JP2001285724A - 電荷量検出回路 - Google Patents
電荷量検出回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電荷検出増幅器の後段に低域フィルタ回路を
設け、さらにその後段に電圧増幅回路を設けた電荷量検
出回路において、低域フィルタ回路を設けることによる
チップサイズの増大を可能な限り圧縮し、かつそれによ
ってチップコストの増大も可能な限り抑える。 【解決手段】 低域フィルタ回路を構成する要素の一部
に、電圧増幅回路を構成する要素の一部を兼務させる。
設け、さらにその後段に電圧増幅回路を設けた電荷量検
出回路において、低域フィルタ回路を設けることによる
チップサイズの増大を可能な限り圧縮し、かつそれによ
ってチップコストの増大も可能な限り抑える。 【解決手段】 低域フィルタ回路を構成する要素の一部
に、電圧増幅回路を構成する要素の一部を兼務させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、Ｘ線センサ等の画
像センサ等に用いられる電荷量検出回路に関するもので
ある。
像センサ等に用いられる電荷量検出回路に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】一般的な２次元行列構造の画像センサの
概略の構成を、図１３および、本発明を説明するための
図である図１ないし図９を用いて説明する。この画像セ
ンサは、例えばＸ線を検出するＸ線センサとして機能さ
せ、Ｘ線診断装置等で用いることができる。
概略の構成を、図１３および、本発明を説明するための
図である図１ないし図９を用いて説明する。この画像セ
ンサは、例えばＸ線を検出するＸ線センサとして機能さ
せ、Ｘ線診断装置等で用いることができる。
【０００３】図１に示す画像センサ４８は、硝子基板５
０の上に、光電変換層５４およびバイアス電極５２が形
成されて構成されている。光電変換層５４は、たとえば
非晶質セレン（以下ａ−Ｓｅと記す）の薄膜などで形成
されており、バイアス電極５２はＸ線を透過する金属
膜、たとえば金等の導体膜で形成されている。硝子基板
５０の光電変換層５４側の面には、行列上に配置された
画素電極５６、蓄積容量（画素容量）１７およびスイッ
チ素子１８と、走査線（行）１０およびデータ線（列）
１２が形成されている。そして、走査線１０およびデー
タ線１２は、それぞれ走査駆動器（ゲートドライバ）１
４および読み取り回路１６に接続されている。
０の上に、光電変換層５４およびバイアス電極５２が形
成されて構成されている。光電変換層５４は、たとえば
非晶質セレン（以下ａ−Ｓｅと記す）の薄膜などで形成
されており、バイアス電極５２はＸ線を透過する金属
膜、たとえば金等の導体膜で形成されている。硝子基板
５０の光電変換層５４側の面には、行列上に配置された
画素電極５６、蓄積容量（画素容量）１７およびスイッ
チ素子１８と、走査線（行）１０およびデータ線（列）
１２が形成されている。そして、走査線１０およびデー
タ線１２は、それぞれ走査駆動器（ゲートドライバ）１
４および読み取り回路１６に接続されている。
【０００４】このように、画像センサ４８は、光電変換
層５４と蓄積容量１７とを主体とした、Ｘ線等の光子を
電荷に変換して蓄積する光電変換部と、その光電変換部
からの電荷の信号を読み取る読み取り回路（電荷量検出
回路）１６とを備えた構成となっている。
層５４と蓄積容量１７とを主体とした、Ｘ線等の光子を
電荷に変換して蓄積する光電変換部と、その光電変換部
からの電荷の信号を読み取る読み取り回路（電荷量検出
回路）１６とを備えた構成となっている。
【０００５】画素電極５６は、スイッチ素子１８を介し
てデータ線１２に接続されており、スイッチ素子１８の
スイッチング動作は走査駆動器１４から走査線１０を介
して供給される電圧により行われる。したがって、スイ
ッチ素子１８として一般に用いられる薄膜トランジスタ
（以下、ＴＦＴと記す）の場合では、ＴＦＴのソースは
画素電極５６に、ドレインはデータ線１２に、ゲートは
走査線１０にそれぞれ接続されることになる。なお、以
下ではスイッチ素子１８としてはＴＦＴが用いられてい
るものとして説明する。
てデータ線１２に接続されており、スイッチ素子１８の
スイッチング動作は走査駆動器１４から走査線１０を介
して供給される電圧により行われる。したがって、スイ
ッチ素子１８として一般に用いられる薄膜トランジスタ
（以下、ＴＦＴと記す）の場合では、ＴＦＴのソースは
画素電極５６に、ドレインはデータ線１２に、ゲートは
走査線１０にそれぞれ接続されることになる。なお、以
下ではスイッチ素子１８としてはＴＦＴが用いられてい
るものとして説明する。
【０００６】図２は、図１におけるＡ−Ａ線矢視断面図
である。絶縁膜５８を介して画素電極５６と対向する位
置に補助電極６０が設けられており、画素電極５６との
間で蓄積容量１７を構成している。この補助電極６０
は、全画素２２において共通の基準電位（Ｖｒｅｆ）と
なるように配線されている。また、バイアス電極５２は
画素電極に対して高電圧、例えば数千ボルトを印加でき
るようになっている。
である。絶縁膜５８を介して画素電極５６と対向する位
置に補助電極６０が設けられており、画素電極５６との
間で蓄積容量１７を構成している。この補助電極６０
は、全画素２２において共通の基準電位（Ｖｒｅｆ）と
なるように配線されている。また、バイアス電極５２は
画素電極に対して高電圧、例えば数千ボルトを印加でき
るようになっている。
【０００７】上記のような画像センサ４８に、Ｘ線光子
６８がバイアス電極５２側から入射すると、バイアス電
極５２を透過したＸ線光子６８は、光電変換層５４にお
いて電子と正孔の対を発生させる。ここで、バイアス電
極５２に正の電圧が印加されているときは正孔が、負の
電圧が印加されているときは電子が画素電極５６側に移
動し、光子６８の入射位置に対応する位置にある画素電
極５６に達する。画素電極５６に達した正孔または電子
は、蓄積容量１７にて保持される。蓄積容量１７にて保
持された正または負の電荷（以下、信号電荷と称す）
は、ＴＦＴからなるスイッチ素子１８がオンとなること
でデータ線１２に流出し、データ線１２に接続された読
み取り回路１６によってその電荷量（信号電荷量）が読
み取られる。
６８がバイアス電極５２側から入射すると、バイアス電
極５２を透過したＸ線光子６８は、光電変換層５４にお
いて電子と正孔の対を発生させる。ここで、バイアス電
極５２に正の電圧が印加されているときは正孔が、負の
電圧が印加されているときは電子が画素電極５６側に移
動し、光子６８の入射位置に対応する位置にある画素電
極５６に達する。画素電極５６に達した正孔または電子
は、蓄積容量１７にて保持される。蓄積容量１７にて保
持された正または負の電荷（以下、信号電荷と称す）
は、ＴＦＴからなるスイッチ素子１８がオンとなること
でデータ線１２に流出し、データ線１２に接続された読
み取り回路１６によってその電荷量（信号電荷量）が読
み取られる。
【０００８】走査駆動器１４が所定の一本の走査線１０
にハイの電圧を出力すると、その走査線１０に接続され
た全てのＴＦＴがオン状態になり、各蓄積容量１７に保
持されている信号電荷が、対応するそれぞれのデータ線
１２に流出する。走査駆動器１４が各走査線１０に順次
ハイの電圧を出力することで全ての画素電極５６のデー
タが読み取られ、一枚の画像データの読み取りが行われ
る。
にハイの電圧を出力すると、その走査線１０に接続され
た全てのＴＦＴがオン状態になり、各蓄積容量１７に保
持されている信号電荷が、対応するそれぞれのデータ線
１２に流出する。走査駆動器１４が各走査線１０に順次
ハイの電圧を出力することで全ての画素電極５６のデー
タが読み取られ、一枚の画像データの読み取りが行われ
る。
【０００９】上記の画像センサ４８に用いられる読み取
り回路１６に関して説明する。図３は、電荷量の読み取
りに使われる電荷検出増幅器（Charge Sensitive Ampli
fier、以下ＣＳＡと称す）２０の基本的な構造を示した
回路図である。演算増幅器２０ａの反転入力と出力とは
帰還容量２０ｂを介して互いに接続されており、負帰還
回路を構成している。また、帰還容量２０ｂと並列にリ
セットスイッチ２０ｃが接続されており、帰還容量２０
ｂに蓄積された電荷を放電してリセットすることができ
る。データ線１２は演算増幅器２０ａの反転入力に接続
されており、非反転入力は基準電位であるＧＮＤに接続
されている。
り回路１６に関して説明する。図３は、電荷量の読み取
りに使われる電荷検出増幅器（Charge Sensitive Ampli
fier、以下ＣＳＡと称す）２０の基本的な構造を示した
回路図である。演算増幅器２０ａの反転入力と出力とは
帰還容量２０ｂを介して互いに接続されており、負帰還
回路を構成している。また、帰還容量２０ｂと並列にリ
セットスイッチ２０ｃが接続されており、帰還容量２０
ｂに蓄積された電荷を放電してリセットすることができ
る。データ線１２は演算増幅器２０ａの反転入力に接続
されており、非反転入力は基準電位であるＧＮＤに接続
されている。
【００１０】図４は、ＴＦＴからなるスイッチ素子１８
と、蓄積容量１７とを含めた画素２２一つ当たりの読み
取りの等価回路図であり、図５は、図４における読み取
り動作のタイミングチャートおよびＣＳＡ２０の出力電
位を表すグラフである。図４において、画素２２は第ｉ
行目の走査線１０である走査線１０ｉおよび第ｊ列目の
データ線１２ｊに接続された画素であるものとする。な
お、Ｃｄｌは、データ線１２ｊの容量を表す。図５で、
Ｇ（ｉ）は走査線１０ｉに出力される電圧を表し、また
Ｒｓｔはリセットスイッチ２０ｃに出力されるリセット
信号を表す。
と、蓄積容量１７とを含めた画素２２一つ当たりの読み
取りの等価回路図であり、図５は、図４における読み取
り動作のタイミングチャートおよびＣＳＡ２０の出力電
位を表すグラフである。図４において、画素２２は第ｉ
行目の走査線１０である走査線１０ｉおよび第ｊ列目の
データ線１２ｊに接続された画素であるものとする。な
お、Ｃｄｌは、データ線１２ｊの容量を表す。図５で、
Ｇ（ｉ）は走査線１０ｉに出力される電圧を表し、また
Ｒｓｔはリセットスイッチ２０ｃに出力されるリセット
信号を表す。
【００１１】読み取り動作は、まずリセットスイッチ２
０ｃがオンとなることで開始される（Ａ期間）。これに
よりそれ以前の動作で帰還容量２０ｂに蓄積されていた
電荷を放電してリセットし、ＣＳＡ２０の出力電位はＧ
ＮＤすなわち０となる。次に、Ｒｓｔがローになってか
ら（Ｄ期間）、Ｇ（ｉ）にハイの電圧が出力されてＴＦ
Ｔのスイッチ素子１８がオンとなり、蓄積容量１７に蓄
積されていた信号電荷（−Ｑ）がデータ線１２ｊに流出
する。演算増幅器２０ａは、データ線１２ｊに流出した
電荷（−Ｑ）が全て帰還容量の入力側の電極に集まるよ
うに動作し、その結果、帰還容量の出力側の電極には、
等量で逆極性の電荷（＋Ｑ）が現れる。結局、ＣＳＡ２
０の出力には、信号電荷に対応する電荷であるＱを帰還
容量２０ｂの容量値で割った電位が現れる（Ｂ期間）。
この電位を読み取ることで、信号電荷量を電位として検
出できる。その後、この行のＧ（ｉ）にローの電圧が出
力されてからしばらくして（Ｃ期間）、次の行の読み取
り動作のためにＲｓｔが再度リセットされ、それに伴い
ＣＳＡ２０の出力電位はＧＮＤに戻る。
０ｃがオンとなることで開始される（Ａ期間）。これに
よりそれ以前の動作で帰還容量２０ｂに蓄積されていた
電荷を放電してリセットし、ＣＳＡ２０の出力電位はＧ
ＮＤすなわち０となる。次に、Ｒｓｔがローになってか
ら（Ｄ期間）、Ｇ（ｉ）にハイの電圧が出力されてＴＦ
Ｔのスイッチ素子１８がオンとなり、蓄積容量１７に蓄
積されていた信号電荷（−Ｑ）がデータ線１２ｊに流出
する。演算増幅器２０ａは、データ線１２ｊに流出した
電荷（−Ｑ）が全て帰還容量の入力側の電極に集まるよ
うに動作し、その結果、帰還容量の出力側の電極には、
等量で逆極性の電荷（＋Ｑ）が現れる。結局、ＣＳＡ２
０の出力には、信号電荷に対応する電荷であるＱを帰還
容量２０ｂの容量値で割った電位が現れる（Ｂ期間）。
この電位を読み取ることで、信号電荷量を電位として検
出できる。その後、この行のＧ（ｉ）にローの電圧が出
力されてからしばらくして（Ｃ期間）、次の行の読み取
り動作のためにＲｓｔが再度リセットされ、それに伴い
ＣＳＡ２０の出力電位はＧＮＤに戻る。
【００１２】ここで、相関２重サンプリング（Correlat
ed Double Sampling：以下ＣＤＳと略す）と呼ばれる電
位読み取り方法について簡単に説明する。もし、図４に
示す読み取り回路系が完全であれば、Ｃ期間で読み取ら
れた電位は正確に信号電荷量に相当するはずである。し
かしながら実際には、リセット後のＤ期間において、Ｃ
ＳＡ２０の出力電位は完全にＧＮＤとはならずに、オフ
セットが存在する。オフセットの原因としては、演算増
幅器２０ａ自体の持つフリッカ雑音やオフセット、リセ
ットスイッチ２０ｃやＴＦＴ（スイッチ素子１８）の開
閉に伴うフィードスルー現象などがある。フィードスル
ー現象とは、ＭＯＳスイッチに本質的に付随する現象で
あり、オン時にゲート・ソース間容量とゲート・ドレイ
ン間容量とによって拘束されていたチャネル電荷が、ゲ
ート電圧が下がることによってその拘束を解かれ、ドレ
インとソースとの回路側に流出する現象である。
ed Double Sampling：以下ＣＤＳと略す）と呼ばれる電
位読み取り方法について簡単に説明する。もし、図４に
示す読み取り回路系が完全であれば、Ｃ期間で読み取ら
れた電位は正確に信号電荷量に相当するはずである。し
かしながら実際には、リセット後のＤ期間において、Ｃ
ＳＡ２０の出力電位は完全にＧＮＤとはならずに、オフ
セットが存在する。オフセットの原因としては、演算増
幅器２０ａ自体の持つフリッカ雑音やオフセット、リセ
ットスイッチ２０ｃやＴＦＴ（スイッチ素子１８）の開
閉に伴うフィードスルー現象などがある。フィードスル
ー現象とは、ＭＯＳスイッチに本質的に付随する現象で
あり、オン時にゲート・ソース間容量とゲート・ドレイ
ン間容量とによって拘束されていたチャネル電荷が、ゲ
ート電圧が下がることによってその拘束を解かれ、ドレ
インとソースとの回路側に流出する現象である。
【００１３】上記ＣＤＳは、図５のｓｍｐ１とｓｍｐ２
とで示したタイミングでＣＳＡ２０の電位をそれぞれ読
み取り、ｓｍｐ２で読み取った電位とｓｍｐ１で読み取
った電位との差を求めることで、ｓｍｐ１とｓｍｐ２と
の間の期間でのＣＳＡ２０の電位変動量を正確に求める
ことができる。ＣＤＳを行うことにより、Ｄ期間に存在
するオフセットを取り除けるということは、すなわち、
Ｄ期間におけるオフセットが０という理想回路系におい
て、Ｃ期間に１回のみ電位を読み取る場合と等価として
扱えるということである。なお、ＣＤＳは本発明とは直
接的な関係はないので、以下では説明を単純化するた
め、ＣＤＳによって等価として扱える理想回路系におい
て、読み取りをＣ期間に１回のみ行うものとして説明す
る。
とで示したタイミングでＣＳＡ２０の電位をそれぞれ読
み取り、ｓｍｐ２で読み取った電位とｓｍｐ１で読み取
った電位との差を求めることで、ｓｍｐ１とｓｍｐ２と
の間の期間でのＣＳＡ２０の電位変動量を正確に求める
ことができる。ＣＤＳを行うことにより、Ｄ期間に存在
するオフセットを取り除けるということは、すなわち、
Ｄ期間におけるオフセットが０という理想回路系におい
て、Ｃ期間に１回のみ電位を読み取る場合と等価として
扱えるということである。なお、ＣＤＳは本発明とは直
接的な関係はないので、以下では説明を単純化するた
め、ＣＤＳによって等価として扱える理想回路系におい
て、読み取りをＣ期間に１回のみ行うものとして説明す
る。
【００１４】図１３に、信号電荷がディジタルデータと
して出力されるまでの１入力対応の読み取り回路（単位
読み取り回路と称する）の回路構成図を示す。ＣＳＡの
出力は必要に応じて電圧増幅回路（メインアンプ）（Ｍ
Ａ）で増幅され、サンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）にて
サンプリングされ保持される。保持されたデータ電圧は
マルチプレクサを介してＡＤ（アナログディジタル）変
換器（ＡＤＣ）に入力されディジタル値に変換され、デ
ータラッチ回路（ＤＬ）にて保持される。なお、マルチ
プレクサは、１つのＡＤＣに複数の入力端子を割り当て
るために用いられるものであり、回路の本質的なもので
はない。したがって、例えば各入力端子に１対１に対応
してＡＤＣを構成する場合には不要となる。
して出力されるまでの１入力対応の読み取り回路（単位
読み取り回路と称する）の回路構成図を示す。ＣＳＡの
出力は必要に応じて電圧増幅回路（メインアンプ）（Ｍ
Ａ）で増幅され、サンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）にて
サンプリングされ保持される。保持されたデータ電圧は
マルチプレクサを介してＡＤ（アナログディジタル）変
換器（ＡＤＣ）に入力されディジタル値に変換され、デ
ータラッチ回路（ＤＬ）にて保持される。なお、マルチ
プレクサは、１つのＡＤＣに複数の入力端子を割り当て
るために用いられるものであり、回路の本質的なもので
はない。したがって、例えば各入力端子に１対１に対応
してＡＤＣを構成する場合には不要となる。
【００１５】ＭＡは、ＣＳＡの出力電圧が小さい場合
に、それ以降の回路が動作するのに十分な大きさの電圧
範囲にまで信号電圧を増幅するために設けられている。
に、それ以降の回路が動作するのに十分な大きさの電圧
範囲にまで信号電圧を増幅するために設けられている。
【００１６】Ｘ線撮影装置の一般的な用途である静止画
像撮影（撮影モード）の場合には照射するＸ線の線量が
十分に大きい。したがってそのデータの信号電荷量も大
きく、ＣＳＡに十分大きな電圧が現れるため、ＭＡは必
ずしも必要ではない。しかし、動画像を得るための撮影
（透視モード）の場合では、秒単位から分単位の期間、
Ｘ線を照射し続ける必要があり、Ｘ線の総照射量を抑え
るため、撮影モードより２桁ほど弱いＸ線が用いられて
いる。したがって、透視モードでの信号電荷量は、撮影
モードに比して極めて小さく、ＭＡが必要となる。な
お、図１３ではＭＡを１つのブロックで表しているが、
増幅率によっては２段以上の構成が用いられることもあ
る。
像撮影（撮影モード）の場合には照射するＸ線の線量が
十分に大きい。したがってそのデータの信号電荷量も大
きく、ＣＳＡに十分大きな電圧が現れるため、ＭＡは必
ずしも必要ではない。しかし、動画像を得るための撮影
（透視モード）の場合では、秒単位から分単位の期間、
Ｘ線を照射し続ける必要があり、Ｘ線の総照射量を抑え
るため、撮影モードより２桁ほど弱いＸ線が用いられて
いる。したがって、透視モードでの信号電荷量は、撮影
モードに比して極めて小さく、ＭＡが必要となる。な
お、図１３ではＭＡを１つのブロックで表しているが、
増幅率によっては２段以上の構成が用いられることもあ
る。
【００１７】図６に、典型的なＭＡの構成例を示す。同
図はオペアンプの反転増幅回路を用いたものであり、抵
抗ＲｂとＲａの比（Ｒｂ／Ｒａ）によって増幅率が決定
される。
図はオペアンプの反転増幅回路を用いたものであり、抵
抗ＲｂとＲａの比（Ｒｂ／Ｒａ）によって増幅率が決定
される。
【００１８】図７に、ａ−Ｓｅ光電変換層のＸ線量（Ｘ
線強度）に対する信号電荷量の例を示す。なお、縦軸の
絶対的な値は、光電変換層の膜厚、印加するバイアス電
圧、画素サイズによって変わる。直線Ａは信号電荷量で
あり、直線Ｂは量子雑音である。この例の場合、０．１
μＲのＸ線量では信号電荷量は８０００ｅ−ｒｍｓ程度
しか発生しないが、線量が３０μＲの場合には１，００
０，０００ｅ−ｒｍｓ程度の信号電荷量が発生すること
が分かる。なお、１Ｒ（レントゲン）は、１ｃｍ3 の空
気に単位電荷を発生させるのに必要なＸ線の放射線量で
あり、２．５８×１０-4Ｃ／ｋｇに相当する。また、ｅ
−ｒｍｓは、ｒｍｓ（root mean square、平方自乗平
均、根平均自乗）で表した電子数であり、換言すれば、
発生（検出）する電子数の期待値である。ここで、０．
１μＲは、透視モードにおける最低線量であり、３０μ
Ｒは撮影モードにおける最低線量であることを考えれ
ば、透視モードで発生する信号電荷量は、透視モードの
それに対してほぼ１／１００程度の大きさとなることが
分かる。これをＣＳＡの出力に現れる電圧に換算すれ
ば、帰還容量Ｃｆを１０ｐＦとした場合、それぞれ０．
１２８ｍＶ、１６ｍＶとなる。この場合、ＭＡの倍率を
１００倍程度に設定することで、サンプルホールド回路
以降の動作電圧範囲を撮影モードとほぼ同一とすること
ができる。
線強度）に対する信号電荷量の例を示す。なお、縦軸の
絶対的な値は、光電変換層の膜厚、印加するバイアス電
圧、画素サイズによって変わる。直線Ａは信号電荷量で
あり、直線Ｂは量子雑音である。この例の場合、０．１
μＲのＸ線量では信号電荷量は８０００ｅ−ｒｍｓ程度
しか発生しないが、線量が３０μＲの場合には１，００
０，０００ｅ−ｒｍｓ程度の信号電荷量が発生すること
が分かる。なお、１Ｒ（レントゲン）は、１ｃｍ3 の空
気に単位電荷を発生させるのに必要なＸ線の放射線量で
あり、２．５８×１０-4Ｃ／ｋｇに相当する。また、ｅ
−ｒｍｓは、ｒｍｓ（root mean square、平方自乗平
均、根平均自乗）で表した電子数であり、換言すれば、
発生（検出）する電子数の期待値である。ここで、０．
１μＲは、透視モードにおける最低線量であり、３０μ
Ｒは撮影モードにおける最低線量であることを考えれ
ば、透視モードで発生する信号電荷量は、透視モードの
それに対してほぼ１／１００程度の大きさとなることが
分かる。これをＣＳＡの出力に現れる電圧に換算すれ
ば、帰還容量Ｃｆを１０ｐＦとした場合、それぞれ０．
１２８ｍＶ、１６ｍＶとなる。この場合、ＭＡの倍率を
１００倍程度に設定することで、サンプルホールド回路
以降の動作電圧範囲を撮影モードとほぼ同一とすること
ができる。
【００１９】ところで、発生する量子雑音は、信号電荷
量に対して１／２の傾きで増加しており、線量が強くな
るほど雑音が相対的に小さくなっていく。一般に撮影モ
ードでは透視モードの３００倍程度の線量が使用されて
おり、この場合、撮影モードの量子雑音は透視モードの
量子雑音に対して相対的に１／１７ほど小さくなるとい
うことを意味する。逆に言えば、透視モードにおける雑
音は、撮影モードの場合に対してはるかに厳しい対策を
必要とすることが分かる。
量に対して１／２の傾きで増加しており、線量が強くな
るほど雑音が相対的に小さくなっていく。一般に撮影モ
ードでは透視モードの３００倍程度の線量が使用されて
おり、この場合、撮影モードの量子雑音は透視モードの
量子雑音に対して相対的に１／１７ほど小さくなるとい
うことを意味する。逆に言えば、透視モードにおける雑
音は、撮影モードの場合に対してはるかに厳しい対策を
必要とすることが分かる。
【００２０】次に、読み出し回路１６によって発生する
雑音について説明する。
雑音について説明する。
【００２１】ＣＳＡ（電荷検出増幅器２０）を構成する
演算増幅器２０ａは、それ自体が雑音電力を発生する。
その主な要因は、演算増幅器２０ａを構成する素子が発
生する熱雑音であり、高い周波数まで伸びた白色雑音と
して回路に現れる。雑音電力は、回路の周波数帯域の平
方根に比例するため、不必要な高域周波数をカットする
ことで出力雑音を低減することができる。例えば、ＣＳ
Ａからサンプルホールド回路に至る回路系の周波数帯域
が１０ＭＨｚである場合と１００ｋＨｚである場合とを
比較すると、他の条件が同一であれば、雑音電力は前者
が後者の１０倍大きくなってしまう。したがって、回路
系の周波数帯域は不必要に広げないこと、換言すれば、
回路の動作に不要な高域周波数はカットすることが望ま
しい。
演算増幅器２０ａは、それ自体が雑音電力を発生する。
その主な要因は、演算増幅器２０ａを構成する素子が発
生する熱雑音であり、高い周波数まで伸びた白色雑音と
して回路に現れる。雑音電力は、回路の周波数帯域の平
方根に比例するため、不必要な高域周波数をカットする
ことで出力雑音を低減することができる。例えば、ＣＳ
Ａからサンプルホールド回路に至る回路系の周波数帯域
が１０ＭＨｚである場合と１００ｋＨｚである場合とを
比較すると、他の条件が同一であれば、雑音電力は前者
が後者の１０倍大きくなってしまう。したがって、回路
系の周波数帯域は不必要に広げないこと、換言すれば、
回路の動作に不要な高域周波数はカットすることが望ま
しい。
【００２２】不必要な高域周波数をカットするために
は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を用いればよい。ＬＰ
Ｆを設ける位置としては、雑音理論上、回路のできるだ
け上流に設けると効果が大きい。したがって、図８に示
す単位読み取り回路のように、ＣＳＡとＭＡの間に設け
ることが考えられる。
は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を用いればよい。ＬＰ
Ｆを設ける位置としては、雑音理論上、回路のできるだ
け上流に設けると効果が大きい。したがって、図８に示
す単位読み取り回路のように、ＣＳＡとＭＡの間に設け
ることが考えられる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】図９に、最も単純なＬ
ＰＦである一次のＬＰＦの構造を示す。このように一次
のＬＰＦは抵抗Ｒと容量Ｃとによって構成されており、
ＬＰＦに要する面積がそのままＬＳＩの面積の増大分と
なってしまう。ところで、センサの画素ピッチは、医療
用Ｘ線装置の場合、１５０μｍから１００μｍ程度で、
データ線や走査線の数は、たとえば１０００本から３０
００本ほどにもなる。図１３または図８で示した単位読
み取り回路はデータ線ごとに設ける必要があるので、各
単位読み取り回路に許されるスペースの幅もこの大きさ
以下に限定される。この限定されたスペースにＬＰＦを
設けることは必ずしも容易ではなく、また可能であって
も、その増大分チップサイズが増大することは避けられ
ないので、その分、製造コストの増大を招くことにな
る。
ＰＦである一次のＬＰＦの構造を示す。このように一次
のＬＰＦは抵抗Ｒと容量Ｃとによって構成されており、
ＬＰＦに要する面積がそのままＬＳＩの面積の増大分と
なってしまう。ところで、センサの画素ピッチは、医療
用Ｘ線装置の場合、１５０μｍから１００μｍ程度で、
データ線や走査線の数は、たとえば１０００本から３０
００本ほどにもなる。図１３または図８で示した単位読
み取り回路はデータ線ごとに設ける必要があるので、各
単位読み取り回路に許されるスペースの幅もこの大きさ
以下に限定される。この限定されたスペースにＬＰＦを
設けることは必ずしも容易ではなく、また可能であって
も、その増大分チップサイズが増大することは避けられ
ないので、その分、製造コストの増大を招くことにな
る。
【００２４】本発明は、上記課題に鑑みなされたもので
あり、その目的は、ＬＰＦを設けることによるチップサ
イズの増大を可能な限り圧縮し、かつそれによってチッ
プコストの増大も可能な限り抑えることのできる電荷量
検出回路を提供することにある。
あり、その目的は、ＬＰＦを設けることによるチップサ
イズの増大を可能な限り圧縮し、かつそれによってチッ
プコストの増大も可能な限り抑えることのできる電荷量
検出回路を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明の電荷量検出回路は、電荷検出増幅器の後段
に低域フィルタ回路を設け、さらにその後段に電圧増幅
回路を設けた電荷量検出回路において、低域フィルタ回
路を構成する要素の一部が、電圧増幅回路を構成する要
素の一部を兼務していることを特徴としている。
め、本発明の電荷量検出回路は、電荷検出増幅器の後段
に低域フィルタ回路を設け、さらにその後段に電圧増幅
回路を設けた電荷量検出回路において、低域フィルタ回
路を構成する要素の一部が、電圧増幅回路を構成する要
素の一部を兼務していることを特徴としている。
【００２６】上記の構成により、低域フィルタ回路を構
成する要素の一部が、電圧増幅回路を構成する要素の一
部を兼務している。したがって、その兼務された素子の
分だけ、チップサイズを縮小することができる。それゆ
え、低域フィルタ回路を設けることによるチップサイズ
の増大を可能な限り圧縮し、かつそれによってチップコ
ストの増大も可能な限り抑えることができる。
成する要素の一部が、電圧増幅回路を構成する要素の一
部を兼務している。したがって、その兼務された素子の
分だけ、チップサイズを縮小することができる。それゆ
え、低域フィルタ回路を設けることによるチップサイズ
の増大を可能な限り圧縮し、かつそれによってチップコ
ストの増大も可能な限り抑えることができる。
【００２７】また、本発明の電荷量検出回路は、上記の
構成に加えて、上記電圧増幅回路の増幅率が増大するに
つれて、上記低域フィルタ回路の時定数も増大すること
を特徴としている。
構成に加えて、上記電圧増幅回路の増幅率が増大するに
つれて、上記低域フィルタ回路の時定数も増大すること
を特徴としている。
【００２８】一般に、低域フィルタ回路は、雑音量を低
減する効果は直接的で大きいが、検出すべき電圧に誤差
を生じさせてしまうという副作用がある。特に、抵抗と
容量とからなる一次のフィルタ回路には、パルス入力に
対して履歴特性が存在し、パルス入力ごとに微妙に時定
数が変化してしまう。その変化の大きさは、特に容量の
構造に依存するため一概にはいえないが、時定数が大き
くなるほど変化も大きくなってしまう。ここに１つの例
を挙げてみると、ダブルポリシリコン構造による容量と
Ｃ−ＭＯＳ構造の抵抗とによる場合、８μｓの中心値に
対してプラスマイナス１パーセント程度、もしくはそれ
以上の変動が観測されることはよくあることである。電
荷量検出回路におけるこの変動は信号電圧の減衰率に影
響を与えるため、検出すべき電圧に誤差、すなわち雑音
を生じさせてしまう。すなわち、低域フィルタ回路は、
その時定数が大きいほど、周波数帯域の観点からは雑音
を低減するが、上記機構によって発生する雑音は逆に増
加させてしまうという副作用がある。
減する効果は直接的で大きいが、検出すべき電圧に誤差
を生じさせてしまうという副作用がある。特に、抵抗と
容量とからなる一次のフィルタ回路には、パルス入力に
対して履歴特性が存在し、パルス入力ごとに微妙に時定
数が変化してしまう。その変化の大きさは、特に容量の
構造に依存するため一概にはいえないが、時定数が大き
くなるほど変化も大きくなってしまう。ここに１つの例
を挙げてみると、ダブルポリシリコン構造による容量と
Ｃ−ＭＯＳ構造の抵抗とによる場合、８μｓの中心値に
対してプラスマイナス１パーセント程度、もしくはそれ
以上の変動が観測されることはよくあることである。電
荷量検出回路におけるこの変動は信号電圧の減衰率に影
響を与えるため、検出すべき電圧に誤差、すなわち雑音
を生じさせてしまう。すなわち、低域フィルタ回路は、
その時定数が大きいほど、周波数帯域の観点からは雑音
を低減するが、上記機構によって発生する雑音は逆に増
加させてしまうという副作用がある。
【００２９】動画を撮影する透視モードの場合には、信
号量と雑音との比であるＳ／Ｎが元々小さいため、低域
フィルタ回路による雑音低減効果によるＳ／Ｎ上昇の効
果のほうが圧倒的に大きい。しかし、静止画を撮影する
撮影モードのように、元々のＳ／Ｎが透視モードに比較
してはるかに大きい場合には、時定数の大きさによって
は、低域フィルタ回路によるＳ／Ｎ向上よりも上記機構
によって発生する雑音によるＳ／Ｎ劣化のほうが大きく
なる場合がある。そのため、透視モードでは低域フィル
タ回路の時定数を十分に大きくし、撮影モードの場合に
は時定数を不必要に大きくしないという工夫が必要にな
る。
号量と雑音との比であるＳ／Ｎが元々小さいため、低域
フィルタ回路による雑音低減効果によるＳ／Ｎ上昇の効
果のほうが圧倒的に大きい。しかし、静止画を撮影する
撮影モードのように、元々のＳ／Ｎが透視モードに比較
してはるかに大きい場合には、時定数の大きさによって
は、低域フィルタ回路によるＳ／Ｎ向上よりも上記機構
によって発生する雑音によるＳ／Ｎ劣化のほうが大きく
なる場合がある。そのため、透視モードでは低域フィル
タ回路の時定数を十分に大きくし、撮影モードの場合に
は時定数を不必要に大きくしないという工夫が必要にな
る。
【００３０】上記本発明の構成によれば、上記電圧増幅
回路の増幅率が増大するにつれて、上記低域フィルタ回
路の時定数も増大する。したがって、動画撮影の場合の
ように信号電荷量が小さく増幅率を大きくしなければな
らないときは、低域フィルタ回路の時定数を大きくして
雑音量を小さくし、一方、静止画撮影の場合のようにデ
ータの信号電荷量が十分に大きく、電圧増幅回路での増
幅率が小さくてもよい場合は、低域フィルタ回路の時定
数を小さくすることにより、Ｓ／Ｎを最適の値に維持す
ることができる。それゆえ、上記の構成による効果に加
えて、撮影状況にかかわらず、雑音が少なくＳ／Ｎの良
好な高品位の信号電荷検出を行うことができる。
回路の増幅率が増大するにつれて、上記低域フィルタ回
路の時定数も増大する。したがって、動画撮影の場合の
ように信号電荷量が小さく増幅率を大きくしなければな
らないときは、低域フィルタ回路の時定数を大きくして
雑音量を小さくし、一方、静止画撮影の場合のようにデ
ータの信号電荷量が十分に大きく、電圧増幅回路での増
幅率が小さくてもよい場合は、低域フィルタ回路の時定
数を小さくすることにより、Ｓ／Ｎを最適の値に維持す
ることができる。それゆえ、上記の構成による効果に加
えて、撮影状況にかかわらず、雑音が少なくＳ／Ｎの良
好な高品位の信号電荷検出を行うことができる。
【００３１】本発明の電荷量検出回路は、さらに、上記
のように検出した信号電荷をサンプリングおよび保持す
るためのサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）や、保持され
た信号電荷をアナログディジタル（ＡＤ）変換するため
のアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）、１つのアナロ
グディジタル変換器に複数の入力を割り当てるためのマ
ルチプレクサ、ディジタル値に変換された信号電荷を保
持するためのデータラッチ回路（ＤＬ）等をも備えるこ
とができる。
のように検出した信号電荷をサンプリングおよび保持す
るためのサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）や、保持され
た信号電荷をアナログディジタル（ＡＤ）変換するため
のアナログディジタル変換器（ＡＤＣ）、１つのアナロ
グディジタル変換器に複数の入力を割り当てるためのマ
ルチプレクサ、ディジタル値に変換された信号電荷を保
持するためのデータラッチ回路（ＤＬ）等をも備えるこ
とができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について図
１ないし図１２に基づいて説明すれば、以下の通りであ
る。
１ないし図１２に基づいて説明すれば、以下の通りであ
る。
【００３３】本実施の形態に係る電荷量検出回路は、図
１に示す読み取り回路（電荷量検出回路）１６として、
画像センサ４８に用いられるものである。本実施の形態
にかかる画像センサ４８や読み取り回路１６等の構成
は、図１ないし図９を用いてすでに説明した通りであ
る。そのためその説明は省略する。
１に示す読み取り回路（電荷量検出回路）１６として、
画像センサ４８に用いられるものである。本実施の形態
にかかる画像センサ４８や読み取り回路１６等の構成
は、図１ないし図９を用いてすでに説明した通りであ
る。そのためその説明は省略する。
【００３４】まず、本発明の概念的な構成について述べ
る。すなわち、本発明の読み取り回路１６では、ＬＰＦ
（低域フィルタ回路）を構成する要素を、電圧増幅回路
（ＭＡ）を構成する要素と共用することができる。その
ことにより、ＬＰＦを構成する要素を減少させることが
できる。
る。すなわち、本発明の読み取り回路１６では、ＬＰＦ
（低域フィルタ回路）を構成する要素を、電圧増幅回路
（ＭＡ）を構成する要素と共用することができる。その
ことにより、ＬＰＦを構成する要素を減少させることが
できる。
【００３５】図１０（ａ）に、一つの概念図を示す。同
図において、抵抗Ｒａと容量Ｃａとにより、ＬＰＦが構
成されている。また、同図に示す演算増幅器ＯＡおよび
容量Ｃａ、Ｃｂにより、ＭＡが構成されている。Ｃａと
ＣｂとはＭＡの増幅率を決定している。つまり、Ｃａ
は、ＬＰＦを構成する容量であると同時にＭＡを構成す
る容量でもある。ＬＰＦの時定数はＲａ・Ｃａ、ＭＡの
増幅率はＣａ／Ｃｂとなる。Ｃａを共用することで、Ｌ
ＰＦを設けたことによる回路の増加はＲａのみとなる。
ここで、演算増幅器ＯＡの非反転入力端子は仮想短絡の
概念によってＧＮＤレベルにある。したがって、反転入
力端子の電圧である図１０（ａ）のｂ点の電圧もＧＮＤ
となり、演算増幅器ＯＡの動作として、ＲａとＣａとの
接続部の電圧である図１０（ａ）のａ点の電圧が−Ｃａ
／Ｃｂ倍に増幅されて出力される。つまり、図１０
（ａ）の回路をブロック図的に表すと、図１０（ｂ）の
ように表される。ただし、本構成の回路においては、Ｃ
ａが、ＬＰＦを構成する容量と、ＭＡを構成する容量と
で共有されているため、厳密には等価回路は図１０
（ｃ）のように表される。図１０（ａ）の構成の回路に
おいて、ＲａとＣａとは、入力とＧＮＤとの間に直列に
接続されており、ＲａとＣａとは、図９と等価なＬＰＦ
を構成している。
図において、抵抗Ｒａと容量Ｃａとにより、ＬＰＦが構
成されている。また、同図に示す演算増幅器ＯＡおよび
容量Ｃａ、Ｃｂにより、ＭＡが構成されている。Ｃａと
ＣｂとはＭＡの増幅率を決定している。つまり、Ｃａ
は、ＬＰＦを構成する容量であると同時にＭＡを構成す
る容量でもある。ＬＰＦの時定数はＲａ・Ｃａ、ＭＡの
増幅率はＣａ／Ｃｂとなる。Ｃａを共用することで、Ｌ
ＰＦを設けたことによる回路の増加はＲａのみとなる。
ここで、演算増幅器ＯＡの非反転入力端子は仮想短絡の
概念によってＧＮＤレベルにある。したがって、反転入
力端子の電圧である図１０（ａ）のｂ点の電圧もＧＮＤ
となり、演算増幅器ＯＡの動作として、ＲａとＣａとの
接続部の電圧である図１０（ａ）のａ点の電圧が−Ｃａ
／Ｃｂ倍に増幅されて出力される。つまり、図１０
（ａ）の回路をブロック図的に表すと、図１０（ｂ）の
ように表される。ただし、本構成の回路においては、Ｃ
ａが、ＬＰＦを構成する容量と、ＭＡを構成する容量と
で共有されているため、厳密には等価回路は図１０
（ｃ）のように表される。図１０（ａ）の構成の回路に
おいて、ＲａとＣａとは、入力とＧＮＤとの間に直列に
接続されており、ＲａとＣａとは、図９と等価なＬＰＦ
を構成している。
【００３６】次に、より具体的な構成について述べる。
すなわち、図１１に、一構成例を示す。同図において、
抵抗Ｒ1 と容量Ｃ2 、Ｃ3 とにより、ＬＰＦが構成され
ている。また、同図に示す演算増幅器ＯＡおよび容量Ｃ
1 、Ｃ2 、Ｃ3 により、ＭＡが構成されている。同図に
示すように、この構成例では、Ｃ3 を回路に挿入する状
態と挿入しない状態とを切り替えられるようになってい
る。切り替えは、スイッチＳＷ2 の制御信号ＣＴ2 で行
う。すなわち、スイッチの制御は、制御回路からの制御
信号入力によって行い、例えば、同図において、ＣＴ2
がハイであればスイッチＳＷ2 はａ側に、ローであれば
ｂ側に接続して、Ｃ3 を回路に挿入するか否かを制御す
ることになる。より具体的には、例えば、透視モード
（動画撮影）の場合にはＣＴ2 をハイとして、撮影モー
ド（静止画撮影）の場合にはＣＴ2をローとする等の方
法で制御すればよい。Ｃ2 はＣ1 と値が同じ容量であ
り、回路に常に挿入されている。スイッチＳＷ1 は、Ｃ
1 に充電された電荷を放電して回路を初期状態にするた
めのスイッチであり、回路を動作させるときはオフ状態
で使用する。本スイッチは本発明とは直接には関係しな
いため以後の説明は省略する。
すなわち、図１１に、一構成例を示す。同図において、
抵抗Ｒ1 と容量Ｃ2 、Ｃ3 とにより、ＬＰＦが構成され
ている。また、同図に示す演算増幅器ＯＡおよび容量Ｃ
1 、Ｃ2 、Ｃ3 により、ＭＡが構成されている。同図に
示すように、この構成例では、Ｃ3 を回路に挿入する状
態と挿入しない状態とを切り替えられるようになってい
る。切り替えは、スイッチＳＷ2 の制御信号ＣＴ2 で行
う。すなわち、スイッチの制御は、制御回路からの制御
信号入力によって行い、例えば、同図において、ＣＴ2
がハイであればスイッチＳＷ2 はａ側に、ローであれば
ｂ側に接続して、Ｃ3 を回路に挿入するか否かを制御す
ることになる。より具体的には、例えば、透視モード
（動画撮影）の場合にはＣＴ2 をハイとして、撮影モー
ド（静止画撮影）の場合にはＣＴ2をローとする等の方
法で制御すればよい。Ｃ2 はＣ1 と値が同じ容量であ
り、回路に常に挿入されている。スイッチＳＷ1 は、Ｃ
1 に充電された電荷を放電して回路を初期状態にするた
めのスイッチであり、回路を動作させるときはオフ状態
で使用する。本スイッチは本発明とは直接には関係しな
いため以後の説明は省略する。
【００３７】ＣＴ2 がローのとき、ＳＷ2 はｂ側に接続
されているのでＬＰＦの時定数はＣ 2 ・Ｒ1 となり、Ｍ
Ａの増幅率はＣ2 ／Ｃ1 となる。もしＣ2 ＝Ｃ1 と設定
しておけば、このときの増幅率は１となる。
されているのでＬＰＦの時定数はＣ 2 ・Ｒ1 となり、Ｍ
Ａの増幅率はＣ2 ／Ｃ1 となる。もしＣ2 ＝Ｃ1 と設定
しておけば、このときの増幅率は１となる。
【００３８】ＣＴ2 がハイのとき、ＳＷ2 はａ側に接続
され、Ｃ3 はＣ2 と並列に接続される。そのためＬＰＦ
の時定数は（Ｃ2 ＋Ｃ3 ）・Ｒ1 、増幅率は（Ｃ2 ＋Ｃ
3 ）／Ｃ1 となる。
され、Ｃ3 はＣ2 と並列に接続される。そのためＬＰＦ
の時定数は（Ｃ2 ＋Ｃ3 ）・Ｒ1 、増幅率は（Ｃ2 ＋Ｃ
3 ）／Ｃ1 となる。
【００３９】このように、信号レベルが小さくてＭＡで
の増幅が必要な場合には、ＬＰＦの時定数が大きくなる
ので、出力雑音が低減されると同時に、必要な電圧増幅
が得られるということになる。倍率を１として使用する
のは上述した撮影モードのときである。先述したように
撮影モードのときの信号電荷量は透視モードのときの数
十倍以上あるので、ＬＰＦの効果が小さくても条件次第
では十分なＳ／Ｎ（信号対雑音比）が得られる。透視モ
ードでも信号検出を可能とするためには、演算増幅器Ｏ
Ａはもともと十分に小さな内在雑音の特性とする必要が
あり、そのような低雑音の演算増幅器を使うかぎり、Ｌ
ＰＦが無いかあるいは効果が小さくとも信号電荷量より
十分に小さな雑音量となるからである。また、ＬＰＦの
時定数が必要以上に大きすぎると、Ｓ／Ｎがかえって悪
化してしまうことがあるのは前述した通りである。
の増幅が必要な場合には、ＬＰＦの時定数が大きくなる
ので、出力雑音が低減されると同時に、必要な電圧増幅
が得られるということになる。倍率を１として使用する
のは上述した撮影モードのときである。先述したように
撮影モードのときの信号電荷量は透視モードのときの数
十倍以上あるので、ＬＰＦの効果が小さくても条件次第
では十分なＳ／Ｎ（信号対雑音比）が得られる。透視モ
ードでも信号検出を可能とするためには、演算増幅器Ｏ
Ａはもともと十分に小さな内在雑音の特性とする必要が
あり、そのような低雑音の演算増幅器を使うかぎり、Ｌ
ＰＦが無いかあるいは効果が小さくとも信号電荷量より
十分に小さな雑音量となるからである。また、ＬＰＦの
時定数が必要以上に大きすぎると、Ｓ／Ｎがかえって悪
化してしまうことがあるのは前述した通りである。
【００４０】図１２に、別の構成例を示す。同図におい
て、抵抗Ｒ1 と容量Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ 4 とにより、ＬＰＦ
が構成されている。また、同図に示す演算増幅器ＯＡお
よび容量Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 により、ＭＡが構成さ
れている。同図に示すように、この構成では、ＭＡの増
幅率を多段に切り替えられる構成となっている。ＳＷ 2
とＳＷ3 とがともにａ側に接続されていれば、ＭＡの増
幅率は（Ｃ2 ＋Ｃ3 ＋Ｃ4 ）／Ｃ1 となる。またその時
ＬＰＦの時定数は（Ｃ2 ＋Ｃ3 ＋Ｃ4 ）・Ｒ1となる。
なお、ＳＷ2 のみがａ側のときは増幅率は（Ｃ2 ＋
Ｃ3 ）／Ｃ1 で時定数が（Ｃ2 ＋Ｃ3 ）・Ｒ1 となり、
ＳＷ3 のみがａ側のときは増幅率は（Ｃ2 ＋Ｃ4 ）／Ｃ
1 で時定数が（Ｃ2 ＋Ｃ4 ）・Ｒ1 となる。また、ＳＷ
2 、ＳＷ3 ともにｂ側であれば、増幅率はＣ2 ／Ｃ1 で
時定数がＣ2 ・Ｒ1 となる。
て、抵抗Ｒ1 と容量Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ 4 とにより、ＬＰＦ
が構成されている。また、同図に示す演算増幅器ＯＡお
よび容量Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 、Ｃ4 により、ＭＡが構成さ
れている。同図に示すように、この構成では、ＭＡの増
幅率を多段に切り替えられる構成となっている。ＳＷ 2
とＳＷ3 とがともにａ側に接続されていれば、ＭＡの増
幅率は（Ｃ2 ＋Ｃ3 ＋Ｃ4 ）／Ｃ1 となる。またその時
ＬＰＦの時定数は（Ｃ2 ＋Ｃ3 ＋Ｃ4 ）・Ｒ1となる。
なお、ＳＷ2 のみがａ側のときは増幅率は（Ｃ2 ＋
Ｃ3 ）／Ｃ1 で時定数が（Ｃ2 ＋Ｃ3 ）・Ｒ1 となり、
ＳＷ3 のみがａ側のときは増幅率は（Ｃ2 ＋Ｃ4 ）／Ｃ
1 で時定数が（Ｃ2 ＋Ｃ4 ）・Ｒ1 となる。また、ＳＷ
2 、ＳＷ3 ともにｂ側であれば、増幅率はＣ2 ／Ｃ1 で
時定数がＣ2 ・Ｒ1 となる。
【００４１】このように、この例では、増幅率がＣ2 ／
Ｃ1 、（Ｃ2 ＋Ｃ3 ）／Ｃ1 、（Ｃ 2 ＋Ｃ4 ）／Ｃ1 、
（Ｃ2 ＋Ｃ3 ＋Ｃ4 ）／Ｃ1 の間で切り替えられ、増幅
率に応じ、時定数がそれぞれＣ2 ・Ｒ1 、（Ｃ2 ＋
Ｃ3 ）・Ｒ1 、（Ｃ2 ＋Ｃ4 ）・Ｒ1 、（Ｃ2 ＋Ｃ3 ＋
Ｃ4 ）・Ｒ1 のように切り替わるようになっている。増
幅率を高くする必要があるときは信号電荷量が小さいと
きであり、そのときほどＬＰＦの時定数が大きくなるよ
うになっている。それにより、信号量が小さい時ほど雑
音量を小さくすることができる。なお、図１１の構成と
同様に撮影モードの時のように増幅率を１としたいとき
は、Ｃ2 ＝Ｃ1 と設定しておけばよい。
Ｃ1 、（Ｃ2 ＋Ｃ3 ）／Ｃ1 、（Ｃ 2 ＋Ｃ4 ）／Ｃ1 、
（Ｃ2 ＋Ｃ3 ＋Ｃ4 ）／Ｃ1 の間で切り替えられ、増幅
率に応じ、時定数がそれぞれＣ2 ・Ｒ1 、（Ｃ2 ＋
Ｃ3 ）・Ｒ1 、（Ｃ2 ＋Ｃ4 ）・Ｒ1 、（Ｃ2 ＋Ｃ3 ＋
Ｃ4 ）・Ｒ1 のように切り替わるようになっている。増
幅率を高くする必要があるときは信号電荷量が小さいと
きであり、そのときほどＬＰＦの時定数が大きくなるよ
うになっている。それにより、信号量が小さい時ほど雑
音量を小さくすることができる。なお、図１１の構成と
同様に撮影モードの時のように増幅率を１としたいとき
は、Ｃ2 ＝Ｃ1 と設定しておけばよい。
【００４２】なお、本発明では、電荷量検出回路は、電
荷検出アンプの後段に低域フィルター回路を設け、さら
にその後段に電圧増幅回路を設けた回路において、低域
フィルター回路を構成する要素の一部が電圧増幅回路を
構成する要素の一部を兼務するように構成してもよい。
荷検出アンプの後段に低域フィルター回路を設け、さら
にその後段に電圧増幅回路を設けた回路において、低域
フィルター回路を構成する要素の一部が電圧増幅回路を
構成する要素の一部を兼務するように構成してもよい。
【００４３】また、電荷量検出回路は、上記構成におい
て、低域フィルタ回路は１次のフィルタ回路であり、そ
の兼務する要素が容量であるように構成してもよい。
て、低域フィルタ回路は１次のフィルタ回路であり、そ
の兼務する要素が容量であるように構成してもよい。
【００４４】また、電荷量検出回路は、上記構成におい
て、低域フィルタ回路は１次のフィルタ回路であり、そ
の兼務する要素が抵抗であるように構成してもよい。
て、低域フィルタ回路は１次のフィルタ回路であり、そ
の兼務する要素が抵抗であるように構成してもよい。
【００４５】また、電荷量検出回路は、上記構成におい
て、電圧増幅回路の倍率が外部からの制御信号によって
制御可能であり、かつその増幅率に対応して低域フィル
タ回路の時定数も変化するように構成してもよい。
て、電圧増幅回路の倍率が外部からの制御信号によって
制御可能であり、かつその増幅率に対応して低域フィル
タ回路の時定数も変化するように構成してもよい。
【００４６】また、電荷量検出回路は、上記構成におい
て、電荷検出増幅器とその後段の電圧増幅回路を構成す
る演算増幅器の反転入力端子との間に直列に抵抗（図１
２のＲ1 ）と容量（図１２のＣ2 ）が構成され、該反転
入力端子には更に１つ以上の容量（Ｃ3 、Ｃ4 ）が接続
されており、該容量の他方の電極はスイッチを介してＣ
2 と並列に回路に接続できるように構成してもよい。
て、電荷検出増幅器とその後段の電圧増幅回路を構成す
る演算増幅器の反転入力端子との間に直列に抵抗（図１
２のＲ1 ）と容量（図１２のＣ2 ）が構成され、該反転
入力端子には更に１つ以上の容量（Ｃ3 、Ｃ4 ）が接続
されており、該容量の他方の電極はスイッチを介してＣ
2 と並列に回路に接続できるように構成してもよい。
【００４７】また、電荷量検出回路は、上記構成におい
て、Ｃ3 ，Ｃ4 が並列接続されない時は、そのスイッチ
側の電極がその後段の演算増幅器の非反転入力端子と同
一の電位にＬＳＩ内部にて接続されているように構成し
てもよい。
て、Ｃ3 ，Ｃ4 が並列接続されない時は、そのスイッチ
側の電極がその後段の演算増幅器の非反転入力端子と同
一の電位にＬＳＩ内部にて接続されているように構成し
てもよい。
【００４８】また、電荷量検出回路は、上記構成におい
て、Ｃ2 とＣ1 が同じ値に設定されているように構成し
てもよい。
て、Ｃ2 とＣ1 が同じ値に設定されているように構成し
てもよい。
【００４９】本発明の１次的な効果は、信号読み出しＬ
ＳＩにＬＰＦを容易に構成可能として、それによって、
低雑音の信号読み出しＬＳＩの製造を容易にすることで
ある。また、２次的には、ＬＰＦを設けることによるチ
ップサイズの増大を抑え、コストアップを圧縮できるこ
とである。
ＳＩにＬＰＦを容易に構成可能として、それによって、
低雑音の信号読み出しＬＳＩの製造を容易にすることで
ある。また、２次的には、ＬＰＦを設けることによるチ
ップサイズの増大を抑え、コストアップを圧縮できるこ
とである。
【００５０】本発明においては、動画撮影の場合のよう
にデータの信号電荷量が小さく、増幅率を大きくしなけ
ればならないときは、ＬＰＦの時定数を大きくして雑音
量を小さくし、一方、静止画撮影の場合のようにデータ
の信号電荷量が十分に大きく、増幅率が小さくてもよい
ときは、ＬＰＦの時定数を小さくすることにより、Ｓ／
Ｎを最適の値に維持することができる。それゆえ、撮影
状況にかかわらず、雑音が少なくＳ／Ｎの良好な高品位
の信号電荷検出を行うことができる。
にデータの信号電荷量が小さく、増幅率を大きくしなけ
ればならないときは、ＬＰＦの時定数を大きくして雑音
量を小さくし、一方、静止画撮影の場合のようにデータ
の信号電荷量が十分に大きく、増幅率が小さくてもよい
ときは、ＬＰＦの時定数を小さくすることにより、Ｓ／
Ｎを最適の値に維持することができる。それゆえ、撮影
状況にかかわらず、雑音が少なくＳ／Ｎの良好な高品位
の信号電荷検出を行うことができる。
【００５１】また、ＬＰＦの時定数が大きいと、サンプ
ルホールド回路でＭＡの出力をサンプリングするタイミ
ングによっては、電圧が十分に定常状態に至らないとい
う場合も生じる。サンプリングするまでの時間を十分長
くすれば定常状態に達するが、データを読み込むのにか
かる時間がその分長くなってしまうという欠点が生じ
る。また、時間が長くなると、漏れ電流などによる信号
電圧の喪失率も増加するので、その点からもＳ／Ｎを下
げてしまうことになる。本発明は、ＬＰＦの時定数を不
必要に大きくすることがないので、その点からも効果が
ある。
ルホールド回路でＭＡの出力をサンプリングするタイミ
ングによっては、電圧が十分に定常状態に至らないとい
う場合も生じる。サンプリングするまでの時間を十分長
くすれば定常状態に達するが、データを読み込むのにか
かる時間がその分長くなってしまうという欠点が生じ
る。また、時間が長くなると、漏れ電流などによる信号
電圧の喪失率も増加するので、その点からもＳ／Ｎを下
げてしまうことになる。本発明は、ＬＰＦの時定数を不
必要に大きくすることがないので、その点からも効果が
ある。
【００５２】
【発明の効果】以上のように、本発明の電荷量検出回路
は、低域フィルタ回路を構成する要素の一部が、電圧増
幅回路を構成する要素の一部を兼務している構成であ
る。
は、低域フィルタ回路を構成する要素の一部が、電圧増
幅回路を構成する要素の一部を兼務している構成であ
る。
【００５３】これにより、その兼務された素子の分だ
け、チップサイズを縮小することができるので、低域フ
ィルタ回路を設けることによるチップサイズの増大を可
能な限り圧縮し、かつそれによってチップコストの増大
も可能な限り抑えることができるという効果を奏する。
け、チップサイズを縮小することができるので、低域フ
ィルタ回路を設けることによるチップサイズの増大を可
能な限り圧縮し、かつそれによってチップコストの増大
も可能な限り抑えることができるという効果を奏する。
【００５４】また、本発明の電荷量検出回路は、上記の
構成に加えて、上記電圧増幅回路の増幅率が増大するに
つれて、上記低域フィルタ回路の時定数も増大する構成
である。
構成に加えて、上記電圧増幅回路の増幅率が増大するに
つれて、上記低域フィルタ回路の時定数も増大する構成
である。
【００５５】これにより、動画撮影の場合のようにデー
タの信号電荷量が小さく、増幅回路での増幅率を大きく
しなければならない場合は、低域フィルタ回路の時定数
を大きくして雑音量を小さくし、一方、静止画撮影の場
合のようにデータの信号電荷量が十分に大きく、電圧増
幅回路での増幅率が小さくてもよい場合は、低域フィル
タ回路の時定数を小さくすることにより、Ｓ／Ｎを最適
の値に維持することができる。それゆえ、上記の構成に
よる効果に加えて、撮影状況にかかわらず、雑音が少な
くＳ／Ｎの良好な高品位の信号電荷検出を行うことがで
きるという効果を奏する。
タの信号電荷量が小さく、増幅回路での増幅率を大きく
しなければならない場合は、低域フィルタ回路の時定数
を大きくして雑音量を小さくし、一方、静止画撮影の場
合のようにデータの信号電荷量が十分に大きく、電圧増
幅回路での増幅率が小さくてもよい場合は、低域フィル
タ回路の時定数を小さくすることにより、Ｓ／Ｎを最適
の値に維持することができる。それゆえ、上記の構成に
よる効果に加えて、撮影状況にかかわらず、雑音が少な
くＳ／Ｎの良好な高品位の信号電荷検出を行うことがで
きるという効果を奏する。
【００５６】また、低域フィルタ回路（ＬＰＦ）の時定
数が大きいと、サンプルホールド回路で電圧増幅回路
（ＭＡ）の出力をサンプリングするタイミングによって
は、電圧が十分に定常状態に至らないという場合も生じ
る。サンプリングするまでの時間を十分長くすれば定常
状態に達するが、データを読み込むのにかかる時間がそ
の分長くなってしまうという欠点が生じる。また、時間
が長くなると、漏れ電流などによる信号電圧の喪失率も
増加するので、その点からもＳ／Ｎを下げてしまうこと
になる。本発明は、低域フィルタ回路の時定数を不必要
に大きくすることがないので、その点からも効果があ
る。
数が大きいと、サンプルホールド回路で電圧増幅回路
（ＭＡ）の出力をサンプリングするタイミングによって
は、電圧が十分に定常状態に至らないという場合も生じ
る。サンプリングするまでの時間を十分長くすれば定常
状態に達するが、データを読み込むのにかかる時間がそ
の分長くなってしまうという欠点が生じる。また、時間
が長くなると、漏れ電流などによる信号電圧の喪失率も
増加するので、その点からもＳ／Ｎを下げてしまうこと
になる。本発明は、低域フィルタ回路の時定数を不必要
に大きくすることがないので、その点からも効果があ
る。
【図１】本発明に係る電荷量検出回路を備えたＸ線セン
サの構造を示す斜視図である。
サの構造を示す斜視図である。
【図２】Ｘ線センサの構造を示す、図１におけるＡ−Ａ
線矢視断面図である。
線矢視断面図である。
【図３】電荷検出増幅器の基本回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図４】１データ線に対応した画素および電荷検出増幅
器の等価回路の構成を示す回路図である。
器の等価回路の構成を示す回路図である。
【図５】信号電荷の読み取り動作を示す説明図である。
【図６】演算増幅器を用いた典型的な電圧増幅回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図７】ａ−Ｓｅ光電変換層の変換特性の１例を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図８】ＬＰＦを設けた１入力対応の単位読み取り回路
の回路構成を示すブロック図である。
の回路構成を示すブロック図である。
【図９】１次の低域フィルタ回路の構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図１０】図１０（ａ）は、１次の低域フィルタ回路お
よび電圧増幅回路の構成を示す回路図であり、図１０
（ｂ）は、図１０（ａ）の構成をブロック図的に示す回
路図であり、図１０（ｃ）は、図１０（ａ）の構成の厳
密な等価回路をブロック図的に示す回路図である。
よび電圧増幅回路の構成を示す回路図であり、図１０
（ｂ）は、図１０（ａ）の構成をブロック図的に示す回
路図であり、図１０（ｃ）は、図１０（ａ）の構成の厳
密な等価回路をブロック図的に示す回路図である。
【図１１】１次の低域フィルタ回路および電圧増幅回路
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図１２】１次の低域フィルタ回路および電圧増幅回路
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図１３】従来の１入力対応の単位読み取り回路の回路
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
１０ 走査線 １０ｉ 走査線 １２ データ線 １２ｊ データ線 １４ 走査駆動器 １６ 読み取り回路（電荷量検出回路） １７ 蓄積容量 １８ スイッチ素子 ２０ 電荷検出増幅器 ２０ａ 演算増幅器 ２０ｂ 帰還容量 ２０ｃ リセットスイッチ ２２ 画素 ４８ 画像センサ ５０ 硝子基板 ５２ バイアス電極 ５４ 光電変換層 ５６ 画素電極 ５８ 絶縁膜 ６０ 補助電極 ６８ Ｘ線光子 ＡＤＣ ＡＤ変換器 Ｃｄｌ 容量 ＣＳＡ 電荷検出増幅器 ＣＴ2 制御信号 ＤＬ データラッチ回路 Ｇ（ｉ） 電圧 ＬＰＦ 低域フィルタ回路 ＭＡ 電圧増幅回路 ＯＡ 演算増幅器 Ｒｓｔ リセット信号 Ｓ／Ｈ サンプルホールド回路 ＳＷ1 、ＳＷ2 、ＳＷ3 スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 4M118 AA05 AB01 AB10 BA07 CA11 CA14 FB03 FB09 FB13 FB23 FB25 5C024 AX13 CX03 CX06 DX07 GX09 GX16 GX18 GY32 GY39 HX05 HX09 HX13 HX18 HX23 HX35 HX50
Claims (2)
- 【請求項１】電荷検出増幅器の後段に低域フィルタ回路
を設け、さらにその後段に電圧増幅回路を設けた電荷量
検出回路において、 低域フィルタ回路を構成する要素の一部が、電圧増幅回
路を構成する要素の一部を兼務していることを特徴とす
る電荷量検出回路。 - 【請求項２】上記電圧増幅回路の増幅率が増大するにつ
れて、上記低域フィルタ回路の時定数も増大することを
特徴とする請求項１記載の電荷量検出回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000095508A JP3942793B2 (ja) | 2000-03-30 | 2000-03-30 | 電荷量検出回路 |
| TW090106465A TW569440B (en) | 2000-03-30 | 2001-03-20 | Charge amount detection circuit and two-dimensional image sensor using same |
| US09/821,605 US6797932B2 (en) | 2000-03-30 | 2001-03-29 | Charge amount detection circuit and two-dimensional image sensor using same |
| KR10-2001-0016805A KR100464813B1 (ko) | 2000-03-30 | 2001-03-30 | 전하량검출회로 및 이를 사용한 ２차원화상센서 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000095508A JP3942793B2 (ja) | 2000-03-30 | 2000-03-30 | 電荷量検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001285724A true JP2001285724A (ja) | 2001-10-12 |
| JP3942793B2 JP3942793B2 (ja) | 2007-07-11 |
Family
ID=18610405
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000095508A Expired - Lifetime JP3942793B2 (ja) | 2000-03-30 | 2000-03-30 | 電荷量検出回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6797932B2 (ja) |
| JP (1) | JP3942793B2 (ja) |
| KR (1) | KR100464813B1 (ja) |
| TW (1) | TW569440B (ja) |
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| JP2005110220A (ja) * | 2003-08-22 | 2005-04-21 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | アモルファス・シリコン・フラット・パネルｘ線検出器での読み出し時間を短縮して遅延を縮小するサンプリング方法及びシステム |
| US7394416B2 (en) | 2005-10-21 | 2008-07-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Analog-digital converter |
| JP2011041091A (ja) * | 2009-08-13 | 2011-02-24 | Canon Inc | 固体撮像素子及び撮像システム |
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|---|---|---|---|---|
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| US7623169B2 (en) * | 2002-06-26 | 2009-11-24 | Xerox Corporation | Low noise charge gain hybrid imager |
| JP2005140657A (ja) * | 2003-11-07 | 2005-06-02 | Denso Corp | 静電容量型センサの容量変化検出回路 |
| JP4315133B2 (ja) * | 2005-07-01 | 2009-08-19 | セイコーエプソン株式会社 | 固体撮像装置 |
| JP4793281B2 (ja) * | 2007-02-21 | 2011-10-12 | ソニー株式会社 | 撮像装置および表示装置 |
| KR20090028884A (ko) * | 2007-09-17 | 2009-03-20 | 삼성전자주식회사 | 엑스레이 검출방법 및 이를 수행하기 위한 엑스레이검출장치 |
| EP2180599B1 (en) * | 2008-10-24 | 2014-12-17 | Advanced Silicon SA | X-ray imaging readout and system |
| KR101633283B1 (ko) * | 2009-09-18 | 2016-06-24 | 삼성전자주식회사 | 상관 이중 샘플링 회로, 이를 포함하는 이미지 센서, 및 상기 이미지 센서를 포함하는 이미지 처리 시스템 |
| EP2617132B1 (en) | 2010-09-14 | 2020-12-02 | Advanced Silicon SA | Circuit for capacitive touch applications |
| KR20210018723A (ko) * | 2019-08-09 | 2021-02-18 | 삼성디스플레이 주식회사 | 터치 구동 회로 및 이를 포함하는 표시 장치 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS6170872A (ja) * | 1984-09-14 | 1986-04-11 | Hitachi Ltd | 固体撮像装置 |
| US5332893A (en) * | 1992-07-22 | 1994-07-26 | Minnesota Mining And Manufacturing Company | Imaging system and device having a simplified electrode design |
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| JP4104312B2 (ja) | 2001-02-20 | 2008-06-18 | 三洋電機株式会社 | 発光素子 |
-
2000
- 2000-03-30 JP JP2000095508A patent/JP3942793B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-03-20 TW TW090106465A patent/TW569440B/zh not_active IP Right Cessation
- 2001-03-29 US US09/821,605 patent/US6797932B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-03-30 KR KR10-2001-0016805A patent/KR100464813B1/ko not_active IP Right Cessation
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