電圧検出信号をで読み込んで、前記直流電圧Ｖｄｃが１
８０Ｖを超えるとサイリスタ３９〜４１をオフし、１８
０Ｖ以下となるとオンするようになっている。

【００２１】出力電圧検出回路６３は、インバータ回路
３７の出力端子５３と５４の間の電圧を分圧する分圧回
路と、その分圧された矩形波状の電圧から搬送波成分を
除去するためのフィルタ（何れも図示せず）とを備えて
構成されており、その出力電圧検出信号Ｖｓをマイコン
６１およびＰＷＭ回路６５に出力するようになってい
る。マイコン６１では、出力電圧検出信号ＶｓをＡ／Ｄ
変換して電圧検出値Ｖｄを得るようになっている。

【００２２】また、出力電流検出手段たる出力電流検出
回路６４は、変流器５７により検出された出力電流を所
定の電圧レベルに変換し、その出力電流検出信号Ｉｓを
出力電流検出信号としてマイコン６１およびＰＷＭ回路
６５に出力するように構成されている。マイコン６１で
は出力電流検出信号ＩｓをＡ／Ｄ変換して電流検出値Ｉ
ｄを得るようになっている。

【００２３】ＰＷＭ回路６５は、正弦波基準信号Ｖsin
に基づいてＰＷＭ制御を実行してトランジスタ４５〜４
８に対する駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を生成するものである。
駆動信号Ｇ１〜Ｇ４は、それぞれ駆動回路６０を介して
トランジスタ４５〜４８のベースに与えられるようにな
っている。

【００２４】マイコン６１には、図示しないスイッチ入
力部からのスイッチ入力により出力周波数を５０Ｈｚ・
６０Ｈｚのいずれかに設定できるようになっており、設
定された出力周波数と同じ周波数の交流基準電圧たる正
弦波基準信号Ｖsin を後述のように発生してＰＷＭ回路
６５に与えるようになっている。

【００２５】ＰＷＭ回路６５は、図３に示すように、上
記正弦波基準信号Ｖsin と例えば１６ｋＨｚの三角波か
らなる搬送波周波数信号Ｓｃ（図面では便宜上周波数を
極端に落とした波形としている）とをコンパレータによ
り比較して、同図（ｂ）に示す矩形波状の高周波電圧Ｖ
ｏ（実効的にみて１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈ
ｚ）を得るように駆動信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。この
ようにして生成された高周波電圧Ｖｏはフィルタ回路３
８によって高周波成分が除去されて、同図（ｃ）に示す
ように、例えば１００Ｖ・５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの
交流出力Ｖｏａｃが形成される。

【００２６】さらに、マイコン６１の特にＣＰＵは、補
正値演算手段、位相角検出手段、正弦波基準データ補正
手段として機能するものであり、以下、これらの機能を
作用と共に説明する。マイコン６１は、運転が開始され
ると後述のようにして正弦波基準信号Ｖsinを出力し、
これに基づいてＰＷＭ回路６５がＰＷＭ信号を出力し、
これに基づいてインバータ回路３７がスイッチング素子
４５〜４８をスイッチング制御して前述した高周波電圧
Ｖｏを出力する。このときに、出力電圧検出回路６３に
より出力電圧が検出されており、マイコン６１は図８に
示すようにその出力電圧検出信号Ｖｓのゼロクロスｔ０
およびｔ１のときに出力電流検出信号Ｉｓが進み位相で
あるか遅れ位相であるかを検出する。すなわち、図４に
示すように、マイコン６１では、ステップＳ１で出力電
流検出信号Ｖｓのゼロクロスｔ０（負から正へのゼロク
ロス）が検出されると、ステップＳ２でＩｄ（出力電流
検出信号Ｉｓのデジタル値）が正であれば進相であるこ
とを検出し負であれば遅相であることを検出する。そし
て、ステップＳ３で電圧検出値Ｖｓのゼロクロスｔ１
（正から負へのゼロクロス）が検出されると、ステップ
Ｓ４でＩｄが負であれば進相であることを検出し正であ
れば遅相であることを検出する。なお、図８には検出電
圧Ｖｓに対して検出電流Ｉｓが遅れ位相になっている例
を示している。

【００２７】このときマイコン６１は、図５および図６
に示す制御フローチャートに従って正弦波基準データＤ
（ｎ）を補正し、結果的に正弦波基準信号Ｖsin を補正
する。すなわち、ステップＱ１では正弦波基準データＤ
（ｎ）のパラメーターであるｎを０にセットする。次の
ステップＱ２では、上記パラメーターｎをインクリメン
トする。そして、ステップＱ３では、補正制御を実行す
る。この補正制御の内容は図６にサブル−チンとして示
している。すなわち、ステップＲ１ではＲＯＭ６１ｂか
ら、現時点の出力タイミングに相当する正弦波基準デー
タＤ（ｎ）（この場合Ｄ（１））を読み出すと共に、こ
の正弦波基準データＤ（ｎ）に対して９０°進相しさら
に後述する位相角θ相当分ずれる関係にある正弦波基準
データＤ（ｎ＋９０°相当＋θ相当）を読み出す。例え
ば、パラメーターｎは３６０°（５０Ｈｚあるいは６０
Ｈｚの１周期）に対して２５６個あるから位相角０°で
ｎが「１」とすると、（３６０／２５６）°増えるごと
にｎは「２」、「３」、「４」、なる…とづつ増えてい
く。上記（３６０／２５６）°は、時間に換算すると、
５０Ｈｚで（１／５０秒）／２５６、６０Ｈｚで（１／
６０秒）／２５６となる。

【００２８】例えば位相角θが３０°で進み位相である
とすると、図７に示すように、パラメーターｎ（ｎ＝ｎ
ａとする）は、まず一義的に９０°進相したところの順
位「ｘ」となる。そして、その順位「ｘ」から位相角θ
進相相当の順位は「ｙ」となる。なおこの順位「ｙ」が
「１〜２５６」から外れたときには、この順位「ｙ」か
ら１８０°相当ずれたデータをプラスマイナス反転すれ
ば良い（図７の符号「ｙ′」参照）。しかして正弦波基
準データＤ（ｎ＋９０°相当＋θ相当）は、この順位
「ｙ」での正弦波基準データＤ（ｙ）である。そして、
次のステップＲ２では、上記正弦波基準データＤ（ｎ＋
９０°相当＋θ相当）に後述する補正値Ｉｈを乗算して
補正データＤｈを作成し、次のステップＳ３ではこのと
きの正弦波基準データＤ（ｎ）に補正データＤｈを加算
して、これを新たな正弦波基準データＤ（ｎ）としてＲ
ＡＭ６１ｃに更新記憶させる。この後図５のステップＱ
４に移行して、この更新記憶された正弦波基準データＤ
（ｎ）をＤ／Ａコンバータ６１ｄに出力する。この出力
の周期は、周波数５０Ｈｚの場合には１／５０秒間に２
５６の等時間間隔となるように、また６０Ｈｚの場合に
は１／６０秒間に、それぞれ２５６の等時間間隔となる
ように設定されている。

【００２９】次のステップＱ５では、その時点での電流
検出値Ｉｄ（ｎ）を読み込み、ステップＱ６では、瞬時
有効電力Ｐ（ｎ）を算出し、記憶する。この瞬時有効電
力Ｐ（ｎ）は電流検出値Ｉｄ（ｎ）と正弦波基準データ
Ｄ（ｎ）との積で求められる。

【００３０】次いでステップＱ７では、電流検出値Ｉｄ
（ｎ）を二乗し、記憶する。そして、ステップＱ８でｎ
が１２８かもしくは２５６であるかを判断する。当初は
１２８に満たないので、「ＮＯ」に従ってステップＱ２
に戻る。このようにして、ステップＱ２〜ステップＱ７
が１２８回実行されると、つまり半サイクルが終了する
と、ステップＱ８の「ＹＥＳ」に従ってステップＱ９に
移行して、ｎが１２８か否かを判断し、１２８であれば
ステップＱ１０に移行して、ｎが１〜１２８での有効電
力Ｐを算出する。この場合、有効電力Ｐは、Ｐ＝Ｐ
（１）＋…Ｐ（１２８）で求められる。

【００３１】そして、ステップＱ１１では電流の実効値
Ｉを算出する。Ｉ＝（（Ｉｄ（１）^２＋…Ｉｄ（１２
８）^２）／１２８）^１／２で求められる。

【００３２】そして、ステップＱ１２にて位相角θを求
める。すなわち、皮相電力Ｉ×Ｅと有効電力Ｐとの関係
は、Ｐ＝（Ｉ×Ｅ）cos θ であるから（θは位相
角）、cos θ＝Ｐ／（Ｉ×Ｅ）となり、このcos θから
位相角θを割り出す。

【００３３】この場合、その位相角θが進み位相である
か遅れ位相であるかは、この時点では最初の半サイクル
であるから、前記図４のステップＳ２の判断結果が最新
の判断結果となっている。この判断結果が正であると、
この位相角θは進み位相であり、また負が検出されてい
ると、位相角θが遅れ位相である。

【００３４】次のステップＱ１３では、補正値Ｉｈを求
める。これは電流の実効値Ｉに係数ｋ（これはフィルタ
回路３８のリアクトル５５等によって決定される）を乗
算して求める。この後、ステップＱ２に戻り、後半の半
サイクル（ｎが１２９〜２５６）において前述と同様の
制御が実行される。このときには、前半のサイクル（ｎ
が１〜１２８）で得た位相角θ、補正値Ｉｈが使用され
ることになる。

【００３５】そして、ステップＱ２〜ステップＱ７の制
御が２５６回実行されると、ステップＱ８の「ＹＥ
Ｓ」、ステップＱ９の「ＮＯ」に従って、ステップＱ１
４〜ステップＱ１７に移行し、ステップＱ１０〜ステッ
プＱ１３と同様（ただしｎは１５９〜２５６）の制御が
実行され、その後ステップＱ１に戻る。

【００３６】このようにして、１サイクル分の正弦波基
準データＤ（ｎ）がＤ／Ａコンバータ６１ｄに与えら
れ、これに基づいて正弦波基準信号Ｖsin が出力されて
ＰＷＭ回路６５に与えられ、そしてインバータ回路３７
により高周波電圧Ｖｏが出力され、そしてフィルタ回路
３８により、高周波成分が除去されて、同図（ｃ）に示
すように、正弦波基準信号Ｖsin に応じた１００Ｖ・５
０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流出力Ｖｏａｃが形成され
る。

【００３７】このように本実施例によれば、現時点の出
力タイミングに相当する正弦波基準データＤ（ｎ）を読
み出すと共に、この正弦波基準データＤ（ｎ）に対して
９０°進相しさらに位相角θ分ずれる関係にある正弦波
基準データＤ（ｙ）を読み出し、この読み出した正弦波
基準データＤ（ｙ）に補正値Ｉｈを乗算して補正データ
Ｄｈを作成し、この補正データＤｈを前記現時点のタイ
ミングに相当する正弦波基準データＤ（ｎ）に加算して
新たな正弦波基準データＤ（ｎ）を作成するから、フィ
ルタ回路３８による９０°遅れ分と、負荷による出力電
流の位相角θ分と、フィルタ回路３８固有のＬ分とを考
慮したデータ補正がなされ、そして、このデータ補正さ
れた正弦波基準データＤ（ｎ）をＤ／Ａコンバータ６１
ｄに出力するから、正弦波基準信号Ｖsin が補正され、
結果的に、出力電圧の変動を少なくできる。そして、こ
の実施例によれば、コンデンサや抵抗、さらには、抵抗
やコンデンサを含んで構成される差動増幅器、および同
じく抵抗やコンデンサさらにはオペアンプを含んで構成
される力率補正回路といったアナログ回路が不要であ
り、回路構成の簡単化を図り得、コストの低廉化にも寄
与できる。

【００３８】この場合、電流検出値Ｉｄは出力電圧検出
信号Ｖｓの半サイクルの期間で検出し、実効値Ｉを算出
するから、短い時間で出力電流値を検出することができ
ると共に、検出誤差の少ない実効値Ｉで検出できる。た
だし上記電流検出値Ｉｄの検出期間は１サイクルでも良
い。さらに、半サイクルの正弦波基準データＤ（ｎ）と
実効値Ｉとから有効電力Ｐを算出し、この半サイクル分
の有効電力Ｐから位相角θを算出するようにしたから、
短い時間で位相角を検出することができる。ただし、有
効電力Ｐは１サイクル分でも良い。

【００３９】また、補正値Ｉｈの演算および位相角θの
検出は、出力電圧検出信号Ｖｓの半サイクルの期間で行
ない、それら補正値Ｉｈおよび位相角θといったデータ
を次の半サイクルの期間での正弦波基準データＤ（ｎ）
の補正や正弦波基準信号Ｖsin の出力に使用するから、
正弦波基準信号Ｖsin の補正制御を早くに行なうことが
できて迅速なフィードバック制御ができるようになる。

【００４０】なお上記実施例では、出力しようとする交
流電圧の１サイクル分における２５６の位相角に対応す
る正弦波基準データＤ（ｎ）を記憶するようにしたが、
その記憶データ数はこの２５６に限るものではない。ま
た、記憶データとしては交流電圧の半サイクルでも良
い。この場合、最初の半サイクルと次の半サイクルでは
正負が反転するから、最初の半サイクルで使用した記憶
データを、次の半サイクルでは負に反転してしようすれ
ば良い。

【００４１】

【発明の効果】本発明は以上の説明から明らかなよう
に、出力電圧の変動を少なくできると共に、回路構成の
簡単化を図り得、コストの低廉化にも寄与できるといっ
た効果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す電気回路図

【図２】マイコン内部の機能を簡単に説明するためのブ
ロック図

【図３】ＰＷＭ制御に関係する波形を示す波形図

【図４】出力電流の進相、遅相を判断するフローチャー
ト

【図５】補正に関連する制御全般を説明するためのフロ
ーチャート

【図６】補正制御のフローチャート

【図７】正弦波基準データのデータテーブルを概念的に
示す図

【図８】出力電圧検出信号と出力電流検出信号とを示す
図

【図９】従来例を示す波形図

【符号の説明】

２１は携帯用交流電源装置（インバータ装置）、２２は
交流発電機、２３はインバータユニット、３３は整流回
路（直流電源回路）、３７はインバータ回路、３８はフ
ィルタ回路、５９は制御回路、６１はマイコン、６１ａ
はＣＰＵ（補正値演算手段、位相角検出手段、正弦波基
準データ補正手段）、６１ｂはＲＯＭ（記憶手段）、６
１ｃはＲＡＭ（記憶手段）、６１ｄはＤ／Ａコンバータ
（正弦波基準信号発生手段）、６４は出力電流検出回路
（出力電流検出手段）、６５はＰＷＭ回路を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者滝本等愛知県瀬戸市穴田町991番地株式会社東芝愛知工場内 (72)発明者吉岡徹群馬県新田郡新田町大字早川字早川３番地澤藤電機株式会社新田工場内Ｆターム(参考） 5H007 AA02 AA08 BB05 CA01 CB05 CC03 CC12 DA05 DA06 DB01 DB12 DC02 DC05 EA03

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源回路と、交流の少なくとも半サイクルにおける多数の位相角に対
応する正弦波基準データを多数記憶した記憶手段と、前記多数の正弦波基準データが順次与えられこの正弦波
基準データから所定周波数の正弦波基準信号を発生する
正弦波基準信号発生手段と、前記正弦波基準信号に基づいてＰＷＭ信号を出力するＰ
ＷＭ回路と、スイッチング素子を有し、前記直流電源回路の出力を前
記ＰＷＭ信号に基づいてスイッチングして高周波電圧を
出力するインバータ回路と、前記高周波電圧を正弦波状の交流電圧にして出力するフ
ィルタ回路と、前記インバータ回路が出力する電流値を検出する出力電
流検出手段と、この出力電流検出回路により検出された電流検出値に基
づいて補正値を演算する補正値演算手段と、前記インバータ回路の出力電圧および出力電流の位相角
を検出する位相角検出手段と、前記記憶部から、現時点の出力タイミングに相当する正
弦波基準データを読み出すと共に、この正弦波基準デー
タに対して９０°進相しさらに前記位相角分ずれる関係
にある正弦波基準データを読み出し、この読み出した正
弦波基準データに前記補正値を乗算して補正データを作
成し、この補正データを前記現時点のタイミングに相当
する正弦波基準データに加算して新たな正弦波基準デー
タを作成し、この新たな正弦波基準データを前記記憶部
に更新記憶すると共に、前記正弦波基準信号発生手段に
出力する正弦波基準データ補正手段とを備えてなるイン
バータ装置。
【請求項２】出力電流検出手段は、電流値を交流出力
電圧の少なくとも半サイクルの期間で検出し、実効値を
算出するようになっていることを特徴とする請求項１記
載のインバータ装置。
【請求項３】位相角検出手段は、少なくとも半サイク
ルの正弦波基準データと出力電流検出手段の検出値とか
ら有効電力を算出し、この有効電力から位相角を算出す
るようになっていることを特徴とする請求項１記載のイ
ンバータ装置。
【請求項４】補正値演算手段による補正値の演算およ
び位相角検出手段による位相角検出は、交流出力電圧の
少なくとも半サイクルの期間で行ない、この補正値およ
び位相角を用いてその次の半サイクルの期間内に正弦波
基準データ補正手段よる制御を行なうようになっている
ことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。