JP2001522186A

JP2001522186A - 抑圧搬送波を有する単側波帯を用いたデジタル変調

Info

Publication number: JP2001522186A
Application number: JP2000519505A
Authority: JP
Inventors: ウォーカー，ハロルド
Original assignee: ウォーカー，ハロルド
Priority date: 1997-11-03
Filing date: 1998-10-30
Publication date: 2001-11-13
Also published as: AU1293599A; WO1999023754A1; CN1285972A; EP1027768A1; HUP0101472A2; TR200001208T2; NO20002329D0; NO20002329L; BR9816143A; IL135917A0; CA2308064A1; HUP0101472A3; KR20010031763A; RU2000114241A; US5930303A

Abstract

(57)【要約】「２相」符号化デジタル信号を伝送する方法は、多数の入力データビットの１つを受信する段階であって各データビットが時間データビット長（１２）と、時間ビット中心（Ｔ３）と、論理１または０を示す時間状態とによって特徴づけられる段階と、論理状態を示す時間状態によって特徴づけられる符号化デジタルベースバンド信号を生成する段階であって１つの入力データビットが、時間ビット中心（Ｔ３）の前（Ｔ１または６）または後（Ｔ２または７）の時間にその時間状態を変更するかどうかに従って、符号化デジタルベースバンド信号がその時間状態を変更する段階とから成る。この符号化による単側波帯はデジタル合成によって無関係に生成される。検出は搬送波の再挿入を必要としない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】１．発明の分野本発明の努力分野は、搬送波周波数を発生または使用しないデジタル単側波帯
伝送のための装置と方法である。

【０００２】２．発明の背景搬送波なしの単側波帯伝送が周知である。これらの方法は異なった帯域幅効率
を有し、これはＡｐｐｌｉｅｄＭｉｃｒｏｗａｖｅｓａｎｄＷｉｒｅｌｅ
ｓｓＭａｇａｚｉｎｅ、１９９７年７月／８月号に要約されている。一般的に
、既存の方法の大部分は搬送波を変調し、この搬送波は変調装置で抑制され、次
に受信機で再生されまた再挿入される。

【０００３】単側波帯デジタル変調は可能であるが、今日までめったに利用されなかった。
米国特許第４，７４２，５３２号と第５，１８５，７６５号に開示されているよ
うに、１つの方法はＶａｒｉａｂｌｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ
（ＶＰＳＫ）と呼ばれる。この方法は、１５．３ビット／秒／Ｈｚの高さの帯域
幅効率を達成するために、データ符号化方法と単側波帯伝送を利用する。単側波
帯抑圧搬送波信号を再現し、また受信機で信号を復号化するために、搬送波が必
要である。ベースバンドで信号を適切に符号化する方法によって、ベースバンド
で占められる非常に狭い周波数帯が得られること、また次にこの周波数帯を非常
に狭いＲＦ帯域幅の単側波帯抑圧搬送波（ＳＳＢＳＣ）で送信できることが確認
されている。５０ビット／秒／Ｈｚの高さの帯域幅効率が実験室で証明され、２
６−２７ビット／秒／Ｈｚの高さが使用可能なハードウェアで達成されている。
ＶｅｒｙＭｉｎｉｍｕｍＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ（ＶＭＳＫ）と呼ばれる
この方法とＶＰＳＫ方法との比較が、ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏ
ｎＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ（１９９７年１月）で行われた。

【０００４】ベースバンド符号化、搬送波および望ましくない側波帯を除去するためのフィ
ルタ処理を含む単側波帯デジタル変調は、不必要に複雑である。

【０００５】高い帯域幅効率の方法は、帯域圧縮の結果としてパワーを失うと思われている
。カーソンの法則とシャノンの限界は、信号対雑音比と帯域幅効率の間には比例
関係があるという技術上の法則である。

【０００６】必要なのは、帯域幅効率に関係なく同一の信号対雑音比を維持するある形態の
設計と方法である。

【０００７】必要なのは、帯域幅圧縮の結果としてパワーを失わないある形態の設計と方法
である。

【０００８】発明の開示本発明は、ビット中心を有するデータビット間隔を少なくとも２つの時間アパ
ーチャに分割する段階から成るデジタルベースバンド信号の符号化方法である。
次に各時間アパーチャは１つ以上の時間セグメントに分割される。例示した実施
形態では２つのみのアパーチャがあり、またデータビット間隔は１３セグメント
に分割され、その内の第１の６つのセグメントは第１のアパーチャにあり、また
最後の７つのセグメントは第２のアパーチャにある。データビット間隔の中心は
正確に６番目と７番目のセグメントの間に落ちる。アパーチャの内の第１のアパ
ーチャの複数の時間セグメントの第１のサブセットが選択される。複数の時間セ
グメントの第１のサブセットはビット中心の前に終わる。アパーチャの内の第２
のアパーチャの複数の時間セグメントの第２のサブセットは、残りの複数の時間
セグメントから選択される。複数の時間セグメントの第２のサブセットはビット
中心の後に終わる。デジタルベースバンド信号は、時間セグメントの第１と第２
のサブセットに対応するように符号化される。この方法は本明細書では「アパー
チャ符号化」と規定される。

【０００９】本方法は、データビット間隔の開始時間に応答して前記デジタルベースバンド信
号の極性を変更し、次に時間セグメントの第１と第２のサブセットの継続時間に
基づきデータビットに関連した反転極性を符号化する段階をさらに含む。特に、
時間セグメントの第１と第２のサブセットは、デジタルベースバンド信号に関連
したデジタル１と０を表す相対期間を有する。デジタルベースバンド信号は立ち
上がりエッジと立ち下がりエッジを有する。１つの実施形態では、本方法は、デ
ータビット間隔の前縁を示すクロックタイミングとして立ち上がりエッジを使用
する段階を含む。次に、デジタルベースバンド信号がデジタル１または０として
理解されるかどうかに基づき決定される時間に生じる立ち下がりエッジの時間が
計時される。

【００１０】第２の実施形態では、立ち上がりおよび立ち下がりエッジによって果たされる
役割が反転される。本方法は、データビット間隔の前縁を示すクロックタイミン
グとして立ち下がりエッジを使用する段階を含む。次に、デジタルベースバンド
信号がデジタル１または０として理解されるかどうかに基づき決定される時間に
生じる立ち上がりエッジの時間が計時される。

【００１１】両方の実施形態で明らかなのは、第１と第２の時間サブセットの継続時間の和
が、２つのアパーチャの複数の時間セグメントのすべての継続時間の和に等しい
ことであり、例示した実施形態では、第１の６．５のセグメントは第１のアパー
チャにあり、また最後の６．５のセグメントは第２のアパーチャにある。

【００１２】デジタルベースバンド信号が１または０と理解されるかに基づくデジタルベー
スバンド信号の間の位相差または時間差の代わりに、他の実施形態では、時間セ
グメントの第１と第２のサブセットは、約０．１よりも小さい変調指数を生成す
る周波数偏移手段またはダイレクトデジタルシンセサイザによって発生される第
１と第２の周波数に変換される。この周波数変換により、変調された信号の性質
は搬送波プラス２つの側波帯の性質から狭い２相の単側波帯のみの性質に変更さ
れる。

【００１３】他の実施形態では、時間セグメントの第３のサブセットに対応する第３の周波
数は、データビット間隔を２で割ることによって、すなわちデジタルベースバン
ド信号について転移が３回生じ得るように、デジタルベースバンド信号のデータ
ビット間隔のセグメント数を２倍にすることによって得られる。例えば、例示し
た実施形態では、データビット間隔は１または０を示す６番目と７番目のセグメ
ントで転移を有する１３の時間セグメントに分割されているが、他の例示した実
施形態では、データビット間隔は、１または０を示す１２番目と１４番目のセグ
メントにおける転移と、先行ビットの値の繰り返しを示す１３番目のセグメント
における転移とを有する２６の時間セグメントに分割される。再び、これらの時
間または位相転移事象を変換し、また３つの異なった周波数として表すことがで
きる。データビット間隔が期間中に２倍にされ、またデータビット速度が半減さ
れるように、各時間セグメントが期間中に一定であることが可能である。

【００１４】また本発明は、デジタルベースバンド信号をアパーチャ符号化する段階から成
るデジタルデータ伝送方法であり、この方法において、アパーチャ符号化は、ビ
ット中心を有するデータビット間隔を複数の時間セグメントに分割する段階を含
む。複数の時間セグメントの第１のサブセットが所定である。第１のサブセット
の各々はビット中心の前に終わる。複数の時間セグメントの第２のサブセットが
選択され、また時間セグメントの第１のサブセットに含まれない複数の時間セグ
メントの残りのすべてのセグメントから成る。第２のサブセットの各々はビット
中心の後に終わる。伝送される信号は、アパーチャ符号化デジタルデータを使用
して変調される位相または周波数である。次に、位相または周波数偏移変調され
た信号が伝送される。伝送はベースバンドでワイヤまたはファイバを介して、あ
るいは搬送波周波数を変調するためにアパーチャ符号化デジタルデータが使用さ
れる無線周波数によることが可能である。

【００１５】本方法は、低レベル振幅変調を用いて変調された送信信号にデータ以外の追加
情報を重ね合わせる方法をさらに含む。

【００１６】伝送されるアパーチャ符号化デジタルデータは、抑圧搬送波を有する単側波帯
信号である。側波帯は抑圧搬送波と等しい周波数に配置されるが、データ速度未
満で、あるいは第２の実施形態ではデータ速度の半分未満で搬送波から正または
負にオフセットされる。抑圧搬送波はデータ速度の倍数であり得る。

【００１７】本方法は、非常に高い帯域幅効率と優れた信号対雑音比とが得られるように、
第１の所定の分散の正または負の側波帯の中心周波数のみを通過させる非常に狭
い帯域フィルタを通して単側波帯を通過させる段階をさらに含む。

【００１８】本方法は、位相または周波数偏移それぞれに応答するが、搬送波または他の基
準信号を利用しない位相検出または識別回路によって、位相または周波数変調さ
れた送信信号を受信かつ復号化する段階をさらに含む。

【００１９】他の実施形態では、本方法は、位相または周波数変調された送信信号を狭い帯
域の結晶フィルタと、サンプルおよびホールドまたは相関回路とによって受信か
つ復号化する段階をさらに含む。

【００２０】他の実施形態では、本方法は、送信信号を識別し、またマンチェスタ復号化す
ることによって、位相または周波数変調された送信信号を受信かつ復号化する段
階をさらに含む。

【００２１】他の実施形態では、本方法は、送信信号のピークをアパーチャ符号化デジタル
データとして検出することによって、位相または周波数変調された送信信号を受
信かつ復号化する段階をさらに含む。

【００２２】位相または周波数変調された送信信号は、リレーまたはサテライトによって伝
送する時にドップラー周波数オフセットに反応しないように、同相搬送波周波数
なしに伝送される。

【００２３】また本発明は、ソース信号をアパーチャ符号化するための符号器と、アパーチ
ャ符号化ソース信号を伝送するための送信機と、アパーチャ符号化ソース信号を
検出かつ受信するための受信機と、アパーチャ符号化ソース信号を復号化するた
めの復号器とを具備する装置と規定される。典型的に、アパーチャ符号器と送信
機は１つの位置の１つのユニット内にあり、また他のユニット内に１つ以上の他
の位置に１つ以上の受信機と復号器がある。再び、アパーチャ符号化は、ビット
中心を有するデータビット間隔を複数の時間セグメントに分割する段階と、複数
の時間セグメントから時間セグメントの第１のサブセットを選択する段階とを含
む。時間セグメントの第１のサブセットの各々はビット中心の近くに終わる。時
間セグメントの第２のサブセットは、残りの複数の時間セグメントから選択され
る。時間セグメントの第２のサブセットの各々は、時間セグメントの第１のサブ
セットの後に開始する。時間セグメントの第１と第２のサブセットの期間は、ソ
ース信号がデジタル１または０であるかどうかに関係する。

【００２４】符号化デジタルベースバンド信号は２つの極性を有する。符号化デジタルベー
スバンド信号は、入力データビットの開始時間に応答して符号化デジタルベース
バンド信号の極性を変更し、次に時間セグメントの第１のサブセットの期間中に
前記極性を保持し、また次に時間セグメントの第２のサブセットの期間中デジタ
ルベースバンド信号の極性を反転する段階を含む。

【００２５】次に、本発明とその種々の実施形態を以下の詳細な開示によって説明するが、
これらは本発明の例示であり、また請求したように本発明を限定するものではな
いことを理解すべきである。

【００２６】好適な実施形態の詳細な説明「２相」で符号化されたデジタル信号を伝送するための方法は、データビット
間隔にわたって時間アパーチャを規定し、またアパーチャを複数のセグメントに
分割する段階を含む。第１のセグメントは、ビットがデジタル１または０である
かどうかに基づきアパーチャの複数のセグメントから選択される。第２のセグメ
ントは、データビット間隔の残りのアパーチャを吸収するように、アパーチャの
複数のセグメントから選択される。前記データビット間隔の第１と第２のセグメ
ントに対応する位相転移または周波数成分を有する符号化された信号が伝送され
る。狭いスペクトルは結果として低周波成分を含まなくなる。スペクトルは、０
Ｈｚからデータ速度と等しい量だけ、あるいは他の実施形態ではデータ速度の１
／２だけ分離される。伝送される帯域幅は、ビット／秒／Ｈｚの帯域幅効率に関
して、現在使用されている方法よりもはるかに狭いかまたはより高い。本発明は
、ラジオ、マイクロ波およびサテライト用途に広範囲の有用性を有する。

【００２７】より詳しくは、本発明の符号化方法は多数の入力データビットから導かれるデ
ジタルベースバンド信号を生成する。各入力データビットは、時間データビット
長、時間ビット中心および論理１または０を示す時間状態によって特徴づけられ
る。符号化方法は、多数の入力データビットの１つを受信し、また論理状態を示
す時間状態によって特徴づけられる符号化デジタルベースバンド信号を発生する
段階を含み、その符号化デジタルベースバンド信号は、時間ビット中心の前また
は後の時間にその１つの入力データビットがその時間状態を変更するか否かに応
じて、その時間状態を変更する。

【００２８】この符号を有する単側波帯は、デジタル合成によって無関係に生成され、また
検波回路による検出のためにワイヤラインまたは無線周波数チャネルを介して伝
送される。検出は搬送波の再挿入を必要としない。側波帯のみの特性はダイレク
トデジタル合成によって再現可能である。信号は普通の手段によって、すなわち
搬送波を再構築し、また検出器に信号を再挿入して、符号化ベースバンド信号を
再生することによって検出することができるが、これは必要でない。搬送波なし
に検出される側波帯のみの中に十分な情報がある。

【００２９】例示した実施形態で位相変調について説明するが、時間、周波数および位相は
入れ替え可能であり、すなわち次式Ｔ＝ΔΦ／（２πΔｆ）ここでＴは時間間隔、ΔΦは位相差およびΔｆは信号の周波数差である。

【００３０】本発明はデータを「２相」フォーマットに符号化し、このフォーマットは搬送
波の上下にビットレートだけ、またはベースバンドのゼロＨｚの上方に配置され
たスペクトルを有する。概して「アパーチャ符号化」と呼んできたこの形態の符
号化方法は、特に図１の本発明に示されている。ベースバンドで使用する時の本
発明の符号化方法は、１ビット長の符号幅を有する。ビット間隔１２の第１の半
部アパーチャ１０は、特定の継続時間または長さ、すなわちビットが１３のセグ
メントに分割される場合、全体のビット幅の６／１３を有する。復号化回路は、
継続時間１４の時間（１３のセグメントの６番目のセグメント）を検出する時に
、このビットをデジタル１として自動的に指定する。継続時間がビット間隔の７
／１３、期間１６を覆うために延長されるならば、ビットはゼロとして復号化さ
れる。ゼロ交差は、それが１であるならば左の半部ビットアパーチャ１０にはま
り、またそれが０であるならば右半部ビットアパーチャ１８にはまる。

【００３１】ビット幅１２を１３の部分に分割する必要はない。任意の１対のアパーチャを
置換することができ、例えば幅１２の１１／２３の第１のアパーチャおよび１２
／２３の第２のアパーチャも使用することができる。より小さいアパーチャも復
号化のために使用することができる。例えば、ビット間隔１２は１３の小さなア
パーチャに分割することができ、ゼロ交差は、より大きな第１の半部／第２の半
部アパーチャの代わりに、特に６／１３または７／１３のアパーチャ期間にはま
らなければならない。

【００３２】実際に、この波形は、中心で位相ひずみを有するデータクロック波形である。
波形は、ビットレート＋奇数高調波に等しい基本周波数と、データパターンに基
づき変動する低周波振幅Ａ_ｏ成分とを有するフーリエ級数によって規定すること
ができる。

【００３３】ベースバンドで図１のアパーチャ符号を生成するための符号器回路が、図１０
のブロック図に示されている。ビットレートの１３倍で動作する発振器２０は、
２つの、１３による除算カウンタ２２と２４を計時するために使用される。カウ
ンタ２２は入力２６に着信するデータにクロック信号、ＤＡＴＡＣＬＯＣＫを
供給して、各ビット間隔の終わりに自動的にリセットされるように設定されるフ
リップフロップ２６を計時し、出力３０の上に非常に狭いスパイクあるいはワン
ショット出力をもたらす。自動リセットは、フリップフロップ２８をクロック信
号が通過するために必要な遅延時間だけ遅らせられ、また出力３０の上に非常に
狭いスパイクまたはワンショットをもたらし、これは各正の入着クロック電圧転
移後の信号ＲＥＳＥＴである。ＲＥＳＥＴはカウンタ２４をリセットし、また第
１の実施形態ではＪＫフリップフロップ３２を消去する。

【００３４】カウンタ２４は２つの出力３４と３６を有する。出力３４がカウント６を供給
し、また出力３６はカウント７を供給する。入力３８のデータ、ＤＡＴＡＩＮ
は、それぞれＮＡＮＤゲート４０と４２で、それぞれ出力３４と３６からの６
または７の信号に加えられる。ＤＡＴＡＩＮはＮＡＮＤゲート４２に結合され
、またＤＡＴＡＩＮはインバータ４４によって反転され、またＮＡＮＤゲート
４０に結合される。ＮＡＮＤゲート４０と４２の出力はＯＲゲート４６の入力に
結合される。ＯＲゲート４６の出力はフリップフロップ３２のクロック入力に結
合される。ＤＡＴＡＩＮが１であるならば、ＪＫフリップフロップ３２がカウ
ント６の後にゲート４２と４６を介して設定される。ＤＡＴＡＩＮがゼロであ
るならば、ＪＫフリップフロップ３２がカウント７の後にゲート４０と４６を介
して設定される。符号化されたデータは、タイミングライン４９と５１にそれぞ
れ示したように、フリップフロップ３２の出力４８と５０で相補的に利用可能で
ある。

【００３５】このようにして出力４８と５０で符号化された情報は、ＲＦ搬送波を変調する
ために使用することができるか、あるいはワイヤーラインを介した伝送のための
ベースバンド信号として使用することができる。後者の場合、クロックは、信
号の立ち上がりエッジから再生され、またデータは立ち下がりエッジから再生さ
れる。ＲＦ変調された信号として、伝送信号は２つの側波帯、すなわち上下側波
帯を有する搬送波から成り、その内の１つのみを伝送する必要がある。側波帯は
図２ａに示した外観を有する。

【００３６】ベースバンドで使用する場合、信号は、位相変調信号からの雑音のようなすべ
てのＡＭ成分を除去するように制限することができる。かくして、制御または他
の目的のために、低レベル、低周波数のＡＭ信号を位相変調データ信号の頂部に
重ね合わせることが可能である。このようなＡＭ変調により導入されると思われ
るほとんどすべての位相変化がサンプリング速度によって除去されるように、位
相変調信号のデータ速度は概してＡＭ信号のそれよりもはるかに高い。

【００３７】図２ａと図２ｂに示した周波数スぺクトルは、データ速度ｆ_ｂにおける中心ス
パイク周波数５２に、相対的に低いレベルの周波数または位相雑音の形態として
示されるフーリエ振幅積を加えたものから構成される。データ速度が変調された
搬送波の約数であるならば、単一の周波数スパイクを検出し、割算し、次に搬送
波／データ速度倍数を乗算して戻すことによって、搬送波を単側波帯周波数から
再生することができる。

【００３８】搬送波を再生するための代替方法は、Ｂ．ＳｔｒｙｚａｋａｎｄＨ．Ｒ．
Ｗａｌｋｅｒ，ＭｉｃｒｏｗａｖｅａｎｄＲＦＭａｇａｚｉｎｅ，Ｗｉｒ
ｅｌｅｓｓＤｅｓｉｇｎＳｕｐｐｌｅｍｅｎｔ（１９９４年１１月）による
「ＩｍｐｒｏｖｅｄＤａｔａＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＵｓｉｎｇＳｉ
ｎｇｌｅＳｉｄｅｂａｎｄｗｉｔｈＦＭＳｕｐｐｒｅｓｓｅｄＣａｒ
ｒｉｅｒ」に記載されたＶＰＳＫ変調のために使用された方法と共に、図１で説
明したアパーチャ方法を使用する。本方法の実施形態は、図１に述べたような符
号６、７（１３）の使用を前提として、ビットレートの１３倍でリンギングする
コイルを使用する。コイルは、ゼロ交差から得られるワンショットのマルチバイ
ブレータスパイクによってリンギングするようにされる。ＲＦ周波数はデータ速
度とリンギング周波数の倍数でなければならない。リングコイル方法を使用した
回路について図５に関連して以下に説明する。

【００３９】本実施形態で与えられる時間間隔は任意の１対の時間間隔であり得る。時間に
周波数（ｆ＝１／ｔ）に変換できる。かくして、２つの時間間隔を有する代わり
に、２つの対応するＲＦ周波数の等しい継続時間の２つのパルスを使用すること
ができる。同相搬送波と混合される場合、アパーチャ符号化された波形の基本的
なフーリエ周波数は、復号化可能なゼロ交差を有する差周波数として現われる。
波形を四角にし、次いでアパーチャ時間を決定することによって、差周波数は次
に１と０に復号化することができる。かくして、次に時間と周波数の有意性が交
換可能であることを理解しなければならない。

【００４０】本発明の２つの周波数の使用は、それらが位相または周波数変調された信号を
もたらすという点で、従来技術のＧａｕｓｓｉａｎＭｉｎｉｍｕｍＳｈｉｆ
ｔＫｅｙｉｎｇ（ＧＭＳＫ）のために使用された２つの周波数と比較すること
ができる。ＧＭＳＫの場合、周波数はデータ速度の±１／４である。得られたＧ
ＭＳＫスペクトルは図２ａと図２ｂに示した周波数と同様の中心周波数スパイク
をもたらし、ビットはピークレベルの０．２４倍の２つの側波帯を有する。ＦＭ
／ＰＭ項の変調指数は０．５である。変調指数はΔｆ／ｆ_ｍ＝Ｍと規定される。
ＧＭＳＫはデータ入力、変調器出力をフィルタ処理することによって、あるいは
デジタルシンセサイザによって創出することができる。ＧＭＳＫは抑圧搬送波を
持たない二重側波帯方法である。ＧＭＳＫを生成する代替方法はＦＭ、ＰＭまた
はＦＳＫ（周波数偏移変調）である。０．５の変調指数はＧＭＳＫの動作に欠く
ことができない。

【００４１】それに反して、本発明の方法では、用いた周波数偏移または偏差はＧＭＳＫの
ために使用されたそれらよりもはるかに低い。０．５の変調指数の代わりに、約
０．０４から約０．１の間の変調指数が実際に使用されている。ＧＭＳＫがＦＭ
を使用して導かれる場合、側波帯はベッセル積であり、他方ＦＳＫを使用する場
合フーリエ積が生成されることが指摘されている。この有意性は、搬送波と側波
帯との間にエネルギを有する情報の分配に関係する。これは、慎重な研究なしに
は明白ではない。デジタルシンセサイザと０．５の変調指数とを利用して、側波
帯は、予想されるように搬送波周波数＋または−変調周波数ｆ_ｍに現われる。し
かし変調指数がさらに低減された場合、ベッセル積は消え、また残りの信号は、
今やこの中心周波数下の約−４０ｄＢのレベルのフーリエ積を有するｆ_ｃ＋ｆ_ｍである中心周波数から成ることが指摘されている。かくして、エネルギの１／１
００００のみがフーリエ積の中にある。この合成された信号は、これらのフーリ
エ振幅積を除去するためにさらにフィルタ処理することができ、図２ｂに示した
中心スパイク＋または−小さな偏差の周波数または位相のみを残す。

【００４２】この意味と重要性は直感的には明白でない。起きたことは、信号がもはや２つ
の側波帯を有する搬送波ではなく、単側波帯のみになっていることである。この
信号は、今まで常に存在していた搬送波なしに生成された。この単側波帯信号は
、仮想搬送波を用いて上述の通常の手段によって伝送し、また検出することがで
きる。信号が単一の周波数ラインであるように見えるという事実は、帯域幅＝２
（ｆｍ＋Δｆ）と述べているカーソンの法則を犯すように思われる。しかしなが
ら、仮想搬送波を挿入することによって、信号は、カーソンの法則、すなわちｆ
ｃ±ｆｍによって必要とされる完全なナイキスト帯域幅に再生されるので上記の
ことは正しくない。完全な変調またはナイキスト雑音帯域幅が存在しているが、
それは伝送されていない。

【００４３】非常に狭い帯域幅のみが伝送されたので、受信機の雑音帯域幅が、カーソンの
法則およびナイキスト帯域幅によって要求される雑音帯域幅よりもはるかに小さ
いこともまた指摘される。これは、信号の数学解析で非常に重要である。これら
の関係は、従来技術の単側波帯伝送を例示している図３ａ−３ｅの比較周波数ス
ぺクトルに見ることができる。図３ａはアパーチャ符号によって生成されるよう
なベースバンド信号を示している。情報は、ゼロ周波数から１．０ビットのデー
タ速度だけセンタリングされている。図３ａの信号は、図３ｂに見られるスペク
トルをもたらす搬送波を変調するために使用することができ、この場合２つの側
波帯は搬送波周波数ｆ_ｃの各側面に創出される。次に、信号は図３ｃに示したよ
うな抑圧搬送波を有するｆ_ｃ＋データビット速度で単側波帯信号として伝送され
る。検出器で、同相搬送波ｆ_ｃが再挿入され、図３ｄと図３ｅに示したような元
のベースバンド信号の再生をもたらす。

【００４４】図３ａ−３ｅの方法は不必要に複雑である。上述のようにダイレクトデジタル
シンセサイザを使用して、２つの周波数がアパーチャ符号化の２つの時間間隔を
置き換えつつ、図３ｃに示したような信号が生成される。搬送波は今までに使用
されなかったか、あるいは必要とされなかったが、検出は、図３ｄと図３ｅに示
したような結果を有する再挿入された仮想搬送波を使用することができる。

【００４５】ダイレクトデジタルシンセサイザまたは数値制御発振器によって生成されるよ
うな単側波帯信号は、ビット幅５６を設定する再挿入された搬送波ｆ_ｃと共に、
概略的に図４に示されている。得られるビートまたは差周波数ｆ_１＋ｆ_２または
ｆ_１−ｆ_２は、図４に示したようにビット幅中心５４の右または左に対して負に
動くゼロ交差を有する。時間の代わりに周波数を利用することによって、図１の
アパーチャ符号化パターンを再構築することができる。

【００４６】図５は、搬送波再生のリンギングコイル方法を利用した検波回路のブロック図
である。２つの周波数入力データが検出器６０への入力６２に設けられる。中間
周波数で動作する発振器５８は、図４に示したような検出波形を得るために同期
検出器６０と共に使用される。検出された波形は、双方向性のワンショット回路
６６に結合された制限増幅器６４で矩形化され、次に前記ワンショット回路はリ
ンギングコイル６８に結合され、この回路はワンショット回路６６からエネルギ
を獲得して、符号内のアパーチャ数の倍数のデータ速度と等しい周波数でリンギ
ングする。アパーチャ数は、ゼロ交差が生じる６、７（１３）符号化内のアパー
チャのセグメント数と規定される。図５の復号器７０はリングコイル６８に結合
されたその入力を有し、またＮによる除算カウンタを含む。復号器７０のＮによ
る除算カウンタの機能部は、正しい搬送波周波数への周波数に発振器５８をロッ
クさせる周波数自動制御（ＡＦＣ）電圧７２を生成するための位相比較器として
働く。ＡＦＣ用に基準を供給するために、クロック発振器５８は、リンギングコ
イル６８からの周波数と等しい周波数を得るために分割される。復号器７０の位
相比較器は、検出された信号を整合するため発振器５８の周波数を変更するため
に使用されるライン７２にＡＦＣ電圧を創出する。復号器７０は、０または１を
示す早いおよび遅い交差を検出することが可能である。デジタルデータが出力７
４に出力される。

【００４７】リングコイル６８からのデータ入力信号は図５に示したように検出器７０への
ライン７６に入力され、アパーチャ符号化に基づくデジタルデータを示す２つの
周波数信号の基本的なフーリエ連続である。適切な復号器７０が図１１のブロッ
ク図に示されている。復号器は、アパーチャ符号化のためにベースバンドまたは
ＲＦで使用することができる。ベースバンドで、２つの周波数信号はインバータ
８２に結合される。ベースバンド信号を獲得するために、７６で信号を入力し、
またミキサ７８を通すことによって、同一の回路をＲＦで使用することができる
。この場合、着信信号に対して発振器を同相にするために、以前に説明した搬送
波再生回路を使用しなければならない。

【００４８】ＲＦアパーチャ符号化の場合、データは、発振器８０からのビートまたは搬送
波周波数とミキサ７８で混合される。発振器８０は、実際のデータ速度の１００
万分の複数部分であり得るクロック周波数を供給する。ビート周波数出力は、イ
ンバータ８２を通してフリップフロップ８４のクロック入力に結合され、またイ
ンバータ８６を通して反転されてフリップフロップ８８のクロック入力に結合さ
れる。信号はインバータ８６で反転され、また着信データの逆振動にスパイクを
引き起こす。インバータ８２に供給される着信ベースバンド信号は増幅され、ま
たスパイキングフリップフロップ８４に除算器８３とカウンタ９０の両方をリセ
ットさせるために矩形化される。フリップフロップ８４のＱ出力は、カウンタ９
０、すなわち６カウントの出力９２と７カウントの出力９４とに結合される。６
カウントの出力９２は、ＡＮＤゲート９６の一方の入力に結合され、また７カウ
ントの出力９４はＡＮＤゲート９８の一方の入力に結合される。ＡＮＤゲート９
８の他方の入力と９８は、ゲート９６と９８用のタイミングまたは作動信号とし
て機能するフリップフロップ８８のＱ出力に結合される。ゲート９６と９８は、
カウンタ９０の６または７の出力９２と９４それぞれによって作動され、次に、
着信データの逆振動に受信されたスパイクをＲＳフリップフロップ１０４へ通過
させて、データクロックの中間点の前にその出力を高くまたは低く設定する。Ａ
ＮＤゲート９６の出力１００はフリップフロップ１０４の反転クリアインプット
に結合される。ＡＮＤゲート９９の出力１０２はフリップフロップ１０４の反転
リセットインプットに結合される。フリップフロップ１０４はサンプルおよびホ
ールド回路として機能し、かくして検出された周波数が１または０であるかどう
かを示す。ＲＳフリップフロップ１０４の出力が高ければ（カウント６とパルス
によって設定された）、Ｄフリップフロップ１０８へのＤ入力は高く、また１が
計時される。Ｄ入力１０６の信号が低ければ、０が計時される。出力１０６は、
ビート発振器８０によって駆動されるＮによる除算回路８３の出力１１０により
計時されるフリップフロップ１０６のＤインプットに結合される。フリップフロ
ップ１０８のＱ出力７４は復号化されたデジタルデータ信号である。受信ユニッ
ト用のデータクロックは点１０９のインバータ１０７を通して利用可能である。
図１３に示したような微分なしのピーク検出もまた利用することができる。

【００４９】ベースバンド用途のためのミキサ７８は省略される。ＲＦにはミキサが必要で
ある。発振器８０は大きなＮによる除算回路を必要とする。Ｎによる除算回路は
、図１から正に動くスパイクによってリセットされる。周波数自動制御が必要と
されないように、このリセットすることは信号に自動的にクロックを整合させる
。しかし、フリップフロップ８８のＱ出力に取り付けられたリンギングコイルは
、図５のＡＦＣ電圧を発生するために使用することができる。

【００５０】再挿入される搬送波は実際には必要ではない。直角位相を有する信号、周波数
、あるいは狭帯域結晶を位相識別要素として利用する位相検出器を検出するため
に、中心単側波帯周波数スパイクのみの中に十分な情報がある。かくして、送信
機または受信機で常に搬送波を使することなく、図３ｃから図３ｅの信号に至る
ことが可能である。搬送波を使用しないで、図３ｃから図３ｅの信号に至る能力
を有する検出器が当業者に周知であり、また本発明と組み合わせて使用される検
出器が図１７のブロック図に示されている。ＸＯＲゲート２２８は高く結ばれた
一方の入力と、着信符号化信号に容量結合される他方の入力２３６とを有する。
ＸＯＲゲート２２８の出力は入力２３６に抵抗でフィードバックされ、またＸＯ
Ｒゲート２３０の一方の入力２４６とＸＯＲゲート２３２の入力２４２とに結合
される。ＸＯＲゲート２３０の入力２３８は高く結ばれる。ＸＯＲゲート２３０
の出力２４０はＬＣ同調の結晶２３４に結合され、そこからＸＯＲゲート２３２
の他方の入力２４４に結合され、そのＲＣ結合の出力２４８は図８の波形１４６
に示したる出力である。

【００５１】次に、図４に示した信号生成の方法を考える。図６は、搬送波を使用すること
なく単側波帯出力信号を生成するための本発明に適用できるＲＦ変調器または符
号器を示している。高周波発振器１１２は、側波帯周波数を合成するためにシン
セサイザ１１４と１１６によって使用されるクロック信号を生成する。シンセサ
イザ１１６は、符号器１１８の一方のライン１２２に結合される着信データ用の
クロックレートを決定する。図６に示した符号器１１８はライン１２０の着信デ
ータを受信し、またその着信データをアパーチャ符号に、あるいは米国特許第４
７４２，５３２号と第５，１８５，７６５号に開示されているようなスリップコ
ードに転換する。出力１２４は、どの周波数をシンセサイザ１１４が合成するか
を決定するために前記シンセサイザをプログラムする出力を有するリードオンリ
メモリ（ＲＯＭ）１２６にアドレスする。合成された中間周波数は単側波帯出力
として出力１２８に設けられる。搬送波は存在しない。シンセサイザ１１６は、
ダイレクトデジタルシンセサイザ１１６がＲＯＭ出力に従って新しい周波数また
は位相を出力するように、ＲＯＭ１２６から新しい符号をロードするように機能
する制御入力１１７、ＬＯＡＤＩＮＧＣＬＯＣＫを有する。

【００５２】単純化した回路が図７のブロック図に示され、図６に示したような符号器回路
と方法に代わって使用される。あるデジタルシンセサイザを２つの周波数モード
の間で切り替えることができる。シンセサイザが制御マイクロプロセッサまたは
ＲＯＭシーケンスによって予備プログラミングされるならば、図７の回路を使用
することができる。データソースへのデータクロックは発振器１３０から除算器
１３２を通して発生され、またライン１３４に供給される。ライン１４２のデー
タはＸＯＲゲート１３６に入力され、データビットが１または０であるかどうか
に従って、シンセサイザが周波数ｆ_１または周波数ｆ_２に切り換わるようにさせ
る。ＸＯＲゲート１３６は、クロック極性とデータ極性との間比較に従ってビッ
ト間隔の中央で極性反転を引き起こす。データとクロック極性が等しければ、出
力１４４は低い。データとクロック極性が異なっていれば、出力１４４は高くな
る。ｆ_１からｆ_２への変化、またはその逆の変化は、シンセサイザ１３８を切り
替えることによってビット間隔の中心で生じる。シンセサイザ１１４を含む回路
は、切換えモードで操作するために修正することも可能である。

【００５３】直角位相検出器または同様の検出器から検出された信号は、図８に示したよう
に「アイパターン」を有する。これは、繰り返すＣＣ１６進シーケンス（１１０
０１１００１１等）のパターンである。デジタル１は、最初にビット期間１０に
生じる周波数ｆ_１によって表され、周波数ｆ_２は最後の半ビット期間１８を完了
する。デジタル０は、図８に概略的に示したように、ビット期間１０の最初の半
部のために周波数ｆ_２を有し、また最後の半部１８のために周波数ｆ_１を有する
。１から０、または０から１への変化がある時、上昇または下降は２倍の長さま
たは完全なビット間隔に等しい期間を有する。繰り返しまたは連続した１または
０は半ビット間隔の短い期間を有する。上昇と下降の一体時間は図８に示したよ
うな三角波形１４８として検出される。このアイパターンを復号化するために、
三角波形１４６は、マンチェスタ符号と同一の長方形の波形１４８を得るために
微分される。次に、長方形の波形１４８は１と０を得るために復号化することが
できる。検出された結果はマンチェスタ符号の形態であるが、使用されたスペク
トルはベースバンドのマンチェスタ符号化のスペクトルではない。ベースバンド
のマンチェスタ符号化はビットレートｆ_ｂから下方に０Ｈｚに向かって延在し、
他方本発明のスペクトルはｆ_ｂ＋または−小さな周波数変動である。

【００５４】本発明に適用できるマンチェスタ符号用の簡単な復号器が図１２に示されてい
る。マンチェスタ符号はフリップフロップ１５２のＤ入力１５０に、またフリッ
プフロップ１５６のＤ入力１５４に入力される。データ速度の２倍のクロックは
、フリップフロップ１５６、１６０、１６２へのクロック入力１５８として供給
される。フリップフロップ１６２のＱ出力１６４は、インバータ１６６を通して
フリップフロップ１５２のクロック入力１６８に結合される。フリップフロップ
１５６のＱ出力１７０は、フリップフロップ１６９の両方のＤ入力１７２に、ま
たＸＯＲゲート１７４に結合される。ＸＯＲゲート１７４への他方の入力は、フ
リップフロップ１６０のＱ出力１７６に結合される。ＸＯＲゲート１７４の出力
１７８は、フリップフロップ１６２のクリア入力１８０に結合される。出力１６
４は、図８の２進データ出力１８２に、図８の論理変換されたマンチェスタ符号
１４８を提供する。

【００５５】図１２のこの回路はビットレートの２倍のクロックを使用し、このクロックは
実際のクロックレートを得るために除算器１６２において２で割られる。直角位
相検出器からのマンチェスタ符号化データは、Ｄフリップフロップ１５２のＤ入
力１５０に入力される。１または０が、ビットの最初の半部が高いかまたは低い
かどうかに従って出力される。２による除算カウンタ１６２用の同期パルスを得
るために、シフトレジスタが使用される。等しい２つの半ビットがレジスタ内に
ある場合、ＸＯＲゲート１７４は低い出力を有する。２つの半ビットが異なって
いるならば、ＸＯＲゲート１７４の出力は高い。半ビットが異なっている度に、
２による除算カウンタ１６２はリセットされて、クロックエッジと整列されたデ
ータとを獲得し、さもなければ半部ビットはクロック出力１６４で半周期だけ取
り除くことができる。

【００５６】図８に示した三角波形を検出するための代替方法と装置は、図１３のタイミン
グ図付きのブロック図として示したピーク検出器１８４と１８６と、Ｒ／Ｓフリ
ップ／フロップ１９２とを含む。この代替方法を利用することによって、微分器
とマンチェスタ復号器の必要はない。正のピーク検出器１８４と負のピーク検出
器１８６は、図８の三角波形入力１４６に結合される。正のピーク検出器１８４
と負のピーク検出器１８６の出力１８８と１９０は、それぞれＲＳフリップフロ
ップ１９２の８とＲインプットに結合される。正のピークは出力１９４に１を生
成するようにフリップフロップ１９２を設定し、また負のピークは、図１３に示
した出力波形１９６を生成するようにフリップフロップ１９２の出力１９４を０
にリセットする。マンチェスタ符号を微分し、次に検出する代わりに、ピーク検
出器は図１３に示したように使用することができる。ピークはデータビットの端
部で生じ、したがって出力は１データビットそれぞれ遅らされる。

【００５７】図８から、周波数または周波数の位相角を使用する場合、信号はビット境界で
変わる必要はないが、波形１４６のピークで変化することが理解できる。その代
わりに、図１３のように、ビット極性は三角波形１４６の上昇または下降によっ
て決定され、また符号化されるビットの端部は正または負のピークによってマー
クされる。読み出しは１ビット間隔の時間遅らされる。ビット間隔中央の中間点
で転移を強制する必要はない。

【００５８】本発明の第２の実施形態では、本発明による側波帯シンセサイザと共に２つの
代わりに３つの位相または周波数を使用することによって、ベースバンド伝送周
波数を所定のデータ速度のために半分にカットすることができる。図１０は、ア
パーチャ符号が生成され、次に３つの周波数に変換できる３つの時間差符号を生
成するために、選択的に２で除算可能である方法を示している。２つの周波数か
ら３つの周波数符号への変化は、スイッチ２０２の設定によって得られる。スイ
ッチ２０２は、フリップフロップ２８のグラウンドまたはリセット出力３０をフ
リップフロップ３２のクリアインプットに結合する。スイッチ２０２がリセット
出力３０に結合される時、図１０の波形５１と４９がライン５０と４８それぞれ
に得られる。しかし、スイッチ２０２がグラウンドに結合される時、リセットが
無視され、またＸＯＲゲート４６がフリップフロップ３２を計時する時に常に位
相変化が生じ、次に前記フリップフロップは２で除算し、この結果代わりに２つ
の時間サブセットの和である図１０の波形４９’がライン４８に得られ、２によ
る除算信号である１２、１３または１４のアパーチャ間隔をもたらす。波形４９
’は、ビットレートの１３／２５、１３／２６、１３／２７である３つのフーリ
エ周波数を有する。周波数１３／２５は１に割り当てられ、１３／２６は中心ま
たは最後のビット保持値に割り当てられ、また１３／２７は０に割り当てられる
。この場合、ビットレートの０．５２から０．４８の周波数スプレッド、または
０．０４のビットレートスプレッドがある。示された合計の帯域幅はビットレー
トの１／２５であるか、あるいは２５のビット／秒／Ｈｚの帯域幅効率を有する
。

【００５９】図１に示したアパーチャ符号は、３つの時点、すなわちＴ１と、Ｔ２と、Ｔ１
とＴ２の中間にあるビットの中心の第３のＴ３とを有する。アパーチャ部が２に
よって除算される時、３つのアパーチャ点６、６．５、７はアパーチャ点１２、
１３、１４になり、かくして正と負の振動と、アパーチャ点１２または１４の
ピークとを用いて、アパーチャ点１３でビットが繰り返される時の極性（１また
は０）＋中心への戻りを決定するのを可能にする。検出された波形は３つの実例
について図１５ａ−１５ｈに示されている。２００で静止または中心点を含む３
つの位相符号化が図１４に示され、他の２つの位相偏位は＋または−θである。
かくして、本発明の３つの周波数符号は以前に特許付与された「スリップコード
」に類似しているが、符号化と復号化アルゴリズムは異なる。この３つの位相ま
たは３つの周波数方法は、符号化の実例としてＶＰＳＫスリップコードを用いて
上に網羅される。

【００６０】３つの符号シーケンスが図１５ａ−１５ｈに示されている。３つの周波数また
は３つの位相がダイレクトデジタルシンセサイザから得られる時、図１５ａ−１
５ｈに３つのレベルが見られる。我々は、０．５２ビットレートの周波数は１、
ビットレートの０．４８は０、またビットレートの０．５０は時間間隔１３／２
６に対応する中心周波数であると想定する。図１５ｇはデータクロックである。
図１５ｈは、ダイレクトデジタルシンセサイザから出力され時の３つの周波数ま
たは位相を示している。変調器が位相または周波数変調器であるならば、これら
は使用電圧レベルであり得る。上向きのレベルは１、負のレベルは０を表す。中
心線は「最後のビットホールド」を表す。図１５ｈの波形は位相変調器入力に見
られ、また帯域フィルタが使用されない場合の位相検出器の検出出力でもある。

【００６１】交互の１０１０１．．．パターンが図１５ａと１５ｂに示されている。ＣＣ１
６進パターン、１１００１１００．．．が図１５ｃと図１５ｄに示され、またシ
ーケンス内に同一極性のビットが２つ以上ある場合のパターンが図１５ｅと図１
５ｆに示されている。データクロックは図１５ｇに示されている。２つの周波数
または位相方法のために使用される同一の検出器回路が利用可能であるが、ベー
スバンド周波数は半分にカットされる。図８に示したような半ビット幅変化はな
い。図１３に示したようなピーク検出器を使用すると、復号化データパターンは
１１００１１００１１または図８のようなＣＣ１６進法となる。ビットは１と０
の間の遅延のため繰り返す。間隔（１０１０１０１）なしの交互の１と０は、図
１５ａに示したパターンをもたらす。１の長いストリングが図１５ｅに示されて
いる。Ｒ／Ｓフリップフロップは最初の１によって設定され、また負のピークが
受信されるまで、１の位置に留まる。

【００６２】図１５ｃは、図１５ｈの信号の形状が帯域フィルタによって変更された後の信
号を示している。狭い帯域フィルタを通過する矩形波入力パルスは、半正弦波に
著しく類似した（ｓｉｎｘ）／ｘパルスに変化する。図１５ｈの矩形波は図
１５ｃの三角波に変化している。図１５ｃの信号が検出されたピークであるなら
ば、ＣＣ１６進パターンが図１５ｄに示したように検出される。図１５ｃに示
したように、信号は１から０あるいは０から−１に至る２つの位相変化（２θ）
を取る。データビットが１であるならば、位相は高い（θ）。１が再び繰り返さ
れるならば、本発明の符号化によれば、位相は静止点２００に行く。次にデータ
が０に変わる時、位相は低くなる（−θ）。ビットが繰り返されたならば、１つ
のみの位相変化で済み、第２の繰り返されるビットは位相変化を必要としない。
次に、引き続く変化によってθ度の第２の変化が加えられる。１０１あるいは即
時の１０または０１ビットの変化のために、速度は、１ビットの変化につき２θ
倍にされる。位相変化Δθは周波数と同等とみなすことができる。

【００６３】図１５ａは傾斜ライン、（（ｓｉｎｘ）／ｘ）^２パターンに一体化した位相
角を示し、次にこの位相角は、図１５ｂに示した復号化出力を得るために微分さ
れるか、またはピーク検出される。ピーク検出後、出力は１であり、その後１が
繰り返される。

【００６４】同様に、図１５ｃのデータパターンでは、点線輪郭内の一体化した位相角が示
され、次にこの位相角は図１５ｄに示した復号化出力を得るために微分される。
図１５ｅは、１のストリングが符号化される本発明によるデータパターンを示し
ている。一体化した位相角が点線輪郭内に示され、次にこの位相角は図１５ｆに
示した復号化出力を得るために微分される。例外なく、データは１ビット幅シフ
トされる。

【００６５】３つの位相変化を利用する方法は位相変調方法である。３つの時間間隔を利用
し、次に積分する時、同一の結果が得られる（ＰＭの積分はＦＭをもたらす）。
位相変調を検出する時、図８の三角波形が得られる。周波数変調を検出する時、
図１と図１０に示した長方形のパターンが得られる。

【００６６】ダイレクトデジタルシンセサイザは、製造業者およびプログラミング設定に応
じて位相角または周波数に進む（ＰＳＫまたはＦＳＫ）。例えば、図１５ａ−１
５ｇでは、位相角−θ、０、＋θ、また図８では上方ピーク、中央ピークおよび
下方ピークはそれぞれ異なった位相または周波数を有する。

【００６７】図１７は、３つの周波数を利用するためにダイレクトデジタルシンセサイザを
プログラミングする能力を有する符号器回路のブロック図である。Ｄフリップフ
ロップ２０４と２０６は着信データを順次比較する。データ信号は、フリップフ
ロップ２０６のＤ入力に結合されたＱ出力２１０を有するフリップフロップ２０
４のＤ入力２０８に結合される。フリップフロップ２０６の出力２１２はデータ
の最後のビットであり、またフリップフロップ２０４の出力はデータの現在のビ
ットである。共にＸＯＲゲート２１４の入力に結合される。出力２１８のＸＯＲ
ゲート２１４は、図６に示したダイレクトデジタルシンセサイザの制御入力に結
合される。２つの連続したデータビットが同一ある場合、反転出力２１６を有す
るＸＯＲゲート２１４は高く、また周波数２がダイレクトデジタルシンセサイザ
によって発生される。

【００６８】ライン２１２の最後のビットおよびライン２１０の現在のビットは、それぞれ
ＡＮＤゲート２２０と２２２の入力にも結合されている。ライン２１２の最後の
ビットの反転値およびライン２１０の現在のビットは、それぞれＡＮＤゲート２
２２と２２０の入力にも結合されている。２つの連続したデータビットが異なり
、各々が異なった反転入力を有する２つのＡＮＤゲート２２０と２２２が高けれ
ば、周波数１または周波数３は、フリップフロップ２０６の状態または最後のビ
ットの値に応じて出力２２４または２２６から結合される。３つの周波数または
位相方法は、２で除算される図１の２つの周波数アルゴリズムを利用し、第３の
周波数は中間点であり、これは、最後のビットから変化がないことを示す中間周
波数の中心である。

【００６９】図９は、「スリップコード」と呼ばれる従来技術のＶＰＳＫ符号化方法を示し
ている。本発明の方法にはスリップはない。図９では、本発明の方法またはビッ
トエッジを利用する中間点２２８はカウント７によって示されている。６へのま
たは８への変化、次に７への戻り２３０は長期のスリップを防止する。これは、
再挿入された搬送波およびＶＰＳＫ符号化と共に使用される３つの周波数から得
られるパターンである。

【００７０】図１では変調周波数はビットレートに等しい。図９では変調周波数はビットレ
ートの１／２である。これは、信号対雑音比の理論的な改善をもたらすことがで
きる。中間点へのこの戻りなしの図１に示した波形の伝送周波数は、仮想の搬送
波＋ビットレートｆ_ｂに等しい。伝送周波数を２で除算することによって得られ
る中間点戻りによって、ｆ_ｂ／２。電力線を介したＦＭ副搬送波およびベースバ
ンド伝送のようなある用途のために、ハードウェアまたは調整上の理由のために
入手可能な上方周波数限界がある。高いデータ速度のため、利用可能な半導体の
遮断周波数はあまりにも低すぎる可能性がある。データ伝送速度は、上述の制限
を克服するために中間点戻り方法を利用して２倍にすることができる。

【００７１】アパーチャ符号化波形は、仮想搬送波上方に位置するデータクロック速度ｆ_ｂを中心とし、かくして周波数ｆ_ｃ＋ｆ_ｂでダイレクトデジタルシンセサイザが側
波帯のみを創出するにさせる。これは「２相」スペクトルと同様である。より好
ましいスペクトルは、ｆ_ｂ／２＝ｆ_ｍを中心とする「バイポーラ」スペクトルに
類似する。これは、図１０のようにアパーチャ符号を２で除算することによって
、また図１５ａ−１５ｇにグラフで示したようにダイレクトデジタルシンセサイ
ザを使用して側波帯のみを創出することによって、また中心位置から位相＋また
は−値Δθを移動して１と０を得ることによって達成することができる。図１５
ａ−１５ｇに示した二極の変調パターンが得られる。これは、ビット間隔の中心
で静止位置を有する図１の位相シフトと等しい。図１７は、図６のダイレクトデ
ジタルシンセサイザと共に使用するための３つの周波数の符号器を示している。
３つの出力の内の１つのみが常に高い。

【００７２】周波数または位相変調は、狭帯域フィルタを通過する時、波形を一体化するよ
うに思われ、通常の位相検出器によって検出される時に図８に示した波形をもた
らす。図１の波形からの矩形波入力は、傾斜ラインから明白であるように、図８
の一体化した三角波形１４６として現われる。図１５ｂでは１と０はそれらの間
の間隔を広げる。狭帯域フィルタを通過した後の一体波形１４６が点線によって
示されている。

【００７３】ＭＳＫとＭＦＳＫ変調のために使用される検出方法の１つは、伝送された各周
波数のための独立結晶フィルタと、どの周波数が受信されているかを示すための
相関器またはサンプルおよびホールド検出器の使用を含む。この同一の検出方法
は、より大きな符号間干渉を有するが本発明に適用できる。このような検出器は
、ＷｉｒｅｌｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓｂｙＴ．Ｓ．Ｒａｐｐ
ａｐｏｒｔ，（ＰｒｅｎｔｉｃｅＨａｌｌ）およびＰｒｉｎｃｉｐｌｅｓｏ
ｆＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＳｙｓｔｅｍｓ，ｂｙＴａｕｂａｎｄ
Ｓｃｈｉｌｌｉｎｇ，（ＭｃＧｒａｗＨｉｌｌ）を含む種々の文献に説明さ
れている。

【００７４】変調指数は、周波数に関する次の関係式から決定することができる： β＝２Δｆ／ｆ_ｂ＝Δｆ／ｆ_ｍ

【００７５】ｆ_ｍ＝ｆ_ｂ／２またはビットレートの２分の１であることを指摘する。アパー
チャ符号と２による除算符号とを比較するため一定の位相シフトを維持するため
には、Δｆ／ｆ_ｂとΔｆ／ｆ_ｍは等しくなければならない。ｆ_ｂ／２＝ｆ_ｍなの
で、第１の方法を２で除算することによって得られる帰還ゼロ位相（バイポーラ
）方法に関するΔｆは、図１のアパーチャ符号化方法よりも帯域幅効率が２倍で
ある。データ速度は同一の帯域幅で２倍にすることができるか、あるいはフィル
タをより狭くして信号対雑音比を１／２改善することができる。

【００７６】この方法は、最も許容可能なまたは獲得可能なデータ速度が、アパーチャ符号
化方法から獲得可能なデータ速度に対し２倍にできるデータ変調に特に適用でき
る。例えば、単側波帯信号を創出する場合、ダイレクトデジタルシンセサイザは
２０ＭＨｚの上方周波数限界を有する可能性がある。データ速度は、図１０と図
１５ａ−１５ｇの２による除算方法を用いることによって、その周波数で２倍に
することができる。

【００７７】常に搬送波を使用しない側波帯の直接生成は、３つの時間間隔、したがって３
つの周波数の従来技術のＶＰＳＫ符号化方法と共に利用することができ、これは
異なった符号化／復号化アルゴリズムについて上に言及した「スリップ符号化」
と現在呼ばれる。図９の「スリップ符号化」方法では、データパターンに従って
伸長されたビットのために３つの可能なゼロ交差がある。法則は、現在のビット
が最後のビットの繰り返しであるならば、次のゼロ交差が６、７、８の符号の最
後のビットから６／６ビット幅で生じることである。１から０へのあるいは０か
ら１への最後のビットからの変化があるならば、次のゼロ交差はビット幅の１／
６から７／６遅らされる。変化カウントが増分よりも２少なく、またデータパイ
プラインに１０１があるならば、伸長は８／６ビット幅となる。復号器はこの余
分の伸長を認識してカウンタをリセットし、常に１である見失ったゼロ＋次のビ
ットを出力し、また位相の曖昧さをリセットする。この符号化方法は上に言及し
た付与済み特許に記載されている。他の符号、例えば８、９、１０または１０、
１１、１２が可能である。

【００７８】また、これらの３つの時間間隔は、説明したアパーチャ符号と同じ方法でデジ
タルシンセサイザまたは数値制御発振器によって発生できる周波数に変換するこ
ともできる。得られる信号は、常に搬送波を使用することなしに生成された単側
波帯信号である。この信号は、ＳｔｒｙｚａｋおよびＷａｌｋｅｒが記述してい
る方法を利用した仮想搬送波によって、あるいは３つの狭帯域結晶フィルタと相
関回路とを使用するＭＦＳＫ変調のための一般に使用されている技術を利用する
ことによって、検出することができる。

【００７９】本発明の直接側波帯変調方法の１つの利点は、ＦＣＣ規制を満足するために最
小のフィルタ処理で済むことである。主な利点は、搬送波を必要としないことで
ある。この方法は、上下リンクの間に周波数オフセットがあるサテライトと共に
使用する場合、あるいはドップラー効果に直面する場合、これは大きな利点であ
り得る。この方法の唯一の必要条件は、検出された信号が線形フィルタ帯域通過
に適合することである。

【００８０】本発明に記載した符号化と変調方法は、Ｒ．Ｂｅｓによって開発された式（「
ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐｓ」、ＭｃＧｒａｗＨｉｌｌ、１９８４
、５７−５９ページ）を用いて分析することができる。アパーチャ符号化について、Ｑ＝ｆ_ｂ／（２Δｆ）Ｒ＝ｆ_ｂ／（２Δｆ）２による除算符号化について：Ｒ＝ｆ_ｏ／（Δ Δｆ）ＳＮＲ＝β^２（Ｐｉｎ／Ｐｏｕｔ）（ナイキスト帯域幅／雑音帯域幅）Ｅ_ｂ／
ｎ＝β^２ＱＲＥ_ｂ／ｎここでβ^２＝［π（Δｆ／ｆ_ｍ）］２＝［π（Δｆ／ｆ_ｂ）］２、ここでＥｂ
はジュール単位のビットエネルギ、例えば信号電力／ビット／秒、ｎは１ビット
につき使用される記号数、またここでＰｉｎ／Ｐｏｕｔは、雑音帯域幅伝送完全
スペクトルを、実際に伝送および受信された狭帯域幅で除算した比率である。ま
た、これは（サンプル速度）／（フィルタ帯域幅）に等しい。Ｈｚ当たりのビッ
ト／秒の帯域幅効率。

【００８１】ナイキスト帯域幅／雑音帯域幅は、帯域幅効率と無関係の、また名称Ｒが与え
られる位相階雑音改善度である。本発明（ＶＭＳＫ）と従来技術（ＶＰＳＫ）は
、この係数に大きく関係し、２相符号化方法はこの係数を利用するために考案さ
れた。この係数Ｒは、マルチプル位相偏移変調（ＭＰＳＫ）および直交位相変調
（ＱＡＭ）のような他の一般に利用されている変調方法には適用されず、これら
はＮＲＺラインコード法であり、「２相」方法ではない。

【００８２】アパーチャ符号化を使用する式の値は次の通りである：信号対雑音比＝２．４４Ｅ_ｂ／ｎ帯域幅効率は、１記号当たり多数のビット（ｎ＝１記号当たり１ビット）を使用
しないで得られる。データ速度とサンプル速度は同じである。２で除算した場合
の信号対雑音比は次の通りである：信号対雑音比＝４．９Ｅ_ｂ／ｎこれは２／１の信号対雑音比の改善である。

【００８３】信号対雑音比は上に示したように帯域幅効率と無関係である。これは、非２相
符号化変調方法では真でない。またこの比率は、直交のＭＦＳＫを例外として、
他のすべての変調方法によって通常得られる比率よりも高いことを指摘する。

【００８４】Ｑ＝２６ビット／秒／Ｈｚの帯域幅効率に関し９０ｄＢに近いシャノンの限界
は、ある人によれば、この変調方法について非常に高く現れると解釈されるかも
しれない。これは誤解である。本発明では、記号当たりＱビットではなく、記号
当たり１ビットが使用される。データ速度はサンプリング速度に等しく、また測
定について証明されるように、正しいシャノンの限界は０ｄｂである。

【００８５】当業者は、本発明の精神と範囲から逸脱することなしに多くの変更と修正を行
うことが可能である。したがって、例示した実施形態が実例の目的のためにのみ
記載され、また以下の請求項に規定されているような本発明を限定すると考える
べきでないと理解すべきである。

【００８６】本発明と種々の実施形態を説明するための本明細書で用いられている用語は、
一般に規定された意味のみならず、本明細書の特別な定義による、一般に規定さ
れた意味の範囲を越える構造、材料または行為を含む。かくして、要素が本明細
書の関連で１つ以上の意味を含むと理解できるならば、請求項におけるその使用
は、本明細書と用語それ自体とによって支持されるすべての可能な意味に対して
包括的であると理解すべきである。

【００８７】したがって、以下の請求項の用語と要素の定義は、文字通り記載された要素の
組合せだけでなく、ほぼ同一の結果を得るためにほぼ同一の方法でほぼ同一の機
能を実行するためのすべての等価の構造、材料または行為を含むと、本明細書で
は規定される。したがって、この意味で、以下の請求項における任意の１つの要
素の代わりに２つ以上の要素の等価の置換を行うことが可能であること、あるい
は請求項における２つ以上の要素の代わりに単一の要素が置換可能であることが
意図される。

【００８８】当業者によって観測されるような、現在既知のあるいはその後に考案される請
求の主題からのわずかな変更は、等しく請求項の範囲にあるとして明白に意図さ
れる。したがって、現在または後に当業者に知られた明白な置換は、規定された
要素の範囲にあると規定される。

【００８９】かくして、請求項は、特に上に例示かつ説明したもの、概念的に同等のもの、
明らかに置換できるもの、また本発明の実質的な構想を実質的に組み込むものも
含むと理解される。

【図面の簡単な説明】

本発明について要約してきたが、その種々の実施形態について次の図面で説明
するが、同様の要素は同様の番号によって参照される。

【図１】図１は、単一ビット間隔のアパーチャ符号化の図面である。

【図２】図２ａは、ベースバンドであるいは搬送波上に配置された単側波帯として示し
た図１によるアパーチャ符号化信号の周波数スペクトルのグラフである。図２ｂ
は、狭い帯域フィルタ処理後に示した図１によるアパーチャ符号化信号の周波数
スペクトルのグラフである。

【図３】図３ａ乃至図３ｅは、従来技術のベースバンド信号の符号化と復号化方法を示
している。

【図４】図４は、ダイレクトデジタルシンセサイザまたは数値制御発振器によって発生
されるような再挿入された搬送波ｆ_ｃと共に単側波帯信号を例示した図面である
。

【図５】図５は、搬送波再生のリンギングコイル方法を利用した検波回路のブロック図
である。

【図６】図６は、本発明に適用できるＲＦ変調器のブロック図である。

【図７】図７は、ダイレクトデジタルシンセサイザに２つの周波数を発生するために、
代替方法を使用した論理回路のブロック図である。

【図８】図８は、「アイパターン」を有する直角位相または類似の検出器からの信号の
タイミング図である。

【図９】図９は、スリップ符号化と呼ばれるビット間隔の従来技術のＶＰＳＫ符号化方
法の図面である。

【図１０】図１０は、３つの時間差符号を生成するためにアパーチャ符号を２で割るため
の装置のブロック回路図であり、これらの時間差符号は、図１７に例示したよう
な装置を使用して３つの周波数に変換することができる。

【図１１】図１１は、本発明の第２の実施形態で使用可能な復号器のブロック回路図であ
る。

【図１２】図１２は、本発明で使用可能なマンチェスタ符号の復号器のブロック回路図で
ある。

【図１３】図１３は、ピーク検出器とＲ／Ｓフリップ／フロップの使用を含む検出の代替
方法を例示した図面である。

【図１４】図１４は、図８および図１５ａ乃至図１５ｇに示したタイミング図に関する本
発明の２倍および３倍信号方法で使用可能な検出器の位相ベクトルプロットであ
る。

【図１５】図１５ａ乃至１５ｄは、３つの位相符号化を使用した３つのビットパターンの
タイミング図であり、位相の数が１から０に、あるいは０から−１に移るのを示
している。

【図１６】図１６に示される、図１５ｅ乃至１５ｈは、３つの位相符号化を使用した３つ
のビットパターンのタイミング図であり、位相の数が１から０に、あるいは０か
ら−１に移るのを示している。

【図１７】図１７は、図１５ａ乃至図１５ｇの３つの周波数を利用するために、ダイレク
トデジタルシンセサイザをプログラミングするのに必要な符号器回路のブロック
回路図である。

【図１８】図１４の位相ベクトル図に従って使用可能な検出器のブロック回路図である。

【手続補正書】

【提出日】平成１３年１月１１日（２００１．１．１１）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００８

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００８】発明の開示本発明は、ビット中心を有するデータビット間隔（又は区間；a data bit int erval）を少なくとも２つの時間アパーチャに分割する段階を含むデジタルベースバンド信号の符号化方法である。次に各時間アパーチャは１つ以上の時間セグ
メントに分割される。例示した実施形態では２つのみのアパーチャがあり、また
データビット間隔は１３セグメントに分割され、その内の第１の６つのセグメン
トは第１のアパーチャにあり、また最後の７つのセグメントは第２のアパーチャ
にある。データビット間隔の中心は正確に６番目と７番目のセグメントの間に落
ちる。アパーチャの内の第１のアパーチャの複数の時間セグメントの第１のサブ
セットが選択される。複数の時間セグメントの第１のサブセットはビット中心の
前に終わる。アパーチャの内の第２のアパーチャの複数の時間セグメントの第２
のサブセットは、残りの複数の時間セグメントから選択される。複数の時間セグ
メントの第２のサブセットはビット中心の後に終わる。デジタルベースバンド信
号は、時間セグメントの第１と第２のサブセットに対応するように符号化される
。この方法は本明細書では「アパーチャ符号化」と規定される。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２０】他の実施形態では、本方法は、送信信号を微分し（differentiating）、またマンチェスタ復号化することによって、位相または周波数変調された送信信号を
受信かつ復号化する段階を更に含む。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００８０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００８０】本発明に記載した符号化と変調方法は、Ｒ．Ｂｅｓによって開発された式（「
ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐｓ」、ＭｃＧｒａｗＨｉｌｌ、１９８４
、５７−５９ページ）を用いて分析することができる。アパーチャ符号化について、Ｑ＝ｆ_ｂ／（２Δｆ）Ｒ＝ｆ_ｂ／（２Δｆ）２による除算符号化について：Ｒ＝ｆ_ｂ／（４／Δｆ）ＳＮＲ＝β^２（Ｐｉｎ／Ｐｏｕｔ）（ナイキスト帯域幅／雑音帯域幅）Ｅ_ｂ／
ｎ＝β^２ＱＲＥ_ｂ／ｎここでβ^２＝［π（Δｆ／ｆ_ｍ）］２＝［π（Δｆ／ｆ_ｂ）］２、ここでＥｂ
はジュール単位のビットエネルギ、例えば信号電力／ビット／秒、ｎは１ビット
につき使用される記号数、またここでＰｉｎ／Ｐｏｕｔは、雑音帯域幅伝送完全
スペクトルを、実際に伝送および受信された狭帯域幅で除算した比率である。ま
た、これは（サンプル速度）／（フィルタ帯域幅）に等しい。Ｈｚ当たりのビッ
ト／秒の帯域幅効率。

【手続補正５】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】デジタルベースバンド信号の符号化方法であって：ビット中心を有するデータビット間隔を少なくとも２つの時間アパーチャに分
割する方法であって、次に各時間アパーチャが１つ以上の時間セグメントに分割
される方法と、前記少なくとも２つのアパーチャの第１のアパーチャに前記複数の時間セグメ
ントの第１のサブセットを選択する方法であって、前記複数の時間セグメントの
前記第１のサブセットが前記ビット中心の前に終わる方法と、前記少なくとも２つのアパーチャの第２のアパーチャに前記複数の時間セグメ
ントの第２のサブセットを前記残りの複数のセグメントから選択する方法であっ
て、前記複数の時間セグメントの前記第２のサブセットが前記ビット中心の後に
終わる方法と、時間セグメントの前記第１と第２のサブセットに対応する前記デジタルベース
バンド信号を符号化する方法と、を具備する方法。
【請求項２】前記データビット間隔が開始時間を有し、また前記方法が、
前記データビット間隔の開始に応答して前記デジタルベースバンド信号の極性を
変更し、次に時間セグメントの前記第１と第２のサブセットの継続時間に基づき
前記デジタルベースバンド信号に関連した反転極性を符号化する方法をさらに具
備する、請求項１に記載の方法。
【請求項３】時間セグメントの前記第１と第２のサブセットを選択する方
法が、前記デジタルベースバンド信号に関連したデジタル１と０を表す相対期間
を有する、請求項１に記載の方法。
【請求項４】前記デジタルベースバンド信号が立ち上がりエッジと立ち下
がりエッジとを有し、前記方法が、第１と第２の動作モードの間で選択する方法
をさらに具備し、該方法が、前記第１の動作モードでクロックタイミングとして
の前記立ち上がりエッジおよび前記データビット間隔の前縁と、前記デジタルベ
ースバンド信号がデジタル１または０であるかに関する前記立ち下がりエッジの
タイミングとを含み、また該方法が、前記第２の動作モードで、クロックタイミ
ングとしての前記立ち下がりエッジおよび前記データビット間隔の前縁と、前記
デジタルベースバンド信号がデジタル１または０であるかに関する前記立ち上が
りエッジのタイミングとを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】前記第１と第２の時間サブセットの前記継続時間の和が、前
記少なくとも２つのアパーチャの前記複数の時間セグメントのすべての前記継続
時間の和に等しい、請求項２に記載の方法。
【請求項６】時間セグメントの前記第１と第２のサブセットが、約０．１
よりも小さい変調指数を生成する周波数偏移手段またはダイレクトデジタルシン
セサイザによって発生される第１と第２の周波数に変換され、該周波数変換によ
り、変調された信号の性質が搬送波＋２つの側波帯の性質から狭い２相の単側波
帯のみの性質に変更される、請求項２に記載の方法。
【請求項７】前記データビットが立ち上がりエッジと立ち下がりエッジと
を有し、前記方法が、第１と第２の動作モードの間で選択する方法をさらに具備
し、該方法が、前記第１の動作モードでクロックタイミングとしての前記立ち上
がりエッジおよび前記データビット間隔の前縁と、前記データビットがデジタル
１または０であるかに関する前記立ち下がりエッジのタイミングとを含み、また
該方法が、前記第２の動作モードで、クロックタイミングとしての前記立ち下が
りエッジおよび前記データビット間隔の前縁と、前記データビットがデジタル１
または０であるかに関する前記立ち上がりエッジのタイミングとを含み、時間セグメントの第３のサブセットに対応する第３の周波数が、前記第１の動
作モードのデータビット間隔を２で割ることによって得られる、請求項６に記載
の方法。
【請求項８】デジタルデータ伝送方法であって、デジタルベースバンド信号をアパーチャ符号化する方法であって、該アパーチ
ャ符号化が、ビット中心を有するデータビット間隔を複数の時間セグメントに分割する方法
と、前記複数の時間セグメントの第１のサブセットを選択する方法であって、前記
各サブセットが前記ビット中心の前に終わる方法と、時間セグメントの前記第１のサブセットに含まれない前記複数の時間セグメン
トの残りのすべてのセグメントから成る前記複数の時間セグメントの第２のサブ
セットを選択する方法であって、前記各セグメントが前記ビット中心の後に終わ
る方法と、を含む前記デジタルベースバンド信号をアパーチャ符号化する方法と
、前記アパーチャ符号化デジタルデータを用いて送信信号を位相または周波数偏
移変調する方法と、送信信号を変調する前記位相または周波数を伝送する方法と、を具備する方法。
【請求項９】低レベル振幅変調を用いて前記変調された送信信号に追加情
報を重ね合わせる方法をさらに具備する、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】送信信号を変調する前記位相または周波数変調を伝送する
方法が、前記アパーチャ符号化デジタルデータをワイヤによってベースバンドで
伝送する方法を具備する、請求項８に記載の方法。
【請求項１１】送信信号を変調する前記位相または周波数変調を伝送する
方法が、前記アパーチャ符号化デジタルデータを無線周波数で伝送する方法を具
備し、該方法において、前記アパーチャ符号化デジタルデータが搬送波周波数を
変調するために使用される、請求項８に記載の方法。
【請求項１２】前記アパーチャ符号化デジタルデータを伝送する前記方法
が、抑圧搬送波によって単側波帯信号を伝送し、また前記側波帯が、前記抑圧搬
送波に等しい周波数に配置されるが、データ速度未満で前記搬送波から正または
負にオフセットされる、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】前記アパーチャ符号化デジタルデータを伝送する前記方法
が、抑圧搬送波によって単側波帯信号を伝送し、また前記側波帯が、前記抑圧搬
送波に等しい周波数に配置されるが、データ速度の半分未満で前記搬送波から正
または負にオフセットされる、請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】前記抑圧搬送波がデータ速度の倍数である、請求項１２に
記載の方法。
【請求項１５】非常に高い帯域幅効率と優れた信号対雑音比とが得られる
ように、第１の所定の分散の正または負の前記側波帯の中心周波数のみを通過さ
せる非常に狭い帯域フィルタを通して前記単側波帯を通過させる方法をさらに具
備する、請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】位相または周波数偏移それぞれに応答するが、搬送波また
は他の基準信号を利用しない位相検出または識別回路によって、前記位相または
周波数変調された送信信号を受信かつ復号化する方法をさらに具備する、請求項
８に記載の方法。
【請求項１７】前記位相または周波数変調された送信信号を狭い帯域の結
晶フィルタと、サンプルおよびホールドまたは相関回路とによって受信かつ復号
化する方法をさらに具備する、請求項８に記載の方法。
【請求項１８】前記送信信号を識別し、またマンチェスタ復号化すること
によって、前記位相または周波数変調された送信信号を受信かつ復号化する方法
をさらに具備する、請求項８に記載の方法。
【請求項１９】前記送信信号のピークを前記アパーチャ符号化デジタルデ
ータとして検出することによって、前記位相または周波数変調された送信信号を
受信かつ復号化する方法をさらに具備する、請求項６に記載の方法。
【請求項２０】前記位相または周波数変調された送信信号を伝送する場合
、リレーまたはサテライトによって伝送される時にドップラー周波数オフセット
に反応しないように、同相搬送波周波数が使用されない、請求項８に記載の方法
。
【請求項２１】装置であって、ソース信号を受信し、また該信号をアパーチャ符号化する符号器と、前記符号器に結合された送信機と、前記送信機と通信し、また前記アパーチャ符号化ソース信号を検出する受信機
と、前記アパーチャ符号化ソース信号を復号化する、前記受信機に結合された復号
器と、を具備する装置において、前記アパーチャ符号化が、ビット中心を有するデータビットを複数の時間セグメントに分割する方法と
、前記複数の時間セグメントから時間セグメントの第１のサブセットを選択す
る方法であって、時間セグメントの前記第１のサブセットの各々が前記ビット中
心の近くに終わる方法と、前記残りの複数の時間セグメントから時間セグメントの第２のサブセットを
選択する方法であって、時間セグメントの前記第２のサブセットの各々が時間セ
グメントの前記第１のサブセットの後に開始する方法と、を具備し、時間セグメントの前記第１と第２のサブセットの期間が、前記ソース信号がデ
ジタル１または０であるかどうかに依存する、装置。
【請求項２２】装置であって、ソース信号をアパーチャ符号化するための符号器手段と、前記アパーチャ符号化ソース信号を伝送するための送信機手段と、前記アパーチャ符号化ソース信号を検出かつ受信するための受信機手段と、前記アパーチャ符号化ソース信号を復号化するための復号器手段と、を具備す
る装置において、前記アパーチャ符号化が、ビット中心を有するデータビットを複数の時間セグメントに分割する方法と
、前記複数の時間セグメントから時間セグメントの第１のサブセットを選択す
る方法であって、時間セグメントの前記第１のサブセットの各々が前記ビット中
心の近くに終わる方法と、前記残りの複数の時間セグメントから時間セグメントの第２のサブセットを
選択する方法であって、時間セグメントの前記第１のサブセットの各々が時間セ
グメントの前記第１のサブセットの後に開始する方法と、を具備し、時間セグメントの前記第１と第２のサブセットの期間が、前記ソース信号がデ
ジタル１または０であるかどうかに依存する、装置。
【請求項２３】多数の入力データビットから導かれるデジタルベースバン
ド信号を生成するするための符号化方法において、各入力データビットが時間デ
ータビット長と、時間ビット中心と、論理状態を示す時間状態とによって特徴づ
けられ、前記符号化方法が、前記多数の入力データビットの１つを受信する方法と、論理状態を示す時間状態によって特徴づけられる符号化デジタルベースバンド
信号を生成する方法であって、前記時間ビット中心の前または後の時間に前記１
つの入力データビットがその時間状態を変更するか否かに応じて、前記符号化デ
ジタルベースバンドがその時間状態を変更する方法と、を具備する方法。
【請求項２４】前記符号化デジタルベースバンド信号が２つの極性を有し
、前記１つの入力データビットが開始時間を有し、また前記符号化デジタルベー
スバンド信号を生成する方法が、前記１つの入力データビットの前記開始時間に
応答して、前記符号化デジタルベースバンド信号の前記極性を変更し、次に前記
１つの入力データビットが状態を変更する時に前記デジタルベースバンド信号の
前記極性を元に戻す方法を具備する、請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】前記符号化デジタルベースバンド信号が、第１の期間を有
する第１の時間間隔の間に第１の状態と、第２の期間を有する第２の時間間隔の
間に第２の状態とを有し、前記符号化デジタルベースバンド信号を生成する方法
が、前記１つの入力データビットのデジタル１と０に一致する前記第１と第２の
期間を生成する、請求項２３に記載の方法。
【請求項２６】前記符号化デジタルベースバンド信号が、前記デジタルベ
ースバンド信号の立ち上がる前縁と立ち下がる後縁とを有し、前記符号化デジタ
ルベースバンド信号を生成する方法が、前記立ち上がる前縁に基づきクロック周
波数を発生し、また前記１つの入力データビットがデジタル１または０であるか
どうかに関係する時間に前記立ち下がる後縁を生成する、請求項２３に記載の方
法。
【請求項２７】前記符号化デジタルベースバンド信号が、前記デジタルベ
ースバンド信号の立ち上がり、立ち下がるエッジと、立ち下がる前縁とを有し、
前記符号化デジタルベースバンド信号を生成する方法が、前記立ち下がる前縁に
基づきクロック周波数を発生し、また前記１つの入力データビットがデジタル１
または０であるかどうかに関係する時間に前記立ち上がる後縁を生成する、請求
項２３に記載の方法。
【請求項２８】前記符号化デジタルベースバンド信号を生成する方法が、
約０．１よりも小さい変調指数を生成する２つの周波数として、前記符号化デジ
タルベースバンド信号の前記状態を生成し、前記周波数により、前記符号化デジ
タルベースバンド信号の性質が搬送波＋２つの側波帯の性質から狭い２相の単側
波帯のみの性質に変更される、請求項２３に記載の方法。
【請求項２９】前記符号化デジタルベースバンド信号を生成する方法が、
時間期間を有する前記符号化デジタルベースバンド信号を生成し、またさらに、前記符号化デジタルベースバンド信号の前記時間期間を延長する方法と、前記１つの入力データビットがデジタル１または０であるかどうかに応じて、
前記立ち下がりエッジに対応する第１と第２の周波数を発生する方法と、前記１つの入力データビットのデジタル状態の繰り返しに対応する第３の周波
数を前記多数の入力データビットの次の順次入力データビットに発生する方法と
、をさらに具備する、請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】デジタルデータと追加情報とを伝送するための方法であっ
て、アパーチャ符号化を用いてデジタルデータを符号化する方法と、位相または周波数偏移変調を利用して、アパーチャ符号化デジタルデータを伝
送する方法と、位相または周波数偏移変調して伝送されたアパーチャ符号化デジタルデータを
受信かつ復号化する方法と、を具備する方法。
【請求項３１】低レベル振幅変調を用いて前記符号化デジタルデータに前
記追加情報を重ね合わせる方法をさらに具備する、請求項３０に記載の方法。
【請求項３２】前記多数の入力データビットがデータ速度を有し、また前
記アパーチャ符号化を用いてデジタルデータを符号化する方法が、ビット中心を有するデータビット間隔を複数の時間セグメントに適時に分割す
る方法と、前記複数のアパーチャからアパーチャの第１のサブセットを選択する方法であ
って、前記第１のサブセットの前記アパーチャの各々が前記ビット中心の近くに
終わる方法と、前記第１のサブセットに含まれない前記残りの複数のアパーチャのすべてから
成るアパーチャの第２のサブセットを選択する方法であって、前記第２のサブセ
ットの前記アパーチャの各々が、アパーチャの前記第１のサブセットの後に開始
する方法と、を具備し、前記アパーチャ符号化が、低周波成分を含まない狭いフーリエスペクトルをも
たらし、また前記データ速度に等しい量だけ０Ｈｚからオフセットされる、請求
項３０に記載の方法。
【請求項３３】前記符号化デジタルデータがワイヤによって伝送される、
請求項３０に記載の方法。
【請求項３４】前記符号化デジタルデータが無線周波数で伝送され、また
前記アパーチャ符号化が、前記無線周波数内の搬送波周波数を変調するために利
用される、請求項３０に記載の方法。
【請求項３５】ソース信号と共に使用するための装置であって、前記ソース信号をアパーチャ符号化するための手段と、前記アパーチャ符号化ソース信号を伝送するための手段と、前記アパーチャ符号化ソース信号を受信かつ検出するための手段と、前記アパーチャ符号化ソース信号を復号化するための手段と、を具備する装置
において、前記アパーチャ符号化が、ビット中心を有するデータビット間隔を複数のアパーチャに適時に分割する
方法と、前記複数のアパーチャからアパーチャの第１のサブセットを選択する方法で
あって、前記第１のサブセットの前記アパーチャの各々が前記ビット中心の近く
に終わる方法と、前記第１のサブセットに含まれない前記残りの複数のアパーチャのすべてか
ら成るアパーチャの第２のサブセットを選択する方法であって、前記第２のサブ
セットの前記アパーチャの各々が、アパーチャの前記第１のサブセットの後に開
始する方法と、を具備し、アパーチャの前記第１と第２のサブセットの前記アパーチャの各々が、対応す
るソース信号がデジタル１または０であるかどうかに依存する期間を有する、装
置。