JP2001217888A - タイミング再生装置および復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来の復調器に使用されるタイミング再生装
置は、キャリア位相θｃによって、タイミング誤差τを
算出する精度が左右されるという問題点があった。 【解決手段】 プリアンブル信号を有するベースバンド
信号の同相成分を二乗した二乗同相成分と、直交成分を
二乗した二乗直交成分と、ＶＣＯおよび発振器から出力
された１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、こ
の相関値を使用して位相制御を行う位相制御信号を生成
するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、復調器、及びこの復
調器で使用されるタイミング再生装置に関するものであ
り、特にバースト信号の先頭にプリアンブル信号を有す
る広帯域ディジタル無線通信システムに適用できるもの
である。

【０００２】

【従来の技術】従来のプリアンブル信号解析機能を有す
る広帯域ディジタル無線通信システム用復調器のタイミ
ング再生の方式として、特開平８−４６６５８号公報に
記載されたものがある。この方式では、プリアンブル信
号がシンボル周波数（ｆｓ）の１／２の周波数成分を有
していることに着目し、受信機側で、これらプリアンブ
ル信号と、ＶＣＯ（Voltage Control Oscillator）か
ら出力される１／２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ
（ｆｓ）ｔ］との相関を求め、その相関値の示すベクト
ル角からタイミング位相を推定するものである。

【０００３】また、この方式は、データのサンプリング
速度が僅か２[sample/symbol]である。このことは、特
開平６−１４１０４８号公報に記載されているような、
非線形処理後の信号（例えばエンベロープ）とシンボル
周波数成分ｅｘｐ［−ｊ２π（ｆｓ）ｔ］との相関から
タイミング位相を推定する方式では、必要となるサンプ
リング速度の最小値が４[sample/symbol]であることと
比較した場合に、サンプリング速度が１／２となってい
るので、受信機の低消費電力化を実現することができ
る。

【０００４】図２０は、特開平８−４６６５８号公報に
記載されたものと同様のタイミング再生装置を含んだ、
復調器の構成図である。図２０において、復調器は、ア
ンテナ１００と、周波数変換手段２００と、第１のＡＤ
変換器３００ａと、第２のＡＤ変換器３００ｂと、タイ
ミング再生装置４００と、データ判定手段５００とで主
に構成されている。

【０００５】また、タイミング再生装置４００は、ＶＣ
Ｏ４０１と、タイミング位相差算出手段４０２と、Ｉｃ
ｈ相関演算手段４０３と、Ｑｃｈ相関演算手段４０４
と、ベクトル合成選択手段４０５とを有している。

【０００６】次に、ベクトル合成選択手段４０５の詳細
構成について説明する。図２１は、ベクトル合成選択手
段４０５の構成図である。図２１において、ベクトル合
成選択手段４０５は、第１のベクトル合成手段４０６ａ
と、第２のベクトル合成手段４０６ｂと、第３のベクト
ル合成手段４０６ｃと、第４のベクトル合成手段４０６
ｄと、最大絶対値検出手段４０７と、選択手段４０８と
で主に構成されている。

【０００７】次に、この復調器において、受信したプリ
アンブル信号を復調する場合の動作について説明する。
まず、アンテナ１００は、ＲＦ帯のプリアンブル信号を
受信する。このＲＦ帯のプリアンブル信号は、周波数変
換手段２００でベースバンド帯のプリアンブル信号に周
波数変換される。

【０００８】図２２は、このベースバンド帯のプリアン
ブル信号（例えば、ＱＰＳＫ変調方式における“１００
１”パターン）を示す信号空間図である。図２２におい
て、θｃは受信信号のキャリア位相であり、プリアンブ
ル信号は、図中のナイキスト点“Ａ”と、ナイキスト点
“Ｂ”を１シンボル毎に原点を通過しながら、交互に遷
移する。また、ナイキスト点“Ａ”のベクトル角はθｃ
[degree]、ナイキスト点“Ｂ”のベクトル角は（θｃ＋
１８０）[degree]であり、ナイキスト点“Ａ”とナイキ
スト点“Ｂ”の各ベクトル角の差は１８０[degree]であ
る。

【０００９】第１のＡＤ変換器３００ａでは、ベースバ
ンド帯のプリアンブル信号を入力し、プリアンブル信号
の同相成分を、時刻t=τ+iT/2（但し、i=1、2、3、…、τは
タイミング誤差（−T/2≦τ＜T/2）、Ｔはシンボル周
期）においてサンプリングし、サンプリングされたプリ
アンブルデータ系列Ｉｐ_i（ｉ=1、2、3、…）を出力する。
また、同様に、第２のＡＤ変換器３００ｂでは、ベース
バンド帯のプリアンブル信号を入力し、プリアンブル信
号の直交成分を、時刻t=τ+iT/2においてサンプリング
し、サンプリングされたプリアンブルデータ系列Ｑｐ_i
（ｉ=1、2、3、…）を出力する。第１のＡＤ変換器３００
ａと第２のＡＤ変換器３００ｂにおける各データのサン
プリングにはタイミング再生装置４００から出力される
サンプリングクロックを用いる。

【００１０】タイミング再生装置４００はサンプリング
されたプリアンブルデータ系列Ｉｐ _IおよびＱｐ_i（ｉ=
1、2、3、…）を用いてタイミング誤差τを算出し、タイミ
ング誤差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロッ
クと、再生シンボルクロックに対して行う。なお、再生
シンボルクロックは、再生サンプルクロックを２分周し
た、シンボル周期のクロックである。

【００１１】データ判定手段５００は、タイミング再生
装置４００によってタイミング誤差τが打ち消されたプ
リアンブルの後に続く有意なランダムデータ系列Ｉｄ_i
およびＱｄ_i（ｉ=1,2,3,…）を入力し、ナイキスト点に
おけるデータを、再生シンボルクロックでラッチする。
そして、ラッチしたナイキスト点データを用いてデータ
を判定し、復調データを出力する。

【００１２】次に、タイミング再生装置４００内の動作
について説明する。まず、Ｉｃｈ相関演算手段４０３
で、図２２に示したプリアンブル信号の同相成分Ｉ
（ｔ）と、直交成分Ｑ（ｔ）とのそれぞれにシンボル周
波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］
との相関演算を行う。具体的には、オーバーサンプルさ
れたプリアンブルデータ系列Ｉｐ_i（ｉ=1、2、3、…）に対
して、式（１ａ）、式（１ｂ）の乗算を行い、

【００１３】 Ｉｃ_i＝Ｉｐ_i×ｃｏｓπｉ／２ …（１ａ） Ｉｓ_i＝Ｉｐ_i×ｓｉｎπｉ／２ …（１ｂ）

【００１４】その乗算結果（Ｉｃ_{i 、}Ｉｓ_i）を平均化し
て、相関値（ＣＩ、ＳＩ）を求める。また、Ｑｃｈ相関
演算手段４０４でも同様に、オーバーサンプルされたプ
リアンブルデータ系列Ｑｐ_i（ｉ=1、2、3、…）に対して、
式（２ａ）、式（２ｂ）の乗算を行い、

【００１５】 Ｑｃ_i＝Ｑｐ_i×ｃｏｓπｉ／２ …（２ａ） Ｑｓ_i＝Ｑｐ_i×ｓｉｎπｉ／２ …（２ｂ）

【００１６】その乗算結果（Ｑｃ_{i 、}Ｑｓ_i）を平均化し
て、相関値（ＣＱ、ＳＱ）を求める。なお式（１ａ）、
式（１ｂ）、式（２ａ）、式（２ｂ）の乗算は、ｃｏｓ
πｉ／２＝１、０、−１、０、…、ｓｉｎπｉ／２＝
０、１、０、−１、…、であるため、相関値（ＣＩ、Ｓ
Ｉ）、（ＣＱ、ＳＱ）は、容易に求めることができる。
例えば、４シンボルで平均化する場合、相関値（ＣＩ、
ＳＩ）は以下に示す式（３ａ）、式（３ｂ）で得られ、

【００１７】 ＣＩ =（Ｉp _i−Ｉp_i+2＋Ｉp_i+4−Ｉp_i+6＋Ｉp_i+8−Ｉp_i+10+Ｉp_i+12−Ｉp_i+14 ）／８ …（３ａ） ＳＩ=（Ｉp_i+1−Ｉp_i+3＋Ｉp_i+5−Ｉp_i+7＋Ｉp_i+9−Ｉp_i+11+Ｉp_i+13−Ｉp_i+15 ）／８ …（３ｂ）

【００１８】相関値（ＣＱ，ＳＱ）は以下に示す式（４
ａ）、式（４Ｂ）で得られる。

【００１９】 ＣＱ =（Ｑp _i−Ｑp_i+2＋Ｑp_i+4−Ｑp_i+6＋Ｑp_i+8−Ｑp_i+10+Ｑp_i+12−Ｑp_i+14 ）／８ …（４ａ） ＳＱ=（Ｑp_i+1−Ｑp_i+3＋Ｑp_i+5−Ｑp_i+7＋Ｑp_i+9−Ｑp_i+11+Ｑp_i+13−Ｑp_i+15 ）／８ …（４ｂ）

【００２０】ここで、相関値（ＣＩ、ＣＱ）の示すベク
トル角と、相関値（ＳＩ、ＳＱ）の示すベクトル角は、
いずれもタイミング位相誤差を示すが、キャリア位相θ
ｃによって、お互い同じ方向を向く場合や、反対方向を
向く場合、あるいはどちらかのベクトルが消失する場合
がある。

【００２１】例えば、図２２に示すように、θｃの範囲
が（９０＜θｃ＜１８０）あるいは、（２７０＜θｃ＜
３６０）を満たすＡ・Ｂのプリアンブル信号に対して、
Ｉｃｈ相関演算手段４０３で図２３（ａ）に示す縦線の
タイミングでサンプリングし、Ｑｃｈ相関演算手段４０
４で図２３（ｂ）に示す縦線のタイミングでサンプリン
グして、データ系列｛Ｉｐ _{I 、}Ｉｐ_i+1 、Ｉｐ _{i +2} 、
Ｉｐ_i+3 、… ｝とデータ系列｛Ｑｐ _i 、Ｑｐ_i+1 、Ｑ
ｐ _{i +2} 、Ｑｐ_i+3 、… ｝を得た場合には、図２４に
示すような相関値（ＣＩ、ＳＩ）と、相関値（ＣＱ、Ｓ
Ｑ）との２つの相関値が得られ、各相関ベクトルの角度
は反対方向を向くことになる。

【００２２】一方、図２５に示すように、θｃの範囲が
（０＜θｃ＜９０）、あるいは（１８０＜θｃ＜２７
０）を満たすプリアンブル信号に対して、図２３と同様
のタイミングでサンプリング、即ち、Ｉｃｈ相関演算手
段４０３で図２６（ａ）に示す縦線のタイミングでサン
プリングし、Ｑｃｈ相関演算手段４０４で図２６（ｂ）
に示す縦線のタイミングでサンプリングして、データ系
列｛Ｉp _i 、Ｉp _i+1 、Ｉp _{i +2} 、Ｉp _i+3 、… ｝と
データ系列｛Ｑp _i 、Ｑp _i+1 、Ｑp _{i +2} 、Ｑp_i+3 、
… ｝を得た場合には、図２７に示すような相関値（Ｃ
Ｉ、ＳＩ）と、相関値（ＣＱ、ＳＱ）との２つの相関値
が得られ、各相関ベクトルの角度は同じ方向を向くこと
になる。

【００２３】また、キャリア位相θｃによって各ベクト
ル長が変化することも明らかであり、θｃ＝｛０、１８
０｝では、相関値（ＣＩ、ＳＩ）のベクトルは消失し、
θｃ＝｛９０、−９０｝では、相関値（ＣＱ、ＳＱ）の
ベクトルが消失する。

【００２４】ベクトル合成選択手段４０５は、相関値
（ＣＩ、ＳＩ）と相関値（ＣＱ、ＳＱ）を入力し、キャ
リア位相θｃの影響を軽減するため、相関値（ＣＩ、Ｃ
Ｑ）と、相関値（ＳＩ、ＳＱ）を４つの状態にそれぞれ
合成し、もっともＳＮ比の高い合成ベクトルを選択す
る。タイミング位相差算出手段４０２は、この合成ベク
トルを入力し、タイミング位相を算出する。

【００２５】次に、ベクトル合成選択手段４０５の詳細
動作について、図２１に基づいて説明する。最大絶対値
検出手段４０７は、相関値（ＣＩ、ＳＩ）と相関値（Ｃ
Ｑ、ＳＱ）の各値ＣＩ、ＣＱ、ＳＩ、ＳＱの４つの絶対
値を求め、各絶対値の最大値が４つのうちのどれである
か検出する。また、第１のベクトル合成手段４０６ａ
は、式（５ａ）、式（５ｂ）によって合成ベクトル（G1
_C，G1_S）を出力し、

【００２６】 G1_C＝ CI +sign[CI]・|CQ| …（５ａ） G1_S＝ SI +sign[CI・CQ]・|SQ| …（５ｂ）

【００２７】第２のベクトル合成手段４０６ｂは、式
（６ａ）、式（６ｂ）によって合成ベクトル（G2_C，G
2_S）を出力し、

【００２８】 G2_C＝ CQ +sign[CQ]・|CI| …（６ａ） G2_S＝ SQ +sign[CI・CQ]・|SI| …（６ｂ）

【００２９】第３のベクトル合成手段４０６ｃは、式
（７ａ）、式（７ｂ）によって合成ベクトル（G3_C，G
3_S）を出力し、

【００３０】 G3_C＝ CI +sign[SI・SQ]・|CQ| …（７ａ） G3_S＝ SI +sign[SI]・|SQ| …（７ｂ）

【００３１】第４のベクトル合成手段４０６ｄは、式
（８ａ）、式（８ｂ）によって合成ベクトル（G4_C，G
4_S）を出力する。

【００３２】 G4_C＝ CQ +sign[SI・SQ]・|CI| …（８ａ） G4_S＝ SQ +sign[SQ]・|SI| …（８ｂ）

【００３３】但し、sign[*]は、かっこ内の数値の符号
{−１、＋１}を示す。選択手段４０８は、最大絶対値検
出手段４０７の検出信号を受け、各絶対値の最大値の状
況に応じて、合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）を式（９ａ）、
式（９ｂ）、式（９ｃ）、式（９ｄ）の様に設定する。

【００３４】 （ΣＣ、ΣＳ）＝（G1_{C 、}G1_S） （|CI| が最大の場合） …（９ａ） （ΣＣ、ΣＳ）＝（G2_{C 、}G2_S） （|CQ|が最大の場合） …（９ｂ） （ΣＣ、ΣＳ）＝（G3_{C 、}G3_S） （|SI| が最大の場合） …（９ｃ） （ΣＣ、ΣＳ）＝（G4_{C 、}G4_S） （|SQ|が最大の場合） …（９ｄ）

【００３５】このような処理により、キャリア位相θｃ
による影響が除去され、相関値（ＣＩ、ＣＱ），相関値
（ＳＩ、ＳＱ）のベクトルの向きが揃えられた合成ベク
トルが、もっともタイミング位相推定に適したベクトル
として選択される。

【００３６】これは、例えば、図２４の場合では、ベク
トル長の小さい相関値（ＣＱ、ＳＱ）を反転して両者の
ベクトル方向を揃え、相関値（ＣI、ＳI）に加算した合
成ベクトルが選択されることになる。このときの合成相
関値（ΣＣ、ΣＳ）は、図２８のようになる。また、図
２７の場合では、ベクトル長の小さい相関値（ＣＱ、Ｓ
Ｑ）をそのまま、相関値（ＣI、ＳI）に加算した合成ベ
クトルが選択される。このときの合成相関値（ΣＣ、Σ
Ｓ）は、図２９のようになる。

【００３７】また、ベクトル合成選択手段４０５として
は、図３０に示す様な構成にすることも可能である。図
３０のベクトル合成選択手段では、図２１に記載のベク
トル合成選択手段で、あらかじめＣＩ、ＳＩ、ＣＱ、Ｓ
Ｑから生成した４つの合成ベクトルから１つのベクトル
を選択するのではなく、最大絶対値検出手段４０７の検
出結果を基に、第１の選択手段４０６ａ、第２の選択手
段４０６ｂ、第３の選択手段４０６ｃ、第４の選択手段
４０６ｄの結果を選択的に加算するようにしたものであ
る。なお、この構成では、図２１の構成と比較して、回
路規模を低減することができる。

【００３８】図３０中、４０９ａは第１の加算手段、４
０９ｂは第２の加算手段である。

【００３９】次に、図３０に示したベクトル合成選択手
段４０５での動作について説明する。まず、各選択手段
は最大絶対値検出手段４０７の検出結果を基にして、Ｓ
ＥＬ１、ＳＥＬ２、ＳＥＬ３、ＳＥＬ４の値を出力す
る。なお、具体的には以下の通りである。第１の選択手
段４０６ａの出力であるＳＥＬ１は、式（１０ａ）、式
（１０ｂ）のようになる。

【００４０】 ＳＥＬ１＝ＣＩ （|CI|，あるいは|SI|が最大の場合） …（１０ａ） ＳＥＬ１＝ＣＱ （|CQ|，あるいは|SQ|が最大の場合） …（１０ｂ）

【００４１】第２の選択手段４０６ｂの出力であるＳＥ
Ｌ２は、式（１１ａ）、式（１１ｂ）、式（１１ｃ）、
式（１１ｄ）になる。

【００４２】 ＳＥＬ２＝sign［CI］・|CQ| （|CI|が最大の場合） …（１１ａ） ＳＥＬ２＝sign［CQ］・|CI| （|CQ|が最大の場合） …（１１ｂ） ＳＥＬ２＝sign［SI・SQ］・|CQ| （|SI|が最大の場合） …（１１ｃ） ＳＥＬ２＝sign［SI・SQ］・|CI| （|SQ|が最大の場合） …（１１ｄ）

【００４３】第３の選択手段４０６ｃの出力であるＳＥ
Ｌ３は、式（１２ａ）、式（１２ｂ）、式（１２ｃ）、
式（１２ｄ）になる。

【００４４】 ＳＥＬ３＝sign［CI・CQ］・|SQ| （|CI|が最大の場合） …（１２ａ） ＳＥＬ３＝sign［CI・CQ］・|SI| （|CQ|が最大の場合） …（１２ｂ） ＳＥＬ３＝sign［SI］・|SQ| （|SI|が最大の場合） …（１２ｃ） ＳＥＬ３＝sign［SQ］・|SI| （|SQ|が最大の場合） …（１２ｄ）

【００４５】第４の選択手段４０６ｄの出力であるＳＥ
Ｌ４は、式（１３ａ）、式（１３ｂ）になる。

【００４６】 ＳＥＬ４＝ＳＩ （|CI|，あるいは|SI|が最大の場合） …（１３ａ） ＳＥＬ４＝ＳＱ （|CQ|，あるいは|SQ|が最大の場合） …（１３ｂ）

【００４７】このように、各選択手段の出力は、第１の
加算器４０９ａおよび第２の加算器４０９ｂの入力とな
る。第１の加算器４０９ａでは、ＳＥＬ１とＳＥＬ２の
値を加算して、加算結果をΣＣとして出力し、また第２
の加算器４０９ｂはＳＥＬ３とＳＥＬ４を加算し、加算
結果をΣＳとして出力する。以上の処理により、図２１
で構成されるベクトル合成選択手段４０５と同様の値を
出力する。

【００４８】タイミング位相差算出手段４０２は、図２
１および図３０に示されたベクトル合成選択手段で求め
られた合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）を入力し、合成相関値
（ΣＣ、ΣＳ）が示すベクトル角を、以下に示す式（１
４）で求める。

【００４９】 θ_2s＝ｔａｎ^-1（ΣS／ΣC） …（１４）

【００５０】なお、θ_2sは、２シンボル周期（2T）で正
規化した場合のタイミング位相差であるため、シンボル
周期（T）で正規化した場合のタイミング位相差θs[de
g]は、式（１５）で求まる。

【００５１】 θs＝２θ_2s mod 360 … （１５）

【００５２】図２８の場合のθ2sと、図２９の場合のθ
2sは、180[deg]の差があるが、式（１５）の処理によ
り、図２８のθ2sから求まるθsと、図２９のθ2sから
求まるθsは一致する。なお、タイミング位相差θsとタ
イミング誤差τの関係は、式（１６ａ）、式（１６ｂ）
の通りである。θs＞180[deg]の場合には、

【００５３】 τ＝（θs−360）Ｔ／360 （１６ａ）

【００５４】となり、θs≦180[deg]の場合には、

【００５５】 τ＝（θs ）Ｔ／360 （１６ｂ）

【００５６】となる。タイミング位相差算出手段４０２
は、式（１６ａ）および式（１６ｂ）によって得られた
タイミング誤差τより、タイミング誤差τを打ち消す位
相制御信号を、後段のＶＣＯ４０１に与える。

【００５７】ＶＣＯ４０１は、タイミング位相差算出手
段４０２からの位相制御信号を受けて、再生サンプルク
ロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイ
ミング誤差τを“０”とする。なお、再生シンボルクロ
ックは、例えば制御信号によって位相制御された再生サ
ンプルクロックを、２分周して生成される。

【００５８】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
プリアンブルを用いるタイミング再生装置４００は、い
ずれもプリアンブル信号に含まれる１／２シンボル周波
数成分と、ＶＣＯ４０１から出力される１／２シンボル
周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求
め、その相関値の示すベクトル角からタイミング位相を
推定するものであり、サンプリング速度も２[sample/sy
mbol]と低速であるため、特に広帯域ＴＤＭＡ無線通信
システムに有効な方式ではある。

【００５９】しかし、このようなタイミング再生装置で
は、ベクトル合成選択手段４０５によってキャリア位相
θｃによる影響を軽減しているものの、それでもキャリ
ア位相θｃによって、タイミング誤差τを算出する精度
が左右されるという問題点があった。

【００６０】すなはち、ベクトル合成手段４０５から出
力される合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）の大きさは、キャリ
ア位相θｃが｛４５、１３５、２２５、３１５｝[deg]
の時、最も大きくなり、キャリア位相θｃが｛０、９
０、１８０、２７０｝[deg]の時、最も小さくなる。ま
た、その大きさの比率は、２^1/2：１となる。よって、
タイミング誤差τを算出する精度は、キャリア位相θｃ
が｛４５、１３５、２２５、３１５｝[deg]の時に最も
良く、キャリア位相θｃが｛０、９０、１８０、２７
０｝[deg]の時に最も悪くなるという現象が発生す
る。。

【００６１】従って、例えば図３１に示すように、キャ
リア位相θｃ＝４５[deg]を有するプリアンブル信号
を、図３２に示す縦線のタイミングで受信する場合、プ
リアンブル信号のＩ成分と、Ｑ成分の振幅は、いずれも
同じ値（包絡線レベルの１／（２^1/2）、ここで包絡線
とは、図３２に示す信号空間図の円の半径である）であ
るため、Ｉ成分側の相関値（ＣＩ、ＳＩ）とＱ成分側の
相関値（ＣＱ、ＳＱ）は、同一の大きさになる。この時
の合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）は、図３３（ａ）に示すよ
うに、Ｉ成分側の相関値（ＣＩ、ＳＩ）とＱ成分側の相
関値（ＣＱ、ＳＱ）を合成した大きな値となる。

【００６２】一方、例えば図３４に示すようなキャリア
位相θｃ＝９０[deg]を有するプリアンブル信号を、図
３５に示す縦線のタイミングで受信する場合、プリアン
ブル信号のＩ成分の振幅は“０”、Ｑ成分の振幅は、包
絡線レベルとなるため、Ｉ成分側の相関値（ＣＩ、Ｓ
Ｉ）は“０”、Ｑ成分側の相関値（ＣＱ、ＳＱ）は、θ
ｃ＝４５[deg]時の２^1/2倍になる。この時の合成相関値
（ΣＣ、ΣＳ）は、図３３（ｂ）に示すように、Ｉ成分
側の相関値（ＣＩ、ＳＩ）が“０”となるので、結局Ｑ
成分側の相関値（ＣＱ、ＳＱ）となる。

【００６３】よって、θｃ＝４５[deg]時の合成相関値
（ΣＣ、ΣＳ）と、θｃ＝９０[deg]時の合成相関値
（ΣＣ、ΣＳ）の各大きさの比率は、２^1/2：１とな
り、θｃ＝４５（あるいは、１３５、２２５、３１５）
[deg]時における合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）のＳＮ比
は、θｃ＝９０（あるいは、０、１８０、２７０）[de
g]時における合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）のＳＮ比より高
くなることが明らかである。よって、従来の方式におい
て、θｃ＝４５（あるいは、１３５、２２５、３１５）
[deg]時におけるタイミング誤差τ算出精度は、θｃ＝
９０（あるいは、０、１８０、２７０）[deg]時におけ
るタイミング誤差τ算出精度より特性が良い。

【００６４】また、従来のタイミング再生装置では、図
２２に示すような１シンボル毎に±１８０[deg]遷移す
るプリアンブル信号以外にも、例えば、図３６に示すよ
うに１シンボル毎に±９０[deg]遷移するプリアンブル
信号など、１／２シンボル周波数成分を有するプリアン
ブル信号であれば、どのような信号からもタイミング位
相を推定できるが、この場合もキャリア位相θｃによっ
てタイミング誤差τの算出精度が影響されるという問題
があった。

【００６５】更に、従来のタイミング再生装置では、プ
リアンブル信号を受信するタイミングが既知である場合
にのみ有効であり、例えば、移動端末機における電源立
上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続において生じ
るバースト信号の受信タイミングが未知である場合に
は、プリアンブルを受信するタイミングが判らないた
め、適用することができないという問題があった。

【００６６】この発明は、上述のような問題点を解決す
るためになされたものであり、第１の目的は、キャリア
位相θｃに影響されないで高精度にタイミング誤差を算
出することができる復調器を提供することである。

【００６７】第２の目的は、プリアンブルを用いたタイ
ミング位相推定と、プリアンブル検出を同時に実現する
ことにより、プリアンブルを受信するタイミングが判ら
ない場合でも、有効となる復調器を提供することであ
る。

【００６８】さらに、第３の目的は、電源立上げ時や、
シャドウイング復帰後の再接続において生じるバースト
信号の受信タイミングが未知である場合においても、キ
ャリア位相に影響されずに、短いプリアンブルで高速同
期、高速再同期を実現し、プリアンブルに続く有意なデ
ータ部において良好なＢＥＲ（ビット誤り率）特性を実
現する復調器を提供することである。

【００６９】

【発明の手段】この発明にかかるタイミング再生装置
は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入力
し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の信
号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段と、
二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符号ビ
ット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗同相
成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド信号
を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗
後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手
段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成分の
符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二
乗直交成分として出力する直交乗算手段と、符号化二乗
同相成分と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求
め、同相相関信号として出力する二乗プリアンブル同相
相関演算手段と、符号化二乗直交成分と、１／２シンボ
ル周波数成分との相関値を求め、直交相関信号として出
力する二乗プリアンブル直交相関演算手段と、同相相関
信号の大きさと直交相関信号の大きさとを比較し、同相
相関信号と直交相関信号のどちらか大きい方の示すベク
トルの向きに、同相相関信号と直交相関信号のどちらか
小さい方の示すベクトルの向きを揃えてから合成し、合
成後の相関信号を合成相関信号として出力するベクトル
合成選択手段と、合成相関信号の示すベクトル角から位
相制御信号を出力するタイミング位相差算出手段とを備
えたものとした。

【００７０】また、この発明にかかるタイミング再生装
置は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入
力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の
信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段
と、二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符
号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗
同相成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド
信号を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、
二乗後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二
乗手段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成
分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信号を符号
化二乗直交成分として出力する直交乗算手段と、符号化
二乗同相成分と、１／２シンボル周波数成分との相関値
を求め、同相相関信号として出力する二乗プリアンブル
同相相関演算手段と、符号化二乗直交成分と、１／２シ
ンボル周波数成分との相関値を求め、直交相関信号とし
て出力する二乗プリアンブル直交相関演算手段と、同相
相関信号の大きさと直交相関信号の大きさとを比較し、
同相相関信号と直交相関信号のどちらか大きい方の示す
ベクトルの向きに、同相相関信号と直交相関信号のどち
らか小さい方の示すベクトルの向きを揃えてから合成
し、合成後の相関信号を合成相関信号として出力するベ
クトル合成選択手段と、合成相関信号の示すベクトル角
とベクトル長を算出し、ベクトル長が予め定められたし
きい値よりも大きい場合にはプリアンブル信号を検出し
たと判定し、その時の合成相関信号の示すベクトル角を
用いてタイミング位相差を算出し、位相制御信号を出力
するプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段とを
備えたものとした。

【００７１】さらに、位相制御信号に基づき、再生シン
ボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル
周波数成分とを出力するＶＣＯを備え、同相成分二乗手
段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信
号は再生サンプルクロックでサンプリングされたもので
あり、二乗プリアンブル同相相関演算手段は、ＶＣＯか
ら出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値
を求め、二乗プリアンブル直交相関演算手段は、ＶＣＯ
から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関
値を求めるものとした。

【００７２】さらに、再生サンプルクロックでサンプリ
ングされたベースバンド信号を用いてタイミング位相の
進み／遅れを検出し、検出した信号を位相検出信号とし
て出力する位相検出手段と、位相検出信号を平均化し、
その平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信
号平均化手段とを備え、ＶＣＯは、位相制御信号と位相
進み遅れ信号に基づいて再生シンボルクロックと再生サ
ンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力す
るものとした。

【００７３】さらに、非同期サンプルクロックおよび１
／２シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、同相
成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベー
スバンド信号は非同期サンプルクロックでサンプリング
されたものであり、二乗プリアンブル同相相関演算手段
は、発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を
用いて相関値を求め、二乗プリアンブル直交相関演算手
段は、発振器から出力された１／２シンボル周波数成分
を用いて相関値を求めるものとした。

【００７４】さらに、タイミング位相差算出手段は、合
成相関信号における同相成分の平方根と、直交成分の平
方根の示すベクトル角からタイミング位相差を算出する
ものとした。

【００７５】さらに、プリアンブル検出・タイミング位
相差算出手段は、合成相関信号における同相成分の絶対
値の平方根に同相成分の符号{±１}を乗算した値と、直
交成分の絶対値の平方根に直交成分の符号{±１}を乗算
した値との示すベクトル角からタイミング位相差を算出
するものとした。

【００７６】また、この発明にかかるタイミング再生装
置は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入
力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の
信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段
と、二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符
号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗同相
成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド信号
を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗
後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手
段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成分の
符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直
交成分として出力する直交乗算手段と、符号化二乗同相
成分と前記符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結
果を用いて二乗加算信号を生成し、出力する加算手段
と、符号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを減算
し、その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力
する減算手段と、二乗加算信号と、１／２シンボル周波
数成分との相関値を求め、加算相関信号として出力する
二乗加算信号成分相関演算手段と、二乗減算信号と、１
／２シンボル周波数成分との相関値を求め、減算相関信
号として出力する二乗減算信号成分相関演算手段と、加
算相関信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較
し、加算相関信号と減算相関信号のどちらか大きい方を
選択して選択相関信号として出力するベクトル選択手段
と、選択相関信号の示すベクトル角から位相制御信号を
出力するタイミング位相差算出手段とを備えたものとし
た。

【００７７】また、この発明にかかるタイミング再生装
置は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入
力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の
信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段
と、二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符
号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗同相
成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド信号
を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗
後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手
段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成分の
符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直
交成分として出力する直交乗算手段と、符号化二乗同相
成分と符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を
用いて二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、符
号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを減算し、そ
の減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する減
算手段と、二乗加算信号と、１／２シンボル周波数成分
との相関値を求め、加算相関信号として出力する二乗加
算信号成分相関演算手段と、二乗減算信号と、１／２シ
ンボル周波数成分との相関値を求め、減算相関信号とし
て出力する二乗減算信号成分相関演算手段と、加算相関
信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較し、加算
相関信号と減算相関信号のどちらか大きい方を選択して
選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、選択
相関信号の示すベクトル角とベクトル長を算出し、ベク
トル長が予め定められたしきい値よりも大きい場合には
プリアンブル信号を検出したと判定し、その時の選択相
関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算
出し、位相制御信号を出力するプリアンブル検出・タイ
ミング位相差算出手段とを備えたものとした。

【００７８】さらに、位相制御信号に基づき、再生シン
ボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル
周波数成分とを出力するＶＣＯを備え、同相成分二乗手
段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信
号は再生サンプルクロックでサンプリングされたもので
あり、二乗加算信号成分相関演算手段は、ＶＣＯから出
力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求
め、二乗減算信号成分相関演算手段は、ＶＣＯから出力
された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め
るものとした。

【００７９】さらに、再生サンプルクロックでサンプリ
ングされたベースバンド信号を用いてタイミング位相の
進み／遅れを検出し、検出信号を位相検出信号として出
力する位相検出手段と、位相検出信号を平均化し、その
平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平
均化手段とを備え、ＶＣＯは、位相制御信号と位相進み
遅れ信号の両方とに基づいて再生シンボルクロックと再
生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出
力するものとした。

【００８０】さらに、非同期サンプルクロックおよび１
／２シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、同相
成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベー
スバンド信号は非同期サンプルクロックでサンプリング
されたものであり、二乗加算信号成分相関演算手段は、
発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用い
て相関値を求め、二乗減算信号成分相関演算手段は、発
振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて
相関値を求めるものとした。

【００８１】また、この発明にかかるタイミング再生装
置は、プリアンブル信号を有するベースバンド信号を入
力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、二乗後の
信号を二乗同相成分として出力する同相成分二乗手段
と、二乗同相成分に、ベースバンド信号の同相成分の符
号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗同相
成分として出力する同相乗算手段と、ベースバンド信号
を入力し、ベースバンド信号の直交成分を二乗し、二乗
後の信号を二乗直交成分として出力する直交成分二乗手
段と、二乗直交成分に、ベースバンド信号の直交成分の
符号ビット（±１）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直
交成分として出力する直交乗算手段と、符号化二乗同相
成分と符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を
用いて二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、符
号化二乗同相成分と符号化二乗直交成分とを減算し、そ
の減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する減
算手段と、二乗加算信号と、１／２シンボル周波数成分
との相関を算出し、算出した相関値を加算相関信号とし
て出力する二乗加算信号成分相関演算手段と、二乗減算
信号と、１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、
算出した相関値を減算相関信号として出力する二乗減算
信号成分相関演算手段と、加算相関信号の大きさと減算
相関信号の大きさとを比較し、加算相関信号と減算相関
信号のどちらか大きい方を選択相関信号として出力する
ベクトル選択手段と、選択相関信号の示すベクトル長の
大きさに応じた重み付けを、選択相関信号に与え、重み
付けされた選択相関信号を、重み付け相関信号として出
力する重み付け手段と、重み付け相関信号を２逓倍して
から平均化し、その平均を重み付け平均相関信号として
出力する平均化手段と、重み付け平均相関信号の示すベ
クトル角から位相制御信号を出力するタイミング位相差
算出手段を備えたものとした。

【００８２】さらに、位相制御信号に基づき、再生シン
ボルクロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル
周波数成分とを出力するＶＣＯを備え、同相成分二乗手
段および直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信
号は再生サンプルクロックでサンプリングされたもので
あり、二乗加算信号成分相関演算手段は、ＶＣＯから出
力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求
め、二乗減算信号成分相関演算手段は、ＶＣＯから出力
された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値を求め
るものとした。

【００８３】さらに、非同期サンプルクロックおよび１
／２シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、同相
成分二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベー
スバンド信号は非同期サンプルクロックでサンプリング
されたものであり、二乗加算信号成分相関演算手段は、
発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用い
て相関値を求め、二乗減算信号成分相関演算手段は、発
振器から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて
相関値を求めるものとした。

【００８４】さらに、加算手段は、符号化二乗同相成分
と符号化二乗直交成分とを加算したものを二乗加算信号
とし、減算手段は、符号化二乗同相成分と符号化二乗直
交成分とを減算したものを二乗減算信号とものとした。

【００８５】さらに、加算手段は、符号化二乗同相成分
と符号化二乗直交成分とを加算した値の平方根を二乗加
算信号とし、減算手段は符号化二乗同相成分と符号化二
乗直交成分とを減算した値の平方根を二乗減算信号とす
るものとした。

【００８６】さらに、平均化手段は、重み付け相関信号
の同相成分が負の場合には、重み付け相関信号の同相成
分と、直交成分の符号をそれぞれ反転した相関信号を第
１の相関信号として生成し重み付け相関信号の同相成分
が正の場合には、重み付け相関信号を第１の相関信号と
し、重み付け相関信号の直交成分が負の場合には、重み
付け相関信号の同相成分と、直交成分の符号をそれぞれ
反転した相関信号を第２の相関信号として生成し、重み
付け相関信号の直交成分が正の場合には、重み付け相関
信号を第２の相関信号として生成し、さらに、第１の相
関信号と、第２の相関信号をそれぞれ平均化し、平均化
された第１の相関信号の示すベクトル長が、平均化され
た第２の相関信号の示すベクトル長より大きい場合に
は、平均化された前記第１の相関信号を前記重み付け平
均相関信号として出力し、平均化された第２の相関信号
の示すベクトル長が、平均化された第１の相関信号の示
すベクトル長より大きい場合は、平均化された第２の相
関信号を重み付け平均相関信号として出力するものとし
た。

【００８７】さらに、プリアンブル信号を有するベース
バンド信号を入力し、ベースバンド信号の同相成分およ
びベースバンド信号の直交成分の少なくとも１つの値
が、予め定められた範囲以外の場合には、ベースバンド
信号の同相成分およびベースバンド信号の直交成分の両
方を“０”に変換して出力し、予め定められた範囲内の
場合には、そのままベースバンド信号を出力するクリッ
プ検出手段を備え、同相成分二乗手段および直交成分二
乗手段が入力するベースバンド信号は、クリップ検出手
段から出力されたベースバンド信号であるものとした。

【００８８】また、この発明にかかる復調器は、無線信
号を受信するアンテナと、受信された無線信号をベース
バンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、ベース
バンド信号を、再生サンプルクロックを用いてシンボル
レートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバン
ド信号に変換するＡＤ変換手段と、タイミング再生装置
と、再生シンボルクロックを用いて、ディジタルベース
バンド信号の中からナイキスト点データを抽出し、抽出
したナイキスト点データを判定し、復調データとして出
力するデータ判定手段とを有するものとした。

【００８９】また、この発明にかかる復調器は、無線信
号を受信するアンテナと、受信された無線信号をベース
バンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、ベース
バンド信号を、非同期サンプルクロックを用いてシンボ
ルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバ
ンド信号に変換するＡＤ変換手段と、タイミング再生装
置と、非同期サンプルクロックでサンプリングされたデ
ィジタルベースバンド信号を補間し、補間後のデータ
を、補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手
段と、位相制御信号を基に、補間ベースバンド信号のナ
イキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判
定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを有
するものとした。

【００９０】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は、この発明
の実施の形態１における復調器の構成を示す構成図であ
る。なお、図２０に示した従来の復調器と同一または相
当する部分には同一の符号を付す。

【００９１】図１において、復調器は、アンテナ１００
と、周波数変換手段２００と、第１のＡＤ変換器３０１
ａと、第２のＡＤ変換器３０１ｂと、タイミング再生装
置４００と、データ判定手段５００とで主に構成されて
いる。さらに、タイミング再生装置４００は、ＶＣＯ４
０１と、同相成分二乗手段４２０ａと、直交成分二乗手
段４２０ｂと、同相乗算手段４２１ａと、直交乗算手段
４２１ｂと、二乗プリアンブル同相相関演算手段４２２
ａと、二乗プリアンブル直交相関演算手段４２２ｂと、
ベクトル合成選択手段４０５と、プリアンブル検出・タ
イミング位相差算出手段４２３とで主に構成されてい
る。

【００９２】次に、動作について図１に基づいて説明す
る。まず、アンテナ１００は、ＲＦ帯のバースト信号を
受信し、周波数変換手段２００はＲＦ帯のバースト信号
をベースバンド帯のバースト信号に周波数変換する。こ
のバースト信号は、プリアンブル信号を先頭部に有し、
プリアンブル信号の後には有意なデータが存在する。な
お、ここで用いるプリアンブル信号は、図２２に示すよ
うな信号（例えば“１００１”パターン）でも、図３６
に示すような信号（例えば“１１０１”パターン）で
も、どちらでも良い。

【００９３】第１のＡＤ変換器３０１ａでは、受信した
ベースバンド帯の信号の同相成分を、時刻t=τ+iT/2
（但し，i=1,2,3,…，τはタイミング誤差（−T/2≦τ
＜T/2），Ｔはシンボル周期）においてサンプリング
し、受信信号の同相成分である受信データ系列Ｉ_i（ｉ=
1,2,3,…）を出力する。また、同様に、第２のＡＤ変換
器３０１ｂでは、受信したベースバンド帯の信号の直交
成分を、時刻t=τ+iT/2においてサンプリングし、受信
信号の直交成分である受信データ系列Ｑ_i（ｉ=1,2,3,
…）を出力する。ＡＤ変換器３０１ａ、３０１ｂにおけ
るデータのサンプリングはタイミング再生装置４００か
ら出力される再生サンプルクロックを用いて行なわれ
る。

【００９４】なお、従来の第１のＡＤ変換器３００ａお
よび第２のＡＤ変換器３００ｂでは、サンプリングする
データはプリアンブルに限定されるが、ここでの第１の
ＡＤ変換器３０１ａおよび第２のＡＤ変換器３０１ｂで
は、プリアンブルのほかに、有意なデータ等を含めた全
ての受信系列をサンプリングしている点で、従来のもの
と異なる。

【００９５】タイミング再生装置４００は、受信データ
系列Ｉ_i（ｉ=1,2,3,…）と受信データ系列Ｑ_i（ｉ=1,2,
3,…）を用いて、バースト信号内のプリアンブル信号
（Ip_i，Qp_i）の検出と、プリアンブル信号を用いたタイ
ミング誤差τの算出を行い、タイミング誤差τを打ち消
す位相制御を、再生サンプルクロックと、再生シンボル
クロックに対して行う。再生シンボルクロックは、再生
サンプルクロックを２分周した、シンボル周期のクロッ
クである。

【００９６】データ判定手段５００は、タイミング再生
装置４００によってタイミング誤差τが打ち消されたプ
リアンブルの後に続く有意なランダムデータ系列Ｉｄ_i
およびＱｄ_i（ｉ=1,2,3,…）を入力し、ナイキスト点に
おけるデータを、再生シンボルクロックでラッチする。
そして、ラッチしたナイキスト点データを用いてデータ
を判定し、復調データを出力する。

【００９７】次に、タイミング再生装置４００内の動作
について説明する。まず、同相成分二乗手段４２０ａ
は、受信信号の同相成分Ｉ_iを二乗し、直交成分二乗手
段４２０ｂは受信信号の直交成分Ｑ_iを二乗する。同相
乗算手段４２１ａでは、受信信号の同相成分Ｉ_iの式
（１７ａ）、式（１７ｂで示される符号signＩ_i

【００９８】 signＩ_i＝＋１ （Ｉ_i≧０） …（１７ａ） signＩ_i＝−１ （Ｉ_i＜０） …（１７ｂ）

【００９９】を、同相成分二乗手段４２０ａから出力さ
れた｜Ｉ_i｜²に乗算し、式（１８ａ）で示される符号化
二乗同相成分ＤＩ_i

【０１００】 ＤＩ_i＝signＩ_i×｜Ｉ_i｜² …（１８ａ）

【０１０１】を出力する。同様に、直交乗算手段４２１
ｂは、受信信号の直交成分Ｑ_iの式（１７ｃ）、式（１
７ｄ）で示される符号signＱ_i

【０１０２】 signＱ_i＝＋１ （Ｑ_i≧０） …（１７ｃ） signＱ_i＝−１ （Ｑ_i＜０） …（１７ｄ）

【０１０３】を、直交成分二乗手段４２０ｂの出力であ
る｜Ｑ_i｜²に乗算し、式（１８ｂ）で示される符号化二
乗直交成分ＤＱ_i

【０１０４】 DQ_i＝signQ_i×｜Q_i｜² …（１８ｂ）

【０１０５】を出力する。二乗プリアンブル同相相関演
算手段４２２ａは、符号化二乗同相成分ＤＩ_i（ｉ=1,2,
3,…）を入力し、式（１９ａ）、式（１９ｂ）で１／２
シンボル周波数成分の乗算を行う。

【０１０６】 ＤＩｃ_i＝ＤＩ_i×ｃｏｓπｉ／２ …（１９ａ） ＤＩｓ_i＝ＤＩ_i×ｓｉｎπｉ／２ …（１９ｂ）

【０１０７】そして、その乗算結果（ＤＩｃ_i，ＤＩ
ｓ_i）を平均化して、相関値（ＣＩ_i，ＳＩ_i）を求め、
同相相関信号として出力する。同様に、二乗プリアンブ
ル直交相関演算手段４２２ｂは、符号化二乗直交成分Ｄ
Ｑ_i（ｉ=1,2,3,…）に対して、式（２０ａ）、式（２０
ｂ）で１／２シンボル周波数成分を乗算する。

【０１０８】 ＤＱｃ_i＝ＤＱ_i×ｃｏｓπｉ／２ …（２０ａ） ＤＱｓ_i＝ＤＱ_i×ｓｉｎπｉ／２ …（２０ｂ）

【０１０９】そして、その乗算結果（ＤＱｃ_i，ＤＱ
ｓ_i）を平均化して、相関値（ＣＱ_i，ＳＱ_i）を求め、
直交相関信号として出力する。

【０１１０】なお、式（１９ａ）・（１９ｂ）・（２０
ａ）・（２０ｂ）の乗算は、式（１ａ）・（１ｂ）・
（２ａ）・（２ｂ）の乗算と同様、ｃｏｓπｉ／２＝
１、０、−１、０、…、ｓｉｎπｉ／２＝０、１、０、
−１、…、であるため簡単であり、相関値（ＣＩ_{i 、}ＳＩ
_i），（ＣＱ_{i 、}ＳＱ_i）は、容易に求めることができる。

【０１１１】ベクトル合成選択手段４０５は、相関値
（ＣＩ_{i 、}ＣＱ_i）と、相関値（ＳＩ_{i 、}ＳＱ_i）を入力し、
従来例と同様の処理によって合成選択し、合成相関信号
（ΣＣ_{I 、}ΣＳ_i）を出力する。なお、これにより、キャ
リア位相θｃの影響を除去することができる。

【０１１２】ここで“Ｅ”を包絡線レベルとすると、図
２２に示すような、１シンボル毎に±１８０[deg]の遷
移を繰り返すプリアンブル信号を受信する場合、符号化
二乗同相成分の振幅は（Ｅcosθｃ）²、符号化二乗直交
成分の振幅は（Ｅsinθｃ）²となり、その和はキャリア
位相θｃに関係無く、（Ｅcosθｃ）²＋（Ｅsinθｃ）²
＝Ｅ²で一定となる。

【０１１３】同様に、符号化二乗同相成分から求まる相
関値（ＣＩ_i、ＳＩ_i）の大きさと、符号化二乗直交成分
から求まる相関値（ＣＱ_{i 、}ＳＱ_i）の大きさの和である
合成相関信号（ΣＣ_{i 、}ΣＳ_i）も、キャリア位相θｃに
関係無く、一定となる。

【０１１４】次に、合成相関信号（ΣＣ_{i 、}ΣＳ_i）を計
算するまでの一連の処理例について、キャリア位相θｃ
＝４５[deg]の場合と、θｃ＝９０[deg]の場合について
説明する。

【０１１５】図３１に示すように、キャリア位相θｃ＝
４５[deg]を有するプリアンブル信号を、図３２に示す
縦線のタイミングで受信する場合、図２に示すように、
符号化二乗同相成分と、符号化二乗直交成分の振幅は、
いずれもＡ²／２となる。一方、図３４に示すようなキ
ャリア位相θｃ＝９０[deg]を有するプリアンブル信号
を、図３２に示すタイミングと同じタイミング、即ち、
図３５に示す縦線のタイミングで受信する場合、図３に
示すように、符号化二乗同相成分は“０”、符号化二乗
直交成分の振幅は、Ａ²となる。

【０１１６】よって、θｃ＝４５[deg]時の符号化二乗
同相成分と、符号化二乗直交成分の各振幅の和（Ａ²／
２＋Ａ²／２）と、θｃ＝９０[deg]時の符号化二乗同相
成分と、符号化二乗直交成分の各振幅の和（０＋Ａ²）
は等しくなり、これと同様、θｃ＝４５[deg]の合成相
関信号（ΣＣ_i，ΣＳ_i）と、θｃ＝９０[deg]の合成相
関信号（ΣＣ_i，ΣＳ_i）は、図４に示すように一致す
る。即ち、従来例では図３３に示すように、θｃ＝４５
[deg]時の合成相関信号の方が、θｃ＝９０[deg]時の合
成相関信号より大きくなるなど、キャリア位相θｃによ
って、合成相関値（ΣＣ_i，ΣＳ_i）の大きさが変動する
のに対し、この実施の形態ではキャリア位相に関係無
く、（θｃ＝４５[deg]の場合も、θｃ＝９０[deg]の場
合も、）合成相関信号（ΣＣ_i，ΣＳ_i）の大きさは一定
となることが判る。

【０１１７】次に、プリアンブル検出・タイミング位相
差算出手段４２３では、合成相関信号（ΣＣ_i，ΣＳ_i）
のベクトル長Ｖ_iを求める処理と、合成相関信号（Σ
Ｃ_i，ΣＳ_i）が示すベクトル角θｏ_iを求める処理を同
時に行う。なお、ベクトル長Ｖ_iは、式（２１）を計算
して求める。

【０１１８】 Ｖ_i＝（|ΣＣ_i|²＋|ΣＳ_i|²）^1/2 …（２１）

【０１１９】また、ベクトル角θｏ_Iは、式（２２）を
計算して求める。

【０１２０】 θｏ_i＝ｔａｎ^-1（ΣＳ_i／ΣＣ_i） …（２２）

【０１２１】なお、θｏ_iは、θ_Tと同様に２シンボル周
期（2T）で正規化した場合のタイミング位相差であるた
め、シンボル周期（T）で正規化した場合のタイミング
位相差θr_i[deg]は、式（２３）で求まる。

【０１２２】 θr_i＝２θｏ_i mod 360 … （２３）

【０１２３】なお、式（２２）の処理は、合成相関信号
（ΣＣ_{i 、}ΣＳ_i）の各絶対値の平方根に、各相関信号の
符号{±１}を乗算した値（sign［ΣＣ_i］・｜ΣＣ
_i｜^1/2、sign［ΣＳ_i］・｜ΣＳ_i｜^1/2）で行っても良
い。この場合、ベクトル角θｏ_iは、

【０１２４】 θｏ_i＝ｔａｎ^-1（sign［ΣＳ_i］・｜ΣＳ_i｜^1/2／sign［ΣＣ_i］・｜ΣＣ_i｜^1/2 ） …（２２ａ）

【０１２５】で求まり、式（２２）と比較して演算が複
雑にはなるが、更にタイミング位相差を精度良く算出す
ることができる。

【０１２６】また、タイミング再生装置４００におい
て、例えば、図２２のようなプリアンブル信号を受信中
は、ベクトル長Ｖ_iは大きな値を示し、かつタイミング
位相差θr_i[deg]も確かな値となる。一方、タイミング
再生装置４００が、無信号受信時（信号が無く、雑音の
み受信する時）や、プリアンブルの後に続く有意なデー
タ部を受信中は、ベクトル長Ｖ_iは小さな値を示し、か
つタイミング位相差θr_i[deg]も不確かな値となる。受
信状態に応じたＶ_iとθr_iの確からしさの関係を、図５
に示す。

【０１２７】よって、バースト信号を受信するタイミン
グが不明で、プリアンブルが到来する時刻が判らない場
合でも、以下の処理によって、タイミング誤差τを求め
ることができる。即ち、ベクトル長Ｖ_iをモニタし、Ｖ_i
が大きい場合（例えばベクトル長Ｖ_iが、ある閾値εｐ
を超えた場合）は“プリアンブル受信中”と判定して、
タイミング位相差θr_i[deg]を、図５に示すタイミング
でラッチする。ラッチされたタイミング位相差θｓ[de
g]は、図５から明らかなように、Ｖ_iが大きい時のタイ
ミング位相差θr_iであるため、確かな値である。プリア
ンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３は、この
ようにして得られたタイミング位相差θsを用いて、タ
イミング誤差τを式（１６ａ），（１６ｂ）で求め、タ
イミング誤差τを打ち消す位相制御信号を、後段のＶＣ
Ｏ４０１に与える。

【０１２８】仮に、従来例の構成において、タイミング
位相差算出手段４０２の代わりに、プリアンブル検出・
タイミング位相差算出手段４２３を用いて、プリアンブ
ルの検出を同様の方法で行った場合、キャリア位相θｃ
によって合成相関信号（ΣＣ，ΣＳ）の大きさ（＝ベク
トル長Ｖ_i）が変化するため、ベクトル長Ｖ_iをしきい値
εｐで検出するプリアンブル検出特性は、キャリア位相
θｃによって左右される。ところが、この実施の形態で
は、キャリア位相θｃに関係無く、合成相関信号（ΣＣ
_{I 、}ΣＳ_i）の大きさ（＝ベクトル長Ｖ_i）は一定であるた
め、ベクトル長Ｖ_iをしきい値εｐで検出するプリアン
ブル検出特性は、キャリア位相θｃに左右されない。

【０１２９】なお、バースト信号を受信するタイミング
が既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場
合は、プリアンブル検出動作は不要であるため、プリア
ンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３の代わり
に、従来例のタイミング位相差算出手段４０２を用いる
ことも当然にできる。この場合には、ベクトル長Ｖ_iを
求め、その大きさを検出する機能が不用になるため、回
路規模は低減する。

【０１３０】ＶＣＯ４０１は、プリアンブル検出・タイ
ミング位相差算出手段４２３からの位相制御信号を受け
て、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの
位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。ま
た、ＶＣＯ４０１は再生サンプルクロックを出力し、こ
の再生サンプルクロックは第１のＡ／Ｄ変換手段３０１
ａおよび第１のＡ／Ｄ変換手段３０１ｂにてベースバン
ド信号のサンプリングで使用されることになる。さら
に、ＶＣＯ４０１は１／２シンボル周波数成分を出力
し、この１／２シンボル周波数成分は二乗プリアンブル
同相相関演算手段４２２ａおよび二乗プリアンブル直交
相関演算手段４２２ｂで相関値を算出するのに使用され
ることになる。

【０１３１】このように、プリアンブル信号の同相成分
の二乗値に、同相成分の符号ビット（±１）を乗算した
信号と、プリアンブル信号の直交成分の二乗値に、直交
成分の符号ビット（±１）を乗算した信号を用いて、１
／２シンボル周波数成分を有するプリアンブル信号との
相関演算を行うようにしたので、キャリア位相θｃに影
響されずに、高精度なタイミング位相推定を実現するこ
とができる。

【０１３２】さらに、プリアンブル検出・タイミング位
相差検出手段４２３により、プリアンブルを用いた高精
度なタイミング位相推定と、プリアンブル検出を同時に
実現でき、プリアンブルを受信するタイミングが判らな
い場合でも、タイミング位相制御を正常に行うことがで
きる。なお、この場合にも、プリアンブル検出特性は、
キャリア位相θｃに影響されない。また、これらは２[s
ample/symbol]の低いサンプリング速度で実現すること
ができる。

【０１３３】さらにまた、電源立上げ時や、シャドウイ
ング復帰後の再接続において生じるバースト信号の受信
タイミングが未知である場合でも、キャリア位相θｃに
影響されずに、短いプリアンブルで高速同期、高速再同
期を実現し、プリアンブルに続く有意なデータ部におい
て良好なＢＥＲ（ビット誤り率）特性を実現することが
できる。

【０１３４】なお、タイミング再生装置４００は、図２
２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイ
キスト点を１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シ
ンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号
以外にも、例えば図３６のような複素平面上で隣り合う
２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移する
プリアンブル信号など、複素平面上のある２点を、１シ
ンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号であれば、
キャリア位相に関係無く、タイミング位相推定やプリア
ンブル検出を精度良く行うことが出来る。

【０１３５】実施の形態２．図６は、この発明の実施の
形態２における復調器を示す構成図であり、図１の復調
器において、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏ
ｐ）型と呼ばれるフィードバック系の回路を組み込んだ
ものである。なお、図１に示した復調器と同一または相
当する部分には同一の符号を付す。

【０１３６】図６において、４２４は位相検出手段、４
２５は平均化手段、４０１ａはＶＣＯであり、これら
で、ＰＬＬタイミング再生手段を構成している。なお、
このＰＬＬタイミング再生手段については、例えば、文
献「受信信号位相情報を用いたＱＰＳＫ用タイミング再
生方式の検討」（藤村著 電子情報通信学会 論文誌 VO
L.J81-B-2 no.6，pp.665-668，1998年６月）に記載され
ている。

【０１３７】次に、動作について図６に基づいて説明す
る。まず、実施の形態１のように、プリアンブル検出
や、タイミング誤差τ算出中も、位相検出手段４１７、
平均化手段４１８、ＶＣＯ４０１ａで構成されるＰＬＬ
タイミング再生手段を動作させる。

【０１３８】この時、同相成分二乗手段４２０ａおよび
直交成分二乗手段４２０ｂからプリアンブル検出・タイ
ミング位相差算出手段４２３までの演算処理は、実施の
形態１と同様であり、プリアンブル信号を検出したら、
その時に同時に求めたタイミング誤差τを打ち消すクロ
ック位相制御を位相制御信号として、ＶＣＯ４０１ａに
与えている。一方で、位相検出手段４２４は、受信デー
タ（Ｉ_i，Ｑ_i）からタイミング位相が進んでいるか、遅
れているかを検出し、検出信号としてタイミング位相が
進んでいれば“＋１”を、遅れていれば“−１”を出力
する。

【０１３９】平均化手段４２５は、この進み／遅れ信号
を入力し、例えばランダムウォークフィルタ等を用いて
平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力す
る。ＶＣＯ４０１ａは、この位相進み遅れ信号を入力
し、再生サンプルクロックと再生シンボルクロックの位
相を制御し、この位相進み遅れ信号が“正”であればタ
イミング位相を進ませ、“負”であればタイミング位相
を遅らせる。ＶＣＯ４０１ａは、通常は位相進み遅れ信
号によって制御されているが、プリアンブルが検出さ
れ、位相制御信号が入力されたら、位相進み遅れ信号を
用いずに、位相制御信号を用いて、各クロック位相制御
を実施する。

【０１４０】なお、位相進み遅れ信号のみを用いる場合
には、この位相進み遅れ信号を用いるタイミング位相の
進み／遅れの制御が、例えば１／１６シンボルステップ
幅で行われるため、タイミング位相の引込みに時間を要
するという短所を有する。しかし逆に、プリアンブル信
号の後に続く有意なランダムデータ部受信時において、
タイミング位相追随が可能であるという長所も有する。

【０１４１】一方、位相制御信号のみを用いる場合に
は、プリアンブル信号の後に続く有意なランダムデータ
部受信時において、タイミング位相差θr_i[deg]が不確
かとなり、使用できないという短所を有する。しかし逆
に、短いプリアンブル信号で、高精度にタイミング位相
差を検出できるという長所も有する。

【０１４２】従って、ここでは、位相制御信号と位相進
み遅れ信号の両方を用いることにより、互いに長所が短
所をカバーしあうので、短いプリアンブル信号で高精度
なタイミング位相推定と、制御を実施しながら、有意な
ランダムデータ部受信中もタイミング位相追随を実現す
ることができる。

【０１４３】さらに、タイミング再生装置４００は、実
施の形態１と同様、図２２に示すような複素平面上で原
点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互
に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移す
る）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような
複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボ
ル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面
上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリア
ンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミ
ング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが
出来る。

【０１４４】実施の形態３．図７は、この発明の実施の
形態３における復調器を示す構成図であり、図１の復調
器において、ＶＣＯ４０１の代わりに、フィードフォワ
ード型のタイミング再生装置を用いたものである。な
お、図１に示した復調器と同一または相当する部分には
同一の符号を付す。

【０１４５】図７において、４２６は発振器、６００は
データ補間手段、５００ａはデータ判定手段である。次
に、動作について図７に基づいて説明する。発振器４２
６は、シンボル周期の２倍の自走する非同期サンプルク
ロックを出力する。第１のＡ／Ｄ変換器３０１ａおよび
第２のＡＤ変換器３０１ｂは、この非同期サンプルクロ
ックでデータを２[sample/symbol]で非同期サンプリン
グする。

【０１４６】同相成分二乗手段４２０ａおよび直交成分
二乗手段４２０ｂは、非同期サンプリングされた受信デ
ータ（Ｉ_{i 、}Ｑ_i）の二乗を求める。同相乗算手段４２１
ａおよび直交乗算手段４２１ｂは、入力された同相成分
二乗手段４２０ａおよび直交成分二乗手段４２０ｂで求
められた各二乗値に対して、受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）の
符号（±１）を乗算する。二乗プリアンブル同相相関演
算手段４２２ａは、同相乗算手段４２１ａから出力され
た信号ＤＩ_iと、発振器４２６から出力されたシンボル
周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）
ｔ］との相関を求める。また、二乗プリアンブル直交相
関演算手段４２２ｂは、直交乗算手段４２１ｂから出力
された信号ＤＱ_iと、発振器４２６から出力されたシン
ボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆ
ｓ）ｔ］との相関を求める。その後、ベクトル合成選択
手段４０５や、プリアンブル検出・タイミング位相差算
出手段４２３は、タイミング誤差τを求める。

【０１４７】また、データ補間手段６００は、第１のＡ
／Ｄ変換器３０１ａおよび第２のＡ／Ｄ変換器３０１ｂ
によって得られた受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）を補間し、例
えばシンボル周期に対して１／１６の時間分解能を有す
る受信データを生成し、補間された受信データを出力す
る。

【０１４８】データ判定手段５００ａは、プリアンブル
検出・タイミング位相差算出手段４２３からのタイミン
グ誤差τの情報を用いて、補間された受信データのナイ
キスト点を抽出し、抽出したナイキスト点のデータを復
調データとして出力する。

【０１４９】このように、回路規模が大きなＶＣＯを使
用する代わりに、安価で小型な 発振器４２６を使用す
ることで、復調器を低価格で小型にすることができる。

【０１５０】なお、ここでのタイミング再生装置は、実
施の形態１と同様、図２２に示すような複素平面上で原
点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互
に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移す
る）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６のような
複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボ
ル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複素平面
上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリア
ンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、タイミ
ング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行うことが
出来る。

【０１５１】実施の形態４．図８は、この発明の実施の
形態４における復調器の構成を示す構成図である。な
お、図１に示した復調器と同一または相当する部分には
同一の符号を付す。

【０１５２】図８において、４２３ａはプリアンブル検
出・タイミング位相差算出手段、４２７は加算手段、４
２８は減算手段、４２９ａは二乗加算信号成分相関演算
手段、４２９ｂは二乗減算信号成分相関演算平均化手
段、４３０はベクトル選択手段である。また、図９は、
ベクトル選択手段４２２の詳細構成を示す構成図であ
る。図９において、４３１は最大絶対値検出手段、４３
２は選択手段である。

【０１５３】次に、動作について図８および図９に基づ
いて説明する。加算手段４２７では、同相乗算手段４２
１ａから出力される符号化二乗同相成分ＤＩ_iと、直交
乗算手段４２１ｂから出力される符号化二乗直交成分Ｄ
Ｑ_iとを加算して二乗加算信号Ａ_iとして出力する。一
方、減算手段４２８は、同相乗算手段４２１ａから出力
される符号化二乗同相成分ＤＩ_iと、直交乗算手段４２
１ｂから出力される符号化二乗直交成分ＤＱ_iとを減算
して二乗減算信号Ｓ_iとして出力する。なお、減算手段
４２８での減算は、（ＤＩ_i−ＤＱ_i）でも（ＤＱ_i−Ｄ
Ｉ_i）でも、どちらでも良い。

【０１５４】なお、プリアンブル信号を受信した場合
（Ｉ_i＝Ｉｐ_i，Ｑ_i＝Ｑｐ_i）には、キャリア位相θｃ[d
eg]がどのような値であっても、加算手段４２７から出
力される二乗加算信号、または減算手段４２８から出力
される二乗減算信号のどちらか一方が、大きな１／２シ
ンボル周波数成分を有する信号とすることが出来る。

【０１５５】例えば、キャリア位相θｃ[deg]が図２２
のように（９０＜θｃ＜１８０）、あるいは（２７０＜
θｃ＜３６０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の
同相成分と直交成分の位相関係は図２３のように逆相と
なるため、これらの二乗値に符号（±１）を乗算した符
号化二乗同相成分ＤＩ_iと符号化二乗直交成分ＤＱ_iの関
係も、図１０（ａ）に示すように逆相となる。

【０１５６】よって、二乗加算信号Ａ_iの振幅は、両者
の信号が打ち消し合い、図１０（ａ）のように小さくな
る。逆に、二乗減算信号Ｓ_iの振幅は、符号化二乗同相
成分ＤＩ_iと、反転された符号化二乗直交成分ＤＱ_iの関
係が、図１０（ｂ）のように同相となるため、大きくな
る。

【０１５７】ここで着目すべき点は、キャリア位相θｃ
[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）、ある
いは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、二乗
減算信号Ｓ_iの振幅の絶対値は、｜｜Ｉ_i｜²＋｜Ｑ_i｜²
｜となり、キャリア位相θｃに関係無く一定値（包絡線
Ｅの二乗値：Ｅ²）をとる点である（二乗加算信号Ａ_iの
振幅の絶対値は、｜｜Ｉ_i｜²−｜Ｑ_i｜²｜となり、キャ
リア位相θｃによって変化する）。

【０１５８】一方、キャリア位相θｃ[deg]が図２５の
ように（０＜θｃ＜９０）、あるいは（１８０＜θｃ＜
２７０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の同相成
分と直交成分の位相関係は図２６のように同相となるた
め、これらの二乗値に符号（±１）を乗算した符号化二
乗同相成分ＤＩ_iと符号化二乗直交成分ＤＱ_iの関係も、
図１１（ａ）のように同相となる。よって、二乗加算信
号Ａ_iの振幅は、図１１（ａ）のように大きくなる。逆
に、二乗減算信号Ｓ_iの振幅は、符号化二乗同相成分Ｄ
Ｉ_iと、反転された符号化二乗直交成分ＤＱ_iの関係が、
図１１（ｂ）のように逆相となるため、小さくなる。

【０１５９】同様に、ここで着目すべき点は、キャリア
位相θｃ[deg]が図２５のように（０＜θｃ＜９０）、
あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、
二乗加算信号Ａ_iの振幅の絶対値は、｜｜Ｉ_i｜²＋｜Ｑ_i
｜²｜となり、キャリア位相θｃに関係無く一定値（包
絡線Ｅの二乗値：Ｅ²）をとる点である（二乗減算信号
Ｓ_iの振幅の絶対値は、｜｜Ｉ_i｜²−｜Ｑ_i｜²｜とな
り、キャリア位相θｃによって変化する）。

【０１６０】なお、加算手段４２７は、同相乗算手段４
２１ａから出力される符号化二乗同相成分ＤＩ_iと、直
交乗算手段４２１ｂから出力される符号化二乗直交成分
ＤＱ_iの加算値をそのまま出力するのではなく、加算結
果を絶対値変換し、絶対値変換された加算結果の平方根
に加算結果の符号｛±１｝を乗算した値を二乗加算信号
Ａ_iとして出力し、同様に減算手段４２８は、同相乗算
手段４２１ａから出力される符号化二乗同相成分ＤＩ_i
と、直交乗算手段４２１ｂから出力される符号化二乗直
交成分ＤＱ_iの減算値をそのまま出力するのではなく、
減算結果を絶対値変換し、絶対値変換された減算結果の
平方根に減算結果の符号｛±１｝を乗算した値を二乗減
算信号Ｓ_iとして出力してもよい。この場合、平方根を
算出する演算が必要になり、回路が複雑になるが、後段
のプリアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３
ａにおいて、更にタイミング位相差を精度良く算出でき
るという利点がある。

【０１６１】二乗加算信号成分相関演算手段４２９ａ
は、二乗加算信号に対してシンボル周波数の１／２の周
波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行
う。具体的には、データ系列Ａ_i( i=1、2、3、…)に対し
て、式（２４ａ）、式（２４ｂ）の演算を行う。

【０１６２】 Ａｃ_i＝Ａ_i×ｃｏｓπｉ／２ …（２４ａ） Ａｓ_i＝Ａ_i×ｓｉｎπｉ／２ …（２４ｂ）

【０１６３】次に、式（２４ａ）および式（２４ｂ）で
求めたデータ系列（Ａｃ_i，Ａｓ_i）を平均化して、加算
相関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）を出力する。なお、式（２４
ａ）および式（２４ｂ）の乗算では、ｃｏｓπｉ／２＝
１、０、−１、０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０、１、０、
−１、…、であるため、加算相関値（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）
は、容易に求めることができる。例えば、４シンボルで
平均化する場合、加算相関値（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）は、式
（２４ｃ）、式（２４ｄ）で得られる。

【０１６４】 ＣＡ_i =（Ａ_i−Ａ_i+2＋Ａ_i+4−Ａ_i+6＋Ａ_i+8−Ａ_i+10+Ａ_i+12−Ａ_i+14）／８ …（２４ｃ） ＳＡ_i=（Ａ_i+1−Ａ_i+3＋Ａ_i+5−Ａ_i+7＋Ａ_i+9−Ａ_i+11+Ａ_i+13−Ａ_i+15）／８ …（２４ｄ）

【０１６５】同様に、二乗減算信号成分相関演算手段４
２９ｂは、二乗減算信号に対してシンボル周波数の１／
２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演
算を行う。具体的には、データ系列Ｓ_i( i=1、2、3、…)
に対して、式（２５ａ）、式（２５ｂ）の演算を行う。

【０１６６】 Ｓｃ_i＝Ｓ_i×ｃｏｓπｉ／２ …（２５ａ） Ｓｓ_i＝Ｓ_i×ｓｉｎπｉ／２ …（２５ｂ）

【０１６７】次に、データ系列（Ｓｃ_i，Ｓｓ_i）を平均
化して、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）を出力する。な
お式（２５ａ）および式（２５ｂ）の乗算では、ｃｏｓ
πｉ／２＝１、０、−１、０、…、ｓｉｎπｉ／２＝
０、１、０、−１、…、であるため、減算相関信号（Ｃ
Ｓ_{i 、}ＳＳ_i）は、容易に求めることができる。例えば、
４シンボルで平均化する場合、減算相関信号（ＣＳ_{i 、}Ｓ
Ｓ_i）は、以下に示す式（２５ｃ）、式（２５ｄ）で得
られる。

【０１６８】 ＣＳ_i =（Ｓ_i−Ｓ_i+2＋Ｓ_i+4−Ｓ_i+6＋Ｓ_i+8−Ｓ_i+10+Ｓ_i+12−Ｓ_i+14）／８ …（２５ｃ） ＳＳ_i=（Ｓ_i+1−Ｓ_i+3＋Ｓ_i+5−Ｓ_i+7＋Ｓ_i+9−Ｓ_i+11+Ｓ_i+13−Ｓ_i+15）／８ …（２５ｄ）

【０１６９】プリアンブル受信時において、例えばキャ
リア位相θｃ[deg]が、図２２のように（９０＜θｃ＜
１８０）、あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲に
ある場合、二乗減算信号Ｓ_iの振幅は、二乗加算信号Ａ_i
の振幅より大きく、その絶対値はキャリア位相θｃに関
係無く、Ｅ²＝｜｜Ｉ_i｜²＋｜Ｑ_i｜²｜と一定値をとる
ため、減算相関信号（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）の示すベクトル長
は、加算相関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）の示すベクトル長よ
り大きく、その大きさも一定値を示す。例えば、図２２
のプリアンブル信号を、図１０に示すタイミングでサン
プリングして求めた各相関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i），（Ｃ
Ｓ_{i 、}ＳＳ_i）は、図１２のようになり、減算相関信号の
示すベクトル長の方が大きくなる。

【０１７０】またプリアンブル受信時において、例えば
キャリア位相θｃ[deg]が、図２５のように（０＜θｃ
＜９０）、あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲に
ある場合、二乗加算信号Ａ_iの振幅は、二乗減算信号Ｓ_i
の振幅より大きく、その絶対値はキャリア位相θｃに関
係無く、Ｅ²＝｜｜Ｉ_i｜²＋｜Ｑ_i｜²｜と一定値をとる
ため、加算相関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）の示すベクトル長
は、減算相関信号（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）の示すベクトル長よ
り大きく、その大きさも一定値を示す。例えば、図２５
のプリアンブル信号を、図１１に示すタイミングでサン
プリングして求めた各相関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i），（Ｃ
Ｓ_{i 、}ＳＳ_i）は、図１３のようになり、加算相関信号の
示すベクトル長の方が大きくなる。

【０１７１】一方、無信号受信時（信号が無く、雑音の
み受信する場合）や、プリアンブルの後に続く有意なデ
ータ部を受信中は、加算相関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）、減
算相関信号（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）のいずれも、１／２シンボ
ル周波数成分が時間的に長く存在しないため、小さなベ
クトル長を示す。

【０１７２】ベクトル選択手段４３０は、これら加算相
関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）、減算相関信号（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）
の内、どちらかベクトル長の大きい方を選択し、選択し
た信号を選択相関信号（ＣＯ_{i 、}ＳＯ_i）として出力す
る。この動作の詳細については、図９に基づいて説明す
る。

【０１７３】最大絶対値算出手段４３１は、図２１に示
す従来のベクトル合成選択手段４０６の場合と同様に、
加算相関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）、減算相関信号（ＣＳ_{i 、}
ＳＳ_i）の各絶対値である｜ＣＡ_i｜、｜ＳＡ_i｜、｜Ｃ
Ｓ_i｜、｜ＳＳ_i｜の最大値を求める。

【０１７４】選択手段４３２は、最大絶対値算出手段４
３１で求めた最大値が、｜ＣＡ_i｜、｜ＳＡ_i｜のどちら
かである場合は、加算相関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）を選択
し、その最大値が、｜ＣＳ_i｜、｜ＳＳ_i｜のどちらかで
ある場合は、減算相関信号（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）を選択す
る。選択した信号は、選択相関信号（ＣＯ_{i 、}ＳＯ_i）と
して出力される。

【０１７５】なお、具体的には、プリアンブル受信時に
おけるベクトル選択手段４３０の動作は、以下のように
なる。まず、キャリア位相θｃ[deg]が、図２２のよう
に（９０＜θｃ＜１８０）、あるいは（２７０＜θｃ＜
３６０）の範囲にある場合、図１２に示すように減算相
関信号（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）の示すベクトル長は、加算相関
信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）の示すベクトル長より大きいた
め、ベクトル選択手段４３０は減算相関信号（ＣＳ _{i 、}Ｓ
Ｓ_i）を選択し、選択相関信号（ＣＯ_{i 、}ＳＯ_i）＝（ＣＳ
_{i 、}ＳＳ_i）を出力する。一方、キャリア位相θｃ[deg]
が、図２５のように（０＜θｃ＜９０）、あるいは（１
８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、図１３のよう
に、加算相関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）の示すベクトル長
は、減算相関信号（ＣＳ_{I 、}ＳＳ_i）の示すベクトル長よ
り大きいため、ベクトル選択手段４３０は減算相関信号
（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）を選択し、選択相関信号（ＣＯ_{i 、}Ｓ
Ｏ_i）＝（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）を出力する。

【０１７６】更に、キャリア位相θｃ[deg]が、（９０
＜θｃ＜１８０）、あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）
の範囲にある場合、キャリア位相θｃに関係無く、減算
相関信号（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）の示すベクトル長は一定値を
示し、キャリア位相θｃ[deg]が、（０＜θｃ＜９
０）、あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある
場合、キャリア位相θｃに関係無く、加算相関信号（Ｃ
Ａ_{i 、}ＳＡ_i）の示すベクトル長は一定値を示すため、プ
リアンブル受信時におけるベクトル選択手段４３０から
出力される選択相関信号（ＣＯ_{i 、}ＳＯ_i）の示すベクト
ル長は、キャリア位相θｃに関係無く、常に大きな一定
値をとる。

【０１７７】一方、無信号受信時（信号が無く、雑音の
み受信する場合）や、プリアンブルの後に続く有意なデ
ータ部を受信中において、ベクトル選択手段４３０は、
小さなベクトル長を示す加算相関信号（ＣＡ_{i 、}Ｓ
Ａ_i）、あるいは小さなベクトル長を示す減算相関信号
（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）のいずれかをランダムに選択するた
め、その時の選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）の示すベク
トル長は、小さな値をとる。

【０１７８】この選択相関信号（ＣＯ_{i 、}ＳＯ_i）は、プ
リアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａに
送られ、以下の２つの処理が同時になされる。一つは、
式（２６）により選択相関信号（ＣＯ_{i 、}ＳＯ_i）のベク
トル長Ｖ_iが求められる。

【０１７９】 Ｖ_i＝（|ＣＯ_i|²＋|ＳＯ_i|²）^1/2 …（２６）

【０１８０】また、他の一つは、式（２７）により選択
相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）のベクトル角が求められる。

【０１８１】 θｏ_i＝ｔａｎ^-1（ＳＯ_i／ＣＯ_i） …（２７）

【０１８２】なお、ここでθｏ_iは、θ_Tと同様に、２シ
ンボル周期（2T）で正規化した場合のタイミング位相差
であるため、シンボル周期（T）で正規化した場合のタ
イミング位相差θr_i[deg]は、式（２３）で求まる。

【０１８３】ここで、プリアンブル信号受信中におい
て、タイミング再生装置４００の示すベクトル長Ｖ
_iは、キャリア位相θｃに関係無く、大きな一定値を示
し、かつタイミング位相差θr_i[deg]も、確かな値とな
る。例えば、図２２のプリアンブル信号を、図１０に示
す縦線のタイミングでサンプリングした場合、図１２中
の減算相関信号（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）が、ベクトル選択手段
４３０で選択され、そのベクトル長がＶ_i，そのベクト
ル角がθｏ_iとなる。

【０１８４】一方、図２５のプリアンブル信号を、図１
０と同じタイミングである図１１に示す縦線のタイミン
グでサンプリングした場合、図１３中の加算相関信号
（ＣＡ _{i 、}ＳＡ_i）が、ベクトル選択手段４３０で選択さ
れ、そのベクトル長がＶ_i，そのベクトル角がθｏ_iとな
る。なお、図１２のθｏ_iと、図１３のθｏ_iは、180[de
g]の差が有るが、式（２３）の処理により、図１２のθ
ｏ_iから求まるθr_iと、図１３のθｏ_iから求まるθr_iは
一致する。

【０１８５】一方、無信号受信時（信号が無く、雑音の
み受信する場合）や、プリアンブルの後に続く有意なデ
ータ部を受信中は、ベクトル長Ｖ_iは小さな値を示し、
かつタイミング位相差θr_i[deg]も不確かな値となる。
この時の受信状態に応じたＶ_iとθr_iの確からしさの関
係は、図５にようになる。

【０１８６】よって、プリアンブル検出・タイミング位
相差算出手段４２３ａは、バースト信号を受信するタイ
ミングが不明で、プリアンブルが到来する時刻が判らな
い場合でも、以下の処理によって、タイミング誤差τを
求めることができる。即ち、ベクトル長Ｖ_iをモニタ
し、Ｖ_iが大きい場合（例えばベクトル長Ｖ_iが、ある閾
値εｐを超えた場合）は“プリアンブル受信中”と判定
して、タイミング位相差θr_i[deg]を、図５に示すタイ
ミングでラッチする。ラッチされたタイミング位相差θ
ｓ[deg]は、図５から明らかなように、Ｖ_iが大きい時の
タイミング位相差θr_iであるため、確かな値である。プ
リアンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａ
は、このようにして得られたタイミング位相差θsを用
いて、タイミング誤差τを式（１６ａ）および式（１６
ｂ）で求め、タイミング誤差τを打ち消す位相制御信号
を、後段のＶＣＯ４０１に与える。

【０１８７】なお、このような構成では、実施の形態１
と同様に、キャリア位相θｃに関係無く、選択相関信号
（ＣＯ_{i 、}ＳＯ_i）の大きさ（＝ベクトル長Ｖ_i）は一定で
あるため、ベクトル長Ｖ_iをしきい値εｐで検出するプ
リアンブル検出特性は、キャリア位相θｃに左右されな
い。

【０１８８】また、バースト信号を受信するタイミング
が既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場
合は、プリアンブル検出動作は不要であるため、プリア
ンブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａの代わ
りに、従来のタイミング位相差算出手段４０２を用いる
ことができる。この場合、ベクトル長Ｖ_iを求め、その
大きさを検出する機能が不用になるため、回路規模は低
減する。

【０１８９】ＶＣＯ４０１は、プリアンブル検出・タイ
ミング位相差算出手段４２３ａからの位相制御信号を受
けて、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロック
の位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。

【０１９０】このような構成では、複雑な処理を行うベ
クトル合成選択手段４０５を使用する必要がなくなり、
回路規模を低減することができる。

【０１９１】なお、この実施の形態４におけるタイミン
グ再生装置は、実施の形態１と同様、図２２に示すよう
な複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１
シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±
１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例
えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキ
スト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル
信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交
互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相
に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を
精度良く行うことが出来る。

【０１９２】実施の形態５．図１４は、この発明の実施
の形態５における復調器の構成を示す構成図であり、図
８の復調器において、図６に示したようなＰＬＬ（Ｐｈ
ａｓｅ ＬｏｃｋＬｏｏｐ）型と呼ばれるフィードバッ
ク系の回路を組み込んだものである。なお、図６・図８
に示した復調器と同一または相当する部分には同一の符
号を付す。図１４において、４２４は位相検出手段、４
２５は平均化手段、４０１ａはＶＣＯであり、これらで
ＰＬＬタイミング再生手段を構成している。

【０１９３】次に、図１４に基づいて動作について説明
する。まず、プリアンブル検出や、タイミング誤差τ算
出中も、位相検出手段４２４、平均化手段４２５，ＶＣ
Ｏ４０１ａを動作させる。

【０１９４】なお、同相成分二乗手段４２０ａ、直交成
分二乗手段４２０ｂからプリアンブル検出・タイミング
位相差算出手段４２３ａまでの演算処理は、図８に示す
復号器と同様であり、プリアンブル信号を検出したら、
その時に同時に求めたタイミング誤差τを打ち消すクロ
ック位相制御を、位相制御信号として、ＶＣＯ４０１ａ
に与える。

【０１９５】一方で、位相検出手段４２４は、受信デー
タ（Ｉ_{i 、}Ｑ_i）からタイミング位相が進んでいるか、遅
れているかを検出し、検出信号としてタイミング位相が
進んでいれば“＋１”を、遅れていれば“−１”を出力
する。

【０１９６】平均化手段４２５は、この進み／遅れ信号
を例えばランダムウォークフィルタを用いて平均化し、
その平均を位相進み遅れ信号として出力する。ＶＣＯ４
０１ａでは、位相進み遅れ信号によって、再生サンプル
クロックと再生シンボルクロックの位相を制御し、位相
進み遅れ信号が“正”であればタイミング位相を進ま
せ、“負”であればタイミング位相を遅らせる。ＶＣＯ
４０１ａは、通常は位相進み遅れ信号によって制御され
ているが、プリアンブルが検出され、位相制御信号が入
力されたら、位相進み遅れ信号を用いずに、位相制御信
号を用いて、各クロック位相制御を実施する。

【０１９７】このような構成では、短いプリアンブル信
号で高精度なタイミング位相推定と制御を実施しなが
ら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追
随を実現することができる。

【０１９８】なお、図１４のタイミング再生装置は、図
８に示すタイミング再生装置と同様に、図２２に示すよ
うな複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を
１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に
±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、
例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイ
キスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブ
ル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に
交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位
相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出
を精度良く行うことが出来る。

【０１９９】実施の形態６．図１５は、この発明の実施
の形態６における復調器の構成を示す構成図であり、図
８の復調器において、ＶＣＯ４０１の代わりに、図７で
示したようなフィードフォワード型のタイミング再生手
段を用いたものである。なお、図７・図８に示した復調
器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。図
１５において、４２６は発振器、６００はデータ補間手
段、５００ａはデータ判定手段である。

【０２００】次に、図１５に基づいて動作について説明
する。発振器４２６は、シンボル周期の２倍の自走する
非同期サンプルクロックを出力する。第１のＡ／Ｄ変換
器３０１ａ、第２のＡ／Ｄ変換機３０１ｂは、この非同
期サンプルクロックでデータを２[sample/symbol]で非
同期サンプリングする。この非同期サンプリングされた
受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）は、同相成分二乗手段４２０
ａ、直交成分二乗手段４２０ｂ、同相乗算手段４２１
ａ、直交乗算手段４２１ｂ、加算手段４２７、減算手段
４２８にて一連の信号処理がなされる。

【０２０１】次に、二乗加算信号成分相関演算手段４２
９ａは、加算手段４２７から出力された二乗加算信号Ａ
_iと、発振器から出力されたシンボル周波数の１／２の
周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を
行い、これを平均化して加算相関信号（ＣＡ_i、ＳＡ_i）
を出力する。同様に、二乗減算信号成分相関演算手段４
２９ｂは、減算手段４２８から出力された二乗減算信号
Ｓ_iと、発振器から出力されたシンボル周波数の１／２
の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算
を行い、これを平均化して加算相関信号（ＣＳ_i、Ｓ
Ｓ_i）を出力する。次に、この加算相関信号（ＣＡ_i、Ｓ
Ａ_i）及び加算相関信号（ＣＳ_i、ＳＳ_i）は、ベクトル
選択手段４３０、プリアンブル検出・タイミング位相差
算出手段４２３ａで処理され、タイミング誤差τが求ま
る。

【０２０２】データ補間手段６００は、非同期の2[samp
le/symbol]によって得られた受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）を
補間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間
分解能を有する受信データを生成し、補間された受信デ
ータを出力する。データ判定手段５００ａは、プリアン
ブル検出・タイミング位相差算出手段４２３ａから出力
されたタイミング誤差τの情報を用いて、補間された受
信データのナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト
点のデータを復調データとして出力する。

【０２０３】このように、回路規模が大きなＶＣＯを使
用する代わりに、安価で小型な 発振器４２６を使用す
ることで、復調器を低価格で小型にすることができる。
なお、図１５のタイミング再生装置は、図２２に示すよ
うな複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を
１シンボル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に
±１８０[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、
例えば図３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイ
キスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブ
ル信号など、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に
交互に遷移するプリアンブル信号であれば、キャリア位
相に関係無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出
を精度良く行うことが出来る。

【０２０４】実施の形態７．図１６は、この発明の実施
の形態７における復調器の構成を示す構成図であり、図
８の復調器において、プリアンブル信号だけでなく、プ
リアンブル信号の後に続くランダムパターン信号をも用
いてタイミング再生を行うようにしたものである。な
お、図８に示した復調器と同一または相当する部分には
同一の符号を付す。この実施の形態７での基本的な概念
として、プリアンブルの後に続くランダムパターン信号
において、数シンボルの時間単位でバースト的に存在す
る１／２シンボル周波数成分も抽出し、これらを平均化
してタイミング位相推定に用いるものである。

【０２０５】これは、ランダムパターン信号中に数シン
ボル程度の短い時間であるが存在する１／２シンボル周
波数成分を利用することで可能となる。例えば、ＱＰＳ
Ｋ変調方式を例にすると、以下の計１２パターンの８ビ
ットデータ系列に、１／２シンボル周波数成分が存在す
る。これらのいずれかが発生する確率は、１２／２５６
＝４．６％と少ないが、これらのパターンに含まれる１
／２シンボル周波数成分を検出し、検出した１／２シン
ボル周波数成分を、長い時間かけて平均化すれば、ラン
ダムパターン受信時においても、高精度なタイミング位
相推定を実現することができることになる。

【０２０６】 パターンＡ：１１００１１００ パターンＢ：００１１００１１ パターンＣ：０１１００１１０ パターンＤ：１００１１００１ パターンＥ：１１０１１１０１ パターンＦ：０１１１０１１１ パターンＧ：１１１０１１１０ パターンＨ：１０１１１０１１ パターンＩ：０１０００１００ パターンＪ：０００１０００１ パターンＫ：１０００１０００ パターンＬ：１０００１０００

【０２０７】更に、図１６でのタイミング再生装置４０
０では、同時に受信信号のレベル制御にＡＧＣ(Automat
ic Gain Control)を使用する場合に、ＡＧＣの引込み時
に入力される過増幅信号による影響を受けずにタイミン
グ再生を行うことができるようになることである。な
お、図１６において、４３３は重み付け手段、４３４は
平均化手段、４３５はタイミング位相差算出手段であ
る。

【０２０８】次に、動作について図１６に基づいて説明
する。アンテナ１００から、加算手段４２７および減算
手段４２８までの動作は図８に示した復調器と同様であ
る。二乗加算信号成分相関演算手段４２９ａは、二乗加
算信号に対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅ
ｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。すなわ
ち、式（２４ａ）および式（２４ｂ）により、データ系
列（Ａｃ_{i 、}Ａｓ_i）を求め、これを平均化して、加算相
関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）を出力する。同様に、二乗減算
信号成分相関演算手段４２９ｂは、二乗減算信号に対し
てシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ
（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。すなわち、式（２５
ａ）および式（２５ｂ）により、データ系列（Ｓｃ_{i 、}Ｓ
ｓ_i）を求め、これを平均化して、加算相関信号（ＣＳ_i
、ＳＳ_i）を出力する。但し、ここでのデータ系列の平均
化では、４シンボル，８シンボル、または１２シンボル
程度の少ないデータ数を用いることになる。例えば、パ
ターンＡ〜パターンＬまでの８ビットの何れかのパター
ンに対する相関を求める場合は、平均化に用いるデータ
数は、連続する８個のデータとなる。

【０２０９】ベクトル選択手段４３０は、これら加算相
関信号（ＣＡ_{i 、}ＳＡ_i）、減算相関信号（ＣＳ_{i 、}ＳＳ_i）
の内、どちらかベクトル長の大きい方を選択し、選択し
た信号を選択相関信号（ＣＯ_{I 、}ＳＯ_i）として出力す
る。

【０２１０】重み付け手段４３３は、ベクトル選択手段
４３０の出力である選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）のベ
クトル長ＶＯ_iを求め、このＶＯ_iの大きさに応じた重み
付け値αを求める。次に、式（２７ａ）、式（２７ｂ）
により、重み付け値αを選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）
に乗算し、その結果を重み付け相関信号（ＣＷ_i，Ｓ
Ｗ_i）として出力する。

【０２１１】 ＣＷ_i＝αＣＯ_i …（２７ａ） ＳＷ_i＝αＳＯ_i …（２７ｂ）

【０２１２】なお、ベクトル長ＶＯ_iは、パターンＡ〜
パターンＤを受信した場合には非常に大きな値を示し、
パターンＥ〜パターンＬを受信した場合には大きな値を
示し、それ以外のパターンを受信した場合には小さな値
を示す。

【０２１３】よって、重み付け手段４３３は、ベクトル
長ＶＯ_iに応じた重み付け（ＶＯ_iが小さいほど、小さな
重み付けを行う）を、式（２７ａ），（２７ｂ）のよう
に実施することで、パターンＡ〜パターンＬ受信時の相
関情報のみ抽出することができる。

【０２１４】例えば、ＶＯ_iを２つの閾値によって３値
検出し、 ＶＯ_iが非常に大きな値の場合；α＝１ ＶＯ_iが大きな値の場合；α＝１／２ ＶＯ_iが小さな値の場合；α＝０ に設定すれば、パターンＡ〜パターンＬ以外の不確かな
タイミング位相情報を有する選択相関信号（ＣＯ_{i 、}ＳＯ
_i）は、後段の平均化手段４３４には出力されない。ま
た、パターンＡ〜パターンＬ中、パターンＡ〜パターン
Ｄは、パターンＥ〜パターンＬと比較して、シンボル周
波数成分が多く含まれているが、これらを受信中は、大
きな重み付けが行われるため、タイミング位相推定に有
効な１／２シンボル周波数成分の抽出が効率的に行われ
る。

【０２１５】ここで、受信信号の信号レベル制御にリミ
タ増幅器を使用する場合は、上で記載した重み付け処理
を行えばよいが、仮にＡＧＣ増幅器を用いて受信信号の
信号レベル制御を行う場合は、ＡＧＣ引込み時において
ＡＤ変換器の入力レンジを越えるような信号が、タイミ
ング再生装置に入力されることにより、タイミング位相
誤差が増大する。この場合には、以下の重み付け処理を
行う。

【０２１６】はじめに、ＡＧＣの定常状態において、プ
リアンブル信号が入力される場合に得られる重み付け相
関信号（ＣＷ_{i 、}ＳＷ_i）のベクトル長ＶＥをあらかじめ
求めておく。そしてＶＯ_iとＶＥを比較し、ＶＯ_iがＶＥ
より大きい場合、ＡＧＣが引込み過程で、過増幅された
歪んだ信号が入力されていると判定し、その差（ＶＯ _i
−ＶＥ）が大きい程、小さな重み付けを与える（αを小
さな値とする）。

【０２１７】また、ＶＯ_iがＶＥとだいたい等しい場合
は、最も大きな重み付けを与える（αを最大値とす
る）。さらに、ＶＯ_iがＶＥより小さい場合、その差
（ＶＥ−ＶＯ_i）が大きい程、小さな重み付けを与える
（αを小さな値とする）。このような重み付けを行うこ
とで、ランダムパターンに対するタイミング位相推定と
同時に、ＡＧＣ引込み時において生じ得る過増幅された
信号入力時においても、正常にタイミング位相推定を行
うことが出来る。

【０２１８】次に、重み付け相関信号（ＣＷ_{i 、}ＳＷ_i）
は平均化手段４３４に入力され、重み付け相関信号（Ｃ
Ｗ_{i 、}ＳＷ_i）の示すベクトル角をθＷ_i[deg]、ベクトル
長をθＶ_iとすると、式（２８）によって２逓倍（θＡ_i
＝２θＷ_imod 360 [deg]）後の重み付け相関信号（Ｃ
Ｔ_{i 、}ＳＴ_i）を平均化する。

【０２１９】 （ＣＴ_i，ＳＴ_i）＝（θＶ_iｃｏｓθＡ_i，θＶ_iｓｉｎθＡ_i） …（２８）

【０２２０】但し、θＡ_i[deg]＝（２θＷ_i mod 360 ）
[deg]である。式（２８）の処理により、データパター
ンによって、２通りのベクトル角θＷ _i＝｛θＡ_i，θＡ
_i＋１８０｝[deg]を発生し得る重み付け相関信号（ＣＷ
_{i 、}ＳＷ _i）を、１つのベクトル角θＡ_iを有する信号（Ｃ
Ｔ_{i 、}ＳＴ_i）に変換することができ、以降に行う平均化
処理を正常に行うことができる。

【０２２１】次に、平均化手段４３４は、（ＣＴ_{i 、}ＳＴ
_i）を平均化し、平均化された信号（ΣＣＴ_{i 、}ΣＳＴ_i）
を出力する。なお、（ＣＴ_{i 、}ＳＴ_i）の平均化は、例え
ばＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタや、
ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタで実
現することができる。この場合、各フィルタの時定数
（帯域）によって、タイミング再生装置の特性は異な
る。時定数を大きくすると（帯域を狭くすると）、タイ
ミング位相の高安定化（低位相ジッタ）が実現でき、時
定数を小さくすると（帯域を広くすると）、タイミング
位相の高速引込みが実現できる。よって時定数を切替
え、プリアンブル信号受信中は時定数を小さくし、以降
のランダムパターン受信中は、時定数を大きくすること
で、プリアンブル内での高速なタイミング位相引込み
と、ランダムパターン受信中の低位相ジッタの両立を実
現することが出来る。

【０２２２】更に、フレームタイミングが不明で、フィ
ルタの時定数を切替えるタイミングが判らない場合、平
均化処理は、ベクトル角変換された重み付け相関信号
（ＣＴ _{I 、}ＳＴ_i）を以下の手順で平均化して、高速引込
みと低位相ジッタを両立する。

【０２２３】これは、（ΣＣＴ_{i 、}ΣＳＴ_i）の示すベク
トル長ΣＶ_iが閾値Σε以下である場合、以下に示す式
（２９ａ）、式（２９ｂ）のように、入力データを累積
する。

【０２２４】 ΣＣＴ_i＝ΣＣＴ_i-1＋ＣＴ_i …（２９ａ） ΣＳＴ_i＝ΣＳＴ_i-1＋ＳＴ_i …（２９ｂ）

【０２２５】さらに、（ΣＣＴ_{i 、}ΣＳＴ_i）の示すベク
トル長ΣＶｉがある閾値Σεより大きい場合には、以下
に示す式（３０ａ）、式（３０ｂ）のように、ＩＩＲフ
ィルタとして動作する（但し、βは忘却係数（１＞β＞
０））。なお、ＩＩＲフィルタの時定数は、例えばプリ
アンブル長の半分程度の小さな値とする。

【０２２６】 ΣＣＴ_i＝βΣＣＴ_i-1＋ＣＴ_i …（３０ａ） ΣＳＴ_i＝βΣＳＴ_i-1＋ＳＴ_i …（３０ｂ）

【０２２７】なお、プリアンブル信号入力時では、入力
である重み付け相関信号（ＣＴ_{I 、}ＳＴ_i）は、大きな値
であるため、ベクトル長ΣＶ_iは閾値Σεを上回り、式
（２９ａ）、式（２９ｂ）に示す累積処理から、迅速に
式（３０ａ）、式（３０ｂ）に示すようなＩＩＲフィル
タ動作へ切り替わる。さらに、それ以降のランダムパタ
ーンが受信されると，入力である重み付け相関信号（Ｃ
Ｔ_i，ＳＴ_i）は小さな値となるため、ベクトル長ΣＶ_i
は閾値Σεを下回り、式（３０ａ）、式（３０ｂ）に示
すようなＩＩＲフィルタから、式（２９ａ）、式（２９
ｂ）に示す累積処理へ迅速に切り替わる。

【０２２８】なお、仮に、式（２９ａ）、式（２９ｂ）
の積分処理だけで動作させたら、オーバーフローを起こ
すし、逆に、式（３０ａ）、式（３０ｂ）のＩＩＲフィ
ルタだけで動作させた場合、ランダムパターン受信時に
おいてベクトル長ΣＶ_iが低下し、タイミング位相ジッ
タが増加してしまうが、上述した切替え処理を行なえ
ば、プリアンブル信号入力時では、式（３０ａ）、式
（３０ｂ）のＩＩＲフィルタ動作により、オーバーフロ
ーを起こすことなく高速なタイミング位相引込みを実現
し、それ以降に続くランダムパターン受信時では、式
（２９ａ）、式（２９ｂ）の積分処理に切り替わり、動
作することで、プリアンブル受信時に得られた大きなベ
クトル長ΣＶ_iを低下させることなく、保持することが
できるので、ランダムパターン受信時中もタイミング位
相の低ジッタを実現することができる。なお、閾値Σε
は、ＩＩＲフィルタの時定数を決定するβに対応させて
決定する必要がある。

【０２２９】また、ベクトル長ΣＶ_iを求める演算は、
二乗処理、平方根算出処理など複雑であるため、ベクト
ル長ΣＶ_iの代わりに、比較的簡単な処理によって求ま
るＭＶ_i＝ｍａｘ（｜ΣＣＴ_i｜，｜ΣＳＴ_i｜）を用
い、ＭＶ_iと閾値Σεを比較した結果を基に、式（２９
ａ）、式（２９ｂ）の処理と、式（３０ａ）、式（３０
ｂ）の処理の切替えを行っても良い。

【０２３０】タイミング位相差算出手段４３５は、平均
化された重み付け相関信号（ΣＣＴ _{I 、}ΣＳＴ_i）の示す
ベクトル角を、タイミング位相差θs[deg]として以下に
示す式（３１）により求め、

【０２３１】 θ_2s＝tan^-1（ΣＳＴ_i／ΣＣＴ_i） （３１）

【０２３２】更にタイミング位相差θs[deg]を式（１６
ａ）、式（１６ｂ）に代入してタイミング誤差τを求め
る。なお、このタイミング位相差算出手段４３５は、図
２０に記載した従来例のタイミング位相差算出手段４０
２とは、タイミング位相差算出手段４３５が式（１５）
の処理を行っていない点で異なる。なお、ここでは、式
（１５）に相当する処理は、前段の平均化処理４３４の
式（２８）で行っている。

【０２３３】次に、タイミング位相差算出手段４３５
は、Ｘ（Ｘは、数シンボル〜十数シンボルの範囲）シン
ボルの周期で、タイミング誤差τを後段のＶＣＯ４０１
に与えると同時に、式（３２ａ）、式（３２ｂ）の制御
を平均化手段４３４に対して行う。

【０２３４】 ΣＣＴ_i＝ΣＶ_i …（３２ａ） ΣＳＴ_i＝０ …（３２ｂ）

【０２３５】なお、この制御によって、１回だけの位相
制御ではなく、連続的な位相制御を実現することができ
る。ＶＣＯ４０１は、タイミング位相差算出手段４３５
からの位相制御信号を受けて、再生サンプルクロック
と、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング
誤差τを“０”とする。

【０２３６】このようにすることで、短いプリアンブル
信号で高精度なタイミング位相推定と、制御を実施しな
がら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相
追随を実現することができる。さらに、受信信号のレベ
ル制御にＡＧＣ(Automatic Gain Control)を使用する場
合、ＡＧＣによる過増幅された受信信号入力時において
も、タイミング位相推定誤差が増大せず、高精度なタイ
ミング再生を行うことができる。

【０２３７】なお、実施の形態７のタイミング再生装置
は、実施の形態１と同様、図２２に示すような複素平面
上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎
に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]
遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３５の
ような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１
シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、複
素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移する
プリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無く、
タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く行う
ことが出来る。

【０２３８】実施の形態８．図１７は、この発明の実施
の形態８における復調器の構成を示す構成図であり、図
１６の復調器において、ＶＣＯ４０１の代わりに、図７
で示したようなフィードフォワード型のタイミング再生
手段を用いたものである。なお、図７・図１６に示した
復調器と同一または相当する部分には同一の符号を付
す。図１７において、４２６は発振器、６００はデータ
補間手段、５００ａはデータ判定手段である。

【０２３９】次に、図１７に基づいて動作について説明
する。まず、発振器４２６は、シンボル周期の２倍の自
走する非同期サンプルクロックを出力する。第１のＡ／
Ｄ変換器３０１ａおよび第２のＡ／Ｄ変換器３０１ｂ
は、この非同期サンプルクロックでデータを２[sample/
symbol]で非同期サンプリングする。次に、非同期サン
プリングされた受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）は、同相成分二
乗手段４２０ａ、直交成分二乗手段４２０ｂ、同相乗算
手段４２１ａ、直交乗算手段４２１ｂ，加算手段４２
７、減算手段４２８で信号処理がなされる。

【０２４０】次に、二乗加算信号成分相関演算手段４２
９ａは、加算手段４２７から出力された二乗加算信号Ａ
_iと、発振器４２６から出力されるシンボル周波数の１
／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関
を求めて加算相関信号（ＣＡ _{i 、}ＳＡ_i）を出力し、ま
た、二乗減算信号成分相関演算手段４２１ｂは、減算手
段４２０ｂ出力の二乗減算信号Ｓ_iと、発振器４２６か
ら出力されるシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘ
ｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求めて、減算相関信
号（ＣＳ_{I 、}ＳＳ_i）を出力する。

【０２４１】次に、ベクトル選択手段４３０、重み付け
手段４３３、平均化手段４３４で処理がなされ、平均化
された重み付け相関信号（ΣＣＴ_i、ΣＳＴ_i）を求め
る。

【０２４２】次に、タイミング位相差算出手段４３５ａ
は、平均化された重み付け相関信号（ΣＣＴ_i、ΣＳ
Ｔ_i）を用いて、式（３１）よりタイミング位相差θs[d
eg]を求め、更にタイミング位相差θs[deg]を式（１６
ａ）、式（１６ｂ）に代入してタイミング誤差τを求め
る。なお、タイミング位相差算出手段４３５ａは、図１
６のタイミング位相差算出手段４３５とは異なり、Ｘ
［シンボル］周期で行われる式（３２ａ）、式（３２
ｂ）の処理を実施してはいない。式（３２ａ）、式（３
２ｂ）の処理は、フィードバック型のタイミング再生方
式に、ＦＩＲ型、ＩＩＲ型の積分フィルタを連続的に用
いる場合にのみ必要な処理であり、フィードフォワード
型のタイミング再生方式では必要がない。

【０２４３】データ補間手段６００は、非同期の2[samp
le/symbol]によって得られた受信データ（Ｉ_{i 、}Ｑ_i）を
補間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間
分解能を有する受信データを生成し、補間された受信デ
ータを出力する。データ判定手段５００ａは、タイミン
グ位相差算出手段４３５ａからのタイミング誤差τの情
報を用いて、補間された受信データのナイキスト点を抽
出し、抽出したナイキスト点のデータを復調データとし
て出力する。

【０２４４】このように、回路規模が大きなＶＣＯを使
用する代わりに、安価で小型な 発振器４２６を使用す
ることで、復調器を低価格で小型にすることができる。

【０２４５】なお、この実施の形態８のタイミング再生
装置は、実施の形態１と同様、図２２に示すような複素
平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボ
ル毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０
[deg]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図
３６のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点
を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号な
ど、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷
移するプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係
無く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良
く行うことが出来る。

【０２４６】実施の形態９．図１８は、この発明の実施
の形態９における復調器の平均化手段の構成を示す構成
図であり、図１６に示した実施の形態７の復調器および
図１７に示した実施の形態８の復調器では、平均化手段
４３４において式（２８）に示す２逓倍処理を行ってい
るが、この処理には、複雑な演算を要し、かつ２逓倍処
理による誤差（逓倍ロス）が生じることを防ぐべく、平
均化手段４３４の処理を変更したものである。なお、図
１８の平均化手段を用いた復調器では、タイミング位相
差算出手段４３５およびタイミング位相差算出手段４３
５ａを、従来のタイミング位相差算出手段４０２に置き
換えるものとする。

【０２４７】図１８において、４３６ａは第１の相関信
号生成手段、４３６ｂは第２の相関信号生成手段、４３
７ａは第１の相関信号平均化手段、４３７ｂは第２の相
関信号平均化手段、４３８は相関値比較手段、４３９は
選択手段である。

【０２４８】次に、図１８に基づいて動作について説明
する。重み付け相関信号（ＣＷ_i，ＳＷ_i）は、第１の相
関計算手段４３６ａおよび第２の相関計算手段４３６ｂ
に入力される。第１の相関計算手段４３６ａは、式（３
３ａ）、式（３３ｂ）により、相関信号（ＣＴ１_{i 、}ＳＴ
１_i）を出力する。

【０２４９】 （ＣＴ１_{i 、}ＳＴ１_i）＝（ＣＷ_{I 、}ＳＷ_i）（ＣＷ_i≧０） …（３３ａ） （ＣＴ１_{i 、}ＳＴ１_i）＝（−ＣＷ_{I 、}−ＳＷ_i）（ＣＷ_i＜０） …（３３ｂ）

【０２５０】また、第２の相関計算手段４３６ｂは、式
（３４ａ）、式（３４ｂ）により、相関信号（ＣＴ
２_i，ＳＴ２_i）を出力する。

【０２５１】 （ＣＴ２_i，ＳＴ２_i）＝（ＣＷ_i，ＳＷ_i）（ＳＷ_i≧０） …（３４ａ） （ＣＴ２_i，ＳＴ２_i）＝（−ＣＷ_i，−ＳＷ_i）（ＳＷ_i＜０） …（３４ｂ）

【０２５２】次に、第１の相関信号平均化手段４３７ａ
は、相関信号（ＣＴ１_{i 、}ＳＴ１_i）を平均化し、平均化
した相関信号（ΣＣＴ１_{i 、}ΣＳＴ１_i）を出力する。同
様に、第２の相関信号平均化手段４３１ｂは、相関信号
（ＣＴ２_{i 、}ＳＴ２_i）を平均化し、平均化した相関信号
（ΣＣＴ２_{i 、}ΣＳＴ２_i）を出力する。なお、相関信号
（ＣＴ１_{i 、}ＳＴ１_i），（ＣＴ２_{i 、}ＳＴ２_i）の平均化
は、式（２９ａ）、式（２９ｂ）、式（３０ａ）、式
（３０ｂ）で求める。

【０２５３】なお、ここで、例えば重み付け相関信号
（ＣＷ_{i 、}ＳＷ_i）の示す２通りのベクトル角θＷ_iが、仮
にθＷ_i＝｛０、１８０｝[deg]である場合、相関値（Ｃ
Ｗ１_{i 、}ＳＷ１_i）は一点に収束しないが、相関値（ＣＷ
２_{i 、}ＳＷ２_i）は一点に収束するため、（ＣＷ２_{i 、}ＳＷ
２_i）を平均化した相関信号（ΣＣＴ２_{i 、}ΣＳＴ２_i）の
示すベクトルの長さΣＶ２_iは、（ＣＷ１_{i 、}ＳＷ１_i）を
平均化した相関信号（ΣＣＴ１_{i 、}ΣＳＴ１_i）の示すベ
クトルの長さΣＶ１_iより大きくなる。また、仮にθＷ_i
＝｛９０、−９０｝[deg]である場合、相関値（ＣＷ２_i
、ＳＷ２_i）は一点に収束しないが、相関値（ＣＷ１_{i 、}Ｓ
Ｗ１_i）は一点に収束するため、（ＣＷ１_{i 、}ＳＷ１_i）を
平均化した相関信号（ΣＣＴ１_{i 、}ΣＳＴ１_i）の示すベ
クトルの長さΣＶ１_iは、（ＣＷ２_{i 、}ＳＷ２_i）を平均化
した相関信号（ΣＣＴ２ _{i 、}ΣＳＴ２_i）の示すベクトル
の長さΣＶ２_iより大きくなる。さらに、仮にθＷ_i＝
｛４５、−４５、１３５、−１３５｝[deg]である場
合、相関値（ＣＷ１_{i 、}ＳＷ１_i）、相関値（ＣＷ２_{i 、}Ｓ
Ｗ２_i）はいずれも一点に収束するため、（ＣＷ１_{i 、}Ｓ
Ｗ１_i）を平均化した相関信号（ΣＣＴ１_{i 、}ΣＳＴ１_i）
の示すベクトルの長さΣＶ１_iと、（ＣＷ２_{i 、}ＳＷ２_i）
を平均化した相関信号（ΣＣＴ２_{i 、}ΣＳＴ２_i）の示す
ベクトルの長さΣＶ２_iは等しくなる。

【０２５４】そこで、相関値比較手段４３８では、相関
信号（ΣＣＴ１_{i 、}ΣＳＴ１_i）、（ΣＣＴ２_{i 、}ΣＳＴ
２_i）の示す各ベクトルの大きさΣＶ１_{i 、}ΣＶ２_iを比較
し、その結果を出力する。選択手段４３３では、比較結
果を基に、ベクトルの大きい方の相関信号を、平均化相
関信号（ΣＣＴ_i，ΣＳＴ_i）として出力する。この処理
は、式（３５ａ）、式（３５ｂ）で表される。

【０２５５】 （ΣＣＴ_i，ΣＳＴ_i）＝（ΣＣＴ１_i，ΣＳＴ１_i）（ΣＶ１_i≧ΣＶ２_i） …（３５ａ） （ΣＣＴ_i，ΣＳＴ_i）＝（ΣＣＴ２_i，ΣＳＴ２_i）（ΣＶ１_i＜ΣＶ２_i） …（３５ｂ）

【０２５６】タイミング位相差算出手段４０３では、従
来例と同様に平均化相関信号（ΣＣＴ_i，ΣＳＴ_i）を、
合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）として扱い、（ΣＣＴ_i，Σ
ＳＴ_i）が示すベクトル角θ_2sを求め、θ_2sを式（１
５）に代入して、シンボル周期（T）で正規化した場合
のタイミング位相差θs[deg]を求める。なお、タイミン
グ位相差θsとタイミング誤差τの関係は、式（１６
ａ）、式（１６ｂ）の通りである。

【０２５７】タイミング位相差算出手段４０３は、以上
の演算によって得られたタイミング誤差τより、タイミ
ング誤差τを打ち消す位相制御信号を出力する。

【０２５８】このように、ベクトル角θＷ_iに関係無
く、より確かなタイミング位相を示す相関信号が、式
（３３ａ）、式（３３ｂ）、式（３４ａ）、式（３４
ｂ）、式（３５ａ）、式（３５ｂ）による簡単な信号処
理によって選択される。また、位相の2逓倍の処理は、
平均化後の式（１５）で行われ、実施の形態７や実施の
形態８のように平均化の前でないため、実施の形態７や
実施の形態８より高精度なタイミング位相検出を実現す
ることができ、同時に、演算量も低減することができ
る。

【０２５９】なお、実施の形態９の図１８で示した平均
化手段を有するタイミング再生装置は、実施の形態７と
同様、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる
２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する
（即ち、1シンボル毎に±１８０[deg]遷移する）プリア
ンブル信号以外にも、例えば図３６のような複素平面上
で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互
に遷移するプリアンブル信号など、複素平面上のある２
点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号
であれば、キャリア位相に関係無く、タイミング位相推
定やプリアンブル検出を精度良く行うことが出来る。

【０２６０】実施の形態１０．図１９は、この発明の実
施の形態１０における復調器を示す構成図であり、図１
６に示した実施の形態７の復調器と同様に、ランダムパ
ターン受信中は従来のＰＬＬによってタイミング位相追
随を行うようにしながら、ＡＧＣによる過増幅の影響を
回避するものである。なお、図１４・図１６に示した復
調器と同一または相当する部分には同一の符号を付す。

【０２６１】図１９において、４２４は位相検出手段、
４２５は平均化手段、４２３ａはプリアンブル検出・タ
イミング位相差算出手段、４０１ａはＶＣＯ、４４０は
クリップ検出手段である。

【０２６２】次に、図１９に基づいて動作について説明
する。まず、アンテナ１００によりＲＦ帯のバースト信
号が受信され、周波数変換手段２００、および第１のＡ
Ｄ変換器３０１ａ、第２のＡＤ変換器３０１ｂで処理が
なされ、第１のＡＤ変換器３０１ａからサンプリングさ
れた受信データ系列Ｉ _i(ｉ=1、2、3、…)が出力され、第２
のＡＤ変換器３０１ｂからサンプリングされた受信デー
タ系列Ｑ_i(ｉ=1、2、3、…)が出力される。

【０２６３】クリップ検出手段４４０は、この受信デー
タ系列Ｉ_i(ｉ=1、2、3、…)および受信データ系列Ｑ_i(ｉ=
1、2、3、…)を入力して出力値を検出し、この出力値が予
め定められた許容範囲内にあるか否かを判定する。も
し、この出力値が許容範囲の最大値を超えている、ある
いは許容範囲の最小値を下回っている場合、ＡＧＣ引込
み時において各ＡＤ変換器の入力レンジを越えるような
過増幅された信号がＡＤ変換器に入力されていると判定
し、第１のＡＤ変換器３０１ａおよび第２のＡＤ変換器
３０１ｂ両方の出力値を“０”に変換して、後段の同相
成分二乗手段４２０ａおよび直交成分二乗手段４２０ｂ
に出力する。なお、許容範囲内にある場合には、そのま
ま出力する。

【０２６４】次に、同相成分二乗手段４２０ａ、直交成
分二乗手段４２０ｂから、プリアンブル検出・タイミン
グ位相算出手段４２３ａまでの処理がなされ、タイミン
グ誤差τを打ち消す位相制御信号が出力される。なお、
もしクリップ検出手段４４０が無ければ、ＡＧＣ引込み
時において各ＡＤ変換器の入力レンジを越えるような過
増幅になった場合、本来正弦波であるプリアンブル信号
が、矩形状に歪んで後段の回路に入力され、タイミング
位相推定精度が劣化する。これに対して、クリップ検出
手段４４０を備えることで、ＡＧＣ引込み時において各
ＡＤ変換器の入力レンジを越えるような過増幅になった
場合にも、この過増幅を検出し、その時の受信信号を無
効（“０”に変換）とするため、タイミング再生装置４
００は、矩形状に歪んだプリアンブル信号を用いたタイ
ミング位相推定を行うことはなく、各ＡＤ変換器の入力
レンジ内に入力レベルが入ったＡＧＣ引込み後から動作
を開始することができ、よって、タイミング再生装置４
００は、ＡＧＣ引込み時において、タイミング位相推定
精度の劣化を回避することができる。

【０２６５】なお、プリアンブル信号受信中でかつＡＧ
Ｃの引込みが完了したら、タイミング再生装置４００の
示すベクトル長Ｖ_iは、実施の形態４と同様、キャリア
位相θｃに関係無く、大きな一定値を示し、かつタイミ
ング位相差θr_i[deg]も、確かな値となる。

【０２６６】一方、無信号受信時（信号が無く、雑音の
み受信する場合）や、プリアンブルの後に続く有意なデ
ータ部を受信中、あるいはＡＧＣの引込み過程では、ベ
クトル長Ｖ_iは小さな値を示し、かつタイミング位相差
θr_i[deg]も不確かな値となる。よって、プリアンブル
検出・タイミング位相差算出手段４２３ａは、バースト
信号を受信するタイミングが不明で、プリアンブルが到
来する時刻が判らない場合でも、タイミング誤差τを求
めることができる。

【０２６７】これは、まず、ベクトル長Ｖ_iをモニタ
し、Ｖ_iが大きい場合（例えばベクトル長Ｖ_iが、ある閾
値εｐを超えた場合）は“ＡＧＣが引込みを完了したプ
リアンブル受信中”と判定して、タイミング位相差θr_i
[deg]を、図５に示すタイミングでラッチする。ラッチ
されたタイミング位相差θｓ[deg]は、図５から明らか
なように、Ｖ_iが大きい時のタイミング位相差θr_iであ
るため、確かな値である。プリアンブル検出・タイミン
グ位相差算出手段４２３ａは、この処理によって得られ
たタイミング位相差θsを用いて、タイミング誤差τを
式（１６ａ）、式（１６ｂ）で求め、タイミング誤差τ
を打ち消す位相制御信号を、後段のＶＣＯ４０１ａに与
える。

【０２６８】一方で、位相検出手段４２４は、受信デー
タ（Ｉ_{i 、}Ｑ_i）からタイミング位相が進んでいるか、遅
れているかを検出し、タイミング位相が進んでいれば
“＋１”を、遅れていれば“−１”を示す検出信号を出
力する。平均化手段４２５は、この進み・遅れを示す検
出信号を例えばランダムウォークフィルタで平均化し、
その平均を位相進み遅れ信号として出力する。ＶＣＯ４
０１ａは、位相進み遅れ信号によって、再生サンプルク
ロックと再生シンボルクロックの位相を制御し、位相進
み遅れ信号が“正”であればタイミング位相を進ませ、
“負”であればタイミング位相を遅らせる。ＶＣＯ４０
１ａは、通常は位相進み遅れ信号によって制御されてい
るが、プリアンブルが検出され、位相制御信号が入力さ
れたら、位相進み遅れ信号を用いずに、位相制御信号を
用いて、各クロック位相制御を実施する。

【０２６９】このように、クリップ検出手段４４０によ
って、ＡＧＣ引込み動作によるタイミング誤差増大を軽
減し、かつＰＬＬ型を併用することで、短いプリアンブ
ル信号で高精度なタイミング位相推定と、制御を実施し
ながら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位
相追随を実現することができる。また、受信信号のレベ
ル制御にＡＧＣ(Automatic Gain Control)を使用し、Ａ
ＧＣによる過増幅された受信信号入力した場合でも、タ
イミング位相推定誤差が増大せず、高精度なタイミング
再生を行うことができる。

【０２７０】ここで、クリップ検出手段４４０は、この
実施の形態１０での使用に限定されることはなく、例え
ば、実施の形態１から実施の形態８に記載のタイミング
再生装置に使用し、このクリップ検出手段４４０から出
力される受信データ系列Ｉ_i(ｉ=1、2、3、…)および受信デ
ータ系列Ｑ_i(ｉ=1、2、3、…)を、後段の同相成分二乗手段
４２０ａおよび直交成分二乗手段４２０ｂに入力させる
よにしても当然によい。

【０２７１】なお、実施の形態１０のタイミング再生装
置は、実施の形態１と同様、図２２に示すような複素平
面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル
毎に交互に遷移する（即ち、1シンボル毎に±１８０[de
g]遷移する）プリアンブル信号以外にも、例えば図３６
のような複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、
１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号など、
複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移す
るプリアンブル信号であれば、キャリア位相に関係無
く、タイミング位相推定やプリアンブル検出を精度良く
行うことが出来る。

【０２７２】

【発明の効果】このように、この発明では、キャリア位
相θｃに影響されずに、高精度なタイミング位相推定を
実現することができ、さらに、タイミング位相制御を正
常に行うことができる。さらに、電源立上げ時や、シュ
ドウイング復帰後の再接続においても、良好なＢＥＲ特
性を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１における復調器の構
成図である。

【図２】 プリアンプル信号のサンプリング状況を示す
図である。

【図３】 プリアンプル信号のサンプリング状況を示す
図である。

【図４】 合成相関値（ΣＣ、ΣＳ）を示す図である。

【図５】 プリアンブル検出・タイミング位相差算出手
段の動作を示す図である。

【図６】 この発明の実施の形態２における復調器の構
成図である。

【図７】 この発明の実施の形態３における復調器の構
成図である。

【図８】 この発明の実施の形態４における復調器の構
成図である。

【図９】 この発明の実施の形態４におけるベクトル選
択手段の構成図である。

【図１０】 プリアンプル信号のサンプリング状況を示
す図である。

【図１１】 プリアンプル信号のサンプリング状況を示
す図である。

【図１２】 加算相関信号（ＣＡ_i、ＳＡ_i）および減算
相関信号（ＣＳ_i、ＳＳ_i）を示す図である。

【図１３】 加算相関信号（ＣＡ_i、ＳＡ_i）および減算
相関信号（ＣＳ_i、ＳＳ_i）を示す図である。

【図１４】 この発明の実施の形態５における復調器の
構成図である。

【図１５】 この発明の実施の形態６における復調器の
構成図である。

【図１６】 この発明の実施の形態７における復調器の
構成図である。

【図１７】 この発明の実施の形態８における復調器の
構成図である。

【図１８】 この発明の実施の形態９におけるベクトル
選択手段の構成図である。

【図１９】 この発明の実施の形態１０における復調器
の構成図である。

【図２０】 従来の復調器の構成図である。

【図２１】 ベクトル合成選択手段の構成図である。

【図２２】 プリアンブル信号（“１００１”パター
ン）を示す信号空間図である。

【図２３】 プリアンプル信号のサンプリング状況を示
す図である。

【図２４】 相関値（ＣＩ，ＳＩ）と相関値（ＣＱ、Ｓ
Ｑ）を示す図である。

【図２５】 プリアンブル信号（“１００１”パター
ン）を示す信号空間図である。

【図２６】 プリアンプル信号のサンプリング状況を示
す図である。

【図２７】 相関値（ＣＩ，ＳＩ）と相関値（ＣＱ、Ｓ
Ｑ）を示す図である。

【図２８】 合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）を示す図であ
る。

【図２９】 合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）を示す図であ
る。

【図３０】 ベクトル合成選択手段の構成図である。

【図３１】 キャリア位相θｃが４５［degree］時のプ
リアンブル信号空間図である。

【図３２】 プリアンプル信号のサンプリング状況を示
す図である。

【図３３】 合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）を示す図であ
る。

【図３４】 キャリア位相θｃが９０［degree］時のプ
リアンブル信号空間図である。

【図３５】 プリアンプル信号のサンプリング状況を示
す図である。

【図３６】 プリアンブル信号（“１１０１”パター
ン）を示す信号空間図である。

【符号の説明】

１００ アンテナ、 ２００ 周波数変換手段、３０１
ａ 第１のＡ／Ｄ変換器、 ３０１ｂ 第２のＡ／Ｄ変
換器、４００ タイミング再生装置、 ４０１・４０１
ａ ＶＣＯ、４０５ ベクトル合成選択手段、 ４２０
ａ 同相成分二乗手段、４２０ｂ 直交成分二乗手段、
４２１ａ 同相乗算手段、 ４２１ｂ 直交乗算手
段、 ４２２ａ 二乗プリアンブル同相相関演算手段、
４２２ｂ 二乗プリアンブル直交相関演算手段、４２３
・４２３ａ プリアンブル検出・タイミング位相差算出
手段、４２４ 位相検出手段、 ４２５ 平均化手段、
４２６ 発振器、４２７ 加算手段、 ４２８ 減
算手段、４２９ａ 二乗加算信号成分相関演算手段、４
２９ｂ 二乗減算信号成分相関演算手段、 ４３０ ベ
クトル変換手段、４３１ 最大絶対値検出手段、 ４３
２ 選択手段、 ４３３ 重み付け手段、 ４３５・４
３５ａ タイミング位相差算出手段、４３６ａ 第１の
相関信号生成手段、 ４３６ｂ 第２の相関信号生成手
段、４３７ａ 第１の相関信号平均化手段、４３７ｂ
第２の相関信号平均化手段、 ４３８ 相関信号比較手
段、４３９ 選択手段、 ５００・５００ａ データ判
定手段、６００ データ補間手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小島 年春 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FA05 FG02 FH08 5K047 AA02 AA03 AA11 BB01 GG09 GG11 HH15 HH53 JJ02 MM38 MM49 MM63

Claims (21)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 プリアンブル信号を有するベースバンド
   信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分を二乗
   し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成
   分二乗手段と、前記二乗同相成分に、前記ベースバンド
   信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後
   の信号を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手
   段と、前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバン
   ド信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成
   分として出力する直交成分二乗手段と、前記二乗直交成
   分に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット
   （±１）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗直交成分
   として出力する直交乗算手段と、前記符号化二乗同相成
   分と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、同
   相相関信号として出力する二乗プリアンブル同相相関演
   算手段と、前記符号化二乗直交成分と、前記１／２シン
   ボル周波数成分との相関値を求め、直交相関信号として
   出力する二乗プリアンブル直交相関演算手段と、前記同
   相相関信号の大きさと前記直交相関信号の大きさとを比
   較し、前記同相相関信号と前記直交相関信号のどちらか
   大きい方の示すベクトルの向きに、前記同相相関信号と
   前記直交相関信号のどちらか小さい方の示すベクトルの
   向きを揃えてから合成し、合成後の相関信号を合成相関
   信号として出力するベクトル合成選択手段と、前記合成
   相関信号の示すベクトル角から位相制御信号を出力する
   タイミング位相差算出手段とを備えたことを特徴とする
   タイミング再生装置。
2. 【請求項２】 プリアンブル信号を有するベースバンド
   信号を入力し、ベースバンド信号の同相成分を二乗し、
   二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成分二
   乗手段と、前記二乗同相成分に、前記ベースバンド信号
   の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算後の信
   号を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段
   と、前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド
   信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分
   として出力する直交成分二乗手段と、前記二乗直交成分
   に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±
   １）を乗算し、乗算後の信号を符号化二乗直交成分とし
   て出力する直交乗算手段と、前記符号化二乗同相成分
   と、１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、同相
   相関信号として出力する二乗プリアンブル同相相関演算
   手段と、前記符号化二乗直交成分と、前記１／２シンボ
   ル周波数成分との相関値を求め、直交相関信号として出
   力する二乗プリアンブル直交相関演算手段と、前記同相
   相関信号の大きさと前記直交相関信号の大きさとを比較
   し、前記同相相関信号と前記直交相関信号のどちらか大
   きい方の示すベクトルの向きに、前記同相相関信号と前
   記直交相関信号のどちらか小さい方の示すベクトルの向
   きを揃えてから合成し、合成後の相関信号を合成相関信
   号として出力するベクトル合成選択手段と、前記合成相
   関信号の示すベクトル角とベクトル長を算出し、前記ベ
   クトル長が予め定められたしきい値よりも大きい場合に
   は前記プリアンブル信号を検出したと判定し、その時の
   前記合成相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング
   位相差を算出し、位相制御信号を出力するプリアンブル
   検出・タイミング位相差算出手段とを備えたことを特徴
   とするタイミング再生装置。
3. 【請求項３】 位相制御信号に基づき、再生シンボルク
   ロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数
   成分とを出力するＶＣＯを備え、同相成分二乗手段およ
   び直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は前
   記再生サンプルクロックでサンプリングされたものであ
   り、二乗プリアンブル同相相関演算手段は、前記ＶＣＯ
   から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関
   値を求め、二乗プリアンブル直交相関演算手段は、前記
   ＶＣＯから出力された１／２シンボル周波数成分を用い
   て相関値を求めることを特徴とする請求項１または２に
   記載のタイミング再生装置。
4. 【請求項４】 再生サンプルクロックでサンプリングさ
   れたベースバンド信号を用いてタイミング位相の進み／
   遅れを検出し、検出した信号を位相検出信号として出力
   する位相検出手段と、前記位相検出信号を平均化し、そ
   の平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号
   平均化手段とを備え、ＶＣＯは、位相制御信号と前記位
   相進み遅れ信号に基づいて再生シンボルクロックと再生
   サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分とを出力
   することを特徴とする請求項３に記載のタイミング再生
   装置。
5. 【請求項５】 非同期サンプルクロックおよび１／２シ
   ンボル周波数成分を出力する発振器を備え、同相成分二
   乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバン
   ド信号は前記非同期サンプルクロックでサンプリングさ
   れたものであり、二乗プリアンブル同相相関演算手段
   は、前記発振器から出力された１／２シンボル周波数成
   分を用いて相関値を求め、二乗プリアンブル直交相関演
   算手段は、前記発振器から出力された１／２シンボル周
   波数成分を用いて相関値を求めることを特徴とする請求
   項１または２に記載のタイミング再生装置。
6. 【請求項６】 タイミング位相差算出手段は、合成相関
   信号における同相成分の平方根と、直交成分の平方根の
   示すベクトル角からタイミング位相差を算出することを
   特徴とする請求項１に記載のタイミング再生装置。
7. 【請求項７】 プリアンブル検出・タイミング位相差算
   出手段は、合成相関信号における同相成分の絶対値の平
   方根に前記同相成分の符号｛±１｝を乗算した値と、直
   交成分の絶対値の平方根に前記直交成分の符号｛±１｝
   を乗算した値との示すベクトル角からタイミング位相差
   を算出することを特徴とする請求項２に記載のタイミン
   グ再生装置。
8. 【請求項８】 プリアンブル信号を有するベースバンド
   信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分を二乗
   し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成
   分二乗手段と、前記二乗同相成分に、前記ベースバンド
   信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結
   果を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段
   と、前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド
   信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分
   として出力する直交成分二乗手段と、前記二乗直交成分
   に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±
   １）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直交成分として出
   力する直交乗算手段と、前記符号化二乗同相成分と前記
   符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を用いて
   二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、前記符号
   化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを減算し、
   その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する
   減算手段と、前記二乗加算信号と、１／２シンボル周波
   数成分との相関値を求め、加算相関信号として出力する
   二乗加算信号成分相関演算手段と、前記二乗減算信号
   と、前記１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、
   減算相関信号として出力する二乗減算信号成分相関演算
   手段と、前記加算相関信号の大きさと前記減算相関信号
   の大きさとを比較し、前記加算相関信号と前記減算相関
   信号のどちらか大きい方を選択して選択相関信号として
   出力するベクトル選択手段と、前記選択相関信号の示す
   ベクトル角から位相制御信号を出力するタイミング位相
   差算出手段とを備えたことを特徴とするタイミング再生
   装置。
9. 【請求項９】 プリアンブル信号を有するベースバンド
   信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分を二乗
   し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相成
   分二乗手段と、前記二乗同相成分に、前記ベースバンド
   信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算結
   果を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段
   と、前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド
   信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分
   として出力する直交成分二乗手段と、前記二乗直交成分
   に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±
   １）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直交成分として出
   力する直交乗算手段と、前記符号化二乗同相成分と前記
   符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を用いて
   二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、前記符号
   化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを減算し、
   その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する
   減算手段と、前記二乗加算信号と、１／２シンボル周波
   数成分との相関値を求め、加算相関信号として出力する
   二乗加算信号成分相関演算手段と、前記二乗減算信号
   と、前記１／２シンボル周波数成分との相関値を求め、
   減算相関信号として出力する二乗減算信号成分相関演算
   手段と、前記加算相関信号の大きさと前記減算相関信号
   の大きさとを比較し、前記加算相関信号と前記減算相関
   信号のどちらか大きい方を選択して選択相関信号として
   出力するベクトル選択手段と、前記選択相関信号の示す
   ベクトル角とベクトル長を算出し、前記ベクトル長が予
   め定められたしきい値よりも大きい場合には前記プリア
   ンブル信号を検出したと判定し、その時の前記選択相関
   信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出
   し、位相制御信号を出力するプリアンブル検出・タイミ
   ング位相差算出手段とを備えたことを特徴とするタイミ
   ング再生装置。
10. 【請求項１０】 位相制御信号に基づき、再生シンボル
    クロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波
    数成分とを出力するＶＣＯを備え、同相成分二乗手段お
    よび直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は
    前記再生サンプルクロックでサンプリングされたもので
    あり、二乗加算信号成分相関演算手段は、前記ＶＣＯか
    ら出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値
    を求め、二乗減算信号成分相関演算手段は、前記ＶＣＯ
    から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関
    値を求めることを特徴とする請求項８または９に記載の
    タイミング再生装置。
11. 【請求項１１】 再生サンプルクロックでサンプリング
    されたベースバンド信号を用いてタイミング位相の進み
    ／遅れを検出し、検出信号を位相検出信号として出力す
    る位相検出手段と、前記位相検出信号を平均化し、その
    平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平
    均化手段とを備え、ＶＣＯは、位相制御信号と前記位相
    進み遅れ信号の両方とに基づいて再生シンボルクロック
    と再生サンプルクロックと１／２シンボル周波数成分と
    を出力することを特徴とする請求項１０に記載のタイミ
    ング再生装置。
12. 【請求項１２】 非同期サンプルクロックおよび１／２
    シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、同相成分
    二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバ
    ンド信号は前記非同期サンプルクロックでサンプリング
    されたものであり、二乗加算信号成分相関演算手段は、
    前記 発振器から出力された１／２シンボル周波数成分
    を用いて相関値を求め、二乗減算信号成分相関演算手段
    は、前記 発振器から出力された１／２シンボル周波数
    成分を用いて相関値を求めることを特徴とする請求項８
    または９に記載のタイミング再生装置。
13. 【請求項１３】 プリアンブル信号を有するベースバン
    ド信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分を二
    乗し、二乗後の信号を二乗同相成分として出力する同相
    成分二乗手段と、前記二乗同相成分に、前記ベースバン
    ド信号の同相成分の符号ビット（±１）を乗算し、乗算
    結果を符号化二乗同相成分として出力する同相乗算手段
    と、前記ベースバンド信号を入力し、前記ベースバンド
    信号の直交成分を二乗し、二乗後の信号を二乗直交成分
    として出力する直交成分二乗手段と、前記二乗直交成分
    に、前記ベースバンド信号の直交成分の符号ビット（±
    １）を乗算し、乗算結果を符号化二乗直交成分として出
    力する直交乗算手段と、前記符号化二乗同相成分と前記
    符号化二乗直交成分とを加算し、その加算結果を用いて
    二乗加算信号を生成し、出力する加算手段と、前記符号
    化二乗同相成分と前記符号化二乗直交成分とを減算し、
    その減算結果を用いて二乗減算信号を生成し、出力する
    減算手段と、前記二乗加算信号と、１／２シンボル周波
    数成分との相関を算出し、算出した相関値を加算相関信
    号として出力する二乗加算信号成分相関演算手段と、前
    記二乗減算信号と、前記１／２シンボル周波数成分との
    相関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出
    力する二乗減算信号成分相関演算手段と、前記加算相関
    信号の大きさと前記減算相関信号の大きさとを比較し、
    前記加算相関信号と前記減算相関信号のどちらか大きい
    方を選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、
    前記選択相関信号の示すベクトル長の大きさに応じた重
    み付けを、前記選択相関信号に与え、重み付けされた前
    記選択相関信号を、重み付け相関信号として出力する重
    み付け手段と、前記重み付け相関信号を２逓倍してから
    平均化し、その平均を重み付け平均相関信号として出力
    する平均化手段と、前記重み付け平均相関信号の示すベ
    クトル角から位相制御信号を出力するタイミング位相差
    算出手段を備えたことを特徴とするタイミング再生装
    置。
14. 【請求項１４】 位相制御信号に基づき、再生シンボル
    クロックと再生サンプルクロックと１／２シンボル周波
    数成分とを出力するＶＣＯを備え、同相成分二乗手段お
    よび直交成分二乗手段に入力されるベースバンド信号は
    前記再生サンプルクロックでサンプリングされたもので
    あり、二乗加算信号成分相関演算手段は、前記ＶＣＯか
    ら出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関値
    を求め、二乗減算信号成分相関演算手段は、前記ＶＣＯ
    から出力された１／２シンボル周波数成分を用いて相関
    値を求めることを特徴とする請求項１３に記載のタイミ
    ング再生装置。
15. 【請求項１５】 非同期サンプルクロックおよび１／２
    シンボル周波数成分を出力する発振器を備え、同相成分
    二乗手段および直交成分二乗手段に入力されるベースバ
    ンド信号は前記非同期サンプルクロックでサンプリング
    されたものであり、二乗加算信号成分相関演算手段は、
    前記発振器から出力された１／２シンボル周波数成分を
    用いて相関値を求め、二乗減算信号成分相関演算手段
    は、前記発振器から出力された１／２シンボル周波数成
    分を用いて相関値を求めることを特徴とする請求項１３
    に記載のタイミング再生装置。
16. 【請求項１６】 加算手段は、符号化二乗同相成分と符
    号化二乗直交成分とを加算したものを二乗加算信号と
    し、減算手段は、前記符号化二乗同相成分と前記符号化
    二乗直交成分とを減算したものを二乗減算信号とするこ
    とを特徴とする請求項８から請求項１５のいずれかに記
    載のタイミング再生装置。
17. 【請求項１７】 加算手段は、符号化二乗同相成分と符
    号化二乗直交成分とを加算した加算値の絶対値の平方根
    に前記加算値の符号｛±１｝乗算した値を二乗加算信号
    とし、減算手段は前記符号化二乗同相成分と前記符号化
    二乗直交成分とを減算した減算値の絶対値の平方根に前
    記減算値の符号｛±１｝を乗算した値を二乗減算信号と
    することを特徴とする請求項８から請求項１５のいずれ
    かに記載のタイミング再生装置。
18. 【請求項１８】 平均化手段は、重み付け相関信号の同
    相成分が負の場合には、前記重み付け相関信号の同相成
    分と、直交成分の符号をそれぞれ反転した相関信号を第
    １の相関信号として生成し前記重み付け相関信号の同相
    成分が正の場合には、前記重み付け相関信号を第１の相
    関信号とし、前記重み付け相関信号の直交成分が負の場
    合には、前記重み付け相関信号の同相成分と、直交成分
    の符号をそれぞれ反転した相関信号を第２の相関信号と
    して生成し、前記重み付け相関信号の直交成分が正の場
    合には、前記重み付け相関信号を第２の相関信号として
    生成し、さらに、前記第１の相関信号と、前記第２の相
    関信号をそれぞれ平均化し、平均化された前記第１の相
    関信号の示すベクトル長が、平均化された前記第２の相
    関信号の示すベクトル長より大きい場合には、平均化さ
    れた前記第１の相関信号を前記重み付け平均相関信号と
    して出力し、平均化された前記第２の相関信号の示すベ
    クトル長が、平均化された前記第１の相関信号の示すベ
    クトル長より大きい場合は、平均化された前記第２の相
    関信号を前記重み付け平均相関信号として出力すること
    を特徴とする請求項１３から請求項１７のいずれかに記
    載のタイミング再生装置。
19. 【請求項１９】 プリアンブル信号を有するベースバン
    ド信号を入力し、前記ベースバンド信号の同相成分およ
    び前記ベースバンド信号の直交成分の少なくとも１つの
    値が、予め定められた範囲以外の場合には、前記ベース
    バンド信号の同相成分および前記ベースバンド信号の直
    交成分の両方を“０”に変換して出力し、前記予め定め
    られた範囲内の場合には、そのままベースバンド信号を
    出力するクリップ検出手段を備え、同相成分二乗手段お
    よび直交成分二乗手段が入力するベースバンド信号は、
    前記クリップ検出手段から出力されたベースバンド信号
    であることを特徴とする請求項１から請求項１８のいず
    れかに記載のタイミング再生装置。
20. 【請求項２０】 無線信号を受信するアンテナと、前記
    受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換す
    る周波数変換手段と、前記ベースバンド信号を、再生サ
    ンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプ
    リングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ
    変換手段と、請求項３、請求項４、請求項１０、請求項
    １１および請求項１４のいずれかに記載のタイミング再
    生装置と、前記再生シンボルクロックを用いて、前記デ
    ィジタルベースバンド信号の中からナイキスト点データ
    を抽出し、抽出した前記ナイキスト点データを判定し、
    復調データとして出力するデータ判定手段とを有するこ
    とを特徴とする復調器。
21. 【請求項２１】 無線信号を受信するアンテナと、前記
    受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換す
    る周波数変換手段と、前記ベースバンド信号を、前記非
    同期サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍で
    サンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換す
    るＡＤ変換手段と、請求項５、請求項１２および請求項
    １５のいずれかに記載のタイミング再生装置と、前記非
    同期サンプルクロックでサンプリングされた前記ディジ
    タルベースバンド信号を補間し、補間後のデータを、補
    間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、
    位相制御信号を基に、補間ベースバンド信号のナイキス
    ト点を抽出し、抽出した前記ナイキスト点データを判定
    し、復調データとして出力するデータ判定手段とを有す
    ることを特徴とする復調器。