JP2000210770A

JP2000210770A - 大電流溶接電源

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Publication number: JP2000210770A
Application number: JP13993A
Authority: JP
Inventors: Elliott K Stava; ケイスタバエリオット
Original assignee: Lincoln Global Inc
Current assignee: Lincoln Global Inc
Priority date: 1999-01-19
Filing date: 2000-01-19
Publication date: 2000-08-02
Anticipated expiration: 2020-01-19
Also published as: DE60018826D1; SG87881A1; DE60018826T2; PL337919A1; MY133203A; JP3321449B2; AU729425B2; AU1005600A; EP1023965A3; PL201649B1; CN1261016A; TR199903217A3; DK1023965T3; RU2210474C2; ES2239944T3; EP1023965B1; CA2293183A1; CA2293183C; NZ502257A; KR20000076480A

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】連続する電流パルスにおいて、大溶接電流を
発生させることのできる溶接電源。【解決手段】インバータ電源１０は、第１論理信号を
発生するとすぐ第１端子から電流を流す導通状態および
第２論理信号を発生するとすぐ電流を阻止する非導通状
態をもつトランジスタを用いたスイッチＳｗ１、Ｓｗ２
を有し、溶接電流の瞬時値を測定するためのセンサ、瞬
時電流が実質的に最大値以下の選定値にあるとき低電流
信号を発生するための比較器、およびオフ信号の発生
後、低電流信号を発生するとすぐ、第２論理信号を発生
するための回路あるいはプログラムによって、溶接電流
が一般に選定値にあるとき、トランジスタを用いたスイ
ッチが導通状態から非導通状態に切り換えられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電気アーク溶接に関
し、さらに詳しくは、連続する電流パルスにおいて大溶
接電流を発生するための改良された溶接電源に関するも
のである。

【０００２】

【従来技術とその課題】本発明は３相入力電源を負荷結
合トランスに変換するため、トランジスタ切換タイプの
インバータを用いる。このトランスからインバータの交
流出力が整流されて、電極と溶接工作物との間に電流を
生じる。このようなインバータは、溶接の間流れる電流
の大きさを制御するため、１８ｋＨｚで動作するパルス
幅変調器を採用している。これらのインバータは、当業
者に公知で、一般に米国特許第５，３４９，１５７号お
よび第５，３５１，１７５号に開示されている。これら
の特許は、電流パルスをインバータの出力トランスに導
く高周波パルス幅変調器によって制御される電流をもつ
３相インバータを説明する背景情報として本明細書中に
参考文献として取り入れられている。これらの特徴は、
溶接に用いられるインバータの出力電流を制御するため
の誤差アンプをもつパルス幅変調器を用いる３相インバ
ータの概念を説明している。

【０００３】交流溶接、とくに交流ＭＩＧ溶接を提供す
るため、一般に正端子と負端子を作るため出力トランス
に２次巻線をもつトランジスタ切換網タイプのインバー
タの出力に対する出力結合トランスを用いることが提唱
されてきた。ＩＧＢＴのような１つのインダクタと２つ
のトランジスタをもつスイッチを用いて、正電流パルス
が溶接の間流され、次いで負電流パルスが流される。こ
の正電流パルスは、電極と工作物を通してインバータの
出力にある正端子を負端子すなわちアース端子につなぐ
第１スイッチを閉じることによって生じる。電流を逆転
して負電流パルスを生じさせるため、第２スイッチによ
ってインバータの出力で負端子に溶接操作がつながれ
る。各スイッチは電流を保持するインダクタの一部とと
もに、電極と工作物に直列になっている。第２スイッチ
が開いているとき第１スイッチを閉じ、第２スイッチが
閉じているとき第１スイッチを開けることを交互にくり
返すことにより、交流溶接が行われる。このプロセスは
一続きの正・負電流パルスを有している。交流溶接プロ
セスをなすこの構造は全くうまくいくが、溶接電流が高
い、すなわち約２００Ａ（アンペア）以上になると、第
１・２トランジスタに基づくスイッチと並列のスナッバ
が非常に高価で大きなものになる。これらのスナッバ
は、１つのパルスが消え、次のパルスが現れるとき、ス
イッチにかかる高電圧を保持しなければならなかった。
大溶接電流用のこのようなインバータ電源は、１つの極
性から他の極性への切換の間、高電圧が適切に扱われて
いる限り、交流アーク溶接でうまく使われていた。これ
は大溶接電流用のインバータ電源を使う際の明らかに不
利な点であった。

【０００４】パルス幅変調器で操作される切換インバー
タによって生じる大溶接電流の切換は、溶接における誘
導リアクタンスと電流極性の変化するスピートのため高
電圧を発生するということが分かった。上記タイプの交
流溶接機において正・負極性が移る間に誘起される電圧
は、誘導リアクタンス×電流の導関数に等しい。こうし
て、電圧は抑制するのが非常に難しい。そのため、各種
設計のエネルギー吸収スナッバ回路が、正・負極性の間
で大電流を切り換えるとき、誘起電圧を減らす（制御す
る）ために使われてきた。ここでいう大電流とは一般に
約２００Ａ以上の電流、とくに１，０００〜２，０００
Ａを超える電流をさしている。これらの大電流を扱うの
に必要なスナッバ回路はすべて、高損失であるか高コス
トであるかを免れ得ない。この大電流は切り換えの間、
溶接回路のインダクタンスと時間当りの瞬間電流の変化
の積である。インバータの出力に使われるトランジスタ
は導通を止めるためスイッチを切るのに必要な固定時間
をもつので、スナッバによって抑制される誘起電圧はス
イッチが切れ始め、オンとオフの間の遷移時における電
流の大きさに比例する。そのため、過去、電気アーク溶
接機のような大電流の切換に使われた回路は通常、スイ
ッチが切られるときに発生する大電圧スパイクを抑制す
るため、上記のような複雑な設計のスナッバを有してい
た。

【０００５】

【課題を解決するための手段】インバータの出力で大電
流を切り換えるとき、過渡電圧がパルス幅変調器操作の
切換インバータ、とくに３相電源によって駆動されるイ
ンバータで駆動されるタイプの交流溶接機において、本
発明によって大幅に低減される。本発明は１２００Ａの
交流インバータ電源について試験され、溶接電流の極性
を変えるため各電流パルスの裾端でスイッチが切られる
前に、出力電流は１５０Ａまで減少した。一方のスイッ
チが切られると、他方のスイッチが入って逆極性の電流
パルスを生じ、該電流は直ちに該逆極性において１５０
Ａにシフトし、逆方向の溶接回路内のインダクタを通し
て最大電流に急速に変わる。大電流パルスを切る前にイ
ンバータを切ることにより、パルス電流は低レベルに移
る。したがって、極性切換は１５０Ａの例のような低レ
ベルで達成される。この例において、スイッチが切られ
たとき、スイッチ間の誘起電圧は十分に低減された。実
際、電流の切換値が低く設定されていると、１２００Ａ
でスナッバが取り除かれ得た。スナッバ電圧は、スナッ
バに要求される抑制能力を増大することなく、より高い
交流切換周波数を許容するため低減された。

【０００６】本発明によれば、一連のパルス状の溶接電
流を生じさせ、それにより該パルスが最大電流レベルと
裾引き状態をもつ溶接電源における改良が提供される。
こうして、好ましくは連続する正・負パルスの各電流パ
ルスが、一般に約２００Ａ以上の最大レベルに移る。電
源は好ましくは３相の電源、インバータがオンのとき第
１極性になる第１端子、インバータがオンのとき第２極
性になる第２端子およびアース端子につながれる入力を
もつインバータを有している。本発明において、インバ
ータを切ることにより高電流を端子から除くオフ信号を
制御器が発生する。このインバータ・オフにより、電流
パルスがオフ状態に移る。インバータが切られると、パ
ルスの電流値はゼロに向かって低減する。通常の電源使
用において、インバータはオン状態にあり、出力スイッ
チは負極性から正極性に移すために使われる。これによ
り、本発明の背景の中で説明した問題が生じた。

【０００７】本発明によれば、出力スイッチは極性切換
に使われるとしても、インバータが切られて、極性が切
り換えられるべきとき、電流をゼロに向かって低減させ
る。低い値に達すると、スイッチが切り換えられて現行
電流パルスを終わらせ、直ちに逆極性の次の電流パルス
を生じる。スイッチは２つのトランジスタを有する回路
内にあり、それぞれ、第１論理信号が生じると端子の１
つから電流を通させる導通状態、おび第２論理信号が生
じると電流を阻止する非導通状態をもっている。本発明
は単一極性のパルスのみを生じる単一の出力パワースイ
ッチを用いて使われる。こうして、広い意味で本発明は
インバータを切ることを含み、電流パルスを選択された
レベルまで低減させ、次に出力パワースイッチを切って
電流パルスを終わらせる。しかし、本発明の好ましい態
様は交流アーク溶接に対して使われる。２つの電流パル
スがある。一方の出力パワースイッチがつくと、他方の
スイッチは切れ、またその逆になり、逆極性の電流パル
スが続けて生じる。各電流パルスは裾端をもち、該裾端
はパルスの電流を減らすのに必要な短時間、インバータ
を切ることによって生じる。次に、電流パルスは第２論
理信号をスイッチに加えることによって終了し、スイッ
チを非導通状態に移す。実際には、単一のスイッチ直流
ユニットであれ２つのスイッチ交流ユニットであれ、各
パワースイッチに対する第１論理信号はスイッチをオン
にする論理１である。論理０はスイッチをオフにする第
２論理信号である。

【０００８】本発明によれば、センサが溶接電流の瞬時
値を測るために使われ、この瞬時値が電流パルスの最大
電流よりも実質的に低い選択されたレベルにあるとき低
電流信号を生じるために比較器が使われ、インバータを
切るための信号を発生した後、この低電流信号が生じる
とスイッチを切るための第２論理信号を回路またはプロ
グラムが発生する。交流溶接のため２つのスイッチが使
われると、１つの電流パルスがそのパワースイッチによ
って切られるとき、次の電流パルスが発生するので、イ
ンバータが続いて再びつくと、電流は最大電流に向かっ
て直接進む。極性が変わる前に、インバータは短時間の
み切られる。インバータ溶接機の出力インダクタンスは
一般に小さな値なので、出力電流は直ちに変わる。次の
電流パルスは最大電流まで進み、極性が逆転するまで最
大電流を保持する。

【０００９】インバータが切られてから、スイッチが極
性を逆転する。インバータが切られていることに対応し
て電流が選択レベルまで低減した後、２つの極性の間の
切換が生じる。スイッチ間の誘起電圧は切換電流と固定
インダクタンスの積の関数なので、スイッチ切換の間に
生ずる電流変化における大幅な低減は次に、誘起電圧を
大幅に減らす。１０００〜２０００Ａの電流が小さなス
ナッバで、あるいはスナッバなしで切り換えられること
が分かった。これは、高周波インバータ回路と逆極性電
流パルスを生じる出力スイッチを使うタイプの交流溶接
機における改良である。

【００１０】本発明の他の側面によれば、インバータは
単相入力あるいは多相入力のいずれかによって電力を与
えられる。本発明は３相入力を使うので、溶接操作は容
易に平衡が取れるが、従来の切換ユニットは単相電源だ
ったので、非平衡であった。そのような非平衡は、本発
明に使われる高電流レベルで一層の問題を有する。

【００１１】さらに別の本発明の面によれば、インバー
タは、約１８ｋＨｚ以上の周波数で動作するパルス幅変
調器によって制御される切換ネットワークを含んでい
る。このパルス幅変調器はインバータスイッチを高率で
作動させる。交流溶接機の平均溶接電流は、標準インバ
ータ実務にしたがって、パルス変調器のデューティ・サ
イクルを変えることにより溶接の平均電流を制御するた
めの誤差アンプに流される。本発明を用いて電源の出力
に生じる電流パルスは相対的に低く、約４００Ｈｚより
も小さい。実際、交流溶接は一般に４０〜２００Ｈｚの
範囲で実施され、インバータの高周波作動とは対照的で
ある。

【００１２】本発明の他の面によれば、改良された電源
が単一極性パルスあるいは交互に変わる極性のパルスを
作るために用いられる。こうして、溶接機は直流負モー
ド、直流正モードあるいは交流モードをもつ。すべての
モードにおいて、インバータは切られて、最大電流をよ
り低い選定値に下げ、その時点でスイッチを開けること
により電流パルスが終了する。交流モードでの極性切換
率は交流溶接の周波数を決め、電圧制御オッシレータや
同様のソフト・プログラムから溶接パルス周波数を変え
るために用いられるが、同一周波数がインバータを作動
するパルス幅変調器のために使われる。こうして、交流
溶接周波数はオッシレータや他の回路プログラムの率を
変えるだけで容易に調整される。

【００１３】本発明は電流パルスの終りにパルスの電流
を約２００Ａよりも低いレベルまで低減でき、好ましく
は一般に１００〜１５０Ａの範囲まで下げられることが
分かった。この電流切換はパルスの最大電流が１０００
〜１２００Ａのときでさえ使うことができる。これま
で、極めて大きくて高価なスナッバがこのような大電流
交流電源において必要だった。

【００１４】本発明によれば、第１・２命令信号を切り
換えることにより、逆極性の電流パルスが作られる。一
方の命令信号が一方のスイッチをつけ、他方の命令信号
が他方のスイッチを切る。これにより電流パルスの極性
を逆転させる。命令信号が溶接出力の極性を切り換える
前に、時間遅れ回路がインバータを切るために使われ
る。

【００１５】本発明の記述において、第１・２論理信号
は単一スイッチに関している。論理１（第１論理信号）
はスイッチをつけ、論理０（第２論理信号）はスイッチ
を切る。もちろん、論理信号のデジタル値は逆にでき
る。交流モードにおいて、第１・２命令信号がある。こ
れらの信号は一方のスイッチをつけ、他方のスイッチを
切る信号である。これらの命令信号は同一論理ではな
く、本発明の実施例によればフリップフロップのＱ・Ｑ
バー端子によって作られる。一方のスイッチがつくと、
他方のスイッチは切られる。これが命令信号の動作であ
る。論理１がスイッチをつけ、論理０が該スイッチを切
るとき、論理信号はその単一スイッチに関している。こ
うして、各命令信号はそれによって制御される個々のス
イッチの導通状態を示す２つの論理信号をもつ。命令信
号が要求されるとき、それは一般にスイッチが論理信号
をオンにすることを意味している。

【００１６】本発明の第一の目的は、約２００Ａの大電
流値をもつ一連の電流パルスを発生させ、パワースイッ
チを切ることにより該パルスを終わらせる溶接電源を提
供することであり、該電源が変調されることによってパ
ワースイッチを切ることが終了するパルスの最大電流よ
りも実質的に低い電流値で生じる。

【００１７】本発明の他の目的は、上記のような電気ア
ーク溶接のための独特な交流電源を提供することであ
り、該電源は高い最大電流をもつ交流パルスを有する。
これらのパルスは、開いているパワースイッチが電源の
高電流よりも大幅に低い電流に流しているとき、一方の
パワースイッチを開け、他方のパワースイッチを閉じる
ことにより、極性を変えられる。

【００１８】さらに他の本発明の目的は、インバータに
よって駆動される上記電源を提供することであり、該イ
ンバータは３相電源につながれ、パルス幅変調器によっ
て高周波数で作動されることにより、低周波交流溶接の
ための電流を与える。

【００１９】さらに他の本発明の目的は、上記一連の電
流パルスを生じるための改良された溶接電源を提供する
ことであり、該電源はＩＧＢＴのようなトランジスタに
基づくスイッチを用い、極性切換スイッチが切られると
きほとんど、あるいは全くスナッビング（スパイク電圧
抑制）を必要としない。

【００２０】さらに他の本発明の目的は、約２０ｋＨｚ
よりも高い周波数で、かつ約２００Ａを超える最大電流
で作動するインバータによって駆動され、４０〜６０Ｈ
ｚの低い出力周波数で作動する、上記一連の電流パルス
を作るための溶接電源を提供することである。これは高
周波インバータ変換という利点を、高出力電流値での低
周波出力電流という能力と結び付ける独特な電気アーク
溶接用交流電源である。

【００２１】これらおよび他の目的と効果は、添付図面
を用いた以下の説明から明らかになるであろう。

【００２２】

【実施例】以下、図を用いて説明するが、これらの図は
本発明の実施例を説明するためだけのものであり、本発
明をこれらに限定するためのものではない。図１・２
は、電極Ｅとアースされた工作物Ｗの間に交流を通すた
めの交流溶接電源１０を示している。電源１０に、整流
器１４入力をもち、高直流電流を出力切換ネットワーク
１６に与える標準インバータ・ステージ１２を利用す
る。このネットワーク１６は、工作物Ｗで溶接を行うた
め電流パルスを作る。ネットワーク１６の入力を形成す
る直流出力端子を与えるため、全波整流器１８がインバ
ータ・ステージにつながれているので、整流器１４への
多相入力が２００Ａを超える。好ましくは１０００〜１
２００Ａほど高い最大電流値をもつ直流電流源に変換さ
れる。

【００２３】インバータ・ステージ１２は、構造がいく
らか標準的で、負荷トランス３２の１次巻線３４を通し
て交流パルスを供給するため、直流リンク２２をトラン
ジスタ切換ネットワーク３０に導く整流器１４への入力
を形成する多相電源として示されている。中心ゼロ点３
８をもつ２次巻線３６はアースされ、工作物Ｗに接続さ
れている。トランジスタ切換ネットワークは、１次巻線
３４に交流パルスを作るため、ＭＯＳＦＥＴや同様のト
ランジスタ型スイッチを有する。出力トランス３２は、
非常にインダクタンスが小さいので、ネットワーク３０
は急速に切れる。切換ネットワークのこの急速なオン−
オフは、リンカーン電気社製の標準ＳＴＴ溶接機のよう
な、および一般に米国特許第５，００１，３２６号に開
示されているような溶接電源に広く使われている。低イ
ンダクタンをもち、急速に切られ得るコンバータ・ステ
ージの概念はよく知られている。上記特許や他の参考特
許に開示されているように、切換ネットワーク３０は１
８ｋＨｚ以上、好ましくは２０ｋ〜４０ｋＨｚで作動す
る標準パルス幅変調器４０によって作動させられる。こ
のパルス幅変調器による制御は、標準技術で、インバー
タ・ステージの出力電流は誤差アンプ５０からのライン
４２上の電圧によって制御され、誤差アンプは電源１０
の所定出力電流のデジタル値を表す。あるいは電圧をも
つ入力ライン５２上の電圧値に対応して、ソフトウェア
で実行される。本発明において、所定電流値は約２００
Ａを超える値に設定される。入力ライン５２上の代表的
な信号はアンプ５０によって、電圧信号あるいは入力ラ
イン５４上のデジタル語の形の平均出力電流と比較され
る。電流測定分流器６０からの電圧はライン６２の瞬間
電流値を表す。電流平均回路６４はライン６２の瞬間電
流値を平均化して、アナログ値またはデジタル値で表
す。回路６４はアンプ５０の入力ライン５４の電圧信号
またはワードを表す平均電流を生じる。これまでの記述
では、インバータ・ステージは標準技術を使っている。
本発明のある面によれば、コンピュータあるいはアナロ
グ回路のソフトウェアである制御器７０は標準制御にし
たがってライン５２上に代表的な電圧を生じるが、ライ
ン５２の電圧あるいはワードに加えて、さらにライン７
２にインバータ切り信号を与える。ライン７２の論理１
により、直ちにパルス幅変調器を切ってインバータ・ス
テージ１２を切り、整流器１８への電流を与えなくす
る。制御器７０はまた、ライン８０・８２にスイッチ命
令信号及び、第１論理、すなわち論理１が直ちに対応す
る出力パワースイッチをつけ、第２論理すなわち論理０
が直ちに対応する出力パワースイッチを切る。全波整流
器１８はダイオードＤ１〜Ｄ４を有して、正電流端子９
０、負電流端子９２、および中心ゼロ点３８と工作物１
２につながれたアース端子９４を生じる。電源１０は電
極Ｅと工作物Ｗの間に高電流パルスを生じさせるため、
出力切換ネットワーク１６を利用する。図示のように、
トランジスタを使ったＩＧＢＴの形の第１スイッチＳＷ
１はライン８０に命令信号を受けると閉じる。それによ
り、出力インダクタ１１０の正セグメント１１２を通し
て正端子９０から電流パルスを生じる。トランジスタを
使ったＩＧＢＴの形の第２スイッチＳＷ２は、ライン８
２に論理１を受けると閉じて、インダクタ１１０の負セ
グメント１１４を通して整流器１８の負端子９２に負電
流パルスを生じる。スナッバ１００・１０２は、それぞ
れスイッチＳＷ１，ＳＷ２に並列に接続されている。本
発明の基本面を実施せずに、これらのスナッバは極めて
大きく、誘起電圧がインダクタのセグメント１１２また
は１１４の値および電流の差あるいは瞬時変化の値に等
しいので、極めて高い電圧を扱わなければならない。電
流が１０００〜１２００Ａの範囲にあれば、短い切り時
間が高いｄｉ／ｄｔ値を与える。誘起電圧は極めて高
く、スナッバ１００・１０２によって抑制されなければ
ならない。これまでに記述した大電流交流溶接に使われ
る電源は新規で、２００Ａを超える大電流、実際には１
０００Ａを超える大電流を扱うことができる。このこと
は、ＭＩＧ溶接用の交流溶接機において利点となる。し
かし、本発明の主要な面はスナッバ１００・１０２の大
きさを小さくし、あるいはスナッバの必要性を減らすこ
とにある。

【００２４】本発明によれば、図３・４のように、イン
バータ・ステージ１２のネットワーク３０は、ライン８
０・８２の論理すなわち命令信号が逆転する前に、直ち
にライン７２の信号によって切られる。こうして、スイ
ッチＳＷ１・ＳＷ２の導通状態が逆転する前に、電流供
給が切られる。この制御操作を達成するために、多くの
構造が使われ得る。すなわち、ワイヤでつながれたハー
ドウェア、ソフトウェア、あるいはそれらの結合が使わ
れ得る。説明上、図３に論理ネットワークを有するハー
ドウェアの制御回路（デバイス）１５０を示す。制御回
路１５０からの出力パルスは、図４のように交流パルス
Ｐ１・Ｐ２として示される。制御回路１５０において、
ライン８０につながれたＱ端子とライン８２につながれ
たＱバー端子をもつフリップフロップ１６０を有する。
このフリップフロップはソフトウェアであり、あるいは
別の非一致デバイスによって再生される。これらのライ
ン上の論理は図４のグラフ２００・２０２に示されてい
る。一方の命令信号が論理１にあると、他方の命令信号
は論理０にある。したがって、ＳＷ１・ＳＷ２の一方の
スイッチが切れると、他方のスイッチは直ちにつく。こ
の切換により、パルスの極性が逆転し、パルスＰ１・Ｐ
２からなる交流出力を生じる。フリップフロップ１６０
のデータ端子Ｄは、ソフトウェアで実行されるオッシレ
ータ１７０の出力ライン１７２につながれている。デー
タ端子Ｄの２進論理は、ライン１７２に現れるオッシレ
ータ１７０の出力を構成するグラフ２０６に示されてい
る。端子Ｄから端子Ｑへの論理を移すため、電圧値比較
器１８０の出力１８２につながれているクロック端子Ｃ
Ｋにクロックパルスが受けられなければならない。これ
らの論理デバイスはアナログ用語と記号で示されている
が、デジタル回路も使われる。フリップフロップ１６０
はグラフ２００・２０２に示される論理を与える標準実
務にしたがって作動する。ライン８０・８２上の論理に
より、それぞれスイッチＳＷ１・ＳＷ２が制御される。
図４で、グラフ２０６のデータＤが論理０のとき、クロ
ックパルス２０４ａが現れる。これにより、グラフ２０
０・２０２に示すように、ライン８０に論理０が現れ、
ライン８２に論理１が現れる。こうして点２００ａで、
スイッチＳＷ１・ＳＷ２の導通状態が逆転する。これに
よりパルスＰ１からパルスＰ２へ電流が移り、正電流パ
ルスＰ１と負電流パルスＰ２の間に極性の逆転を与え
る。ライン８０・８２の命令信号は、グラフ２０６が論
理１のとき、クロックパルス２０４ｂを受けると点２０
０ｂで再び逆転する。こうして、電流パルスの極性は負
パルスＰ２から正パルスＰ１へ再び逆転する。次のクロ
ックパルス２０４ｃを受けると、別の電流極性の逆転が
起こる。こうして、フリップフロップ１６０は電源１０
の出力に交流溶接電流を生じる。グラフ２０６のような
信号を生じるオッシレータ１７０は、標準的な電圧制御
オッシレータで、ライン１７４の電圧入力がライン１７
２のパルスの周波数を変える。これにより、図４の上部
のグラフのパルスの極性に対する逆転周波数を変える。
同様に、ライン１７６の電圧を変えることにより、オッ
シレータ１７０のデューティサイクルが変わり得る。図
４に示されているデューティサイクルは５０％である。
ライン１７６の電圧を変えることにより、発振のデュー
ティサイクルは変わって、電源１０の交流出力の電流パ
ルスのデューティサイクルを変える。

【００２５】図４のグラフ２０４で示されるライン１８
２のクロックパルスは、入力ライン１８４・１８６の電
圧を比較することによって生じる。入力ライン１８４は
分流器６０によって検知される瞬間アーク電流である。
入力ライン１８６の電圧は、レオスタット１８８の出力
で、好ましくは１００〜１５０Ａ、一般には約２００Ａ
よりも小さな選択値にあるライン１８４の電圧に対応す
るように設定される。レオスタット１８８によって設定
された選択値−１００Ａ−よりも瞬間電流が低いとき、
論理１がライン１８２に現れる。図４のグラフ２０４を
再び参照すると、パルス２０４ａ〜２０４ｃは、入力ラ
イン１８６で選定値よりも小さな電流を示す論理１を比
較器１８０が出力する間の時間を表している。ライン６
２の瞬時値を読み取り、この値をフリップフロップ１６
０のクロッキングに使うことにより、１００Ａ以下での
み極性変化が起こることになる。この特徴は本発明のた
だ１つの面にすぎない。スイッチＳＷ１・ＳＷ２の極性
逆転の前に、ライン７２の論理１によってインバータ・
ステージ１２を切ることも必要である。本発明のこの面
は、いろいろな構造によって達成され、その１つは論理
ネットワーク２１０として図３に示されている。このネ
ットワークは、ライン１７２ａに現れるようなライン１
７２の論理を変換するインバータ２１２を利用する。Ｎ
ＡＮＤゲート２３０はグラフ２０２に示されるライン８
２の論理をもつ入力２３２を有している。ゲート２３０
の他の入力はグラフ２０６であるライン１７２である。
グラフ２０２と２０６がともに論理１のとき、論理０が
ライン２３４に現れる。これによりライン７２に論理１
が生じ、ＮＡＮＤゲート２５０の出力となる。同様に、
ＮＡＮＤゲート２４０はグラフ２００のようなライン８
０につながれた入力２４２をもつ。ライン１７２ａでオ
ッシレータによって変換された論理はグラフ２０２とし
て示されている。論理１がグラフ２００と２２０に現れ
ると、論理０がゲート２４０の出力２４４に現れて、ラ
イン７２の論理１を生じる。ライン７２の論理はグラフ
２２２で示されるインバータ切り信号である。この信号
はオッシレータ・グラフ２０６が論理を変えるとすぐ生
じる。インバータ２１２は論理ネットワーク２１０内
で、インバータ・ステージ１２を切る信号を正しく作る
ために使われる。図４のように、切り信号２２２ａ〜２
２２ｃはクロックパルス２０４ａ〜２０４ｃがスイッチ
ＳＷ１・ＳＷ２を逆転させる前に、直ちに生じる。こう
して、インバータは切られ、パルス２２２ａ〜２２２ｃ
の間、切られ続ける。フリップフロップ１６０の出力の
論理は、次のクロックパルスが発生するまで、変わり得
ない。図４の上部のグラフの電流は、逆転点２００ａが
点３０２に達するまで、ライン３００に沿って減衰す
る。その後、グラフ２００・２０２のようにライン８０
・８２の論理を変えることによって、極性の急逆転が生
じる。これは、点３０２と点３０４の間に生じることが
示されているように、ＩＧＢＴに固有なある遷移時間を
要する。インバータ・ステージ１２は再びオンになり、
電流はライン３０６に沿って（負の方向に）増大し、
（負の）最大値になる。これと同じ操作が、電流パルス
Ｐ１・Ｐ２の各極性逆転の間、生じる。スイッチＳＷ１
・ＳＷ２の固有切換時間によって、点３０２と点３０４
の間に非常に短い遅れが生じている。これらのスイッチ
はトランジスタを使ったもので、整流されない。実際に
は、これらのスイッチはＩＧＢＴである。トランジスタ
を用いたスイッチを使うとき、切換操作の間、エネルギ
ー・ロスはない。もちろん、１０００Ａを超える大電流
を扱うことのできる限り、論理にしたがって導通を変え
る他の急速切換デバイスも本発明を実施するのに使われ
得る。

【００２６】本発明は、図５に交流パルスＰ３・Ｐ４と
して交流電流が図示されている。インバータ切り信号は
パルスＰ３の点３２０で生じる。電流は１００Ａと示さ
れている選定された低い値に達するまで、ライン３２２
に沿って出力インダクタを通して減衰する。この電流は
パルスＰ３に対する１２００Ａの最大電流よりも実質的
に低い。点３２４でスイッチＳＷ１とＳＷ２はライン８
０・８２の論理にしたがって逆転する。すなわち、点３
３２までの理論的状態である一般に垂直のライン３３０
に沿ってパルスＰ４が発生し、点３３２で電流は負の最
大値に向かって駆動される。スイッチが閉じるとすぐ、
電流は緊密に結合されたインダクタによって逆極性の同
一値まで移る。ゼロを通る遷移も点３３４と点３３６の
間で達成される。本発明は正出力回路あるいは負出力回
路における標準直列インダクタを用いて実施でき、電流
は選定値の間で急速に移らない。図５の交流電流は本発
明の基本概念を説明し、電流がある選定値に減衰するま
で待ってインバータ・ステージを切り、次いで大電流パ
ルスの極性を逆転するためスイッチを切り換える。すで
に示したように、出力パルスの周波数とデューティサイ
クルは図３のオッシレータ１７０のようなソフトウェア
を変えることによって変えられる。これを図６・７に示
す。図６で、パルスＰ５とＰ６の間のデューティサイク
ルは５０％である。図６の下のグラフのように、同一周
波数を維持しながら、パルスＰ７とＰ８の間のデューテ
ィサイクルは２０％である。図７で周波数が増大してい
るので、パルスＰ９とＰ１０の間の５０％のデューティ
サイクルは、その増大した周波数による小さな個々のパ
ルスを生じている。これにより、図７の下のグラフのよ
うにパルスＰ１１はパルスＰ１２に対して２０％のデュ
ーティサイクルをもつ。「デューティサイクル」という
用語はここで、正パルスと負パルスの間の相対時間を指
している。この非平衡状態は、ある方向の導通が他の方
向の導通とは実質的に異なる溶接において有利となる。
他の面によれば、図８に示すように正電流パルスと負電
流パルスの大きさ（振幅）を変えることが可能で、パル
スＰ１３の振幅ａはパルスＰ１４の振幅ｂよりも小さ
い。この概念により、一方向で他方向よりも高い電流が
許される。もちろん、パルスＰ５〜Ｐ１４は本発明を利
用し、パルスの終了はインバータ・ステージをまず切っ
て、次にスイッチＳＷ１・ＳＷ２を切り換えるとによっ
て行われる。交流パルスの相対的な形の他の変化も行え
る。

【００２７】さらに別の実施例を図９・１０に示す。図
１０で、溶接電源４００は一連の単極性パルスＰ２０を
生じる。本発明のこの変形において、電極Ｅとアースさ
れた工作物Ｗの間のアークを通してパルスを導くため、
単一スイッチＳＷ３だけが使われる。これにより、イン
バータを切る基本概念を用いて大電流を低い選定値まで
減衰させ、ＩＧＢＴのようなパワースイッチを切ること
が明らかに説明される。新規な発明概念は、大電流パル
スを切り、次いで高周波インバータによって駆動される
タイプの溶接電源においてパワースイッチを切ることで
ある。ここにおいて、インバータ４０２はインダクタ４
０４を通して電極Ｅとアースされた工作物Ｗに渡って電
流パルスＰ２０を通すため、単一スイッチＳＷ３によっ
て制御される出力をもっている。ライン４１０の命令信
号は、スイッチＳＷ３がオンのとき論理１を、またスイ
ッチＳＷ３がオフのとき論理０をもつ。ライン４１０の
論理は、スイッチをオンにするための入力４１４をもつ
論理ネットワーク４１２およびスイッチをオフにするた
めのライン４１６の論理によって制御される。ソフトウ
ェアでもあり得る制御ネットワークは、ライン４２４の
論理によって示されるように、インバータ４０２をオン
またはオフにするための出力４２２をもつワイヤ経線の
オッシレータ４２０として図示されている。スイッチＳ
Ｗ３が常時ついているとしたなら、矩形波電流パルスが
電極Ｅに現れるであろう。インバータがオンになると、
スイッチＳＷ３はライン４１４の論理によってオンにさ
れる。しかし、インバータがオフにされたとき、スイッ
チＳＷ３はすぐにはオフにならない。スイッチＳＷ３を
オフにするためには、ライン４１６の論理信号を要す
る。その論理信号は、オッシレータ４２０からの論理を
逆転するためのインバータ４３２をもつＮＡＮＤゲート
４３０の出力である。この逆転された論理は、ゲート４
３０の入力でライン４３２ａに現れる。ゲート４３０へ
の他方の入力は、分流器４４６によって測定される瞬間
溶接電流によって制御される電流センサ４４４からライ
ン４４２の第１電圧入力をもつ比較器４４０の出力４４
０ａである。比較器４４０への第２入力は、１００Ａの
ような選定電流値を表すワードあるいは電圧をもつライ
ン４５０の電圧である。こうして、インバータ４０２が
オフになると、論理１がライン４３２ａに現れる。この
電流がライン４５０の電圧によって決まる値まで減ると
すぐ、論理１がゲート４３０の第２入力４４０ａに現れ
る。これにより、ライン４１６に論理１が現れ、スイッ
チＳＷ３を開いて、電流パルスを終わらせる。こうし
て、オッシレータがオンになると、スイッチＳＷ３はオ
ンになる。これを図１０のパルスＰ２０の初期端で示
す。本発明は図１０の点４６０で示すように、インバー
タ４０２を切ることを伴う。スイッチＳＷ３を通る電流
は、ライン４６２に沿って減衰する。この減衰瞬間アー
ク電流が１００Ａで示されている選定値に達すると、ゲ
ート４３０は論理１を生じてスイッチＳＷ３を切る。こ
れは、単一パルス電源において、本発明の主要な面を示
している。パルスＰ２０はオッシレータ４２０の周波数
によって決まる周波数で生じ、オッシレータのデューテ
ィサイクルをもち、このオッシレータは図３のオッシレ
ータ１７０の説明にしたがって作動する。こうして、一
連のパルスが本発明を用いて作られる。すなわち、交流
溶接電流が作られる。

【００２８】電流パルスが終わる前に、大電流パルスが
選定値に向かって減衰するのを許す概念以外は、一般に
標準の技術を取り入れた本発明の図示した実施例にさま
ざまな変形がなされ得る。この概念は、大電流溶接電源
に使われるとき、極めて有益で、図１のスナッバ１００
・１０２のコストを低減させることにより、大電流溶接
電源のコストを低減させる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明の１実施例よりなる交流溶接電源
の回路図である。

【図２】図２は図１の電源を簡略化した回路図である。

【図３】図３は論理回路（デバイス）および論理ネット
ワークの回路図である。

【図４】図４は本発明を実施することによって得られる
さまざまなパルスの波形図である。

【図５】図５は本発明の基本概念を説明するための交流
溶接電流の波形図である。

【図６】図６は図３の回路を用いて得られる交流パルス
の波形図である。

【図７】図７は図３の回路を用いて得られる交流パルス
の波形図である。

【図８】図８は図３の回路を用いて得られる交流パルス
の波形図である。

【図９】図９は本発明の他の実施例よりなる溶接電源の
回路図である。

【図１０】図１０は図９の回路を用いて得られる電流パ
ルスの波形図である。

【符号の説明】

１０：交流溶接電源１２：インバータ・ステージ１４：整流器１６：出力切換ネットワーク４０：パルス幅変調器６０：分流器７０：制御器１００，１０２：スナッバ１５０：制御回路（デバイス）１６０：フリップフロップ１７０：オッシレータ１８０：比較器２１０：論理ネットワークＰ１〜Ｐ２０：電流パルス４００：溶接電源４０２：インバータ４１２：論理ネットワーク４４０：比較器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】最大値と次第に小さくなる裾引き状態を
もつ一連の電流パルスの溶接電流を発生させるための溶
接電源において、該電流パルスが工作物と溶接で関連の
ある電極およびインダクタを有する直列回路を通って流
れ、該電源がそれに接続される入力をもつインバータ・
ステージ、該インバータがオンのとき第１極性にある第
１端子、該インバータがオンのとき第２極性にある第２
端子、および該インバータをオフにするオフ信号を発生
して電流を該両端子から除いて該電流パルスをオフ状態
に向けて移らせる制御回路を有し、および電力切換ステ
ージが第１論理信号が発生すると第１端子から電流を通
す導通状態をもち、第２論理信号が発生すると電流を阻
止する非導通状態をもつトランジスタを用いたスイッチ
を有し、溶接電流の瞬時値を測定するためのセンサ、該
瞬時電流が最大電流値よりも実質的に低い選定値にある
とき低電流信号を生ずるための比較器およびオフ信号の
発生後、該低電流信号が発生するとすぐ第２論理信号を
発生するための回路あるいはプログラムを有することに
より、溶接電流が一般に該選定値にあるとき、トランジ
スタを該スイッチが導通状態から非導通状態に切り換え
られることを特徴とする溶接電源。
【請求項２】前記電源が３相電源である請求項１記載
の溶接電源。
【請求項３】前記インバータが、１８ｋＨｚ以上の周
波数で作動するパルス幅変調器によって制御される切換
ネットワークを有する請求項１記載の溶接電源。
【請求項４】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小さ
な周波数をもつ請求項３記載の溶接電源。
【請求項５】前記インバータが、１８ｋＨｚ以上の周
波数で作動するパルス幅変調器によって制御される切換
ネットワークを有する請求項２記載の溶接電源。
【請求項６】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小さ
な周波数をもつ請求項５記載の溶接電源。
【請求項７】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小さ
な周波数をもつ請求項１記載の溶接電源。
【請求項８】前記インバータ・ステージが高周波電流
パルスを受ける１次巻線、および電流パルスを前記端子
に供給する２次巻線をもつ出力トランスを有する請求項
１記載の溶接電源。
【請求項９】電流パルスがすべて、与えられたある極
性をもつ請求項１記載の溶接電源。
【請求項１０】前記一連のパルスが、正電流パルスと
負電流パルスの間で交互に変わるパルスを有する請求項
１記載の溶接電源。
【請求項１１】前記電源が３相電源である請求項１０
記載の溶接電源。
【請求項１２】前記インバータが、１８ｋＨｚ以上の
周波数で作動されるパルス幅変調器によって制御される
切換ネットワークを有する請求項１０記載の溶接電源。
【請求項１３】前記電源パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項１２記載の溶接電源。
【請求項１４】前記電源パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項１０記載の溶接電源。
【請求項１５】前記正・負パルスを発生するための部
材、および該正・負パルスの周波数を調整するための部
材を有する請求項１０記載の溶接電源。
【請求項１６】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項１５記載の溶接電源。
【請求項１７】前記正と負の電流パルスの間の相対時
間を調整するための部材を有する請求項１０記載の溶接
電源。
【請求項１８】前記正・負パルスを発生するための部
材、および該正・負パルスの周波数を調整するための部
材を有する請求項１７記載の溶接電源。
【請求項１９】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項１８記載の溶接電源。
【請求項２０】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項１７記載の溶接電源。
【請求項２１】前記正と負の電流パルスの間の相対振
幅を調整するための部材を有する請求項１０記載の溶接
電源。
【請求項２２】前記正と負の電流パルスの間の相対時
間を調整するための部材を有する請求項２１記載の溶接
電源。
【請求項２３】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項２２記載の溶接電源。
【請求項２４】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項２１記載の溶接電源。
【請求項２５】前記選定電流値が２００Ａ（アンペ
ア）よりも小さい請求項１記載の溶接電源。
【請求項２６】前記選定電流値が一般に１００〜１５
０Ａ（アンペア）の範囲にある請求項２５記載の溶接電
源。
【請求項２７】前記電源が３相電源である請求項２５
記載の溶接電源。
【請求項２８】前記インバータが１８ｋＨｚ以上の周
波数で作動されるパルス幅変調器によって制御される切
換ネットワークを有する請求項２５記載の溶接電源。
【請求項２９】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項２５記載の溶接電源。
【請求項３０】前記一連のパルスが正電流パルスと負
電流パルスの間で交互に変わるパルスを有する請求項２
５記載の溶接電源。
【請求項３１】第１命令信号を受けるとすぐ、トラン
ジスタを用いた第１スイッチを閉じてインダクタの第１
セグメントおよび工作物と直列の電極を通して正電流パ
ルスを流し、第２命令信号を受けるとすぐ、トランジス
タを用いた第２スイッチを閉じてインダクタの第２セグ
メントおよび電極を通して負電流パルスを流すインバー
タによって、一連の正・負電流パルスを発生させるため
の溶接電源において、該電流パルスの極性を逆転するた
め第１・第２命令信号の間で切り換えるための逆転部材
をもつ制御デバイス、および該命令信号が逆転される前
にインバータをオフにするための遅延部材を有すること
を改良点とする溶接電源。
【請求項３２】前記遅延部材が、電流パルスが選定値
をもつ電流までいつ低下するかを決定する部材、および
電流が該選定値まで低下したとき逆転を起動させる部材
を有する請求項３１記載の溶接電源。
【請求項３３】前記インバータが多相電源につながれ
る入力を有する請求項３１記載の溶接電源。
【請求項３４】前記インダクタのセグメントが単一イ
ンダクタの一部である請求項３１記載の溶接電源。
【請求項３５】前記インバータが、１８ｋＨｚ以上の
周波数で作動されるパルス幅変調器によって制御される
切換ネットワークを有する請求項３１記載の溶接電源。
【請求項３６】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項３５記載の溶接電源。
【請求項３７】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項３１記載の溶接電源。
【請求項３８】前記インバータが１８ｋＨｚ以上の周
波数で作動されるパルス幅変調器によって制御される切
換ネットワークを有する請求項３２記載の溶接電源。
【請求項３９】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さな周波数をもつ請求項３２記載の溶接電源。
【請求項４０】前記選定電流値が２００Ａ（アンペ
ア）よりも小さい請求項３１記載の溶接電源。
【請求項４１】前記選定電流値が一般に１００〜１５
０Ａ（アンペア）の範囲にある請求項４０記載の溶接電
源。
【請求項４２】前記選定電流値が２００Ａ（アンペ
ア）よりも小さい請求項３２記載の溶接電源。
【請求項４３】前記選定電流値が一般に１００〜１５
０Ａ（アンペア）の範囲にある請求項４２記載の溶接電
源。
【請求項４４】前記逆転部材が、Ｑ論理が第１命令信
号およびＱバー論理が第２命令信号である論理フリップ
フロップである請求項３１記載の溶接電源。
【請求項４５】前記遅延部材が、他方の論理信号を始
める前に、インバータをオフにするため、オッシレータ
出力が一方の論理信号と結合される論理ネットワークを
有する請求項４４記載の溶接電源。
【請求項４６】前記遅延部材が、他方の論理信号を始
める前に、インバータをオフにするため、オッシレータ
出力が一方の論理信号と結合される論理ネットワークを
有する請求項３１記載の溶接電源。
【請求項４７】前記遅延部材が、瞬時溶接電流を検知
するための部材、および該瞬時電流が選定値にあるとき
逆転部材を起動する部材を有する請求項３１記載の溶接
電源。
【請求項４８】（ａ）溶接電流の瞬時値を測定し、
（ｂ）該瞬時電流が最大電流値よりも低い選定値にある
とき、低電流信号を発生し、および（ｃ）オフ信号の発
生後、低電流信号が発生するとすぐ、第２論理信号を発
生し、それにより、溶接電流が一般に選定値にあると
き、トランジスタを用いたスイッチが導通状態から非導
通状態へ切り換えられるステップからなる、最大値と次
第に小さくなる裾引き状態をもつ一連の電流パルスにお
いて、該電流パルスが工作物と溶接で関連のある電極お
よびインダクタを有する直列回路を通って流れ、電源が
それに接続される入力をもつインバータ・ステージ、該
インバータがオンのとき第１極性にある第１端子、該イ
ンバータがオンのとき第２極性にある第２端子、および
該インバータをオフにするオフ信号を発生して電流を該
両端子から除いて該電流パルスをオフ状態に向けて移ら
せる制御回路を有し、および電力切換ステージが第１論
理信号が発生すると第１端子から電流を通す導通状態を
もち、第２論理信号が発生すると電流を阻止する非導通
状態をもつトランジスタを用いたスイッチを有する、溶
接電流を発生させる方法。
【請求項４９】前記電源が３相電源である請求項４８
記載の方法。
【請求項５０】前記インバータが１８ｋＨｚ以上の周
波数で作動されるパルス幅変調器によって制御される切
換ネットワークを有する請求項４８記載の方法。
【請求項５１】前記電流パルスが４００Ｈｚよりも小
さい周波数をもつ請求項４８記載の方法。
【請求項５２】前記一連のパルスが正電流パルスと負
電流パルスの間で交互に変わるパルスを有する請求項４
８記載の方法。
【請求項５３】さらに、（ｄ）正・負パルスを発生さ
せ、該パルスの周波数を調整するステップを有する請求
項４８記載の方法。
【請求項５４】前記選定電流値が２００Ａ（アンペ
ア）よりも小さい請求項４８記載の方法。
【請求項５５】前記選定電流値が１００〜１５０Ａ
（アンペア）の範囲にある請求項５４記載の方法。
【請求項５６】（ａ）電流パルスの極性を逆転するた
め第１・第２命令信号の間で切り換え、（ｂ）該命令信
号が切り換えられる前にインバータをオフさせるプロセ
スからなる、第１命令信号を受けるとすぐトランジスタ
を用いた第１スイッチを閉じてインダクタの第１セグメ
ントおよび工作物と直列の電極を通して流れる正電流パ
ルス、および第２命令信号を受けるとすぐトランジスタ
を用いた第２スイッチを閉じてインダクタの第２セグメ
ントおよび電極を通る負電流パルスをもつインバータに
よって、一連の正・負電流パルスを発生させるための方
法。
【請求項５７】さらに、（ｃ）前記電流パルスが選定
値の電流までいつ低下するかを決め、および（ｄ）該電
流が該選定値まで低下したとき、逆転動作を起動するプ
ロセスを有する請求項５６記載の方法。
【請求項５８】正端子、負端子、アース端子、および
該正端子と直列のトランジスタを用いた第１スイッチ、
インダクタの第１セグメント、電極とアースされた工作
物、負端子と直列のトランジスタを用いた第２スイッ
チ、インダクタの第２セグメント、電極とアースされた
工作物、および第１スイッチ逆転点で交互に第１スイッ
チをオンにし第２スイッチをオフにし、第２スイッチ逆
転点で第２スイッチをオンに第１スイッチをオフにし
て、電気アーク溶接のための交互に変わる正・負電流パ
ルスを用いた交流大溶接電流を発生させる制御部材を有
する出力切換ネットワークをもつ、少なくとも２００Ａ
（アンペア）の最大電流を有して交流電圧を直流電流源
に変換するためのインバータからなる、電極およびアー
スされた工作物での交流大電流アーク溶接のための溶接
電源。
【請求項５９】前記インバータが、低インダクタン
ス、インバータのオフ信号を受けるとすぐインバータを
切るための部材、および逆転点に先立ってインバータの
オフ信号を発生するための制御部材を有する請求項５８
記載の溶接電源。
【請求項６０】一般に２００Ａ（アンペア）以下の選
定電流値に前記逆転点を設定するための部材を有する請
求項５９記載の溶接電源。
【請求項６１】前記インバータが、一般に１８ｋＨｚ
よりも大きな高周波数で作動されるパルス幅変調切換ネ
ットワークを有する請求項５８記載の溶接電源。
【請求項６２】前記正・負電流パルスが４００Ｈｚよ
りも小さな周波数をもつ請求項６１記載の溶接電源。
【請求項６３】前記正・負電流パルスが４００Ｈｚよ
りも小さな周波数をもつ請求項５８記載の溶接電源。
【請求項６４】前記正・負電流パルスが４００Ｈｚよ
りも小さな周波数をもつ請求項５９記載の溶接電源。
【請求項６５】前記インバータの最大電流が１０００
Ａ（アンペア）よりも大きな請求項６３記載の溶接電
源。
【請求項６６】前記インバータの最大電流が１０００
Ａ（アンペア）よりも大きな請求項６４記載の溶接電
源。
【請求項６７】前記インバータの最大電流が１０００
Ａ（アンペア）よりも大きな請求項６２記載の溶接電
源。
【請求項６８】前記正・負電流パルスが４００Ｈｚよ
りも小さな周波数をもつ請求項６１記載の溶接電源。
【請求項６９】前記正・負電流パルスが４００Ｈｚよ
りも小さな周波数をもつ請求項６０記載の溶接電源。
【請求項７０】前記パルスの周波数を調整する部材を
有する請求項５８記載の溶接電源。
【請求項７１】前記パルスの周波数を調整する部材を
有する請求項６３記載の溶接電源。
【請求項７２】前記パルスの周波数を調整する部材を
有する請求項６４記載の溶接電源。
【請求項７３】前記正・負電流パルスの間の相対時間
を調整するための部材を有する請求項５８記載の溶接電
源。
【請求項７４】前記正・負電流パルスの間の相対時間
を調整するための部材を有する請求項５９記載の溶接電
源。
【請求項７５】前記正・負電流パルスの間の相対振幅
を調整するための部材を有する請求項５８記載の溶接電
源。
【請求項７６】前記正・負電流パルスの間の相対振幅
を調整するための部材を有する請求項５９記載の溶接電
源。
【請求項７７】前記インバータが多相電源に接続され
る入力を有する請求項５８記載の溶接電源。
【請求項７８】前記インバータが多相電源に接続され
る入力を有する請求項５９記載の溶接電源。
【請求項７９】前記インダクタのセグメントが単一イ
ンダクタの一部である請求項５８記載の溶接電源。
【請求項８０】前記インダクタのセグメントが単一イ
ンダクタの一部である請求項５９記載の溶接電源。