JP2000299626A

JP2000299626A - 電源供給制御装置

Info

Publication number: JP2000299626A
Application number: JP2000033514A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Asakura; 俊之朝倉
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 1999-02-14
Filing date: 2000-02-10
Publication date: 2000-10-24

Abstract

(57)【要約】【課題】シャント抵抗を不要として装置の熱損失を抑
え、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレアシ
ョートが発生した場合の異常電流に対しても高速応答を
可能とし、集積化が容易で安価であり、かつエンジンル
ーム内等の環境条件の厳しい部位に設置することを可能
とする。【解決手段】エンジンルーム等の環境条件の厳しい部
位に配置され、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡと、この
素子ＱＡと並列接続されたリファレンスＦＥＴＱＢ、温
度センサ内蔵半導体素子ＱＡの主電極間電圧とリファレ
ンスＦＥＴＱＢの主電極間電圧とを比較するコンパレー
タＣＭＰ１と、このコンパレータＣＭＰ１の出力に応じ
て温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ及びリファレンスＦＥ
ＴＱＢの制御電極に制御電圧を供給するドライバ１１１
とを備え、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの異常電流を
検知して、異常電流発生時には温度センサ内蔵半導体素
子ＱＡをオン／オフ制御して電流振動を生成し、この電
流振動により、半導体素子ＱＡを遮断する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電流振動型の過電
流遮断機能を有する電源供給制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】車両に使用されているワイヤーハーネス
は、本来的にはコストダウン、車両組み付け性向上、軽
量化等のため、できるだけ細径化したいという要請があ
る。また、デッドショート時等に車両の火災を未然に防
止するために、大電流が流れるワイヤーハーネスは極力
短くしたいという要請もある。

【０００３】図１２は、従来、一般に用いられているヘ
ッドライト駆動制御機能を有するエンジンコントロール
ユニット（ＥＣＵ）と、このＥＣＵを介してヘッドライ
トに電源を供給するバッテリの配置構成を示している。

【０００４】同図において、ＥＣＵ２０１は車室内に設
けられている。このＥＣＵ２０１内にはリレー回路２０
２が組み込まれており、このリレー回路２０２の接点側
はワイヤーハーネス２０３ａを介してバッテリ２０４の
＋端子に接続されている。また、ヘッドライト２０５は
ワイヤーハーネス２０３ｂを介してＥＣＵ２０１内に設
けられたシャント抵抗ＲＳに接続されている。このシャ
ント抵抗ＲＳの他端は前記リレー接点側に接続される一
方、シャント抵抗ＲＳの両端にはコンパレータ２０６が
接続され、ヘッドライトランプの過電流／断線検出が実
行されている。

【０００５】一方、ＥＣＵ２０１内に設けられた機械式
のリレー回路２０２に代えて、図１３に示すように、カ
レントミラー方式の半導体スイッチにより過電流／断線
検出を行うものも知られている。図１３に示すものは、
温度センサ内蔵半導体素子ＱＡと副デバイスとなるリフ
ァレンスＦＥＴＱＢとの主電極間にシャント抵抗ＲＳを
介挿し、このシャント抵抗ＲＳを流れる電流を検出する
ことにより異常電流の発生を監視し、異常発生時にはド
ライバからの遮断指令により温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡをオフさせて負荷１０２を保護している。

【０００６】また、図１４は、従来の半導体スイッチを
備えた電源供給制御装置のより具体的な回路構成を示し
ている。本従来例の電源供給制御装置は、自動車におい
てバッテリからの電源を選択的に各負荷に供給して、負
荷への電力供給を制御する装置である。

【０００７】同図において、本従来例の電源供給制御装
置は、電源１０１の出力電圧ＶＢをヘッドライトやパワ
ーウィンドウの駆動モータ等々の負荷１０２に供給する
経路にシャント抵抗ＲＳおよび温度センサ内蔵半導体素
子ＱＦのドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成であ
る。また、シャント抵抗ＲＳを流れる電流を検出してハ
ードウェア回路により温度センサ内蔵半導体素子ＱＦの
駆動を制御するドライバ９０１と、ドライバ９０１でモ
ニタした電流値に基づいて温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ｆの駆動信号をオン／オフ制御するＡ／Ｄ変換器９０２
およびマイコン（ＣＰＵ）９０３とを備えている。

【０００８】半導体スイッチとしての温度センサ内蔵半
導体素子ＱＦは、図示しない温度センサを内蔵して温度
センサ内蔵半導体素子ＱＦが規定以上の温度まで上昇し
た場合には、内蔵するゲート遮断回路によって温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＦを強制的にオフ制御する過熱遮断
機能を備えている。また、図中のＲＧは抵抗であり、Ｚ
Ｄ１はゲートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲー
トＧに過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパ
スさせるツェナーダイオードである。

【０００９】また、本従来例の電源供給制御装置では、
負荷１０２または温度センサ内蔵半導体素子ＱＦのドレ
インＤ−ソースＳ間における過電流に対する保護機能を
も備えている。即ち、ドライバ９０１は、電流モニタ回
路としての差動増幅器９１１，９１３と、電流制限回路
としての差動増幅器９１２と、チャージポンプ回路９１
５と、マイコン９０３からのオン／オフ制御信号および
電流制限回路からの過電流判定結果に基づき、内部抵抗
ＲＧを介して温度センサ内蔵半導体素子ＱＦのゲートＧ
を駆動する駆動回路９１４を備えて構成されている。

【００１０】シャント抵抗ＲＳの電圧降下に基づき差動
増幅器９１２を介して、電流が判定値（上限）を超えた
として過電流が検出された場合には、駆動回路９１４に
よって温度センサ内蔵半導体素子ＱＦをオフ動作とし、
その後電流が低下して判定値（下限）を下回ったら温度
センサ内蔵半導体素子ＱＦをオン動作させる。

【００１１】一方、マイコン９０３は、電流モニタ回路
（差動増幅器９１１，９１３）を介して電流を常時モニ
タしており、正常値を上回る異常電流が流れていれば、
温度センサ内蔵半導体素子ＱＦの駆動信号をオフするこ
とにより温度センサ内蔵半導体素子ＱＦをオフ動作させ
る。なお、マイコン９０３からオフ制御の駆動信号が出
力される前に、温度センサ内蔵半導体素子ＱＦの温度が
規定値を超えていれば、過熱遮断機能によって温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＦはオフ動作となる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源供給制御装置にあっては、電流検出を行うため
に電力の供給経路に直列接続されるシャント抵抗ＲＳを
必要とした構成であり、近年の温度センサ内蔵半導体素
子ＱＦのオン抵抗の低減に伴う負荷の大電流化により、
シャント抵抗の熱損失が無視できないという問題点があ
る。

【００１３】また、上述の過熱遮断機能や過電流制限回
路は、負荷１０２や配線にほぼ完全な短絡状態が発生し
て大電流が流れる場合には機能するが、ある程度の短絡
抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生して小
さい短絡電流が流れた場合には機能せず、電流のモニタ
回路を介してマイコン９０３により異常電流を検出して
温度センサ内蔵半導体素子ＱＦをオフ制御するしかな
く、このような異常電流に対するマイコン制御による応
答性が悪いという事情もあった。

【００１４】また、シャント抵抗ＲＳ、マイコン９０３
等が必要であるため、大きな実装スペースが必要であ
り、またこれらの比較的高価な部品により装置コストが
高くなってしまうという問題点もある。

【００１５】さらに、電流検出用のシャント抵抗ＲＳ
を、エンジンルーム内等の環境条件の厳しい部位に配置
することは、その抵抗値が温度変化により変化してしま
い、低温時、常温時あるいは高温時において、過電流／
断線検出の精度に大きなバラツキが生じ十分に機能を満
足することができなくなるため、環境条件の厳しくない
室内に配置するのが一般的であった。

【００１６】このように、電源供給制御装置を含むエン
ジンコントロールユニット等はエンジンルーム内に配置
できないため、バッテリと接続される大電流用のワイヤ
ーハーネスが長くなってしまい、車両の重量化、コスト
増につながっていた。

【００１７】本発明の目的は、上記従来の問題点や事情
を解決することにあり、電流検出を行うために電力の供
給経路に直列接続されるシャント抵抗を不要として装置
の熱損失を抑え、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡
などのレアショートが発生した場合の異常電流に対して
も高速応答を可能とし、集積化が容易で安価であり、か
つエンジンルーム内等の環境条件の厳しい部位に設置す
ることができる電源供給制御装置を提供することにあ
る。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明は、エンジンルーム等の環境条件の厳しい部
位に配置され、制御信号入力端子へ供給される制御信号
に応じてスイッチング制御され電源から負荷への電力供
給を制御する半導体スイッチと、前記半導体スイッチの
端子間電圧の電圧特性とほぼ等価な電圧特性を持つ基準
電圧を生成する基準電圧生成手段と、前記半導体スイッ
チの端子間電圧と前記基準電圧との差を検出する検出手
段と、検出された端子間電圧と基準電圧との差に応じて
前記半導体スイッチをオン／オフ制御する制御手段とを
有することを特徴としている。

【００１９】また、前記基準電圧生成手段は、前記半導
体スイッチおよび前記負荷に並列接続され、前記制御信
号に応じてスイッチング制御される第２半導体スイッチ
と第２負荷とを直列接続した回路を備え、前記第２半導
体スイッチの端子間電圧を前記基準電圧として生成する
ことを特徴としている。

【００２０】また、前記基準電圧生成手段の基準電圧が
持つ電圧特性は、前記半導体スイッチおよび前記負荷に
正常動作範囲での最大電流を超える目標電流が流れる状
態における電圧特性とほぼ等価であることを特徴として
いる。

【００２１】また、前記半導体スイッチと前記第２半導
体スイッチは、オフ状態からオン状態へ遷移する際の端
子間電圧の過渡的な電圧特性について等価な特性を持つ
ことを特徴としている。

【００２２】また、前記第２半導体スイッチの電流容量
は前記半導体スイッチの電流容量よりも小さく、前記負
荷および前記第２負荷の抵抗値比は前記半導体スイッチ
および第２半導体スイッチの電流容量比と極力反比例す
るように設定したことを特徴としている。

【００２３】また、前記第２負荷は、複数個の抵抗を備
え、前記第２負荷の抵抗値は、前記複数個の抵抗の選択
接続により可変設定されることを特徴としている。

【００２４】また、前記負荷に直列接続または前記第２
負荷に並列接続された可変抵抗を有し、前記第２負荷の
抵抗値は、前記可変抵抗により可変設定されることを特
徴としている。

【００２５】また、前記制御手段は、検出された端子間
電圧と基準電圧との差が第１しきい値を超えたときに前
記半導体スイッチをオフ制御し、検出された端子間電圧
と基準電圧との差が第２しきい値を下回ったときに前記
半導体スイッチをオン制御することを特徴としている。

【００２６】また、前記半導体スイッチが過熱した場合
に該半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手
段を有することを特徴としている。

【００２７】さらに、前記半導体スイッチ、前記基準電
圧生成手段、前記検出手段、前記制御手段または前記過
熱保護手段は、同一チップ上に形成されることを特徴と
している。

【００２８】なお、前記半導体スイッチ、第２の半導体
スイッチには、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）や静
電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）、あるいはエミッタス
イッチド・サイリスタ（ＥＳＴ）、ＭＯＳ制御サイリス
タ（ＭＣＴ）等のＭＯＳ複合型デバイスやＩＧＢＴ等の
他の絶縁ゲート型パワーデバイス等のスイッチング素子
が該当する。また、これらのスイッチング素子はｎチャ
ネル型、Ｐチャネル型のいずれでも良い。

【００２９】

【発明の実施の形態】図１は、本発明に係る電源供給制
御装置の配置構成を示す説明図である。

【００３０】本発明において、電源供給制御装置１１０
は、車両のエンジンルーム内に配置することが可能とな
っている。前述したように、一般に電源供給制御装置を
その精度を落とすことなく、エンジンルーム内等の環境
条件の厳しい部位に配置することは、抵抗器等の電子部
品が温度変化により変化してしまい、機能を満足するこ
とができなくなる。

【００３１】本発明では、図２に示すように、温度セン
サ内蔵半導体素子となる温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
と、この温度センサ内蔵半導体素子ＱＡと並列接続され
たリファレンスＦＥＴとなるリファレンスＦＥＴＱＢ
と、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの主電極間電圧とリ
ファレンスＦＥＴＱＢの主電極間電圧とを比較するコン
パレータＣＭＰ１と、このコンパレータＣＭＰ１の出力
に応じて温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ及びリファレン
スＦＥＴＱＢの制御電極に制御電圧を供給するドライバ
１１１とを備え、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの異常
電流を検知して、異常電流発生時には温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡをオン／オフ制御して電流振動を生成し、
この電流振動により、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡを
遮断するようにしている。図中、Ｒｒはリファレンス抵
抗（後述する第２負荷）であり、この抵抗値を調節する
ことにより、負荷１０２を接続した状態における温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡの端子間電圧の電圧特性と等価
な電圧特性を持つ基準電圧を生成する。

【００３２】このように本発明では、従来例のような電
流検出用のシャント抵抗を不要としているので、異常電
流の判定を周囲温度に影響されることなく行うことが可
能となる。

【００３３】以下、本発明に係る電源供給制御装置の実
施の形態について詳細に説明する。以下の説明では、電
源供給制御装置は、例えば自動車においてバッテリから
の電源を選択的にランプ等の各負荷に供給して、負荷へ
の電力供給を制御する装置に適用した実施の形態例につ
いて説明するが、本発明はこのような形態に限定される
ものではなく、電源から負荷への電力供給をスイッチン
グ制御する電源供給制御装置であればどのような形態で
あっても適用可能である。

【００３４】ここで、図３は本発明の第１の実施形態の
電源供給制御装置の回路構成図、図４は実施形態で使用
する温度センサ内蔵半導体素子の詳細な回路構成図、図
５、図６および図７は実施形態の電源供給制御装置が利
用する原理を説明する説明図、図８は短絡故障時および
通常動作時の実施形態の電源供給制御装置における半導
体スイッチの電流と電圧を例示する波形図、図９は本発
明の第２の実施形態の電源供給制御装置の回路構成図、
図１０は本発明の第３の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図、図１１は変形例の電源供給制御装置におけ
る第２負荷（抵抗）の構成を説明する回路図である。

【００３５】［第１の実施形態］本発明の第１の実施形
態の電源供給制御装置について、図３を参照して説明す
ると、本実施形態の電源供給制御装置は、電源１０１の
出力電圧ＶＢを負荷１０２に供給する経路に、半導体ス
イッチとしての温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイ
ンＤ−ＳＡを直列接続した構成である。ここで、温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡにはＤＭＯＳ構造のＮＭＯＳ型
を使用しているがＰＭＯＳ型でも実現可能である。

【００３６】また同図において、温度センサ内蔵半導体
素子ＱＡを駆動制御する部分については、リファレンス
ＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ８，Ｒ１０，Ｒ
Ｇ、Ｒｒ，ＲＶ、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオー
ドＤ１、コンパレータＣＭＰ１、駆動回路１１１および
スイッチＳＷ１を備えた構成である。なお、参照符号と
して抵抗には“Ｒ”とそれに続く数字および文字を使用
しているが、以下の説明では参照符号として使用すると
共に、それぞれ該抵抗の抵抗値をも表すものとする。ま
た、図３中の点線で囲った部分１１０ａはアナログ集積
化されるチップ部分を示す。

【００３７】負荷１０２は例えばヘッドライトやパワー
ウィンドウの駆動モータ等々であり、ユーザ等がスイッ
チＳＷ１をオンさせることにより機能する。駆動回路１
１１には、コレクタ側が電位ＶＰに接続されたソースト
ランジスタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に
接続されたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備
え、スイッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信
号に基づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトラ
ンジスタＱ６をオン／オフ制御して、温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡを駆動制御する信号を出力する。なお図
中、ＶＢは電源１０１の出力電圧であり、例えば１２
［Ｖ］である。また、ＶＰはチャージポンプの出力電圧
であり、例えばＶＢ＋１０［Ｖ］である。

【００３８】半導体スイッチとしての温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡは、より詳しくは図４に示すような構成を
備えている。図４において、温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡは、内蔵抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路
１２２及び過熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、
ＺＤ１はゲートＧ−ソースＳＡ間を１２［Ｖ］に保って
ゲートＧに過電圧が印加されようとした場合にこれをバ
イパスさせるツェナーダイオードである。

【００３９】つまり、本実施形態で使用する温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡは、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
が規定以上の温度まで上昇したことが温度センサ１２１
によって検出された場合には、その旨の検出情報がラッ
チ回路１２２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱
遮断用ＦＥＴＱＳがオン動作となることによって、温度
センサ内蔵半導体素子ＱＡを強制的にオフ制御する過熱
遮断機能を備えている。

【００４０】温度センサ１２１は４個のダイオードが縦
続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１は温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡの近傍に配置形成されている。
温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの温度が上昇するにつれ
て温度センサ１２１の各ダイオードの抵抗値が減少する
ので、ＦＥＴＱ５１のゲート電位が“Ｌ”レベルとされ
る電位まで下がると、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ
状態に遷移する。これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電
位が温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのゲート制御端子
（Ｇ）の電位にプルアップされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状
態からオン状態に遷移して、ラッチ回路１２２に“１”
がラッチされることとなる。このとき、ラッチ回路１２
２の出力が“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳ
がオフ状態からオン状態に遷移するので、温度センサ内
蔵半導体素子ＱＡの真のゲート（ＴＧ）と温度センサ内
蔵半導体素子ＱＡのソース（ＳＡ）が同電位になって、
温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオン状態からオフ状態
に遷移して、過熱遮断されることとなる。

【００４１】また、本実施形態の電源供給制御装置で
は、負荷１０２または温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの
ドレインＤ−ソースＳＡ間において発生する短絡故障に
よる過電流、或いは不完全短絡故障による異常電流に対
する保護機能をも備えている。以下、図３を参照して、
この保護機能を実現する構成について説明する。

【００４２】先ず、特許請求の範囲にいう基準電圧発生
手段は、ＦＥＴ（第２半導体スイッチ）ＱＢおよび抵抗
（第２負荷）Ｒｒで構成されている。リファレンスＦＥ
ＴＱＢのドレインおよびゲートはそれぞれ温度センサ内
蔵半導体素子ＱＡのドレイン（Ｄ）および真のゲート
（ＴＧ）に接続され、リファレンスＦＥＴＱＢのソース
（ＳＢ）は抵抗Ｒｒの一方の端子に接続され、抵抗Ｒｒ
の他の端子は接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。こ
のように、リファレンスＦＥＴＱＢおよび温度センサ内
蔵半導体素子ＱＡのドレイン（Ｄ）およびゲート（Ｔ
Ｇ）を共通化することにより同一チップ（１１０ａ）へ
の集積化を容易にすることができる。

【００４３】また、リファレンスＦＥＴＱＢおよび温度
センサ内蔵半導体素子ＱＡは同一プロセスで同一チップ
（１１０ａ）上に形成されたものを使用している。本実
施形態における電流検出手法は、コンパレータＣＭＰ１
による温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSAと基準電圧との差の検出によって行われ
ることから、同一チップ上にリファレンスＦＥＴＱＢお
よび温度センサ内蔵半導体素子ＱＡを形成するころによ
り、電流検出における同相的誤差要因、即ち電源電圧、
温度ドリフトやロット間のバラツキの影響を除去（削
減）することができる。さらに、抵抗Ｒｒ（第２負荷）
をチップ１１０ａの外部に設置しているので、基準電圧
へのチップ１１０ａの温度変化の影響を受け難くするこ
とができ、高精度の電流検出を実現することができる。

【００４４】また、リファレンスＦＥＴＱＢの電流容量
が温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの電流容量よりも小さ
くなるように、それぞれのＦＥＴを構成する並列接続の
トランジスタ数を（リファレンスＦＥＴＱＢのトランジ
スタ数：１個）＜（温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのト
ランジスタ数：１０００個）となるように構成してい
る。

【００４５】さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のよう
に負荷１０２の抵抗値×（温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ａのトランジスタ：１０００個／リファレンスＦＥＴＱ
Ｂのトランジスタ数：１個）の値となるように設定され
る。この抵抗Ｒｒの設定により、温度センサ内蔵半導体
素子ＱＡに正常動作の負荷電流（５［Ａ］）が流れたと
きに抵抗Ｒｒに５［ｍＡ］の電流が流れると、温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＡと同じドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSをリファレンスＦＥＴＱＢに発生させることができ
る。また、以上のような回路規定により、リファレンス
ＦＥＴＱＢおよび抵抗Ｒｒで構成される基準電圧発生手
段の構成を極力小型化することができ、実装スペースを
縮小して装置コストを低減することができる。

【００４６】可変抵抗ＲＶはチップ外部に設置され、抵
抗Ｒ２に並列に接続される。可変抵抗ＲＶの抵抗値を変
えることにより抵抗Ｒ２の抵抗値を等価的に可変設定す
る。即ち、抵抗Ｒ１，Ｒ２，ＲＶは、温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSAを抵抗値
の比に基づく分圧比で分圧してコンパレータＣＭＰ１に
供給する分圧手段に該当しており、該分圧比を抵抗ＲＶ
の可変設定により調整する。これにより、基準電圧生成
手段の固定された設定値（基準）に対してコンパレータ
ＣＭＰ１の出力を“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに切り
替えるドレイン−ソース間電圧ＶDSのしきい値を変える
ことが可能となる。これにより、アナログ集積化する場
合でも１種類のチップ１１０ａで複数の仕様をカバーす
ることが可能となる。

【００４７】コンパレータＣＭＰ１は、特許請求の範囲
にいう検出手段の一部を成す。コンパレータＣＭＰ１の
“＋”入力端子には、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの
ドレインＤ−ソースＳＡ間電圧ＶDSを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ
２および可変抵抗ＲＶの並列抵抗（Ｒ２‖ＲＶ）とで分
圧した電圧が抵抗Ｒ５を介して供給されている。また、
コンパレータＣＭＰ１の“−”入力端子には、リファレ
ンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSBが供給
されている。つまり、“−”入力端子に供給される電位
より“＋”入力端子に供給される電位が大きいときに出
力は有効（“Ｈ”レベル）となり、“−”入力端子に供
給される電位より“＋”入力端子に供給される電位が小
さいときに無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、後述の
ように、コンパレータＣＭＰ１は一定のヒステリシスを
持っている。

【００４８】次に、以上説明した本実施形態の電源供給
制御装置の回路構成を踏まえて、電源供給制御方法を説
明する。具体的な動作説明を行う前に、図５、図６およ
び図７を参照して、本実施形態の電源供給制御装置が利
用する原理について説明する。ここで、図５はオフ状態
からオン状態への遷移時のドレイン−ソース間電圧の立
ち下がり特性の説明図、図６は概念的回路図、図７は温
度センサ内蔵半導体素子のドレイン電流とゲート−ソー
ス間電圧との特性を説明する説明図である。

【００４９】半導体スイッチとして温度センサ内蔵半導
体素子ＱＡを使用した場合、電源１０１から負荷１０２
への電力供給経路は、概念的に図６に示すような回路と
して表される。負荷１０２には電力供給経路の配線イン
ダクタンスＬ０と配線抵抗Ｒ０とを含む。なお、経路ま
たは負荷１０２において短絡故障が発生した場合にはＲ
０には短絡抵抗も含まれることとなる。ここで短絡抵抗
は、本実施形態が適用対象としている自動車において負
荷１０２をヘッドライトと仮定した場合には、上述の完
全短絡（デッドショート）の場合に約４０［ｍΩ］以下
であり、不完全短絡の場合は約４０〜５００［ｍΩ］で
ある。

【００５０】このような電力供給経路の一部を成す温度
センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン−ソース間電圧Ｖ
DSは、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオフ状態からオ
ン状態へ遷移する際の立ち下がり電圧特性は図５に示す
ようになる。即ち、短絡の場合、基準負荷（通常動作）
の場合、負荷１０２が抵抗１［ｋΩ］の場合についての
立ち下がり電圧特性である。このように、立ち下がり特
性は、電力供給経路および負荷の状態、即ち、経路が持
つ配線インダクタンス並びに配線抵抗および短絡抵抗に
基づく時定数に応じて変化する。

【００５１】このようなドレイン−ソース間電圧ＶDSの
特性の変化を利用して過電流検出を行う手法として、以
下で説明する手法の他に、所定タイミングで所定しきい
値との比較を行って過電流検出を行う手法が考えられる
が、所定タイミングを規定する手段および所定しきい値
との比較手段を構成するために、コンデンサや複数の抵
抗といった部品を必要とし、これらの部品がばらつくと
検出誤差となってしまうという問題がある。また、コン
デンサが必要であり、該コンデンサはチップ内に搭載で
きないことから、外付け部品が必要となり、装置コスト
のアップ要因となってしまうという問題もあった。

【００５２】図５において、温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡがオン状態に遷移してドレイン−ソース間電圧ＶDS
が飽和するまでの期間は、温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ａはピンチオフ領域で動作する。

【００５３】また、負荷１０２の抵抗が１［ｋΩ］のと
きのドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化について、次の
ように考察できる。つまり、第１に、例えば、温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＡに日立製の「ＨＡＦ２００１］を
使用した場合、電源電圧１２［Ｖ］のとき、ドレイン電
流ＩＤ＝１２［ｍＡ］だから、ゲート−ソース間電圧Ｖ
TGSは、ほぼしきい値電圧１．６［Ｖ］に維持される。
第２に、駆動回路１１１によるゲート（Ｇ）への充電は
継続されるから、このまま行くとゲート−ソース間電圧
ＶTGSは上昇して行ってしまうが、ドレイン−ソース間
電圧ＶDSが低下して、ゲート−ドレイン間の容量ＣGDの
電荷を放電させるので、ゲート−ソース間電圧ＶTGSに
達する電荷を吸収してしまうことになる。即ち、ドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSはゲート−ソース間電圧ＶTGSに
達した電荷が電位上昇を生じさせないだけの電荷をゲー
ト−ドレイン間の容量ＣGDから放電させるような速度で
降下することになる。これにより、ゲート−ソース間電
圧ＶTGSは約１．６［Ｖ］に維持される。そして、ゲー
ト−ドレイン間電圧ＶTGDの低下につられてドレイン−
ソース間電圧ＶDSも低下する。なお、この時、電荷を吸
収する要因は２つあり、第１はゲート−ドレイン間電圧
ＶTGDの低下によるゲート−ドレイン間容量ＣGDの放電
（ミラー容量）であり、第２はｎ領域の空乏層減少によ
るゲート−ドレイン間容量ＣGDの容量増大である。

【００５４】また、負荷抵抗＝１［ｋΩ］時のドレイン
−ソース間電圧ＶDSの変化について、次のような解釈も
可能である。つまり、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡが
オン状態に遷移した後の各経過時点で、駆動回路１１１
によってゲート（Ｇ）の送られる充電電荷を吸収し、真
のゲート（ＴＧ）の電圧ＶTGSを一定に保つうようなド
レイン−ソース間電圧ＶDSの値を表わしている。したが
って、ある経過時間の後にドレイン−ソース間電圧ＶDS
が図５の負荷抵抗＝１［ＫＧ］時の曲線より上側にあれ
ば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．６［Ｖ］よりも
高くなっていることを意味する。なお、ドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSは図５の負荷抵抗＝１［ｋΩ］時の曲線よ
り下側に来ることはない。

【００５５】さらに、同一経過時間における図５の負荷
抵抗＝１［ｋΩ］時の曲線からの距離をΔＶDSGAPとす
ると、ΔＶDSGAP×ＣGD分の電荷をゲート−ソース間電
圧ＶTGSから引き去れば、ゲート−ソース間電圧電圧ＶT
GSは１．６［Ｖ］になることを意味する。換言すれば、
ゲート−ソース間電圧ＶTGSは１．６［Ｖ］からこの電
荷分だけ電位が上昇していることを意味する。このこと
を式で示せば次式となる。

【００５６】

【数１】ＶTGS−１．６＝ΔＶDSGAP×ＣGD／（ＣGS×ＣGD）即ち、ΔＶDSGAPは（ゲート−ソース間電圧ＶTGS−１．
６［Ｖ］に比例する。

【００５７】また、ゲート−ソース間電圧ＶTGSとドレ
イン電流ＩＤとの間には、図７の特性に示すように、比
例に近い１対１の関係がある。ここで、図７の特性は日
立製の「ＨＡＦ２００１」のものであり、図中のＶGSは
ここではゲート−ソース間電圧ＶTGSに相当する。した
がって、ΔＶDSGAPは図７の特性に示されるような対応
関係に基づいてドレイン電流ＩＤを表すということがで
きる。図７において、ドレイン電流ＩＤ＝１０［Ａ］近
辺の分解能は約６０［ｍＶ／Ａ］である。即ち、１
［Ａ］のドレイン電流ＩＤの変化が６０［ｍＶ］のゲー
ト−ソース間電圧ＶTGSの変化に対応し、±５［Ａ］の
ドレイン電流ＩＤの変化に対して±０．３［Ｖ］のゲー
ト−ソース間電圧ＶTGSの変化が対応する。なお、この
分解能は従来例においてシャント抵抗ＲＳ＝６０［ｍ
Ω］相当の分解能に相当する。

【００５８】なお、ドレイン電流ＩＤがゼロの時はゲー
トを充電する回路およびミラー容量だけでドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの曲線は決まるが、ドレイン電流ＩＤが
流れると、回路のインダクタンスＬｃおよび回路全体の
抵抗Ｒｃの影響を受けることになる。ドレイン電流ＩＤ
が増大するに連れてドレイン−ソース間電圧ＶDSの曲線
は浮き上がって行くが、完全短路（デッドショート）の
ようにドレイン電流ＩＤが大きくなると、ドレイン電流
ＩＤの立ち上り勾配はゲートを充電する回路による充電
速度で決まる一定値に収れんし、したがって、ゲート−
ソース間電圧ＶTGSの曲線も収れんすることとなる。な
お、ゲート−ドレイン間電圧ＶTGDが変化ゼロであると
きのゲート−ソース間電圧ＶTGSの曲線の立ち上がりで
決まるドレイン電流ＩＤの立ち上がり勾配が極限勾配で
ある。

【００５９】次に、再び図６に示す概念的回路図を参照
しながら、駆動回路１１１がオフ制御を行う時の温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡにおける動作（ドレイン−ソー
ス間電圧ＶDSおよびドレイン電流ＩＤの力関係）につい
て詳細に説明する。

【００６０】駆動回路１１１のソーストランジスタＱ５
がオフ状態に遷移してシンクトランジスタＱ６がオン状
態に遷移すると、真のゲート（ＴＧ）に蓄積された電荷
は抵抗ＲＧおよびＲ８並びにシンクトランジスタＱ６を
介して放電する。

【００６１】この時、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡが
オーミック領域にある間は、ゲート電荷が放電し、ゲー
ト−ソース間電圧ＶTGSが低下してもドレイン電流ＩＤ
には殆ど影響を受けない。またドレイン−ソース間電圧
ＶDSも殆ど変化しない。

【００６２】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがピンチオ
フ領域に入ると、ゲート電荷の放電はゲート−ソース間
電圧ＶTGSを低下させてドレイン電流ＩＤを減少させよ
うとするが、ドレイン電流ＩＤは外部回路で決まる条件
で動作を続けようとするので、ドレイン−ソース間電圧
ＶDSが増加してゲート−ドレイン間容量ＣGDを充電する
ことにより、ゲートの放電電荷量をキャンセルしてドレ
イン電流ＩＤへの影響を無くす働きをする。なお、ドレ
イン−ソース間電圧ＶDSが変化できる範囲でこのうよう
なカバー動作が続くことになる。また、この現象は、ド
レイン電流ＩＤを変化させる力とドレイン−ソース間電
圧ＶDSを変化させる力の大小関係から生じるものであ
り、ドレイン電流ＩＤを変化させる力に比べてドレイン
−ソース間電圧ＶDSを変化させる力が圧倒的に弱いこと
によるものである。

【００６３】ドレイン電流ＩＤの増加過程で駆動回路１
１１がオフ制御を行うようになっても、同様に、ドレイ
ン電流ＩＤはドレイン−ソース間電圧ＶDSが変化（増
加）できる間は、該ドレイン−ソース間電圧ＶDSの変化
によってカバーされ、ドレイン電流ＩＤは増加し続け
る。ドレイン−ソース間電圧ＶDSが増加できなくなった
時点で、ドレイン電流ＩＤはゲート電荷の放電のみで決
まる電位（ゲート−ソース間電圧ＶTGS）に従って減少
する。すなわち、駆動回路１１１がオフ制御を行うよう
になっても、ドレイン電流ＩＤはドレイン−ソース間電
圧ＶDSの変化が終わるまではあまり影響を受けないこと
になる。以上のメカニズムが温度センサ内蔵半導体素子
ＱＡのオン／オフ動作の根源になっている。

【００６４】最後に、ゲートを充電する回路が異なる
と、同じ負荷電流に対してドレイン−ソース間電圧ＶDS
の曲線は変わってくる。したがって、ゲート充電電流は
常に同じ条件を保つ必要がある。なお、ゲート充電電流
を減らせばドレイン−ソース間電圧ＶDSの曲線は上方に
シフトすることになる。この性質を利用して、同じドレ
イン電流ＩＤに対してドレイン−ソース間電圧ＶDSを増
大させるようにすれば、過熱遮断保護機能による過熱遮
断を促進させることができる。後述の過熱遮断促進回路
（過熱遮断促進回路）はこれを利用したものである。

【００６５】次に、以上の考察を踏まえて、本実施形態
の電源供給制御装置の動作を説明する。先ず、温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＡおよび基準電圧生成手段（リファ
レンスＦＥＴＱＢ、抵抗Ｒｒ）について説明する。温度
センサ内蔵半導体素子ＱＡとリファレンスＦＥＴＱＢは
１０００：１のカレントミラー（Current mirror）回路
を構成し、両者のソース電位が等しいときは、ドレイン
電流ＩＤQA＝１０００×ドレイン電流ＩＤQBとなる。

【００６６】したがって、温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ａのドレイン電流としてＩＤQA＝５［Ａ］、リファレン
スＦＥＴＱＢのドレイン電流としてＩＤQB＝５［ｍＡ］
がそれぞれ流れているときは、温度センサ内蔵半導体素
子ＱＡおよびリファレンスＦＥＴＱＢのそれぞれのドレ
イン−ソース間電圧ＶDSとゲート−ソース間電圧ＶTGS
は一致する。即ち、ＶDSA＝ＶDSB，ＶTGSA＝ＶTGSBとな
る。ここで、ＶDS＝ＶDSBはそれぞれ温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡ、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソ
ース間電圧であり、ＶTGSA＝ＶTGSBはそれぞれ温度セン
サ内蔵半導体素子ＱＡ、リファレンスＦＥＴＱＢのゲー
ト−ソース間電圧である。

【００６７】したがって、リファレンスＦＥＴＱＢが完
全にオン状態に遷移しているときは、抵抗Ｒｒの両端に
ほぼ電源電圧ＶＢが印加されるから、温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡに接続する５［Ａ］負荷に等価なリファレ
ンスＦＥＴＱＢの負荷として、抵抗Ｒｒの抵抗値は、Ｒ
ｒ＝１２［Ｖ］／５［ｍＡ］−１．４［ｋΩ］として決
定される。

【００６８】このように、ここでは、温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡに５［Ａ］の負荷電流が流れたときのドレ
イン−ソース間電圧ＶDSの値（曲線）を基準とするが、
温度センサ内蔵半導体素子ＱＡに対してトランジスタ数
比（＝電流容量比）の小さいリファレンスＦＥＴＱＢを
用いて基準電圧生成手段を構成することにより、基準電
圧生成手段をより小型化して、小さなチップ占有面積で
要求機能を実現できるわけである。さらに、上述のよう
に、リファレンスＦＥＴＱＢと温度センサ内蔵半導体素
子ＱＡと同一プロセスで、同一チップ上に構成すること
により、ロット間ばらつき、温度ドリフトの影響を除去
することができて、検出精度を大幅に改善できる。

【００６９】次に、ピンチオフ領域における動作につい
て説明する。温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオフ状態
からオン状態になると、ドレイン電流はＩＤQAは回路抵
抗で決まる最終負荷電流値を目指して立ち上がってい
く。また、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのゲート−ソ
ース間電圧ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAで決まる値を
取り、ドレイン−ソース間電圧ＶDSの低下によるコンデ
ンサ容量ＣGDのミラー効果でブレーキをかけられなが
ら、これも立ち上がっていく。さらに、リファレンスＦ
ＥＴＱＢのゲート−ソース間電圧ＶTGSBは、リファレン
スＦＥＴＱＢが抵抗Ｒｒ＝１．４［ｋΩ］を負荷とする
ソースフォロアとして動作することにより決まる。

【００７０】また、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのゲ
ート−ソース間電圧ＶTGSAは、ドレイン電流ＩＤQAの増
加に応じて大きくなっていくので、ゲート−ソース間電
圧はＶTGSB＜ＶTGSAとなる。また、ＶDSA＝ＶTGSB＋ＶT
GD，ＶDSB＝ＶTGSB＋ＶTGDの関係があるから、ＶDSA−
ＶDSB＝ＶTGSA−ＶTGSBとなる。ここで、ゲート−ソー
ス間電圧の差ＶTGSA−ＶTGSBは、ドレイン電流ＩＤQA−
ＩＤQBを表わすから、ＶTGSA−ＶTGSBを検出することに
より、ＩＤQAと基準電圧発生手段を流れる電流ＩＤQBと
の差を得ることができる。基準電圧発生手段を流れる電
流ＩＤQBは、ＶDSBが小さくなるにつれて（このときは
ＶDSAも小さくなっている）ＩＤQA＝５［Ａ］に相当す
る５［ｍＡ］に近づくリファレンスＦＥＴＱＢのドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSBはコンパレータＣＭＰ１に直接
入力され、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン−
ソース間電圧ＶDSAはＲ１と抵抗Ｒ２で分圧した値（こ
こでは可変抵抗ＲＶについて考慮に入れないものとす
る）がコンパレータＣＭＰ１に入力される。即ち、

【数２】ＶDSA×Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）………（１）がコンパレータＣＭＰ１に入力されることになる。温度
センサ内蔵半導体素子ＱＡがオン状態に遷移した直後
は、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧
ＶDSB＞（１）であるが、温度センサ内蔵半導体素子Ｑ
Ａのドレイン電流ＩＤQAが増加するに連れて（１）は増
加し、ついにはリファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSBより大きくなり、この時、コンパレー
タＣＭＰ１の出力は“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに変
化して、駆動回路１１１のオフ制御により、温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡをオフ状態に遷移させる。

【００７１】なお、コンパレータＣＭＰ１では、ダイオ
ードＤ１と抵抗Ｒ５でヒステリシスが形成されている。
温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオフ状態に遷移したと
き、駆動回路１１１のシンクトランジスタＱ６によりゲ
ート電位は接地され、ダイオードＤ１のカソード側と温
度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレインＤ間の電位差
は、ＶDSA＋０．７［Ｖ］（ツェナーダイオードＺＤ１
の順方向電圧）になるので、抵抗Ｒ１→抵抗Ｒ５→ダイ
オードＤ１の経路で電流が流れ、コンパレータＣＭＰ１
の“＋”入力端子の電位は、駆動回路１１１がオン制御
しているときより低下する。したがって、オフ状態に遷
移したときより小さいドレイン−ソース間電圧の差ＶDS
A−ＶDSBまで温度センサ内蔵半導体素子ＱＡはオフ状態
を維持し、その後オン状態に遷移することとなる。な
お、ヒステリシス特性の付け方にはいろいろな方法があ
るが、これはその一例である。

【００７２】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオフ状態
に遷移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSAをしき
い値ＶDSAthとすると、次式が成立する。

【００７３】

【数３】ＶDSAth−ＶDSA＝Ｒ２／Ｒ１×ＶDSB（at ５［ｍＡ］）………（２）過電流判定値は（２）式で決まることになる。なお、過
電流判定値を変更するには、チップ１１０ａ外部に接地
されている抵抗Ｒ２に並列接続の可変抵抗ＲＶを調整す
る。可変抵抗ＲＶの抵抗値を小さくすることにより過電
流判定値を下方にシフトさせることができる。

【００７４】次に、オーミック領域における動作につい
て説明する。配線が正常な状態で、温度センサ内蔵半導
体素子ＱＡがオン状態に遷移すると、温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡは連続的にオン状態を維持することとなる
ので、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA、ＶTGSBは１０
［Ｖ］近くまで達し、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ，
リファレンスＦＥＴＱＢともオーミック領域で動作す
る。

【００７５】この領域ではゲート−ソース間電圧ＶGSと
ドレイン電流ＩＤの間には１対１の関係は無くなる。日
立製の「ＨＡＦ２００１」の場合、オン抵抗はゲート−
ソース間電圧ＶGS＝１０［Ｖ］のとき、ＲDS（ON）＝３
０［ｍΩ］であるので、次式となる。

【００７６】

【数４】ＶDSB＝５［Ａ］×３０［ｍΩ］＝０．１５［Ｖ］ＶDSA＝ＩＤQA×３０［ｍΩ］ＶDSA−ＶDSB＝３０［ｍΩ］×（ＩＤQA−５［Ａ］）……（３）また、配線の短絡等でドレイン電流ＩＤQAが増加すると
式（３）の値が大きくなり、過電流判定値を超えると温
度センサ内蔵半導体素子ＱＡをオフ状態に遷移させる。
この後は上記ピンチオフ領域の状態に移り、温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡはオン状態およびオフ状態への遷移
を繰り返して、最終的に過熱遮断に至る。なお、過熱遮
断に至る前に、配線が正常に復帰すれば、（間欠的短絡
故障の例）、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡは連続的に
オン状態を維持するようになり、オーミック領域の動作
に戻る。

【００７７】図８には、本実施形態の電源供給制御装置
における温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの電流と電圧の
波形図を例示している。ここで、図８（ａ）はドレイン
電流ＩＤ（Ａ）を、図８（ｂ）はドレイン−ソース間電
圧ＶDSをそれぞれ示し、図中、は正常動作の場合、
は過負荷（ソース〜負荷間の配線短絡抵抗を含む）の場
合である。

【００７８】する。

【００７９】過負荷状態の場合（図中）は、上述のよ
うに温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのオン／オフ制御を
繰り返して行って、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの周
期的な発熱作用によって、過熱遮断の保護機能を働かせ
ている。

【００８０】以上説明したように、本実施形態の電源供
給制御装置では、電流検出を行うために電力の供給経路
に直列接続される従来のようなシャント抵抗を不要と
し、シャント抵抗を用いずに高精度の過電流検出が可能
であり、装置全体としての熱損失を抑えることができ、
また、完全短絡による過電流検出のみならず、ある程度
の短絡抵抗を持つ不完全短絡などのレアショートが発生
した場合の異常電流をもハードウェア回路によって連続
的に検出可能である。

【００８１】また、マイコンを用いないハードウェア回
路のみで構成して半導体スイッチのオン／オフ制御を行
えるため、電源供給制御装置の実装スペースを縮小で
き、装置コストを大幅に削減することができる。

【００８２】また、本実施形態と同様に、ドレイン−ソ
ース間電圧ＶDSの特性の変化を利用するものの所定タイ
ミングで所定しきい値との比較を行って過電流検出を行
う他の手法と比較して、コンデンサや複数の抵抗といっ
た部品が不要になるので、該部品のバラツキによる検出
誤差がより低減できるとともに、チップ１１０ａに対す
る外付けコンデンサも不要であることから、実装スペー
スおよび装置コストをより削減することができる。

【００８３】さらに、可変抵抗ＲＶの調整により、負荷
１０２の種別（ヘッドランプ、駆動モータ等）に応じた
完全短絡、不完全短絡の切り分けを確実に検出すること
が可能となり、短絡故障に対する保護を精度良く行うこ
とができる。

【００８４】〔第２の実施形態〕次に、第２の実施形態
の電源供給制御装置について、図９を参照して説明す
る。本実施形態の電源供給制御装置の構成は、図３の第
１の実施形態の構成に対して、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ６，
Ｒ９、ＦＥＴＱｌ，Ｑ２およびツェナーダイオードＺＤ
２を付加した構成である。なお、図９中の点線で囲った
部分１１０ｂはアナログ集積化されるチップ部分を示
す。

【００８５】即ち、ゲート−ソース間を抵抗Ｒ９で接続
したＦＥＴＱｌのゲートに、ツェナーダイオードＺＤ２
および抵抗Ｒ６を介して温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
の真のゲートＴＧを接続し、ＦＥＴＱｌのドレインを抵
抗Ｒ４を介してＶＢ＋５〔Ｖ］に接続し、ＦＥＴＱｌの
ソースを温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのソースＳＡに
接続している。また、抵抗Ｒｌに対して並列に、抵抗Ｒ
３とＦＥＴＱ２のドレインとを接続した回路を接続し、
ＦＥＴＱ２のオン／オフ制御によって温度センサ内蔵半
導体素子ＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSAの分圧を
変えるように構成している。

【００８６】次に、本実施形態の電源供給制御装置の動
作を説明する。先ず、ピンチオフ領域における動作につ
いて説明する。第１の実施形態と同様に、リファレンス
ＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSBはコンパレ
ータＣＭＰｌに直接入力され、温度センサ内蔵半導体素
子ＱＡのドレイン−ソース間電圧ＶDSAは抵抗Ｒｌ，Ｒ
３の並列抵抗（Ｒｌ‖Ｒ３）と抵抗Ｒ２で分圧した値
（ここでは可変抵抗ＲＶについて考慮に入れないものと
する）がコンパレータＣＭＰｌに入力される。

【００８７】即ち、次式の値がコンパレー夕ＣＭＰｌに
入力されることになる。

【００８８】

【数５】ＶDSA×（Ｒ１‖Ｒ３）／（（Ｒ１‖Ｒ３）＋Ｒ２）‥‥‥（１′）温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオン状態に遷移した直
後は、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電
圧ＶDSB＞（１′）であるが、過負荷状態では、温度セ
ンサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイン電流ＩＤQAが増加す
るに連れて（１′）は増加し、ついにはリファレンスＦ
ＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSBより大きくな
り、この時、コンパレータＣＭＰｌの出力は“Ｈ”レベ
ルから“Ｌ”レベルに変化して、温度センサ内蔵半導体
素子ＱＡをオフ状態に遷移させる。

【００８９】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオフ状態
に遷移するときのドレイン−ソース間電圧ＶDSAをしき
い値ＶDSAthとすると、次式が成立する。

【００９０】

【数６】ＶDSAth−ＶDSA＝Ｒ２／（Ｒ１‖Ｒ３）×ＶDSB ……（２′）過電流判定値は（２′）式で決まることになる。なお、
過電流判定値を変更するには、第１の実施形態と同様
に、チップ１１０ａ外部に接地されている抵抗Ｒ２に並
列接続の可変抵抗ＲＶを調整する。可変抵抗ＲＶの抵抗
値を小さくすることにより過電流判定値を下方にシフト
させることができる。

【００９１】オーミック領域における動作や図８を参照
して説明した動作等については第１の実施形態と同様で
あるので省略する。

【００９２】次に、過電流判定値について考察する。こ
こでは、過電流判定値はピンチオフ領域、オーミック領
域とも同一の値を用いるとする。

【００９３】先ず、ピンチオフ領域における△（ＶDSA
−ＶDSB）／△ＩＤを求める。ＨＡＦ２００１の特性曲
線より、次式が得られる。

【００９４】

【数７】 △ＶTGSA／△ＩＤQA＝６０［ｍＶ／Ａ］ ……（４） △ＶTGSA＝△（ＶDSA−ＶDSB）×２ＣGD／（ＣGS＋２ＣGD）＝△（ＶDSA−ＶDSB） ×２×１２００ｐＦ／（１８００ｐＦ＋２×１２００ｐＦ）＝△（ＶDSA−ＶDSB）×０．５７ ……（５）式（４），（５）より、

【数８】 △（ＶDSA−ＶDSB）／△ＩＤ＝１０５［ｍＶ／Ａ〕……（６）となる。

【００９５】また、オーミック領域における△（ＶDSA
−ＶDSB）／△ＩＤは、式（３）より、

【数９】 △（ＶDSA−ＶDSB）／△ＩＤ＝３０［ｍＶ／Ａ〕……（７）となる。

【００９６】式（６），（７）を比較すると、ピンチオ
フ領域ではオーミック領域より電流感度が敏感になり、
オーミック領域で適切な過電流判定値でも、ピンチオフ
領域では低すぎて引っ掛かり過ぎる恐れがある。この対
策としては、ピンチオフ領域とオーミック領域で過電流
判定値を変える方法がある。第１の実施形態の構成に対
して本実施形態で付加された回路がこの対策回路であ
る。

【００９７】ピンチオフ領域かオーミック領域かの判定
は、ゲート−ソース間電圧ＶTGSAの大きさで行う。ドレ
イン電流ＩＤが増えるに連れてピンチオフ領域のゲート
−ソース間電圧ＶTGSAは大きくなるが、完全短絡（デッ
ドショート）の場合でも５［Ｖ］を超えることはない。
したがって、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５〔Ｖ］で
あればオーミック領域にあると判定できる。

【００９８】温度センサ内蔵半導体素子ＱＡがオン状態
に遷移した直後は、ＦＥＴＱｌはオフ状態で、ＦＥＴＱ
２はオン状態にある。ＦＥＴＱ２をオン状態に遷移させ
るためには、電源電圧ＶＢ以上の電圧、例えばＶＢ＋５
［Ｖ］が必要となる。

【００９９】ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー降伏
電圧を５［Ｖ〕−１．６［Ｖ］（ＦＥＴＱｌのしきい値
電圧）に設定すれば、ゲート−ソース間電圧ＶTGSA＞５
〔Ｖ］になるとＦＥＴＱｌがオン状態に遷移し、ＦＥＴ
Ｑ２がオフ状態に遷移するので、抵抗Ｒ２に並列に入っ
ていた抵抗Ｒ３が回路的に除去されることとなる。

【０１００】ドレイン−ソース間電圧ＶDSAの圧縮率が
小さくなるので、過電流と判定されるドレイン−ソース
間電圧の差ＶDSA−ＶDSBがより小さくなる。これにより
オーミック領域では対策前より少ない電流値で過電流判
定されるようになる。

【０１０１】しかし、本実施形態における付加回路によ
る対策を行わなくても、実用的には問題ない可能性があ
る。つまり、ピンチオフ領域では最終負荷電流値が小さ
いときは、ピンチオフ領域内で完全に立ち上がってしま
う。即ち、ピンチオフ領域内で最終負荷電流値に達する
が、最終負荷電流値が大きい場合には、ピンチオフ領域
内ではまだ立ち上がり途上にあり、ピンチオフ領域の電
流値は、完全短絡（デッドショート）の場合でも最大４
０［Ａ］位に制限される。

【０１０２】つまり、最終負荷電流値が大きくなるに連
れて、ある一定の勾配を持った電流立ち上がり特性に収
れんし、最終負荷電流値の差ほどドレイン−ソース間電
圧ＶDSAの差がつかなくなる。この現象があるため、ピ
ンチオフ領域の電流感度が大きくても、ドレイン−ソー
ス間電圧の差ＶDSA−ＶDSBが大きくならず、基準電圧生
成回路における電流値の選択しだいで本実施形態のよう
な付加回路による対策を用いなくても、第１の実施形態
の構成によって、実用的な過電流検出保護を行う電源供
給制御装置を実現できる。

【０１０３】本実施形態の電源供給制御装置では、第１
の実施形態で詳述したものと同等の効果を奏することが
できる。

【０１０４】ここで最後に、過電流制御の考え方につい
て整理しておく。基本構想としては次の通りである。先
ず、配線が正常なときは温度センサ内蔵半導体素子ＱＡ
がオン状態に遷移するとオーミック領域に入り、配線が
正常である限り、オーミック領域に留まり、温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡはオン状態を維持し続ける。次に、
配線に異常が発生して、電流が増えドレイン−ソース間
電圧の差ＶDSA−ＶDSBが過電流判定値を超えると、温度
センサ内蔵半導体素子ＱＡはオフ状態に遷移し、ピンチ
オフ領域に入る。配線異常が続く限り、温度センサ内蔵
半導体素子ＱＡはオン状態／オフ状態の遷移を繰り返し
続けて、ピンチオフ領域に留まり、最終的に過熱遮断に
至る。

【０１０５】上記基本構想を実現し、かつ制御を最適化
するために、過電流判定値は次の２つの条件を満足しな
ければならない。第１に、正常電流範囲では温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡを絶対にオフさせないことである。
第２に、オーミック領域で過電流と判定した後は、配線
異常が改善されない限り、ピンチオフ領域で温度センサ
内蔵半導体素子ＱＡはオン状態／オフ状態への遷移を繰
り返し行い続けることである。これはオン／オフ制御の
周期を安定させるために必要である。オン／オフ制御の
周期を安定させることは制御の安定性につながる。

【０１０６】上記第１および第２の条件を満足させるた
めには、オーミック領域の過電流判定値を「正常電流最
大値＋α」の電流値（相当するＶDSA−ＶDSB）に設定
し、ピンチオフ領域の過電流判定値を「正常電流最大値
＋β」に設定する必要がある。このときα＞βとする。
つまり、α−βがピンチオフ領域に留まらせるために必
要なオフセット量である。

【０１０７】〔第３の実施形態〕次に、第３の実施形態
の電源供給制御装置について、図１０を参照して説明す
る。第２の実施形態の電源供給制御装置における回路構
成（図９）との違いは、リファレンスＦＥＴＱＢのゲー
トを温度センサ内蔵半導体素子ＱＡの真のゲートＴＧに
接続せず、リファレンスＦＥＴＱＢのゲート抵抗として
Ｒ４１を追加し、該抵抗Ｒ４１の他端を温度センサ内蔵
半導体素子ＱＡのゲートＧに接続している。それ以外は
第２の実施形態の回路構成と同じである。なお、図１０
中の点線で囲った部分１１０ｃはアナログ集積化される
チッブ部分を示す。

【０１０８】また、抵抗Ｒ４１の抵抗値は、Ｒ４１＝１
０００×Ｒ７に設定する必要がある。例えば、Ｒ７＝１
０〔ｋΩ］とした場合にはＲ４１＝１０［ＭΩ］とな
る。非常に高い抵抗値になるので、コスト、生産性を考
慮するトランジスタ数比を１：１００位にして、Ｒ４１
＝１〔ＭΩ］位になるようにすることが望ましい。

【０１０９】なお、本実施形態の電源供給制御装置の動
作は第２の実施形態と同等であり、第１の実施形態と同
等の効果を奏する。

【０１１０】る。

【０１１１】〔変形例〕次に、名実施形態の電源供給制
御装置の変形例について、図１１を参照して説明する。
以上の各実施形態の説明では、基準電圧生成手段を固定
（上述の説明では、５［Ａ］負荷相当に固定）してお
き、第２負荷（抵抗Ｒｒ）の変更には過電流判定値を変
化させて対応していた。即ち、使用最大負荷に合わせて
抵抗Ｒｌ，Ｒ２，Ｒ３を設定してチップを作成し、負荷
１０２が小さい場合はチップ外部に抵抗Ｒ２に並列に可
変抵抗ＲＶを追加して、過電流判定値を下げていた。

【０１１２】この方法では次のような問題点がある。第
１に、過電流判定値が大きくなるほど制御精度は低下す
る。第２に、ピンチオフ領域とオーミック領域では過電
流判定値を変える必要がある。この場合ピンチオフ領域
の過電流判定値は、厳密にはドレイン電流ＩＤの立ち上
がり勾配に合わせて設定する必要があるが、ドレイン電
流ＩＤ立ち上がり勾配は、配線インダクタンスおよび配
線抵抗が変わると変化するので、ぴったりに設定するこ
とは難しい。

【０１１３】この対策として、基準電圧生成手段を負荷
１０２に合わせて設定することが有効である。即ち、先
ず、負荷１０２の最大電流値に相当する基準電圧生成手
段を設定する。次に、基準電圧生成手段におけるドレイ
ン−ソース間電圧ＶDS（即ち、リファレンスＦＥＴＱＢ
のドレイン−ソース間電圧ＶＤSB）を、負荷駆動トラン
ジスタ（即ち、温度センサ内蔵半導体素子ＱＡのドレイ
ン−ソース間電圧ＶDSA）が少しでも越えれば過電流値
と判定する。

【０１１４】この手法では、過電流判定値をピンチオフ
領域とオーミック領域で変える必要はない。基準電圧生
成手段のドレイン−ソース間電圧ＶDSを越えたか杏かで
判定すれば良いから、検出精度はコンパレータＣＭＰｌ
の分解能だけで決まることになる。

【０１１５】また、温度ドリフト、ＩＣロット間ばらつ
き、配線インダクタンスおよび配線抵抗の影響を除去で
き、電源電圧の変動に対してもコンパレータＣＭＰｌが
正常に作動する限り影響を受けない。したがって、誤差
要素の少ない（ほとんど無い）電源供給制御装置を実現
することができる。

【０１１６】なお、基準電圧生成手段の設定変更方法を
まとめて列挙すれば、次のようなものが考えられる。

【０１１７】（ａ）抵抗Ｒｒに並列に外部に可変抵抗Ｒ
Ｖを追加接続する。

【０１１８】（ｂ）抵抗Ｒｒをチップ外部に設置して、
仕様に合わせて選択・設定する。

【０１１９】（ｃ）チップ内部の抵抗Ｒｒの抵抗値を変
える。

【０１２０】例えば、図１１に示すように、チップ内部
に数種類の抵抗Ｒｒ１〜Ｒｒ４を並列に配置しておき、
チップをパッケージするとき、またはべアチップ実装す
るときに、抵抗Ｒｒｌ〜Ｒｒ４の中からスイッチＳＷ２
により選択接続することにより、基準電圧生成手段の設
定値（基準）を目標の仕様に設定することが可能とな
る。これにより、電源供給制御装置を集積化する場合で
も１種類のチップで複数の仕様をカバーすることが可能
となる。また抵抗の可変設定により、負荷の種別（ヘッ
ドランプ、駆動モータ等）に応じた完全短絡、不完全短
絡の切り分けを確実に検出することが可能となり、短絡
故障に対する保護を精度良く行うことができる。

【０１２１】以上説明した第１、第２、第３の実施形態
並びに変形例に係る電源供給制御装置の回路構成におい
ては、スイッチング素子、即ち温度センサ内蔵半導体素
子ＱＡ，リファレンスＦＥＴＱＢ、トランジスタＱ５，
Ｑ６、過熱遮断用ＦＥＴＱＳおよびＦＥＴＱｌｌ〜Ｑ５
４としてｎチャネル型のものを使用したが、本発明に係
る電源供給制御装置の回路構成はこれに限定されるもの
ではなく、Ｐチャネル型のものを使用してもよい。但
し、各スイッチング素子のオン／オフ制御を行うゲート
電位が“Ｌ”／“Ｈ”レベルに逆転することに伴う回路
変更が必要となる。

【０１２２】

【発明の効果】以上説明したように本発明の電源供給制
御回路によれば、電流検出を行うために電力の供給経路
に直列接続されるシャント抵抗を不要として装置の熱損
失を抑え、ある程度の短絡抵抗を持つ不完全短絡などの
レアショートが発生した場合の異常電流に対しても高速
応答を可能とし、集積化が容易で安価であり、かつエン
ジンルーム内等の環境条件の厳しい部位に設置すること
が可能となる。

【０１２３】このため、ワイヤーハーネスの細径化、コ
ストダウンが可能となり、また、車両組付性の向上、軽
量化、及び安全性の向上が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る電源供給制御装置の車両における
配置構成を示す説明図である。

【図２】本発明に係る電源供給制御装置の原理説明用の
回路構成図である。

【図３】本発明の第１の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。

【図４】実施形態で使用する半導体スイッチ（温度セン
サ内蔵半導体素子）の詳細な回路構成図である。

【図５】実施形態の電源供給制御装置が利用する原理説
明図（その１）であり、オフ状態からオン状態への遷移
時のドレイン−ソス間電圧の立ち下がり特性の説明図で
ある。

【図６】実施形態の電源供給制御装置が利用する原理説
明図（その２）であり、概念的回路図である。

【図７】実施形態の電源供給制御装置が利用する原理説
明図（その３）であり、温度センサ内蔵半導体素子のド
レイン電流とゲート−ソース間電圧との特性を説明する
説明図である。

【図８】短絡故障時および通常動作時の実施形態の電源
供給制御装置における半導体スイッチの電流（ａ）と電
圧（ｂ）を例示する波形図である。

【図９】本発明の第２の実施形態の電源供給制御装置の
回路構成図である。

【図１０】本発明の第３の実施形態の電源供給制御装置
の回路構成図である。

【図１１】変形例の電源供給制御装置における第２負荷
（抵抗）の構成を説明する回路図である。

【図１２】従来の電源供給制御装置の車両における配置
構成を示す説明図である。

【図１３】従来のカレントミラー方式による電源供給制
御装置の原理説明用の回路構成図である。

【図１４】従来の半導体スイッチを備えた電源供給制御
装置の回路構成図である。

【符号の説明】

１０１電源１０２負荷１０５突入電流マスク回路１０６過熱遮断促進回路１０７オン／オフ回数積算回路１１０ａ〜１１０ｅチップ構成部分１１１駆動回路（制御手段）ＱＡ温度センサ内蔵半導体素子（半導体スイッチ）ＲＧ内部抵抗ＱＢリファレンスＦＥＴ（第２半導体スイッチ）Ｒｒ，Ｒｒｌ〜Ｒｒ４抵抗（第２負荷）Ｑ５，Ｑ６トランジスタＱ１１〜Ｑ５４ＦＥＴＣＭＰ１コンパレータ（検出手段）Ｒ１〜Ｒ５５抵抗ＲＶ可変抵抗ＺＤ１，ＺＤ２ツェナーダイオードＤ１〜Ｄ５１ダイオードＣ１１〜Ｃ３１コンデンサ１２１温度センサ１２２ラッチ回路ＱＳ過熱遮断用ＦＥＴＳＷ１，ＳＷ２スイッチＶＢ電源電圧ＶＰチャージポンプ出力電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】エンジンルーム等の環境条件の厳しい部
位に配置され、制御信号入力端子へ供給される制御信号に応じてスイッ
チング制御され電源から負荷への電力供給を制御する半
導体スイッチと、前記半導体スイッチの端子間電圧の電圧特性とほぼ等価
な電圧特性を持つ基準電圧を生成する基準電圧生成手段
と、前記半導体スイッチの端子間電圧と前記基準電圧との差
を検出する検出手段と、検出された端子間電圧と基準電
圧との差に応じて前記半導体スイッチをオン／オフ制御
する制御手段と、を有することを特徴とする電源供給制御装置。
【請求項２】前記基準電圧生成手段は、前記半導体ス
イッチおよび前記負荷に並列接続され、前記制御信号に
応じてスイッチング制御される第２半導体スイッチと第
２負荷とを直列接続した回路を備え、前記第２半導体スイッチの端子間電圧を前記基準電圧と
して生成することを特徴とする請求項１に記載の電源供
給制御装置。
【請求項３】前記基準電圧生成手段の基準電圧が持つ
電圧特性は、前記半導体スイッチおよび前記負荷に正常
動作範囲での最大電流を超える目標電流が流れる状態に
おける電圧特性とほぼ等価であることを特徴とする請求
項１または２に記載の電源供給制御装置。
【請求項４】前記半導体スイッチと前記第２半導体ス
イッチは、オフ状態からオン状態へ遷移する際の端子間
電圧の過渡的な電圧特性について等価な特性を持つこと
を特徴とする請求項２または３に記載の電源供給制御装
置。
【請求項５】前記第２半導体スイッチの電流容量は前
記半導体スイッチの電流容量よりも小さく、前記負荷お
よび前記第２負荷の抵抗値比は前記半導体スイッチおよ
び第２半導体スイッチと極力反比例するように設定した
ことを特徴とする請求項２、３または４に記載の電源供
給制御装置。
【請求項６】前記第２負荷は、複数個の抵抗を備え、前記第２負荷の抵抗値は、前記複数個の抵抗の選択接続
により可変設定されることを特徴とする請求項２、３、
４または５に記載の電源供給制御装置。
【請求項７】前記負荷に直列接続または前記第２負荷
に並列接続された可変抵抗を有し、前記第２負荷の抵抗値は、前記可変抵抗により可変設定
されることを特徴とする請求項２、３、４、５または６
に記載の電源供給制御装置。
【請求項８】前記制御手段は、検出された端子間電圧
と基準電圧との差が第１しきい値を超えたときに前記半
導体スイッチをオフ制御し、検出された端子間電圧と基
準電圧との差が第２しきい値を下回ったときに前記半導
体スイッチをオン制御することを特徴とする請求項１、
２、３、４、５、６または７に記載の電源供給制御装
置。
【請求項９】前記半導体スイッチが過熱した場合に該
半導体スイッチをオフ制御して保護する過熱保護手段を
有することを特徴とする請求項１、２、３、４、５、
６、７、または８に記載の電源供給制御装置。
【請求項１０】前記半導体スイッチ、前記基準電圧生
成手段、前記検出手段、前記制御手段または前記過熱保
護手段は、同一チップ上に形成されることを特徴とする
請求項１、２、３、４、５、６、７、８または９に記載
の電源供給制御装置。